JP2015018633A - 誘導加熱装置、誘導加熱定着装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧共振型インバータによる誘導加熱装置において、共振周波数変動によるスイッチング素子のスイッチング損失、熱破損を防ぎつつ、誘導加熱を安定動作させる。
【解決手段】励磁コイル１０１と共振コンデンサ２０５からなる共振回路、及びスイッチング素子２０６で電圧共振型インバータを構成する。駆動電流検出回路６１０はスイッチング素子２０６に流れる電流値を検出する。ターンオフタイミング検出回路６２０のコンパレータ６２１は、電流検出値と制御電圧を比較し、両者が一致するとオフタイミング信号を出力する。ＰＷＭタイマ２１５は、オフタイミング信号で駆動信号をターンオフ制御する。周波数カウンタ６３０は、オフタイミング信号をカウントする。演算部２１５は、カウンタ６３０のカウント値が所定値を超えると、コンパレータの制御電圧を下げるようにする。
【選択図】図６

Description

本発明は、被発熱体を誘導加熱によって加熱する誘導加熱装置、該誘導加熱装置を備えた誘導加熱定着装置、及び該誘導加熱定着装置を備えた画像形成装置に関する。

電子写真プロセスを用いる複写機やプリンタ、ファクシミリ等の画像形成装置では、感光体ドラムに形成したトナー画像を記録紙のシートに転写し、このトナー画像の転写されたシートを、定着手段としての定着／加圧ローラにより加熱圧着することで、画像形成を行っている。

近年、環境問題が重要となり、画像形成装置も省エネルギー化が進んでいる。この画像形成装置の省エネルギー化には、特にトナーをシートに融着する定着装置部の消費電力の低減が重要である。

従来、定着／加圧ローラの加熱には、一般にハロゲンランプヒータが用いられてきた。このハロゲンランプヒータによる加熱方式は、発熱効率が悪く、消費電力が大きくなるため、省エネルギーの画像形成装置を実現する上でネックとなっていた。また、ハロゲンランプヒータによる加熱方式は、定着／加圧ローラが使用可能温度になるまでの立上げ時間が長いという問題もあった。

このような背景から近年、画像形成装置では、誘導加熱方式を利用した定着装置（以下、誘導加熱定着装置）が採用されてきている。

図１に、誘導加熱定着装置の概略構成を示す。図１において、１０１は励磁コイル、１０２は加熱ローラ、１０３は定着／加圧ローラ、１０４は励磁コイル１０１への駆動電流を制御する誘導加熱回路部、１０５は加熱ローラ１０２の温度を検出する温度センサ、１０６はシート、１０７はシート１０６上のトナーである。

この誘導加熱定着装置は、誘導加熱回路部１０４の制御下で、励磁コイル１０１に高周波電流を流して高周波磁束を発生し、この高周波磁束により、加熱ローラ１０２の表面発熱層に過電流を発生させることで、加熱ローラ１０２を発熱させ、この加熱ローラ１０２の熱を定着／加圧ローラ１０３に伝達する。そして、加熱ローラ１０２と定着／加圧ローラ１０３の間を、トナー１０７の載ったシート１０６を通過させることで、シート１０６にトナーを融着させる。また、温度センサ１０５が加熱ローラ１０２の近傍に配置され、この温度センサ１０５により加熱ローラ１０２の温度が検出されて誘導加熱回路部１０４にフィードバックされる。誘導加熱回路部１０４は、この温度センサ１０５で検出された温度に応じて、励磁コイル１０１への駆動電流を制御することで、加熱ローラ１０２を所定の温度に保つようにする。なお、誘導加熱回路部１０４は、入力電圧や入力電流に応じても、励磁コイル１０１への駆動電流を制御するようにして、入力電圧や入力電流の変動に関わらず、加熱ローラ１０２を所定の温度に保つようにする。

このような誘導加熱定着装置は、従来のハロゲンランプヒータを用いる場合に比べて、発熱効率が極めて高く、また、定着／加圧ローラの仕様可能温度までの立上げ時間を画期的に短くできる利点がある。

図１において、励磁コイル１０１、加熱ローラ（被発熱体）１０２及び誘導加熱回路部１０４が誘導加熱装置を構成している。図２に、誘導加熱回路部１０４の従来の具体的構成例を示す。

