DE2029776B2

DE2029776B2 - RECTIFIER CIRCUIT ARRANGEMENT

Info

Publication number: DE2029776B2
Application number: DE19702029776
Authority: DE
Inventors: Kenzo Amagasaki; Kaneko Teruhisa Kadoma; Tatematsu (Japan)
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1969-06-20
Filing date: 1970-06-16
Publication date: 1978-02-09
Also published as: FR2046960B1; GB1323441A; US3646423A; FR2046960A1; DE2029776A1; DE2029776C3

Description

eingangs genannten Art gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die zweite Gleichrichterschaltung eine gegenüber der angelegten Wechselspannung um eine gegebene Phase verschobene ungeglättete gleichgerichtete Spannung abgibt, die in einer Überlagerungsschaltung mit einer vom Spannungsteiler abgegriffenen Spannung zur Erzeugung einer phasenveränderlichen Steuerspannung für den Triggerimpulsgenerator überlagert wird, dessen Impulserzeugungsphase von der Phase dieser Steuerspannung abhängt, und daß die Ansteuerschaltung eine Torschaltung ist, die die von der Überlagerungsschaltung gelieferte Steuerspannung unter Steuerung durch das Ausgangssignal der Spannungsvergleichsschaltung zum Triggerimpulsgenerator als Ansteuerspannung durchläßt bzw. sie sperrt.initially mentioned type solved according to the invention in that the second rectifier circuit a unsmoothed rectified ones shifted by a given phase in relation to the applied alternating voltage Outputs voltage that is tapped in a superimposition circuit with a voltage divider Voltage for generating a phase-variable control voltage for the trigger pulse generator superimposed whose pulse generation phase depends on the phase of this control voltage, and that the The control circuit is a gate circuit that subordinates the control voltage supplied by the superimposing circuit Control by the output signal of the voltage comparison circuit to the trigger pulse generator as Control voltage lets through or it blocks.

Die erfindungsgemäße Schaltung führt also zu einem großen Zündwinkel, also einer niedrigen Ausgangsspannung der Gleichrichterschaltungsanordnung, solange die an deren Ausgangsklemmen anliegende Spannung niedrig ist und somit der Laststrom zu hoch werden würde. Umgekehrt steigt die Ausgangsspannung mit steigender Gegenspannung an. Es kann also dann mit zunehmender Ladung des belastenden Kondensators ein kräftiger Ladestrom weitergeliefert werden. Die hierzu verwendete Schaltung zeichnet sich durch besondere Einfachheit aus, so daß sie billig, wenig störanfällig und klein baubar ist.The circuit according to the invention therefore leads to a large ignition angle, that is to say a low output voltage the rectifier circuit arrangement as long as the voltage applied to its output terminals is low and thus the load current would become too high. Conversely, the output voltage increases with it increasing counter-voltage. So it can then with increasing charge of the loading capacitor a powerful charging current can be passed on. The circuit used for this is characterized by particular simplicity, so that it is cheap, less prone to failure and small to build.

Die Funktion der erfindungsgemäßen Schaltung ist, kurz dargestellt, folgende:The function of the circuit according to the invention is briefly presented as follows:

Der Zündwinkel des Thyristors, der vorzugsweise im Primärkreis des Gleichrichtertransformators liegt, wird von drei Faktoren bestimmt, erstens von der Wechselstromspeisung über eine 90°-Phasenverschiebung; zweitens über die diesem Phasensignal überlagerte Spannung, die der Spannung des aufzuladenden Kondensators entspricht, und bei zunehmender Kondensatorladung ansteigt, so daß auch der Pegel des aus diesen beiden Steuersignalen kombinierten Steuersignals ansteigt und damit der Zündzeitpunkt innerhalb jeder Halbperiode vorverlegt wird; und zum dritten durch ein Signal, das durch den Spannungsvergleich der Kondensator-Ladespannung mit der Bezugsspannung entsteht und bei Erreichen der Soll-Kondensator-Ladespannung die gesamte weitere Zündung sperrt. Aufgrund dieser drei Kriterien ergibt sich bei sachgemäßer Vordimensionierung der Schaltung eine sehr günstige Steuerung des Ladestromkreises, bei der nicht erst durch Auftreten eines zu hohen Stroms dieser wieder gedrosselt wird, sondern in Abhängigkeit von der ansteigenden Spannung ein sich verkleinernder Zündwinkel zugelassen wird. Dies ist insbesondere insofern wichtig, als eben die meisten Halbleiterbauelemente auch schon kurzzeitige Überlastungen nicht vertragen.The firing angle of the thyristor, which is preferably in the primary circuit of the rectifier transformer, is determined by three factors, firstly by the AC supply via a 90 ° phase shift; second, via the voltage superimposed on this phase signal, that of the voltage of the one to be charged Capacitor corresponds, and increases with increasing capacitor charge, so that the level of the off These two control signals combined control signal increases and thus the ignition point within is brought forward every half-period; and thirdly by a signal that is generated by the voltage comparison of the Capacitor charging voltage with the reference voltage arises and when the target capacitor charging voltage is reached all further ignition is blocked. Based on these three criteria, the result is appropriate Pre-dimensioning of the circuit a very favorable control of the charging circuit, in which not only if too high a current occurs this is throttled again, but depending on the increasing voltage, a decreasing ignition angle is allowed. This is particularly so important because most semiconductor components cannot tolerate even brief overloads.

Vielfältige Ausgestaltungen und Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltungsanordnung sind in den Unteransprüchen angegeben und in der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigtVarious configurations and developments of the rectifier circuit arrangement according to the invention are specified in the subclaims and in the following description with reference to Drawing explained in more detail. It shows

Fig. 1 eine Darstellung einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Erläuterung des Erfindungsprinzips;1 shows an illustration of an arrangement according to the invention to explain the principle of the invention;

Fig. 2 eine Darstellung einer Ausführungsform der Erfindung;Fig. 2 is an illustration of an embodiment of the invention;

Fig.3 ein Diagramm zur Erläuterung der Betätigungsweise der in F i g. 2 gezeigten Ausführungsform;3 shows a diagram to explain the mode of operation the in F i g. 2 embodiment shown;

Fig.4 eine Darstellung einer abgeänderten Ausführungsform und4 shows a representation of a modified embodiment and

F i g. 5a bis 5f Darstellungen zur Erläuterung von Abänderiingsmöglichkcitcn wesentlicher Teile der obigen Ausführungsform.F i g. 5a to 5f representations to explain possible modifications of essential parts of the above Embodiment.

Zur eingehenden Beschreibung der Erfindung soll nun zunächst das Prinzip des Aufbaus der erfindungsgemäßen Anordnung erläutert werden.For a detailed description of the invention, the principle of the structure of the inventive Arrangement are explained.

F i g. 1 zeigt einen auf dem Erfindungsprinzip beruhenden Aufbau, wobei ein Hauptstromkreis aus einem Hauptnetztransformator I₁ einem Thyristor 2 und einer Drosselspule 3, die beide mit der Primärspule des Transformators in Reihe geschaltet sind, einemF i g. 1 shows a structure based on the principle of the invention, a main circuit consisting of a main network transformer I _1, a thyristor 2 and a choke coil 3, both of which are connected in series with the primary coil of the transformer

ίο Vollweggleichrichter 4, bestehend aus Dioden, die mit der Sekundärspule des Transformators verbunden sind, einem Kondensator 5 hoher Kapazität, dem die Ausgansspannung des Vollweggleichrichters aufgedrückt wird, und einer Last 6 aufgebaut ist, der die in dem Kondensator 5 gespeicherte Energie zugeführt wird.ίο full wave rectifier 4, consisting of diodes that are connected to the secondary coil of the transformer are connected to a capacitor 5 of high capacity to which the Output voltage of the full-wave rectifier is impressed, and a load 6 is built up, the in the capacitor 5 is supplied with stored energy.

Die Phasenregelschaltung des Thyristors 2 ist so aufgebaut, daß ein Selbsterregungsoszillator 10, der ein Triggersignal für den Thyristor liefert, durch eine Torschaltung 9 gesteuert wird, die ihrerseits unter Zuhilfenahme von drei Spannungen gesteuert wird, nämlich der Spannung einer Spannungsteilerschaltung, bestehend aus Widerständen 7a, Tb und Tc, welche die Ladespannung des Kondensators 5 aufteilt, der durch Phasenverschiebung der Eingangsspannung um einen bestimmten Winkel erhaltenen Spannung und der Ausgangsspannung einer Vergleichsschaltung 8, welche die Ladespannung des Kondensators 5 oder deren Äquivalent mit einer Bezugsspannung vergleicht.The phase control circuit of the thyristor 2 is constructed in such a way that a self-excitation oscillator 10, which supplies a trigger signal for the thyristor, is controlled by a gate circuit 9, which in turn is controlled with the aid of three voltages, namely the voltage of a voltage divider circuit consisting of resistors 7a, Tb and Tc, which divides the charging voltage of the capacitor 5, the voltage obtained by phase shifting the input voltage by a certain angle and the output voltage of a comparison circuit 8 which compares the charging voltage of the capacitor 5 or its equivalent with a reference voltage.

Die Spannung, deren Phase gegenüber der Phase der Eingangsspannung um einen bestimmten Winkel verschoben ist, kann erhalten werden, indem man auf der Sekundärseite eines Leistungstransformators 11 für den Steuerkreis noch eine Phasenschieberschaltung 12 vorsieht. Eine Gleichrichterschaltung 13 ist gleichfalls auf der Sekundärseite dieses LeistungstransformatorsThe voltage whose phase is shifted by a certain angle compared to the phase of the input voltage is can be obtained by placing on the secondary side of a power transformer 11 for the Control circuit still provides a phase shifter circuit 12. A rectifier circuit 13 is also on the secondary side of this power transformer

11 vorgesehen, um die für den Steuerkreis erforderliche Leistung zu liefern.11 provided to provide the necessary for the control circuit Deliver performance.

