JP2014011941A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低廉かつ簡易な回路構成により入力電流がゼロとなる時点を検出可能な力率改善回路を備える電源装置を提供する。
【解決手段】電源装置１０は、第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチング素子Ｑ１と第３の整流素子Ｄ３からなる第１の直列回路と、第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチング素子Ｑ２と第４の整流素子Ｄ４からなる第２の直列回路と、第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチング素子Ｑ１の接続点と第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチング素子Ｑ２の接続点との間に接続されたリアクトルＬ１と、交流電源Ｖａｃの極性を検出するＡＣ極性検出回路４と、リアクトル電流を検出する電流検出部５とを備え、電流検出部５は、リアクトルＬ１を一次側とするトランスＴｒを有し、トランスＴｒの二次側から出力されるリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２に基づいて第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御して、所望の直流電圧を負荷回路２に供給する。
【選択図】図１

Description

本発明は、力率改善回路機能を有する電源装置に関し、特に、電源装置が備えるブリッジレス力率改善回路の臨界モード動作に関する。

従来、負荷に対して電力を供給するために、入力される交流電源の交流電圧を整流後、所望の交流または直流電圧に変換して負荷に供給する電源装置が広く用いられている。このような電源装置には、その力率を改善し、また、装置から発生するＥＭＩノイズを低減するために、力率改善回路を設けることが要求される。そのため、電源装置の一般的な構成では、その入力段に、ダイオードブリッジからなる整流回路と、昇圧コンバータ回路からなる力率改善回路が実装される。

近年、電源装置において、昇圧動作による力率改善機能と整流機能を兼備することにより前段のダイオードブリッジを不要とした、所謂ブリッジレス力率改善回路も提案されている（例えば、特許文献１参照）。この力率改善回路は、電源装置の入力段を簡易な回路により構成し、かつ、ダイオードの導通損失を低減することが可能な点で、整流回路と力率改善回路とを個別に設けた構成よりも有利なものである。

特開２０１１−１５２０１７号公報

一般に、力率改善回路の動作モードとして、臨界モードがある。臨界モードでは、主スイッチング素子のオフ期間中にリアクトル電流がゼロとなる時点を検出し、その検出の直後に主スイッチング素子がオンとなるように、主スイッチング素子のオン・オフが制御される。したがって、力率改善回路を臨界モードで動作させるためには、リアクトル電流がゼロとなる時点を検出する必要があり、そのための電流検出技術として、特許文献１に記載の力率改善回路のように、従来、カレントトランスまたは電流検出用の抵抗を用いるのが一般的である。

しかしながら、例えばカレントトランスを用いた電流検出技術は、必要な検出精度を確保するためにリセット回路等の追加の回路が必要となり、回路構成及びその制御が複雑化するという問題がある。また、入力電流の経路に電流検出用の抵抗を接続した場合には、抵抗における発熱や電力損失によって、力率改善回路、ひいては電源装置の小型化及び高効率化の障害となるおそれがある。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、低廉かつ簡易な回路構成によりリアクトル電流がゼロとなる時点を検出することが可能な力率改善回路を備える電源装置を提供することを目的とする。

以下の発明の態様は、本発明の構成を例示するものであり、本発明の多様な構成の理解を容易にするために、項別けして説明するものである。各項は、本発明の技術的範囲を限定するものではなく、発明を実施するための最良の形態を参酌しつつ、各項の構成要素の一部を置換し、削除し、又は、さらに他の構成要素を付加したものについても、本願発明の技術的範囲に含まれ得るものである。

（１）第１の整流素子（Ｄ１）と第１のスイッチング素子（Ｑ１）と第３の整流素子（Ｄ３）あるいは第３のスイッチング素子（Ｑ３）とからなる第１の直列回路と、第２の整流素子（Ｄ２）と第２のスイッチング素子（Ｑ２）と第４の整流素子（Ｄ４）あるいは第４のスイッチング素子（Ｑ４）とからなり、前記第１の直列回路に並列接続される第２の直列回路と、前記第１及び第２の直列回路と負荷回路とに並列接続される平滑コンデンサ（Ｃ１）と、一端が前記第１の整流素子（Ｄ１）と第１のスイッチング素子（Ｑ１）の接続点に接続され、他端が前記第２の整流素子（Ｄ２）と第２のスイッチング素子（Ｑ２）の接続点に接続されるリアクトル（Ｌ１）と、を含む力率改善回路と、前記交流電源（Ｖａｃ）の交流電圧および前記負荷回路に出力される出力電圧を入力するとともに、少なくとも前記第１及び第２のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）のスイッチング動作を制御する制御回路部と、を備えており、前記交流電源（Ｖａｃ）は、その一端が前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）と第３の整流素子（Ｄ３）あるいは第３のスイッチング素子（Ｑ３）との接続点に接続され、他端が、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）と第４の整流素子（Ｄ４）あるいは第４のスイッチング素子（Ｑ４）との接続点に接続されているとともに、前記交流電源（Ｖａｃ）の正負の極性を検出する交流極性検出部と、前記リアクトル（Ｌ１）に流れるリアクトル電流（ＩＬ１）を検出する電流検出部とをさらに備え、前記電流検出部は、前記リアクトル（Ｌ１）を一次側とするトランス（Ｔｒ）を有しており、前記トランス（Ｔｒ）の二次側から前記リアクトル電流に応じて出力されるリアクトル電流検出信号に少なくとも部分的に基づいて前記第１及び第２のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）を制御して、所望の直流電圧を前記負荷回路に供給する電源装置（請求項１）。

（２）（１）項に記載の電源装置において、前記リアクトル電流検出信号は、前記トランス（Ｔｒ）の二次側に発生する１以上の誘導電圧に基づいて生成され、それぞれの誘導電圧は、前記交流電源（Ｖａｃ）が正の半周期の間に発生する場合の極性と、前記交流電源（Ｖａｃ）が負の半周期の間に発生する場合の極性が、互いに逆極性であることを特徴とする電源装置（請求項２）。

（３）（１）または（２）項に記載の電源装置において、前記交流電源（Ｖａｃ）の正の半周期及び負の半周期は、前記交流極性検出部から出力される交流極性検出信号に基づいて判別されることを特徴とする電源装置（請求項３）。

（４）（２）または（３）項に記載の電源装置において、前記トランス（Ｔｒ）の二次側に発生する誘導電圧は第１及び第２の誘導電圧を含み、前記リアクトル電流検出信号は、それぞれ前記第１及び第２の誘導電圧に基づいて生成される第１及び第２のリアクトル電流検出信号を含んでおり、前記交流電源（Ｖａｃ）の正の半周期の間に発生する前記第１の誘導電圧の極性と、前記交流電源（Ｖａｃ）の負の半周期の間に発生する前記第２の誘導電圧の極性は一致し、かつ、前記交流電源（Ｖａｃ）の負の半周期の間に発生する前記第１の誘導電圧の極性と、前記交流電源（Ｖａｃ）の正の半周期の間に発生する前記第２の誘導電圧の極性は一致することを特徴とする電源装置（請求項４）。

（５）（４）項に記載の電源装置において、前記第１のリアクトル電流検出信号、前記第２のリアクトル電流検出信号、及び前記交流極性検出信号が入力され、前記交流電源（Ｖａｃ）の正の半周期及び負の半周期に応じて、前記第１のリアクトル電流検出信号及び前記第２のリアクトル電流検出信号のいずれか一方に基づいて生成される信号を出力する切替部をさらに備えることを特徴とする電源装置（請求項５）。

本発明に係る力率改善回路は、以上のように構成したため、低廉かつ簡易な回路構成によりリアクトル電流がゼロとなる時点を検出することが可能な力率改善回路を備えた電源装置を提供することができる。

本発明の第１の実施形態における電源装置を示す回路構成図である。 図１に示す電源装置の要部の動作を示す波形図である。 図２のＡ部を拡大して示す波形図である。 本発明の第２の実施形態における電源装置を示す回路構成図である。 図４に示す電源装置の要部の動作を示す波形図である。 本発明の第３の実施形態における電源装置を示す回路構成図である。 図６に示す電源装置の要部の動作を示す波形図である。 図６に示す電源装置における切替回路の一例を示す回路構成図である。 図６に示す電源装置における切替回路の別の例を示す回路構成図である。 図６に示す電源装置における切替回路の別の例を示す回路構成図である。 図６に示す電源装置における切替回路の別の例を示す回路構成図である。 図６に示す電源装置における切替回路の別の例を示す回路構成図である。 本発明の第４の実施形態における電源装置を示す回路構成図である。

