JP2540466B2 - 振動回路の充放電状態の制御方法および回路装置 - Google Patents
振動回路の充放電状態の制御方法および回路装置Info
- Publication number
- JP2540466B2 JP2540466B2 JP63137187A JP13718788A JP2540466B2 JP 2540466 B2 JP2540466 B2 JP 2540466B2 JP 63137187 A JP63137187 A JP 63137187A JP 13718788 A JP13718788 A JP 13718788A JP 2540466 B2 JP2540466 B2 JP 2540466B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- current
- voltage
- output
- transformer
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 27
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 38
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 29
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 14
- 238000007599 discharging Methods 0.000 claims description 13
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 claims description 12
- 230000003534 oscillatory effect Effects 0.000 claims description 12
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 claims description 11
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 11
- 101800000246 Allatostatin-1 Proteins 0.000 claims description 10
- 102100036608 Aspartate aminotransferase, cytoplasmic Human genes 0.000 claims description 10
- 101500011070 Diploptera punctata Allatostatin-2 Proteins 0.000 claims description 8
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 7
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 7
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 7
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 3
- 101150109657 ureF gene Proteins 0.000 claims description 3
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims 1
- 230000000977 initiatory effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 8
- 238000011161 development Methods 0.000 description 4
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 4
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 3
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 3
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 2
- 230000009471 action Effects 0.000 description 1
- 230000008033 biological extinction Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 230000008034 disappearance Effects 0.000 description 1