Die Vergleichsschaltung 8 ist andererseits mit einer Überladungsschutzschaltung 14 verbunden, die erreg! wird, wenn eine am Gleitkontakt des Widerstandes 7i infolge der Teilung der Ladespannung des Kondensators 5 erscheinende Spannung einen vorbestimmter Wert überschreitet, wodurch der Ladevorgang unterbrochen wird. Der Kondensator 5 wird in dieser Weise so gesteuert, daß seine Nenndurchschlagspannung nichl überschritten wird. Die Bezugszahlen 15a, \5b und XSi bezeichnen Impedanzglieder.The comparison circuit 8 is on the other hand connected to an overcharge protection circuit 14, the excit! becomes when a voltage appearing at the sliding contact of the resistor 7i due to the division of the charging voltage of the capacitor 5 exceeds a predetermined value, whereby the charging process is interrupted. The capacitor 5 is controlled in this way so that its nominal breakdown voltage is not exceeded. The reference numerals 15a, \ 5b and XSi denote impedance elements.

Nachstehend soll die Betätigungsweise dieser Baueleso mente beschrieben werden. Die Leistungstransformatoren 1 und 11 sind über einen Schalter 16 und eine Sicherung 17 mit der Stromquelle 18 verbunden. Dei Kondensator 5 ist nach dem Schließen des Schalters If noch nicht sogleich aufgeladen, und an den Widerstän den 7a, 7b und Tc erscheint daher keine Spannung. Is die Eingangsspannung der Vergleichsschaltung geringe: als eine Bezugsspannung, so bereitet die Torschaltung ί den Selbsterregungsoszillator 10 zum Oszillationsvor gang vor.
w) Die Ausgangsspannung der PhasenschieberschaltunfThe operation of these Baueleso elements will be described below. The power transformers 1 and 11 are connected to the power source 18 via a switch 16 and a fuse 17. The capacitor 5 is not immediately charged after the switch If is closed, and therefore no voltage appears at the resistors 7a, 7b and Tc. If the input voltage of the comparison circuit is low: as a reference voltage, the gate circuit ί prepares the self-excitation oscillator 10 for the oscillation process.
w) The output voltage of the phase shifter circuit

12 wird andererseits der Torschaltung 9 zum Triggerr des Selbsterregungsoszillators 10 zugeführt, der für dei Oszillationsvorgang bereit ist. Der Zeitpunkt dei Einleitung des Oszillationsvorganges kann in einei erwünschten Weise dadurch festgelegt und der Leitwin kel des Thyristors 2 dementsprechend bestimmt werden daß man der Torschaltung 9 einen solchen Aufbau gibl daß der Selbsterregungsoszillator 10 bei einem be12 on the other hand, the gate circuit 9 is supplied to the triggerr of the self-excitation oscillator 10, which for the Oscillation process is ready. The point in time at which the oscillation process is initiated can be divided into one desired way thereby set and the Leitwin angle of the thyristor 2 can be determined accordingly that one gibl the gate circuit 9 such a structure that the self-excitation oscillator 10 at a be

stimmten Pegel der phasenverschobenen Spannung getriggert wird.correct level of the phase-shifted voltage is triggered.

Beginnt der Leitungsvorgang durch den Thyristor 2 bei einem kleinen Stromflußwinkel, so fließt ein Erregungsstrom in den Hauptleistungstransformator 1, so daß in dessen Sekundärspule eine Wechselspannung induziert wird, die nach dem Gleichrichten durch die Gleichrichterschaltung 4 dem Kondensator 5 zur Aufladung aufgedrückt wird. Durch die Aufladung des Kondensators 5 wird der Vergleichsschaltung t> und der Torschaltung 9 über die Widerstände Ta, Tb und Tc ein Rückkopplungssignal aufgedrückt. Über dem Widerstand Tc erscheint eine Gleichspannung durch die der Pegel des durch die Phasenschieberschaltung 12 der Torschaltung 9 zugeführten Ausgangs verändert wird; hierdurch wird die Zündphase des Thyristors 2 vorgerückt und sein Stromflußwinkel vergrößert. Als Folge davon wird dem Hauptleistungstransformator 1 .ein stärkerer Strom zugeführt und die Aufladung des Kondensators 5 beschleunigt.If the conduction process through the thyristor 2 begins at a small current conduction angle, an excitation current flows into the main power transformer 1, so that an alternating voltage is induced in its secondary coil, which after rectification by the rectifier circuit 4 is impressed on the capacitor 5 for charging. As a result of the charging of the capacitor 5, a feedback signal is impressed on the comparison circuit t> and the gate circuit 9 via the resistors Ta, Tb and Tc. A DC voltage appears across the resistor Tc , by means of which the level of the output fed through the phase shift circuit 12 of the gate circuit 9 is changed; as a result, the ignition phase of the thyristor 2 is advanced and its current conduction angle is increased. As a result, the main power transformer 1. A stronger current is supplied and the charging of the capacitor 5 is accelerated.

Erreicht die der Vergleichsschaltung 8 aufgedrückte Istwert-Spannung den Pegelwert der Bezugsspannung, so kehrt sich der Ausgangsspannungszustand der Vergleichsschaltung 8 um, so daß die Torschaltung 9 zur Unterbrechung des Oszillationsvorgangs des Selbsterregungsoszillators 10 betätigt wird.If the actual value voltage impressed on the comparison circuit 8 reaches the level value of the reference voltage, so the output voltage state of the comparison circuit 8 reverses, so that the gate circuit 9 to Interruption of the oscillation process of the self-excitation oscillator 10 is operated.

Die Phasenschieberschaltung 12 hat folgende Aufgabe: Mit der Erhöhung der einem Verbraucher zugeführten Energie wird auch die Leistung des Hauptleistungstransformators 1 entsprechend vergrö-Bert, was einen erhöhten Erregungsstrom zur Folge hat. Durch die Primärspule des Hauptleistungstransformators 1 fließt daher ein Stoßerregungsstrom, der, abhängig von der Leitungsphase des Thyristors 2, über zehnmal so stark sein kann wie der Strom im üblichen Betriebszustand. Hierzu trägt auch der Ladestrom des Kondensators 5 bei. In einem System zur Steuerung des Verbrauchers unter Verwendung eines Thyristors auf der Primärseite des Hauptleistungstransformators fließt um so häufiger ein starker Erregungsstrom, je höher die Lastfrequenz wird. Da dieser Stoßerregungsstrom gegenüber der Spannungswelle um etwa π/2 verzögert ist, muß die Triggerphase des Thyristors bei Null oder bei einem sehr kleinen Wert der Stromphase einsetzen. Die Phasenschieberschaltung 12 dient daher zum Festlegen der Triggerphase des Thyristors.The phase shifter circuit 12 has the following task: With the increase in the energy supplied to a consumer, the output of the main power transformer 1 is correspondingly increased, which results in an increased excitation current. A surge excitation current therefore flows through the primary coil of the main power transformer 1, which, depending on the conduction phase of the thyristor 2, can be over ten times as strong as the current in the normal operating state. The charging current of the capacitor 5 also contributes to this. In a system for controlling the load using a thyristor on the primary side of the main power transformer, the higher the load frequency, the more frequently a large excitation current flows. Since this surge excitation current is delayed by about π / 2 with respect to the voltage wave, the trigger phase of the thyristor must start at zero or at a very small value of the current phase. The phase shifter circuit 12 is therefore used to set the trigger phase of the thyristor.

Im Hinblick auf das Leistungsverhalten und die Wirtschaftlichkeit ist es unerwünscht, eine Steuerung der einleitenden Triggerphase des Thyristors 2 zu unterlassen. Erstens wäre es in diesem Fall erforderlich, daß die Überstrombelastbarkeit des Thyristors 2 groß gewählt wird, damit er dem Stoßerregungsstrom hinlänglich widerstehen kann. Dies bedingt eine größere Strombelastbarkeit, als sie für jedes andere Bauelement benötigt wird und läßt das Gerät dementsprechend aufwendiger werden. Zweitens werden dann die mit der Wechselstromquelle 18 verbundenen Vorrichtungen durch den Fluß eines starken Erregungsstroms zeitweilig in einen Zustand geringer Impedanz oder in einen Kurzschlußzustand gebracht, was sich nicht nur auf die Stromquelle nachteilig auswirkt, sondern auch auf die anderen daran angeschlossenen Vorrichtungen, Drittens ist damit zu rechnen, daß eine Schutzvorrichtung, wie beispielsweise eine sicherungsfreie thermische Einrichtung in Verbindung mit einer Sicherung, die zwischen die Wechselstromquelle und die übrigen Schaltmittel gelegt sind, auch schon durch einen momentanen Überstrom erregt werden kann. Aus diesem Grund tritt dann oftmals der Fall ein, daß es zu einem unerwünschten Abschalten der Anordnungen von der Wechselstromquelle durch die Schutzvorrichtung kommt. Viertens aber muß nicht nur der Thyristor 2 Eigenschaften haben, die ihn geeignet machen, der Stoßstrombeanspruchung zu widerstehen, sondern auch die anderen Bauteile, so daß sich der bauliche Aufwand noch zusätzlich erhöht.It is undesirable to have a controller in terms of performance and economy the introductory trigger phase of the thyristor 2 is to be omitted. First, in this case it would be necessary that the overcurrent capacity of the thyristor 2 is chosen to be large, so that it can cope with the surge excitation current can adequately withstand. This requires a greater current-carrying capacity than for any other component is required and makes the device accordingly more expensive. Second, those with the AC power source 18 connected devices by the flow of a strong excitation current temporarily placed in a low impedance state or in a short circuit state, which does not affect only the Power source adversely affects the other devices connected to it, Thirdly It is to be expected that a protective device, such as a fuse-free thermal Device in connection with a fuse, which is placed between the AC power source and the rest Switching means are placed, can also be excited by a momentary overcurrent. the end For this reason, the case then often occurs that there is an undesired shutdown of the arrangements from the AC power source through the protection device. Fourthly, however, not only the thyristor has to be 2 have properties that make it suitable to withstand surge currents, but also the other components, so that the structural effort increases even further.