商用電源（ＡＣ）２０１から入力される交流電圧は、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３とコモンモードチョークコイルＬ１からなるノイズフィルタ回路２０２を経由して、ダイオードブリッジ回路（整流回路）２０３により全波整流される。ダイオードブリッジ回路２０３で全波整流された電圧は、さらにコンデンサＣ４，Ｃ５及びチョークコイルＬ２からなるＬＣフィルタ回路２０４により平滑化（直流化）されて、共振コンデンサ２０５とスイッチング素子２０６からなる直列回路の両端に印加される。スイッチング素子２０６は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）からなり、ダイオードＤ１を内蔵している。なお、ＬＣフィルタ回路２０４の出力電圧は、コンデンサＣ４，Ｃ５の容量にもよるが、商用電源（ＡＣ）の周期を残した正弦波状（脈流波形）のままである。

共振コンデンサ２０５の両端は、外部コネクタ２０７を介して、二本の信号線によって励磁コイル１０１の両端に接続されている。この共振コンデンサ２０５と励磁コイル１０１がＬＣ並列共振回路を構成している。図１に示したように、励磁コイル１０１の近傍には被発熱体としての加熱ローラ１０２が配置され、加熱ローラ１０２の近傍に温度センサ１０５が配置されている。

制御ＣＰＵ２１０は、ＡＤＣ（Analog Digital Converter）２１１，２１２，２１３、演算部２１４、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）タイマ３１５を内蔵している。制御ＣＰＵ２１０のＰＷＭタイマ３１５は駆動回路２１６に接続され、駆動回路２１６はスイッチング素子２０６のゲートに接続されている。

電流検出回路２０８は入力電流を検出し、電圧検出回路２０９は入力電圧を検出する。温度センサ１０５は、先に述べたように加熱ローラ１０２の温度を検出する。制御ＣＰＵ２１０は、電流検出回路２０８からの入力電流検出信号、電圧検出回路２０９からの入力電圧検出信号、及び、温度センサ１０５からの温度信号を、それぞれ内蔵されたＡＤＣ２１１，２１２，２１３でデジタルデータに変換して演算部２１４へ入力する。演算部２１４は、ＡＤＣ２１１，２１２，２１３から入力されたデジタルデータに基づき、加熱ローラ１０２の加熱電力や温度を一定するように駆動信号ＰＷＭのオン幅／オフ幅を演算し、ＰＷＭタイマ３１５のタイマ値を更新する。ＰＷＭタイマ（駆動信号生成手段）２１５は、演算部２１４の演算結果に従ったオン幅／オフ幅の駆動信号ＰＷＭを出力する。駆動回路２１６は、制御ＣＰＵ２１０のＰＷＭタイマ２１５から出力される駆動信号ＰＷＭによってスイッチング素子２０６をオンオフする。これにより、励磁コイル１０１へ高周波電流が流れ、高周波磁束が加熱ローラ１０２に作用することにより、加熱ローラ１０２の表面に過電流が発生して発熱する。

ここで、励磁コイル１０１及び共振コンデンサ２０５からなるＬＣ共振回路と、スイッチング素子２０６及びこのスイッチング素子２０６に内蔵されているダイオードＤ１が電圧共振型インバータを構成している。この電圧共振型インバータの特徴は、スイッチング素子２０６のコレクタ電圧がゼロボルトになるタイミングで該スイッチング素子２０６をオフからオンに切り替えることであり、これによりスイッチング素子２０６での損失を低減することができる。スイッチング素子２０６のコレクタ電圧がゼロボルトになるには、励磁コイル１０１と共振コンデンサ２０５の共振現象により、スイッチング素子２０６に内蔵されているダイオードＤ１が導通する必要がある。

この電圧共振型インバータの動作原理について、図３及び図４を用いて詳述する。図３はスイッチング素子２０６のオンオフ状態と励磁コイル１０１に流れる電流ＩＬの推移を模式的に表した図であり、図４はスイッチング素子２０６のゲート電圧Ｖgeとコレクタ電圧Ｖce、励磁コイル１０１に流れる電流ＩＬの波形を示した図である。なお、図３において、一点鎖線で示した部分は不動作状態を表わしている。