- 230000002500 effect on skin Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 230000001681 protective effect Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000000284 resting effect Effects 0.000 description 1
- 238000012552 review Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、共振変成器の原理に従って構成された電
源部内において変成器の一次電流回路を形成する振動回
路が順次充電状態及び放電状態をとり、変成器の二次側
出力電圧が調節装置により監視され、調節装置が変成器
の二次側出力電圧の高さに関係して各充電状態を開始さ
せるようにした振動回路に対する状態制御のための方法
におよびその方法を実施するための回路装置に関する。
源部内において変成器の一次電流回路を形成する振動回
路が順次充電状態及び放電状態をとり、変成器の二次側
出力電圧が調節装置により監視され、調節装置が変成器
の二次側出力電圧の高さに関係して各充電状態を開始さ
せるようにした振動回路に対する状態制御のための方法
におよびその方法を実施するための回路装置に関する。
電子装置はこれまで複雑さが増すにもかかわらず常に
小形・軽量化されてきた。この開発は集積回路がますま
す採用されてきたことに基づいている。しかし電源部の
みはこの開発の枠外にある。なぜならば、従来の直列調
節器の原理では体積および重量がわずかしが減ぜられ得
ないからである。
小形・軽量化されてきた。この開発は集積回路がますま
す採用されてきたことに基づいている。しかし電源部の
みはこの開発の枠外にある。なぜならば、従来の直列調
節器の原理では体積および重量がわずかしが減ぜられ得
ないからである。
この観点での主要な進歩は先ず、スイッチング電源部
として電源部を構成することにより達成され得た。新し
い部品、特に高速スイッチングトランジスタの開発によ
り現在、高い信頼性および経済的な利点を有するスイッ
チング電源部を構成することが可能である。それらは従
来の電源部にくらべて小形で軽量であるだけでなく高い
効率をも有する。
として電源部を構成することにより達成され得た。新し
い部品、特に高速スイッチングトランジスタの開発によ
り現在、高い信頼性および経済的な利点を有するスイッ
チング電源部を構成することが可能である。それらは従
来の電源部にくらべて小形で軽量であるだけでなく高い
効率をも有する。
スイッチング電源部の原理は主として、入力直流電圧
を高速スイッチにより断続し、それにより得られた方形
波電圧を変成器により変圧し、またその出力電圧を再び
整流することに基づいている。スイッチング過程の断続
比もしくは周波数に影響する調節により出力電圧が安定
化される。
を高速スイッチにより断続し、それにより得られた方形
波電圧を変成器により変圧し、またその出力電圧を再び
整流することに基づいている。スイッチング過程の断続
比もしくは周波数に影響する調節により出力電圧が安定
化される。
文献“スイッチング電源部（Schaltnetzteile）”ビ
ュステフーベ（J.Wstehube）他著、エキスパート・フ
ェアラーグ（expert Verlag）、1979年から公知のよう
に、このような直流電圧変成器はブロッキング変成器、
フロー変成器もしくはプッシュプル変成器としてその作
動原理に従って動作する。
ュステフーベ（J.Wstehube）他著、エキスパート・フ
ェアラーグ（expert Verlag）、1979年から公知のよう
に、このような直流電圧変成器はブロッキング変成器、
フロー変成器もしくはプッシュプル変成器としてその作
動原理に従って動作する。
これらの変成器により得られる出力電力は、主として
スイッチングトランジスタの負荷可能性によってのみ制
限される。
スイッチングトランジスタの負荷可能性によってのみ制
限される。
しかしスイッチング電源部の体積および重量を決定す
るのは主としてその誘導性構成要素であり、従って誘導
性構成要素が電力密度に対して、すなわち最大取り出し
可能な電力と電源部の大きさまたは重量との間の比に対
して重要である。
るのは主としてその誘導性構成要素であり、従って誘導
性構成要素が電力密度に対して、すなわち最大取り出し
可能な電力と電源部の大きさまたは重量との間の比に対
して重要である。
電力密度を大きくしたいならば、インダクタの大きさ