In Anbetracht dieser Tatsache ist eine Steuerung der einleitenden Triggerphase des Thyristors 2 erwünscht.In view of this fact, control of the initial trigger phase of the thyristor 2 is desired.

Die Torschaltung 9 ist aus folgendem Grund vorgesehen: Wie bereits erwähnt wurde, ist der Stoßerregungsstrom in den Leistungstransformator 1 gegenüber der Phase der Wechselspannungsquelle um etwa π/2 verzögert. Stellt man also die Phase mit Hilfe der Phasenschieberschaltung 12 so ein, daß der Strom den Thyristor 2 in diesem Phasenzustand durchfließt, so kann man den Erregungsstrom des Leistungstransformators 1 und den Ladestrom des Kondensators 5 steuern. Wird jedoch der Stromflußwinkel des Thyristors 2 bei einem festen Wert gehalten, so ist das Verhältnis der Zünddauer je Periode des Ausgangs der Stromquelle 18 klein, so daß auch der Ladestrom des Kondensators 5 gering bleibt. Wegen des geringen Ladestromwerts dauert es lange, bis die Ladespannung des Kondensators den vorbestimmten Spannungswert erreicht. Hierdurch wird die betriebliche Leistungsfähigkeit des Geräts herabgesetzt. Es besteht auch die Möglichkeit, eine Phasenregelung in der ersten Halbperiode vorzunehmen, worauf eine nachfolgende Phasenregelung Strom zugeführt wird. Wenngleich diese Methode insofern vorteilhaft ist, als hierdurch die Ladezeit des Kondensators verkürzt werden kann, so ist sie doch keineswegs als ideal zu betrachten, da in der ersten Halbperiode nur in begrenztem Umfang eine Aufladung möglich ist und in der folgenden Halbperiode noch ein starker Strom fließt.The gate circuit 9 is provided for the following reason: As already mentioned, the surge excitation current in the power transformer 1 is delayed by approximately π / 2 with respect to the phase of the AC voltage source. If the phase is set with the aid of the phase shifter circuit 12 so that the current flows through the thyristor 2 in this phase state, the excitation current of the power transformer 1 and the charging current of the capacitor 5 can be controlled. If, however, the current conduction angle of the thyristor 2 is kept at a fixed value, the ratio of the ignition duration per period of the output of the current source 18 is small, so that the charging current of the capacitor 5 also remains low. Because of the low charging current value, it takes a long time for the charging voltage of the capacitor to reach the predetermined voltage value. This reduces the operational efficiency of the device. It is also possible to carry out phase control in the first half-cycle, whereupon a subsequent phase control is supplied with current. Although this method is advantageous in that it can shorten the charging time of the capacitor, it is by no means ideal, as charging is only possible to a limited extent in the first half-cycle and a strong current still flows in the following half-cycle .

Die hier angesprochenen Probleme sind lösbar, wenn der Zündwinkel des Thyristors 2 in jeder Halbperiode vergrößert wird. Zu diesem Zweck muß der Pegel der Ausgangsspannung der Phasenschieberschaltung 12 mit der Erhöhung der Ladespannung des Kondensators 5 geändert werden, und außerdem muß auch eine Vorrichtung vorgesehen sein, um die Phase bei der Einleitung des Oszillationsvorganges des Selbsterregungsoszillators 10 entsprechend einer bestimmten Beziehung zwischen den beiden obigen Spannungen zu steuern. Die Torschaltung 9 ist erforderlich, um den Selbsterregungsoszillator 10 einer gleichzeitigen Steuerung durch eine Vielzahl der im obigen genannten Steuerspannungen zu unterwerfen.The problems addressed here can be solved if the firing angle of the thyristor 2 in every half cycle is enlarged. For this purpose, the level of the output voltage of the phase shift circuit 12 must with the increase in the charging voltage of the capacitor 5 must be changed, and also a Apparatus can be provided to determine the phase when the oscillation process of the self-excitation oscillator is initiated 10 according to a certain relationship between the above two voltages steer. The gate circuit 9 is required to control the self-excitation oscillator 10 at the same time subject to a variety of the control voltages mentioned above.

Die Ladespannung des Kondensators 5 wird durch die Stellung des Gleitkontakts an dem Widerstand Tb gesteuert. Der Widerstand Tb wird daher relativ häufig benutzt; seine betriebliche Zuverlässigkeit ist jedoch geringer als die der anderen Bauteile. Da dieser Widerstand 7£>für die Ladespannung des Kondensators 5 entscheidend ist, muß für einen Ausfall Vorsorge getroffen werden. Im Rahmen der Erfindung ist vorgesehen, daß die Spannung an den Anschlüssen des Widerstands Tb durch das Impedanzglied 15£> der Überladungsschutzschaltung 14 zugeleitet wird, um die Steuereinrichtung von der Stromquelle 18 abzuschalten, wenn die Ladespannung des Kondensators 5 eine zulässige Grenze übersteigt.The charging voltage of the capacitor 5 is controlled by the position of the sliding contact on the resistor Tb . The resistor Tb is therefore used relatively frequently; however, its operational reliability is lower than that of the other components. Since this resistance 7 £> is decisive for the charging voltage of the capacitor 5, precautions must be taken in the event of a failure. In the context of the invention it is provided that the voltage at the terminals of the resistor Tb is fed through the impedance element 15 £> to the overcharge protection circuit 14 in order to switch off the control device from the power source 18 when the charging voltage of the capacitor 5 exceeds a permissible limit.

In Fig.2 ist ein Schaltplan eines die Erfindung verkörpernden elektrischen Schaltungsaufbaus für einen Vervielfältigungsapparat hergestellt. Beim Schlic-In Fig.2 is a circuit diagram of an electrical circuit structure embodying the invention for made a duplicating machine. In the case of

Ben des Schalters SlVi (16) fließt ein elektrischer Strom durch den Leistungstransformator T₂ (U) für einen Steuerstromkreis, dem über eine Gleichrichterschaltung Lh und einen Kondensator G eine Gleichstromleistung zugeführt wird. Die Phase der Sekundärspannung des Transformators Ti wird durch einen Kondensator C₃ gegenüber der Spannung der Stromquelle S um etwa π/2 vorgerückt. Hierauf unterliegt sie der Gleichrichtung durch eine Vollweggleichrichterschaltung Ds zur Umwandlung in ein Signal zur Steuerung des Thyristors TH. Außerdem wird ein Kondensator Q in einem Glied zur Erzeugung einer Zündspannung für die Lampen La\ und La₂ über eine Diode Ds und einen Widerstand aufgeladen.Ben of the switch SlVi (16) an electric current flows through the power transformer T ₂ (U) for a control circuit to which a direct current power is fed via a rectifier circuit Lh and a capacitor G. The phase of the secondary voltage of the transformer Ti is advanced by a capacitor C ₃ with respect to the voltage of the power source S by about π / 2. It is then subjected to rectification by a full-wave rectifier circuit Ds for conversion into a signal for controlling the thyristor TH. In addition, a capacitor Q is charged in a member for generating an ignition voltage for the lamps La \ and La ₂ via a diode Ds and a resistor.

In diesem Stadium schließt ein nach der Seite des Anschlusses a umgelegter Schalter SWi die Basis und den Emitter eines Transistors Q₃ kurz, so daß dieser im Sperrzustand gehalten wird. Gleichzeitig wird auch ein Transistor Q₄ im Sperrzustand gehalten, wobei einem Transistor Q> eine solche Basisvorspannung zugeführt wird, daß dieser Strom führt. Da der Kondensator C₂ durch den Transistor Qs kurzgeschlossen ist, wird der aus dem Kondensator Ci, dem Widerstand R₄ und der Doppelbasisdiode Qe bestehende Selbsterregungsoszillator nicht betätigt. Infolgedessen wird dem Bidirektional-Thyristor TH durch den Impulsübertrager Ti kein Torsignal aufgedrückt und der Kondensator Ci (5) wird nicht aufgeladen.At this stage, a switch SWi which is turned over to the side of the connection a short-circuits the base and the emitter of a transistor Q ₃ , so that the latter is kept in the blocking state. At the same time, a transistor Q ₄ is also kept in the blocking state, a transistor Q> being supplied with a base bias voltage such that it carries current. Since the capacitor C ₂ is short-circuited by the transistor Qs , the self-excitation oscillator consisting of the capacitor Ci, the resistor R ₄ and the double base diode Qe is not operated. As a result, the bidirectional thyristor TH is not impressed by the pulse transformer Ti with a gate signal and the capacitor Ci (5) is not charged.

