CN102386791A - 单相、三相电压型交直转换装置以及稳定控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于，提供一种配置在负荷和配电系统网之间、能够对系统频率以及系统电压的稳定作出贡献的单相电压型交直转换装置、三相电压型交直转换装置、以及系统频率以及系统电压的稳定控制方法。对从配电系统网受电的负荷应用交直转换装置的自主并行运行控制技术，从而能够得到针对有效功率的频率的下降特性(自由调节特性)以及电压维持特性(V-Q特性)。自由调节特性是在系统频率下降了的情况下自动地减少受电电力、在增加了的情况下自动地增加受电电力的特性，因此能够不论负荷如何都能对系统频率稳定作出贡献。并且，V-Q特性产生/吸收无效功率，使得受电端电压不依赖负荷电力而保持为恒定，因此也能够对系统电压稳定作出贡献。

Description

单相、三相电压型交直转换装置以及稳定控制方法

技术领域

本发明涉及一种能够对将来自配电系统网的交流转换为直流来受电的负荷应用自主并行运行控制技术的单相电压型交直转换装置、三相电压型交直转换装置、以及稳定控制方法。

背景技术

已知如下的三相电压型交直转换装置以及单相电压型交直转换装置(例如，参照专利文献1以及2)：在配电系统网中并联连接多台直流能量源而并行运行的情况下，能够实现各个装置自主地控制输出偏差的自主并行运行。

专利文献1：日本特开2007-236083号公报

专利文献2：日本特开2009-219263号公报

发明内容

另一方面，将来自配电系统网的电力转换为直流而受电的负荷只根据自身的需要消耗电力，因而没有考虑系统频率、系统电压的变动。因此，即使系统的负荷增大、系统频率下降，负荷也根据自身的需要来消耗电力，所以有可能导致系统频率的不稳定。相反地，在由于大规模的负荷退出(drop)等而系统频率上升的情况下也同样地有可能导致不稳定。另外，当负荷的功耗增大时有可能导致受电电压下降。以往，需要电力事业人员采取避免这种系统频率、系统电压的变动的措施，但是存在如下问题：负荷的功耗的变动大，电力事业人员无法单独地来充分应对。

因此，为了解决所述课题，本发明的目的在于，提供一种配置在负荷和配电系统网之间而能够对系统频率以及系统电压的稳定作出贡献的单相电压型交直转换装置、三相电压型交直转换装置以及系统频率以及系统电压的稳定控制方法。

为了达成上述目的，本发明的单相电压型交直转换装置、三相电压型交直转换装置以及稳定控制方法，对从配电系统网受电的负荷应用交直转换装置的自主并行运行控制技术。

具体地说，本发明的单相电压型交直转换装置，具备：单相电压型交直转换电路，从交流端子看具有内部等效阻抗，根据基于PWM指令所产生的栅极信号的脉宽将来自单相交流源的单相交流电力转换为直流电力并从直流端子输出；相位差生成电路，具有使所述交流端子的单相交流输出电压的相位延迟而产生延迟单相交流的相位延迟单相交流生成器，根据所述延迟单相交流来生成与所述交流端子的单相交流输出电压和所述单相电压型交直转换电路的内部电动势的相位差相应的相位差电压；上位电压控制电路，输入由针对所述交流端子的单相交流输出电压的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值所构成的上位指令矢量，根据所输入的所述上位指令矢量、来自所述相位差生成电路的相位差电压以及所述交流端子的单相交流输出电压，输出以所述交流端子的单相交流输出电压的振幅以及频率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的电压指令信号以及频率指令信号；频率控制电路，根据规定所述交流端子的单相交流输出电压的频率的基准频率、来自所述上位电压控制电路的频率指令信号以及来自所述相位差生成电路的输出信号，确定所述单相电压型交直转换电路的所述内部电动势的电角度，并生成生成电角度；以及下位电压控制电路，根据所述交流端子的单相交流输出电压、所述频率控制电路的生成电角度以及来自所述上位电压控制电路的电压指令信号，将以所述单相交流输出电压的振幅、频率以及相位接近规定所述交流端子的单相交流输出电压的振幅的基准电压、所述电压指令信号以及所述生成电角度的合成值的方式生成的信号作为所述PWM指令输出。

另外，本发明的三相电压型交直转换装置，具备：三相电压型交直转换电路，从交流端子看具有内部等效阻抗，根据基于PWM指令所产生的栅极信号的脉宽将来自三相交流源的三相交流电力转换为直流电力并从直流端子输出；UM转换电路，将所述交流端子的三相输出电压转换到dq旋转坐标空间并输出，在所述dq旋转坐标空间中，将与该三相输出电压的振幅相关的分量设为d轴分量，将与频率差相关的分量设为q轴分量；上位电压控制电路，输入由针对所述交流端子的三相输出电压的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值所构成的上位指令矢量，根据所输入的所述上位指令矢量以及来自所述UM转换电路的输出电压矢量，将以所述交流端子的三相输出电压的振幅以及频率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的信号作为电压指令矢量输出；下位电压控制电路，根据规定所述交流端子的三相输出电压的振幅以及相位的基准电压矢量、来自所述UM转换电路的输出电压矢量以及来自所述上位电压控制电路的电压指令矢量，将以所述三相输出电压的振幅以及相位接近所述基准电压矢量与所述电压指令矢量的合成值的方式生成的信号作为所述PWM指令输出；以及频率控制电路，使根据规定所述交流端子的三相输出电压的频率的基准频率、以及来自所述UM转换电路的输出电压矢量的所述q轴分量所生成的生成值与所述UM转换电路中的转换矩阵的旋转角度同步。

通过对从配电系统网受电的负荷应用交直转换装置的自主并行运行控制技术，能够获得针对有效功率的频率的下降(drooping)特性(自由调节(governor free)特性)以及电压维持特性(V-Q特性)自由调节特性是在系统频率下降的情况下自动地缩小受电电力、而在增加的情况下自动地增加受电电力的特性，因此不管负荷如何都能对系统频率稳定作出贡献。并且，V-Q特性产生/吸收无效功率使得受电端电压不依赖于负荷电力而保持为恒定，因此也能够对系统电压稳定作出贡献。

因而，本发明能够提供一种能够配置在负荷和配电系统网之间并对系统频率、系统电压的稳定作出贡献的单相电压型交直转换装置、三相电压型交直转换装置。

另外，本发明的其它单相电压型交直转换装置，具备：单相电压型交直转换电路，从交流端子看具有内部等效阻抗，根据基于PWM指令所产生的栅极信号的脉宽将来自与直流端子连接的直流电压源的电力转换为单相交流电力并从所述交流端子输出，或者将来自与所述交流端子连接的单相交流源的单相交流电力转换为直流电力并从所述直流端子输出；相位差生成电路，具有使所述交流端子的单相交流输出电压的相位延迟、产生延迟单相交流的相位延迟单相交流生成器，根据所述延迟单相交流生成与所述交流端子的单相交流输出电压和所述单相电压型交直转换电路的内部电动势的相位差相应的相位差电压；上位电压控制电路，输入由针对所述交流端子的单相交流输出电压的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值所构成的上位指令矢量，根据所输入的所述上位指令矢量、来自所述相位差生成电路的相位差电压以及所述交流端子的单相交流输出电压，输出以所述交流端子的单相交流输出电压的振幅以及频率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的电压指令信号以及频率指令信号；频率控制电路，根据规定所述交流端子的单相交流输出电压的频率的基准频率、来自所述上位电压控制电路的频率指令信号以及来自所述相位差生成电路的输出信号来确定所述单相电压型交直转换电路的所述内部电动势的电角度，并生成生成电角度；以及下位电压控制电路，根据所述交流端子的单相交流输出电压、所述频率控制电路的生成电角度以及来自所述上位电压控制电路的电压指令信号，将以所述单相交流输出电压的振幅、频率以及相位接近规定所述交流端子的单相交流输出电压的振幅的基准电压、所述电压指令信号以及所述生成电角度的合成值的方式生成的信号作为所述PWM指令输出。

并且，本发明的其它三相电压型交直转换装置，具备：三相电压型交直转换电路，从交流端子看具有内部等效阻抗，根据基于PWM指令所产生的栅极信号的脉宽将来自与直流端子连接的直流电压源的电力转换为三相交流电力并从上述交流端子输出，或者将来自与上述交流端子连接的三相交流源的三相交流电力转换为直流电力并从直流端子输出；UM转换电路，将所述交流端子的三相输出电压转换到dq旋转坐标空间并输出，在所述dq旋转坐标空间中，将与该三相输出电压的振幅相关的分量设为d轴分量，将与频率差相关的分量设为q轴分量；上位电压控制电路，输入由针对所述交流端子的三相输出电压的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值所构成的上位指令矢量，根据所输入的所述上位指令矢量以及来自所述UM转换电路的输出电压矢量，将以所述交流端子的三相输出电压的振幅以及频率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的信号作为电压指令矢量输出；下位电压控制电路，根据规定所述交流端子的三相输出电压的振幅以及相位的基准电压矢量、来自所述UM转换电路的输出电压矢量以及来自所述上位电压控制电路的电压指令矢量，将以所述三相输出电压的振幅以及相位接近所述基准电压矢量与所述电压指令矢量的合成值的方式生成的信号作为所述PWM指令输出；以及频率控制电路，使根据规定所述交流端子的三相输出电压的频率的基准频率、以及来自所述UM转换电路的输出电压矢量的所述q轴分量所生成的生成值与所述UM转换电路中的转换矩阵的旋转角度同步。

