DE2655237B2

DE2655237B2 - Switching device with transistors

Info

Publication number: DE2655237B2
Application number: DE19762655237
Authority: DE
Inventors: Dieter Dipl.-Ing. 8520 Erlangen Hassler
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1976-12-06
Filing date: 1976-12-06
Publication date: 1979-05-17
Also published as: DE2655237C3; FR2373194A1; DE2655237A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltvorrichtung mit Transistoren zum Schalten elektrischer Signale, insbesondere der Sende- und Empfangssignale der Ultraschallschwinger eines Ultraschall-Strahlersystems, wobei in einer Schaltstrecke wenigstens zwei Transistoren gegensinnig zusammengeschaltet sind und den Leitstrecken der Transistoren Dioden parallelgeschaltet sind, die jeweils in Gegenrichtung zur Leitstrecke des zugehörigen Transistors gepolt sind.The invention relates to a switching device with transistors for switching electrical signals, in particular the transmission and reception signals of the ultrasonic transducers of an ultrasonic emitter system, wherein at least two transistors are connected together in opposite directions in a switching path and the Conductive paths of the transistors are connected in parallel with diodes, each in the opposite direction to the conductive path of the associated transistor are polarized.

Solche Schaltungsvorrichtungen sind beispielsweise aus der Zeitschrift »Elektronische Rundschau« Nr. 12, 1959, Seite 439 sowie auch aus der FR-PS 20 50 557 oderSuch switching devices are, for example, from the magazine "Electronic Rundschau" No. 12, 1959, page 439 and also from FR-PS 20 50 557 or

⁴> auch DE-AS 12 70 103 vorbekannt ⁴ > also DE-AS 12 70 103 previously known

In der Ultraschalltechnik sollen beim Einsatz von Ultraschall-Strahlersystemen die Schwingerelemente sowohl während des Sendevorgangs als auch beim Empfang nach vorgei>baren Mustern elektrisch zu- bzw.In ultrasonic technology, the transducer elements should be used when using ultrasonic emitter systems During the sending process as well as during reception, electrically connecting or disconnecting according to predeterminable patterns.

^r><> abgeschaltet werden können. Dies erfordert jedoch die Bewältigung großer Pegelunterschiede bezüglich Strom und Spannung, da beim Senden hohe, beim Empfang hingegen extrem niedrige Signalwerte zu erwarten und im Sperrfall zudem hohe Sperrspannungswerte er- ^r ><> can be switched off. However, this requires coping with large level differences in terms of current and voltage, since high signal values are to be expected when sending, but extremely low signal values are to be expected when receiving, and in the case of blocking, high blocking voltage values are also expected.

^Γ'^Γ) wünscht sind. Darüber hinaus ist auch zu fordern, daß das Übersprechen von einer Schaltleitung auf eine Signalleitung sowie auch das Eigenrauschen der Schalter sehr klein sind. Speziell für die Zuordnung der Schaltvorrichtungen zu einem Ultraschall-Strahlersy- ^Γ ' ^{Γ) are} desired. In addition, it is also required that the crosstalk from a switching line to a signal line and also the inherent noise of the switches are very small. Especially for the assignment of the switching devices to an ultrasonic emitter system

^h0 stern muß außerdem der Platz- und Energiebedarf wegen der großen Anzahl der erforderlichen Ansteuerschalter niedrig gehalten werden, um den Einbau in einem handgehaltenen Gerät zu ermöglichen. Letztere Forderung dürfte nur mit Integrationstechnik möglich ^h0 star must also be kept low because of the large number of required control switches, the space and energy requirements to enable installation in a hand-held device. The latter requirement should only be possible with integration technology

^M sein. ^M be.

Aufgabe vorliegender Erfindung ist es, eine Schaltvorrichtung dahingehend auszubilden, daß vorstehende Bedingungen erfüllt werden.The object of the present invention is to develop a switching device in such a way that the above Conditions are met.

Die Aufgabe wird mit einer Schaltvorrichtung der eingangs genannten Art erfindungsgemäB gelöst durch die gegensinnige Zusammenschaltung von zwei bipolaren Transistoren in der Schaltstrecke in dem Sinne, daß in Abhängigkeit von der Polarität des zu schaltenden ί Signals immer ein Transistor normal, der andere hingegen invers leitend ist, und durch eine solche Bemessung der Bauelemente, daß Amplituden des zu schaltenden Signalstromes, die unterhalb einer Amplitudenschwelle liegen, unverzerrt und ohne Mitwirkung Kt der Dioden übertragen werden, wobei hingegen bei Amplituden über der Schwelle die Schwellspannung jener Diode überschritten wird, die dem invers leitenden Transistor parallelgeschaUet ist, so daß diese Diode dann die Weiterleitung des hochamplitudigen Signal- i~> stromes übernimmtThe object is achieved with a switching device of the above kind erfindungsgemäB mentioned solved by the opposing interconnection of two bipolar transistors in the switching gap in the sense that normal function of the polarity of a switching ί signal always a transistor, the other is, however, inversely conductive, and by dimensioning the components in such a way that amplitudes of the signal current to be switched that are below an amplitude threshold are transmitted undistorted and without the involvement of Kt of the diodes, whereas at amplitudes above the threshold, the threshold voltage of that diode is exceeded that corresponds to the inversely conducting transistor is connected in parallel, so that this diode then takes over the transmission of the high-amplitude signal current