Wird der Schalter SWi nach der Seite des Anschlusses b umgelegt, so wird der Transistor Q₃ in den betriebsbereiten Zustand gebracht. Der Kondensator C1 wird nach dem Schließen des Schalters 5IV₂ nicht sogleich aufgeladen, und die von den Widerständen R\ (7a), VRt/VR₂ (Tb), VR₃IVR* sowie der Diode D₁ (7c) erhaltene Spannung ist daher zunächst gleich Null. Mit anderen Worten, der Gleitkontakt des Widerstandes VR], der Anschluß zwischen den Widerständen VR] und VR₃ sowie der Gleitkontakt des Widerstandes VR* liegen noch auf Erdpotential. Da der Gleitkontakt VRi und der Verzweigungspunkt der Widerstände VR\ und VR₃ Erdpotential haben, werden auch die Basen der Transitoren Qi und Q] über die Dioden D₂ und D3 beziehungsweise den Widerstand A₂ auf Erdpotential gehalten. Die Transistoren Qi und Qt bleiben also im Sperrzustand. Da der Transitor Qi durch den Transistor Qi im Sperrzustand gehalten wird, ist der Transistor Q₃ leitend, so daß der Transistor Qt in einen durchlaßbereiten Zustand gebracht wird.If the switch SWi is thrown to the side of the connection b , the transistor Q _{3 is brought} into the operational state. The capacitor C 1 is not charged immediately after the switch 5IV ₂ is closed, and the voltage obtained from the resistors R \ (7a), VRt / VR ₂ (Tb), VR ₃ IVR * and the diode D ₁ (7c) is therefore initially equal to zero. In other words, the sliding contact of the resistor VR], the connection between the resistors VR] and VR ₃ and the sliding contact of the resistor VR * are still at ground potential. Since the sliding contact VRi and the branch point of the resistors VR \ and VR _{3 have} ground potential, the bases of the transistors Qi and Q] are also kept at ground potential via the diodes D ₂ and D3 or the resistor A _2. The transistors Qi and Qt thus remain in the blocking state. Since the Transitor Qi is held by the transistor Qi in the off state, the transistor Q3 _is conductive so that the transistor is placed in a Qt durchlaßbereiten state.

Das Basispotential des Transistors Q* ändert sich aber auch mit dem Ausgang der aus dem Kondensator Cj und der Vollweggleichrichterschaltung De bestehenden Phasenschieberschaltunp. However, the base potential of the transistor Q * also changes with the output of the phase shifter circuit consisting of the capacitor Cj and the full-wave rectifier circuit De.

Es sei nun auch auf F i g. 3 Bezug genommen, in der der Spannungs- und Stromverlauf in den verschiedenen Bauteilen gezeigt ist, wobei dieser Darstellung zu entnehmen ist, daß an dem nicht geerdeten Anschluß der Vollweggleichrichterschaltung D₈ eine Vollweggleichrichtungsspannung E\ erscheint, die der Spannung Es der Wechselstromquelle 5 in der Phase um etwa π/2 voreilt. Da der Anschluß auf der positiven Seite der Vollweggleichrichterschaltung De geerdet ist, wird die Spannung E\ negativ, wie dies auch in der Zeichnung dargestellt ist.Let us now also refer to FIG. 3, in which the voltage and current curve in the various components is shown, it can be seen from this illustration that a full-wave rectification voltage E \ _{appears at the non-grounded connection of the full-wave rectifier circuit D 8} , which corresponds to the voltage Es of the alternating current source 5 in FIG Phase advanced by about π / 2. Since the terminal on the positive side of the full-wave rectifier circuit De is grounded, the voltage E \ becomes negative, as is also shown in the drawing.

Betrachtet man die Halbperiode der Wechselspannung Es unmittelbar nach dem Umlegen des Schalters 5W₂ nach der Seite des Anschlusses b, so hat die Spannung E] in der Nähe der Phase π/2 der Wechselspannung den Wert Null. An die Vollweggleichrichterschaltung De sind Widerstände Rs und R₆ sowie der Stellwiderstand VR₄ angeschlossen. An dem Verzweigungspunkt der Widerstände R₅ und Re erscheint daher eine durch Teilung der Spannung £1 erhaltene Spannung Ei. Auch diese Spannung E₂ ist in der Nähe von π/2 der Quellenspannung E₅ auf Null angehoben. Demzufolge ist das Katodenpotential der Diode Ds bei dem genannten Phasenwinkel am höchsten und auch das Basispotential des Transistors Q₄ ist erhöht.If the half-cycle of the alternating voltage Es is considered immediately after the switch 5W _{2 has been turned} to the side of the connection b, the voltage E] in the vicinity of the phase π / 2 of the alternating voltage has the value zero. Resistors Rs and R ₆ and the variable resistor VR _{4 are} connected to the full-wave rectifier circuit De. At the branching point of the resistors R ₅ and Re there appears a voltage Ei obtained by dividing the voltage £ 1. This voltage E ₂ is also raised to zero in the vicinity of π / 2 of the source voltage E _5. As a result, the cathode potential of the diode Ds is highest at the phase angle mentioned and the base potential of the transistor Q ₄ is also increased.

Da der Strom also auf eine Änderung der Schaltstellung des Schalters 5IV₂ hin (Stellung »b«) durch den Transistor Q₃ fließt, so fließt Strom auch durch den Transistor Q₄, während das Katodenpotential der Diode D₅ etwa Null ist. Infolge dieses leitenden Zustandes des Transistors Q₄ erfährt der Transistor Qs eine Umkehrung seines Betriebszustandes, so daß der Kondensator C₂ nicht mehr kurzgeschlossen wird. Das hat zur Folge, daß dem Kondensator C₂ durch den Widerstand R₄ ein Ladestrom zufließt. Erreicht die Spannung über den Anschlüssen des Kondensators C₂ den Betrag der Zündspannung für die Doppelbasisdiode Q₆, so beginnt diese zu leiten, so daß in der Primärspule des Impulsübertragers T₃ ein impulsförmiger Strom fließen kann. Die Impulsspannung E₃ wird in der Sekundärspule des Impulsübertragers T₃ induziert, und diese Impulsspannung wird der Steuerelektrode des Bidirektional-Thyristors TH als Triggersignal aufgedrückt, so daß Strom durch den Thyristor TH fließen kann.Since the current flows through the transistor Q _{3 in} response to a change in the switching position of the switch 5IV ₂ (position "b") , current also flows through the transistor Q ₄ , while the cathode potential of the diode D _{5 is} approximately zero. As a result of this conductive state of the transistor Q ₄ , the transistor Qs experiences a reversal of its operating state, so that the capacitor C _{2 is} no longer short-circuited. As a result, a charging current flows to _{the capacitor C 2} through the resistor R _4. When the voltage across the terminals of the capacitor C _{2 reaches} the amount of the ignition voltage for the double base diode Q ₆ , it begins to conduct, so that a pulsed current can flow in the primary coil of the pulse transmitter T _3. The pulse voltage E ₃ is induced in the secondary coil of the pulse transformer T ₃ , and this pulse voltage is applied to the control electrode of the bidirectional thyristor TH as a trigger signal, so that current can flow through the thyristor TH .

Hieraus folgt, daß der leitende Zustand des Thyristors bei einem Spannungswert der Spannung E_s nahe deren Phase π/2 einsetzt und daß hierauf der Strom / durch den Hauptleistungstransformator T\ fließt, worauf das Aufladen des Kondensators C] beginnt. Die Spannung Eo an seinen Anschlüssen erhöht sich etwas, wie dies auch in F i g. 3 der Zeichnung gezeigt ist.It follows that the conducting state of the thyristor begins at a voltage value of the voltage E _s close to its phase π / 2 and that the current / flows through the main power transformer T \ , whereupon the charging of the capacitor C] begins. The voltage Eo at its terminals increases somewhat, as also in FIG. 3 of the drawing.

Andererseits oszilliert der aus der Doppelbasisdiode Q₆, dem Widerstand R₄ und dem Kondensator C₂ aufgebaute Schwingkreis mit einer durch die Zeitkonstante C₂Ra und durch die Zündspannung der Doppelbasisdiode Qt bestimmten Frequenz. Die Spannung Ei wird entsprechend der Ausgangsspannung Ei der Vollweggleichrichterschaltung Dg negativer, so daß das Katodenpotential der Diode D₆ sinkt. Die Vorspannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q» wird daher gleichfalls verringert, so daß der Transistor in den Sperrzustand übergeht. Die Umkehrung des Betriebszustandes des Transistors Q₄ bewirkt, daß nunOn the other hand, the _{resonant circuit made up of the double base diode Q 6} , the resistor R ₄ and the capacitor C ₂ oscillates at a frequency determined by the time constant C ₂ Ra and the ignition voltage of the double base diode Qt. The voltage Ei becomes more negative in accordance with the output voltage Ei of the full-wave rectifier circuit Dg , so that the cathode potential of the diode D ₆ falls. The bias voltage between the base and the emitter of the transistor Q »is therefore also reduced, so that the transistor goes into the blocking state. The reversal of the operating state of transistor Q ₄ causes now

so der Transistor Qs leitet, so daß das Oszillieren des obenerwähnten Schwingkreises aufhört. Die Leitung durch den Thyristor TH dauert noch an bis der Strom / den Wert Null annimmt, auch wenn die Zündspannung E₃ nicht mehr in Erscheinung tritt. Nimmt der Strom / dann den Wert Null an, so geht der Thyristor TH wieder in den Sperrzustand über.so the transistor Qs conducts, so that the oscillation of the above-mentioned oscillation circuit stops. The conduction through the thyristor TH continues until the current / value assumes zero, even if the ignition voltage E ₃ no longer appears. If the current / then assumes the value zero, the thyristor TH returns to the blocking state.

Ist der Kondensator Ci (5) aufgeladen, so erscheint an den Gleitkontakten der Widerstände VR, und VR₄ die der Ladespannung entsprechende Spannung. Die an dem Gleitkontakt des Widerstandes VRi erzeugte Spannung wird dem Transistor Qi über den Widerstand R₂ aufgedrückt und wird in dem Transistor Qi mit der Durchbruchspannung der Zenerdiode ZD verglichen. Das gleiche gilt auch bezüglich des Transistors Q?.When the capacitor Ci (5) is charged, the voltage corresponding to the charging voltage appears at the sliding contacts of the resistors VR and VR _4. The voltage generated at the sliding contact of the resistor VRi is impressed on the transistor Qi via the resistor R ₂ and is compared in the transistor Qi with the breakdown voltage of the Zener diode ZD. The same also applies to the transistor Q ?.

Auch das Potential des Gleitkontaktes des Widerstandes VR₄ wird etwas über das Erdpotential angehoben, so daß der Leitwinkel des Thyristors TH in der nächsten Halbpcriode der Wechselspannung E₁ vergrö-The potential of the sliding contact of the resistor VR ₄ is raised slightly above the ground potential, so that the conduction angle of the thyristor TH increases in the next half-period of the alternating voltage E ₁ .