以下、本発明の実施形態を添付図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態における電源装置１０を示す回路構成図である。
電源装置１０は、力率改善回路１を備えており、この力率改善回路１は、交流電源Ｖａｃの交流電圧を整流、昇圧、及び力率改善し、負荷回路２に印加する機能を担うものである。負荷回路２は、典型的には、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路またはＤＣ−ＡＣコンバータ回路から構成され、力率改善回路１は、全体としてＡＣ−ＤＣコンバータまたはＡＣ−ＡＣコンバータをなす電源装置１０の入力段を構成する。但し、本発明は、負荷回路２の具体的構成によって限定されるものではなく、任意の適切な回路とすることができる。

力率改善回路１は、第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチング素子Ｑ１と第３の整流素子Ｄ３からなる第１の直列回路（必要な場合、符号「Ｄ１−Ｑ１−Ｄ３」を付す）と、第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチング素子Ｑ２と第４の整流素子Ｄ４からなる第２の直列回路（必要な場合、符号Ｄ２−Ｑ２−Ｄ４を付す）とを備えている。

力率改善回路１では、第１〜第４の整流素子Ｄ１〜Ｄ４としてダイオードが用いられ、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２としてＭＯＳ−ＦＥＴが用いられており、第１の直列回路は、第１の整流素子Ｄ１のアノード端子と第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン端子とを接続し、さらに、第１のスイッチング素子Ｑ１のソース端子と第３の整流素子Ｄ３のカソード端子を接続してなり、第２の直列回路は、第２の整流素子Ｄ２のアノード端子と第２のスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子とを接続し、さらに、第２のスイッチング素子Ｑ２のソース端子と第４の整流素子Ｄ４のカソード端子を接続してなる。

第１の直列回路と第２の直列回路は、第１、第２の整流素子Ｄ１、Ｄ２のカソード端子同士を接続し、また、第３、第４の整流素子Ｄ３、Ｄ４のアノード端子同士を接続して、互いに並列に接続されている。さらに、第１、第２の整流素子Ｄ１、Ｄ２のカソード端子同士の接続点には、平滑コンデンサＣ１の一端が接続され、また、第３、第４の整流素子Ｄ３、Ｄ４のアノード端子同士の接続点には、平滑コンデンサＣ１の他端が接続されており、このように、平滑コンデンサＣ１は、第１の直列回路及び第２の直列回路と並列に接続される。そして、平滑コンデンサＣ１と並列に負荷回路２が接続される。

また、力率改善回路１は、リアクトルＬ１を備えており、リアクトルＬ１の一端は、第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチング素子Ｑ１の接続点に接続され、他端は、第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチング素子Ｑ２の接続点に接続される。電源装置１０において、交流電源Ｖａｃの一端Ｌ（以下、Ｌ側の端子ともいう）は、第１のスイッチング素子Ｑ１と第３の整流素子Ｄ３との接続点に接続され、他端Ｎ（以下、Ｎ側の端子ともいう）は、第２のスイッチング素子Ｑ２と第４の整流素子Ｄ４との接続点に接続されている。

以上のように構成された電源装置１０において、第３、第４の整流素子Ｄ３、Ｄ４のアノード端子と平滑コンデンサＣ１の一端の接続ラインが、力率改善回路１の出力電圧のグランド（以下、単にグランドともいう）を構成する。

電源装置１０は、さらに、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作（オン・オフ動作）を制御する駆動制御回路（制御回路部の一例）３を備えている。駆動制御回路３には、力率改善回路１から負荷回路２に出力される出力電圧Ｖｏが入力され、この出力電圧Ｖｏに応じて第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作を制御することにより、力率改善回路１の所望の出力電圧を達成する。また、駆動制御回路３には、交流電源Ｖａｃの交流電圧が、Ｌ側の端子電圧Ｖｉ３とＮ側の端子電圧Ｖｉ４として入力されており、これによって、駆動制御回路３は、後述するように第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対する適正な駆動信号（この場合、ゲート駆動電圧Ｓ１、Ｓ２）を生成する。

ここで、本発明では、交流電源Ｖａｃの極性について、交流電源Ｖａｃの両端Ｌ、ＮのうちＬ側の端子電圧がＮ側の端子電圧よりも高電圧となる半周期間の極性を正極性といい、Ｎ側の端子電圧がＬ側の端子電圧よりも高電圧となる半周期間の極性を負極性というものとする。そして、電源装置１０は、交流電源Ｖａｃの正負の極性を判別するためのＡＣ極性検出回路（交流極性検出部の一例）４を備えており、ＡＣ極性検出回路４には、交流電源Ｖａｃの交流電圧が入力され、駆動制御回路３には、交流電源Ｖａｃの極性を示すＡＣ極性信号（交流極性検出信号の一例）Ｖｉ１、Ｖｉ２が入力されている。

そして、力率改善回路１は、トランスＴｒを有する電流検出部５を有しており、トランスＴｒは、リアクトルＬ１を構成する一次巻線Ｗｐと、一次巻線Ｗｐに磁気結合する第１及び第２の二次巻線Ｗｓ１、Ｗｓ２を含んでいる。ここで、第１及び第２の二次巻線Ｗｓ１、Ｗｓ２の一端はグランドに接地されており、第１の二次巻線Ｗｓ１の他端は、抵抗Ｒ１を介して駆動制御回路３の第１のリアクトル電流検出端子に接続され、第２の二次巻線Ｗｓ２の他端は、抵抗Ｒ２を介して駆動制御回路３の第２のリアクトル電流検出端子に接続されている。尚、トランスＴｒにおいて、このような第１及び第２の二次巻線Ｗｓ１、Ｗｓ２は、中間タップが設けられた１つの巻線を用いて構成され、その中間タップをグランドに接地するとともに、巻線の両端が、それぞれ抵抗Ｒ１及びＲ２に接続される出力端として実装されるものであってもよい。

電流検出部５は、以上のような構成によって、後述するように第１及び第２の二次巻線Ｗｓ１、Ｗｓ２にそれぞれ発生する第１及び第２の誘導電圧を、リアクトル電流検出信号として出力するものであり、本発明において、誘導電圧に基づいて生成されるリアクトル電流検出信号には、このように、誘導電圧自体をリアクトル電流検出信号とする場合が含まれるものとする。

電流検出部５において、トランスＴｒの二次側に発生する誘導電圧には、第１の二次巻線Ｗｓ１に発生する第１の誘導電圧Ｓｉ１（図２（ｃ）参照）と、第２の二次巻線Ｗｓ２に発生する第２の誘導電圧Ｓｉ２（図２（ｄ）参照）が含まれ、電流検出部５は、これらの第１及び第２の誘導電圧Ｓｉ１、Ｓｉ２を、第１及び第２のリアクトル電流検出信号（同様に、それぞれ符号Ｓｉ１、Ｓｉ２を付す）として、駆動制御回路３に出力する。

以上のように構成された電源装置１０が備える力率改善回路１は、駆動制御回路３から出力されるスイッチング素子の駆動信号Ｓ１、Ｓ２に従って、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をスイッチング動作させることにより、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を共有するブリッジレス整流回路と昇圧回路とが一体化された力率改善回路として機能するものである。

以下、図１とともに図２、３を参照して、電源装置１０の第１の制御方法における動作について説明する。尚、第１の制御方法は、以下に説明するように交流電源Ｖａｃの全周期にわたって第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２を同期してスイッチング動作させるものである。
図２に示す各波形は、（ａ）が、交流電源Ｖａｃの両端間電圧を、その中性点を基準として示した波形、（ｂ）が、リアクトルＬ１（トランスＴｒの一次巻線Ｗｐ）に流れるリアクトル電流ＩＬ１、（ｃ）が、トランスＴｒの第１の二次巻線Ｗｓ１に発生する第１の誘導電圧Ｓｉ１、（ｄ）が、トランスＴｒの第２の二次巻線Ｗｓ２に発生する第２の誘導電圧Ｓｉ２、（ｅ）が、ＡＣ極性信号Ｖｉ１、（ｆ）が、ＡＣ極性信号Ｖｉ２、そして、（ｇ）は、後述するゼロ電流検出電圧Ｖｚｄである。
また、図３は、図２のＡ部を拡大して示した図である。

尚、図２（ａ）に記載された符号「＋」、「−」は、それぞれ交流電源Ｖａｃが正極性である半周期（正の半周期）、交流電源Ｖａｃが負極性である半周期（負の半周期）を示している。また、図２（ｂ）において、リアクトル電流ＩＬ１は、第１の整流素子Ｄ１と第１のスイッチング素子Ｑ１との接続点側の一端から、第２の整流素子Ｄ２と第２のスイッチング素子Ｑ２との接続点側の一端へ向かって流れる方向を正方向として示されており、図２（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）、（ｇ）において、各電圧は、グランドの電位を基準として、各電圧の正負が示されている。また、図２（ｃ）、（ｄ）、（ｇ）は、説明の便宜のため、各波形についてその全体が塗潰された領域として示されている。したがって、各波形について、この塗潰された領域の上辺及び下辺は、それぞれ第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフ動作の、１周期毎の最大値及び最小値の包絡線を示す。図２（ｂ）には、リアクトル電流ＩＬ１について、臨界モードでのリアクトル電流ＩＬ１の振動波形が、その包絡線とともに模式的に示されている。