Bipolare Transistoren, deren Einsatz in Verbindung mit einer Schaltvorrichtung der eingangs aufgeführten Art des Standes der Technik durch vorliegende Erfindung erstmalig vorgeschlagen wird, besitzen bekanntlich eine hohe Stromleilfähi^keit (z. B. bis 100 mA bei Stromleitzeiten bis zu ca. I μ5ε^. Hinsichtlich der Stromleitfähigkeit eignen sich also derartige bipolare Transistoren sehr wohl für die Bewäitigung hoher Pegelunterschiede bezüglich Strom und Span- i^r> nung. Bisher ungelöstes Problem des an sich erwünschten Einsatzes bipolarer Schalter war jedoch, daß positive und negative Spannungsanteile einer Betriebswechselspannung nicht gleichzeitig zu sperren waren bzw. im leitenden Zustand der Transistoren nicht beide jü Stromrichtungen gleichzeitig zugelassen sein konnten. Vorliegende Erfindung löst das Problem in einfachster Weise. Bei bipolaren Transistoren, die einen geforderten maximalen Kollektorstrom (beispielsweise von 100 mA) mit nicht zu kleiner Stromverstärkung führen v> können, liegt die Basis-Emitter-Sperrspannung bei kleinen Werten (z.B. 5 bis 10V). Lediglich die Kollektor-Basis- und Kollektor-Emitter-Spannung erreichen in einer Richtung jeweils hohe Sperrspannungswerte. Die gegensinnige Zusammenschaltung wenig- stens zweier bipolarer Transistoren bewirkt also hohe Sperrspannungswerte sowohl für positive als auch negative Spannungsrichtung. Die Übernahme zu sperrender Spannungsteile erfolgt dabei im Sperrzustand der Schaltvorrichtung hinsichtlich positiver Spannun- -r. gen am einen Transistor und hinsi-rhtlich negativer Spannungen entsprechend am anderen Transistor. Die Gegcneinanderschaltung bei Normalbetrieb des einen und gleichzeitigen Inversbetrieb des anderen Transistors ist an sich zwar nachteilig, da bei Inversbetrieb des ίο Transistors in unerwünschtem Maße die Stromverstärkung sinkt. Das Problem wird jedoch beseitigt durch die Dioden parallel zu den Leitstrecken der gegensinnig geschalteten Transistoren. Der Effekt dieser Dioden ist, daß sich zwar in der Nähe des Nullpunktes jeder · durchgeschaltete Transistor wie ein ohmscher Widerstand mit niedrigem Widerstandswert (z. B. ca. 3 Ohm) verhält; kleine Ströme, wie sie beispielsweise gemäß eingangsseitiger Ausführungen in der LJIt₁ aschalltechnik im Empfangsfall von Ultraschallsignalen vorkom- w> men, können unverzerrt und ohne Mitwirkung der Dioden übertragen werden. Steigt der Strom hingegen an und erreicht er entsprechend Amplituden, wie sie beispielsweise im Sendefall auftreten, wird jedoch früher oder später die Schwellspannung jeweils der dem b^r> invers leitenden Transistor parallelgeschalteten Diode überschritten und diese Hiode übernimmt dann die Weiterleitung des hochamplitudigen Signalstromes.Bipolar transistors, the use of which is proposed for the first time by the present invention in connection with a switching device of the type of the prior art listed at the beginning, are known to have a high current conduction capability (e.g. up to 100 mA with current conduction times up to approx. With regard to the electrical conductivity so such bipolar transistors with respect to current and voltage, are very comfortable for Bewäitigung high level differences i ^r> voltage. unsolved problem of bipolar in itself desirable use switch Until now, however, that positive and negative voltage components not to terminate an operating AC voltage simultaneously The present invention solves the problem in the simplest possible way. In the case of bipolar transistors which have a required maximum collector current (for example of 100 mA) with a current gain that is not too small, v> k the base-emitter reverse voltage is at low values (e.g. 5 to 10V). Only the collector-base and collector-emitter voltages achieve high reverse voltage values in one direction. The opposing interconnection of at least two bipolar transistors thus results in high reverse voltage values for both positive and negative voltage directions. The transfer of voltage parts to be blocked takes place in the blocking state of the switching device with regard to positive voltage. on one transistor and correspondingly negative voltages on the other transistor. The counter-circuit during normal operation of one transistor and simultaneous inverse operation of the other transistor is inherently disadvantageous, since the current gain drops to an undesirable extent during inverse operation of the transistor. However, the problem is eliminated by the diodes parallel to the conductive paths of the transistors connected in opposite directions. The effect of these diodes is that, in the vicinity of the zero point, each switched transistor behaves like an ohmic resistor with a low resistance value (e.g. approx. 3 ohms); Small currents, such as those that occur, for example, according to the input side in LJIt ₁ aschalltechnik when receiving ultrasonic signals , can be transmitted without distortion and without the involvement of the diodes. On the other hand, if the current increases and reaches amplitudes such as those that occur, for example, in the case of transmission, sooner or later the threshold voltage of the diode connected in parallel with the b ^r > inversely conductive transistor is exceeded and this diode then takes over the transmission of the high-amplitude signal current.

Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausfuhrungsbeispielen anhand der Zeichnung in Verbindung mit den Unteransprüchen. Es zeigtFurther advantages and details of the invention emerge from the following description of FIG Exemplary embodiments based on the drawing in conjunction with the subclaims. It shows

F i g. 1 ein Ultraschall-Strahlersystem im schematischen Aufbau,F i g. 1 an ultrasonic emitter system in a schematic structure,

F i g. 2 ein Ansteuerkonzept zur Ansteuerung der Wandlerelemente eines Ultraschall-Strahlersystems mit Serien- und Kurzschlußschaltern,F i g. 2 shows a control concept for controlling the transducer elements of an ultrasonic emitter system Series and short circuit switches,

Fig.3, 4 Ausführungsfornien von Serien- bzw. Kurzschlußschaltern gemäß der Erfindung,Fig. 3, 4 execution forms of series or Short-circuit switches according to the invention,

F i g. 5, 6 vorteilhafte Ausgestaltungen von Schaltern gemäß den F i g. 3 und 4.F i g. 5, 6 advantageous configurations of switches according to FIGS. 3 and 4.