本单相电压型交直转换装置以及本三相电压型交直转换装置既能够将交流向直流进行转换也能够将直流向交流进行转换，因此能够将负荷设为蓄电池。根据系统频率、系统电压的变动，不管蓄电池中充电如何都能够从蓄电池进行放电，还能够对系统频率、系统电压的稳定作出贡献。

本发明的单相系统的稳定控制方法，将所述单相电压型交直转换装置的所述交流端子与单相交流的配电系统网连接，将所述直流端子与直流设备连接，按照所述配电系统网的单相交流电压的频率以及电压振幅值与所述上位指令矢量的关系，调整所述单相电压型交直转换装置与所述直流设备之间的直流电力，使得所述配电系统网的单相交流电压的频率变动变小，调整所述单相电压型交直转换装置中的无效功率的大小，使得所述配电系统网的单相交流电压的电压变动变小。

本发明的三相系统的稳定控制方法，将三相电压型交直转换装置的所述交流端子与三相交流的配电系统网连接，将所述直流端子与直流设备连接，按照所述配电系统网的三相交流电压的频率以及电压振幅值与所述上位指令矢量的关系，调整所述三相电压型交直转换装置与所述直流设备之间的直流电力，使得所述配电系统网的三相交流电压的频率变动变小，调整所述三相电压型交直转换装置中的无效功率的大小，使得所述配电系统网的三相交流电压的电压变动变小。

通过将所述单相电压型交直转换装置以及所述三相电压型交直转换装置连接在负荷与配电系统网之间，能够对负荷应用自主并行运行控制技术。因而，本发明能够提供一种能够对系统频率、系统电压的稳定作出贡献的稳定控制方法。

本发明的稳定控制方法，其特征在于，取得所述单相或者三相电压型交直转换装置与所述直流设备之间的直流电压以及直流电流中的至少1个信息并与规定值进行比较运算，作为所述上位指令矢量的频率指令值输入到所述单相或者三相电压型交直转换装置。

从向负荷的电压或者电流值生成频率指令值，因此能够根据负荷的状况对系统频率、系统电压的稳定作出贡献。

本发明能够提供一种配置在负荷和配电系统网之间并能够对系统频率以及系统电压的稳定作出贡献的单相电压型交直转换装置、三相电压型交直转换装置以及系统频率以及系统电压的稳定控制方法。

附图说明

图1是与本发明有关的三相电压型交直转换装置的概要结构图。

图2是与本发明有关的三相电压型交直转换装置的概要结构图。

图3是与本发明有关的三相电压型交直转换装置的概要结构图。

图4是与本发明有关的三相电压型交直转换装置所具备的三相电压型交直转换电路的概要结构图。

图5是与本发明有关的三相电压型交直转换装置所具备的三相电压型交直转换电路的概要结构图。

图6是与本发明有关的三相电压型交直转换装置所具备的三相电压型交直转换部的概要结构图。

图7是与本发明有关的三相电压型交直转换装置所具备的三相交流滤波器电路的概要结构图。

图8是与本发明有关的单相电压型交直转换装置的概要结构图。

图9是与本发明有关的单相电压型交直转换装置的概要结构图。

图10是与本发明有关的单相电压型交直转换装置的概要结构图。

图11是与本发明有关的单相电压型交直转换装置所具备的单相电压型交直转换电路的概要结构图。

图12是与本发明有关的单相电压型交直转换装置所具备的单相电压型交直转换电路的概要结构图。

图13是与本发明有关的单相电压型交直转换装置所具备的单相电压型交直转换部的概要结构图。

图14是与本发明有关的单相电压型交直转换装置所具备的单相交流滤波器电路的概要结构图。

图15是与本发明有关的单相电压型交直转换装置所具备的相位差生成电路的概要结构图。

图16是说明与本发明有关的配电系统的图。

图17是说明与本发明有关的配电系统的图。

图18是负荷的具体例子。

图19是负荷的具体例子。

图20是负荷的具体例子。

附图标记说明

111：三相电压型交直转换装置；121、121-1、121-2：直流端子；122、122-1、122-2、122-3：交流端子；124、125、126：交流端子；131：UM转换电路；132：M转换电路；133：U转换电路；134：电流检测电路；135：UM转换电路；140：三相电压型交直转换电路；140-1、140-2：三相电压型交直转换电路；141：栅极信号发生器；142：三相电压型交直转换部；143：电流检测电路；144：电压检测电路；145：三相交流滤波器电路；146a-146f：二极管；146g-146l：自己消弧型开关；147a-147c：电阻；147d-147f：电流控制用电感器；147g-147i：电容器；150：频率控制电路；151：基准频率设定器；152：旋转坐标转换矩阵；153：环路滤波器；154：第一时间积分器；155：第二时间积分器；156：加法器；157：生成值；160：第一下位电压控制电路；161：第一基准电压矢量设定器；162：加法器；163：减法器；164：第一电压控制器；165：第一逆U转换器；166：滤波器电流补偿器；167：PWM电流偏差补偿器；168：前馈放大器；169：加法器；170：第一上位电压控制电路；171：减法器；172：第一上位控制放大器；211：单相电压型交直转换装置；221、221-1、221-2：直流端子；222：交流端子；222-1、222-3：交流端子；223：直流电压源；224、226：交流端子；230：相位差生成电路；231：输出电压检测电路；233-1～233-3：端子；234：输出电流检测电路；235：相位延迟单相交流生成器；236：相位差电压生成器；238：变流器；240：单相电压型交直转换电路；240-1、240-2：单相电压型交直转换电路；241：栅极信号发生器；242：单相电压型交直转换部；243：电流检测电路；244：电压检测电路；245：单相交流滤波器电路；246a、246b、246e、246f：二极管；246g、246h、246k、246l：自己消弧型开关；247a：电阻；247d：电感器；247g：电容器；250：频率控制电路；251：基准频率设定器；252：旋转坐标转换矩阵；253：环路滤波器；255：时间积分器；256：第二加法器；257：生成电角度；258：第三加法器；260：下位电压控制电路；261：基准电压设定器；262：第一加法器；263：第三减法器；264：电压控制器；265：第二乘法器；266：滤波器电流补偿器；267：PWM电流偏差补偿器；268：前馈放大器；269：第四加法器；270：上位电压控制电路；271a：第一减法器；271b：第二减法器；272a：第一上位控制放大器；272b：第二上位控制放大器；273：第一乘法器；301、302：配电系统；311：配电系统网；312：负荷；312-1：电池；312-2：电热器；312-3：加热泵/热水器(EcoCute)驱动用逆变器；313：运算器；520：上位指令矢量；521：限幅器

具体实施方式

参照附图来说明本发明的实施方式。下面说明的实施方式是本发明的实施例，本发明并不被下面的实施方式所限制。此外，在本说明书以及附图中标记相同的结构要素表示相互相同的要素。

(第1实施方式)

在图1以及图2中表示与本实施方式有关的三相电压型交直转换装置的概要结构图。

图1所示的三相电压型交直转换装置111具备：三相电压型交直转换电路140，从交流端子122看具有内部等效阻抗，根据基于PWM指令所产生的栅极信号的脉宽将来自与直流端子121连接的直流电压源的电力转换为三相交流电力并从交流端子122输出，或者将来自与交流端子122连接的三相交流源的三相交流电力转换为直流电力并从直流端子121输出；UM转换电路131，将交流端子122的三相输出电压转换到dq旋转坐标空间并输出；第一上位电压控制电路170，将根据上位指令矢量520以及来自UM转换电路131的输出电压矢量所生成的信号作为电压指令矢量输出；第一下位电压控制电路160，根据基准电压矢量、来自UM转换电路131的输出电压矢量以及来自第一上位电压控制电路170的电压指令矢量将所生成的信号作为PWM指令输出；以及频率控制电路150，使根据基准频率、以及来自UM转换电路131的输出电压矢量的q轴分量所生成的生成值与UM转换电路131中的旋转坐标转换矩阵152的旋转角度同步。

三相电压型交直转换电路140根据基于PWM指令由栅极信号发生器141所产生的栅极信号的脉宽将来自未图示的三相交流源的电力转换为直流电力。三相交流源例如能够例示配电系统网。另外，三相电压型交直转换电路140根据基于PWM指令由栅极信号发生器141所产生的栅极信号的脉宽将来自未图示的直流电压源的电力转换为三相交流电力。直流电压源能够例示由电池等单独输出直流电压的电压源、以风力发电等发电方法发电并进行整流而输出直流电压的电压源、或者控制直流电容器的电压并输出直流电压的电压源。在这种情况下，也可以设为：在UM转换电路131的连接点与交流端子122之间还具备阻流电感器(blocking inductor)，经由阻流电感器从交流端子122输出三相输出电压的每一个。能够防止三相电压型交直转换电路140中的PWM分量向交流端子122流出。

在图4以及图5中表示三相电压型交直转换电路的概要结构图。

图4所示的三相电压型交直转换电路140-1具备：三相电压型交直转换部142，从交流端子122看具有内部等效阻抗，根据产生的栅极信号的脉宽由直流端子121接受来自直流电压源的电力并转换为三相交流电力而从交流端子122输出，或者根据栅极信号的脉宽将来自与交流端子122连接的配电系统网的电力转换为直流电力并从直流端子121输出；电流检测电路143，检测来自三相电压型交直转换部142的三相输出电流、或者来自交流端子122的三相输入电流，输出根据三相输出电流或者三相输入电流的大小所生成的信号；栅极信号发生器141，产生并输出栅极信号使得PWM指令与来自电流检测电路143的输出的差分接近零；以及三相交流滤波器电路145，从三相电压型交直转换部142的三相输出电压去除在三相电压型交直转换部142中以栅极信号为起因的高频分量，并进行输出。