を減じ、またその際にその効率を保つことは不可避であ
る。しかし、このことはスイッチング周波数を高くする
ことによってのみ達成され得る。
を減じ、またその際にその効率を保つことは不可避であ
る。しかし、このことはスイッチング周波数を高くする
ことによってのみ達成され得る。
約80kHz以上へのスイッチング周波数の単独の上昇は
スイッチング電源部における感知可能な効率低下を必然
的に伴うことを非常に迅速に認識しなければならない。
その理由は、従来の原理で動作するスイッチング電源部
における電流および電圧の非常に高い上昇速度である。
また、より高い周波数では表皮効果のような寄生的効果
が現れる。
スイッチング電源部における感知可能な効率低下を必然
的に伴うことを非常に迅速に認識しなければならない。
その理由は、従来の原理で動作するスイッチング電源部
における電流および電圧の非常に高い上昇速度である。
また、より高い周波数では表皮効果のような寄生的効果
が現れる。
さらに、効率の低下の原因となる損失が変成器の二次
側で整流要素により生ずる。速い電圧および電流変化の
際にそれらの大きい逆遅延充電および高い逆電流が追加
的な損失を生ずる。
側で整流要素により生ずる。速い電圧および電流変化の
際にそれらの大きい逆遅延充電および高い逆電流が追加
的な損失を生ずる。
より高い周波数において現れる損失電力にもかかわら
ず、高周波数の速い電流および電圧変化は測りしれない
無線障害を発生し、それを妥当な程度に減ずるためには
高価なフィルタを必要とする。
ず、高周波数の速い電流および電圧変化は測りしれない
無線障害を発生し、それを妥当な程度に減ずるためには
高価なフィルタを必要とする。
従来のスイッチング電源部に生ずる速い電圧および電
流変化がスイッチング周波数を高めることに制限を課す
るという事実は、新しい原理の直流電圧変成器、いわゆ
る共振変成器の開発を促した。
流変化がスイッチング周波数を高めることに制限を課す
るという事実は、新しい原理の直流電圧変成器、いわゆ
る共振変成器の開発を促した。
ユニトロード（Unitrode）社の刊行物、パテル（R.Pa
tel）およびアダイル（R.Adair）著“高周波直列共振電
力源−設計レビュー”、ユニトロード電力源設計ゼミナ
ー（Unitrode Power Supply Design Seminar）、ユニト
ロードパブリケーションNo.SEM−300、トピック＃５に
は、直列共振器を有する電源部が示されている。この装
置で実現された基本思想は、使用される変成器の一次電
流回路をLC共振回路として構成することである。これは
必要の際に特定の時間間隔にわたり充電され、また同一
の時間間隔にわたり続いて放電され、その際に時間間隔
は使用される部品に対して特有に、二次電流回路の定格
負荷において直列共振回路に対して共振条件が満足され
るように選定されている。
tel）およびアダイル（R.Adair）著“高周波直列共振電
力源−設計レビュー”、ユニトロード電力源設計ゼミナ
ー（Unitrode Power Supply Design Seminar）、ユニト
ロードパブリケーションNo.SEM−300、トピック＃５に
は、直列共振器を有する電源部が示されている。この装
置で実現された基本思想は、使用される変成器の一次電
流回路をLC共振回路として構成することである。これは
必要の際に特定の時間間隔にわたり充電され、また同一
の時間間隔にわたり続いて放電され、その際に時間間隔
は使用される部品に対して特有に、二次電流回路の定格
負荷において直列共振回路に対して共振条件が満足され
るように選定されている。
周知のように直列共振の際には電流回路のリアクタン
スは零に等しい。共振電流とも呼ばれる電流は振動回路
における電圧と同相であり、またその振幅は直列共振の
抵抗によってのみ制限されているその最大値に達する。
スは零に等しい。共振電流とも呼ばれる電流は振動回路
における電圧と同相であり、またその振幅は直列共振の
抵抗によってのみ制限されているその最大値に達する。
振動回路の充電の際の過程を一層詳細に考察すると、
電流経過が正弦波半波で現れ、それに振動回路の放電の
際に逆極性を有する第２の正弦波半波が続き、それによ
り電流の完全な正弦波が生ずることが理解される。
電流経過が正弦波半波で現れ、それに振動回路の放電の
際に逆極性を有する第２の正弦波半波が続き、それによ
り電流の完全な正弦波が生ずることが理解される。
このような等化過程およびその計算に関する一層詳細
な知識はたとえば文献“エレクトロテヒニク（Elektrot
echnik）”、第１巻、基礎、1968年に示されている。
な知識はたとえば文献“エレクトロテヒニク（Elektrot
echnik）”、第１巻、基礎、1968年に示されている。