In der Fi g. 1 besteht das Ultraschall-Strahlersystem aus einer Vielzahl von an der Vorderfläche eines Trägerteiles T (z. B. Applikatorgehäuse) in Reihe nebeneinander und in Spalten 5Pl, 5P2 ... SPN übereinander angeordneten Ultraschallwandlerelementen. Jede Reihe hintereinander angeordneter Wandlerelemente umfaßt beispielsweise ca. 120 Einzelelemente. Die Zahl übereinander angeordnetei Reihen beträgt vorzugsweise drei. Jeweils drei übereinanderliegende Wandlerelemente bilden eine Spalte des Strahlersystems. Da jede Wandlerelementreihe aus ca. 120 Elementen besteht, umfaßt das Ultraschall-Strahlersystem alio insgesamt 120 Spalten zu jeweils drei übereinander angeordneten Wandlerelementen. Beim Strahlersystem der F i g. 1 sind lediglich die drei übereinanderliegenden Wandlerelemente der ersten Wandlerelementspalte 5Pl auf der linken Seite des Strahlersystems mit Wl, W2 und W3 bezeichnet. Die Durchnumerierung der weiteren Wandlerelemente würde für die jeweils nächstfolgenden Spalten jedoch entsprechend verlaufen.In Fi g. 1, the ultrasonic emitter system consists of a large number of ultrasonic transducer elements arranged one above the other in rows on the front surface of a carrier part T (e.g. applicator housing) and in columns 5Pl, 5P2 ... SPN. Each row of transducer elements arranged one behind the other comprises, for example, approximately 120 individual elements. The number of rows arranged one above the other is preferably three. Three transducer elements, one on top of the other, form a column in the radiator system. Since each transducer element row consists of approx. 120 elements, the ultrasonic emitter system comprises a total of 120 columns, each with three transducer elements arranged one above the other. In the case of the radiator system in FIG. 1, only the three superimposed transducer elements of the first transducer element column 5Pl on the left side of the radiator system are designated with W1, W2 and W3. The consecutive numbering of the further transducer elements would, however, proceed accordingly for the next following columns.

In der Fig.2 ist nun das Ansteuerkonzept für die jeweils drei übereinanderliegenden Wandlerelemente einer jeden Spalte anhand der Wandlerelemente WI, W2, W3 der ersten Spalte 5P1 schematisch näher erläutert. Parallel hierzu liegen entsprechend die weiteren Wandlerspalten 5P2 bis SPN entsprechend Fig. 1. Zum Zu- bzw. Wegschalten einzelner Wandlerelemente, beispielsweise der Wandlerelementspalte 5Pl im Sende- bzw. Empfangsfall, dienen nun den Wandlerelementen jeweils zugeordnete Schalte- 51 bis 56. Davon stellen die Schalter 51, "»3 und 55 hinsichtlich der Wandlerelemente Wl, W2, W3 jeweils Serienschalter dar, während die Schalter 52, 54. 56 sogenannte Kurzschlußhalter sind. Die Ansteuerung der einzelnen Schalter 51 bis 56 erfolgt in der üblichen Weise durch ein erstes Schieberegister (nicht dargestellt) mit der Ansteuerleitung A 1. Im Schemaaufbau der Fig. 2 bezeichnet ferner der Buchstabe 5 den Sender zur Ansteuerung einzelner Wandlerelemente. Die Einschaltung des Senders 5 erfolgt wiederum über Serienschalter 57 mit zugehörigem Kurzschlußschalier 58. Die Ansteuerung erfolgt durch ein zweites Schieberegister (nicht dargestellt) über die Ansteuerleitung A 2. Der Signalempfänger der Anordnung gemäß der Fig. 2 ist mit E bezeichnet. Als Empfangsschalter dient ein Serienschalter 59. In der Anordnung gemäß F i g. 2 arbeiten Serienschalter und Kurzschlußschalter eines jeden Schalterpaares 51 bis 56 beispielsweise im Gegentaktbetrieb, d. h. ist ein Serienschalter geschlossen, so ist der zugehörige Kurzschlußschalter immer offen oder umgekehrt. Mit dem Prinzipschema der F i g. 2 ergibt sich damit folgendes Ansteuerkonzept: Im Sendefall ist der Serienschalter 57 immer geschlossen, während hingegen der Kurzschlußschalter 58 immerIn FIG. 2, the control concept for the three superposed transducer elements of each column is now schematically explained in more detail with reference to the transducer elements WI, W2, W3 of the first column 5P1. The other transducer columns 5P2 to SPN according to FIG Switches 51, "» 3 and 55 each represent series switches with regard to converter elements W1, W2, W3, while switches 52, 54, 56 are so-called short-circuit holders. The individual switches 51 to 56 are controlled in the usual way by a first shift register ( not shown) with the control line A 1. In the schematic structure of Fig. 2, the letter 5 also designates the transmitter for controlling individual transducer elements. not shown) via the control line A 2. The signal receiver of the arrangement g according to FIG. 2 is denoted by E. A series switch 59 serves as the receiving switch. In the arrangement according to FIG. 2, series switches and short-circuit switches of each pair of switches 51 to 56 work, for example, in push-pull operation, ie if a series switch is closed, the associated short-circuit switch is always open, or vice versa. With the principle diagram of FIG. 2 thus results in the following control concept: In the case of transmission, the series switch 57 is always closed, while the short-circuit switch 58 is always closed

geöffnet ist. Ebenso geöffnet ist der Empfangsschalter 59. je nach Ansteuerkonzept der Wandlerelemente WI bis W3 sind auch die Serienschalter 51, S3 oder 55 geschlossen, während die Kurzschlußschalter 52. 54,56 bei zugeordnetem geschlossenem Serienschalter jeweils geöffnet sind. Im Empfangsfall ergeben sich umgekehrte Verhältnisse, d.h., offen sind 57 und weiterhin 58 sowie je nach Tiefenlage der zu erwartenden Echosignale einzelne Serien- oder Kurzschlußschalter 51 bis 56. Geschlossen sind auf jeden Fall der Empfangsschalter 59 sowie die Komplemente der geöffneten Schalter 5 I bis 56.is open. The receiving switch 59 is also open. Depending on the control concept of the transducer elements WI to W3, the series switches 51, S3 or 55 are also closed, while the short-circuit switches 52, 54, 56 are each open when the series switch is assigned closed. In the case of reception, the situation is reversed, that is, 57 and 58 are open and, depending on the depth of the expected echo signals, individual series or short-circuit switches 51 to 56 are closed .