另外，图5所示的三相电压型交直转换电路140-2，代替图4的电流检测电路143而具备电压检测电路144，该电压检测电路144检测来自三相电压型交直转换部142的三相输出电压、或者来自交流端子122的三相输入电压，输出根据三相输出电压的大小所生成的信号。在这种情况下，栅极信号发生器141产生并输出栅极信号，使得PWM指令与来自电压检测电路144的输出的差分接近零。

图4以及图5所示的三相电压型交直转换部142所具有内部等效阻抗，既能够如后述那样地通过图1的三相电压型交直转换装置111内的控制变量来设置，也能够通过在图4以及图5的三相电压型交直转换电路140-1、140-2的交流端子122侧连接电阻、电抗器、三相变压器或者这些的组合来设置。例如，既可以在三相电压型交直转换电路140-1、140-2的交流端子122侧分别串联连接电阻或者电抗器，另外也可以在连接了电阻的情况下在电阻的后级分别串联连接电抗器。另外，也可以在三相电压型交直转换电路140-1、140-2的交流端子122侧连接三相变压器。另外，也可以在三相电压型交直转换电路140-1、140-2的交流端子122侧分别连接了电抗器的情况下，在电抗器的后级连接三相变压器。并且，也可以在三相电压型交直转换电路140-1、140-2的交流端子122侧分别连接了电阻、在电阻的后级分别串联连接了电抗器的情况下，在该电抗器的后级连接三相变压器。这样，三相电压型交直转换部142通过具有内部等效阻抗，图1的三相电压型交直转换装置111能够作为电压源或者负荷而与电力系统连接。

通过将图1的三相电压型交直转换电路140设为图4或者图5所示的结构，三相电压型交直转换装置111具备三相交流滤波器电路145(图4以及图5)，因此能够从来自三相电压型交直转换部142的输出中去除在三相电压型交直转换部142中的以栅极信号为起因的高频分量。另外，在从直流电压源向交流端子122提供电力的情况下，在电流检测电路143或者电压检测电路144中检测来自三相电压型交直转换部142的电流或者电压，在栅极信号发生器141中产生栅极信号使得PWM指令与来自电流检测电路143或者电压检测电路144的输出的差分接近零，从而能够进行控制使得电流误差在允许范围内、或者使输出电压追踪PWM指令。另一方面，在从配电系统网向直流端子121提供电力的情况下，在电流检测电路143或者电压检测电路144中检测来自交流端子122的电流或者电压，在栅极信号发生器141中产生栅极信号使得PWM指令与来自电流检测电路143或者电压检测电路144的输出的差分接近零，从而能够进行控制使得电流误差在允许范围内、或者使输出电压追踪PWM指令。

这里，在图6中表示图4以及图5中的三相电压型交直转换部的概要结构图。另外，在图7中表示图4以及图5中的三相交流滤波器电路的概要结构图。

图6所示的三相电压型交直转换部142具备6个自己消弧型开关146g-146l和6个二极管146a-146f，构成三相桥。自己消弧型开关146g-146l是根据输入信号的导通/关断来切换开关的导通/关断的元件，能够例示GTO(栅极可关断晶体管)、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)。三相电压型交直转换部142根据来自图4或者图5所示的栅极信号发生器141的指令通过脉冲信号针对6个自己消弧型开关146g-146l的每一个切换6个开关的导通/关断，从而能够将来自直流电压源123的电力转换为三相交流电力并从3个交流端子124、125、126输出。能够通改变脉冲信号的脉宽而使输出电压变化。另一方面，三相电压型交直转换部142根据来自图4或者图5所示的栅极信号发生器141的指令通过脉冲信号针对6个自己消弧型开关146g-146l的每一个切换6个开关的导通/关断，从而能够将来自与交流端子124、125、126连接的配电系统网的电力转换为直流电力并从直流端子121-1、121-2输出。能够通改变脉冲信号的脉宽而使输出电压变化。此外，在图6中直流端子121-1、121-2与作为概要图的图1的直流端子121相对应。

图7所示的三相交流滤波器电路145在由输入侧的交流端子124、125、126接受来自图4或者图5的三相电压型交直转换部142的三相输出并从输出侧的交流端子122-1、122-2、122-3输出的之间，具备：电流控制用电感器147d、147e、147f，控制各相中的电流；以及连接在各相间的电阻147a、147b、147c、以及电容器147g、147h、147i。电流控制用电感器147d、147e、147f、电阻147a、147b、147c以及电容器147g、147h、147i的各容量能够根据来自输出侧的交流端子122-1、122-2、122-3的输出信号的频率特性而适当确定。此外，也可以没有电阻147a、147b、147c。在图4以及图5的三相电压型交直转换电路140-1、140-2中，能够作为三相交流滤波器电路145应用图7的三相交流滤波器电路145而去除三相电压型交直转换部142中的以栅极信号为起因的高频分量。此外，在图7中，交流端子122-1、122-2、122-3与作为概要图的图1的交流端子122相对应。

图1的UM转换电路131通过下面的数式(1)～(3)将交流端子122中的三相电压转换到dq旋转坐标空间上并输出，该dq旋转坐标空间将与该三相电压的振幅相关的分量设为d轴分量，将与频率差相关的分量设为q轴分量。在数式(3)中，将输入到UM转换电路131的三相电压设为(Va，Vb，Vc)，将来自UM转换电路131的输出电压矢量(d轴分量，q轴分量)设为(Vd，Vq)。在图1中，UM转换电路131分别输出到频率控制电路150、第一下位电压控制电路160以及第一上位电压控制电路170。这里，当通过数式(1)～(3)进行UM转换的运算时，检测交流端子122的三相电压。在这种情况下，也可以设为三相电压中的三相都进行检测，但是在三相电压中，如果确定了任意2个电压，则剩下的1个电压也被确定，因此UM转换电路131也可以设为检测三相电压中的任意2个。另外，也可以设为在UM转换电路131的前级具备低通滤波器，经由低通滤波器来检测向UM转换电路131的三相电压。能够从三相电压去除PWM分量而稳定三相电压型交直转换装置111的控制。另外，也可以设为在UM转换电路131的后级具备低通滤波器，经由低通滤波器来输出来自UM转换电路131的输出电压矢量。能够从来自UM转换电路131的输出电压矢量去除PWM分量而稳定三相电压型交直转换装置111的控制。

[数式1]

$U\≡\left(\begin{array}{cc}\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}& -\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}\\ \cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}& \sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}\end{array}\right)$

[数式2]

$M\≡\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)$

[数式3]

$\left(\begin{array}{c}{V}_d\\ V_q\end{array}\right)\≡\mathrm{UM}\left(\begin{array}{c}{V}_a\\ V_b\\ V_c\end{array}\right)$

$=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{cc}\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}& -\cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}\\ \cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}& \sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{ccc}-& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{V}_a\\ V_b\\ V_c\end{array}\right)$

$=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}\sin {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}& \sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \sin ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos {\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}& \cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos ({\mathrm{\θ}}_{\mathrm{dq}}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{V}_a\\ V_b\\ V_c\end{array}\right)$

频率控制电路150使根据规定交流端子122的三相电压的频率的基准频率、以及来自UM转换电路131的输出电压矢量的q轴分量所生成的生成值与UM转换电路131中的旋转坐标转换矩阵152的旋转角度同步。具体地说，如图2所示，在环路滤波器153中对作为与三相电压的频率差相关的分量的q轴分量附加低通要素而由第二时间积分器155进行时间积分并输出。在环路滤波器153中附加的低通要素能够例示一次延迟要素等延迟要素。由此，能够稳定反馈环。

另外，使生成值157与UM转换电路131中的旋转坐标转换矩阵152的旋转角度同步，该生成值157是在第一时间积分器154中对从基准频率设定器151输出的基准频率进行时间积分、在加法器中156中对上述时间积分得到的积分值相加来自第二时间积分器155的积分值所生成的。由此，能够使该旋转角度追踪电力系统的频率。为了同步，将相加了来自第一时间积分器154的积分值和来自第二时间积分器155的积分值的生成值157设为数式(3)的θdq。

这里，在UM转换电路131中，如所述那样地输出与三相电压的频率差相关的分量(q轴分量)。因此，UM转换电路131中的信号处理被认为与相位比较处理相当，该相位比较处理对三相电压与相加了来自第一时间积分器154的积分值和来自第二时间积分器155的积分值所生成的生成值157的相位进行比较。另外，相加来自第一时间积分器154的积分值和来自第二时间积分器155的积分值的信号处理，被认为与根据来自环路滤波器153的输出电压使生成值的值可变的VCO(Voltage Controlled Oscillator：压控振荡器)的信号处理相当。因此，UM转换电路131以及频率控制电路150，作为整体被认为进行作为PLL的动作，该PLL使相加了来自第一时间积分器154的积分值和来自第二时间积分器155的积分值所生成的生成值157与交流端子122的三相电压的频率同步。因此，能够与PLL的情况相同地求出维持同步的频率范围(同步保持范围(锁定范围))和频率引入范围(捕获范围)。