図３、図４に示すように、スイッチング素子２０６のオンオフによる電圧共振状態は、（Ｉ）〜（IV）の４つに分けられることが知られている。

（Ｉ） スイッチング素子２０６のゲート電圧（駆動信号ＰＷＭ）Ｖgeをハイレベルにしてスイッチング素子２０６をオンすることにより、直流化された商用電圧が励磁コイル１０１とスイッチング素子２０６の間にかかる。これにより、スイッチング素子２０６を通して励磁コイル１０１に電流ＩＬが流れ始める。スイッチング素子２０６のゲート電圧Ｖgeがオンの間、電流ＩＬは直線状に増加する。また、スイッチング素子２０６のコレクタ電圧Ｖceはゼロボルトである。なお、ゲート電圧Ｖgeのオン時間幅Ｔon（駆動信号ＰＷＭのパルス幅）は、加熱ローラ１０２で所望の発熱量が得られるように制御ＣＰＵ２１０にて設定される。

（II） 設定したオン時間幅Ｔonが経過して、スイッチング素子２０６のゲート電圧Ｖgeがローレベルになり、スイッチング素子２０６がオンからオフに切り替わると、スイッチング素子２０６のコレクタ電流はゼロになる。一方、励磁コイル１０１に磁気エネルギーが蓄積されて逆起電力が発生し、その電流ＩＬにより、共振コンデンサ２０５が充電を開始する。励磁コイル１０１に蓄えられていた磁気エネルギーがゼロになると、電流ＩＬがゼロになり、共振コンデンサ２０５の充電が終了する。この時、スイッチング素子２０６のコレクタ電圧Ｖceはピークとなる。

（III） スイッチング素子２０６はオフのままため、共振コンデンサ２０５に充電された電荷が励磁コイル１０１に対して放電を開始する。共振コンデンサ２０５に充電された電荷がなくなると、すなわち、スイッチング素子２０６のコレクタ電圧Ｖceがゼロになると、励磁コイル１０１に対する放電が終了する。

この（II）から（III）までの動作は励磁コイル１０１と共振コンデンサ２０５のＬＣ並列共振回路の共振動作のため、オフ時間Ｔoffは、励磁コイル１０１のインダクタンス値と共振コンデンサ２０５のキャパシタンス値により決まる。

（IV） 共振コンデンサ２０５の放電が終わると、励磁コイル１０１に発生した逆起電力により、スイッチング素子２０６に内蔵されたダイオードＤ１が導通する。このダイオードＤ１が導通することで、ダイオードＤ１から励磁コイル１０１へ電流ＩＬが流れる。また、ダイオードＤ１が導通することで、スイッチング素子２０６のコレクタ電圧Ｖceはゼロボルトである。このコレクタ電圧Ｖceがゼロボルトの期間に、スイッチング素子２０６をオフからオンに切り替えることで（ゼロボルトスイッチング）、スイッチング素子２０６での損失を低減することができる。

図５は、商用電源（ＡＣ）一周期間における駆動信号ＰＷＭ（ゲート電圧）のオンオフと、スイッチング素子２０６に流れるコレクタ電流Ｉce及びスイッチング素子２０６のコレクタ電圧Ｖceの関係について示した図である。図中、Ｖａｃは励磁コイル１０１の駆動電圧である。

スイッチング素子２０６に流れる電流（コレクタ電流）Ｉceは、前記（Ｉ）乃至（IV）の電圧共振状態から三角波状の波形となる。この電流Ｉceのピーク電流値をＩce_ｐｋで表すと、Ｉce_ｐｋは、励磁コイル１０１の駆動電圧Ｖac、コイルインダクタンスＬ、オン時間Ｔonより、
Ｉce_ｐｋ＝Ｖac＊Ｔon／Ｌ （１）
と表わされる。

ここで、ＶacはＬＣフィルタ回路２０４の出力電圧（全波整流された商用電圧）であり、商用電源（ＡＣ）の周期を残した正弦波状のため、
Ｖac＝Ｖ_０＊｜ｓｉｎ（ｗｔ）｜ （２）
である。なお、Ｖ_０はＡＣ電圧の振幅である。

すなわち、スイッチング素子２０６に流れる電流のピーク電流値Ｉce_ｐｋは、
Ｉce_ｐｋ＝Ｖ_０＊｜ｓｉｎ（ｗｔ）｜＊Ｔon／Ｌ （３）
と表わされる。つまり、Ｉce_ｐｋは正弦波上のスロープを描く。

スイッチング素子２０６のコレクタ電圧Ｖceのピーク電圧値をＶce_ｐｋとすると、該ピーク電圧値Ｖce_ｐｋは、共振コンデンサ２０５への充電電荷量すなわち上記ピーク電流値Ｉce_ｐｋにより決まるため、Ｉce_ｐｋと同様に正弦波上のスロープを描く。