ここで、図２に示す例では、ＡＣ極性検出回路４から駆動制御回路３に入力される第１のＡＣ極性信号Ｖｉ１は、それぞれ交流電源Ｖａｃの両端間電圧を半波整流した波形に相当し、第２のＡＣ極性信号Ｖｉ２は、極性が反転された交流電源Ｖａｃの両端間電圧を半波整流した波形に相当する。駆動制御回路３は、このＡＣ極性信号Ｖｉ１、Ｖｉ２に基づいて、交流電源Ｖａｃの正負の極性を判別する判別部（図示は省略する）を有している。
但し、本発明において、ＡＣ極性検出回路４及びＡＣ極性信号Ｖｉ１、Ｖｉ２は、駆動制御回路３で交流電源Ｖａｃの極性の正負を判別可能な限り、任意の適切な回路及び信号とすることが可能であり、駆動制御回路３は、信号に応じた適切な判別を有するものである。例えば、ＡＣ極性信号は、交流電源Ｖａｃの極性の正及び負に応じてハイレベル及びローレベルとなる１出力の信号であってもよい。

電源装置１０は、ＡＣ極性検出回路４により交流電源Ｖａｃの正負の極性を判別し、かつ、電流検出部５によりリアクトル電流ＩＬ１を検出することにより、次のように臨界モードでの動作を実現するものである。

まず、交流電源Ｖａｃの負の半周期では、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート駆動電圧Ｓ１、Ｓ２がハイレベルとなり、これらのスイッチング素子がターンオンされると、交流電源ＶａｃのＮ側の端子から、第２のスイッチング素子Ｑ２のソース−ドレイン間、リアクトルＬ１、第１のスイッチング素子Ｑ１のソース−ドレイン間を経て、交流電源ＶａｃのＬ側の端子に至る入力電流の電流経路が形成され、リアクトルＬ１に流れる負方向のリアクトル電流ＩＬ１が次第に増大するとともに、リアクトルＬ１にその電流値に応じたエネルギーが蓄積される。

次いで、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされると、交流電源ＶａｃのＮ側の端子から、第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード、リアクトルＬ１、第１の整流素子Ｄ１を通じて、平滑コンデンサＣ１を充電するように入力電流が流れる電流経路が形成され、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に移送される。この間に、リアクトル電流ＩＬ１は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のターンオフ直前の値をピーク値として、次第に減少する。そして、電源装置１０において、この電流経路の交流電源ＶａｃのＬ側端子へのリターンパスは、第３の整流素子Ｄ３を通じて提供される。

ここで、トランスＴｒの第１の二次巻線Ｗｓ１は、一次巻線Ｗｐを正方向に流れるリアクトル電流ＩＬ１が増大する間（及び、負方向に流れるリアクトル電流ＩＬ１が減少する間）には、第１の二次巻線Ｗｓ１に、出力端側（抵抗Ｒ１側）が負電圧となる誘導電圧が発生し、一次巻線Ｗｐを正方向に流れるリアクトル電流ＩＬ１が減少する間（及び、負方向に流れるリアクトル電流ＩＬ１が増大する間）には、第１の二次巻線Ｗｓ１に、出力端側（抵抗Ｒ２側）が正電圧となる誘導電圧が発生するように巻回されている。

また、トランスＴｒの第２の二次巻線Ｗｓ２は、一次巻線Ｗｐを負方向に流れるリアクトル電流ＩＬ１が減少する間には、第２の二次巻線Ｗｓ２に、出力端側（抵抗Ｒ２側）が負電圧となる誘導電圧が発生し、一次巻線Ｗｐを負方向に流れるリアクトル電流ＩＬ１が増大する間には、第２の二次巻線Ｗｓ２に、出力端側（抵抗Ｒ２側）が正電圧となる誘導電圧が発生するように巻回されている。

したがって、図３に示すように、交流電源Ｖａｃの負の半周期では、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオンされて負方向のリアクトル電流ＩＬ１が増大している間には、第１の二次巻線Ｗｓ１に正の誘導電圧Ｓｉ１が、第２の二次巻線Ｗｓ２に負の誘導電圧Ｓｉ２がそれぞれ発生し、第１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされて、負方向のリアクトル電流ＩＬ１がピーク値から減少している間には、第１の二次巻線Ｗｓ１に負の誘導電圧Ｓｉ１が、第２の二次巻線Ｗｓ２に正の誘導電圧Ｓｉ２がそれぞれ発生する。

電流検出部５は、このように第１及び第２の二次巻線Ｗｓ１、Ｗｓ２に発生する第１及び第２の誘導電圧Ｓｉ１、Ｓｉ２を第１及び第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２として駆動制御回路３に出力する。そして、駆動制御回路３は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされて、負方向のリアクトル電流ＩＬ１がピーク値から減少している間に発生する正の誘導電圧（すなわち、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２）について、リアクトル電流ＩＬ１が０となることによりその誘導電圧Ｓｉ２も０に向かう波形の立下りを検出することにより、リアクトル電流ＩＬ１がゼロとなる時点を検出する（以下、この検出を単にゼロ電流検出ともいう）。

具体的には、駆動制御回路３は、上記判別部による交流電源Ｖａｃの正負の極性の判別に基づいて、ゼロ電流検出に用いるリアクトル電流検出信号を選択する選択部（図示は省略する）を有している。負の半周期間では、選択部は、ゼロ電流検出に用いる信号として、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２を選択する。
さらに、駆動制御回路３は、選択された信号（この場合、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２）の正電圧及び負電圧を、それぞれ一定のＨｉｇｈレベル及びＬｏｗレベル（この場合、グランド電位）に変換して、選択された信号を、上記ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの間を振動する矩形波（図３（ｇ）に示すゼロ電流検出電圧Ｖｚｄ）に整形するための整形部（図示は省略する）を有している。
そして、駆動制御回路３は、上記ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルとの間の適切なレベルに閾値電圧が設定されたゼロ電流検出部（図示は省略する）を有しており、ゼロ電流検出部は、この閾値電圧を用いて、整形部から出力されるゼロ電流検出電圧ＶｚｄのＨｉｇｈレベルからの立ち下がりを検出することによって、リアクトル電流ＩＬ１がゼロとなる時点を判別する。

そして、駆動制御回路３は、このようなゼロ電流検出時点の直後に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をターンオンさせ、所定の期間の経過後、再び第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をターンオフさせるように構成されており、負の半周期の間、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のこのようなオン・オフ動作を繰り返すことによって、力率改善回路１を臨界モードで動作させつつ、所望の直流電圧を負荷回路２に供給する。

ここで、電源装置１０では、交流電源Ｖａｃの負の半周期間、上述した電流経路が形成されることにより、交流電源ＶａｃのＬ側の端子は、第３の整流素子Ｄ３を通じて力率改善回路１の出力グランドに接地されることになる。したがって、駆動制御回路３に入力される交流電源ＶａｃのＬ側の端子電圧Ｖｉ３はグランド電位に保持され、高電圧であるＮ側の端子電圧Ｖｉ４は、力率改善回路１の出力グランドを基準とする交流電源Ｖａｃの両端間電圧となる。

これによって、交流電源Ｖａｃの負の半周期において、ソース端子が交流電源Ｖａｃの高電圧側の端子Ｎに接続されている第２のスイッチング素子Ｑ２には、所定のゲート−ソース間電圧に対して交流電源Ｖａｃの両端間電圧が正電圧として重畳されたゲート駆動電圧Ｓ２が出力され、ソース端子が低電圧側の端子Ｌに接続されている第１のスイッチング素子Ｑ１には、所定のゲート−ソース間電圧がゲート駆動電圧Ｓ１としてそのまま出力される。このように、電源装置１０では、負の半周期において、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の両方に対して、スイッチング動作のために適切なレベルのゲート駆動電圧Ｓ１、Ｓ２が供給される。

次に、交流電源Ｖａｃの正の半周期では、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート駆動電圧Ｓ１、Ｓ２がハイレベルとなり、これらのスイッチング素子がターンオンされると、交流電源ＶａｃのＬ側の端子から、第１のスイッチング素子Ｑ１のソース−ドレイン間、リアクトルＬ１、第２のスイッチング素子Ｑ２のソース−ドレイン間を経て、交流電源ＶａｃのＮ側の端子に至る入力電流の電流経路が形成され、リアクトルＬ１に流れる正方向のリアクトル電流ＩＬ１が次第に増大するとともに、リアクトルＬ１にその電流値に応じたエネルギーが蓄積される。

次いで、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされると、交流電源ＶａｃのＬ側の端子から、第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード、リアクトルＬ１、第２の整流素子Ｄ２を通じて、平滑コンデンサＣ１を充電するように入力電流が流れる電流経路が形成され、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に移送される。この間に、リアクトル電流ＩＬ１は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のターンオフ直前の値をピーク値として、次第に減少する。そして、電源装置１０において、この電流経路の交流電源ＶａｃのＮ側端子へのリターンパスは、第４の整流素子Ｄ４を通じて提供される。