Gemäß der Erfindung ergeben sich nun an den jeweiligen Serien- b/w. Parallelschaltern nach Sende- und Empfangsfall unterschiedliche Bedingungen. Im Sendefall sollte jeder geschlossene Serienschallcr mindestens kurzzeitig, z. B. für 1 (tsec. hohe Stromleitfähigkcit im Bereich von beispielsweise K)OmA aufwei-According to the invention, the respective series b / w. Parallel switches according to and reception case different conditions. in the Every closed series sounder should transmit at least briefly, e.g. B. for 1 (tsec. High current conductivity in the area of, for example, K) OmA

ter-Strecke des Transistors 7*2 nach Masse. Bei negativen Anteilen ergibt sich ein Strompfad entsprechend über die Diode D 2, die Kollektor-Emitter-Strckke des Transistors 7*1 zur Signalquellc. Die sich auf beide Transistoren verteilenden Basis-Steuerströme fließen im ersieren Fall, d. h. bei positiver Signalspannung, unmittelbar gegen Masse, bei negativer Spannung hingegen in umgekehrter Richtung zur Signalquelle ab. Das einseitige Abfließen eines Signalstromes unmittelbar gegen Masse erfolgt jedoch lediglich beim Kurzschlußschaltcr gemäß der Pig. 3. Beim Serien schaller gemäß I i g. 4 besteht hingegen Anschluß des .Signalweges einerseits unmittelbar an die .Signalquelle und andererseits an die Last, d. h. Wanillcrclemente H. Solange im Falle des Sericnschaltcrs der F i g. 4 der Steuerkreis für die Transistoren potentialfrei an die .Signalleitung angeschlossen werden kann (Prinzip des floating input), ergeben sich keine Probleme bezüglichter path of the transistor 7 * 2 to ground. In the case of negative components, a current path results accordingly via the diode D 2, the collector-emitter line of the transistor 7 * 1 to the signal source. In the first case, that is, in the case of a positive signal voltage, the base control currents distributed over the two transistors flow directly to ground, in the case of a negative voltage, on the other hand, in the opposite direction to the signal source. The one-sided discharge of a signal current directly to ground only occurs with the short-circuit switch according to the Pig. 3. In the case of series schaller according to I i g. 4, however, there is a connection of the .Signalweges on the one hand directly to the .Signalquelle and on the other hand to the load, ie Wanillcrclemente H. As long as in the case of the serial switch of FIG. 4 the control circuit for the transistors can be connected potential-free to the signal line (principle of floating input), there are no problems with regard to

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Stromleitfähigkeit ca. '/m dieses Wertes, d. h. allenfalls 10 niA, betragen. Die geöffneten Schaller sollten jedoch jeweils hohe Sperrspannung mindestens im Bereich 40 V unipolar bzw. ± 20 V bipolar aufweisen In den .Schaltmomenten der Sende- und Empfangsphasen soll ein Übersprechen von der Ansteuerleitung des Schalters auf die .Signalleitung weitgehend vermieden werden. Im Sendefall wird von den jeweils geschlossenen Schaltern niedriger Durchlaßwiderstand. /.. B. < 10 Ohm. gefordert, um Sendespanniingsverluste möglichst klein, die Sperrdämpfung hingegen möglichst groß zu halten. Diese Forderungen gelten sinngemäß auch für den Empfangsfall. Zusätzlich wird auch noch niedriges Rauschen bei geschlossenem Schalter gefordert. Der geöffnete Schalter sollte relativ niedrige Kapazität aufweisen. Es muß nämlich beachtet werden, daß parallel zu einem einzigen Wandlerelementplättchen als Signalquellc viele geöffnete Schalter parallel liegen können. Bei zu hoher Kapazität des geöffneten Einzelschalters ergibt sich eine Gesamtkapazität sämtlicher geöffneter Schalter, die eine unerwünschte hohe Belastung der gesamten Wandleranordnung darstellt. Sende· bzw. Empfangssignale werden hierdurch unnötig stark bedämpft.Conductivity approx. 1 / m of this value, d. H. at most 10 niA. The opened sallet should, however each have a high reverse voltage at least in the range of 40 V unipolar or ± 20 V bipolar .Switching moments of the transmit and receive phases should cause crosstalk from the control line of the switch largely avoided on the .signal line. In the case of transmission, the respectively closed Switches with low on-resistance. / .. B. <10 ohms. required to avoid transmission losses as possible small, while keeping the blocking attenuation as large as possible. These requirements apply accordingly also for the reception case. In addition, there will also be Low noise required when the switch is closed. The open switch should be relatively low Have capacity. It must be noted that in parallel with a single transducer element plate as Signalquellc many open switches can be parallel. If the capacity of the opened one is too high Individual switch results in a total capacity of all open switches that is undesirably high Represents loading of the entire transducer arrangement. Transmitting and receiving signals are thereby unnecessary heavily damped.

Schalter, die diese Bedingungen bereits in gutem Maße erfüllen, sind in den F i g. 3 und 4 dargestellt. Der Schalter der F i g. 3 ist dabei in typischer Kurzschlußschalter, während der Schalter nach der F i g. 4 den Serienschalter darstellt. Jeder der beiden Schalter ist dabei im Grundkonzepl der Erfindung gleichartig aufgebaut. Es enthält jeder der Schalter also insgesamt zwei bipolare Transistoren 7*1 und 7*2. die in der dargestellten Weise gegeneinander geschaltet sind. Parallel zu den Lehstrecken der Transistoren TX bzw. 72 liegen gemäß der Erfindung die Dioden D 1 bzw. D 2. Die Ansteuerung der Transistoren Ti und T2 erfolgt über Ansteuerwiderstände RX, R2, R3 und /?4 sowie Halbleiterdioden D3 und D4. Das Schaltkonzept ist relativ einfach. Im Sperrzustand der Schalteranordnung werden hohe positive Spannungen durch den Transistor T2 und die Dioden D 2 unf D's abgeblockt. Bei negativen Spannungen erfolgt im Sperrzustand hingegen Abblockung durch den Transistor T\ sowie die Dioden DX und D 4. Soll der Schalter hingegen durchgeschaltet werden, d. h. sollen die Transistoren TX und 7"2 in den leitenden Zustand gesteuert werden, ergibt sich je nach Polarität der Spannung U_s Stromdurchschaltung bei hohen Signalspannungen für Dositive Anteile über die Diode D1, die Kollektor-Emit-Switches which already meet these conditions to a good extent are shown in FIGS. 3 and 4 shown. The switch of the F i g. 3 is a typical short-circuit switch, while the switch according to FIG. 4 represents the series switch. Each of the two switches is constructed in the same way in the basic concept of the invention. Each of the switches contains a total of two bipolar transistors 7 * 1 and 7 * 2. which are connected to one another in the manner shown. According to the invention, the diodes D 1 and D 2 are parallel to the defective sections of the transistors TX and 72. The transistors Ti and T2 are controlled via control resistors RX, R2, R3 and /? 4 and semiconductor diodes D3 and D4. The switching concept is relatively simple. In the blocking state of the switch arrangement, high positive voltages are blocked by the transistor T2 and the diodes D 2 and D's. In the case of negative voltages, on the other hand, blocking occurs in the blocking state by the transistor T \ and the diodes DX and D 4. If, however, the switch is to be switched through, ie if the transistors TX and 7 "2 are to be switched to the conductive state, the result depends on the polarity of the Voltage U _s Current through-connection at high signal voltages for dositive components via the diode D 1, the collector-emit-