先に述べたように、電圧共振型インバータは、スイッチング素子のコレクタ電圧Ｖceがゼロボルトとなるタイミングでスイッチング素子をオフからオンに切り替えることで、スイッチング素子での損失を低減できる利点がある。しかしながら、スイッチング素子のコレクタ電圧のピーク電圧値Ｖce_ｐｋやコレクタ電流のピーク電流値Ｉce_ｐｋが、スイッチング素子の定格電圧仕様や定格電流仕様を超えると、過電圧や過電流によるスイッチング素子破損の原因となる。

ここで、先の式（３）において、コイルインダクタンスＬは加熱コイルと被加熱体（加熱ローラ）の結合により決まり、加熱ローラの温度特性によってコイルインダクタンスが変動する。一般に常温でのインダクタンスをＬ０、トナー融解温度近傍でのインダクタンスをＬ１とすると、加熱ローラの温度上昇によりインダクタンスが低下し、Ｌ０＞Ｌ１となるため、スイッチング素子に流れる電流Ｉceの時間微分値は大きくなる。そのため、同一オン時間幅でも、トナー融解温度近傍では、スイッチング素子のピーク電流値Ｉce_ｐｋが大きくなり、スイッチング素子に過電流が流れて破損の原因となる。

かかる問題に対して、スイッチング素子や励磁コイルに流れる電流値を検出し、ピーク電流値を一定にするように制御することで、スイッチング素子の過電流による破損を防止することが従来から知られている。例えば、特許文献１には、励磁コイルに流れる電流値を検出し、これを設定電流値と比較することで、励磁コイルに流れるピーク電流値を一定とするように制御したり、基準値以上のピーク電流の場合に出力を禁止したりして、スイッチング素子の過電流による破損を防止する方法が開示されている。

しかしながら、励磁コイルと加熱ローラによる結合インダクタンスが急激に変動する、整磁合金などの磁性体ローラでは、温度の上昇に応じてインダクタンス値が急激に低下する。先に述べたように、インダクタンス値の低下は、同じオン時間幅でも、スイッチング素子のピーク電流値の上昇を引き起こす。従来のスイッチング素子のピーク電流値を一定にする定電流制御では、インダクタンス値の低下によってスイッチング周波数の増加を引き起こす。同一ピーク電流でのスイッチング周波数の増加は、スイッチング素子の投入電力量の増加を引き起こし、結局、スイッチング素子でのスイッチング損失を増大させ、損失により熱破損の可能性が生じる。そのため、スイッチング素子のピーク電流値を制限すると共に、スイッチング周波数の増加を抑え、スイッチング素子の投入電力量を制限する必要がある。

本発明の課題は、電圧共振型インバータによる誘導加熱装置において、共振周波数変動によるスイッチング素子のスイッチング損失、熱破損を防ぎつつ、誘導加熱を安定動作させることにある。

本発明は、被加熱体と、共振コンデンサと前記被加熱体の近傍に配置された励磁コイルからなる共振回路と、前記共振回路に直列に接続されたスイッチング素子と、前記共振回路と前記スイッチング素子の直列回路に直流電圧を印加する直流電圧供給手段と、前記スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、前記駆動信号により前記スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動手段とを備え、前記スイッチング素子をオンオフすることで、前記励磁コイルに高周波電流を生成し、前記被加熱体に高周波磁束を作用させて該被加熱体を加熱する誘導加熱装置であって、前記スイッチング素子に流れる電流値を検出する駆動電流検出手段と、前記検出された電流値を所定の設定値と比較して一致する毎にオフタイミング信号を出力するターンオフタイミング検出手段と、前記オフタイミング信号により前記駆動信号のターンオフタイミングを制御する制御手段と、一定周期毎に前記オフタイミング信号をカウントするカウンタ手段とを有することを主要な特徴とする。

本発明によれば、カウンタ手段によりスイッチング周波数の変動を確認でき、スイッチング素子のピーク電流値を一定に保ちつつ、スイッチング素子でのスイッチング損失、熱破損を防止することが可能になる。