交流電源Ｖａｃの正の半周期では、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオンされて正方向のリアクトル電流ＩＬ１が増大している間には、第１の二次巻線Ｗｓ１に負の誘導電圧が、第２の二次巻線Ｗｓ２に正の誘導電圧がそれぞれ発生し、第１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされて、正方向のリアクトル電流ＩＬ１がピーク値から減少している間には、第１の二次巻線Ｗｓ１に正の誘導電圧が、第２の二次巻線Ｗｓ２に負の誘導電圧がそれぞれ発生する。

言い換えれば、電流検出部５は、第１及び第２の誘導電圧Ｓｉ１、Ｓｉ２のそれぞれに関して、交流電源Ｖａｃの正の半周期の間に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフに応じて発生する場合の極性と、交流電源Ｖａｃの負の半周期の間に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフに応じて発生する場合の極性が、互いに逆極性となるとともに、交流電源Ｖａｃの正の半周期の間に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフに応じて発生する第１の誘導電圧Ｓｉ１の極性と、交流電源Ｖａｃの負の半周期の間に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフに応じて発生する第２の誘導電圧Ｓｉ２の極性が一致し、かつ、交流電源Ｖａｃの負の半周期の間に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフに応じて発生する第１の誘導電圧Ｓｉ１の極性と、交流電源Ｖａｃの正の半周期の間に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフに応じて発生する第２の誘導電圧Ｓｉ２の極性が一致するように構成される。

そして、電流検出部５は、このように第１及び第２の二次巻線Ｗｓ１、Ｗｓ２に発生する第１及び第２の誘導電圧をリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２として駆動制御回路３に出力する。
正の半周期間では、駆動制御回路３の判別部において、交流電源Ｖａｃの極性が正と判別され、この場合、選択部は、ゼロ電流検出に用いる信号として第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１を選択する。これによって、駆動制御回路３の整形部は、第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１を用いて、交流電源Ｖａｃの負の半周期と同様の極性を有するゼロ電流検出電圧Ｖｚｄを生成し、以後、ゼロ電流検出部は、負の半周期と同様の動作を実行し、リアクトル電流ＩＬ１がゼロとなる時点を判別する。

そして、駆動制御回路３は、このようなゼロ電流検出時点の直後に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をターンオンさせ、所定の期間の経過後、再び第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をターンオフさせるように構成されており、負の半周期の間、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のこのようなオン・オフ動作を繰り返すことによって、力率改善回路１を臨界モードで動作させつつ、所望の直流電圧を負荷回路２に供給する。

ここで、電源装置１０では、交流電源Ｖａｃの正の半周期間、上述した電流経路が形成されることにより、交流電源ＶａｃのＮ側の端子は、第４の整流素子Ｄ４を通じて力率改善回路１の出力グランドに接地されることになる。したがって、駆動制御回路３に入力される交流電源ＶａｃのＮ側の端子電圧Ｖｉ４はグランド電位に保持され、高電圧であるＬ側の端子電圧Ｖｉ３は、力率改善回路１の出力グランドを基準とする交流電源Ｖａｃの両端間電圧となる。

そして、電源装置１０において、駆動制御回路３は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート駆動電圧Ｓ１、Ｓ２として、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の仕様に基づく所定のゲート−ソース間電圧に対して、それぞれ入力される交流電源Ｖａｃの端子電圧Ｖｉ３、Ｖｉ４を重畳して出力するように構成されている。したがって、交流電源Ｖａｃの正の半周期において、ソース端子が交流電源Ｖａｃの高電圧側の端子Ｌに接続されている第１のスイッチング素子Ｑ１には、所定のゲート−ソース間電圧に対して交流電源Ｖａｃの両端間電圧が正電圧として重畳されたゲート駆動電圧Ｓ１が出力され、ソース端子が低電圧側の端子Ｎに接続されている第２のスイッチング素子Ｑ２には、所定のゲート−ソース間電圧がゲート駆動電圧Ｓ２としてそのまま出力される。電源装置１０では、これによって、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の両方に対して、スイッチング動作のために適切なレベルのゲート駆動電圧Ｓ１、Ｓ２が供給される。

尚、電源装置１０が備える駆動制御回路３は、好ましくは、マイクロコンピュータシステムにより構成され、上述した判別部、選択部、整形部、及びゼロ電流検出部による信号処理は、デジタル演算により実施されるものである。但し、駆動制御回路３は、判別部、選択部、整形部、及びゼロ電流検出部における信号処理の一部または全部を、アナログ回路により実施するものであってもよい。

このように、電源装置１０では、リアクトルＬ１を一次側とするトランスＴｒを有しており、トランスＴｒの二次側から入力電流に応じて出力されるリアクトル電流検出信号に基づいて第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御することにより、ブリッジレス力率改善回路である力率改善回路１において、低廉かつ簡易な回路構成によりリアクトル電流ＩＬ１がゼロとなる時点を検出し、臨界モードの駆動制御を実施することが可能となる。

さらに、電源装置１０では、交流電源Ｖａｃが力率改善回路１の出力電圧のグランドからフローティングとならない構成としたことにより、従来の電源装置と比較して、ＥＭＩノイズを低減することが可能となる。

尚、電源装置１０において、トランスＴｒは、その一次巻線Ｗｐ並びに第１及び第２の二次巻線Ｗｓ１、Ｗｓ２が、図１に示す極性とは逆の極性を有するように巻回されていてもよく、この場合には、駆動制御回路３において、選択部は、正の半周期において第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２を選択し、負の半周期において第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１を選択するように動作するものである。

ここで、上述した電源装置１０の動作では、交流電源Ｖａｃの正負いずれの半周期においても、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は同期してオン・オフ動作するものとした。但し、電源装置１０において、駆動制御回路３は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のうち、交流電源Ｖａｃの高電圧側の端子に接続している方のスイッチング素子がオン状態を持続し、他方のスイッチング素子がスイッチング動作するように、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御するものであってもよい（以下、この制御方法を第２の制御方法ともいう）。

具体的には、駆動制御回路３は、上記判別部による交流電源Ｖａｃの極性の判別に基づき、交流電源Ｖａｃの正の半周期では、交流電源Ｖａｃの高電圧側の端子Ｌに接続されている第１のスイッチング素子Ｑ１に対して、常時、所定のゲート−ソース間電圧に対して交流電源Ｖａｃの両端間電圧が正電圧として重畳されたゲート駆動電圧Ｓ１を出力することによって、第１のスイッチング素子Ｑ１をオン状態に保持し、一方、第２のスイッチング素子Ｑ２に対しては、所定のゲート駆動電圧Ｓ２を出力することによって、スイッチング動作させる。

これによって、第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフされ、リアクトル電流ＩＬ１により平滑コンデンサＣ１が充電される段階においても、第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードではなく、そのソース−ドレイン間を通じて電流経路が形成される。

同様に、駆動制御回路３は、上記判別部による交流電源Ｖａｃの極性の判別に基づき、交流電源Ｖａｃの負の半周期では、交流電源Ｖａｃの高電圧側の端子Ｎに接続されている第２のスイッチング素子Ｑ２に対して、常時、所定のゲート−ソース間電圧に対して交流電源Ｖａｃの両端間電圧が正電圧として重畳されたゲート駆動電圧Ｓ２を出力することによって、第２のスイッチング素子Ｑ２をオン状態に保持し、一方、第１のスイッチング素子Ｑ１に対しては、所定のゲート駆動電圧Ｓ１を出力することによって、スイッチング動作させる。

これによって、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフされ、リアクトル電流ＩＬ１により平滑コンデンサＣ１が充電される段階においても、第２のスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードではなく、そのソース−ドレイン間を通じて電流経路が形成される。

すなわち、この制御方法によれば、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードに電流が流れないため、電力損失を低減して効率を向上させ、かつ、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の温度上昇を防ぐことが可能となる。

次に、図４〜図１３を参照して、本発明の他の実施形態について説明する。但し、以下の各実施形態の説明では、先行して説明された実施形態のいずれかと対比した上で、共通する部分の説明は適宜省略し、主としてその相違点について説明する。

図４は、本発明の第２の実施形態における電源装置２０を示す回路構成図であり、図５は、電源装置２０の要部の動作を示す波形図である。
電源装置２０は、次の点で、図１に示す電源装置１０と相違する。すなわち、電源装置２０において、その力率改善回路１ａは、トランスＴｒａを有する電流検出部５ａを有しており、トランスＴｒａは、リアクトルＬ１を構成する一次巻線Ｗｐと、一次巻線Ｗｐに磁気結合する１つの二次巻線Ｗｓ３を含んでいる。二次巻線Ｗｓ３の一端は、グランドに接地されており、他端は、抵抗Ｒ３を介して駆動制御回路３のリアクトル電流検出端子に接続されている。

