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WO2021192042A1 - ノイズ低減装置 - Google Patents
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noise
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忍 長澤
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Mitsubishi Electric Corp
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    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K2005/00286—Phase shifter, i.e. the delay between the output and input pulse is dependent on the frequency, and such that a phase difference is obtained independent of the frequency

Definitions

  • This disclosure relates to a noise reduction device.
  • noise electromagnetic noise generated from power electronics equipment
  • a noise reduction device such as a transistor and an operational amplifier
  • the basic configuration of an active filter is usually a function of detecting noise to be reduced existing in the main circuit, a function of generating a compensation voltage or a compensation current for reducing the detected noise by an active element, and a function of generating a compensation current or a compensation current by the active element.
  • the ability to inject the generated compensating voltage or compensating current into the main circuit is required.
  • an active filter for reducing the common mode current an active filter including a buffer amplifier in which the output of a current transformer that monitors the common mode current is input is used. , A configuration for generating a compensating current is disclosed.
  • Patent Document 1 does not mention a method of suppressing a signal that amplifies noise due to a phase delay generated in a compensation current. Further, as described in Patent Document 1, there are a feedback control method and a feedforward control method as control methods related to noise reduction of an active filter.
  • the noise amplification signal caused by the phase delay only amplifies the noise existing in the main circuit as it is.
  • the noise amplification signal caused by the phase delay brings about positive feedback of noise and oscillates the active filter to destabilize the operation. Therefore, in the feedback control method, it is particularly desired to suppress the noise amplification signal due to the phase lag.
  • the feedback control type active filter it is required to increase the gain of the feedback loop in order to enhance the noise reduction effect, but the increase of the gain may also increase the noise amplification signal due to the phase lag. There is. Therefore, in the feedback control type active filter, it tends to be difficult to obtain a high noise reduction effect while suppressing oscillation.
  • the present disclosure has focused on the above problems, and an object of the present disclosure is to provide a feedback control type noise reduction device having high stability and a high noise reduction effect.
  • the noise reduction device includes a noise detection unit, a compensation signal generation unit, a compensation signal injection unit, a compensation signal detection unit, a low frequency component subtraction unit, and an intermediate frequency component addition unit.
  • the noise detection unit detects electromagnetic noise on the connecting line.
  • the compensation signal generation unit generates a compensation signal for canceling electromagnetic noise based on the detection signal of the noise detection unit.
  • the compensation signal injection unit injects the compensation signal into the connecting line.
  • the compensation signal detection unit detects the compensation signal.
  • the low frequency component subtraction unit amplifies the first frequency component of the first frequency region lower than the predetermined first frequency among the detection signals by the compensation signal detection unit, and negatively affects the compensation signal generation unit.
  • the intermediate frequency component addition unit positively feeds back the component of the predetermined second frequency higher than the first frequency of the detection signals by the compensation signal detection unit to the compensation signal generation unit.
  • the noise reduction effect of the second frequency is enhanced, and the effect of reducing the noise of the second frequency is enhanced.
  • a feedback control type noise reduction device with high stability can be realized.
  • FIG. 2 It is a control block diagram of the noise reduction apparatus which concerns on Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a control block diagram of the noise reduction apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 2 is an electric circuit diagram for realizing the control block diagram of FIG. 2 by hardware. It is an electric circuit diagram for evaluating the one-circle transfer function of the major feedback loop of the noise reduction apparatus shown in FIG. It is an electric circuit diagram for evaluating the one-circle transfer function of the minor feedback loop of the noise reduction apparatus shown in FIG. It is a graph which shows the analysis result of the one-circle transfer function of the major feedback loop of the noise reduction apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. 2 It is a graph which shows the analysis result of the one-circle transfer function of the minor feedback loop of the noise reduction apparatus which concerns on Embodiment 2.
  • FIG. It is a graph which shows the analysis result of the one-circle transfer function of the minor feedback loop of the noise reduction apparatus which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is a graph which shows the analysis result of the one-circle transfer function of the major feedback loop of the noise reduction apparatus which concerns on Embodiment 3.
  • FIG. It is a graph which shows the analysis result of the one-circle transfer function of the minor feedback loop of the noise reduction apparatus which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. It is a graph which shows the analysis result of the one-circle transfer function of the major feedback loop of the noise reduction apparatus which concerns on Embodiment 4.
  • FIG. It is a graph which shows the actual measurement result of the noise reduction effect by the noise reduction apparatus which concerns on Embodiment 4. This is an example of an actually measured waveform of a compensation signal in the noise reduction device according to
  • FIG. 1 is a control block diagram of the noise reduction device according to the first embodiment.
  • the noise reduction device 10 includes a noise detection unit 20, an intermediate frequency component addition unit 30, a low frequency component subtraction unit 50, a compensation signal generation unit 60, and a compensation signal detection unit 70.
  • a compensation signal injection unit 80 and a connection line m0 are provided.
  • connection line m0 is connected to the noise source current input line m1 for inputting the noise source current icm via the subtractor type operator 90.
  • the compensation signal injection unit 80 is connected to the connection line m0 via a subtractor type operator 90.
  • the noise detection unit 20 is connected to the connection line m0 in a manner of sandwiching the connection line m0 together with the subtractor type operator 90. As will be described later, the noise detection unit 20 can be configured by a current transformer or a capacitor. Further, the noise detection unit 20 is connected to the leakage noise current output line m2 that outputs the leakage noise current ignd on the opposite side of the connection side from the connection line m0. The noise detection unit 20 outputs a detection voltage vsns that changes according to the current of the connection line m0. Therefore, the detected voltage vsns contains an electromagnetic noise component.
  • the intermediate frequency component addition unit 30 includes an adder type operator 32 and an intermediate frequency component extraction circuit 35.
  • the intermediate frequency component addition unit 30 is connected to the input line 61 of the compensation signal generation unit via a subtractor type operator 52 in the low frequency component subtraction unit 50.
  • the low frequency component subtraction unit 50 includes a subtractor type operator 52 and a low frequency component amplifier circuit 55.
  • the low-frequency component amplifier circuit 55 is connected to the input line 61 of the compensation signal generation unit via a subtractor type operator 52.
  • the compensation signal generation unit 60 includes an amplifier circuit 65.
  • the amplifier circuit 65 amplifies the voltage of the input line 61 to generate a compensation signal ICMP corresponding to the compensation current.
  • the compensation signal detection unit 70 outputs a compensation signal detection voltage vcmp according to the compensation signal icmp.
  • the intermediate frequency component addition unit 30 generates an output signal vcmf obtained by extracting a predetermined intermediate frequency component from the compensation signal detection voltage vcmp.
  • the low-frequency component amplifier circuit 55 generates an output signal vclf from which a low-frequency component having a compensation signal detection voltage vcmp is extracted.
  • the noise reduction device 10 forms a feedback loop LM0 via a connection line m0, a noise detection unit 20, a compensation signal generation unit 60, a compensation signal injection unit 80, and a subtractor type operator 90.
  • this feedback loop is defined as a “major feedback loop”.
  • the compensation signal icmp injected by the subtractor type operator 90 is generated so as to cancel the electromagnetic noise component.
  • electromagnetic noise remains on the connection line m0 as a residual deviation depending on the magnitude of the gain of the major feedback loop.
  • the compensation signal detection voltage vcmp from the compensation signal detection unit 70 is input to the low frequency component amplifier circuit 55.
  • the low frequency component subtraction unit 50 forms a feedback loop LN1 via the low frequency component amplifier circuit 55, the subtractor type operator 52, the compensation signal generation unit 60, and the compensation signal detection unit 70.
  • negative feedback is formed by the subtractor type operator 52, so the feedback loop is defined below as a "negative minor feedback loop”.
  • the negative minor feedback loop LN1 feedback control is performed so that the low frequency component in the compensation signal ICMP corresponding to the one-round transfer function (frequency characteristic) of the negative minor feedback loop is set to 0 by forming the negative feedback. It is said.
  • the low frequency component in the compensation signal icmp causes unnecessary power consumption or narrows the amplitude of the voltage and current output in the compensation signal generation unit 60. Furthermore, there is a concern that forming positive feedback in the major feedback loop may cause closed-loop oscillation.
  • the compensation signal detection voltage vcmp from the compensation signal detection unit 70 is input to the intermediate frequency component extraction circuit 35.
  • the intermediate frequency component addition unit 30 forms the feedback loop LP1 via the intermediate frequency component extraction circuit 35, the adder type operator 32, the compensation signal generation unit 60, and the compensation signal detection unit 70.
  • the feedback loop LP1 positive feedback is formed by the adder type operator 32. Therefore, the feedback loop is defined below as a “positive minor feedback loop”.
  • feedback control is performed so as to amplify the intermediate frequency component in the compensation signal imp according to the one-round transfer function (frequency characteristic) of the positive minor feedback loop by forming the positive feedback. It is said.
  • the intermediate frequency can be variably set by adjusting the one-round transfer function (frequency characteristic) of the positive minor feedback loop LP1. Therefore, by adjusting the circular transfer function of the positive minor feedback loop LP1 so that the intermediate frequency is set to an arbitrary frequency to be noise-reduced, the noise reduction device 10 has a high noise reduction effect at an arbitrary frequency. Can be demonstrated.
  • the gain of the positive minor feedback loop LP1 generally needs to be less than 1.
  • the positive minor feedback loop LP1 causes closed-loop oscillation, so that a signal equal to or larger than the input limit value is input to the compensation signal generation unit 60 or the like, and a desired noise reduction operation is performed. This is because there is a risk that
  • the major feedback loop LM0 under the action of the positive minor feedback loop LP1 and the negative minor feedback loop LN1, the major feedback loop LM0 generates a compensation signal imp that acts as a noise canceling component.
  • the compensation signal icmp the component of the frequency (intermediate frequency) to be reduced by the noise is amplified by the positive minor feedback loop LP1, and the low frequency component is reduced by the negative minor feedback loop LN1. It will be generated.
  • the low frequency component (including the offset component) of the compensation signal impp is suppressed to reduce the power consumption and stabilize the operation, and then the intermediate frequency component is used. A high noise reduction effect due to amplification can be obtained.
  • FIG. 2 is a control block diagram of the noise reduction device 10x according to the second embodiment.
  • the noise reduction device 10x according to the second embodiment corresponds to a device in which the control block of the noise reduction device 10 shown in FIG. 1 is modified into a configuration suitable for mounting.
  • the noise reduction device 10x according to the second embodiment is different from the noise reduction device 10 shown in FIG. 1 in the following points.
  • the compensation signal generation unit 60 further has a reverse phase conversion element 66 in addition to the amplifier circuit 65. Therefore, in FIG. 2, the phase of the compensation signal icmp output from the compensation signal generation unit 60 is inverted from that of the compensation signal icmp in FIG.
  • An adder type operator 90x is arranged on the connection line m0 instead of the subtractor type operator 90 in FIG. Therefore, the compensation signal icmp from the compensation signal generation unit 60 is injected into the connection line m0 via the adder type operator 90x.
  • the intermediate frequency component addition unit 30 further includes a phase inversion element 33 and a reverse phase conversion element 34 in addition to the intermediate frequency component extraction circuit 35. Further, instead of the adder type operator 32, the subtractor type operator 32x is arranged. The output signal vcmf of the intermediate frequency component extraction circuit 35 is input to the ⁇ side of the operator 32x after the antiphase conversion and the phase inversion.
  • the low frequency component subtraction unit 50 further includes a reverse phase conversion element 53 in addition to the subtractor type operator 52 and the low frequency component amplifier circuit 55.
  • the output signal vclf of the low-frequency component amplifier circuit 55 is input to the ⁇ side of the operator 52 after the reverse phase conversion.
  • the reverse phase conversion elements 34, 53, 66 can be configured by using, for example, an inverting amplifier circuit composed of an operational amplifier or a transistor. Further, the phase inversion element 33 can be configured by utilizing the phase inversion that occurs as a result of adjusting the phase lag at a high frequency of the operational amplifier or the transistor.
  • the phase of the compensation signal icmp from the compensation signal generation unit 60 is inverted as compared with the control configuration of FIG.
  • the compensation signal ICMP is injected into the connection line m0 via the adder type operator 90x instead of the subtractor type operator 90 in FIG. Therefore, it is understood that the compensation signal ICMP injected into the connection line m0 has the same phase between FIGS. 1 and 2.
  • the phase of the compensation signal detection voltage vcmp from the compensation signal detection unit 70 is also inverted from that of FIG.
  • the output signal vclf of the low frequency component amplifier circuit 55 is input to the subtractor type operator 52 (-side) after the reverse phase conversion. Therefore, it is understood that the sign (positive / negative) of the compensation signal detection voltage vcmp acting on the calculation by the operator 52 is the same in FIGS. 1 and 2.
  • the output signal vcmf generated by the intermediate frequency component extraction circuit 35 from the compensation signal detection voltage vcmp whose phase is inverted from FIG. 1 is further phase inverted after reverse phase conversion, and is a subtractor type. It is input to the operator 32x (-side) of. Therefore, the sign (positive / negative) of the compensation signal detection voltage vcmp acting on the calculation is the same between the operator 32 (adder type) in FIG. 1 and the operator 32x (subtractor type) in FIG. Is understood to be.
  • the symbols of the signal vcmf and the output signal vclf related to the low frequency are the same. Therefore, it is understood that the noise reduction device 10x of FIG. 2 and the noise reduction device 10 of FIG. 1 realize the same control contents.
  • the operator 52 in the low frequency component subtraction unit 50 and the operator 32x in the intermediate frequency component addition unit 30 can both be configured by the subtractor type, so that they are hardware. It is possible to combine them into a common circuit at the time of mounting.