在图1的第一上位电压控制电路170中，输入由针对交流端子122的三相电压的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值所构成的上位指令矢量520。而且，根据输入的上位指令矢量520以及来自UM转换电路131的输出电压矢量，生成使得交流端子122的三相电压的振幅以及频率接近上位指令矢量520的指令值的信号，并将所生成的信号作为电压指令矢量输出。具体地说，如图2所示，在减法器171中对来自UM转换电路131的输出矢量和上位指令矢量520进行减法运算，由第一上位控制放大器172进行放大使得电力系统的振幅以及频率接近上位指令矢量520的指令值，生成并输出电压指令矢量。由此，在电力系统的振幅以及频率变化的情况下，也能够检测出针对该振幅以及频率的三相电压型交直转换装置111的三相输出电力的振幅以及频率的各自的偏差量。这里，在第一上位控制放大器172中，也可以在来自减法器171的输出矢量中附加低通要素。由此，能够稳定反馈环。另外，也可以设为在第一上位控制放大器172的后级还具备限幅器，经由限幅器来输出来自第一上位控制放大器172的输出矢量。能够防止过输出而稳定控制。

图1的第一下位电压控制电路160根据规定交流端子122的三相电压的振幅以及相位的基准电压矢量、来自UM转换电路131的输出电压矢量以及来自第一上位电压控制电路170的电压指令矢量，生成使得三相电压的振幅以及相位接近基准电压矢量与电压指令矢量的合成值的信号，并将所生成的信号作为PWM指令输出。另外，基准电压矢量是通过第一基准电压矢量设定器161预先设定的。该基准电压矢量在二相中成为交流端子122的三相电压的振幅和相位的基准。

具体地说，如图2所示，在加法器162中对在第一基准电压矢量设定器161中预先设定的基准电压矢量相加来自第一上位电压控制电路170的电压指令矢量，追加电力系统的振幅以及相位的偏差的补偿量。另外，在减法器163中减去来自UM转换电路131的输出电压矢量，由第一电压控制器164转换与电力系统的振幅以及相位的差分，使得接近基准电压矢量与电压指令矢量的合成值，并进行输出。并且，在第一逆U转换器165中将来自第一电压控制器164的dq空间上的输出矢量转换到αβ空间上，并作为向三相电压型交直转换电路140的PWM指令输出。由此，补偿在第一上位电压控制电路170中检测的偏差量，并且能够控制三相电压型交直转换装置111的振幅以及相位，使得在从直流电力向交流电力进行转换时的三相电压型交直转换装置111的三相输出电压的振幅以及相位与电力系统的振幅以及相位一致。另一方面，检测在从交流电力向直流电力进行转换时的交流端子122中的三相交流的振幅以及频率，并与由上位指令矢量520所指定的振幅以及频率进行比较。而且，当交流端子122中的三相交流的振幅小时，为了增加交流端子122的电压而产生无效功率，当交流端子122的振幅大时，为了减少交流端子122的三相交流的电压而减小无效功率。另外，当交流端子122的三相交流的频率小时减少从直流端子121输出的电力，当交流端子122的三相交流的频率大时增大从直流端子121输出的电力。

另外，三相电压型交直转换装置111在进行控制“使得接近上位指令矢量520”的结果是，如下那样地进行动作。在交流端子122的频率比上位指令矢量520的频率指令值大的情况下，三相电压型交直转换装置111将来自交流端子122的交流转换为直流并从直流端子121提供直流电力。提供的直流电力的大小与交流端子122的频率和上位指令矢量520的频率指令值的差分相应。另一方面，在交流端子122的频率比上位指令矢量520的频率指令值小的情况下，三相电压型交直转换装置111将来自直流端子121的直流转换为交流并向交流端子122提供交流电力。提供的交流电力的大小与交流端子122的频率和上位指令矢量520的频率指令值的差分相应。

另外，三相电压型交直转换装置111在交流端子122的电压比上位指令矢量520的电压指令值大的情况下，减小自身的无效功率，在交流端子122的电压比上位指令矢量520的电压指令值小的情况下，加大自身的无效功率。无效功率的大小与交流端子122的电压和上位指令矢量520的电压指令值的差分相应。

第一电压控制器164例如能够应用放大器。这里，也可以设为在减法器163与第一电压控制器164之间还具备低通滤波器，经由低通滤波器输出来自减法器163的输出矢量。能够去除PWM分量而稳定第一电压控制器164中的控制。另外，也可以设为在减法器163与第一电压控制器164之间(在该位置具备低通滤波器的情况下，在低通滤波器与第一电压控制器164之间)还具备电压限幅器，经由电压限幅器输出来自减法器163的输出矢量。能够抑制三相电压型交直转换装置111启动时的输出电压的过渡变动。另外，也可以设为在第一电压控制器164与第一逆U转换器165之间(在设有后述的滤波器电流补偿器、PWM电流偏差补偿器以及前馈放大器的情况下，在相加这些单元的输出的加法器与第一逆U转换器165之间)还具备电流限幅器，经由电流限幅器输出来自第一电压控制器164的输出矢量，在稳定时、过渡时都能够防止流过三相电压型交直转换装置111的开关设备的过电流。

在图3中表示其它方式的三相电压型交直转换装置的概要结构图。

图3的三相电压型交直转换装置111在图2所示的三相电压型交直转换装置111中还具备：电流检测电路134，检测交流端子122的三相输出电流；以及UM转换电路135，将电流检测电路134的检测电流信号转换到dq旋转坐标空间上并输出，是在加法器169中对来自第一电压控制器164的输出矢量进一步相加了来自滤波器电流补偿器166、PWM电流偏差补偿器167以及前馈放大器168的输出矢量的方式。在这种情况下，三相电压型交直转换电路140能够应用通过图4或者图5说明过的某一个三相电压型交直转换电路140-1、140-2。因此，在图3中，设为应用图4或者图5的某一个的三相电压型交直转换电路140-1、140-2。另外，UM转换电路135中的dq转换与由数式(1)～(3)进行说明的坐标转换相同。即、UM转换电路135将电流检测电路134的检测电流信号中与该检测电流信号的有效功率相关的分量设为d轴分量而将与无效功率相关的分量设为q轴分量并进行输出。

滤波器电流补偿器166输出规定为补偿三相电压型交直转换电路140内的三相交流滤波器电路145(图4或者图5)中的电流损失量的电流补偿矢量。由此，在三相电压型交直转换装置111中，能够通过预先在滤波器电流补偿器166中设定图4或者图5的三相交流滤波器电路145中的电流损失量、并相加到来自第一电压控制器164的输出矢量而补偿该损失。另外，PWM电流偏差补偿器167输出规定为补偿来自三相电压型交直转换电路140的三相输出电流的电流偏差的电流偏差补偿矢量。由此，在三相电压型交直转换装置111中，能够通过预先在PWM电流偏差补偿器167中设定设PWM指令为零指令时的三相电压型交直转换电路140中的电流偏差量、并相加到来自第一电压控制器164的输出矢量而补偿该损失。另外，前馈放大器168以规定的前馈增益放大并输出来自UM转换电路135的输出电流矢量以使得补偿流过交流端子122的电流。由此，在三相电压型交直转换装置111中，通过在电流检测电路134中检测交流端子122的三相输出电流并进行dq转换而检测三相输出电流的有效/无效分量，通过将这些值经过前馈放大器168相加到来自第一电压控制器164的输出矢量，即使负荷电流变化也能够产生稳定的输出电压。

这里，说明在图3所示的三相电压型交直转换装置中应用图4的三相电压型交直转换电路时的电压控制特性。

将图4的三相电压型交直转换部142中的作为电流放大器的增益设为G_PWM，将针对零指令矢量的来自三相电压型交直转换部142的三相输出电流的电流偏差设为-G_PWMM₁[D](其中，[]在说明书正文中表示矢量。以下相同。)。这里，M₁是从αβ空间向三相分量的转换矩阵，由下面的数式(4)来表示。

[数式4]

$M_1\≡\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)$

-G_PWMM₁[D]是通过使根据由电流检测电路143检测出的电流的大小而输出的信号反馈到栅极信号发生器141所生成的固有的值。另外，将流过三相交流滤波器电路145的三相电流设为[i_p]。在这种情况下，图3的PWM电流偏差补偿器167中的电流补偿量是U[D]。另外，在图3中将第一电压控制器164设为放大器，将该放大器的反馈增益设为α，前馈放大器168中的前馈增益设为β。另外，设上位指令矢量520为[V_mu]，设第一上位控制放大器172的增益为κ。设交流端子122的三相输出电流为[i_s]，设三相输出电压为[V]。另外，设第一基准电压矢量设定器161中的基准电压矢量为[V_c]。此外，设图4的三相交流滤波器电路145中的电流损失量为零，设三相交流滤波器电路145的阻抗为Z_F。在上述前提下，来自图3的第一下位电压控制电路160的PWM指令[j]能够如下地导出。

[数式5]

$\stackrel{\→}{j}=U^{-1}(\mathrm{\α}(\mathrm{\κ}({\stackrel{\→}{V}}_{\mathrm{mu}}-\mathrm{UM}\stackrel{\→}{V})+{\stackrel{\→}{V}}_c-\mathrm{UM}\stackrel{\→}{V})+\mathrm{\βUM}{\stackrel{\→}{i}}_s+U\stackrel{\→}{D})$

${\stackrel{\→}{i}}_p=G_{\mathrm{PWM}}{M}_1(\stackrel{\→}{j}-\stackrel{\→}{D})$

${\stackrel{\→}{i}}_p={\stackrel{\→}{i}}_s+\frac{\stackrel{\→}{V}}{Z_F}$

其中，与说明书正文中的记载的对应关系是：

$\stackrel{\→}{j}=\left[j\right]$

${\stackrel{\→}{V}}_{\mathrm{mu}}=\left[V_{\mathrm{mu}}\right],$ $\stackrel{\→}{V}=\left[V\right],$ $V_c=\left[V_c\right]$