そして、トランスＴｒａの二次巻線Ｗｓ３は、一次巻線Ｗｐを正方向に流れるリアクトル電流ＩＬ１が増大する間（及び、負方向に流れるリアクトル電流ＩＬ１が減少する間）には、二次巻線Ｗｓ３に、出力端側（抵抗Ｒ３側）が負電圧となる誘導電圧が発生し、一次巻線Ｗｐを正方向に流れるリアクトル電流ＩＬ１が減少する間（及び、負方向に流れるリアクトル電流ＩＬ１が増大する間）には、二次巻線Ｗｓ３に、出力端側（抵抗Ｒ３側）が正電圧となる誘導電圧が発生するように巻回されている。

したがって、交流電源Ｖａｃの正の半周期では、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオンされて正方向のリアクトル電流ＩＬ１が増大している間には、二次巻線Ｗｓ３に負の誘導電圧Ｓｉ３が発生し、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされて、正方向のリアクトル電流ＩＬ１がピーク値から減少している間には、二次巻線Ｗｓ３に正の誘導電圧Ｓｉ３が発生する。

また、交流電源Ｖａｃの負の半周期では、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオンされて負方向のリアクトル電流ＩＬ１が増大している間には、二次巻線Ｗｓ３に正の誘導電圧Ｓｉ３が発生し、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされて、負方向のリアクトル電流ＩＬ１がピーク値から減少している間には、二次巻線Ｗｓ３に負の誘導電圧Ｓｉ３が発生する。

言い換えれば、電流検出部５ａは、二次巻線Ｗｓ３に発生する誘導電圧Ｓｉ３に関して、交流電源Ｖａｃの正の半周期の間に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフに応じて発生する場合の極性と、交流電源Ｖａｃの負の半周期の間に第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフに応じて発生する場合の極性が、互いに逆極性となるように構成されている。

そして、電流検出部５ａは、このように二次巻線Ｗｓ３に発生する誘導電圧Ｓｉ３をリアクトル電流検出信号Ｓｉ３として駆動制御回路３に出力する。
そして、電源装置２０は、その駆動制御回路３が、力率改善回路１の駆動制御回路３と同様の判別部、整形部、及びゼロ電流検出部とともに、入力されるリアクトル電流検出信号Ｓｉ３の極性を反転させる反転部（図示は省略する）を有する点でも、電源装置１０と相違する。

具体的には、電源装置２０において、駆動制御回路３は、上記判別部により交流電源Ｖａｃの極性が正と判別された場合には、入力されたリアクトル電流検出信号Ｓｉ３をそのまま用いて、整形部及びゼロ電流検出部により、電源装置１０と同様のゼロ電流検出を実行し、一方、上記判別部により交流電源Ｖａｃの極性が負と判別された場合には、入力されたリアクトル電流検出信号Ｓｉ３の極性を反転部により反転した後、その反転信号を用いて、整形部及びゼロ電流検出部により、電源装置１０と同様のゼロ電流検出を実行するものである。

これによって、電源装置２０では、交流電源Ｖａｃの正の半周期と負の半周期との間で、第１及び第の２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン・オフ動作に伴って発生するリアクトル電流検出信号Ｓｉ３の極性が反転しても（図５（ｃ）参照）、交流電源Ｖａｃの正の半周期及び負の半周期を通じて同様の極性を有するゼロ電流検出電圧Ｖｚｄ（図５（ｆ）参照）を生成し、ゼロ電流検出部において、正の半周期及び負の半周期を通じて共通の閾値電圧を用いてゼロ電流検出を実行することができる。
このように、電源装置２０は、１つのリアクトル電流検出信号Ｓi３を出力する電流検出部５ａを備えたより簡素な回路構成により、臨界モードの駆動制御を実現するものである。

尚、電源装置２０において、トランスＴｒａの一次及び二次巻線Ｗｐ、Ｗｓ３は、図４に示す極性とは逆の極性を有するように巻回されていてもよく、この場合には、駆動制御回路３の反転部による信号処理は、交流電源Ｖａｃの正の半周期に実行されるものである。また、電源装置２０における駆動制御回路３には、通常、電源装置１０における駆動制御回路３が有する選択部は不要である。さらに、電源装置２０においても、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を、第２の制御方法によってスイッチング動作させるものであってもよい。

次に、図６及び図７を参照して、本発明の第３の実施形態における電源装置３０を説明する。図６は、電源装置３０を示す回路構成図であり、図７は、電源装置３０の要部の動作を示す波形図である。
電源装置３０は、図１に示す電源装置１０と比較して、次の点で相違する。
すなわち、図１に示す電源装置１０において、駆動制御回路３の判別部、選択部、及び整形部は、その機能の組合せにより、第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２、及びＡＣ極性信号Ｖｉ１、Ｖｉ２が入力され、電流電源Ｖａｃの正の半周期には、第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１に基づいて生成される信号（正の半周期におけるゼロ電流検出信号Ｖｚｄ）を出力し、交流電源Ｖａｃの負の半周期には、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２に基づいて生成される信号（負の半周期におけるゼロ電流検出信号Ｖｚｄ）を出力するものであり、この意味で、電源装置３０における切替部を構成するものである。これに対して、電源装置３０は、上述した切替部が、切替回路６として駆動制御回路３の外部に設けられている点で相違する。

すなわち、電源装置３０では、トランスＴｒの第１の二次巻線Ｗｓ１の出力端は、抵抗Ｒ１を介して切替御回路６の第１の入力電流検出端子に接続され、第２の二次巻線Ｗｓ２の出力端は、抵抗Ｒ２を介して切替回路６の第２の入力電流検出端子に接続されており、これによって、切替回路６には、第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、及び、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２が入力する。さらに、切替回路６には、ＡＣ極性検出回路４からのＡＣ極性信号Ｖｉ１、Ｖｉ２も入力されている。

そして、切替回路６は、電源装置１０が備える駆動制御回路３の、判別部、選択部、及び整形部と同様の機能を実行することにより、駆動制御回路３に対して、交流電源Ｖａｃの正の半周期には、第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１に基づいて生成されるゼロ電流検出信号Ｖｚｄ（Ｓｉ４）を出力し、交流電源Ｖａｃの負の半周期には、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２に基づいて生成されるゼロ電流検出信号Ｖｚｄ（Ｓｉ４）を出力する。

電源装置３０は、以上のような構成により、電源装置１０と同様の臨界モードの駆動制御を実施するものである。さらに、電源装置３０では、切替回路６を駆動制御回路３とは別に設けたことにより、駆動制御回路３として、少なくとも駆動制御回路３のゼロ電流検出部と同等の機能を備えた、低価格の汎用コントローラＩＣを用いることができる。

ここで、本実施形態における電源装置３０は、切替回路６の具体的構成によって限定されるものではないが、その好ましい構成及び動作の一例を図８を参照して説明すれば、次の通りである。
図８に示す切替回路６は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を含んでいる。スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の一端は直流電源Ｖｄｃに接続され、他端は、それぞれ抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列回路を介して接地されており、抵抗Ｒ４の接地されていない側の一端（抵抗Ｒ３との接続点）は、切替回路６の出力端子に接続されている。さらに、切替回路６は、一端が出力端子に接続され、他端が接地された出力コンデンサＣ２を備えており、駆動制御回路３のリアクトル電流検出端子には、この出力コンデンサＣ２の電圧が出力される。尚、切替回路６のグランドは、力率改善回路１の出力のグランドと共通である。

切替回路６は、さらに、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４を含み、切替回路６の、第１及び第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２がそれぞれ入力される第１及び第２の入力端子は、それぞれスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４を介して接地されている。そして、切替回路６において、スイッチング素子ＳＷ４は、第３の入力端子から入力される第１のＡＣ極性信号Ｖｉ１（正の半周期において交流電源ＶａｃのＬ側の入力電圧に相当し、負の半周期においてグランド電位に相当する）によって開閉制御され、スイッチング素子ＳＷ３は、第２の極性信号Ｖｉ２（負の半周期において交流電源ＶａｃのＮ側の入力電圧に相当し、正の半周期においてグランド電位に相当する）により開閉制御されるように構成されている。

また、切替回路６のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２は、それぞれ、第１及び第２の入力端子Ｓｉ１、Ｓｉ２から入力される第１及び第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２により開閉制御されるように構成されている。

ここで、切替回路６のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴから構成され、その場合、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を開閉制御する各信号は、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のゲート駆動信号として用いられる。
本実施形態では、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、ＭＯＳ−ＦＥＴにより構成され、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、ゲート駆動信号が所定のＨｉｇｈレベルの場合にターンオン（図８に示すスイッチが閉じた状態）、所定のＬｏｗレベルの場合にターンオフ（図８に示すスイッチが開いた状態）されるとともに、切替回路６に入力される第１及び第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２、及び、ＡＣ極性信号Ｖｉ１、Ｖｉ２は、それぞれ各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を駆動するために必要なＨｉｇｈ及びＬｏｗレベルを出力可能なものとする。