  • the adder type operator 90x to the connection line m0, the options of the hardware constituting the compensation signal injection unit 80 are increased.
  • FIG. 3 is an electric circuit diagram for realizing the control block diagram of the noise reduction device 10x shown in FIG. 2 by hardware.
  • the noise reduction device 10x includes a connection line m0, a noise detection unit 20, a compensation signal generation unit 60, a compensation signal injection unit 80, a compensation signal detection unit 70, and an intermediate frequency.
  • a dual-purpose circuit 100 having the functions of the component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50 is provided.
  • the noise source circuit 11 that generates the noise source current icm shown in FIG. 1 is connected to the noise source current input line m1.
  • the noise source circuit 11 is, for example, an inverter circuit, and generates a noise source current by switching semiconductor elements for power conversion.
  • a noise leakage circuit 12 is connected to the leakage noise current output line m2.
  • the noise leakage circuit 12 is a general term for a group of circuits that may malfunction due to the inflow of noise, and is, for example, an IC (Integrated Circuit), a system power supply that constitutes a power supply path to the IC, or the like.
  • the voltage of the system power supply is AC / DC converted by a rectifying circuit, and then DC / AC conversion is performed from an inverter circuit to a motor or the like.
  • the inverter circuit of the one electric device becomes the noise source circuit 11, and the noise generated by the inverter circuit passes through the rectifier circuit and the system power supply and is a component of the other electric device.
  • the leakage circuit 12 for example, IC or the like.
  • connection line m0 the noise source current input line m1
  • leakage noise current output line m2 the leakage noise current output line m2
  • the noise detection unit 20 is composed of a current transformer 21.
  • the current transformer 21 has primary windings 21y and 21z inserted in the connection line m0 and secondary windings 21x.
  • the primary windings 21y and 21z and the secondary winding 21x are magnetically coupled, and the voltage that changes according to the current flowing through the connection line m0 is the secondary winding as the detection voltage vsns shown in FIG. Occurs at 21x.
  • the detected voltage vsns includes a voltage component that reflects an electromagnetic noise component in the current of the connection line m0.
  • the compensation signal injection unit 80 is composed of a current transformer having a primary winding 81x and secondary windings 81y and 81z that are magnetically coupled to each other.
  • the secondary windings 81y and 81z are inserted in the connecting line m0.
  • the compensation signal icmp which is the output current of the compensation signal generation unit 60, flows through the primary winding 81x.
  • the noise detection unit 20 can be configured by a capacitor as is known. Further, the signal injection unit 80 can also be applied with a capacitor by adopting the control configuration of FIG. 2 using the adder type operator 90x.
  • the compensation signal generation unit 60 includes a differential inverting amplifier circuit 150 and an emitter follower 180.
  • the differential inverting amplifier circuit 150 includes an operational amplifier 170 and a phase adjusting circuit 160 of the operational amplifier 170.
  • the phase adjusting circuit 160 has a negative input resistor 161 and a feedback resistor 163, and a feedback capacitance 164. Further, a positive input resistor 162 is connected to the input terminal (+ side) of the operational amplifier 170.
  • the phase adjustment circuit 160 is connected between the input terminal (-side) of the operational amplifier 170 and the output terminal.
  • the phase adjustment circuit 160 can adjust the phase difference between the input and output of the differential inverting amplifier circuit 150.
  • a low-pass filter is composed of a negative input resistor 161, a feedback resistor 163, and a feedback capacitance 164.
  • the emitter follower 180 has transistors 181 and 182 having control electrodes connected to the output terminal of the operational amplifier 170. Transistors 181 and 182 are connected in series between a positive power supply node (V +) and a negative power supply node (V ⁇ ). Compensation signal icmp, which is the output of the compensation signal generation unit 60, is generated at the connection node of the transistors 181 and 182. By connecting the primary winding 81x of the current transformer 81 between the connection nodes of the transistors 181 and 182 and the ground (GND), as shown in FIG. 2, the connection line is passed through the signal injection unit 80. The compensation signal icmp can be injected into m0.
  • the arrangement of the emitter follower 180 can be omitted.
  • the differential inverting amplifier circuit 150 can be configured by using transistors without using operational amplifiers.
  • a detection resistor 71 constituting the compensation signal detection unit 70 is connected between the primary winding 81x of the current transformer 81 and the ground (GND). As a result, a compensation signal detection voltage vcmp proportional to the current value of the compensation signal icmp is generated in the detection resistor 71.
  • the dual-purpose circuit 100 having the functions of the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50 is composed of an inverting amplifier circuit 110.
  • the inverting amplifier circuit 110 includes an operational amplifier 115 and a phase adjusting circuit 120 of the operational amplifier 115.
  • the phase adjusting circuit 120 has a negative input resistor 121, a feedback resistor 122, and a feedback capacitance 123.
  • the phase adjustment circuit 120 can adjust the phase difference between the input and output of the inverting amplifier circuit 110.
  • a low-pass filter is composed of a negative input resistor 121, a feedback resistor 122, and a feedback capacitance 123.
  • a negative input resistor 121 and a detection resistor 71 are input between the input terminals of the operational amplifier 115.
  • the input voltage of the operational amplifier 115 is set to the compensation signal detection voltage vcmp, and as shown in FIG. 2, the compensation signal detection voltage vcmp is the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50. Will be entered in.
  • the output terminal of the inverting amplifier circuit 110 is connected to the input terminal (+ side) of the operational amplifier 170 of the compensation signal generation unit 60. Therefore, the differential inverting amplifier circuit 150 amplifies the voltage difference between the detection voltage vsns from the noise detection unit 20 and the output signal of the inverting amplifier circuit 110 to generate a compensation signal icmp. This constitutes a minor loop of the compensation signal icmp.
  • the inverting amplifier circuit 110 can also be configured by using a transistor without using an operational amplifier.
  • the operational amplifiers 115 and 170 and the transistors 181, 182 operate by receiving the supply of the power supply voltage V + (positive voltage) and V- (negative voltage).
  • the power supply voltages V + and V- can be supplied by a positive direct current power supply PS + and a negative direct current power supply PS- connected in series via ground (GND).
  • Each of the DC power supplies PS + and PS- can be configured by a DC stabilized power supply that outputs a positive voltage.
  • a DC power supply can be obtained by rectifying the AC current flowing through the noise leakage circuit 12 and supplying it to a switching power supply circuit (not shown).
  • both functions of the antiphase conversion elements 34 and 53 in FIG. 2 are realized.
  • the function of the reverse phase conversion element 66 in FIG. 2 is realized by the inverting amplification of the differential inverting amplifier circuit 150.
  • the function of the phase inversion element 33 in FIG. 2 is realized by adjusting the phase delay of the inverting amplifier circuit 110 by adjusting the circuit constant of the phase adjustment circuit 120. Specifically, it can be realized by adding a phase delay of ⁇ 180 ° to the frequency component corresponding to the intermediate frequency.
  • the noise reduction device 10x forms a major feedback loop LM0 via the connection line m0, the noise detection unit 20, the compensation signal generation unit 60, and the compensation signal injection unit 80.
  • the major feedback loop LM0 since the differential inverting amplifier circuit 150 forms negative feedback, feedback control is executed so as to eliminate the electromagnetic noise existing in the connection line m0.
  • electromagnetic noise remains on the connection line m0 as a residual deviation according to the magnitude of the gain of the major feedback loop LM0.
  • the gain of the major feedback loop LM0 is determined by setting the turns ratio between the primary windings 21y and 21z and the secondary winding 21x in the noise detection unit 20 or adjusting the gain of the differential inverting amplifier circuit 150 in the compensation signal generation unit 60. , Can be made larger.
  • a minor feedback loop is formed via an inverting amplifier circuit 110 that integrally constitutes an intermediate frequency component addition unit 30 and a low frequency component subtraction unit 50, a compensation signal generation unit 60, and a compensation signal detection unit 70.
  • the minor feedback loop forms negative feedback
  • feedback control is performed so that the low frequency component in the compensation signal ICMP corresponding to the one-round transfer function (frequency characteristic) of the minor feedback loop is set to zero.
  • the minor feedback loop forms positive feedback by generating a signal whose phase is inverted at a certain frequency or higher according to the circular transfer function (frequency characteristic) of the minor feedback loop.
  • feedback control can be performed so as to amplify the intermediate frequency component in the compensation signal imp according to the one-round transfer function (frequency characteristic) of the minor feedback loop.
  • the frequency regions of the one-round transmission function (frequency characteristics) of the minor feedback loop are different from each other. It is possible to equivalently form the positive minor feedback loop LP1 for the intermediate frequency and the negative minor feedback loop LN1 for the low frequency component in FIGS. 1 and 2.
  • the round transfer function (frequency characteristics) of the minor feedback loop should be adjusted so that the frequency domain (intermediate frequency) in which the equivalently positive minor feedback loop is formed corresponds to an arbitrary frequency to be noise-reduced. Therefore, a high noise reduction effect can be exhibited at any frequency.
  • the gain of the positive minor feedback loop needs to be less than 1. This is because when the gain is 1 or more, closed-loop oscillation occurs in the positive feedback.
  • the one-round transfer function (frequency characteristic) of the minor feedback loop can be adjusted so that a negative minor feedback loop is formed equivalently. This can bring about the effects of suppressing unnecessary power consumption in the major feedback loop LM0, securing the amplitudes of the voltage and current outputs, and stabilizing the operation by suppressing the closed loop oscillation.
  • the circular transmission function (frequency characteristic) of the minor feedback loop, the gain of the positive minor feedback loop, and the intermediate frequency in FIG. 3 are the compensation signal generation unit 60, the compensation signal detection unit 70, and the intermediate frequency component addition unit 30. And, by adjusting the circuit constant in the low frequency component subtraction unit 50 (inverting amplifier circuit 110), it can be changed to an arbitrary characteristic.
  • FIG. 4 is an electric circuit diagram for evaluating the one-round transfer function of the major feedback loop of the noise reduction device 10x shown in FIG.
  • the wiring between the noise detection unit 20 and the negative input resistor 161 in the compensation signal generation unit 60 is opened to input a voltage.
  • a terminal 201 and a voltage measurement terminal 202 are provided.
  • a circuit transfer function of a major feedback loop was obtained by circuit simulation using such a circuit as an analysis target.
  • the voltage input terminal 201 is provided on the negative input resistor 161 side
  • the voltage measurement terminal 202 is provided on the noise detection unit 20 side.
  • the minor feedback loop by the inverting amplifier circuit 110 was set as a closed loop.
  • a voltage corresponding to the current of the connection line m0 into which the compensation signal imp is injected which is provided with the minor feedback loop by the inverting amplifier circuit 110 and is generated by the compensation signal generation unit 60, is generated.
  • the main circuit was in a non-powered state.
  • the major feedback loop to be analyzed in FIG. 4 corresponds to an embodiment of the “first feedback loop”.
  • FIG. 5 is an electric circuit diagram for evaluating the one-round transfer function of the minor feedback loop of the noise reduction device 10x shown in FIG.
  • the wiring between the noise detection unit 20 and the negative input resistor 161 in the compensation signal generation unit 60 is opened as in FIG. A point 300 is provided. Further, a circuit provided with a voltage input terminal 301 and a voltage measurement terminal 302 by opening the wiring between the compensation signal injection unit 80 (primary winding 81x) and the output node of the compensation signal generation unit 60 is simulated. Was the subject of analysis.
  • the compensation signal injection unit 80 (primary winding 81x) is provided with a voltage input terminal 301, and the compensation signal generation unit 60 side is provided with a voltage measurement terminal 302.
  • both the major feedback loop and the minor feedback loop are open loops.
  • the main circuit was also in a non-powered state.
  • the minor feedback loop analyzed in FIG. 5 corresponds to an embodiment of the “second feedback loop”.
  • FIG. 6 is a graph showing the analysis result of the one-round transfer function of the major feedback loop of the noise reduction device according to the second embodiment.
  • FIG. 6A shows the analysis result only for the major feedback loop by the compensation signal generation unit 60 in which the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50 are removed in the control block diagram of FIG.
  • This analysis target corresponds to a configuration in which the inverting amplifier circuit 110 is removed from the configuration of FIG.
  • the characteristic line G-AFa shows the gain characteristic with respect to the frequency
  • the characteristic line P-AFa shows the phase characteristic with respect to the frequency.
  • the configuration to which the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50 in FIG. 6A and the like are not applied is also referred to as a configuration “before application of the present embodiment”.
  • FIG. 6B shows an analysis result for the circuit configuration of FIG. 4, including the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50.
  • the characteristic line G-AFb shows the gain characteristic with respect to the frequency of the major feedback loop
  • the characteristic line P-AFb shows the phase characteristic with respect to the frequency of the major feedback loop.
  • the gain on the characteristic line related to the major feedback loop is defined by the decibel display value of the value obtained by dividing the measured voltage at the voltage measuring terminal 202 in FIG. 4 by the input voltage to the voltage input terminal 201.
  • the phase in which the measured voltage at the voltage measuring terminal 202 is completely out of phase with the input voltage to the voltage input terminal 201 is defined as 0 °.
  • a state in which the phase of the measured voltage at the voltage measuring terminal 202 is ahead of the phase of the input voltage to the voltage input terminal 201 is “positive in phase”, and a state in which the phase of the measured voltage is behind the phase of the input voltage. Is defined as "phase is negative".
  • the major feedback loop forms negative feedback to reduce the electromagnetic noise present at the connection line m0 to zero. Feedback control is feasible.