${\stackrel{\→}{i}}_s=\left[i_s\right],$ ${\stackrel{\→}{i}}_p=\left[i_p\right]$

$\stackrel{\→}{D}=\left[D\right]$

关于三相输出电压V，能够从上述数式(5)导出下面的公式。

[数式6]

$\stackrel{\→}{V}=\frac{\mathrm{\α}{G}_{\mathrm{PWM}}{M}_1{U}^{-1}(\mathrm{\κ}{\stackrel{\→}{V}}_{\mathrm{mu}}+{\stackrel{\→}{V}}_c)}{\mathrm{\α}(\mathrm{\κ}+1)G_{\mathrm{PWM}}+\frac{1}{Z_F}}-\frac{1-\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}(\mathrm{\κ}+1)G_{\mathrm{PWM}}+\frac{1}{Z_F}}{\stackrel{\→}{i}}_s$

根据上述数式(6)，能够以下面的数式(7)来表示图4所示的三相电压型交直转换电路140-1的内部等效阻抗。即，能够根据图3的三相电压型交直转换装置111内的控制参数α、β以及κ，使三相电压型交直转换电路140-1的三相电压型交直转换部142具有内部等效阻抗。

[数式7]

$\frac{1-\mathrm{\β}{G}_{\mathrm{PWM}}}{\mathrm{\α}(\mathrm{\κ}+1)G_{\mathrm{PWM}}+\frac{1}{Z_F}}\left[\mathrm{\Ω}\right]$

如以上所说明那样，图1～图3的三相电压型交直转换装置111具有内部等效阻抗，因此作为能够电压源与电力系统连接而运行，并且具备频率设定电路、第一上位电压控制电路以及第一下位电压控制电路，所以能够实现自主地补偿针对电力系统的电力偏差的自主并行运行。因此，装置的可靠性得到提高并且能够实现分散配置。并且，在多台并列运行的情况下，能够没有台数限制地运行。并且，三相电压型交直转换装置111具有自由调节特性，因此能够根据配电系统网的频率而增减从直流端子121输出的直流电力。另外，三相电压型交直转换装置111具有电压维持特性，因此能够为了根据配电系统网的电压将从直流端子121输出的直流电压保持为恒定而增减无效功率。

(第2实施方式)

在图8以及图9中表示本实施方式的单相电压型交直转换装置的概要结构图。

图8所示的单相电压型交直转换装置211具备：单相电压型交直转换电路240，从交流端子222看具有内部等效阻抗，根据基于PWM指令所产生的栅极信号的脉宽将来自与直流端子221连接的直流电压源的电力转换为单相交流电力并从交流端子222输出、或者将来自与交流端子222连接的单相交流源的单相交流电力转换为直流电力并从直流端子221输出；相位差生成电路230，具有产生使交流端子222的单相交流相位延迟了的延迟单相交流的相位延迟单相交流生成器，根据所述延迟单相交流生成与交流端子222的单相交流电压和单相电压型交直转换电路240的内部电动势的相位差相应的相位差电压；上位电压控制电路270，输入由针对交流端子222的单相交流的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值所构成的上位指令矢量520，根据输入的上位指令矢量520、来自相位差生成电路230的相位差电压以及交流端子222的单相交流输出，输出以交流端子222的单相交流的振幅以及频率接近上位指令矢量520的指令值的方式生成的电压指令信号以及频率指令信号；频率控制电路250，根据规定交流端子222的单相交流的频率的基准频率、来自上位电压控制电路270的频率指令信号以及来自相位差生成电路230的相位差电压来生成生成电角度，使单相电压型交直转换电路240的内部电动势的电角度与生成电角度同步；以及下位电压控制电路260，根据交流端子222的单相交流电压、来自频率控制电路250的生成值以及来自上位电压控制电路270的电压指令信号，将以单相输出电压的振幅、频率以及相位接近规定交流端子222的单相交流的振幅的基准电压、所述电压指令信号以及所述生成值的合成值的方式生成的信号作为所述PWM指令输出。

单相电压型交直转换电路240根据基于PWM指令而通过栅极信号发生器241所产生的栅极信号的脉宽将来自未图示的单相交流源的电力转换为直流电力。单相交流源例如能够例示配电系统网。另外，单相电压型交直转换电路240根据基于PWM指令而通过栅极信号发生器241所产生的栅极信号的脉宽将来自未图示的直流电压源的电力转换为单相交流电力。直流电压源能够例示由电池等单独输出直流电压的电压源、以风力发电等发电方法发电并进行整流而输出直流电压的电压源、或者控制直流电容器的电压而输出直流电压的电压源。在这种情况下，也可以设为在输出电压检测电路231的连接点与交流端子222之间还具备阻流电感器，经由阻流电感器从交流端子222输出单向交流。能够防止单相电压型交直转换电路240中的PWM分量向交流端子222流出。

在图11以及图12中表示单相电压型交直转换电路的概要结构图。

图11所示的单相电压型交直转换电路240-1具备：单相电压型交直转换部242，从交流端子222看具有内部等效阻抗，根据所产生的栅极信号的脉宽通过直流端子221接受来自直流电压源的电力并转换为单相交流电力而从交流端子222输出、或者根据栅极信号的脉宽将来自与交流端子222连接的配电系统网的电力转换为直流电力并从直流端子221输出；电流检测电路243，检测来自单相电压型交直转换部242的单相交流输出电流、或者来自交流端子222的单相输入电流，输出根据单相交流输出电流或者单相输入电流的大小所生成的信号；栅极信号发生器241，产生并输出栅极信号，使得PWM指令与来自电流检测电路243的输出的差分接近零；以及单相交流滤波器电路245，从单相电压型交直转换部242的单相交流去除单相电压型交直转换部242中的以栅极信号为起因的高频分量并输出。

另外，图12所示的单相电压型交直转换电路240-2代替图11的电流检测电路243而具备电压检测电路244，该电压检测电路244检测来自单相电压型交直转换部242的单相交流输出电压、或者来自交流端子222的单相输入电压，输出根据电压的大小所生成的信号。在这种情况下，栅极信号发生器241产生并输出栅极信号，使得PWM指令与来自电压检测电路244的输出的差分接近零。

图11以及图12所示的单相电压型交直转换部242所具有内部等效阻抗既能够如后述那样地通过图8的单相电压型交直转换装置211内的控制变量而设置，也能够通过在图11以及图12的单相电压型交直转换电路240-1、240-2的交流端子222侧连接电阻、电抗器或者单相变压器或者这些组合而设置。例如，既可以在单相电压型交直转换电路240-1、240-2的交流端子222侧分别串联连接电阻或者电抗器，也可以在连接了电阻的情况下在电阻的后级分别串联连接电抗器。另外，也可以在单相电压型交直转换电路240-1、240-2的交流端子122侧连接单相变压器。另外，也可以在单相电压型交直转换电路240-1、240-2的交流端子222侧分别连接了电抗器的情况下，在电抗器的后级连接单相变压器。并且，也可以在单相电压型交直转换电路240-1、240-2的交流端子222侧分别连接电阻、且在电阻的后级分别串联连接了电抗器的情况下，在该电抗器的后级连接单相变压器。这样，由于单相电压型交直转换电路240具有内部等效阻抗，图8的单相电压型交直转换装置211能够作为电压源或者负荷与电力系统连接。

通过将图8的单相电压型交直转换电路240设为图11或者图12所示的结构，由于单相电压型交直转换装置211具备单相交流滤波器电路245(图11以及图12)，因此能够从来自单相电压型交直转换部242的输出去除单相电压型交直转换部242中的以栅极信号为起因的高频分量。另外，在从直流电压源向交流端子222提供电力的情况下，在电流检测电路243或者电压检测电路244中检测来自单相电压型交直转换部242的电流或者电压，在栅极信号发生器241中产生栅极信号使得PWM指令与来自电流检测电路243或者电压检测电路244的输出的差分接近零，从而能够进行控制使得电流误差在允许范围内、或者使输出电压追踪PWM指令。另一方面，在从配电系统网向直流端子221提供电力的情况下，在电流检测电路243或者电压检测电路244中检测来自交流端子222的电流或者电压，在栅极信号发生器241中产生栅极信号，使得PWM指令与来自电流检测电路243或者电压检测电路244的输出的差分接近零，从而能够进行控制使得电流误差在允许范围内、或者使输出电压追踪PWM指令。

这里，在图13中表示图11以及图12中的单相电压型交直转换部的概要结构图。另外，在图14中表示图11以及图12中的单相交流滤波器电路的概要结构图。

图13所示的单相电压型交直转换部242具备4个自己消弧型开关246g、246h、246k、246l以及4个二极管246a、246b、246e、246f。自己消弧型开关246g、246h、246k、246l是根据输入信号的导通/关断来切换开关的导通/关断的元件，能够例示MOSFET(MOS型场效应晶体管)、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)。单相电压型交直转换部242作为输入信号从图11或者图12所示的栅极信号发生器241输入栅极信号。单相电压型交直转换部242根据栅极信号通过脉冲信号对4个自己消弧型开关246g、246h、246k、246l的每一个切换4个开关的导通/关断，从而能够将来自直流电压源223的电力转换为单相交流电力并从交流端子224、226输出。能够通过改变脉冲信号的脉宽而使输出电压变化。另一方面，单相电压型交直转换部242根据来自图11或者图12所示的栅极信号发生器241的指令通过脉冲信号对4个自己消弧型开关246g、246h、246k、246l的每一个切换4个开关的导通/关断，从而能够将从来自与交流端子224、226连接的配电系统网的电力转换为直流电力并从直流端子221-1、221-2输出。能够通过改变脉冲信号的脉宽来使输出电压变化。此外，在图13中直流端子221-1、221-2与作为概要图的图8的直流端子221相对应。