尚、図８に示す回路構成図は、主としてその動作原理を説明するためのものであり、図８に記載された回路構成に対して、必要に応じて任意の適切な回路要素（例えば、入力信号に基づいて各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を駆動するための駆動回路、または、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を保護するためのツェナーダイオード等）を付加するものであってもよいことは、言うまでもない。この点は、図９〜図１２を参照して後述する回路構成についても同様である。

以上のように構成された切替回路６の動作を説明すれば、次の通りである。
ここで、図８は、交流電源Ｖａｃの正の半周期において、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされ、リアクトルＬ１に流れる正方向のリアクトル電流ＩＬ１が、ピーク値から減少している時点の切替回路６の状態を示している。このとき、トランスＴｒの第１の二次巻線Ｗｓ1には正の第１の誘導電圧Ｓｉ１が発生している。

そして、正の半周期において、ＡＣ極性信号Ｖｉ１はＨｉｇｈレベルとなるため（図７（ｅ）参照）、スイッチング素子ＳＷ４はオン（閉）状態となる。これによって、スイッチング素子ＳＷ２のゲート駆動信号は接地電位に固定され、スイッチング素子ＳＷ２は、オフ（開）状態に固定される。
一方、スイッチング素子ＳＷ３は、ＡＣ極性信号Ｖｉ２であるゲート駆動信号がＬｏｗレベルとなるため（図７（ｆ）参照）、オフ（開）状態となり、これによって、スイッチング素子ＳＷ１は、第１の入力端子から入力される第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１をそのゲート駆動信号として、オン・オフ制御されることになる。

そして、図８に示す状態では、トランスＴｒの第１の二次巻線Ｗｓ1には正の第１の誘導電圧（第１のリアクトル電流検出信号）Ｓｉ１が発生しており、これによって、スイッチング素子ＳＷ１はオン（閉）状態となる。このとき、出力コンデンサＣ２は直流電源Ｖｄｃの電圧（同様に、符号Ｖｄｃを付す）まで充電され、切替回路６の出力端子から、この電圧Ｖｄｃが出力される。

次いで、正の半周期において、リアクトルＬ１に流れる正方向のリアクトル電流ＩＬ１が０となり、それにともなって第１の誘導電圧Ｓｉ１がゲート駆動信号の所定の閾値を下回ると、スイッチング素子ＳＷ１はオフ（開）状態となり、出力コンデンサＣ２に充電された電荷は、抵抗Ｒ４を通じて放電する。これによって、切替回路６の出力端子からは、グランド電位が出力される。そして、切替回路６からの出力電位のこの立ち下がりによりゼロ電流検出が実施されて、第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンされ、第１の二次巻線Ｗｓ1に負の第１の誘導電圧Ｓｉ１が発生している間は、出力端子からグランド電位が出力される状態が継続する。次いで、所定時間経過後、再び第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされ、第１の二次巻線Ｗｓ1に正の第１の誘導電圧Ｓｉ１が発生して、ゲート駆動信号の所定の閾値を上回ると、スイッチング素子ＳＷ１は、再びオン（閉）状態となり、以後、この動作が繰り返される。

このように、切替回路６は、交流電源Ｖａｃの正の半周期において、入力された第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１の正電圧及び負電圧を、それぞれ一定のＨｉｇｈレベル（この場合、直流電源電圧Ｖｄｃ）及びＬｏｗレベル（この場合、グランド電位）に変換し、第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１を、上記ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの間を振動するゼロ電流検出電圧Ｖｚｄ（図７（ｇ）参照）として、駆動制御回路３に出力するものである。

また、交流電源Ｖａｃの負の半周期における切替回路６の動作については、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２、及び、スイッチング素子ＳＷ３とスイッチング素子ＳＷ４の動作が入れ替わり、切替回路６の出力信号が、トランスＴｒの第２の二次巻線Ｗｓ２に発生する第２の誘導電圧（第２のリアクトル電流検出信号）Ｓｉ２に基づいて生成されることを除いて、上述した負の半周期における動作と同様のものであるため、その説明は省略する。

ここで、電源装置３０が備える切替回路６は、図９に示す切替回路６ａのように構成されるものであってもよい。切替回路６ａは、反転器ＩＮＶ１を含んでおり、スイッチング素子ＳＷ４は、第３の入力端子から入力されるＡＣ極性信号Ｖｉ１によって開閉制御され、スイッチング素子ＳＷ３は、ＡＣ極性信号Ｖｉ１を、反転器ＩＮＶ１を介して論理反転した信号により開閉制御されるように構成されている点で、図８に示す切替回路６と相違する。
この構成は、例えば、ＡＣ極性検出回路４が、正の半周期において正電圧、かつ、負の半周期において負電圧をとるＡＣ極性信号Ｖｉ１を出力するように構成されている場合に好適な回路構成であり、これによって、図８に示す切替６と同様に動作するものである。

また、電源装置３０が備える切替回路６は、図１０に示す切替回路６ｂのように構成されるものであってもよい。切替回路６ｂは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２の、直流電源Ｖｄｃに接続されていない側の一端が、それぞれＲ４の直列回路を介して接地されており、抵抗Ｒ３を有しない点で、図８に示す切替回路６と相違する。切替回路６ｂは、抵抗Ｒ３がない簡素な回路構成により、図８に示す切替６と同様に動作するものである。

但し、図８及び図９に示す切替回路６、６ａは、抵抗Ｒ４を付加したことによって、第１及び第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２、及び、ＡＣ極性信号Ｖｉ１、Ｖｉ２からスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４を通じて切替回路６、６ａに流入するノイズ成分や、切替回路６、６ａの出力信号に混入されるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のスイッチングノイズが抑制され、切替回路６、６ａの出力信号の品位を向上させることができる点で有利なものである。

尚、電源装置３０が備える切替回路６は、図８〜図１０に示す切替回路６、６ａ、６ｂの他にも、様々な回路構成が適用可能である。例えば、図８〜図１０に示す切替回路６、６ａ、６ｂは、その出力段に直流電源Ｖｄｃが用いられているが、図１１及び図１２には、このような直流電源Ｖｄｃを使用しない場合の切替回路の例が示されている。

図１１に示す切替回路６ｃは、第１及び第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２がそれぞれ抵抗Ｒ１、Ｒ２を介して入力される第１及び第２の入力端子とは別に、第１及び第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２がそれぞれ直接入力される第４及び第５の入力端子を有しており（この場合、それぞれの信号に符号Ｓｉ５、Ｓｉ６を付す）、第４の入力端子は整流素子Ｄ５と抵抗Ｒ６を介して、また、第５の入力端子は整流素子Ｄ６と抵抗Ｒ７を介して、それぞれ切替回路６ｃの出力端子に接続されている。また、切替回路６ｃの出力端子は、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ４の並列回路を介して接地されており、切替回路６ｃは、さらに、一端が出力端子に接続され、他端が接地された出力コンデンサＣ２を備えている。

切替回路６ｃでは、交流電源Ｖａｃの正の半周期において、トランスＴｒの第１の二次巻線Ｗｓ1に発生する正の第１の誘導電圧（第１のリアクトル電流検出信号）Ｓｉ１がゲート駆動信号の所定の閾値を上回ってスイッチング素子ＳＷ１がオン（閉）状態になると、出力端子は接地されて、切替回路６ｃからグランド電位（Ｌｏｗレベル）の出力信号Ｓｉ４（Ｖｚｄ）が出力される。また、トランスＴｒの第１の二次巻線Ｗｓ1に発生する正の第１の誘導電圧Ｓｉ１がゲート駆動信号の所定の閾値を下回ってスイッチング素子ＳＷ１がオフ（開）状態になると、トランスＴｒの第２の二次巻線Ｗｓ２に発生する正の第２の誘導電圧（第２のリアクトル電流検出信号）Ｓｉ２によって、整流素子Ｄ６及び抵抗Ｒ９を介して出力コンデンサＣ２が充電され、これによって、切替回路６ｃから、Ｈｉｇｈレベルの出力信号Ｓｉ４（Ｖｚｄ）が出力される。

切替回路６ｃでは、このようにして、交流電源Ｖａｃの正の半周期において、第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１に基づいて出力信号が生成される。また、交流電源Ｖａｃの負の半周期における切替回路６ｃの動作については、スイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ２、及び、スイッチング素子ＳＷ３とスイッチング素子ＳＷ４の動作が入れ替わり、切替回路６ｃの出力信号が、トランスＴｒの第２の二次巻線Ｗｓ２に発生する第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２に基づいて生成されることを除いて、上述した正の半周期における動作と同様のものであるため、その説明は省略する。