  • the major feedback loop when the phase is below ⁇ 180 ° or above 180 °, the major feedback loop will form positive feedback. It is generally known that when the gain of the major feedback loop exceeds 0 (dB) in the frequency band forming positive feedback, the major feedback loop causes closed loop oscillation.
  • the frequency range of about 25 (kHz) to 20 (MHz) corresponds to the phase range of ⁇ 180 ° to 180 ° of the characteristic line P—AFa, which is the negative feedback band. ..
  • the frequency range of 25 (kHz) or less and 20 (MHz) or more is a positive feedback band.
  • the gain of the positive feedback band exceeds 0 (dB) in the vicinity of 25 (kHz). Includes the frequency domain. Therefore, it can be read that the major feedback loop causes closed loop oscillation in the frequency domain. Therefore, it is understood that it is not easy to obtain a high gain at a desired frequency while suppressing closed-loop oscillation in the configuration before the application of the present embodiment.
  • the positive feedback band and the negative feedback band are determined from the characteristic line P-AFb in the same manner as described with reference to FIG. 6 (a).
  • the gain is reduced by about 20 (dB) in the vicinity of 25 (kHz) corresponding to the gain peak in FIG. 6 (a), and as a result, the gain peak is reduced. Is made lower than 0 (dB). As a result, it is understood that the closed loop oscillation in the major feedback loop is suppressed in the configuration of the present embodiment.
  • the gain around 150 kHz is selectively selected by the effects of the intermediate frequency component adding section 30 and the low frequency component subtracting section 50. It is increased by about 5.0 (dB) at the maximum.
  • the frequency component around 150 (kHz) corresponding to the intermediate frequency is enhanced.
  • it can be expected that the noise reduction effect of the frequency component corresponding to the intermediate frequency is enhanced.
  • the intermediate frequency (around 150 (kHz) above) that selectively increases the gain is arbitrary by adjusting the one-round transfer function (frequency characteristic) of the minor feedback loop by adjusting the constant of the circuit element, as will be described later. It is possible to design at the frequency of. That is, it is also possible to design a noise reduction device by specializing in a frequency region other than around 150 (kHz).
  • FIG. 7 is a graph showing the analysis result of the one-round transfer function of the minor feedback loop of the noise reduction device according to the second embodiment.
  • the characteristic line G-LM2 shows the gain characteristic with respect to the frequency of the minor feedback loop
  • the characteristic line P-LM2 shows the phase characteristic with respect to the frequency of the minor feedback loop.
  • the gain on the characteristic line related to the minor feedback loop is defined by the decibel display value of the value measured by the voltage measuring terminal 302 in FIG. 5 divided by the input voltage to the voltage input terminal 301.
  • the phase in which the measured voltage at the voltage measuring terminal 302 is completely out of phase with the input voltage to the voltage input terminal 301 is defined as 0 °.
  • a state in which the phase of the measured voltage is advanced with respect to the phase of the input voltage is defined as "phase is positive”
  • a state in which the phase of the measured voltage is delayed with respect to the phase of the input voltage is defined as "phase is negative”. do.
  • the minor feedback loop forms positive feedback. Therefore, it is generally known that when the gain of the minor feedback loop exceeds 0 (dB) in the frequency band forming positive feedback, the minor feedback loop causes closed loop oscillation.
  • the feedback control in general negative feedback is as described above, but as will be described later, the inventor has described that even if the phase is in the range of -180 ° to 180 °, it is near -180 ° or 180 °. It has been confirmed that in the vicinity, feedback control is not performed so as to set the control target to 0, and conversely, feedback control is performed so as to increase the control target.
  • feedback control is not performed so as to set the control target to 0, and conversely, feedback control is performed so as to increase the control target.
  • the function of the intermediate frequency component addition unit 30 shown in FIGS. 1 and 2 is realized.
  • the frequency range of 1 (Hz) to 25 (MHz) whose phase is above ⁇ 180 ° and below 180 ° is the negative feedback band, and the phase is ⁇ 180.
  • the frequency range higher than 25 (MHz) below ° is the positive feedback band.
  • the gain exceeds 0 (dB), so the compensation signal icmp is set to 0. It is understood that feedback control is performed so as to. This is because, in the characteristic line G-AFb of FIG. 6 (b), the gain of the major feedback loop is reduced in the frequency region of 100 (kHz) or less as compared with the characteristic line G-AFa of FIG. 6 (a). It also matches that there is. As described above, due to the action of the inverting amplifier circuit 110, a negative minor feedback loop is formed equivalently for the low frequency signal with respect to the major feedback loop for generating the compensation signal ICMP. As a result, the function of the low frequency component subtraction unit 50 of FIGS. 1 and 2 is realized.
  • the gain of 150 (kHz) in the minor feedback loop is about -3.9 (dB), and the phase is about -150 °.
  • the characteristic line G-AFb shown in FIG. 6 (b) is around 150 (kHz) as described above. Gain is selectively increased, increasing by up to 5.0 (dB).
  • the low frequency component (100 (kHz) or less in the example of FIG. 6) or less is formed by the minor feedback loop by the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50.
  • the intermediate frequency component around 150 (kHz) in the example of FIG. 6
  • 100 (kHz) defined as the boundary of the low frequency component corresponds to one embodiment of the "first frequency”
  • 150 (kHz) corresponding to the intermediate frequency is the "second frequency”.
  • the inverting amplifier circuit 110 corresponds to an embodiment of the "inverting amplifier circuit” common to the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50.
  • the phase adjustment circuit 160 provided in the differential inverting amplifier circuit 150 corresponds to one embodiment of the "first phase adjustment circuit”
  • the phase adjustment circuit 120 provided in the inverting amplifier circuit 110 is a "second phase adjustment circuit”.
  • the phase adjustment circuit corresponds to one embodiment of the "phase adjustment circuit”.
  • Embodiment 3 In the following embodiments, an example of adjusting the frequency characteristics of the minor feedback loop will be described. In the third embodiment, the adjustment for advancing the phase of the minor feedback loop as compared with the second embodiment will be described.
  • FIG. 8 is a graph showing the analysis result of the one-round transfer function of the minor feedback loop of the noise reduction device according to the third embodiment.
  • the phase adjustment circuit 160 of the differential inverting amplifier circuit 150 in the compensation signal generation unit 60 and the phase adjustment circuit 160 in the compensation signal generation unit 60 are based on the electric circuit of the noise reduction device 10x according to the second embodiment shown in FIG.
  • the circuit element constants constituting the phase adjustment circuit 120 of the inverting amplifier circuit 110 intermediate frequency component addition unit 30 and low frequency component subtraction unit 50
  • the phase of the minor feedback loop is advanced beyond the characteristics of FIG. There is.
  • the characteristic line G-LM3 shows the gain characteristic in the third embodiment
  • the characteristic line P-LM3 shows the phase characteristic in the third embodiment. From the characteristic lines G-LM3 and P-LM3, in the third embodiment, the gain at 150 (kHz) is ⁇ 9.8 (dB), and the phase is about -138 °.
  • the gain at 150 (kHz) is -3.9 (dB) and the phase is ⁇ 150 °, but in the third embodiment, the gain is lower. And it is understood that the phase is far from ⁇ 180 °.
  • the amplification of the intermediate frequency here, around 150 (kHz)
  • the function of the intermediate frequency component addition unit 30 is not exhibited.
  • FIG. 9 is a graph showing the analysis result of the one-round transfer function of the major feedback loop of the noise reduction device according to the third embodiment.
  • FIG. 9A shows an analysis of only the major feedback loop before the application of the present embodiment, that is, with the intermediate frequency component adding section 30 and the low frequency component subtracting section 50 removed, as in FIG. 6A.
  • the results are shown.
  • the circuit from which the inverting amplifier circuit 110 has been removed is targeted for analysis, thereby performing the above analysis. You can get the result.
  • FIG. 9B shows the analysis result at the time of application of the present embodiment, which targets the electric circuit of FIG. 4 in which the circuit constants according to the third embodiment have been adjusted. ..
  • the characteristic line G-AF3a shows the gain characteristic with respect to the frequency
  • the characteristic line P-AF3a shows the phase characteristic with respect to the frequency
  • the characteristic line G-AF3b shows the gain characteristic with respect to the frequency of the major feedback loop
  • the characteristic line P-AF3b shows the phase characteristic with respect to the frequency of the major feedback loop.
  • a negative feedback band (generally 25 (kHz) to 20 (MHz)) and a positive feedback band are associated with the phases of the characteristic lines P-AF3a and P-AF3b. (Approximately 25 (kHz) or less, or 20 (MHz) or more) exists.
  • the inverting amplifier circuit 110 (intermediate frequency component addition unit 30 and low frequency component subtraction unit 50) is arranged.
  • the gain is increased by about 2.2 (dB) at the maximum.
  • This gain increase is smaller than the increase between the characteristic lines G-AFa and G-AFb in the second embodiment (up to about 5.0 (dB)). That is, as compared with the second embodiment, the function of the intermediate frequency component addition unit 30 is weakened.
  • the second embodiment and the third embodiment are equivalent in terms of the effect of reducing the low frequency component (for example, the frequency region of 100 (kHz) or less) by the low frequency component subtracting unit 50.
  • the effect of reducing the low frequency component is maintained by adjusting the phase of the minor feedback loop, and the circuit operation is stabilized by suppressing the oscillation by suppressing the gain.
  • the second embodiment has a higher noise reduction effect of the frequency component around the intermediate frequency (150 (kHz)).
  • Embodiment 4 contrary to the third embodiment, the adjustment for delaying the phase of the minor feedback loop as compared with the second embodiment will be described.
  • phase adjustment circuit 160 (inside the differential inverting amplifier circuit 150) and the phase adjustment circuit 120 are based on the electric circuit of the noise reduction device 10x according to the second embodiment shown in FIG.
  • the phase of the minor feedback loop is delayed from the characteristics of FIG. 7 by adjusting the circuit element constants (inside the inverting amplifier circuit 110).
  • FIG. 10 is a graph showing the analysis result of the one-round transfer function of the minor feedback loop of the noise reduction device according to the fourth embodiment.
  • the characteristic line G-LM4 shows the gain characteristic in the fourth embodiment
  • the characteristic line P-LM4 shows the phase characteristic in the fourth embodiment.
  • the gain at 150 (kHz) is 1.0 (dB)
  • the phase is about -171 °. Therefore, in the second embodiment (FIG. 7), the gain is increased in the third embodiment as compared with the case where the gain at 150 (kHz) is -3.9 (dB) and the phase is ⁇ 150 °. And it is understood that the phase is approaching ⁇ 180 °.
  • the phase at 150 (kHz) is brought close to -180 ° by phase adjustment so that the frequency region of 200 to 400 (kHz) becomes the positive feedback band.
  • the gain is also set slightly higher than 0 (dB).
  • the amplification effect of the frequency component around the intermediate frequency (150 (kHz)) corresponding to the function of the intermediate frequency component adding unit 30 is enhanced.
  • the phase around 150 (kHz), in which the gain is set slightly higher than 0 (dB) is close to ⁇ 180 ° but not less than ⁇ 180 °, so that oscillation does not occur.
  • FIG. 11 is a graph showing the analysis result of the one-round transfer function of the major feedback loop of the noise reduction device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 11 (a) similarly to FIGS. 6 (a) and 9 (a), before the application of the present embodiment, that is, the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50 are removed.
  • the analysis results for only the major feedback loop are shown. Specifically, in the electric circuit of FIG. 4 in which the circuit constants according to the fourth embodiment described in FIG. 10 have been adjusted, the circuit from which the inverting amplifier circuit 110 has been removed is targeted for analysis, thereby performing the above analysis. You can get the result.
  • FIG. 11B shows an analysis result for the electric circuit of FIG. 4 in which the circuit constants according to the fourth embodiment have been adjusted.
  • the characteristic line G-AF4a shows the gain characteristic with respect to the frequency
  • the characteristic line P-AF4a shows the phase characteristic with respect to the frequency
  • the characteristic line G-AF4b shows the gain characteristic with respect to the frequency of the major feedback loop
  • the characteristic line P-AF4b shows the phase characteristic with respect to the frequency of the major feedback loop.
  • the negative feedback band (generally 25 (kHz) or 50 (kHz) to 20 (MHz)) is associated with the phase on the characteristic lines P-AF4a and P-AF4b. And there is a positive feedback band (25 (kHz) or less, 50 (kHz) or less, or 20 (MHz) or more).
  • the inverting amplifier circuit 110 (intermediate frequency component addition unit 30 and low frequency component subtraction unit 50) is arranged.
  • the gain is increased by about 18.2 (dB) at the maximum. This gain increase is larger than the gain increase between the characteristic lines G-AFa and G-AFb in the second embodiment (up to about 5.0 (dB)).
  • the gain peak around 25 (kHz) is included as compared with the characteristic line G-AF4a of FIG. 11A. It can be read that the gain in the frequency region of 100 (kHz) or less is reduced. Therefore, it is understood that the second embodiment and the fourth embodiment are equivalent in terms of the effect of reducing the low frequency component (for example, the frequency region of 100 (kHz) or less) by the low frequency component subtracting unit 50.
  • the effect of reducing the low frequency component is maintained by adjusting the phase of the minor feedback loop, and the frequency component around the intermediate frequency (for example, 150 (kHz)) is maintained.
  • a desired characteristic can be obtained by adjusting the one-round transfer function (frequency characteristic) of the minor feedback loop. Specifically, by adjusting the circuit constants of at least one of the phase adjustment circuits 120 and 160, the frequency domain (low frequency) in which the negative minor feedback loop operates and the intermediate frequency in which the positive minor feedback loop operates can be arbitrarily selected. It is possible to set to.