图14所示的单相交流滤波器电路245在由输入侧的交流端子224、226接受来自图11或者图12的单相电压型交直转换部242的单相输出并从输出侧的交流端子222-1、222-3输出的之间，具备：控制电流的电感器247d、连接在交流端子222-1与交流端子222-3之间的电阻247a、以及电容器247g。电感器247d、电阻247a以及电容器247g的各容量能够根据来自输出侧的交流端子222-1、222-3的输出信号的频率特性来适当确定。此外，也可以省略电阻247a，将电容器247g连接在交流端子222-1与交流端子222-3之间。在图11以及图12的单相电压型交直转换电路240-1、240-2中，作为单相交流滤波器电路245应用图14的单相交流滤波器电路245，能够去除单相电压型交直转换部242中的以栅极信号为起因的高频分量。此外，在图14中交流端子222-1、222-3与作为概要图的图8的交流端子222相对应。

图8的输出电压检测电路231检测交流端子222的单相交流电压，并分别输出到相位差生成电路230、下位电压控制电路260以及上位电压控制电路270。另外，也可以设为在输出电压检测电路231的前级具备低通滤波器，经由低通滤波器检测向输出电压检测电路231的单相交流电压。能够从单相交流电压去除PWM分量而稳定单相电压型交直转换装置211的控制。另外，也可以设为在输出电压检测电路231的后级具备低通滤波器，经由低通滤波器输出来自输出电压检测电路231的输出电压。能够从来自输出电压检测电路231的输出电压去除PWM分量而稳定单相电压型交直转换装置211的控制。

图8的相位差生成电路230生成与交流端子222的单相交流电压V_FIL(t)和单相电压型交直转换电路240的内部电动势的相位差相应的相位差电压。图15是相位差生成电路230的概要结构图的一个例子。相位差生成电路230具有：相位延迟单相交流生成器235，从单相交流生成延迟了规定相位的延迟单相交流，该单相交流是从端子233-1输入的；相位差电压生成器236，根据单相交流电压、来自相位延迟单相交流生成器235的延迟单相交流的电压以及从端子233-3输入值生成相位差电压，该单相交流电压是从端子233-1输入的；以及端子233-2，输出相位差电压。在图15中，相位延迟单相交流生成器235使延迟单相交流的相位大致延迟90°，但延迟的相位只要不是0°以及180°，则可以是任意角度。

在端子233-1中输入由输出电压检测电路231所检测出的单相交流电压V_FIL(t)。在端子233-3中，输入后述的频率控制电路250所生成的生成电角度257。交流端子222的单相交流电压V_FIL(t)以数式8来表示。

[数式8]

$V_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)=\sqrt{2}{E}_s\·\sin ({\mathrm{\ω}}_{S}t+{\mathrm{\θ}}_S)---\left[V\right]$

这里，ω_s：角频率[rad/s]，θ_s：相位角[rad]，E_s：有效值[V]。此外，设相位角的基准为内部电动势。

在交流端子222的单相交流的角频率ω_s与单相电压型交直转换电路240的基准角频率ω_co相等的情况下，单相交流电压V_FIL(t)与相位延迟单相交流电压V”_FIL(t)的相位差为90°，相位延迟单相交流生成器235所生成的相位延迟单相交流电压V”_FIL(t)以数式9来表示。

[数式9]

${V^{\′\′}}_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)=V_{\mathrm{FIL}}(t-\frac{\mathrm{\π}}{2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{co}}})=\sqrt{2}{E}_s\·\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\θ}}_s-\frac{\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_s}{2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{co}}})$

$=-\sqrt{2}{E}_s\·\cos ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\θ}}_s)$

相位差电压生成器236根据单相交流电压V_FIL(t)、相位延迟单相交流电压V”_FIL(t)以及频率控制电路250所生成的生成值输出相位差电压V_q(t)。相位差电压V_q(t)以数式10来表示。

[数式10]

$V_q\left(t\right)=V_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)\·\cos {\mathrm{\θ}}_i+{V^{\′\′}}_{\mathrm{FIL}}\left(t\right)\·\sin {\mathrm{\θ}}_i$

$=\sqrt{2}{E}_s\{\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_i)+\frac{\mathrm{\π}({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{co}}-{\mathrm{\ω}}_s)}{2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{co}}}\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\θ}}_s)\sin {\mathrm{\θ}}_i\}$

$=\sqrt{2}{E}_s\·\sin ({\mathrm{\ω}}_{s}t+{\mathrm{\θ}}_s-{\mathrm{\θ}}_i)$

如果θ_i的角速度不等于ω_s，数式10成为常数。θ_s是内部等效阻抗两端电压的相位差，所以一般比较小。因此，V_q(t)能够近似为数式11。

[数式11]

$V_q\left(t\right)=\sqrt{2}{E}_s\·{\mathrm{\θ}}_s$

相位差生成电路230将所生成的相位差电压分别输出到频率控制电路250以及上位电压控制电路270。此外，这里仅示出了ω_s与ω_co相等的情况，但在不相等的情况下也能够得到相同的近似解，没有实用上的问题。

频率控制电路250根据规定交流端子222的单相交流的频率的基准频率、来自上位电压控制电路270的频率指令信号以及来自相位差生成电路230的输出信号确定单相电压型交直转换电路240的内部电动势的电角度。具体地说，如图9所示，第二加法器256相加来自上位电压控制电路270的频率指令信号和来自相位差生成电路230的相位差电压。环路滤波器253对第二加法器256输出的信号的频率分量过滤作为单相交流的频率差相关的分量的低频分量。在环路滤波器253中附加的低通要素例如是一次延迟要素等延迟要素。由此，能够稳定反馈环。

另外，第三加法器258相加从基准频率设定器251输出的基准频率和环路滤波器253的输出值。时间积分器255对来自第三加法器258的输出进行时间积分。时间积分器255通过对来自第三加法器258的输出进行时间积分而得到成为固有角度θ_i的生成电角度257。

生成电角度257通过下位电压控制电路260的第二乘法器265而成为单相电压型交直转换电路240的内部电动势的电角度。由此，能够使该旋转角度追踪电力系统的频率。

这里，在相位差生成电路230中，如所述那样地输出相位差电压，该相位差电压与交流端子222的单相交流电压和单相电压型交直转换电路240的内部电动势的相位差相应。因此，相位差生成电路230中的信号处理，被认为与对单相交流和来自频率控制电路250的生成电角度257的相位进行比较的相位比较处理相当。另外，相加来自基准频率设定器251的基准频率和来自环路滤波器253的输出值并进行积分的信号处理，被认为与根据来自环路滤波器253的输出电压使生成电角度257的值可变的VCO(Voltage Controlled Oscillator：压控振荡器)的信号处理相当。因此，相位差生成电路230以及频率控制电路250，作为整体被认为进行作为PLL的动作，该PLL使生成电角度257与交流端子222的单相电压的频率同步。

在图8的上位电压控制电路270中，输入由针对交流端子222的单相交流的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值所构成的上位指令矢量520，根据来自频率控制电路250的生成电角度257、来自相位差生成电路230的相位差电压以及交流端子222的单相交流，输出以交流端子222的单相交流的振幅以及频率接近上位指令矢量520的指令值的方式生成的电压指令信号以及频率指令信号。在上位电压控制电路270中，也可以不直接输入上位指令矢量520，而是经由确定上位指令矢量520的上限和下限的限幅器521来输入。具体地说，如图9所示，第一乘法器273对在来自频率控制电路250的生成电角度257的正弦值上乘以√2，并对所得到的值和上位指令矢量520的电压振幅指令值进行乘法运算。第一减法器271a从来自第一乘法器273的信号减去交流端子222的交流输出电压。第一上位控制放大器272a放大来自第一减法器271a的信号，使得交流端子222的单相交流接近上位指令矢量520的所述指令值，并作为电压指令信号而输出。另外，第二减法器271b从在上位指令矢量520的频率指令值上乘以√2而得到的值减去来自相位差生成电路230的相位差电压。第二上位控制放大器272b放大来自第二减法器271b的信号，使得交流端子222的单相交流的频率接近上位指令矢量520的所述指令值，并作为频率指令信号而输出。

由此，即使电力系统的振幅以及频率变化也能够检测针对该振幅以及频率的单相电压型交直转换装置211的单相输出电力的振幅以及频率的各自的误差量。这里，也可以设为在第一上位控制放大器272a以及第二上位控制放大器272b中，在来自在第一减法器271a以及第二减法器271b的输出上附加低通要素。由此，能够稳定反馈环。另外，也可以设为在第一上位控制放大器272a以及第二上位控制放大器272b的后级还具备限幅器，并经由限幅器来输出来自第一上位控制放大器272a以及第二上位控制放大器272b的输出。能够防止过输出而稳定控制。

图8的下位电压控制电路260根据交流端子222的单相交流、包含频率控制电路250的生成电角度257的电角度指令信号以及来自上位电压控制电路270的电压指令信号，将以所述单相交流的振幅、频率以及相位接近规定交流端子222的单相交流的振幅的基准电压、所述电压指令信号以及所述电角度指令信号的合成值的方式生成的信号作为PWM指令输出。另外，基准电压是由基准电压设定器261预先设定的。该基准电压成为交流端子222的单相交流的振幅的基准。