einfacheren Schallungstechnik mit Glcichstromkopplung angesteuert werden, so muß entweder der Signalgenerator .S'odcr der Verbraucher W(odcr beide) eine Gleichstromvcrbindiing nach Masse aufweisen, über die die Anstcucrströmc abfließen können. An dererscits muß jedoch auch schaltungsgcmäß gewährleistet sein, daß auch bei extrem hoher Signalspannung ein Ansteuerstrom fließen kann. Beim Serienschalter der Fi , \ ist daher eine mögliche Ansteuerschaliung gestrichelt angedeutet, die neben dem eigentlichen Anstcucrtransistor 7"6 (der auch bei der Ansteuerung des Kurzschlußsclvjlters gemäß Fig. 3 vorgesehen ist; eine Konstanlstromquellc. bestehend aus einem weiteren Transistor 7*5 mit Tcilerwiderständen RT. RS, 7*9, einer normalen Halbleiterdiode D 5 und einer Zenerdiode Db, umfaßt. Die Konstantstromqucllc wird von einer Speise- oder Versorgungsspannung betrieben, die um einige Volt größer ist als die höchst vorkommende Signalspannung des Senders 5. Bei Betrieb des Ultraschall-Strahlersyslems beträgt die Versorgungsspannung vorzugsweise (Λ = (Λ + 15 Volt. Durch die Konstantregelung des Steuerstroms wird verhindert, daß der Basisstrom signalspannungsabhängig wird.Either the signal generator S or the consumer W (or both) must have a direct current connection to ground through which the input currents can flow. On dererscits, however, it must also be ensured in terms of the circuit that a control current can flow even with an extremely high signal voltage. In the series switch of Fi , \ , a possible control circuit is therefore indicated by dashed lines, which in addition to the actual control transistor 7 "6 (which is also provided for controlling the short-circuit circuit according to FIG RS, 7 * 9, a normal semiconductor diode D 5 and a Zener diode Db . The constant current source is operated by a feed or supply voltage which is a few volts higher than the highest signal voltage of the transmitter 5. When the ultrasound is in operation -Strahlersyslems, the supply voltage is preferably (Λ = (Λ + 15 volts. The constant regulation of the control current prevents the base current from becoming dependent on the signal voltage.

Bei letztgenanntem Ansteuerkonzept entstehen bei hohen Versorgungsspannungen gewöhnlich auch hohe Verlustleistungen in der Ansteuerschaltung. Der Steuerstrom muß nämlich je nach den Erfordernissen des höchsten vorkommenden Signalstroms ausgelegt werden, so daß das Produkt aus Strom und Spannung, d. h. die Verlustleistung, groß wird. Wenn nun jedoch, wie es bei der speziellen Anwendung des Schalters bei der Ultraschall-Plus-Echo-Methode der Fall ist, ii, der Sendephase nur für sehr kurze Zeit ein hoher Signalstrom zu fließen hat, während hingegen in der Empfangsphase über eine wesentlich längere Zeit lediglich niedrige Empfangsströme auftreten, wäre es vorteilhaft, die hohe Versorgungsspannung samt hohem Steuerstrom nur während der kurzen Sendephase bereitzustellen, in der langen Empfangsphase hingegen die Spannungs- und Stromwerte entsprechend auf niedrigere Werte zu steuern. Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung der Ausführungsbeispiele nach den Fig.3 und 4 könnte dies anstelle Eingriff in der externen Steuerung (z. B. Versorgungsspannung immer größer als Signalspannung) durch Selbststeuerung bewältigt werden. In einem solchen Fall kann auf eine hohe Versorgungsgieichspannung verzichtet werden, weil der Signalgenerator mit hohen Stromwerten selbst den Steuerstrom liefert. Man erhält dann eine optimaleWith the latter control concept, high supply voltages usually also result in high voltages Power losses in the control circuit. The control current must namely depending on the requirements of the highest signal current occurring, so that the product of current and voltage, i. H. the power dissipation becomes large. If, however, like it is the case with the special application of the switch in the ultrasonic plus echo method, ii, the A high signal current only has to flow for a very short time in the transmission phase, whereas in the Reception phase only low reception currents occur over a significantly longer time, it would be advantageous, the high supply voltage and high control current only during the short transmission phase in the long reception phase, on the other hand, the voltage and current values accordingly control lower values. According to an advantageous embodiment of the embodiments according to 3 and 4 could do this instead of intervening in the external control (e.g. always supply voltage greater than signal voltage) can be managed by self-control. In such a case, a high supply voltage can be dispensed with, because the signal generator with high current values itself supplies the control current. You then get an optimal one