  • the fourth embodiment a configuration example capable of maintaining the reduction effect of the low frequency component and enhancing the noise reduction effect of the intermediate frequency component (for example, 150 (kHz)) is shown.
  • the measurement results of an actual machine experiment to which the noise reduction device according to the fourth embodiment is applied will be illustrated.
  • FIG. 12 is a graph showing the actual measurement result of the noise reduction effect by the noise reduction device according to the fourth embodiment.
  • the vertical axis of FIG. 12 shows the noise terminal voltage (dB ⁇ V) measured in the experiment, and the horizontal axis shows the frequency (Hz).
  • the noise terminal voltage was measured by quasi-peak detection.
  • the characteristic line CEa is a case where the compensation signal generation unit 60 (differential inverting amplifier circuit 150 and emitter follower 180), the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50 (inverting amplifier circuit 110) are stopped. The noise terminal voltage measurement result is shown.
  • the characteristic line CEb operates a compensation signal generation unit 60 (differential inverting amplifier circuit 150 and emitter follower 180), an intermediate frequency component addition unit 30 and a low frequency component subtraction unit 50 (inverting amplifier circuit 110). Further, the noise terminal voltage measurement result during the operation of the noise reduction device according to the fourth embodiment is shown.
  • the noise terminal voltage is from 150 (kHz) to 2 (MHz) due to the operation of the compensation signal generation unit 60, the low frequency component subtraction unit 50, and the intermediate frequency component addition unit 30. It is understood that the frequency range is reduced by up to 20 (dB).
  • the measurement result of FIG. 12 also corresponds to the one-round transfer function (specifically, the characteristic line G-AF4b) of the major feedback loop shown in FIG. 11 (b). Further, in the frequency band over 2 (MHz) where the gain is 0 (dB) or less on the characteristic line G-AF4b, a significant change in the noise terminal voltage (that is, implementation) is performed from the comparison of the characteristic lines CEa and CEb in FIG. It can be confirmed that the influence of the operation of the noise reduction device according to the fourth embodiment) has not occurred.
  • FIG. 13 is an example of an actually measured waveform of the compensation signal icmp in the noise reduction device according to the fourth embodiment.
  • the compensation signal icmp was measured in a configuration in which the noise reduction device according to the fourth embodiment was connected to the noise source circuit 11 and the noise leakage circuit 12 similar to those connected in FIG.
  • the horizontal axis is the time axis and the vertical axis is the current value of the compensation signal ICMP.
  • FIG. 13A similarly to the simulation conditions in FIG. 11A, the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50 are removed, and then the major feedback loop is formed so that oscillation does not occur.
  • FIG. 13 (b) when the intermediate frequency component addition unit 30 and the low frequency component subtraction unit 50 are operated in the same manner as in the simulation conditions in FIG. 11 (b), that is, in the present embodiment.
  • the waveform of the compensation signal icmp at the time of application of the form is shown.
  • the current waveform of FIG. 13 (b) corresponds to the actual measurement result under the characteristic lines G-AF4b and P-AF4b of FIG. 11 (a).
  • an offset current If from the zero point is generated in the compensation signal (current) ICMP.
  • the measured value of Iof in the actual machine experiment by the inventor was about -400 (mA).
  • Such an offset current If is generated because the offset voltage generated by the operational amplifier 170, the transistors 181 and 182, and the like is applied to the compensation signal injection unit 80.
  • the offset current If is a relatively large value even if the applied offset voltage is small. It is easily inferred that
  • FIG. 13B it can be confirmed that almost no offset current is generated in the compensation signal icmp. This is because the low frequency offset voltage is compensated by the inverting amplifier circuit 110 (intermediate frequency component addition unit 30 and low frequency component subtraction unit 50). As described above, by reducing the offset, unnecessary power consumption and narrowing of the range of the output current and voltage amplitude of the compensation signal generation unit 60 can be suppressed.
  • the intermediate frequency to be noise-reduced can be designed to any frequency by adjusting the one-round transfer function (frequency characteristics) of the minor feedback loop by adjusting the constants of the circuit elements.
  • connection line m0, the noise source current input line m1, and the leakage noise current output line m2 are described as two lines, but in application to three-phase alternating current, these m0 ⁇ M2 is 3 lines.
  • m0 to m2 may be 4 or more lines.
  • the noise reduction device can be connected to any part of the current path between the noise source circuit 11 and the noise leakage circuit 12.
  • the noise source circuit 11 and the noise leakage circuit 12 are not particularly limited, and the circular transfer function of the minor feedback loop described above is used so that the intermediate frequency is appropriately set according to the frequency component to be reduced. By adjusting (frequency characteristics), it is possible to suppress the offset signal and oscillation, and reduce the noise of the frequency component.
  • the operational amplifier 115 , 170 (the transistor when the differential inverting amplifier circuit 150 or the inverting amplifier circuit 110 is composed of a transistor instead of an operational amplifier) can be further combined with the adjustment of the gain bandwidth product to obtain a desired frequency. be.
  • the gain bandwidth product (GB product) of the operational amplifier and / or the transistor it is possible to omit the arrangement of the low-pass filter and configure the phase adjustment circuits 120 and 160.
  • 10,10x noise reduction device 11 noise source circuit, 12 noise leakage circuit, 20 noise detector, 21,81 current transformer, 21x, 81y, 81z secondary winding, 21y, 21z, 81x primary winding, 30 intermediate frequency Component adder, 32, 32x, 52, 90, 90x operator, 35 intermediate frequency component extraction circuit, 50 low frequency component subtraction section, 55 low frequency component amplifier circuit, 60 compensation signal generator, 61 input line, 65 amplifier circuit , 70 Compensation signal detection unit, 71 detection resistance, 80 compensation signal injection unit, 100 combined circuit, 110 inverting amplifier circuit, 115, 170 operational amplifier, 120, 160 phase adjustment circuit, 121, 161 negative input resistance, 122, 163 feedback resistance , 123,164 feedback capacitance, 150 differential inverting amplifier circuit, 162 positive input resistance, 180 emitter follower, 181,182 transistor, 201,301 voltage input terminal, 202,302 voltage measurement terminal, 300 open point, LM0 major feedback loop , LN1, LP1 minor feedback loop, amplifier compensation signal, ignd leak