共振状態で作動する直列振動回路の使用の結果として
スイッチング電源部における速い電流変化が避けられ
る。
スイッチング電源部における速い電流変化が避けられ
る。
いま直列共振変成器の原理に関する知識により上記の
ユニトロード社の刊行物に示されている回路装置を考察
すると、直列共振回路の有効インダクタンスは変成器の
一次側インダクタンスおよびリアクトルのインダクタン
スから成ることがわかる。この装置は、二次回路の負荷
に関係する変成器のインダクタンスが直列共振回路の有
効インダクタンスに及ぼす影響をできるかぎりわずかに
保つために選定された。この目的で、リアクトルのイン
ダクタンスは変成器のインダクタンスにくらべてできる
かぎり大きくしなければならない。しかし、このこと
と、リアクトルおよび変成器の直列回路は、変成器で得
られる電圧を電流に関係させまた効率をリアクトル内に
生ずる磁化損失により低下させる誘導性分圧器と同等で
あるという事実とが対立している。
ユニトロード社の刊行物に示されている回路装置を考察
すると、直列共振回路の有効インダクタンスは変成器の
一次側インダクタンスおよびリアクトルのインダクタン
スから成ることがわかる。この装置は、二次回路の負荷
に関係する変成器のインダクタンスが直列共振回路の有
効インダクタンスに及ぼす影響をできるかぎりわずかに
保つために選定された。この目的で、リアクトルのイン
ダクタンスは変成器のインダクタンスにくらべてできる
かぎり大きくしなければならない。しかし、このこと
と、リアクトルおよび変成器の直列回路は、変成器で得
られる電圧を電流に関係させまた効率をリアクトル内に
生ずる磁化損失により低下させる誘導性分圧器と同等で
あるという事実とが対立している。
リアクトルのインダクタンスは上記の理由から任意に
大きくはできないので、固有周波数は一定の駆動周波数
とこのように構成された振動回路において実際上変成器
の二次側負荷の狭い範囲においてのみ一致する。この通
常定格負荷として設計されている狭い範囲から外れる
と、非対称な過電圧がエネルギー蓄積器に生じ、またそ
れにより過電圧がスイッチング要素に生ずる。スイッチ
ング要素を保護するためには、ダイオードにより振動回
路のコンデンサにおける電圧が制限されなければなら
ず、そこで再び変成可能な電力の一部が失われる。さら
に、共振点の外側で共振電流の消滅に至り、それにより
スイッチング要素に高い損失が生ずる。
大きくはできないので、固有周波数は一定の駆動周波数
とこのように構成された振動回路において実際上変成器
の二次側負荷の狭い範囲においてのみ一致する。この通
常定格負荷として設計されている狭い範囲から外れる
と、非対称な過電圧がエネルギー蓄積器に生じ、またそ
れにより過電圧がスイッチング要素に生ずる。スイッチ
ング要素を保護するためには、ダイオードにより振動回
路のコンデンサにおける電圧が制限されなければなら
ず、そこで再び変成可能な電力の一部が失われる。さら
に、共振点の外側で共振電流の消滅に至り、それにより
スイッチング要素に高い損失が生ずる。
本発明の課題は、電源部に対する共振変成器を、共振
条件が効率低下なしに二次側負荷変化の際にも満足され
るように構成することである。
条件が効率低下なしに二次側負荷変化の際にも満足され
るように構成することである。
この課題を解決するため、本発明によれば、冒頭に記
載した方法において、充電状態の各開始の後に、振動回
路内の共振を起こさせる電流値および（または）電圧値
の生起に関係してそのつど切換パルスが発生され、この
切換パルスがスイツチング手段を介して充電状態を終了
させ、また放電状態を開始させ、この放電状態が少なく
とも充電状態の継続時間の間は持続することにより解決
される。
載した方法において、充電状態の各開始の後に、振動回
路内の共振を起こさせる電流値および（または）電圧値
の生起に関係してそのつど切換パルスが発生され、この
切換パルスがスイツチング手段を介して充電状態を終了
させ、また放電状態を開始させ、この放電状態が少なく
とも充電状態の継続時間の間は持続することにより解決
される。
この方法によれば、振動回路円の電流および（また
は）電圧挙動が監視され、それから得られた情報により
駆動周波数が連続的に、変化する固有周波数に合わされ
る。従って、共振回路内の共振条件は常に得られてお
り、また共振電流の消滅または過電圧による効率低下が
避けられる。
は）電圧挙動が監視され、それから得られた情報により
駆動周波数が連続的に、変化する固有周波数に合わされ
る。従って、共振回路内の共振条件は常に得られてお
り、また共振電流の消滅または過電圧による効率低下が
避けられる。
さらに、この方法によれば、振動回路に対するリアク
トルが省略され得る。それにより追加的に効率低下の減