Anpassung des Sleuerslromes an den jeweiligen licdari. I.ine Schallungsmodifikalion. die diesen Bedingungen genügt, d. h. tlie Selbststeuerung vorsieht, ist in der I'ig. 5 angedeutet. Die Schallungsordnung nach der I·' i g. 0 unterscheidet sich von der bisherigen Anordnung der I ig. J und 4 insbesondere durch zwei weitere gegencinandergeschaltete komplementäre Transistoren T'i .md 7'4. Wird die Signalspannung i/, jetzt größer als die Vcrsorgungsspannung //, {/.. B. bei i/, = 20 V), so sind die Transistoren TI und T2 ausgeschaltet. An ihrer Stelle übernehmen jel/l die Transistoren T3 und Γ4 wechselweise die Ströme. Ist der Strom positiv, so ergibt sich ein Slrompfad über die Diode I) I. ilen Transistor /4 und die Diode /^H /iir I .asl W. Im umgekehrten lall ergibt sich d'-r Slroniweg über die Diode I) 2. ilen Transistor Ii und die Diode I) 7. Hei Signalspanmingcn kleiner als die Versorguni'sspariniing II, sind 7 J und /4 außer Itclrieb. während entsprechend 72 b/w. I) 2 und I)X leitend Mini Uli kleinen .Siiöiiien null .Spannungi-M (Kmpfangsfall: arbeitet die .Schallvorrichtung unverändert wie auch bei den Tig. i und 4. Die Sperrphase übernehmen bei positiven Spannungen die Transistoren 7 2. 7 4 und 7 5 sowie die Dioden 1)2. I) 3 und /; 10. Hei negativen Spannungen ergibt sich gleiches hinsichtlich der I ransisloren 7 1. 7 3 und Th sowie der Dioden I)X und 1)4. Von ilen neu eingefügten Halbleiterdioden I) 7 bis /JIO sind die Dioden /J9 und DXQ reine Knikoppeldioden. Die Dioden 1)7 und 1)8 dienen hingegen zur Verminderung des Kapa/itätsucrlcs des geöffneten Schalters bei Parallelschaltung der Transisn ι en 7 3 und 7 4 /n den Transistoren 71 und 72. Die Transistoren 7 5 und 7"h sirul digital arbeitende Schaltlransisloren. lic/üglich der Integrierfähigkeit hat die Schaltungsanordnung gemäß I'ig. 3 jedoch den Nachteil, daU komplementäre Ί ransisloren gerade in jenen Zweigen benötigt werden, die hohe Ströme führen. Die inlegrierbaren (lateralen; pnp- Transistoren erreichen nun jedoch nur bei kleinen Strömen annehmbare Stromverstärkungswerte. Sie sollten daher möglichst nur im l.ogikleil der Schaltvorrichtung eingcset/t werden, l.el/lercs geschieht in der Schaltungsmodifikation der I i g. b. Kin wesentlicher Unterschied /wischen der Schaltungsanordnung der I i g. 6 und jener der I"ig. 5 besieht darin, daß unter Wegfall 'er Dioden I) 7 und 1)8 die Kollektoren der I ransistoren 7'3 und 74 nunmehr direkt an die Basen der Transistoren 71 und T2 angekoppelt sind. Bei kleinen Strömen b/w. Spannungen (Krnpfangsfall) spielen die Transistoren 73 und T4 keine Rolle, d. h. die Schaltung entspricht dem Grundkonzept der F i g. 3 und 4. Bei großen positiven Momcntanspannungen fließt jedoch bei eingeschaltetem Schalter (Transistor T5 leitend; ein Strom über die Diode D 1, den Transistor T4, den ohmschen Widerstand R 13 und die Diode DIl /um Transistor T5. Dadurch wird der Transistor T4 in den leitenden Zustand gebracht. Der Transistor T2 arbeitet daraufhin wie eine Diode. Der Basisstrom für den Transistor T2 wird also vom Wechselstromgenerator selbst gelicrfert, wobei jedoch der Hauptstrom weiterhin durch D1 und T2 fließt. Bei ausgeschaltetem Schalter übernehmen die Bauelemente D 3, T2, T4, D 12 und DI die Sperrspannung. Wegen der Symmetrie der Schallung erübrigt sich die Beschreibung für die umgekehrte Stromflußrichtung bei negativen Momentanspannungen. Die Verzerrungsgrenze der Schaltung liegt wie vorher bei /wer Dioden-Schwellspannungen. Die Kapazität jeweils ausgeschalteter Transistoren T3 und T4 addiert sich allerdings zu ca. 7% (je nach Größe von R 1 oder R 4) zum schon vorhandenen Sperrwert. Da clic Transistoren 7.3 und 7'4 jedoch keine großen Ströme zu führen haben, können sie auch relativ kapazilälsarm ausgebildet werden. Mit der Schallungsanordnung gemäß der T" i g. b ergibt sich darüber hinaus auch noch folgender Vorteil: Wie vorstehend bereits angedeutet, kann der Basis-Anstciicrstrom u. U. auf die Analogsignale störenden Einfluß ausüben. Dies gilt insbesondere im Kmpfangsfall bei schwachen Signalen.Adaptation of the Sleuerslromes to the respective licdari. I. a form modification. which satisfies these conditions, that is, provides for self-control, is in the act. 5 indicated. The schallungsordnung according to the I · 'i g. 0 differs from the previous arrangement of the I ig. J and 4 in particular by two further complementary transistors T'i .md 7'4 connected in opposition to one another. If the signal voltage i /, is now greater than the supply voltage //, {/ .. B. at i /, = 20 V), the transistors TI and T2 are switched off. In their place, jel / l the transistors T3 and Γ4 alternately take over the currents. If the current is positive, there is a current path through the diode I) I. ilen transistor / 4 and the diode / ^ H / iir I .asl W. In the reverse lall there is d'-r Slroniweg via the diode I) 2 . ilen Ii transistor and the diode I) 7. Hei Signalspanmingcn smaller than the Versorguni'sspariniing II are 7 J and / 4 except Itclrieb. while correspondingly 72 b / w. I) 2 and I) X conductive Mini Uli small .Siiöiiien zero .Voltagei-M (Kmpfangsfall: the .Sound device works unchanged as with the Tig 7 5 as well as the diodes 1) 2. I) 3 and /; 10. The negative voltages result in the same with regard to the I ransisloren 7 1. 7 3 and Th as well as the diodes I) X and 1) 4. Of all of the newly added semiconductor diodes I) 7 to / JIO, the / J9 and DXQ diodes are pure Knikoppeldiodes. The diodes 1) 7 and 1) 8 , however, serve to reduce the Kapa / itätsucrlcs of the open switch when the transistors 7 3 and 7 4 / n are connected in parallel with the transistors 71 and 72. The transistors 7 5 and 7 ″ h sirul digitally working Switching transistors, due to the ability to integrate, the circuit arrangement according to Fig. 3 has the disadvantage that complementary transistors are required precisely in those branches that carry high currents The currents flow acceptable current amplification values. They should therefore only be used in the logical part of the switching device Fig. 5 means that with the elimination of the diodes I) 7 and 1) 8, the collectors of the transistors 7'3 and 74 are now coupled directly to the bases of the transistors 71 and T2 d. With small currents b / w. The transistors 73 and T4 play no role in voltages (emergency case), ie the circuit corresponds to the basic concept of FIG. 3 and 4. In the case of large positive instantaneous voltages, however, when the switch is switched on (transistor T5 conductive; a current flows through the diode D 1, the transistor T4, the ohmic resistor R 13 and the diode DIl / around the transistor T5. This turns the transistor T4 into The transistor T2 then works like a diode. The base current for the transistor T2 is thus supplied by the alternator itself, but the main current continues to flow through D 1 and T2. When the switch is switched off, the components D 3, T2, T4, D 12 and DI the reverse voltage. Because of the symmetry of the sound, the description for the reverse current flow direction is superfluous with negative instantaneous voltages. The distortion limit of the circuit is, as before, at / where diode threshold voltages however to about 7% (depending on the size of R 1 or R 4) of the already existing locking value Ansistors 7.3 and 7'4, however, do not have to carry large currents, they can also be designed to have a relatively low capacitance. The sound arrangement according to T "i g. B also has the following advantage: As already indicated above, the basic input current can, under certain circumstances, have a disruptive influence on the analog signals. This is especially true in the case of weak signals.