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Abstract

補償信号生成部（６０）は、ノイズ検出部（２０）の検出信号（ｖｓｎｓ）に基づいて、接続線（ｍ０）上の電磁ノイズを相殺するための補償信号（ｉｃｍｐ）を生成する。補償信号注入部（８０）は、補償信号（ｉｃｍｐ）を接続線（ｍ０）に注入する。補償信号検出部（７０）は、補償信号（ｉｃｍｐ）の検出信号（ｖｃｍｐ）を出力する。低周波成分減算部（５０）は、検出信号（ｖｃｍｐ）のうちの、予め定められた第１の周波数領域の成分を増幅して補償信号生成部（６０）に負帰還する。中間周波数成分加算部（３０）は、検出信号（ｖｓｎｓ）のうちの、第１の周波数領域よりも高い、予め定められた第２の周波数の成分を補償信号生成部（６０）に正帰還する。

Description

ノイズ低減装置
　本開示は、ノイズ低減装置に関する。
　パワーエレクトロニクス機器の広範な普及に伴い、パワーエレクトロニクス機器から発生する電磁ノイズ（以下、単にノイズとも表記）に起因する障害が増加している。ノイズの法規制は国際的に広がってきており、これまで以上に十分にノイズを低減することが求められている。
　ノイズ低減手法の従来例として、トランジスタ及びオペアンプ等の能動素子を用いたノイズ低減装置（いわゆる、能動フィルタ）が公知である。能動フィルタの基本的な構成としては、通常、主回路に存在する低減対象のノイズを検出する機能、検出されたノイズを低減するための補償電圧又は補償電流を能動素子により生成する機能、及び、生成された補償電圧又は補償電流を主回路に注入する機能が必要である。
　特開２００２－１０６５０号公報（特許文献１参照）には、コモンモード電流を低減するための能動フィルタとして、コモンモード電流をモニタする変流器の出力が入力される緩衝増幅器を含む能動フィルタによって、補償電流を発生させる構成が開示される。
特開２００２－１０６５０号公報
　特許文献１に記載の構成では、能動素子（オペアンプ）の入力バイアス電流を調整する手法が提案されており、これにより能動素子のオフセット信号を補償できる。
　しかしながら、特許文献１では、補償電流に生じる位相遅れによってノイズを増幅する信号の抑制方法については言及されていない。又、特許文献１にも記載されるように、能動フィルタのノイズ低減に係る制御方式には、フィードバック制御方式と、フィードフォワード制御方式とが存在する。
　各制御方式に対する位相遅れの影響を考えると、フィードフォワード制御方式では、位相遅れに起因するノイズ増幅信号は、そのまま主回路に存在するノイズを増幅させるに留まる。これに対して、フィードバック制御方式では、位相遅れに起因するノイズ増幅信号は、ノイズの正帰還をもたらし、能動フィルタを発振させて動作を不安定にさせることが懸念される。このため、フィードバック制御方式では、特に、位相遅れに起因するノイズ増幅信号の抑制が望まれる。
　又、フィードバック制御方式の能動フィルタでは、ノイズ低減効果を高めるためにはフィードバックループのゲインを大きくすることが求められるが、当該ゲインの増大は、位相遅れに起因するノイズ増幅信号についても増大させる虞がある。このため、フィードバック制御方式の能動フィルタでは、発振を抑制しつつ、高いノイズ低減効果を得ることが困難な傾向にある。
　本開示は、上記課題に着目してなされたものであり、本開示の目的は、安定度が高く、かつ、高いノイズ低減効果を備えたフィードバック制御方式のノイズ低減装置を提供することである。
　本開示のある局面によれば、ノイズ低減装置は、ノイズ検出部と、補償信号生成部と、補償信号注入部と、補償信号検出部と、低周波成分減算部と、中間周波数成分加算部とを備える。ノイズ検出部は、接続線上の電磁ノイズを検出する。補償信号生成部は、ノイズ検出部の検出信号に基づいて、電磁ノイズを相殺するための補償信号を生成する。補償信号注入部は、補償信号を接続線に注入する。補償信号検出部は、補償信号を検出する。低周波成分減算部は、補償信号検出部による検出信号のうちの、予め定められた第１の周波数よりも低い第１の周波数領域の第１の周波数成分を増幅して補償信号生成部に負帰還する。中間周波数成分加算部は、補償信号検出部による検出信号のうちの、第１の周波数よりも高い予め定められた第２の周波数の成分を補償信号生成部に正帰還する。
　本開示によれば、ノイズ検出部によって検出された電磁ノイズを相殺するための補償信号を生成するフィードバック制御ループに対して、補償信号の低周波数の成分（第１の周波数成分）を抑制するための負のマイナー帰還ループと、補償信号の第２の周波数の成分を増幅するための正のマイナー帰還ループとが作用することにより、当該第２の周波数のノイズの低減効果が高められ、かつ、安定度が高いフィードバック制御方式のノイズ低減装置を実現することができる。
実施の形態１に係るノイズ低減装置の制御ブロック図である。 実施の形態２に係るノイズ低減装置の制御ブロック図である。 図２の制御ブロック図をハードウェアで実現するための電気回路図である。 図３に示されたノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数を評価するための電気回路図である。 図３に示されたノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数を評価するための電気回路図である。 実施の形態２に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態２に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態３に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態３に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態４に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態４に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。 実施の形態４に係るノイズ低減装置によるノイズ低減効果の実測結果を示すグラフである。 実施の形態４に係るノイズ低減装置での補償信号の実測波形例である。
　以下に、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一又は相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。
　又、以下に示す実施の形態は、本開示の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本開示の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本開示の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲において、種々の変更を加えることができる。
　実施の形態１．
　図１は、実施の形態１に係るノイズ低減装置の制御ブロック図である。
　図１を参照して、実施の形態１に係るノイズ低減装置１０は、ノイズ検出部２０、中間周波数成分加算部３０、低周波成分減算部５０、補償信号生成部６０、補償信号検出部７０、補償信号注入部８０、及び、接続線ｍ０を備える。
　接続線ｍ０は、減算器タイプの演算子９０を介して、ノイズ源電流ｉｃｍを入力するノイズ源電流入力線ｍ１と接続される。補償信号注入部８０は、減算器タイプの演算子９０を介して接続線ｍ０と接続される。
　ノイズ検出部２０は、減算器タイプの演算子９０とともに接続線ｍ０を挟み込む態様で、接続線ｍ０と接続される。後述するように、ノイズ検出部２０は、カレントトランス又はコンデンサによって構成することができる。更に、ノイズ検出部２０は、接続線ｍ０との接続側の反対側にて、漏洩ノイズ電流ｉｇｎｄを出力する漏洩ノイズ電流出力線ｍ２と接続される。ノイズ検出部２０は、接続線ｍ０の電流に応じて変化する検出電圧ｖｓｎｓを出力する。従って、検出電圧ｖｓｎｓには、電磁ノイズ成分が含まれている。
　中間周波数成分加算部３０は、加算器タイプの演算子３２と、中間周波数成分抽出回路３５とを含む。中間周波数成分加算部３０は、低周波成分減算部５０内の減算器タイプの演算子５２を介して、補償信号生成部の入力線６１と接続される。
　低周波成分減算部５０は、減算器タイプの演算子５２と、低周波成分増幅回路５５とを含む。低周波成分増幅回路５５は、減算器タイプの演算子５２を介して、補償信号生成部の入力線６１と接続される。補償信号生成部６０は、増幅回路６５を含む。増幅回路６５は、入力線６１の電圧を増幅して、補償電流に相当する補償信号ｉｃｍｐを生成する。
　補償信号検出部７０は、補償信号ｉｃｍｐに応じた補償信号検出電圧ｖｃｍｐを出力する。中間周波数成分加算部３０は、補償信号検出電圧ｖｃｍｐのうちの予め定められた中間周波数の成分を抽出した出力信号ｖｃｍｆを生成する。同様に、低周波成分増幅回路５５は、補償信号検出電圧ｖｃｍｐの低周波成分を抽出した出力信号ｖｃｌｆを生成する。
　ノイズ低減装置１０は、接続線ｍ０、ノイズ検出部２０、補償信号生成部６０、補償信号注入部８０、及び、減算器タイプの演算子９０を経由する帰還ループＬＭ０を形成する。以下では、この帰還ループを「メジャー帰還ループ」と定義する。
　当該メジャー帰還ループＬＭ０では、減算器タイプの演算子９０により負帰還が形成されるため、接続線ｍ０に存在する電磁ノイズをゼロにするように、フィードバック制御がなされる。具体的には、ノイズ検出部２０による検出電圧ｖｓｎｓに基づいて、電磁ノイズ成分を相殺するように、減算器タイプの演算子９０によって注入される補償信号ｉｃｍｐが生成される。しかしながら、実際には、上記メジャー帰還ループのゲインの大きさに応じて、残留偏差として電磁ノイズが接続線ｍ０に残存する。
　補償信号検出部７０からの補償信号検出電圧ｖｃｍｐは、低周波成分増幅回路５５に入力される。これにより、低周波成分減算部５０は、低周波成分増幅回路５５、減算器タイプの演算子５２、補償信号生成部６０、及び、補償信号検出部７０を経由する帰還ループＬＮ１を形成する。
　帰還ループＬＮ１では、減算器タイプの演算子５２により負帰還が形成されるため、以下では、当該帰還ループを「負のマイナー帰還ループ」と定義する。
　負のマイナー帰還ループＬＮ１では、負帰還の形成により、当該負のマイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）に応じた補償信号ｉｃｍｐ中の低周波成分を０にするように、フィードバック制御が行われる。
　当該補償信号ｉｃｍｐ中の低周波成分は、補償信号生成部６０において、不要な電力消費の原因、或いは、電圧及び電流出力の振幅を狭める原因となる。更には、上記メジャー帰還ループにおいて正帰還を形成することで、閉ループ発振の原因となることも懸念される。
　従って、負のマイナー帰還ループＬＮ１によって、補償信号ｉｃｍｐ中の低周波成分を低減することは、上記メジャー帰還ループＬＭ０において、不要な電力消費の抑制、並びに、電圧及び電流出力の振幅の確保、及び、閉ループ発振の抑制による動作安定度の向上という効果をもたらすことができる。
　補償信号検出部７０からの補償信号検出電圧ｖｃｍｐは、中間周波数成分抽出回路３５に入力される。これにより、中間周波数成分加算部３０は、中間周波数成分抽出回路３５、加算器タイプの演算子３２、補償信号生成部６０、及び、補償信号検出部７０を経由する、帰還ループＬＰ１を形成する。
　帰還ループＬＰ１では、加算器タイプの演算子３２により正帰還が形成されるため、以下では、当該帰還ループを「正のマイナー帰還ループ」と定義する。正のマイナー帰還ループＬＰ１では、正帰還の形成により、当該正のマイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）に応じた上記補償信号ｉｃｍｐ中の中間周波数成分を増幅するように、フィードバック制御が行われる。
　当該中間周波数は、正のマイナー帰還ループＬＰ１の一巡伝達関数（周波数特性）の調整により、可変に設定することができる。従って、中間周波数が、ノイズ低減対象の任意の周波数に設定されるように、正のマイナー帰還ループＬＰ１の一巡伝達関数を調整することで、ノイズ低減装置１０は、任意の周波数で高いノイズ低減効果を発揮することができる。
　但し、正のマイナー帰還ループＬＰ１の利得は、一般的には、１未満とする必要があることが知られている。当該利得が１以上の場合には、正のマイナー帰還ループＬＰ１が閉ループ発振を生じることにより、補償信号生成部６０等に入力限界値以上の信号が入力されることになり、所望のノイズ低減動作が実現できなくなる虞があるからである。
　このように、ノイズ低減装置１０では、正のマイナー帰還ループＬＰ１及び負のマイナー帰還ループＬＮ１が作用する下で、メジャー帰還ループＬＭ０によってノイズ相殺成分として作用する補償信号ｉｃｍｐが生成される。これにより、補償信号ｉｃｍｐは、正のマイナー帰還ループＬＰ１によって、ノイズ低減対象の周波数（中間周波数）の成分が増幅され、かつ、負のマイナー帰還ループＬＮ１によって、低周波成分が低減されるように生成されることになる。
　従って、実施の形態１に係るノイズ低減装置では、補償信号ｉｃｍｐの低周波成分（オフセット成分を含む）の抑制によって、低電力消費化、及び、動作安定化を図った上で、中間周波数成分の増幅による高いノイズ低減効果を得ることができる。
　実施の形態２．
　図２は、実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘの制御ブロック図である。実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘは、図１に示されたノイズ低減装置１０の制御ブロックを、実装に適した構成に変形したものに相当する。
　図２を参照して、実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘは、図１に示されたノイズ低減装置１０と比較して、以下の点で異なる。
　補償信号生成部６０は、増幅回路６５に加えて、逆相変換要素６６を更に有する。従って、図２において、補償信号生成部６０から出力される補償信号ｉｃｍｐは、図１での補償信号ｉｃｍｐから位相が反転されている。
　接続線ｍ０には、図１での減算器タイプの演算子９０に代えて、加算器タイプの演算子９０ｘが配置される。従って、補償信号生成部６０からの補償信号ｉｃｍｐは、加算器タイプの演算子９０ｘを介して、接続線ｍ０に注入される。
　中間周波数成分加算部３０は、中間周波数成分抽出回路３５に加えて、位相反転要素３３及び逆相変換要素３４を更に含む。又、加算器タイプの演算子３２に代えて、減算器タイプの演算子３２ｘが配置される。中間周波数成分抽出回路３５の出力信号ｖｃｍｆは、逆相変換及び位相反転の後に、演算子３２ｘの－側に入力される。
　低周波成分減算部５０は、減算器タイプの演算子５２及び低周波成分増幅回路５５に加えて、逆相変換要素５３を更に含む。低周波成分増幅回路５５の出力信号ｖｃｌｆは、逆相変換後に、演算子５２の－側に入力される。
　逆相変換要素３４，５３，６６は、例えば、オペアンプやトランジスタにより構成された反転増幅回路を用いて構成することができる。又、位相反転要素３３は、オペアンプやトランジスタの高周波における位相遅れの調整結果として生じる位相反転を利用して、構成することができる。
　実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘの上記の点以外の構成は、図１に示されたノイズ低減装置１０と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。