誘導加熱装置及び誘導加熱定着装置の概略構成図である。 図１中の誘導加熱回路部の従来の構成例を示す図である。 電圧共振型インバータの動作を説明する図である。 同じく電圧共振型インバータの動作を説明する図である。 図２内のスイッチング素子のコレクタ電流及びコレクタ電圧と駆動信号ＰＷＭの関係を示した図である。 本発明に係る誘導加熱装置の誘導加熱回路部の一実施形態の構成例を示した図である。 図６内のスイッチング素子のコレクタ電流及びコレクタ電圧、オフタイミング信号、駆動信号ＰＷＭ、周波数カウンタ値等を示した図である。 周波数カウンタ値に応じてコンパレータの制御電圧を低下させる例を示した図である。 周波数カウンタ値に応じて駆動信号ＰＷＭの出力を停止させる例を示した図である。

以下、本発明の一実施形態について図面に基づいて説明する。

誘導加熱装置は、図１に示したように、励磁コイル１０１、加熱ローラ（被発熱体）１０２、誘導加熱回路部１０４及び温度センサ１０５で構成されているとする。本発明の特徴は誘導加熱回路部１０４の構成、動作にある。

図６は、本発明の一実施形態に係る誘導加熱回路部１０４の具体的構成例を示す図である。図６において、図２と同一部分には同一符号が付されている。商用電源（ＡＣ）２０１の交流電圧は、ノイズフィルタ回路２０２を経由し、直流電圧供給手段であるダイオードブリッジ回路２０３及びＬＣフィルタ回路２０４で全波整流、平滑化されて、共振コンデンサ２０５及び励磁コイル１０１からなる共振回路（ＬＣ並列共振回路）とスイッチング素子２０６の直列回路に印加される。先に述べたように、ＬＣフィルタ回路２０４の出力電圧（直流電圧）は、商用電源（ＡＣ）の周期残した正弦波（脈流波形）のままである。

図２で説明したように、励磁コイル１０１と共振コンデンサ２０５からなるＬＣ共振回路、スイッチング素子２０６及びスイッチング素子２０６に内蔵されているダイオードＤ１が電圧共振型インバータを構成している。駆動回路（駆動手段）２１６でスイッチング素子２０６をオンオフ駆動することで、励磁コイル１０１に高周波電流が生成し、励磁コイル１０１の近傍に配置された加熱ローラ（被加熱体）１０２に高周波磁束が作用して、該加熱ローラ１０２に過電流が発生し加熱する。

図６において、図２と異なる点は、スイッチング素子２０６に流れる電流値を検出する駆動電流検出回路（駆動電流検出手段）６１０、及び、スイッチング素子２０６のオンオフタイミングを制御する制御信号（オフタイミング信号）を出力するターンオフタイミング検出回路（ターンオフタイミング検出手段）６２０が追加されていること、さらに制御ＣＰＵ２１０が、ターンオフタイミング検出回路６２０のオフタイミング信号をカウントする周波数カウンタ（カウンタ手段）６３０を内蔵していることである。

駆動電流検出回路６１０は、スイッチング素子２０６の電流値Ｉceに応じた電圧を出力するカレントトランス６１１、該カレントトランス６１１の出力電圧を整流するダイオード６１２、及び該整流された出力電圧を分圧する抵抗６１３，６１４からなる。この抵抗６１３，６１４で分圧された電圧Ｉce_detがスイッチング素子２０６の電流値を表わす。

ターンオフタイミング検出回路６２０は、コンパレータ６２１と比較電圧源６２２からなる。コンパレータ６２１は、駆動電流検出回路６１０の抵抗６１３，６１４により分圧された電圧Ｉce_detと比較電圧源６２２の制御電圧Ｖcontを比較し、Ｉce_detがＶcontに一致すると、オフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴを出力する。すなわち、ターンオフタイミング検出回路６２０のコンパレータ６２１は、スイッチング素子２０６に流れる電流が所定の値になる毎に、オフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴを出力する。なお、比較電圧源６２２は可変電圧源で構成され、図６では省略されているが、制御ＣＰＵ２１０の演算部２１４から制御電圧Ｖcontの設定値を変更できるようになっている。

ターンオフタイミング検出回路６２０のコンパレータ６２１から出力されるオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴは、制御ＣＰＵ２１０に内蔵されているＰＷＭタイマ２１５のリセットと端子へ入力される。ＰＷＭタイマ（駆動信号生成手段）２１５は、リセット端子へオフタイミング信号が入力されると、直ちに駆動信号ＰＷＭをハイからロウに切り替える。駆動回路２１６は、駆動信号ＰＷＭがハイからロウに切り替わったことで、スイッチング素子２０６をオフとする。すなわち、ＰＷＭタイマ２１５は、ターンオフタイミング検出回路６２０からのオフタイミング信号により駆動信号ＰＷＭのターンオフタイミングを制御する制御手段として機能する。