Bert wird.Bert will.

Mit anderen Worten, während die Phase der Spannung E_s zwischen π und In liegt, ist die Spannung E₂ an dem Verzweigungspunkt der Widerstände Rs und R₆ in der Nähe der Phase 3π/2 gegenüber der Phase π/2 erhöht. Der Zündvorgang des Transistors Qa wird daher vorgerückt, und demzufolge wird auch der Zeitpunkt zur Einleitung des Oszillationsvorganges des aus der Doppelbasisdiode Q₆, dem Widerstand R* und dem Kondensator C₂ bestehenden Schwingkreises vorverlegt. Hierdurch wird der Stromflußwinkel des Thyristors TH vergrößert, so daß die Periode verlängert wird, während deren der Ladestrom für den Kondensator Ci fließt.In other words, while the phase of the voltage E _{s is} between π and In , the voltage E ₂ at the junction point of the resistors Rs and R ₆ in the vicinity of the phase 3π / 2 is increased compared to the phase π / 2 . The ignition process of the transistor Qa is therefore advanced, and consequently the point in time for initiating the oscillation process of the oscillating circuit consisting of the double base diode Q ₆ , the resistor R * and the capacitor C ₂ is brought forward. As a result, the current conduction angle of the thyristor TH is increased, so that the period is lengthened during which the charging current for the capacitor Ci flows.

Bei jedem Aufladen des Kondensators G (5) wird der Leitwinkel des Thyristors vergrößert und der Strom / wird stärker, bleibt dabei aber so geregelt, daß er nicht übermäßig stark wird, so daß sich die Ladespannung Eo des Kondensators Ci weiter erhöht.Each time the capacitor G (5) is charged, the conduction angle of the thyristor is increased and the current / becomes stronger, but remains regulated so that it does not become excessively strong, so that the charging voltage Eo of the capacitor Ci increases further.

In dem Maß, wie sich die Ladespannung Eo erhöht, erhöht sich auch die Spannung an dem Gleitkontakt des Widerstandes VRi. Übersteigt diese Spannung die Summe aus der Durchbruchspannung der Zenerdiode ZD, dem Spannungsabfall am Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q\ und dem Spannungsabfall in der Diode D₄, so beginnt der Durchlaß durch den Transistor Qu Hierauf erfolgt eine Leitung durch den Transistor Q₂, die Transistoren Q₃ und Qa sind gesperrt, der Strom beginnt durch den Transistor Qs zu fließen und der Kondensator Q wird kurzgeschlossen, so daß der Oszillationsvorgang beendet wird. Der obige Torsteuerungsvorgang des Transistors Q4 wird durch das Vorhandensein der Diode D₆ gewährleistet.As the charging voltage Eo increases, the voltage across the sliding contact of the resistor VRi also increases. If this voltage exceeds the sum of the breakdown voltage of the Zener diode ZD, the voltage drop across the base-emitter junction of transistor Q \ and the voltage drop in the diode D _4, the passage begins through the transistor Qu This is followed by a line through the transistor Q ₂ , the transistors Q ₃ and Qa are blocked, the current begins to flow through the transistor Qs and the capacitor Q is short-circuited, so that the oscillation process is terminated. The above Torsteuerungsvorgang of the transistor Q4 is ensured by the presence of the diode D. ₆

Beim Ändern der Schaltstellung des Schalters SW₃ von dem Anschluß a zum Anschluß b nach Beendigung der Aufladung des Kondensators Ci bewirkt das Entladen des Kondensators C₆, daß dem Thyristor SCR₂ Steuerstrom zugeführt wird, so daß der Stromdurchgang durch diesen eingeleitet wird. Hierauf wird der Kondensator Cj, der über die Diode D9 aufgeladen worden ist, über die Primärspule des Impulsübertragers Ti entladen, wodurch in dessen Sekundärspule eine Impulsspannung erzeugt wird.When changing the position of switch SW ₃ from terminal a to terminal b after the capacitor Ci has finished charging, the discharging of capacitor C ₆ causes control current to be supplied to thyristor SCR ₂ so that current is passed through it. The capacitor Cj, which has been charged via the diode D9, is then discharged via the primary coil of the pulse transformer Ti , as a result of which a pulse voltage is generated in its secondary coil.

Die in dem Impulsübertrager T₄ induzierte Spannung wird der Triggerspule der Lampen La\ und La₂ aufgedrückt, so daß eine Entladung ausgelöst wird. Sobald über die Triggerspule und die Elektrode der Lampen La\ und La₂ eine schwache Entladung eintritt, wird eine Hauptentladung eingeleitet, durch die der Kondensator Ci über die Lampen La\ und La₂ sowie über die Drosselspule CH₂ entladen wird. Die Lampen La\ und La₂ leuchten dann auf und verbrauchen die in dem Kondensator Ci gespeicherte Energie.The voltage induced in the pulse transformer T ₄ is pressed onto the trigger coil of the lamps La \ and La ₂ , so that a discharge is triggered. As soon as a weak discharge occurs via the trigger coil and the electrode of the lamps La \ and La ₂ , a main discharge is initiated through which the capacitor Ci is discharged via the lamps La \ and La ₂ and via the choke coil CH ₂ . The lamps La 1 and La ₂ then light up and consume the energy stored in the capacitor Ci.

Infolge der Entladung des Kondensators Ci nimmt die Spannung E₀ annähernd den Wert Null an, so daß sich der obenerwähnte Ladevorgang wiederholt.As a result of the discharge of the capacitor Ci, the voltage E ₀ almost assumes the value zero, so that the above-mentioned charging process is repeated.

Zu dem Zeitpunkt, in dem die Ladespannung £ό des Kondensators Ci einen vorbestimmten Wert erreicht und die Leitung durch den Transistor Q\ einsetzt, befindet sich der Transistor Q7, der mit dem Transistor Q\ eine Emitterschaltung gemeinsam hat, im Sperrzustand. Dies ist wegen der Wirkweise der Diode D₂ zwischen dem Gleitkontakt des Widerstandes VR\ und der Basis des Transistors Qi der Fall. Die Zündspannung des Transistors Qi ist daher um den Betrag des Spannungsabfalles in der Diode D₂ erhöht.At the point in time at which the charging voltage £ ό of the capacitor Ci reaches a predetermined value and the conduction through the transistor Q \ begins, the transistor Q7, which has an emitter circuit in common with the transistor Q \ , is in the blocking state. This is the case because of the operation of the diode D ₂ between the sliding contact of the resistor VR \ and the base of the transistor Qi . The ignition voltage of the transistor Qi is therefore increased by the amount of the voltage drop in the diode D ₂ .

Nachstehend ist die ßctätigungsweise des obigen Geräts bei einem eventuellen Ausfall der genannten Vorrichtungen erläutert. Der Widerstand VRi ist zu dem Zweck vorgesehen, die Ladespannung £ödes Kondensators Ci zu erfassen. Zwischen dem Gleitkontakt und dem Widerstandsmaterial können Kontaktfehler auftreten, was zu einem Versagen des Widerstandes führen kann.The operation of the above device in the event of a failure of the devices mentioned is explained below. The resistor VRi is provided for the purpose of detecting the charging voltage £ ödes capacitor Ci. Contact errors can occur between the sliding contact and the resistor material, which can lead to a failure of the resistor.

Fällt der Widerstand VR\ aus, so wird der Vergleichsvorgang durch den Transistor Oi unterbrochen und das Aufladen des Kondensators Ci hält an, was zur Folge hat, daß die Ladespannung eine zulässige Grenze überschreiten kann. In diesem Fall wird die Spannung an dem Verzweigungspunkt der Widerstände V7?i und V7?3 über die Diode D3 dem Transistor Q? aufgedrückt. Das Leiten des Transistors Q7 bewirkt ein Leiten des Transistors Qs, wodurch der Thyristor SCR\ getriggert und damit stromführend wird. Hierdurch wird das Relais RY erregt, das den Schalter SWa zwischen dem Leistungstransformator 71 und der Stromquelle Söffnet, so daß der Leistungsstromkreis von der Stromquelle S abgeschaltet wird. Gleichzeitig fließt der Kollektorstrom des Transistors Qe über die Diode Ao und den Widerstand Rb, so daß der Thyristor SCR₂ getriggert wird. Der Kondensator Ci wird daher durch die Lampen La\ und La₂ entladen.If the resistor VR \ fails, the comparison process is interrupted by the transistor Oi and the charging of the capacitor Ci stops, with the result that the charging voltage can exceed a permissible limit. In this case, the voltage at the junction point of the resistors V7 is? I and V7? 3 via the diode D3 to the transistor Q? pressed on. Conducting the transistor Q7 causes the transistor Qs to conduct, as a result of which the thyristor SCR \ is triggered and thus becomes live. This energizes the relay RY , which opens the switch SWa between the power transformer 71 and the power source S, so that the power circuit from the power source S is switched off. At the same time, the collector current of the transistor Qe flows through the diode Ao and the resistor Rb, so that the thyristor SCR _{2 is} triggered. The capacitor Ci is therefore discharged through the lamps La 1 and La _2.

Auch wenn das Widerstandsmaterial des Widerstandes VR\ infolge der Bewegungen des Gleitkontaktes Verschleißerscheinungen zeigen sollte oder eine elektrische Unterbrechung erfolgt, so bleibt die obenerwähnte Schutzwirkung durch den dem Widerstand VR\ parallelgeschalteten Regelwiderstand VR₂ im vollen Umfang erhalten. Statt des Regelwiderstandes VR₂ kann natürlich auch ein üblicher Festwiderstand vorgesehen sein.Even if the resistance material of the resistance VR \ should show a result of the movements of sliding contact wear or electrical interruption occurs, so the above-mentioned protective effect is maintained by the resistance VR \ parallel variable resistor VR ₂ to the full extent. Instead of the control resistor VR ₂ , a conventional fixed resistor can of course also be provided.