　実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘでは、図１の制御構成と比較して、補償信号生成部６０からの補償信号ｉｃｍｐの位相が反転されている。しかしながら、補償信号ｉｃｍｐは、接続線ｍ０に対して、図１での減算器タイプの演算子９０に代えて、加算器タイプの演算子９０ｘを介して注入される。このため、接続線ｍ０に注入される補償信号ｉｃｍｐは、図１及び図２の間で同じ位相であることが理解される。
　一方、図２では、補償信号検出部７０からの補償信号検出電圧ｖｃｍｐについても、図１から位相が反転されている。しかしながら、低周波成分減算部５０では、低周波成分増幅回路５５の出力信号ｖｃｌｆは、逆相変換後に減算器タイプの演算子５２（－側）に入力される。従って、演算子５２での演算に作用する補償信号検出電圧ｖｃｍｐの符号（正／負）は、図１及び図２で同じであることが理解される。
　中間周波数成分加算部３０では、図１から位相が反転された補償信号検出電圧ｖｃｍｐから中間周波数成分抽出回路３５が生成した出力信号ｖｃｍｆは、逆相変換後、更に位相反転されて、減算器タイプの演算子３２ｘ（－側）に入力される。このため、図１の演算子３２（加算器タイプ）と、図２の演算子３２ｘ（減算器タイプ）との間で、演算に作用する補償信号検出電圧ｖｃｍｐの符号（正／負）は同じであることが理解される。
　このように、図２と、図１との間で、演算子９０，９０ｘ、演算子５２、及び、演算子３２，３２ｘのそれぞれでの演算で作用する、補償信号ｉｃｍｐ、中間周波数に係る出力信号ｖｃｍｆ、及び、低周波に係る出力信号ｖｃｌｆの符号は同じである。従って、図２のノイズ低減装置１０ｘと、図１のノイズ低減装置１０とでは、同一の制御内容が実現されることが理解される。
　実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘでは、低周波成分減算部５０内の演算子５２、及び、中間周波数成分加算部３０内の演算子３２ｘを、共に減算器タイプで構成できるので、ハードウェア実装時に共通の回路にまとめることが可能となる。
　又、後述するように、接続線ｍ０に対して加算器タイプの演算子９０ｘを適用することで、補償信号注入部８０を構成するハードウェアの選択肢が増加する。
　図３は、図２に示されたノイズ低減装置１０ｘの制御ブロック図をハードウェアで実現するための電気回路図である。
　図３を参照して、実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘは、接続線ｍ０、ノイズ検出部２０、補償信号生成部６０、補償信号注入部８０、補償信号検出部７０、及び、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０の機能を有する兼用回路１００を備える。
　ノイズ源電流入力線ｍ１には、図１に示したノイズ源電流ｉｃｍを発生するノイズ源回路１１が接続される。ノイズ源回路１１は、例えば、インバータ回路であり、電力変換のための半導体素子のスイッチングによってノイズ源電流を発生させてしまう。
　漏洩ノイズ電流出力線ｍ２には、ノイズ漏洩回路１２が接続される。ノイズ漏洩回路１２は、ノイズの流入による誤動作が懸念される回路群を総称するものであり、例えば、ＩＣ（Integrated　Circuit）、或いは、当該ＩＣへの給電経路を構成する系統電源等である。
　例えば、同一の系統電源に接続された２個の電気機器の間で、一方の電気機器において、系統電源の電圧を整流回路でＡＣ／ＤＣ変換した後に、ＤＣ／ＡＣ変換するインバータ回路からモータ等の負荷に電力か供給される構成を想定する。このような構成では、当該一方の電気機器のインバータ回路がノイズ源回路１１となり、当該インバータ回路が発生したノイズが、整流回路及び系統電源を経由して、他方の電気機器の構成要素であるノイズ漏洩回路１２（例えば、ＩＣ等）に流入することで誤動作等が発生することが懸念されることになる。
　以下、本実施の形態では、ノイズ低減装置が単相交流系統に接続される場面を想定して、接続線ｍ０、ノイズ源電流入力線ｍ１、及び、漏洩ノイズ電流出力線ｍ２を２線として表記する。
　ノイズ検出部２０は、カレントトランス２１で構成される。カレントトランス２１は、接続線ｍ０に介挿された一次巻線２１ｙ、２１ｚと、二次巻線２１ｘとを有する。一次巻線２１ｙ、２１ｚと、二次巻線２１ｘとの間は磁気結合されており、接続線ｍ０に流れる電流に従って変化する電圧が、図１に示された検出電圧ｖｓｎｓとして、二次巻線２１ｘに生じる。検出電圧ｖｓｎｓには、接続線ｍ０の電流中の電磁ノイズ成分を反映した電圧成分が含まれることになる。
　補償信号注入部８０は、互いに磁気結合する、一次巻線８１ｘ及び二次巻線８１ｙ，８１ｚを有するカレントトランスで構成される。二次巻線８１ｙ及び８１ｚは、接続線ｍ０に介挿される。一次巻線８１ｘには、補償信号生成部６０の出力電流である、補償信号ｉｃｍｐが流れる。
　これにより、補償信号（電流）ｉｃｍｐに応じた交流電圧を、二次巻線８１ｙ，８１ｚに発生させることで、図１及び図２で説明した、接続線ｍ０に対する補償信号ｉｃｍｐの注入が実現される。尚、図１及び図２の信号注入部８０と接続された演算子９０又は９０ｘの符号（正／負）は、一次巻線８１ｘと、二次巻線８１ｙ，８１ｚとの間の磁気結合の極性によって作り分けることができる。
　尚、図示による説明は省略するが、ノイズ検出部２０は、公知のように、コンデンサによって構成することも可能である。又、信号注入部８０についても、加算器タイプの演算子９０ｘを用いる図２の制御構成とすることで、コンデンサを適用することが可能となる。
　補償信号生成部６０は、差動反転増幅回路１５０と、エミッタフォロワ１８０とを含む。差動反転増幅回路１５０は、オペアンプ１７０と、オペアンプ１７０の位相調整回路１６０とを有する。位相調整回路１６０は、負入力抵抗１６１、帰還抵抗１６３、及び、帰還容量１６４を有する。更に、オペアンプ１７０の入力端子（＋側）には、正入力抵抗１６２が接続される。位相調整回路１６０は、オペアンプ１７０の入力端子（－側）と出力端子との間に接続される。位相調整回路１６０によって、差動反転増幅回路１５０の入出力間の位相差を調整することができる。負入力抵抗１６１、帰還抵抗１６３、及び、帰還容量１６４によってローパスフィルタが構成される。
　エミッタフォロワ１８０は、オペアンプ１７０の出力端子と接続された制御電極を有するトランジスタ１８１及び１８２を有する。トランジスタ１８１及び１８２は、正の電源ノード（Ｖ＋）及び負の電源ノード（Ｖ－）間に直列接続される。トランジスタ１８１及び１８２の接続ノードには、補償信号生成部６０の出力である補償信号ｉｃｍｐが生成される。トランジスタ１８１及び１８２の接続ノードと、グラウンド（ＧＮＤ）との間に、カレントトランス８１の一次巻線８１ｘを接続することで、図２に示したように、信号注入部８０を介して、接続線ｍ０に補償信号ｉｃｍｐを注入することができる。
　尚、オペアンプ１７０として、電流駆動能力が高いパワーオペアンプを用いる場合には、エミッタフォロワ１８０の配置を省略することも可能である。或いは、差動反転増幅回路１５０について、オペアンプを用いずに、トランジスタを用いて構成することも可能である。
　カレントトランス８１の一次巻線８１ｘとグランド（ＧＮＤ）との間には、補償信号検出部７０を構成する検出抵抗７１が接続される。これにより、検出抵抗７１には、補償信号ｉｃｍｐの電流値に比例する補償信号検出電圧ｖｃｍｐが発生する。
　中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０の機能を有する兼用回路１００は、反転増幅回路１１０によって構成される。反転増幅回路１１０は、オペアンプ１１５と、オペアンプ１１５の位相調整回路１２０とを含む。位相調整回路１２０は、負入力抵抗１２１、帰還抵抗１２２、及び、帰還容量１２３を有する。位相調整回路１２０によって、反転増幅回路１１０の入出力間の位相差を調整することができる。負入力抵抗１２１、帰還抵抗１２２、及び、帰還容量１２３によってローパスフィルタが構成される。
　オペアンプ１１５の入力端子間には、負入力抵抗１２１及び検出抵抗７１が入力される。これにより、オペアンプ１１５の入力電圧が、補償信号検出電圧ｖｃｍｐとされることで、図２に示されたように、補償信号検出電圧ｖｃｍｐが、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０に入力されることになる。
　又、反転増幅回路１１０の出力端子は、補償信号生成部６０のオペアンプ１７０の入力端子（＋側）に接続される。従って、差動反転増幅回路１５０は、ノイズ検出部２０からの検出電圧ｖｓｎｓと、反転増幅回路１１０の出力信号との電圧差を増幅して、補償信号ｉｃｍｐを生成する。これにより、補償信号ｉｃｍｐのマイナーループが構成される。尚、図示は省略するが、反転増幅回路１１０についても、オペアンプを用いずに、トランジスタを用いて構成することも可能である。
　オペアンプ１１５，１７０及びトランジスタ１８１，１８２は、電源電圧Ｖ＋（正電圧）、及び、Ｖ－（負電圧）の供給を受けて動作する。例えば、電源電圧Ｖ＋及びＶ－は、グランド（ＧＮＤ）を介して直列接続される、正の直流電源ＰＳ＋、及び、負の直流電源ＰＳ－によって供給することができる。直流電源ＰＳ＋，ＰＳ－の各々は、正電圧を出力する直流安定化電源によって構成することが可能である。或いは、ノイズ漏洩回路１２に流れる交流電流を整流して、図示しないスイッチング電源回路に供給することで、直流電源を得ることも可能である。
　反転増幅回路１１０の反転増幅によって、図２中の逆相変換要素３４，５３の両方の機能が実現される。同様に、差動反転増幅回路１５０の反転増幅によって、図２中の逆相変換要素６６の機能が実現される。又、図２中の位相反転要素３３の機能は、位相調整回路１２０の回路定数調整によって、反転増幅回路１１０の位相遅れを調整することで実現される。具体的には、中間周波数に対応する周波数成分に対して、－１８０°の位相遅れを付与することで実現できる。
　図３の構成においても、ノイズ低減装置１０ｘは、接続線ｍ０、ノイズ検出部２０、補償信号生成部６０、補償信号注入部８０を介して、メジャー帰還ループＬＭ０を形成する。当該メジャー帰還ループＬＭ０では、差動反転増幅回路１５０により負帰還を形成するため、接続線ｍ０に存在する電磁ノイズをゼロにするように、フィードバック制御が実行される。いかしながら、上述の様に、実際の制御動作では、メジャー帰還ループＬＭ０のゲインの大きさに応じて、残留偏差として電磁ノイズが接続線ｍ０に残存する。
　メジャー帰還ループＬＭ０のゲインは、ノイズ検出部２０における一次巻線２１ｙ，２１ｚと二次巻線２１ｘとの巻数比の設定、又は、補償信号生成部６０における差動反転増幅回路１５０のゲイン調整によって、大きくすることができる。
　中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を一体的に構成する反転増幅回路１１０と、補償信号生成部６０と、補償信号検出部７０とを介して、マイナー帰還ループを形成する。
　上記マイナー帰還ループは負帰還を形成するため、当該マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）に応じた補償信号ｉｃｍｐ中の低周波成分をゼロにするように、フィードバック制御が行われる。
　更に、上記マイナー帰還ループは、上記マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）に応じて、ある周波数以上で位相反転した信号を生成することで正帰還を形成する。この正帰還により、上記マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）に応じた補償信号ｉｃｍｐ中の中間周波数成分を増幅するように、フィードバック制御を行うことができる。
　即ち、図３における、反転増幅回路１１０、補償信号生成部６０、及び、補償信号検出部７０を経由する上記マイナー帰還ループでは、当該マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）のそれぞれ異なる周波数領域を用いて、図１及び図２での、中間周波数に対する正のマイナー帰還ループＬＰ１、及び、低周波成分に対する負のマイナー帰還ループＬＮ１を等価的に形成することが可能となる。
　従って、等価的に正のマイナー帰還ループが形成される周波数領域（中間周波数）が、ノイズ低減対象の任意の周波数と対応するように、マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）を調整することで、任意の周波数で高いノイズ低減効果を発揮することができる。但し、実施の形態１でも説明した様に、正のマイナー帰還ループのゲインは１未満とする必要がある。上記ゲインが１以上の場合には、上記正帰還に閉ループ発振が生じるためである。
　又、補償信号ｉｃｍｐ中の低周波成分の周波数では、等価的に負のマイナー帰還ループが形成されるように、マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）を調整することができる。これにより、メジャー帰還ループＬＭ０における、不要な電力消費の抑制、並びに、電圧及び電流出力の振幅の確保、及び、閉ループ発振の抑制による動作安定化という効果をもたらすことができる。
　図３における上記マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）、正のマイナー帰還ループのゲイン、及び、中間周波数は、補償信号生成部６０、補償信号検出部７０、並びに、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０（反転増幅回路１１０）での回路定数の調整により、任意の特性に変更することができる。
　図４は、図３に示されたノイズ低減装置１０ｘのメジャー帰還ループの一巡伝達関数を評価するための電気回路図である。
　図４を参照して、メジャー帰還ループＬＭ０の一巡伝達関数を評価するために、ノイズ検出部２０と、補償信号生成部６０中の負入力抵抗１６１との間の配線を開放して、電圧入力端子２０１及び電圧測定端子２０２とが設けられる。このような回路を解析対象とする回路シミュレーションによって、メジャー帰還ループの一巡伝達関数を求めた。
　具体的には、負入力抵抗１６１側に電圧入力端子２０１が設けられるとともに、ノイズ検出部２０側に電圧測定端子２０２が設けられる。又、メジャー帰還ループの一巡伝達関数の評価時には、反転増幅回路１１０によるマイナー帰還ループは閉ループとした。電圧測定端子２０２には、反転増幅回路１１０によるマイナー帰還ループが付与された、補償信号生成部６０によって生成される補償信号ｉｃｍｐが注入された接続線ｍ０の電流に応じた電圧が発生する。なお、本解析時には、主回路は非給電状態とした。図４で解析対象とされる上記メジャー帰還ループは「第１の帰還ループ」の一実施例に対応する。
　図５は、図３に示されたノイズ低減装置１０ｘのマイナー帰還ループの一巡伝達関数を評価するための電気回路図である。
　図５を参照して、マイナー帰還ループの一巡伝達関数を評価するために、図４と同様に、ノイズ検出部２０と、補償信号生成部６０中の負入力抵抗１６１との間の配線に開放点３００が設けられる。更に、補償信号注入部８０（一次巻線８１ｘ）と、補償信号生成部６０の出力ノードとの間の配線を開放して、電圧入力端子３０１及び電圧測定端子３０２とを設けた回路を、シミュレーションの解析対象とした。
　具体的には、補償信号注入部８０（一次巻線８１ｘ）に電圧入力端子３０１が設けられるとともに、補償信号生成部６０側に電圧測定端子３０２が設けられる。この様に、マイナー帰還ループの一巡伝達関数の評価時には、メジャー帰還ループ及びマイナー帰還ループの両方を開ループとしている。なお、本解析時にも、主回路は非給電状態とした。図５で解析対象とされる上記マイナー帰還ループは「第２の帰還ループ」の一実施例に対応する。
　図６は、実施の形態２に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。
　図６（ａ）には、図２の制御ブロック図において、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を取り去った、補償信号生成部６０によるメジャー帰還ループのみに対する解析結果が示される。この解析対象は、図４の構成から反転増幅回路１１０を取り去った構成に相当する。図６（ａ）中において、特性線Ｇ－ＡＦａは、周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ－ＡＦａは、周波数に対する位相特性を示す。以下では、図６（ａ）等での中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０が適用されない構成を、「本実施の形態の適用前」の構成とも称する。