尚、切替回路６ｃにおいて、整流素子Ｄ５、Ｄ６は、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２が寄生ダイオードを有している場合に、その影響を回避するために使用されており、そのような影響を考慮する必要がない場合には、切替回路６ｃは、整流素子Ｄ５、Ｄ６を備えないものであってもよい。

また、図１２に示す切替回路６ｄは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を含まない簡易な回路構成によりその機能を実行するものであり、第１の入力端子が、整流素子Ｄ７、スイッチング素子ＳＷ３、及び抵抗Ｒ８を介して接地され、第２の入力端子が、整流素子Ｄ８、スイッチング素子ＳＷ４、及び抵抗Ｒ８を介して接地されるように構成されている。また、抵抗Ｒ８とスイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４との接続点が、切替回路６ｄの出力端子に接続されている。さらに、切替回路６ｄは、一端が出力端子に接続され、他端が接地された出力コンデンサＣ２を備えており、駆動制御回路３のリアクトル電流検出端子には、この出力コンデンサＣ２の電圧が出力される。尚、切替回路６ｄのグランドは、力率改善回路１の出力のグランドと共通である。

切替回路６ｄでは、交流電源Ｖａｃの正の半周期において、スイッチング素子ＳＷ４がオン（閉）状態、スイッチング素子ＳＷ３がオフ（開）状態となると、第２の入力端子から入力される第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２に基づいて、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２が正電圧の場合には、その正電圧（Ｈｉｇｈレベル）が出力端子から出力され、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２が負電圧の場合には、接地電位（Ｌｏｗレベル）が出力端子から出力される。

切替回路６ｄでは、このようにして、交流電源Ｖａｃの正の半周期において、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２に基づいて出力信号が生成される。また、交流電源Ｖａｃの負の半周期における切替回路６ｄの動作については、スイッチング素子ＳＷ３とスイッチング素子ＳＷ４の動作が入れ替わり、切替回路６ｄの出力信号が、トランスＴｒの第１の二次巻線Ｗｓ１に発生する第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２に基づいて生成されることを除いて、上述した正の半周期における動作と同様のものであるため、その説明は省略する。

尚、上述したように、切替回路６ｄでは、切替回路６、６ａ、６ｂ、６ｃとは異なり、交流電源Ｖａｃの正の半周期において、第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２が選択され、交流電源Ｖａｃの負の半周期において、第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１が選択されるものであるため、図示された回路構成は、トランスＴｒの一次巻線Ｗｐ並びに第１及び第２の二次巻線Ｗｓ１、Ｗｓ２が、図６に示す極性とは逆の極性に巻回された場合の回路構成の例となっている。勿論、切替回路６ｄは、その第１及び第２の入力端子に、それぞれ第２及び第１のリアクトル電流検出信号Ｓｉ２、Ｓｉ１が入力されるように構成することによって、図６に示すトランスＴｒに対しても、容易に適用可能である。

また、切替回路６ｄにおいて、整流素子Ｄ７、Ｄ８は、スイッチング素子ＳＷ３、ＳＷ４が寄生ダイオードを有している場合に、その影響を回避するために使用されており、そのような影響を考慮する必要がない場合には、切替回路６ｄは、整流素子Ｄ７、Ｄ８を備えないものであってもよい。

次に、図１３を参照して、本発明の第４の実施形態における電源装置４０を説明する。図１３は、電源装置４０を示す回路構成図である。電源装置４０は、図１に示す電源装置１０に対して、第１の直列回路の構成要素である第３の整流素子Ｄ３が第３のスイッチング素子Ｑ３に置き換えられ、第２の直列回路の構成要素である第４の整流素子Ｄ４が第４のスイッチング素子Ｑ４に置き換えられた力率改善回路１ａを備えるとともに、駆動制御回路３が、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とともに、ゲート駆動電圧Ｓ３、Ｓ４に従って第３、第４のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のスイッチング動作を制御する点で相違するものである。

電源装置４０において、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４は、ＭＯＳ−ＦＥＴからなり、第１の直列回路の第１のスイッチング素子Ｑ１のソース端子は、第３のスイッチング素子Ｑ３のドレイン端子に接続され、第２の直列回路の第２のスイッチング素子Ｑ２のソース端子は、第４のスイッチング素子Ｑ４のドレイン端子に接続されている。

次に、電源装置４０の第３の制御方法における動作について説明する。この第３の制御方法は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作に関して上述した第１の制御方法と同様の制御方法である。

第３の制御方法は、駆動制御回路３が、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のうち交流電源Ｖａｃの高電圧側の端子に接続している方のスイッチング素子がオフ状態を持続し、他方のスイッチング素子がスイッチング動作するように制御することを特徴とするものである。

具体的には、交流電源Ｖａｃの正の半周期では、交流電源Ｖａｃの高電圧側の端子Ｌに接続されている第３のスイッチング素子Ｑ３に対するゲート駆動電圧Ｓ３はローレベルに保持され、第３のスイッチング素子Ｑ３はオフ状態に維持される。一方、第４のスイッチング素子Ｑ４に対しては、駆動制御回路３から、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対するゲート駆動電圧Ｓ１、Ｓ２とは相補的なパルス電圧であるゲート駆動電圧Ｓ４が出力され、これによって、第４のスイッチング素子Ｑ４は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作と相補的なスイッチング動作を実行する。

したがって、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート駆動電圧Ｓ１、Ｓ２がハイレベルとなり、これらのスイッチング素子がターンオンされている間（第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はターンオフ）には、交流電源ＶａｃのＬ側の端子から、第１のスイッチング素子Ｑ１のソース−ドレイン間、リアクトルＬ１、第２のスイッチング素子Ｑ２のソース−ドレイン間を経て、交流電源ＶａｃのＮ側の端子に至る入力電流の電流経路が形成され、リアクトルＬ１に流れる正方向のリアクトル電流ＩＬ１が次第に増大するとともに、リアクトルＬ１にその電流値に応じたエネルギーが蓄積される。

次いで、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされ、かつ、第４のスイッチング素子Ｑ４がターンオンされると、交流電源ＶａｃのＬ側の端子から、第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード、リアクトルＬ１、第２の整流素子Ｄ２を通じて、平滑コンデンサＣ１を充電するように入力電流が流れる電流経路が形成され、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に移送される。この間に、リアクトル電流ＩＬ１は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のターンオフ直前の値をピーク値として、次第に減少する。そして、電源装置４０において、この電流経路の交流電源ＶａｃのＮ側端子へのリターンパスは、ターンオンされている第４のスイッチング素子Ｑ４のソース−ドレイン間を通じて提供される。

また、交流電源Ｖａｃの負の半周期では、交流電源Ｖａｃの高電圧側の端子Ｎに接続されている第４のスイッチング素子Ｑ４に対するゲート駆動電圧Ｓ４はローレベルに保持され、第４のスイッチング素子Ｑ４はオフ状態に維持される。一方、第３のスイッチング素子Ｑ３に対しては、駆動制御回路３から、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対するゲート駆動電圧Ｓ１、Ｓ２とは相補的なパルス電圧であるゲート駆動電圧Ｓ３が出力され、これによって、第３のスイッチング素子Ｑ３は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作と相補的なスイッチング動作を実行する。

したがって、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート駆動電圧Ｓ１、Ｓ２がハイレベルとなり、これらのスイッチング素子がターンオンされている間（第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４はターンオフ）には、交流電源ＶａｃのＮ側の端子から、第２のスイッチング素子Ｑ２のソース−ドレイン間、リアクトルＬ１、第１のスイッチング素子Ｑ１のソース−ドレイン間を経て、交流電源ＶａｃのＬ側の端子に至る入力電流の電流経路が形成され、リアクトルＬ１に流れる負方向のリアクトル電流ＩＬ１が次第に増大するとともに、リアクトルＬ１にその電流値に応じたエネルギーが蓄積される。

次いで、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がターンオフされ、かつ、第３のスイッチング素子Ｑ３がターンオンされると、交流電源ＶａｃのＮ側の端子から、第１のスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード、リアクトルＬ１、第１の整流素子Ｄ１を通じて、平滑コンデンサＣ１を充電するように入力電流が流れる電流経路が形成され、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサＣ１に移送される。この間に、リアクトル電流ＩＬ１は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のターンオフ直前の値をピーク値として、次第に減少する。そして、電源装置４０において、この電流経路の交流電源ＶａｃのＬ側端子へのリターンパスは、ターンオンされている第３のスイッチング素子Ｑ３のソース−ドレイン間を通じて提供される。

以上のように、電源装置４０を第３の制御方法に従って動作させた場合、電源装置１０を第１の制御方法に従って動作させた場合と同等の作用効果を奏することに加えて、上記の各電流経路において、第３及び第４の整流素子Ｄ３、Ｄ４ではなく、第４及び第３のスイッチング素子Ｑ４、Ｑ３のソース−ドレイン間に電流が流れるため、電力損失を低減して効率を向上させることが可能となる。