to Gerade im Kmpfangsfall wird jedoch der Basisstrom unabhängig von der Signalspannung extern eingeprägt. Dies ergibt jedoch nun die Möglichkeit, eine Kliminic rung des Hasissiromes aus der Signallcitiing durch Subraktion eines entsprechend gleich großen Stromes.However, especially in the case of reception, the base current is impressed externally regardless of the signal voltage. However, this now gives the possibility of a Kliminic tion of the Hasissirome from the Signalcitiing through Subtraction of a correspondingly equal current.

Hierzu dienen ein Zusat/transislor 7 7 nebst einem Widersland R 20 in der Schaltungsanordnung gemäß T i g b. Der Transistor 7 7 ist nur dann leitend, wenn über den Transistor 7h Steuerstrom an die Transistoren 7 5 lind 72geiieieri wild. Der emgepiägie SieucrMtum wird in der Größe dabei im wesentlichen von der Versorgungsspanniing (/, und den Widersländen R 2 und R 3 bestimmt. Der Widerstand R 20 ist nun in seiner (iröße so gewählt, daß der über ihn fließende I cilstrom gerade gleich der Summe der beiden mittels Transistor 7'h und den Widerständen R 2 b/w. R 3 eingeprägten Steuerströme für die Transistoren 71 und 7'2 ist (Stromscnkc). Die beiden Dioden I) 13 und I) 14 dienen hierbei zur Kompensation des Temperaturganges der Dioden I)2 und I)4 und der Basis-Kmilter-Streckcn derAn addition / transislor 7 7 and an opposing country R 20 in the circuit arrangement according to T ig b serve for this purpose. The transistor 7 7 is only conductive when control current to the transistors 7 5 and 72 geiieieri wild via the transistor 7h. The magnitude of the emgepiägie SieucrMtum is essentially determined by the supply voltage (/, and the opposites R 2 and R 3. Resistance R 20 is now selected in its size so that the Icilcurrent flowing through it is exactly equal to the sum by means of the two transistor 7'h and the resistors R 2 b / w. R 3 is embossed control currents for the transistors 71 and 7'2 (Stromscnkc). the two diodes I) 13 and I) 14 serve in this case to compensate for the temperature response of the Diodes I) 2 and I) 4 and the basic filter section of the

jo Transistoren Tl und 72. Mit der genannten Kompensationsschaltung ist eine Unterdrückung des Störcinflusses des Basis-Anstcuerstromcs um ca. 20 bis 3OdH möglich. Die Vorsehung einer Konslanlsiromqiielle, bestehend aus dem Transistor T7 und dem Widersland R 20, ermöglicht ferner auch die Kompensation sogenannter Offset-Spannungen der Transistoren 71 und T2. Bekanntlich beträgt diese Offset-Spannung bei normaler Betriebsart des Transistors Tl oder 7'2 einige mV, /. B. 5 mV. In Inversrichtung liegt hingegen dieser Spannungswert bei ca. 'Λυ des Normalwcrles, al"-o beispielsweise bei ca. 0.5 mV. Vorteilhaft ist es also, den Basis-Anstcuerstrom durch die jeweilige Kollektordiode des Transistors TI oder T2 anzuleiten (Inversbe-Iricb). Zu diesem Zwecke kann nun gemäß Vorschlag der F i g. 6 die Leitungsverbindung zwischen dem Widerstand R 20 und dem Punkt /'1 der Schallungsanordnung abgetrennt und statt dessen der Widerstand R 20 mit dem Punkt P2 zwischen den beiden Dioden DX und D 2 (gestrichelt angedeutet; verbunden werden.jo transistors T1 and 72. With the compensation circuit mentioned, it is possible to suppress the interference of the base drive current by approx. 20 to 30dH. The provision of a Konslanlsiromqiielle, consisting of the transistor T7 and the contradiction R 20, also enables so-called offset voltages of the transistors 71 and T2 to be compensated. As is known, this offset voltage amounts to a few mV, / in normal operating mode of the transistor T1 or 7'2. B. 5 mV. In the inverse direction, on the other hand, this voltage value is approximately 0.5 mV, for example approximately 0.5 mV. It is therefore advantageous to pass the base drive current through the respective collector diode of the transistor TI or T2 (inverse-Iricb). For this purpose, according to the proposal in FIG. 6, the line connection between the resistor R 20 and the point / '1 of the sound arrangement can be separated and, instead, the resistor R 20 with the point P2 between the two diodes DX and D 2 (dashed lines) indicated; to be connected.

Durch diese Schaltungsmaßnahmc wird nun das Potential im Punkt P2 durch die Stromquelle so lange abgesenkt, bis der eingestellte Strom erreicht ist. Die Basisströme der Transistoren Tl und T2 fließen dann zwangsläufig durch die Kollcktordiodcn und zu geringem Teil auch noch durch die Basiswiderstände R X bzw. R 4. Lediglich ein ganz geringer Fehlerstrom, der durch nicht ganz exakte Einstellung der Konstantstromquellen entstehen kann, fließt dann noch über die Emitterdioden. Aufgrund der GegeneinanderschaltungAs a result of this circuit measure, the potential at point P2 is now lowered by the current source until the set current is reached. The base currents of the transistors Tl and T2 then flow inevitably by the Kollcktordiodcn and to a small extent even by the base resistors RX and R 4. Only a very small fault current which can be caused by not quite exact setting of the constant current sources, then flows over the Emitter diodes. Due to the mutual connection