一方、ターンオフタイミング検出回路６２０のコンパレータ６２１から出力されるオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴは、周波数カウンタ６３０にも入力される。周波数カウンタ６３０は、一定周期毎に、この入力されたオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴをカウントする。制御ＣＰＵ２１０の演算部２１４は、この周波数カウンタ６３０のカウント値を監視して、該カウント値が所定値以上になると、コンパレータ６２１の制御電圧（設定値）Ｖcontを下げるか、或いはＰＷＭタイマ２１５の駆動信号ＰＷＭの出力を一時停止するかする。これについては後述する。

図７は、商用電源（ＡＣ）一周期間におけるオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴ、駆動信号ＰＷＭ、スイッチング素子２０６の電流（コレクタ電流）及びコレクタ電圧Ｖceの関係、さらに、周波数カウンタ６３０のカウント値の遷移について示した図である。

駆動回路２１６は、駆動信号ＰＷＭがオンになるとスイッチング素子２０６をオンとし、駆動信号ＰＷＭがオフになるとスイッチング素子２０６をオフとする。スイッチング素子２０６をオンとすることにより、直流化された商用電圧Ｖacが励磁コイル１０１とスイッチング素子２０６の間にかかり、スイッチング素子２０６を通して励磁コイル１０１に電流が流れ始める。すなわち、スイッチング素子２０６に電流Ｉceが流れる。先に述べたように、このスイッチング素子２０６に流れる電流Ｉceは三角波状の波形を示す。

ターンオフタイミング検出回路６２０のコンパレータ６２１は、比較電圧源６２２の制御電圧（所定の設定値）Ｖcontとスイッチング素子２０６の電流値を表わす電圧Ｉce_detとが一致した時にオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴを出力する（ハイとする）。このオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴがハイになると、ＰＷＭタイマ２１５は、駆動信号ＰＷＭをハイからロウに立ち下げる。演算部２１４で設定された一定期間（オフ時間Ｔoff）を経過すると、ＰＷＭタイマ２１５は、再び駆動信号ＰＷＭをロウからハイに立ち上げる。その後、オフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴがハイになると、ＰＷＭタイマ２１５は、再び駆動信号ＰＷＭをハイからロウに立ち上げる。以下、同様の動作を繰り返す。

これにより、商用電圧Ｖacの大きさにかかわらず、スイッチング素子２０６のピーク電流値（コレクタ電流ピーク値）Ｉce_pkは常に一定になるように制御される。このスイッチング素子２０６のピーク電流が一定となることから、励磁コイル１０１及び共振コンデンサ２０５により発生するスイッチング素子２０６のコレクタ電圧Ｖceのピーク電圧値Ｖce_pkも一定となる。

スイッチング素子２０６のピーク電流値Ｉce_pkは、コンパレータ６２１の制御電圧Ｖcontの値で決まる。したがって、この制御電圧Ｖcontを所望の値に設定することで、ＡＣ入力電圧や励磁コイル１０１のインダクタンス変動に関わらず、スイッチング素子２０６の過電流や過電圧を防止できる。

次に、周波数カウンタ６３０の働きについて説明する。周波数カウンタ６３０は、ターンオフタイミング検出回路６２０のコンパレータ６２１から出力されるオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴを順次カウントしていく。この周波数カウンタ６３０のカウント値は、一定周期毎にゼロにリセットされる。図７では、商用電圧Ｖacがゼロになるタイミングで周波数カウントリセット信号を生成し、この周波数カウントリセット信号で周波数カウンタ６３０のカウント値を零にリセットしている。すなわち、ここでは、周波数カウンタ６３０は、ＡＣ電圧の半周期毎にオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴのカウント動作を繰り返すとする。商用電圧Ｖacがゼロになるタイミングは、電圧検出回路２０９からの信号により検出可能である。具体的には、例えば、制御ＣＰＵ２１０に内蔵された演算部２１４が、電圧検出回路２０９の電圧検出信号をデジタルデータに変換するＡＤＣ２１２の出力を用いて周波数カウントリセットと信号を生成するようにすればよい。