さらに、本実施形態における電源装置４０は、第４の制御方法に従って動作させるものであってもよい。第４の制御方法は、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作に関して上述した第２の制御方法と同様の制御方法である。

第４の制御方法は、交流電源Ｖａｃが正極性となる半周期間では、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のうち、第２のスイッチング素子Ｑ２のみがスイッチング動作し、交流電源Ｖａｃが負極性となる半周期間では、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のうち、第１のスイッチング素子Ｑ１のみがスイッチング動作することに応じて、交流電源Ｖａｃが正極性となる半周期間では、第４のスイッチング素子Ｑ４は第２のスイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作と相補的にスイッチング動作し、交流電源Ｖａｃが負極性となる半周期間では、第３のスイッチング素子Ｑ３は第１のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作と相補的にスイッチング動作する点を除いて、上述した第３の制御方法と同様のものである。

電源装置４０を第４の制御方法に従って動作させた場合、第３の制御方法に従って動作させた場合と同等の作用効果を奏することに加えて、上記の各電流経路において、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードに電流が流れないため、電力損失を低減して効率を向上させ、かつ、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の温度上昇を防ぐことが可能となる。

以上、本発明を好ましい実施形態を用いて説明してきたが、本発明に係る電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。
上述した実施形態において、電流検出部５、５ａは、誘導電圧自体をリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２、Ｓｉ３として出力するものとしたが、本発明に係る電源装置において、リアクトル電流検出信号は、誘導電圧に基づいて生成される信号であって、その信号に基づいて第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御して、所望の直流電圧を負荷回路２に供給することが可能である限り、任意の適切な信号とすることができる。

また、電源装置３０おいて、切替回路６は、入力される第１または第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２に基づいて生成されるゼロ電流検出電圧Ｖｚｄを出力するものとしたが、本発明に係る電源装置において、切替回路６の出力信号は、第１または第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２に基づいて生成される信号であって、その信号に基づいて第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御して、所望の直流電圧を負荷回路２に供給することが可能である限り、任意の適切な信号とすることができる。特に、本発明は、切替回路６が、交流電源Ｖａｃの正及び負の半周期に応じて選択された第１または第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２自体を、その出力信号として出力する場合を含むものである。

さらに、電源装置２０の駆動制御回路３における信号処理は、反転部及び整形部における処理が実行される順序によるものではなく、必要に応じて、リアクトル電流検出信号Ｓｉ３を所望の波形に整形した後、その極性を反転するものであってもよい。
また、電源装置２０は、判別部及び反転部と同等の機能を少なくとも有する反転回路を、駆動制御回路３の外部に備えるものであってもよい。駆動制御回路３の外部に備える回路は、反転回路と、上述した切替回路６、６ａ〜６ｄの両方を備えており、力率改善回路の構成に応じていずれかの回路を選択して使用可能なものであってもよい。

また、電源装置２０が備える駆動制御回路３は、リアクトル電流検出信号Ｓｉ３（または、その波形整形後の信号）の極性を、交流電源Ｖａｃの全周期にわたって統一するのではなく、正及び負の半周期のリアクトル電流検出信号Ｓｉ３（または、その波形整形後の信号）の極性にそれぞれ適合する２つの閾値電圧を、交流電源Ｖａｃの正及び負の半周期に応じて切替えて使用することにより、ゼロ電流検出を実行するものであってもよい。

また、本発明は、電源装置１０、４０が備える駆動制御回路３における信号処理について、選択部及び整形部における処理が実行される順序によるものではなく、必要に応じて、第１及び第２のリアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２を所望の波形に整形した後、そのいずれかを選択するものであってもよい。

また、電源装置１０、２０、４０が備える駆動制御回路３の整形部、及び、電源装置３３０が備える切替回路６、６ａ〜６ｄにより整形される波形は、ゼロ電流検出が実行可能な限り、必ずしも上述したゼロ電流検出電圧Ｖｚｄと同一の波形でなくともよく、あるいは、整形部を有することなく、リアクトル電流検出信号Ｓｉ１、Ｓｉ２、Ｓｉ３（または、その極性が反転された信号）をそのまま用いて、ゼロ電流検出を実行するものであってもよい。

１，１ａ：力率改善回路、２：負荷回路、３：駆動制御回路、４：ＡＣ極性検出回路、５,５ａ：電流検出部、６,６ａ〜６ｄ：切替回路、Ｃ１:平滑コンデンサ、Ｄ１：第１の整流素子、Ｄ２：第２の整流素子、Ｄ３：第３の整流素子、Ｄ４：第４の整流素子、Ｌ１：リアクトル、Ｑ１:第１のスイッチング素子、Ｑ２:第２のスイッチング素子、Ｑ３：第３のスイッチング素子、Ｑ４：第４のスイッチング素子、Ｔｒ，Ｔｒａ：トランス、Ｖａｃ：交流電源、Ｗｐ：一次巻線、Ｗｓ１：第１の二次巻線、Ｗｓ２：第２の二次巻線、Ｗｓ３:二次巻線

Claims (5)

1. 第１の整流素子（Ｄ１）と第１のスイッチング素子（Ｑ１）と第３の整流素子（Ｄ３）あるいは第３のスイッチング素子（Ｑ３）とからなる第１の直列回路と、第２の整流素子（Ｄ２）と第２のスイッチング素子（Ｑ２）と第４の整流素子（Ｄ４）あるいは第４のスイッチング素子（Ｑ４）とからなり、前記第１の直列回路に並列接続される第２の直列回路と、前記第１及び第２の直列回路と負荷回路とに並列接続される平滑コンデンサ（Ｃ１）と、一端が前記第１の整流素子（Ｄ１）と第１のスイッチング素子（Ｑ１）の接続点に接続され、他端が前記第２の整流素子（Ｄ２）と第２のスイッチング素子（Ｑ２）の接続点に接続されるリアクトル（Ｌ１）と、を含む力率改善回路と、前記交流電源（Ｖａｃ）の交流電圧および前記負荷回路に出力される出力電圧を入力するとともに、少なくとも前記第１及び第２のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）のスイッチング動作を制御する制御回路部と、を備えており、
   前記交流電源（Ｖａｃ）は、その一端が前記第１のスイッチング素子（Ｑ１）と第３の整流素子（Ｄ３）あるいは第３のスイッチング素子（Ｑ３）との接続点に接続され、他端が、前記第２のスイッチング素子（Ｑ２）と第４の整流素子（Ｄ４）あるいは第４のスイッチング素子（Ｑ４）との接続点に接続されているとともに、前記交流電源（Ｖａｃ）の正負の極性を検出する交流極性検出部と、前記リアクトル（Ｌ１）に流れるリアクトル電流（ＩＬ１）を検出する電流検出部とをさらに備え、前記電流検出部は、前記リアクトル（Ｌ１）を一次側とするトランス（Ｔｒ）を有しており、前記トランス（Ｔｒ）の二次側から前記リアクトル電流に応じて出力されるリアクトル電流検出信号に少なくとも部分的に基づいて前記第１及び第２のスイッチング素子（Ｑ１、Ｑ２）を制御して、所望の直流電圧を前記負荷回路に供給する電源装置。
2. 前記リアクトル電流検出信号は、前記トランス（Ｔｒ）の二次側に発生する１以上の誘導電圧に基づいて生成され、それぞれの誘導電圧は、前記交流電源（Ｖａｃ）が正の半周期の間に発生する場合の極性と、前記交流電源（Ｖａｃ）が負の半周期の間に発生する場合の極性が、互いに逆極性であることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記交流電源（Ｖａｃ）の正の半周期及び負の半周期は、前記交流極性検出部から出力される交流極性検出信号に基づいて判別されることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
4. 前記トランス（Ｔｒ）の二次側に発生する誘導電圧は第１及び第２の誘導電圧を含み、前記リアクトル電流検出信号は、それぞれ前記第１及び第２の誘導電圧に基づいて生成される第１及び第２のリアクトル電流検出信号を含んでおり、前記交流電源（Ｖａｃ）の正の半周期の間に発生する前記第１の誘導電圧の極性と、前記交流電源（Ｖａｃ）の負の半周期の間に発生する前記第２の誘導電圧の極性は一致し、かつ、前記交流電源（Ｖａｃ）の負の半周期の間に発生する前記第１の誘導電圧の極性と、前記交流電源（Ｖａｃ）の正の半周期の間に発生する前記第２の誘導電圧の極性は一致することを特徴とする請求項２または３に記載の電源装置。
5. 前記第１のリアクトル電流検出信号、前記第２のリアクトル電流検出信号、及び前記交流極性検出信号が入力され、前記交流電源（Ｖａｃ）の正の半周期及び負の半周期に応じて、前記第１のリアクトル電流検出信号及び前記第２のリアクトル電流検出信号のいずれか一方に基づいて生成される信号を出力する切替部をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。

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