Bei einem Kontaktfehler oder einer sonstigen Störung in dem Widerstand VRa fließt der elektrische Strom aus der Vollweggleichrichterschaltung L\ über Erde, durch die Dioden D₆ und Ds und durch den Widerstand Rs, und zwar in dieser Reihenfolge. Der Transistor Q₄ ist durch die Spannung über den Anschlüssen der Diode L\ in Sperrichtung vorgespannt und gesperrt, so daß Strom durch den Transistor Qs fließt. Ist die Phase der Spannung E₅ gleich π/2 oder gleich π/2 mal einer ungeraden Zahl, so nimmt die Ausgangsspannung der Vollweggleichrichterschaltung Dg den Wert Null an, wodurch die Diode L\ gesperrt wird und sich der Betriebszustand des Transistors Qs umkehrt. Als Folge hiervon wird der aus der Doppelbasisdiode Qe, dem Widerstand Ra und dem Kondensator C₂ bestehende Schwingkreis in der Nähe der obigen Phase erregt, so daß dem Thyristor TH ein Torsignal zum Übergehen in den leitenden Zustand zugeführt wird. Da sich dieser Vorgang in jeder Halbperiode der Spannung E_s wiederholt, wird dem Gerät aus der Wechselstromquelle S kein Überstrom zugeführt, obwohl die Ladezeit verlängert wird. In the event of a contact fault or other fault in the resistor VRa, the electric current flows from the full-wave rectifier circuit L \ via earth, through the diodes D ₆ and Ds and through the resistor Rs, in this order. The transistor Q ₄ is reverse-biased and blocked by the voltage across the terminals of the diode L \ , so that current flows through the transistor Qs . If the phase of the voltage E _{5 is} equal to π / 2 or equal to π / 2 times an odd number, the output voltage of the full-wave rectifier circuit Dg assumes the value zero, whereby the diode L \ is blocked and the operating state of the transistor Qs is reversed. As a result, the oscillation circuit composed of the double base diode Qe, the resistor Ra and the capacitor C ₂ is excited in the vicinity of the above phase, so that the thyristor TH is supplied with a gate signal to become conductive. Since this process is repeated in every half cycle of the voltage E _s , no excess current is supplied to the device from the alternating current source S, although the charging time is lengthened.

Die obige Anordnung verhindert also das Auftreten eines Spannungsstoßes des Erregungsstroms, wie er sonst unmittelbar nach dem Anschalten der Stromversorgung zu beobachten ist. Hierdurch wird ein Aufladen des großen Kondensators Ci innerhalb einer kurzen Zeitspanne ermöglicht. Die Ladespannung £ö und die Ladezeit für den Kondensator Ci können mit Hilfe der Widerstände VTfi beziehungsweise VRa geregelt werden. Da im übrigen der Fall nicht eintreten kann, daß der Kondensator Ci auf eine Überspannung aufgeladen wird, ist die Gewähr für eine größere Betriebssicherheit gegeben.The above arrangement thus prevents the occurrence of a voltage surge of the excitation current, which is otherwise observed immediately after the power supply is switched on. This enables the large capacitor Ci to be charged within a short period of time. The charging voltage £ ö and the charging time for the capacitor Ci can be regulated with the help of the resistors VTfi and VRa. Since the case cannot otherwise occur that the capacitor Ci is charged to an overvoltage, the guarantee for greater operational reliability is given.

Bei Fig.4 handelt es sich um eine Darstellung tiirsf-Fig. 4 is a representation of tiirsf-

Anordnung zur Veranschaulichung eines ähnlichen Vorganges, wie er anhand der in F i g. 2 gezeigten Anordnung erläutert wurde, wobei die Steuerung des Zündwinkels des Thyr.itors TH abgeändert ist. Diese Abänderung soll nachstehend erläutert werden.Arrangement to illustrate a process similar to that shown in FIG. 2 has been explained, the control of the ignition angle of the Thyr.itor TH being modified. This amendment is explained below.

Die Vollweggleichrichterschaltung A01 ist an die Sekundärseite des Transformators T2 angeschlossen, um den Kondensator C101 über den Widerstand Rioi und den Regelwiderstand VRw aufzuladen. Bis der Kondensator Ci einen vorbestimmten Spannur.gswert erreicht hat, bleibt der Transistor Qw — entsprechend dem Transistor Qs in F i g. 2 — gesperrt. Auch erscheint am Gleitkontakt des Widerstandes VR102 — entsprechend dem Widerstand VR* in F i g. 2 — keine Spannung und der Transistor Q102 ist gesperrt. Eine aus dem Widerstand R102 und dem Kondensator Q02 bestehende Glättungsschaltung ist daher von den Ausgangsanschlüssen der Vollweggleichrichterschaltung Z?i_O| elektrisch getrennt und eine gleichgerichtete ungeglättete Spannung wird direkt dem Kondensator Cioi aufgedrückt. The full-wave rectifier circuit A01 is connected to the secondary side of the transformer T2 in order to charge the capacitor C101 through the resistor Rioi and the variable resistor VRw. Until the capacitor Ci has reached a predetermined voltage, the transistor Qw remains - corresponding to the transistor Qs in FIG. 2 - blocked. Also appears at the sliding contact of the resistor VR102 - corresponding to the resistor VR * in FIG. 2 - no voltage and transistor Q102 is blocked. A smoothing circuit composed of the resistor R102 and the capacitor Q02 is therefore connected to the output terminals of the full-wave rectifying circuit Z? I _O | electrically isolated and a rectified unsmoothed voltage is directly applied to the capacitor Cioi.

1st die Abbruchspannung des zwischen den Kondensator C101 und die Primärspule des Impulsübertragers Γ3 gelegten Vierschichtdiode D102 auf einen Wert festgelegt, der gleich dem Höchstwert der Vollweggleichrichtungsspannung oder ein wenig niedriger ist als dieser, so wird der Kondensator C101 über die erwähnte Vierschichtdiode D102 und die Primärspule des Impulsübertragers T₃ in der Phase um etwa π/2 verspätet gegenüber der Wechselspannung E₅ entladen. Diese Entladung triggert den Thyristor TH. If the breakdown voltage of the four-layer diode D102 placed between the capacitor C101 and the primary coil of the pulse transmitter Γ3 is set to a value that is equal to the maximum value of the full-wave rectification voltage or a little lower than this, the capacitor C101 is connected to the four-layer diode D102 and the primary coil of the Pulse transformer T ₃ in phase about π / 2 delayed compared to the alternating voltage E ₅ discharged. This discharge triggers the thyristor TH.

Die Entladung des Kodensators C101 bewirkt eine beachtliche Verringerung der Spannung zwischen seinen Anschlüssen und läßt die Vierschichtdiode A02 wieder in den Sperrzustand übergehen. Da die Oszillationsfrequenz durch den Kondensator Cioi, den Impulsübertrager T₅ und die Widerstände R101 und VR101 bestimmt ist, wiederholt sich das Laden und Entladen.The discharge of the capacitor C101 causes a considerable reduction in the voltage between its terminals and causes the four-layer diode A02 to go back into the blocking state. Since the oscillation frequency is determined by the capacitor Cioi, the pulse transformer T ₅ and the resistors R101 and VR101, charging and discharging are repeated.

Im Anfangsstadium des Anschaltens der Stromquelle befindet sich der Transistor Q_m im Sperrzustand und der Kondensator C102 sowie der Widerstand R102 üben noch keine Glättungswirkung aus. Die dem Kondensator Cioi aufgedrückte Spannung ist daher pulsierend und liegt auf einem Wert, der unter der Abbruchspannung der Vierschichtdiode D102 liegt, wodurch der Oszilla- « tionsvorgang unterbrochen wird. Der Thyristor TH bleibt so lange leitend, bis der aus der Wechselstromquelle S zugeführte Strom den Wert Null annimmt; da sein Stromflußwinkel klein ist, kann ein übermäßiger Stoßstrom vermieden werden.In the initial stage of switching on the current source, the transistor Q _{m is} in the blocking state and the capacitor C102 and the resistor R102 do not yet have any smoothing effect. The voltage impressed on the capacitor Cioi is therefore pulsating and is at a value which is below the breakdown voltage of the four-layer diode D102, as a result of which the oscillation process is interrupted. The thyristor TH remains conductive until the current supplied from the alternating current source S assumes the value zero; since its conduction angle is small, excessive surge current can be avoided.

Hat der Kondensator Ci infolge des leitenden Zustandes des Thyristors TH Ladung aufgenommen, erscheint an dem Gleitkontakt des Widerstandes VR102 eine Spannung. Diese Spannung verbessert den Leitfähigkeitszustand des Transistors Q\o2, was zur Folge hat, daß der Kondensator C102 und der Widerstand R102 elektrisch zwischen die Ausgangsanschlüsse der Vollweggleichrichterschaltung D101 eingefügt werden. Die Gleichrichtungsspannung wird daher geglättet, der Zeitpunkt der Einleitung des Oszillations-Vorganges wird vorgerückt und der Stromflußwinkel des Thyristors TH vergrößert.If the capacitor Ci has taken up charge as a result of the conducting state of the thyristor TH , a voltage appears at the sliding contact of the resistor VR102. This voltage improves the conductivity state of the transistor Q \ o2, with the result that the capacitor C102 and the resistor R102 are electrically inserted between the output terminals of the full-wave rectifying circuit D101. The rectification voltage is therefore smoothed, the point in time at which the oscillation process is initiated is advanced and the current conduction angle of the thyristor TH is increased.