先に述べたように、加熱ローラ（被発熱体）１０２の温度が上昇すると、励磁コイル１０１と加熱ローラ１０２の結合インダクタンスが低下するため、スイッチング素子２０６に流れる電流値Ｉceは上昇する。その結果、図７に示すように、スイッチング素子２０６のピーク電流値を一定にする定電流制御では、一定期間内でのオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴの発生回数が増加する。換言すれば、駆動信号ＰＷＭの周波数が上昇し、スイッチング素子２０６のスイッチング周波数が増加する。同一ピーク電流でのスイッチング周波数の増加は、スイッチング素子２０６への投入電力量の増加を引き起こすことになり、スイッチング素子２０６でのスイッチング損失が増大し、熱破損の問題が生じる。

周波数カウンタ６３０のカウント値は、スイッチング素子２０６のスイッチング周波数を反映している。そこで、制御ＣＰＵ２１０の演算部２１４は、この周波数カウンタ６３０のカウント値を監視して、該カウント値が所定値以上になった場合、コンパレータ６２１の制御電圧Ｖcontを下げるか、或いは、ＰＷＭタイマ２１５の駆動信号の出力を一時停止するか制御する。これにより、スイッチング周波数の増加によるスイッチング素子２０６の熱破損を防止することができる。

図８は、周波数カウンタ６３０のカウント値が所定値以上になった場合に、ターンオフタイミング検出回路６２０のコンパレータ６２１の制御電圧（設定値）Ｖcontを下げる例を示した図である。

図７と同様に、ターンオフタイミング検出回路６２０のコンパレータ６２１は、比較電圧源６２２の制御電圧Ｖcontとスイッチング素子２０６の電流値を表わす電圧Ｉce_detとが一致した時にオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴを出力する（ハイとする）。ＰＷＭタイマ２１５は、オフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴがハイになると駆動信号ＰＷＭをハイからロウに立ち上げ、一定期間経過すると、再び駆動信号ＰＷＭをロウからハイに立ち上げる。これを繰り返すことで、スイッチング素子２０６のコレクタ電流ピーク値Ｉce_pk及びコレクタ電圧ピーク値Ｖce_pkは一定に制御される。

一方、周波数カウンタ６３０は、一定周期毎にオフタイミング信号ＯＦＦＤＥＴをカウントしている。この周波数カウンタ６３０のカウント値は、スイッチング素子２０６のスイッチング周波数を反映している。加熱ローラ１０２の温度が上昇すると、励磁コイル１０１と加熱ローラ１０２の結合インダクタンスが低下し、スイッチング素子２０６のスイッチング周波数（ＰＷＭ周波数）が上昇することにより、周波数カウンタ６３０の一定周期内のカウント値が増加する。

周波数カウンタ６３０のカウント値は、制御ＣＰＵ２１０の演算部２１４に入力される。演算部２１４は、周波数カウンタ６３０のカウント値が最大周波数カウント値ｎを超えた場合、強制的に制御電圧Ｖcontを下げるように比較電圧源６２２を制御する。制御電圧Ｖcontが低下したことで，スイッチング素子２０６のピーク電流値Ｉce_pk及びピーク電圧値Ｖce_pkが低下する。この結果、スイッチング素子２０６の投入電力量が制限されるため、スイッチング素子２０６の熱破損が防止される。

なお、最大周波数カウント値ｎ及び制御電圧Ｖcontの低下量は、予めユーザ等が設定しておくようにする。また、制御電圧Ｖcontは、例えば周波数カウントリセット信号で再び元の値に戻すか、或いは、一定周期内での周波数カウンタ６３０の最大カウント値が最大周波数カウント値ｎ以下になった時点で戻すかすればよい。

図９は、周波数カウンタ６３０のカウント値が所定値以上になった場合に、ＰＷＭタイマ２１５からの駆動信号ＰＷＭの出力を一時的に停止する例を示した図である。全体の動作は図７や図８と同様であるので、説明は省略する。

制御ＣＰＵ２１０の演算部２１４は、周波数カウンタ６３０のカウント値が最大周波数カウント値ｎを超えた場合、ＰＷＭタイマ２１５の動作を一時停止せしめる。すなわち、ＰＷＭタイマ２１５からの駆動信号ＰＷＭの出力が停止する。この結果、スイッチング素子２０６の駆動を停止し、スイッチング素子２０６に電流が流れなくなるため、スイッチング素子２０６の熱破損が防止される。