具体地说，如图9所示，基准电压设定器261设定并输出基准电压。第二乘法器265对在来自频率控制电路250的生成电角度257的正弦值上乘以√2而得到的值和来自基准电压设定器261的基准电压进行乘法运算。第一加法器262相加来自上位电压控制电路270的电压指令信号和第二乘法器265所输出的信号并输出。第三减法器263从第一加法器262所输出的信号减去来自输出电压检测电路231的信号。电压控制器264控制第三减法器263所输出的信号，使得交流端子222的单相交流接近所述基准电压、所述电压指令信号以及所述电角度指令信号的所述合成值，并作为PWM指令而输出。

由此，能够由上位电压控制电路270来补偿所检测出的偏差量，并且能够控制单相电压型交直转换装置211的振幅以及相位，使得从直流电力向交流电力进行转换时的单相电压型交直转换装置211的单相交流的振幅以及相位与电力系统的振幅以及相位一致。另一方面，检测从交流电力向直流电力转换时的交流端子222中的单相交流的振幅以及频率，并与由上位指令矢量520所指定的振幅以及频率进行比较。而且，当交流端子222中的单相交流的振幅小时，为了增加交流端子222中的电压而产生无效功率，当交流端子222的振幅大时，为了减少交流端子222中的单相交流的电压而减小无效功率(电压维持特性)。另外，当交流端子222中的单相交流的频率小时，减少从直流端子221输出的电力，当交流端子222中的单相交流的频率大时，增大从直流端子221输出的电力(自由调节特性)。

另外，单相电压型交直转换装置211也进行控制“使得接近上位指令矢量520”的结果是，如在第1实施方式中说明的三相电压型交直转换装置111那样地进行动作。

电压控制器264例如能够应用放大器。这里，也可以设为在第三减法器263与电压控制器264之间还具备低通滤波器，经由低通滤波器来输出来自第三减法器263的输出。能够稳定电压控制器264中的控制。另外，也可以设为在第三减法器263与电压控制器264之间(在该位置具备低通滤波器的情况下，在低通滤波器与电压控制器264之间)还具备电压限幅器，经由电压限幅器来输出来自第三减法器263的输出。能够抑制单相电压型交直转换装置211启动时的输出电压的过渡变动。

在图10中表示其它方式的单相电压型交直转换装置的概要结构图。

图10的单相电压型交直转换装置211是如下方式：在图9所示的单相电压型交直转换装置211中还具备经由变流器238来检测交流端子222的单相交流输出电流的输出电流检测电路234，在第四加法器269中对来自电压控制器264的输出还相加了来自滤波器电流补偿器266、PWM电流偏差补偿器267以及前馈放大器268的输出。在这种情况下，单相电压型交直转换电路240能够应用通过图11或者图12说明的任意的单相电压型交直转换电路240-1、240-2。因此，在图10中，设为应用图11或者图12的任意的单相电压型交直转换电路240-1、240-2。

滤波器电流补偿器266输出规定为补偿单相电压型交直转换电路240内的单相交流滤波器电路245(图11或者图12)中的电流损失量的电流补偿值。由此，在单相电压型交直转换装置211中，通过在滤波器电流补偿器266中预先设定图11或者图12的单相交流滤波器电路245中的电流损失量并相加到来自电压控制器264的输出矢量上，能够补偿该电流损失量。另外，PWM电流偏差补偿器267输出规定为补偿来自单相电压型交直转换电路240的单相交流输出电流的电流偏差量的电流偏差补偿值。由此，在单相电压型交直转换装置211中，通过在PWM电流偏差补偿器267中预先设定将PWM指令设为零指令时的单相电压型交直转换电路240中的电流偏差量、并相加到来自电压控制器264的输出矢量，从而能够补偿该电流偏差量。另外，前馈放大器268输入输出电流检测电路234所检测出的单相交流输出电流的值，以规定的前馈增益进行放大并输出，使得补偿针对交流端子222的负荷的电流。由此，在单相电压型交直转换装置211中，在输出电流检测电路234中检测交流端子222的单相交流输出电流，通过通过前馈放大器268将检测到的值相加到来自电压控制器264的输出值上，即使负荷电流变化也能够产生稳定的输出电压。

限幅器521确定上位指令矢量520的上限和下限，防止过大的上位指令矢量520输入到上位电压控制电路270。

如以上所说明那样，图8～图10的单相电压型交直转换装置211具有内部等效阻抗，因此能够作为电压源与电力系统连接并运行，并且具备频率控制电路250、上位电压控制电路270以及下位电压控制电路260，因此能够实现自主地补偿针对电力系统的电力偏差的自主并行运行。因此，装置的可靠性得到提高并且能够实现分散配置。并且，在多台并列运行的情况下，能够没有台数限制地运行。并且，单相电压型交直转换装置211具有自由调节特性，因此能够根据配电系统网的频率来增减从直流端子221输出的直流电力。另外，单相电压型交直转换装置211具有电压维持特性，因此能够为了根据配电系统网的电压而增减无效功率，使得将从直流端子221输出的直流电压保持为恒定。

(第3实施方式)

图16是说明本实施方式的配电系统301的图。配电系统301实施下面的稳定控制方法。在该稳定控制方法中，将电压型交直转换装置(111或者211)的交流端子(122或者222)与配电系统网311连接，将直流端子(121或者221)与负荷312连接，根据配电系统网311的交流电压的频率以及电压振幅值与上位指令矢量520的关系，调整电压型交直转换装置(111或者211)与负荷312之间的直流电力，使得配电系统网311的交流电压的频率变动变小，调整电压型交直转换装置(111或者211)中的无效功率的大小，使得配电系统网311的交流电压的电压变动变小。

配电系统301是通过电压型交直转换装置(111或者211)来连接配电系统网311与负荷312之间。这里，如果配电系统301为三相交流，则电压型交直转换装置为在第1实施方式中说明的三相电压型交直转换装置111，如果配电系统301为单相交流，则电压型交直转换装置为在第2实施方式中说明的单相电压型交直转换装置211。此外，在配电系统301为三相交流的情况下，电压型交直转换装置不限于三相电压型交直转换装置111，也能够设为1台单相电压型交直转换装置211或者多台单相电压型交直转换装置211的组合。

负荷312是不要求高速响应，只要在较长的期间内时间平均地进行控制即可的控制常数长的设备。控制常数长意味着比如下时间长，该时间是直流端子(121或者211)的直流电压变动时三相电压型交直转换装置111或者单相电压型交直转换装置211进行反馈而直到收敛该变动为止的时间。负荷312例如是蓄电池、热源设备。具体地说，如果是蓄电池，则是负荷平滑化用电池、电动汽车/混合动力汽车的电池等。图18是经由电压型交直转换装置(111或者211)将电池312-1与配电系统网311连接时的图。如果是热源设备，则是电热器、IH烹调加热器、电热水器、加热泵/热水器驱动用逆变器等。图19是经由电压型交直转换装置(111或者211)将电热器312-2与配电系统网311连接时的图。图20是经由电压型交直转换装置(111或者211)将加热泵/热水器驱动用逆变器312-3与配电系统网311连接时的图。

首先，说明负荷312为电热水器时的配电系统301的动作。在本例中，电压型交直转换装置(111或者211)作为整流器而动作。在对温水进行加热过程中所受电的配电系统网311的交流的频率下降的情况下，电压型交直转换装置(111或者211)按照自身所具有的自由调节特性(F-P特性)而自动地减少输出的直流电力。另一方面，在对温水进行加热过程中所受电的配电系统网311的交流的频率上升的情况下，电压型交直转换装置(111或者211)按照自由调节特性而自动地增加输出的直流电力。

这样，电压型交直转换装置(111或者211)按照配电系统网311的频率的变动增减转换的直流电力并吸收配电系统网311的频率的变动量，因此对配电系统网311的频率稳定作出贡献。另外，被认为温水加热期间的配电系统网311的频率的平均大概成为额定频率，因此电压型交直转换装置(111或者211)还能够维持热水器的性能。

另外，在对温水进行加热过程中所受电的配电系统网311的交流电压下降的情况下，电压型交直转换装置(111或者211)按照自身所具有的电压维持特性(V-Q特性)而维持交流电压，自动地产生其所需的无效功率。另一方面，在对温水进行加热过程中所受电的配电系统网311的交流电压上升的情况下，电压型交直转换装置(111或者211)按照自身所具有的电压维持特性而维持交流电压，自动地吸收成为其所需的无效功率。

这样，电压型交直转换装置(111或者211)按照配电系统网311的交流电压的变动增减无效功率并吸收配电系统网311的交流电压的变动量，因此对配电系统网311的电压稳定作出贡献。

接着，说明负荷312为蓄电池时的配电系统301的动作。在负荷312为蓄电池的情况下，充电时(从配电系统网311受电)的电压型交直转换装置(111或者211)的动作与电热水器的说明相同，放电时的电压型交直转换装置(111或者211)作为逆变器而动作，成为如下所述。

在蓄电池放电过程中配电系统网311的交流的频率下降的情况下，电压型交直转换装置(111或者211)按照自身的自由调节特性自动地增加所输出的交流电力。另一方面，在蓄电池放电过程中配电系统网311的频率上升的情况下，电压型交直转换装置(111或者211)按照自身的自由调节特性自动地减少所输出的交流电力。

这样，电压型交直转换装置(111或者211)按照配电系统网311的频率的变动增减所输出的交流电力并吸收配电系统网311的频率的变动量，因此对配电系统网311的频率稳定作出贡献。另外，被认为放电期间的配电系统网311的频率的平均大概成为额定频率，因此电压型交直转换装置(111或者211)还能够维持蓄电池的性能。