　これに対して、図６（ｂ）には、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を含む、図４の回路構成を解析対象とする解析結果が示される。図６（ｂ）中において、特性線Ｇ－ＡＦｂは、メジャー帰還ループの周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ－ＡＦｂは、メジャー帰還ループの周波数に対する位相特性を示す。
　以下、メジャー帰還ループに係る特性線でのゲインは、図４の電圧測定端子２０２での測定電圧を、電圧入力端子２０１への入力電圧で除算した値のデシベル表示値で定義される。又、位相については、電圧測定端子２０２での測定電圧が、電圧入力端子２０１への入力電圧と完全に逆相となっている状態の位相を０°と定義する。更に、電圧測定端子２０２での測定電圧の位相が、電圧入力端子２０１への入力電圧の位相より進んでいる状態を「位相が正」、測定電圧の位相が入力電圧の位相より遅れている状態を「位相が負」と定義する。
　この定義より、一般的には、位相が－１８０°を上回り、かつ、１８０°を下回るとききには、メジャー帰還ループが負帰還を形成することで接続線ｍ０に存在する電磁ノイズを０にするような、フィードバック制御が実行可能である。
　一方で、上記位相が－１８０°を下回るとき、又は、１８０°を上回るときには、メジャー帰還ループは正帰還を形成することになる。正帰還を形成する周波数帯域にてメジャー帰還ループのゲインが０（ｄＢ）を上回るとき、メジャー帰還ループが閉ループ発振を生じることが一般的に知られている。
　図６（ａ）を参照して、特性線Ｐ－ＡＦａの－１８０°～１８０°の位相範囲に対応して、約２５（ｋＨｚ）～２０（ＭＨｚ）の周波数範囲が、負帰還帯域となる。一方で、２５（ｋＨｚ）以下、及び、２０（ＭＨｚ）以上の周波数範囲は、正帰還帯域となる。
　特性線Ｇ－ＡＦａから、本実施の適用前の解析結果では、図中に点線で囲んで表記する様に、２５（ｋＨｚ）近傍において、正帰還帯域は、ゲインが０（ｄＢ）を上回っている周波数領域を含んでいる。従って、当該周波数領域では、メジャー帰還ループが閉ループ発振を生じることが読み取れる。このため、本実施の形態の適用前の構成では、閉ループ発振を抑制しつつ、所望の周波数にて高いゲインを得ることは容易でないことが理解される。
　図６（ｂ）を参照して、特性線Ｐ－ＡＦｂから、図６（ａ）で説明したのと同様に、正帰還帯域、及び、負帰還帯域が定められる。
　特性線Ｇ－Ａｆｂから、本実施の形態の構成では、反転増幅回路１１０（中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０）を配置することにより、図６（ａ）と比較して、２５（ｋＨｚ）周辺のゲインピークを含む１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域でのゲインが低下していることが読み取れる。
　特に、図中に点線で囲んで表記する様に、図６（ａ）でのゲインピークに対応する２５（ｋＨｚ）近傍では、ゲインが約２０（ｄＢ）低減しており、この結果、ゲインピークを０（ｄＢ）よりも低くできている。この結果、本実施の形態の構成では、メジャー帰還ループ中の閉ループ発振が抑制されていることが理解される。
　又、特性線Ｇ－ＡＦｂでは、図６（ａ）の特性線Ｇ－ＡＦａと比較すると、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０の効果により、１５０ｋＨｚ周辺のゲインが選択的に、最大で５．０（ｄＢ）程度増大されている。これにより、補償信号ｉｃｍｐ中では、中間周波数に相当する１５０（ｋＨｚ）周辺の周波数成分が高められる。この結果、中間周波数に対応する周波数成分のノイズ低減効果を高めることが期待できる。
　尚、選択的にゲインを高める中間周波数（上記１５０（ｋＨｚ）周辺）は、後述するように、回路素子の定数調整によって、マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）を調整することで、任意の周波数に設計することが可能である。即ち、１５０（ｋＨｚ）周辺以外の周波数領域に特化させて、ノイズ低減装置を設計することも可能である。
　図７は、実施の形態２に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。図７中において、特性線Ｇ－ＬＭ２は、マイナー帰還ループの周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ－ＬＭ２は、マイナー帰還ループの周波数に対する位相特性を示す。
　マイナー帰還ループに係る特性線でのゲインは、図５の電圧測定端子３０２での測定電圧を、電圧入力端子３０１への入力電圧で除算した値のデシベル表示値で定義される。又、位相については、メジャー帰還ループと同様に、電圧測定端子３０２での測定電圧が、電圧入力端子３０１への入力電圧と完全に逆相となっている状態の位相を０°と定義する。同様に、入力電圧の位相に対して測定電圧の位相が進んでいる状態を「位相が正」、入力電圧の位相に対して測定電圧の位相が遅れている状態を「位相が負」と定義する。
　一般的には、位相が－１８０°を上回り、かつ、１８０°を下回る範囲内であるとき、マイナー帰還ループは負帰還を形成し、ゲインに応じて補償信号ｉｃｍｐ＝０にするようにフィードバック制御が行われる。従って、位相が－１８０°～１８０°となる周波数範囲の選択的な設定により、補償信号ｉｃｍｐの任意の周波数帯域の成分を０にするようにフィードバック制御を行うことが可能である。
　一方で、位相が－１８０°を下回るとき、又は、１８０°を上回るときには、マイナー帰還ループは正帰還を形成する。従って、正帰還を形成する周波数帯域にて、マイナー帰還ループのゲインが０（ｄＢ）を上回るとき、マイナー帰還ループが閉ループ発振を生じることが一般的に知られている。
　一般的な負帰還におけるフィードバック制御は上述の通りであるが、発明者は、後述するように、位相が－１８０°～１８０°の範囲内であっても、－１８０°近傍、或いは、１８０°近傍では、制御対象を０にするようにフィードバック制御が行われず、反対に制御対象を増加させるようにフィードバック制御がなされることを確認している。本実施の形態では、ノイズ低減対象としたい中間周波数のゲイン及び位相をこのように設定することで、図１及び図２に示された中間周波数成分加算部３０の機能が実現される。
　図７を参照して、特性線Ｐ－ＬＭ２において、位相が－１８０°を上回り、かつ、１８０°を下回る１（Ｈｚ）～２５（ＭＨｚ）の周波数範囲が負帰還帯域となり、位相が－１８０°を下回る２５（ＭＨｚ）よりも高い周波数範囲が正帰還帯域となる。
　特性線Ｇ－ＬＭ２から、負帰還帯域のうち、特に、１（Ｈｚ）～１００（ｋＨｚ）の帯域（低周波領域）では、ゲインが０（ｄＢ）を上回っているので、補償信号ｉｃｍｐを０にするようにフィードバック制御が行われることが理解される。これは、図６（ｂ）の特性線Ｇ－ＡＦｂにおいて、図６（ａ）の特性線Ｇ－ＡＦａと比較して、メジャー帰還ループのゲインが１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域で低下していることとも一致する。このように、反転増幅回路１１０の作用により、補償信号ｉｃｍｐを生成するメジャー帰還ループに対して、低周波信号に対しては、等価的に負のマイナー帰還ループが形成されることになる。これにより、図１及び図２の低周波成分減算部５０の機能が実現される。
　図７の特性線Ｇ－ＬＭ２及びＰ－ＬＭ２では、マイナー帰還ループにおける１５０（ｋＨｚ）のゲインは約－３．９（ｄＢ）であり、位相は約－１５０°である。このように、中間周波数（１５０（ｋＨｚ））での位相を－１８０°に近づけた影響で、図６（ｂ）に示した特性線Ｇ－ＡＦｂでは、上述したように、１５０（ｋＨｚ）周辺のゲインが選択的に高められて、最大５．０（ｄＢ）増加している。
　このように、反転増幅回路１１０の作用により、補償信号ｉｃｍｐを生成するメジャー帰還ループに対して、中間周波数の成分について等価的に正のマイナー帰還ループが構成される。これにより、中間周波数成分加算部３０の機能が実現されることで、当該１５０（ｋＨｚ）周辺の周波数領域にて、高いノイズ低減効果を発揮することが期待できる。又、中間周波数（１５０（ｋＨｚ））での位相を－１８０°に近づけることで、図２の位相反転要素３３の機能が実現される。
　このように、実施の形態２に係るノイズ低減装置では、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０によるマイナー帰還ループによって、低周波成分（図６の例では、１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域）の低減と、中間周波数成分（図６の例では、１５０（ｋＨｚ）周辺）の増幅とを行って、上述した効果を発揮することが可能となる。
　尚、本実施の形態では、上記低周波成分の境界とされた１００（ｋＨｚ）が「第１の周波数」の一実施例に対応し、中間周波数に相当する１５０（ｋＨｚ）が「第２の周波数」の一実施例に対応する。又、図３の回路構成例において、反転増幅回路１１０は、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０に共通の「反転増幅回路」の一実施例に対応する。更に、差動反転増幅回路１５０に設けられた位相調整回路１６０は「第１の位相調整回路」の一実施例に対応し、反転増幅回路１１０に設けられた位相調整回路１２０は「第２の位相調整回路」の一実施例に対応する。
　実施の形態３．
　以降の実施の形態では、マイナー帰還ループの周波数特性の調整例を説明する。実施の形態３では、実施の形態２よりもマイナー帰還ループの位相を進める調整について説明する。
　図８は、実施の形態３に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。
　実施の形態３では、図３に示された実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘの電気回路を基に、補償信号生成部６０中の差動反転増幅回路１５０の位相調整回路１６０、及び、反転増幅回路１１０（中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０）の位相調整回路１２０を構成する回路素子定数の調整によって、マイナー帰還ループの位相が、図７の特性よりも進められている。
　図８を参照して、特性線Ｇ－ＬＭ３は、実施の形態３でのゲイン特性を示し、特性線Ｐ－ＬＭ３は、実施の形態３での位相特性を示す。特性線Ｇ－ＬＭ３及びＰ－ＬＭ３から、実施の形態３では、１５０（ｋＨｚ）におけるゲインは－９．８（ｄＢ）であり、位相は－１３８°程度である。
　従って、実施の形態２（図７）では、１５０（ｋＨｚ）におけるゲインが－３．９（ｄＢ）、位相が－１５０°であったのと比較すると、実施の形態３では、ゲインが低下し、かつ、位相が－１８０°から離れていることが理解される。これにより、上述した、位相が－１８０°近傍とされた周波数成分を増加させることによる、中間周波数（ここでは、１５０（ｋＨｚ）周辺）の増幅が殆ど行われなくなる。従って、実施の形態２とは異なり、中間周波数成分加算部３０の機能が発揮されなくなる。
　図９は、実施の形態３に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。
　図９（ａ）には、図６（ａ）と同様に、本実施の形態の適用前、即ち、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を取り去った、メジャー帰還ループのみに対する解析結果が示される。具体的には、図８で説明した、実施の形態３に係る回路定数の調整が行われた図４の電気回路において、反転増幅回路１１０を取り去った回路を解析対象とすることで、上記解析結果を得ることができる。
　これに対して、図９（ｂ）では、実施の形態３に係る回路定数の調整が行われた図４の電気回路を解析対象とする、本実施の形態の適用時の解析結果が示される。
　図９（ａ）中において、特性線Ｇ－ＡＦ３ａは、周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ－ＡＦ３ａは、周波数に対する位相特性を示す。同様に、図９（ｂ）中において、特性線Ｇ－ＡＦ３ｂは、メジャー帰還ループの周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ－ＡＦ３ｂは、メジャー帰還ループの周波数に対する位相特性を示す。
　図９（ａ），（ｂ）においても、特性線Ｐ－ＡＦ３ａ，Ｐ－ＡＦ３ｂでの位相と対応させて、負帰還帯域（概ね、２５（ｋＨｚ）～２０（ＭＨｚ））と、正帰還帯域（概ね２５（ｋＨｚ）以下、又は、２０（ＭＨｚ）以上）が存在する。
　特性線Ｇ－ＡＦ３ａ及びＧ－ＡＦ３ｂの比較から、１５０（ｋＨｚ）を中心とする周辺の周波数領域では、反転増幅回路１１０（中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０）の配置により、ゲインが最大で２．２（ｄＢ）程度増加している。このゲインの増加分は、実施の形態２での特性線Ｇ－ＡＦａ及びＧ－ＡＦｂの間での増加分（最大で５．０（ｄＢ）程度）に比較すると小さい。即ち、実施の形態２と比較すると、中間周波数成分加算部３０の機能が弱められている。
　これは、上述した、マイナー帰還ループでの１５０（ｋＨｚ）におけるゲイン及び位相についての、実施の形態２及び３の間での違いに関係がある。即ち、実施の形態２及び3の間で１５０（ｋＨｚ）における位相を比較すると、実施の形態３の位相（－１３８°）の方が、実施の形態２の位相（－１５０°）よりも、－１８０°に対する余裕量が大きい。このため、実施の形態２では、１５０（ｋＨｚ）周辺の周波数でのゲインが大きく増加した一方で、実施の形態３ではゲインの増加が抑えられたものと推定される。
　尚、図９（ｂ）の特性線Ｇ－ＡＦ３ｂからは、実施の形態３においても、実施の形態２と同様に、図９（ａ）の特性線Ｇ－ＡＦ３ａと比較して、２５（ｋＨｚ）周辺のゲインピークを含む約１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域でのゲインが低減していることが読み取れる。従って、低周波成分減算部５０による低周波成分（例えば、１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域）の低減効果については、実施の形態２及び実施の形態３は同等であることが理解される。
　このように、実施の形態３に係るノイズ低減装置では、マイナー帰還ループの位相を進める調整により、低周波成分の低減効果を維持した上で、ゲイン抑制によって発振の抑制による回路動作の安定化を図ることができる。但し、中間周波数（１５０（ｋＨｚ））周辺の周波数成分のノイズ低減効果については、実施の形態２の方が高いことが理解される。
　実施の形態４．
　実施の形態４では、実施の形態３とは反対に、実施の形態２よりもマイナー帰還ループの位相を遅らせる調整について説明する。
　実施の形態４においても、図３に示された実施の形態２に係るノイズ低減装置１０ｘの電気回路を基に、位相調整回路１６０（差動反転増幅回路１５０内）、及び、位相調整回路１２０（反転増幅回路１１０内）を構成する回路素子定数の調整によって、マイナー帰還ループの位相が、図７の特性よりも遅延されている。
　図１０は、実施の形態４に係るノイズ低減装置のマイナー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。
　図１０を参照して、特性線Ｇ－ＬＭ４は、実施の形態４でのゲイン特性を示し、特性線Ｐ－ＬＭ４は、実施の形態４での位相特性を示す。特性線Ｇ－ＬＭ４及びＰ－ＬＭ４から、実施の形態４では、１５０（ｋＨｚ）におけるゲインは１．０（ｄＢ）であり、位相は－１７１°程度である。従って、実施の形態２（図７）では、１５０（ｋＨｚ）におけるゲインが－３．９（ｄＢ）、位相が－１５０°であったのと比較すると、実施の形態３では、ゲインが上昇し、かつ、位相が－１８０°に近づいていることが理解される。