一般に、電流検出回路２０８や電圧検出回路２０９は、ＡＣ電圧やＡＣ電流を抵抗による分圧やコンデンサにより平滑化することで、該入力電圧及び入力電流を検出している。このため、ＡＣ入力電力検出信号は、抵抗およびコンデンサによる応答の遅れが発生する。

図９に示すように、周波数カウンタ６３０のカウント値が最大周波数カウント値ｎを超えた場合に、駆動信号ＰＷＭの出力を停止させることで、ＡＣ電力量に関わらず、結合インダクタンスの急激な変化によるスイッチング素子２０６への投入電力量の急上昇に対して高速に応答して、スイッチング素子２０６の動作を高速に停止されることができ、スイッチング素子の熱破損を防止することができる。

なお、ＰＷＭタイマ２１５からの駆動信号ＰＷＭの出力は、例えば、周波数カウントリセット信号で再開するか、或いは、一定期間内での周波数カウンタ６３０の最大カウント値が最大周波数カウント値ｎ以下になった時点で再開すればよい。

以上、本発明の一実施形態としての誘導加熱装置（特に、その誘導加熱回路部）について説明したが、本発明の誘導加熱装置は、図６に示したような構成に限定されるものではない。また、図１に示したように、本誘導加熱装置の被加熱体である加熱ローラ１０２と定着／加圧ローラ１０３とを対向させることで、誘導加熱定着装置となる。本発明は、このような誘導加熱定着装置も包含する。さらに、本発明は、このような誘導加熱定着装置を備えた種々の画像形成装置も包含する。

１０１ 励磁コイル
１０２ 被加熱体（加熱ローラ）
１０３ 定着／加圧ローラ
１０４ 誘導加熱回路部
２０１ 商用電源
２０５ 共振コンデンサ
２０６ スイッチング素子
２１０ 制御ＣＰＵ
２１４ 演算部
２１５ ＰＷＭタイマ
２１６ 駆動回路
６１０ 駆動電流検出回路
６２０ ターンオフタイミング検出回路
６２１ コンパレータ
６２２ 比較電圧源
６３０ 周波数カウンタ

特開２００３−３４５１４９号公報

Claims (7)

1. 被加熱体と、
   共振コンデンサと前記被加熱体の近傍に配置された励磁コイルからなる共振回路と、
   前記共振回路に直列に接続されたスイッチング素子と、
   前記共振回路と前記スイッチング素子の直列回路に直流電圧を印加する直流電圧供給手段と、
   前記スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動信号を生成する駆動信号生成手段と、
   前記駆動信号により前記スイッチング素子をオンオフ駆動する駆動手段と、
   を備え、前記スイッチング素子をオンオフすることで、前記励磁コイルに高周波電流を生成し、前記被加熱体に高周波磁束を作用させて該被加熱体を加熱する誘導加熱装置であって、
   前記スイッチング素子に流れる電流値を検出する駆動電流検出手段と、
   前記検出された電流値を所定の設定値と比較して一致する毎にオフタイミング信号を出力するターンオフタイミング検出手段と、
   前記オフタイミング信号により前記駆動信号のターンオフタイミングを制御する制御手段と、
   一定周期毎に前記オフタイミング信号をカウントするカウンタ手段と、
   を有することを特徴とする誘導加熱装置。
2. 前記カウンタ手段のカウント値が所定値以上になると、前記スイッチング手段の投入電力量を制限する手段を有することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
3. 前記スイッチング手段の投入電力量を制限する手段は、前記カウンタ手段のカウント値が所定以上になると、前記ターンオフタイミング検出手段内の前記設定値を下げることを特徴とする請求項２に記載の誘導加熱装置。
4. 前記カウンタ手段のカウント値が所定値以上になると、前記スイッチング素子の駆動を停止させる手段を有することを特徴とする請求項１に記載の誘導加熱装置。
5. 前記スイッチング素子の駆動を停止させる手段は、前記駆動信号生成手段からの駆動信号の出力を停止させることを特徴とする請求項４に記載の誘導加熱装置。
6. 請求項１乃至５のいずれか１項に記載の誘導加熱装置と、該誘導加熱装置の被加熱体としての加熱ローラに対向して配置された定着／加圧ローラとを有することを特徴とする誘導加熱定着装置。
7. 請求項６に記載の誘導加熱定着装置を備えていることを特徴とする画像形成装置。

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