另外，在蓄电池放电过程中配电系统网311的交流电压下降的情况下，电压型交直转换装置(111或者211)按照自身所具有的电压维持特性(V-Q特性)而维持交流端子(122或者222)的交流电压，自动地产生其所需的无效功率。另一方面，在蓄电池放电过程中配电系统网311的交流电压上升的情况下，电压型交直转换装置(111或者211)按照自身所具有的电压维持特性而维持交流端子(122或者222)的交流电压，自动地吸收其所需的无效功率。

这样，电压型交直转换装置(111或者211)按照配电系统网311的交流电压的变动增减无效功率并吸收配电系统网311的交流电压的变动量，因此对配电系统网311的电压稳定作出贡献。另外，被认为蓄电池的放电期间的配电系统网311的交流频率的平均大概成为额定频率，因此电压型交直转换装置(111或者211)还能够维持蓄电池的性能。

如图16的配电系统301那样，通过将电压型交直转换装置(111或者211)连接在配电系统网311与负荷312之间，负荷312能够对配电系统网311的系统频率稳定以及系统电压稳定作出贡献。换句话说，如果构筑如配电系统301那样的系统，则能够获得与可变速抽水发电站增加时相同的效果。

(第4实施方式)

图17是说明本实施方式的配电系统302的图。配电系统302与图16的配电系统301的不同点在于，配电系统302具备运算器313。运算器313取得电压型交直转换装置(111或者211)与负荷312之间的直流电压以及直流电流中的至少1个信息并与规定值进行比较运算，作为上位指令矢量520的频率指令值输入到电压型交直转换装置(111或者211)。

通过在运算器313中将负荷312的额定电压或者额定电流设定为规定值，能够防止配电系统网311的频率变动的直流电力的极端的变动。

Claims (8)

1.一种单相电压型交直转换装置，其特征在于，具备：

单相电压型交直转换电路，从交流端子看具有内部等效阻抗，根据基于PWM指令所产生的栅极信号的脉宽而将来自单相交流源的单相交流电力转换为直流电力并从直流端子输出；

相位差生成电路，具有使所述交流端子的单相交流输出电压的相位延迟、产生延迟单相交流的相位延迟单相交流生成器，根据所述延迟单相交流而生成与所述交流端子的单相交流输出电压和所述单相电压型交直转换电路的内部电动势的相位差相应的相位差电压；

上位电压控制电路，输入由针对所述交流端子的单相交流输出电压的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值构成的上位指令矢量，根据所输入的所述上位指令矢量、来自所述相位差生成电路的相位差电压以及所述交流端子的单相交流输出电压，输出以所述交流端子的单相交流输出电压的振幅以及频率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的电压指令信号以及频率指令信号；

频率控制电路，根据规定所述交流端子的单相交流输出电压的频率的基准频率、来自所述上位电压控制电路的频率指令信号以及来自所述相位差生成电路的输出信号，确定所述单相电压型交直转换电路的所述内部电动势的电角度，并生成生成电角度；以及

下位电压控制电路，根据所述交流端子的单相交流输出电压、所述频率控制电路的生成电角度以及来自所述上位电压控制电路的电压指令信号，将以所述单相交流输出电压的振幅、频率以及相位接近规定所述交流端子的单相交流输出电压的振幅的基准电压、所述电压指令信号以及所述生成电角度的合成值的方式生成的信号作为所述PWM指令输出。

2.一种三相电压型交直转换装置，其特征在于，具备：

三相电压型交直转换电路，从交流端子看具有内部等效阻抗，根据基于PWM指令所产生的栅极信号的脉宽而将来自三相交流源的三相交流电力转换为直流电力并从直流端子输出；

UM转换电路，将所述交流端子的三相输出电压转换到dq旋转坐标空间并输出，在所述dq旋转坐标空间中，将与该三相输出电压的振幅相关的分量设为d轴分量，将与频率差相关的分量设为q轴分量；

上位电压控制电路，输入由针对所述交流端子的三相输出电压的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值所构成的上位指令矢量，根据所输入的所述上位指令矢量以及来自所述UM转换电路的输出电压矢量，将以所述交流端子的三相输出电压的振幅以及频率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的信号作为电压指令矢量输出；

下位电压控制电路，根据规定所述交流端子的三相输出电压的振幅以及相位的基准电压矢量、来自所述UM转换电路的输出电压矢量以及来自所述上位电压控制电路的电压指令矢量，将以所述三相输出电压的振幅以及相位接近所述基准电压矢量与所述电压指令矢量的合成值的方式生成的信号作为所述PWM指令输出；以及

频率控制电路，使根据规定所述交流端子的三相输出电压的频率的基准频率、以及来自所述UM转换电路的输出电压矢量的所述q轴分量所生成的生成值与所述UM转换电路中的转换矩阵的旋转角度同步。

3.一种单相电压型交直转换装置，其特征在于，具备：

单相电压型交直转换电路，从交流端子看具有内部等效阻抗，根据基于PWM指令所产生的栅极信号的脉宽将来自与直流端子连接的直流电压源的电力转换为单相交流电力并从所述交流端子输出，或者将来自与所述交流端子连接的单相交流源的单相交流电力转换为直流电力并从所述直流端子输出；

相位差生成电路，具有使所述交流端子的单相交流输出电压的相位延迟、产生延迟单相交流的相位延迟单相交流生成器，根据所述延迟单相交流生成与所述交流端子的单相交流输出电压和所述单相电压型交直转换电路的内部电动势的相位差相应的相位差电压；

上位电压控制电路，输入由针对所述交流端子的单相交流输出电压的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值所构成的上位指令矢量，根据所输入的所述上位指令矢量、来自所述相位差生成电路的相位差电压以及所述交流端子的单相交流输出电压，输出以所述交流端子的单相交流输出电压的振幅以及频率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的电压指令信号以及频率指令信号；

频率控制电路，根据规定所述交流端子的单相交流输出电压的频率的基准频率、来自所述上位电压控制电路的频率指令信号以及来自所述相位差生成电路的输出信号，确定所述单相电压型交直转换电路的所述内部电动势的电角度，并生成生成电角度；以及

下位电压控制电路，根据所述交流端子的单相交流输出电压、所述频率控制电路的生成电角度以及来自所述上位电压控制电路的电压指令信号，将以所述单相交流输出电压的振幅、频率以及相位接近规定所述交流端子的单相交流输出电压的振幅的基准电压、所述电压指令信号以及所述生成电角度的合成值的方式生成的信号作为所述PWM指令输出。

4.一种三相电压型交直转换装置，其特征在于，具备：

三相电压型交直转换电路，从交流端子看具有内部等效阻抗，根据基于PWM指令所产生的栅极信号的脉宽将来自与直流端子连接的直流电压源的电力转换为三相交流电力并从上述交流端子输出，或者将来自与上述交流端子连接的三相交流源的三相交流电力转换为直流电力并从直流端子输出；

UM转换电路，将所述交流端子的三相输出电压转换到dq旋转坐标空间上并输出，在所述dq旋转坐标空间中，将与该三相输出电压的振幅相关的分量设为d轴分量，将与频率差相关的分量设为q轴分量；

上位电压控制电路，输入由针对所述交流端子的三相输出电压的振幅的电压振幅指令值以及针对频率的频率指令值所构成的上位指令矢量，根据所输入的所述上位指令矢量以及来自所述UM转换电路的输出电压矢量，将以所述交流端子的三相输出电压的振幅以及频率接近基于所述上位指令矢量的指令值的方式生成的信号作为电压指令矢量输出；

下位电压控制电路，根据规定所述交流端子的三相输出电压的振幅以及相位的基准电压矢量、来自所述UM转换电路的输出电压矢量以及来自所述上位电压控制电路的电压指令矢量，将以所述三相输出电压的振幅以及相位接近所述基准电压矢量与所述电压指令矢量的合成值的方式生成的信号作为所述PWM指令输出；以及

频率控制电路，使根据规定所述交流端子的三相输出电压的频率的基准频率、以及来自所述UM转换电路的输出电压矢量的所述q轴分量生成的生成值与所述UM转换电路中的转换矩阵的旋转角度同步。

5.一种稳定控制方法，其特征在于，

将权利要求1或3所述的单相电压型交直转换装置的所述交流端子与单相交流的配电系统网连接，将所述直流端子与直流设备连接，按照所述配电系统网的单相交流电压的频率以及电压振幅值与所述上位指令矢量的关系，调整所述单相电压型交直转换装置与所述直流设备之间的直流电力，使得所述配电系统网的单相交流电压的频率变动变小，调整所述单相电压型交直转换装置中的无效功率的大小，使得所述配电系统网的单相交流电压的电压变动变小。

6.根据权利要求5所述的稳定控制方法，其特征在于，

取得所述单相电压型交直转换装置与所述直流设备之间的直流电压以及直流电流中的至少1个信息并与规定值进行比较运算，作为所述上位指令矢量的频率指令值输入到所述单相电压型交直转换装置。

7.一种稳定控制方法，其特征在于，

将权利要求2或者4所述的三相电压型交直转换装置的所述交流端子与三相交流的配电系统网连接，将所述直流端子与直流设备连接，按照所述配电系统网的三相交流电压的频率以及电压振幅值与所述上位指令矢量的关系，调整所述三相电压型交直转换装置与所述直流设备之间的直流电力，使得所述配电系统网的三相交流电压的频率变动变小，调整所述三相电压型交直转换装置中的无效功率的大小，使得所述配电系统网的三相交流电压的电压变动变小。

8.根据权利要求7所述的稳定控制方法，其特征在于，

取得所述三相电压型交直转换装置与所述直流设备之间的直流电压以及直流电流中的至少1个信息并与规定值进行比较运算，作为所述上位指令矢量的频率指令值输入到所述三相电压型交直转换装置。

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