Mit anderen Worten, im Frühstadium der Aufladung des Kondensators Ci ist der Transistor Q102 gesperrt oder befindet sich nahezu im Sperrzustand und der Vierschichtdiode D102 wird eine Spannung entsprechend der Vollweggleichrichtungsspannung aufgedrückt. Die Vierschichtdiode D102 wird somit in der Nähe eines Höchstwertes der aufgedrückten Spannung in den leitenden Zustand gebracht, wodurch die Spannung über den Anschlüssen des Kondensators C101 abfällt. Ein erneutes Leiten von A02 erfolgt dann nahe dem Höchstwert in der nächsten Halbperiode. Durch das Aufladen des Kondensators Ci wird jedoch die Leitfähigkeit des Transistors Qwi verbessert, so daß der Kondensator C102 und der Widerstand R102 elektrisch zwischengeschaltet werden. Der Gleichstromanteil der nun dem Kondensator C101 aufgedrückten Spannung erhöht sich also, wodurch die Zündphase der Vierschichtdiode £>io2 vorverlegt wird und der Leitwinkel des Thyristors THsich vergrößertIn other words, in the early stage of charging the capacitor Ci, the transistor Q102 is blocked or is almost in the blocked state, and the four-layer diode D102 is impressed with a voltage corresponding to the full-wave rectification voltage. The four-layer diode D102 is thus brought into the conductive state in the vicinity of a maximum value of the impressed voltage, as a result of which the voltage across the terminals of the capacitor C101 drops. A02 is then routed again near the maximum value in the next half-period. However, by charging the capacitor Ci, the conductivity of the transistor Qwi is improved, so that the capacitor C102 and the resistor R102 are electrically interposed. The direct current component of the voltage now impressed on the capacitor C101 increases, as a result of which the ignition phase of the four-layer diode £> io2 is brought forward and the conduction angle of the thyristor TH increases

Erreicht die Ladespannung des Kondensators Q einen vorbestimmten Wert, so beginnt der Transistor Qm zu leiten und der Kondensator Cioi wird kurzgeschlossen. Hierdurch wird der Vierschichtdiode D102 keine Spannung aufgedrückt und kein Signal zum Triggern des Thyristors TH erzeugt. Der Ladevorgang des Geräts wird daher unterbrochen.When the charging voltage of the capacitor Q reaches a predetermined value, the transistor Qm begins to conduct and the capacitor Cioi is short-circuited. As a result, no voltage is impressed on the four-layer diode D102 and no signal for triggering the thyristor TH is generated. The charging process of the device will therefore be interrupted.

F i g. 5a zeigt Beispiele teilweise abgeänderter Ausführungsformen, wobei Teile, die denen des in F i g. 2 gezeigten Geräts entsprechen, mit den gleichen Bezugszahlen versehen sind. Hierbei ist in Fig.5a zunächst eine Modifikation des Thyristors 2 zum Regeln des Stoßstroms dargestellt; hierfür sind die gegensinnig parallelgeschalteten Thyristoren SCR₂Ot und SCRm vorgesehen. Als Last für die Doppelbasisdiode Qe dient der Impulsübertrager 7]₀i mit drei Spulen, wobei die eine dieser Spulen mit der Doppelbasisdiode Qt verbunden ist, während die anderen beiden über die Widerstände R201 beziehungsweise R202 mit einem Punk) zwischen der Steuerelektrode und der Kathode der Thyristoren SCR101 und SCR102 verbunden sind.F i g. FIG. 5a shows examples of partially modified embodiments, with parts that are similar to those of the embodiment shown in FIG. 2 correspond to the device shown are provided with the same reference numerals. Here, a modification of the thyristor 2 for regulating the surge current is shown in Figure 5a; the thyristors SCR ₂ Ot and SCRm connected in parallel in opposite directions are provided for this purpose. The load for the double base diode Qe is the pulse _{transmitter 7] 0} i with three coils, one of these coils being connected to the double base diode Qt , while the other two are connected via the resistors R201 or R202 with a point) between the control electrode and the cathode of the Thyristors SCR101 and SCR102 are connected.

F i g. 5b gibt den Fall wieder, daß eine Zweiwegschaltdiode 77/» 1 mit zwei Anschlüssen auf der Primärseite des Transformators 7! vorgesehen ist. Indem man sich des Abbruchverhaltens dieser Diode statt einei Doppelbasisdiode bedient, wird über die Anschlüsse des erwähnten Thyristors 77i3oi von dem Impulsübertragei T₃ durch den Sperrkondensator C301 ein Steuersignal aufgedrückt. Die Betätigungsweise dieser Anordnung entspricht, ebenso wie die der F i g. 5a, der in den F i g. 2 und 4 dargestellten Vorrichtung.F i g. 5b shows the case that a two-way switching diode 77 / »1 with two connections on the primary side of the transformer 7! is provided. By using the abort behavior of this diode instead of a double base diode, a control signal is impressed by the pulse transmitter T ₃ through the blocking capacitor C301 via the connections of the mentioned thyristor 77i3oi. The mode of operation of this arrangement corresponds, as well as that of FIG. 5a, which is shown in FIGS. 2 and 4 shown device.

F i g. 5c zeigt eine abgeänderte Ausführungsform des Eingangsteils der Torschaltung oder der Vergleichsschaltung 8 und der voraufgehenden Stufen zurr Ermitteln der Ladespannung des Kondensators 5 Zunächst einmal wird die Ladespannung des Kondensators Ci durch die Widerstände R401 und R402 geteilt, unc dann wird die geteilte Spannung dem Transistor ζ)«οι ir einem Emitterfolgerkreis aufgedrückt. Die Emitterschaltung des Transistors <?«! besteht aus den Widerständen VRi, VR₂ und VR₃ sowie der Diode D_x. Eir Aufdrücken einer Spannung erfolgt von dem Gleitkontakt des Widerstandes VRi über den Widerstand R2 au: die Basis des Transistors Q402, dem als Emitterlast ein« Zenerdiode ZD beigegeben ist. Dieser Transistor Qw. bildet zusammen mit einem Transistor Q403 einet Schmitt-Trigger, der die Leitfähigkeit des Transistor! Q₃ und der folgenden, an den Ausgang der Schaltunj gelegten Schaltelemente steuert.F i g. 5c shows a modified embodiment of the input part of the gate circuit or the comparison circuit 8 and the preceding stages for determining the charging voltage of the capacitor 5 First of all, the charging voltage of the capacitor Ci is divided by the resistors R401 and R402, and then the divided voltage is passed to the transistor ζ) «Οι imprinted on an emitter follower circle. The emitter circuit of the transistor <? «! consists of the resistors VRi, VR ₂ and VR ₃ and the diode D _x . A voltage is applied from the sliding contact of the resistor VRi via the resistor R2 au: the base of the transistor Q402, to which a Zener diode ZD is added as an emitter load. This transistor Qw. together with a transistor Q403 forms a Schmitt trigger, which changes the conductivity of the transistor! Q ₃ and the following switching elements connected to the output of the Schaltunj controls.

Die Verwendung der Emitterfolgerschaltung ermög licht die Verhinderung einer Fehlbetätigung infolge voi Rauschanteilen, auch falls der Aufbau des Gerätes e erforderlich macht, den Widerstand VRi über ein« Leitung mit einer Steuerschaltung zu verbinden, dii weitab von dem Widerstand liegt.The use of the emitter follower circuit made it possible to prevent incorrect operation due to voi Noise components, even if the structure of the device makes it necessary to increase the resistance VRi via a « Line to connect to a control circuit, which is far from the resistor.

Es versteht sich von selbst, daß der aus den Transistoren (?402 und (?403 bestehende Schmitt-Trigger durch eine Anordnung ersetzt werden kann, die den in F i g. 2 gezeigten Transistoi Q\ einschließt.It goes without saying that the Schmitt trigger consisting of the transistors (? 402 and (? 403) can be replaced by an arrangement which includes the transistor Q \ shown in FIG.

In der Anordnung der F i g. 5d ist statt des Thyristors SCR] der Fig. 2 ein rückwärtssperrender Triodenthyristor TH501 vorgesehen, wobei der Transistor Qj und die dazugehörige Schaltung entfällt.In the arrangement of FIGS. 5d, instead of the thyristor SCR] of FIG. 2, a reverse blocking triode thyristor TH501 is provided, the transistor Qj and the associated circuit being omitted.

F i g. 5e zeigt eine abgeänderte Ausführungsform einer Kombination der Torschaltung 9 und des Selbsterregungsoszillators 10, wobei der mit dem Widerstand R2 in Reihe geschaltete Transistor Qto\ statt des mit dem Kondensator Ci parallelgeschaltetenF i g. 5e shows a modified embodiment of a combination of the gate circuit 9 and the self-excitation oscillator 10, wherein the transistor Qto \ connected in series with the resistor R2 instead of the transistor connected in parallel with the capacitor Ci

Transisturs Qs durch den Kollektorausgang des Tran stors Qa gesteuert wird. Die Betätigungsweise entspric hierbei jener der Anordnung der F i g. 2.Transisturs Qs is controlled by the collector output of Tran stors Qa. The mode of operation corresponds to that of the arrangement in FIG. 2.

Bei der Anordnung der F i g. 5f findet als Selbsten gungsoszillator 10 ein astabiler Multivibrator Verwe dung. Der astabile Multivibrator besteht aus d Transistoren Qjo\ und Q702, und seine Stromzufuhr wi durch den Transistor Qjoi gesteuert, der seinerse durch den Transistor Q4 ausgesteuert wird. D Ausgang des astabilen Multivibrators erregt d Schalttransistor Qtm, und ein Steuersignal wird de Thyristor TH über den Impulsübertrager T3 zugeführt.In the arrangement of FIGS. 5f finds an astable multivibrator as self-generation oscillator 10. The astable multivibrator consists of the transistors Qjo \ and Q702, and its current supply is controlled by the transistor Qjoi , which in turn is controlled by the transistor Q4 . The output of the astable multivibrator excites the switching transistor Qtm, and a control signal is supplied to the thyristor TH via the pulse transformer T3.