W) der Transistoren Tl und T2 im erfindungsgemäßen Sinne ergibt sich somit auch eine Kompensation der Offset-Spannungen bt'¹ den dargestellten zusätzlichen Schallungsmaßnahmen der F i g. 6.W) of the transistors T1 and T2 in the sense of the invention thus also results in a compensation of the offset voltages bt ' ^{1 of} the additional sounding measures shown in FIG. 6th

Bei den Schaltvorrichtungcn der F i g. 3 bis 6 sind die bipolaren Transistoren Tl bzw. T2 in der Gegcncinanderschallung kollektorseitig miteinander verbunden. Selbstverständlich bietet sich bei Bedarf aber auch eine solche Gcgencinandcrschaltung an. wo jeweils dieIn the switching devices of FIG. 3 to 6 are the bipolar transistors T1 and T2 in the counter-sounding Connected to each other on the collector side. Of course, there is also one if required such synchronization. where each the

!'!milter beider Transistoren miteinander verbunden sind. Auch diese Schaltungsmöglichkcit fällt selbstverständlich inil unter die [-!rfindung. !!nlspreehcndcs gill auch für solche Modifikationen, in denen beispielsweise auch der Widersland R 2 durch eine Transistorstromquellc ersetzt wird. Hiermit ergibt sich die Möglichkeit der spannungsunabhungigen freien Ansteuerung. Insbesondere kann durch Variation der Busisspannung des StromquellcntransKtors die Anstcuereinst/omung der bipolaren Transistoren von extern frei gewählt werden.! '! milter of both transistors are connected to each other. Of course, this switching option also falls within the scope of the invention. !! nlspreehcndcs also apply to modifications in which, for example, the contradiction R 2 is also replaced by a transistor current source. This results in the possibility of voltage-independent free control. In particular, the control setting of the bipolar transistors can be freely selected externally by varying the bus voltage of the power source transistor.

So kann die Slörschwclle für Störspannungcn (/.. H. .Schallknacks) an d<.i Uedarfsfall entsprechend angepaßt werden; beispielsweise kann also bei geringer Anforderung an Stromleitfahigkeil und hoher Anforderung an Slörfreiheit ein niedriger, bei umgekehrten Verhältnissen hingegen ein höherer Anstcuerstroniweri gewählt werden. Die genannten Vorteile lassen sich in derselben Weise auch hinsichllich des Transistors ΤΊ in Verbindung mit dem Widersland K 20 bei entsprechender Modifikation erreichen.In this way, the noise threshold for interference voltages (/. For example, if there are low demands on Stromleitfahigkeil and high demands on freedom from interference, a lower trigger can be selected, whereas if the situation is the opposite, a higher triggering current can be selected. The advantages mentioned can also be achieved in the same way with regard to the transistor ΤΊ in connection with the contradiction K 20 with appropriate modification.

Hier/u 2 IiInIl ZHere / u 2 IiInIl Z

Claims

Patent claims:

1. Switching device with transistors for switching electrical signals, in particular the transmission and reception signals of the ultrasonic transducers of an ultrasonic emitter system, at least two transistors being connected in opposite directions in a switching path and diodes being connected in parallel to the conductive paths of the transistors, each in the opposite direction to the conductive path of the associated Transistors are polarized, characterized by the opposing interconnection of two bipolar transistors (TX, 72) in the switching path in the sense that, depending on the polarity of the signal to be switched, one transistor is always normal, the other is inversely conductive, and by one Such dimensioning of the components that amplitudes of the signal current to be switched which are below an amplitude threshold are transmitted undistorted and without the involvement of the diodes (DX, D 2) , whereas the threshold voltage of that diode is exceeded at amplitudes above the threshold n, which is connected in parallel to the inversely conducting transistor, so that this diode then takes over the forwarding of the high-amplitude signal current.

2. Switching device according to claim 1, characterized in that a control current source is used to control the transistors (TX, T2) which, at least in the case of the series circuit, is connected to ground on one side.

3. Switching device according to A ") claim 2, characterized in that the control current source comprises a constant current source (T5, R 7 bi: R9, D5, D6) for the control current.

4. Switching device according to claim 3, characterized in that the supply voltage (Uv) of the constant current source has a voltage value greater than the highest expected signal voltage value (Us).

5. Switching device according to claim 2 or 3, characterized in that the supply voltage (Uv) of the control current source is at a voltage value less than the highest expected signal voltage value (U _s ) and that the bipolar transistors (Ti, T2) bypass switching means (Ti , 74) are assigned, which close a signal current path to bypass the bipolar transistors (Ti, T2) for the period of time in which the signal voltage (U,) exceeds the supply voltage value f V »).

6. Switching device according to claim 5, characterized in that at signal voltage values (U _s ) smaller than the supply voltage (U _v ) of the control current source, the bridging switching means (TX TA) are blocked, the bipolar transistors (Ti, T2), however, each in the sense of the circuit can be activated by signal currents.

7. Switching device according to claim 5 or 6, characterized in that the bridging switching means corresponding to the bipolar transistors (Ti, T2 ) contain complementary transistors (73, Γ4) connected in opposite directions.

8. Switching device according to claim 8, characterized in that the complementary transistors (T3, TA) in emitter coupling on the collector side, but in collector coupling via the emitter side

Blocking diodes (D 7, D 8) are connected to the emitters of the complementarily coupled bipolar transistors (Ti, T2).

9. Switching device according to claim 8, characterized in that with collector or emitter coupling of the bipolar transistors (Ti, T2), the complementary transistors (T3, TA) are always connected between the collectors and bases of the bipolar transistors (Ti, T2) , so that at high signal voltage, one of the complementary transistors (T3, T4) is always switched to the conductive state and thus the bipolar transistor (Ti, 72) assigned to it is switched to diode operation

10. Switching device according to claim 9, characterized in that in the control circuit for the bipolar transistors (Ti, 72) an additional current generator (- U _n 77, R 20) is present, which the base control currents of the bipolar transistors (TX, 72) a current superimposed in opposite directions by approximately the sum of the base currents

11. Switching device according to claim 10, characterized in that the additional current generator (-U _v , 77, R 20) connected in parallel to the bipolar transistors (Ti, 72) in the symmetry connection between the two, the conductive paths of the transistors (TX, 72) Diodes (Di, D2) is coupled