　特に、２００～４００（ｋＨｚ）の周波数領域が正帰還帯域となるような位相調整により、１５０（ｋＨｚ）での位相を－１８０°に近接させている。更に、ゲインについても、僅かであるが０（ｄＢ）よりも高く設定されている。この結果、実施の形態４では、実施の形態３とは反対に、中間周波数成分加算部３０の機能に対応する、中間周波数（１５０（ｋＨｚ））周辺の周波数成分の増幅効果が高められる。尚、実施の形態４では、ゲインが０（ｄＢ）よりも僅かに高く設定された１５０（ｋＨｚ）付近の位相が－１８０°に近いが－１８０°を下回っていないため、発振が生じない。
　図１１は、実施の形態４に係るノイズ低減装置のメジャー帰還ループの一巡伝達関数の解析結果を示すグラフである。
　図１１（ａ）には、図６（ａ）及び図９（ａ）と同様に、本実施の形態の適用前、即ち、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を取り去った、メジャー帰還ループのみに対する解析結果が示される。具体的には、図１０で説明した、実施の形態４に係る回路定数の調整が行われた図４の電気回路において、反転増幅回路１１０を取り去った回路を解析対象とすることで、上記解析結果を得ることができる。
　これに対して、図１１（ｂ）では、実施の形態４に係る回路定数の調整が行われた図４の電気回路を解析対象とする解析結果が示される。
　図１１（ａ）中において、特性線Ｇ－ＡＦ４ａは、周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ－ＡＦ４ａは、周波数に対する位相特性を示す。同様に、図１１（ｂ）中において、特性線Ｇ－ＡＦ４ｂは、メジャー帰還ループの周波数に対するゲイン特性を示し、特性線Ｐ－ＡＦ４ｂは、メジャー帰還ループの周波数に対する位相特性を示す。
　図１１（ａ），（ｂ）においても、特性線Ｐ－ＡＦ４ａ，Ｐ－ＡＦ４ｂでの位相と対応させて、負帰還帯域（概ね、２５（ｋＨｚ）又は５０（ｋＨｚ）～２０（ＭＨｚ））と、正帰還帯域（２５（ｋＨｚ）以下、或いは、５０（ｋＨｚ）以下、又は、２０（ＭＨｚ）以上）が存在する。
　特性線Ｇ－ＡＦ４ａ及びＧ－ＡＦ４ｂの比較から、１５０（ｋＨｚ）を中心とする周辺の周波数領域では、反転増幅回路１１０（中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０）の配置により、ゲインが最大で１８．２（ｄＢ）程度増加している。このゲイン増加分は、実施の形態２での特性線Ｇ－ＡＦａ及びＧ－ＡＦｂの間でのゲイン増加分（最大で５．０（ｄＢ程度）よりも大きい。
　これは、上述した、マイナー帰還ループでの１５０（ｋＨｚ）におけるゲイン及び位相についての、実施の形態２及び４の間での違いに関係がある。即ち、上述のように、１５０（ｋＨｚ）における位相を比較すると、実施の形態４の位相（－１７１°）の方が、実施の形態２の位相（－１５０°）よりも、－１８０°に対する余裕量が小さい。このため、実施の形態４では、１５０（ｋＨｚ）周辺の周波数でのゲインの増加作用が高められたものと推定される。
　尚、図１１（ｂ）の特性線Ｇ－ＡＦ４ｂからは、実施の形態４においても、図１１（ａ）の特性線Ｇ－ＡＦ４ａと比較して、２５（ｋＨｚ）周辺のゲインピークを含む約１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域でのゲインが低減していることが読み取れる。従って、低周波成分減算部５０による低周波成分（例えば、１００（ｋＨｚ）以下の周波数領域）の低減効果については、実施の形態２及び実施の形態４は同等であることが理解される。
　このように、実施の形態４に係るノイズ低減装置では、マイナー帰還ループの位相を遅らせる調整により、低周波成分の低減効果を維持するとともに、中間周波数（例えば、１５０（ｋＨｚ））周辺の周波数成分のノイズ低減効果を高めることができる。
　実施の形態２～４で説明したように、本実施の形態に係るノイズ低減装置では、マイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）の調整によって所望の特性を得ることができる。具体的には、位相調整回路１２０及び１６０の少なくとも一方での回路定数調整により、負のマイナー帰還ループが作用する周波数領域（低周波）、及び、正のマイナー帰還ループが作用する中間周波数を任意に設定することが可能である。
　特に、実施の形態４では、低周波成分の低減効果を維持するとともに、中間周波数成分（例えば、１５０（ｋＨｚ））のノイズ低減効果を高めることが可能な構成例が示された。以下では、実施の形態４に係るノイズ低減装置を適用した実機実験の測定結果を例示する。
　図１２は、実施の形態４に係るノイズ低減装置によるノイズ低減効果の実測結果を示すグラフである。
　図１２の実機実験では、ノイズ源回路１１（図３）として、図示しない、整流回路、インバータ回路、及び、モータを組み合わせたモータ駆動回路を適用した。更に、ノイズ漏洩回路１２（図３）としては、ラインインピーダンス安定化回路網（ＬＩＳＮ：Line　Impedance　Stabilization　Network）を適用した。上記のようなノイズ源回路１１及びノイズ漏洩回路１２に対して、実施の形態４に係るノイズ低減装置を接続した構成において、ノイズ低減効果の実測実験を行った。
　図１２の縦軸には、当該実験で測定された雑音端子電圧（ｄＢμＶ）、横軸には、周波数（Ｈｚ）が示される。尚、雑音端子電圧は、準尖頭値検波にて測定した。
　特性線ＣＥａは、補償信号生成部６０（差動反転増幅回路１５０及びエミッタフォロワ１８０）、並びに、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０（反転増幅回路１１０）を停止させた場合の雑音端子電圧測定結果を示す。
　一方で、特性線ＣＥｂは、補償信号生成部６０（差動反転増幅回路１５０及びエミッタフォロワ１８０）、並びに、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０（反転増幅回路１１０）を動作させた、実施の形態４に係るノイズ低減装置の動作時における雑音端子電圧測定結果を示す。
　特性線ＣＥａ及びＣＥｂの比較から、補償信号生成部６０、低周波成分減算部５０、及び、中間周波数成分加算部３０の動作に伴い、雑音端子電圧は、１５０（ｋＨｚ）から２（ＭＨｚ）までの周波数範囲で最大２０（ｄＢ）低減していることが理解される。
　図１２の測定結果は、図１１（ｂ）に示されたメジャー帰還ループの一巡伝達関数（具体的には、特性線Ｇ－ＡＦ４ｂ）とも対応している。又、特性線Ｇ－ＡＦ４ｂにおいてゲインが０（ｄＢ）以下となる２（ＭＨｚ）超の周波数帯域では、図１２の特性線ＣＥａ及びＣＥｂの比較から、雑音端子電圧に有意な変化（即ち、実施の形態４に係るノイズ低減装置の動作による影響）は生じていないことが確認できる。
　図１３は、実施の形態４に係るノイズ低減装置での補償信号ｉｃｍｐの実測波形例である。
　図１３においても、図１２で接続したのと同様のノイズ源回路１１及びノイズ漏洩回路１２に対して、実施の形態４に係るノイズ低減装置を接続した構成において、補償信号ｉｃｍｐを測定した。図１３（ａ）及び（ｂ）の各々において、横軸は時間軸であり、縦軸は、補償信号ｉｃｍｐの電流値である。
　図１３（ａ）には、図１１（ａ）でのシミュレーション条件と同様に、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を除去した上で、発振が起こらないようにメジャー帰還ループの一巡伝達関数を調整したとき、即ち、本実施の形態の適用前での補償信号ｉｃｍｐの波形が示される。
　これに対して、図１３（ｂ）には、図１１（ｂ）でのシミュレーション条件と同様に、中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０を動作させたとき、即ち、本実施の形態の適用時での補償信号ｉｃｍｐの波形が示される。図１３（ｂ）の電流波形は、図１１（ａ）の特性線Ｇ－ＡＦ４ｂ及びＰ－ＡＦ４ｂの下での実測結果に相当する。
　図１３（ａ）には、補償信号（電流）ｉｃｍｐに、ゼロ点からのオフセット電流Ｉｏｆが発生している。発明者による実機実験でのＩｏｆの測定値は、－４００（ｍＡ）程度であった。このようなオフセット電流Ｉｏｆは、オペアンプ１７０、又は、トランジスタ１８１，１８２等で発生したオフセット電圧が、補償信号注入部８０に印加されることに起因して発生する。特に、補償信号注入部８０として、カレントトランスのような、低周波数において低インピーダンスの素子を使用した場合には、印加されるオフセット電圧が微小であっても、オフセット電流Ｉｏｆが比較的な大きな値となることが容易に推察される。
　これに対して、図１３（ｂ）では、補償信号ｉｃｍｐに、オフセット電流がほぼ発生していないことが確認できる。これは、反転増幅回路１１０（中間周波数成分加算部３０及び低周波成分減算部５０）によって、低周波のオフセット電圧が補償されたことに起因する。上述のように、オフセットの低減により、不要な電力消費、及び、補償信号生成部６０の出力電流及び電圧振幅の範囲の狭小化を抑制することができる。
　このように、実施の形態４に係るノイズ低減装置による、オフセット信号の抑制及びノイズ低減の効果が、実機実験からも確認された。以上より、本実施の形態によれば、簡易な構成にて、オフセット信号及び発振を抑制しつつ、高いノイズ低減効果を備えたフィードバック制御方式のノイズ低減装置を実現することができる。
　尚、繰り返しになるが、ノイズ低減の対象となる中間周波数は、回路素子の定数調整によるマイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）の調整によって、任意の周波数に設計することが可能である。
　又、本実施の形態（図３）では、接続線ｍ０、ノイズ源電流入力線ｍ１、及び、漏洩ノイズ電流出力線ｍ２を２線として表記したが、三相交流への適用では、これらのｍ０～ｍ２は３線となる。或いは、電力線ではなく、信号線に対してノイズ低減装置を適用する場合等には、ｍ０～ｍ２は４線以上となる可能性もある。
　更に、本実施の形態に係るノイズ低減装置は、ノイズ源回路１１及びノイズ漏洩回路１２の間の電流経路の任意の箇所に接続することができる。又、ノイズ源回路１１、及び、ノイズ漏洩回路１２を特に限定することなく、低減対象とする周波数成分に対応させて中間周波数が適切に設定されるように、上述したマイナー帰還ループの一巡伝達関数（周波数特性）を調整することにより、オフセット信号及び発振の抑制とともに、当該周波数成分のノイズを低減することができる。
　尚、上述した各実施の形態では、位相調整回路１２０及び１６０の各々について、抵抗及び容量を組み合わせたローパスフィルタによる構成例を示したが、当該ローパスフィルタの回路定数の調整に加えて、オペアンプ１１５，１７０（差動反転増幅回路１５０又は反転増幅回路１１０をオペアンプではなくトランジスタで構成した場合には当該トランジスタ）の利得帯域幅積の調整を更に組み合わせることで、所望の周波数を得ることも可能である。或いは、上記オペアンプ及び／又はトランジスタの利得帯域幅積（ＧＢ積）を最適に選定することで、ローパスフィルタの配置を省略して、位相調整回路１２０，１６０を構成することも可能である。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本開示による技術的範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１０，１０ｘ　ノイズ低減装置、１１　ノイズ源回路、１２　ノイズ漏洩回路、２０　ノイズ検出部、２１，８１　カレントトランス、２１ｘ，８１ｙ，８１ｚ　二次巻線、２１ｙ，２１ｚ，８１ｘ　一次巻線、３０　中間周波数成分加算部、３２，３２ｘ，５２，９０，９０ｘ　演算子、３５　中間周波数成分抽出回路、５０　低周波成分減算部、５５　低周波成分増幅回路、６０　補償信号生成部、６１　入力線、６５　増幅回路、７０　補償信号検出部、７１　検出抵抗、８０　補償信号注入部、１００　兼用回路、１１０　反転増幅回路、１１５，１７０　オペアンプ、１２０，１６０　位相調整回路、１２１，１６１　負入力抵抗、１２２，１６３　帰還抵抗、１２３，１６４　帰還容量、１５０　差動反転増幅回路、１６２　正入力抵抗、１８０　エミッタフォロワ、１８１，１８２　トランジスタ、２０１，３０１　電圧入力端子、２０２，３０２　電圧測定端子、３００　開放点、ＬＭ０　メジャー帰還ループ、ＬＮ１，ＬＰ１　マイナー帰還ループ、ｉｃｍｐ　補償信号、ｉｇｎｄ　漏洩ノイズ電流、ｍ０　接続線、ｍ１　ノイズ源電流入力線、ｍ２　漏洩ノイズ電流出力線、ｖｃｍｐ　補償信号検出電圧、ｖｓｎｓ　検出電圧（ノイズ検出部）。

Claims (7)

  1. 　接続線上の電磁ノイズを検出するノイズ検出部と、
    　前記ノイズ検出部の検出信号に基づいて、前記電磁ノイズを相殺するための補償信号を生成する補償信号生成部と、
    　前記補償信号を前記接続線に注入する補償信号注入部と、
    　前記補償信号を検出する補償信号検出部と、
    　前記補償信号検出部による検出信号のうちの、予め定められた第１の周波数よりも低い第１の周波数領域の周波数成分を増幅して前記補償信号生成部に負帰還する低周波成分減算部と、
    　前記補償信号検出部による検出信号のうちの、前記第１の周波数よりも高い予め定められた第２の周波数の成分を前記補償信号生成部に正帰還する中間周波数成分加算部とを備える、ノイズ低減装置。
  2. 　前記ノイズ検出部は、カレントトランス、又は、コンデンサを含み、
    　前記補償信号注入部は、カレントトランスを含む、請求項１記載のノイズ低減装置。
  3. 　前記ノイズ検出部は、カレントトランス、又は、コンデンサを含み、
    　前記補償信号生成部は、前記ノイズ検出部の検出信号に基づく入力信号を増幅した信号を逆相変換して前記補償信号を出力するように構成され、
    　前記補償信号注入部は、カレントトランス、又は、コンデンサを含む、請求項１記載のノイズ低減装置。
  4. 　前記低周波成分減算部は、前記補償信号検出部の前記検出信号のうちの前記第１の周波数領域の周波数成分を増幅した信号を、逆相変換後に前記補償信号生成部の入力に帰還するように構成され、
    　前記中間周波数成分加算部は、前記補償信号検出部の前記検出信号のうちの前記第２の周波数の成分を抽出した信号を、逆相変換し、更に位相反転した後に前記補償信号生成部の入力に帰還するように構成される、請求項１記載のノイズ低減装置。
  5. 　前記補償信号生成部は、
    　前記補償信号を出力する差動反転増幅回路と、
    　前記差動反転増幅回路の入出力間の位相差を調整する第１の位相調整回路とを含み、
    　前記低周波成分減算部、及び、前記中間周波数成分加算部は、
    　前記補償信号検出部の前記検出信号を入力とし、前記差動反転増幅回路に入力される出力信号を生成する、共通の反転増幅回路と、
    　前記反転増幅回路の入出力間の位相差を調整する第２の位相調整回路とを含み、
    　前記差動反転増幅回路は、前記反転増幅回路の出力信号と、前記ノイズ検出部の検出信号との電圧差を増幅して前記補償信号を生成するように構成され、
    　前記差動反転増幅回路の入力と前記ノイズ検出部との間を開放した状態での、前記補償信号生成部、前記補償信号注入部、及び、前記ノイズ検出部による第１の帰還ループの一巡伝達関数のゲイン特性は、前記第１及び第２の位相調整回路の少なくとも一方によって、前記低周波成分減算部及び前記中間周波数成分加算部が配置されない場合と比較して、前記第１の周波数領域のゲインが減少するとともに、前記第２の周波数におけるゲインが増加するように調整される、請求項１又は４に記載のノイズ低減装置。
  6. 　前記第１の帰還ループの一巡伝達関数のゲイン特性は、正帰還帯域のゲインピークが０デシベルを下回るように調整される、請求項５記載のノイズ低減装置。
  7. 　前記第１及び第２の位相調整回路の各々は、抵抗素子及び容量素子の組み合わせによるローパスフィルタと、前記差動反転増幅回路又は前記反転増幅回路を構成するオペアンプ又はトランジスタの利得帯域幅積との少なくとも一方によって構成される、請求項５記載のノイズ低減装置。
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