Hierzu 7 Blatt ZeichnungenIn addition 7 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1. Rectifier circuit arrangement for connection to an alternating current source via a rectifier transformer and for feeding to a capacitor, with a load current control preventing overcurrents via a thyristor carrying the load current, a first rectifier circuit which rectifies the load current, a voltage divider which divides the capacitor charge voltage for measuring purposes and a voltage divider between one of the A second rectifier circuit which can be connected to an alternating current source and a control circuit which is connected to the voltage divider and which contains a trigger pulse generator controlling the thyristor in phase control, a trigger pulse generator which controls the trigger pulse generator as a function of the load current to select the ignition angle, and which causes a large ignition angle when the capacitor is completely or almost uncharged, and a voltage comparison circuit, which compares the voltage at a variable tap of the voltage divider with a reference voltage and with a sufficiently high K. ondensatorsvoltage controls the trigger pulse generator in favor of a lowering of the load current, characterized in that the second rectifier circuit (12 ) emits an unsmoothed rectified voltage (E \) shifted by a given phase with respect to the applied alternating voltage (Es) , which in a superimposition circuit (Rs, Ri , Ds) is superimposed with a voltage tapped from the voltage divider (7a, Tb, Tc) to generate a phase-variable control voltage (E2) for the trigger pulse generator, the pulse generation phase of which depends on the phase of this control voltage (Ei) , and that the control circuit has a gate circuit (9 ) which lets through the control voltage (E2 ) supplied by the superimposition circuit (R ₅ , Re, D ₅ ) under control by the output signal of the voltage comparison circuit (8) to the trigger pulse generator (10) as a control voltage or blocks it.

2. Rectifier circuit arrangement according to claim 1, characterized in that a capacitor (d) is included for the phase shift of the unsmoothed rectified voltage with respect to the voltage of the AC source in the second rectifier circuit (12).

3. Rectifier circuit arrangement according to claim 1 or 2, characterized in that the superimposition circuit comprises an electrical connection via resistors (Rs, /? Β) from the second rectifier circuit (12) for tapping the voltage divider (7a, Tb) , to which at a middle Point the control voltage (Ei) is tapped.

4. Rectifier circuit according to one of claims 1 to 3, the trigger pulse generator of which has a double base diode, a resistor placed between the emitter and one of the bases of this double base diode and a capacitor and a pulse transformer which are placed between the emitter and the other of the bases of the double base diode , characterized in that the gate circuit (9) has a base circuit which includes a transistor (Qi) of the comparison circuit (8), a closed loop consisting of the phase shift circuit (12) and part of the voltage divider (7a, Tb, Tc) and a switching transistor (Qs ) connected in parallel to the capacitor (Ci) of the trigger pulse generator (10) and that the base bias voltage of the switching transistor (Qs) can be changed by the control voltage (E ₂ ) and the output signal of the voltage comparison circuit (8).

5. Rectifier circuit arrangement according to claim 3, characterized in that the trigger pulse generator (10) consists of a capacitor (Cm) connected to the output terminal of the second rectifier circuit (D \ o \ ), a unidirectional diode thyristor connected in series with a pulse transformer (T ₃ ) (Dm) and a smoothing circuit (Rm, Q02) which is connected in series with a transistor (Qtm) , the conductivity state of which is controllable by the second and third control signals, and that the conductivity of the transistor (Qm) with the increase in the The charging voltage of the capacitor (5) connected to the first rectifier circuit (4) can be increased, the smoothing circuit (R \ o2, C102) being operable to smooth the output voltage of the second rectifier circuit (Dm) and the ignition angle of the connected to the pulse transmitter (Ta) Thyristor (2) is controllable.

6. Rectifier circuit arrangement according to one of claims 1 to 3, characterized in that the trigger pulse generator (10) is an astable multivibrator (Qiou Q702) , that a current control device (Q703) is placed between this astable multivibrator and the direct current source and that the conductivity state of this current control device can be controlled by the gate circuit (9) for initiating and terminating an oscillator process of the astable multivibrator (Qto \, Q702) (FIG . 5f).

7. Rectifier circuit arrangement according to one of claims 1 to 6, characterized in that the comparison circuit (8) has an overcharge protection circuit (14) for switching off the AC voltage source (18) when comparing the output voltage of the voltage divider circuit (7a, Tb, Tc) by the comparison circuit (8 ) In the event that the reference voltage is exceeded, the voltage divider circuit (Tb) consists of a resistor (VR]) with a sliding contact and a variable resistor (VRi) in parallel, with the resistor (VR]) being connected between the sliding contact and the input terminal the overcharge protection circuit (14) a diode (Di) and between one of the fixed contacts of the resistor (VR \) and the input terminal of the overcharge protection circuit (14) a further diode (Ds) is placed.

8. rectifier circuit arrangement according to claim 7, dacijrch that with the overcharge protection circuit (14) when the reference voltage is exceeded by the output voltage of the voltage divider (7a, Tb, Tc) responsive trigger circuit (C ₅ , Rj, T ₄ ) is connected, which the The capacitor (Q) discharges via a load (Lau La2) .

9. Rectifier circuit arrangement according to one of claims 1 to 8, characterized in that the comparison circuit (8) is a Schmitt circuit, wherein a constant voltage conductive Z-diode (ZD) to the

Emitter circuits of two transistors (Qm, Qm) forming the Schmitt circuit is laid.

The invention relates to a rectifier circuit arrangement for connection to an alternating current source via a direct current transformer and for feeding to a capacitor, with a load current control to prevent overcurrents via a thyristor carrying the load current, a first rectifier circuit which rectifies the load current, a voltage divider which divides the capacitor charge voltage for measurement purposes and a between a second rectifier circuit that can be connected to the alternating current source and the voltage divider, which controls a trigger pulse generator controlling the thyristor in phase control, a trigger pulse generator that controls the trigger pulse generator depending on the load current to select the ignition angle, and causes a large ignition angle when the capacitor is completely or almost uncharged, and contains a voltage comparison circuit which compares the voltage at a variable tap of the voltage divider with a reference voltage right and if the capacitor voltage is high enough, it controls the trigger pulse generator in favor of lowering the load current.

It is common to turn on rectifier circuitry connected to a load impermissible inrush current, which represents a considerable load for the components, in particular, if the rectifier circuit is equipped with semiconductor components, the even short-term Cannot tolerate overloads. Such an inrush current occurs in particular when the rectifier circuitry feeds a capacitor, for example the smoothing or to serve the delivery of short-term strong current surges, for example to feed a xenon lamp.

It is known (US-PS 33 28 606), anti-parallel Controlling thyristors or a triac by the AC supply voltage itself. To the interruption or carrying out the control, an auxiliary circuit is used, which corresponds to a selectable, can be switched through by an additional circuit modifiable input variable and thereby the Voltage drops generated for the control of the main circuit. However, there is no overcurrent limitation here intended.

A circuit is also known ("SCR Manual", 1960, page 93, Fig. 7.9) in which the current is limited to protect against overcurrents that can occur when a cold incandescent lamp is switched on, via anti- Thyristors connected in parallel, the control of which is influenced not only by the phase of the supply voltage and an adjustable influence on this phase but also by a control variable that is picked up by a current transformer in the load circuit. So if an overcurrent occurs, after a certain delay the ignition point is shifted back, which brings about the necessary throttling of the current. This current-dependent overcurrent protection circuit can only be sufficient for moderate overcurrents, since it only begins to take effect after they have occurred.
To limit such an overcurrent, a current limiter resistor is known (US Pat. No. 3,373,337), which is connected to the load circuit, when feeding to a capacitor in which the strong current occurs after each discharge of the capacitor. The current limiter resistor also serves to issue overcurrent signals, if necessary, which serve as error signals and are intended to adjust the ignition angle in favor of a current throttling. The known circuit is moreover constructed for a constant output voltage, for which purpose the capacitor charging voltage obtained via a voltage divider is compared with a reference voltage. The circuit, which is relatively complicated for this, is practically unsuitable for controlling the firing angle of the thyristor in such a way that the lowest possible charging voltage is applied when the capacitor is uncharged.

In connection with the pulsed supply of a flash tube, a rectifier circuit arrangement that feeds a capacitor has become known (ÖS-PS 33 75 403), for the recharging of which takes place after each capacitor discharge, a constant current control is provided, which is within the scope of a circuit of the The type mentioned at the beginning for measuring current is operated by a current transformer connected between the rectifier transformer and earth, the output signal of which determines the firing angle for the thyristor or thyristors produced by the oscillator circuit by being connected to a control line of the oscillator circuit. To avoid the charging current comparable to a short-circuit current immediately after the capacitor has been discharged and to avoid an excessively rapid increase in voltage on the capacitor as long as the flash tube is not yet deionized, an additional charge delay circuit is provided, which is due to the ignition or due to a voltage divider and a detector circuit detectable discharge of the control line of the oscillator circuit impresses a control voltage that results in the largest possible ignition angle.The time in which this circuit remains effective until the constant current control takes over the control again results from a capacitor discharge circuit provided in the circuit given time characteristic. According to this prior art, the deficiency caused by the current transformer is partially compensated for in a relatively complicated manner by an additional circuit unit that takes over the load current control after each capacitor discharge. Apart from the complication that this creates, however, the triggering of this additional circuit, which takes place only when the capacitor is discharged, and the pure time characteristic according to which it carries out its charge control program, are disadvantageous. In the event of a short circuit, this results in reclosing. After a gradual capacitor discharge or other cases in which the charging voltage of the capacitor does not exceed a low level due to a defect, there are considerable disadvantages due to the load current, which is then regulated to constant current, which in the event of a sudden countervoltage breakdown only via the current measurement is readjusted

The invention is based on the object without excessive additional circuitry reliable protection of the rectifier circuit also only a short term flows to create. This task is based on a circuit arrangement cfa -