少が可能である。
トルが省略され得る。それにより追加的に効率低下の減
少が可能である。
共振条件が常に満足されているので、スイッチング要
素は、常に共振電流の零通過の際にスイッチングを行う
ので、わずかな電力に対して設計されていてもよい。ス
イッチング要素における過電圧に対する対策は不要にさ
れている。
素は、常に共振電流の零通過の際にスイッチングを行う
ので、わずかな電力に対して設計されていてもよい。ス
イッチング要素における過電圧に対する対策は不要にさ
れている。
この一般的な解決原理から出発して、請求項２による
変形例では、駆動周波数が振動回路の固有周波数と共振
電流の零通過に関係して同期化される。固有周波数から
の駆動周波数の偏差は各時点で最小であり、また電流零
通過からスイツチング要素の切換までの遅延時間によっ
てのみ決定される。
変形例では、駆動周波数が振動回路の固有周波数と共振
電流の零通過に関係して同期化される。固有周波数から
の駆動周波数の偏差は各時点で最小であり、また電流零
通過からスイツチング要素の切換までの遅延時間によっ
てのみ決定される。
請求項３による変形例では、直接的な制御の代わり
に、変化する電流値により駆動周波数に相応に追従する
調節器が使用される。
に、変化する電流値により駆動周波数に相応に追従する
調節器が使用される。
請求項４による変形例では、全波の代わりに、先ず半
波だけが発生され、またそれにすぐ続いて負荷に関係す
る休止が挿入され、それに再び第２の半波、第２の負荷
に関係する第２の休止が続く（以下同様）。従って、蓄
積コンデンサは全波の際に生ずる電荷量の約半分のみを
与えられる。半波の間にそれぞれ十分に大きい休止が生
ずるので、充電および放電相でそのつどのスイッチング
状態を切り換えるスイッチングトランジスタは決して同
時に導通せず、このことはスイッチングトランジスタの
駆動論理を簡単化する。なぜならば、第２のスイッチン
グトランジスタが導通状態に制御される以前に第１のス
イッチングトランジスタができるかぎり迅速に遮断状態
となることがもはやそれほど重要ではないからである。
波だけが発生され、またそれにすぐ続いて負荷に関係す
る休止が挿入され、それに再び第２の半波、第２の負荷
に関係する第２の休止が続く（以下同様）。従って、蓄
積コンデンサは全波の際に生ずる電荷量の約半分のみを
与えられる。半波の間にそれぞれ十分に大きい休止が生
ずるので、充電および放電相でそのつどのスイッチング
状態を切り換えるスイッチングトランジスタは決して同
時に導通せず、このことはスイッチングトランジスタの
駆動論理を簡単化する。なぜならば、第２のスイッチン
グトランジスタが導通状態に制御される以前に第１のス
イッチングトランジスタができるかぎり迅速に遮断状態
となることがもはやそれほど重要ではないからである。
請求項２および３による方法を実施するための有利な
回路装置は請求項５ないし13にあげられている。
回路装置は請求項５ないし13にあげられている。
以下、図面により本発明の実施例を一層詳細に説明す
る。
る。
第２図には、従来から知られているような共振変成器
を有する電源部の電力段に対する回路装置が示されてい
る。第１および第２のスイッチングトランジスタQ1、Q2
は、リアクトルＬ、変成器Ｕの一次巻線PWおよびコンデ
ンサＣから成る電流回路に付設されている。リアクトル
Ｌの入力端ELは第１のスイッチングトランジスタQ1を介
して直流電圧源DCIの正極P1に、また第２のスイッチン
グトランジスタQ2を介して負極P2に接続されている。リ
アクトルＬの出力端ALは変成器Ｕの一次巻線PWの入力端
EPWに接続されており、その出力端APWはコンデンサＣを
介して直流電圧源DCIの負極P2に、またそれぞれ阻止方
向に作動する２つの保護ダイオードD1、D2を介して直流
電圧源DCIの両極P1およびP2に接続されている。二次側
に変成器Ｕは二方向整流のための通常の整流器回路を有
し、そこから出力直流電圧DCOが取り出され得る。
を有する電源部の電力段に対する回路装置が示されてい
る。第１および第２のスイッチングトランジスタQ1、Q2
は、リアクトルＬ、変成器Ｕの一次巻線PWおよびコンデ
ンサＣから成る電流回路に付設されている。リアクトル
Ｌの入力端ELは第１のスイッチングトランジスタQ1を介
して直流電圧源DCIの正極P1に、また第２のスイッチン
グトランジスタQ2を介して負極P2に接続されている。リ
アクトルＬの出力端ALは変成器Ｕの一次巻線PWの入力端
EPWに接続されており、その出力端APWはコンデンサＣを
介して直流電圧源DCIの負極P2に、またそれぞれ阻止方
向に作動する２つの保護ダイオードD1、D2を介して直流
電圧源DCIの両極P1およびP2に接続されている。二次側
に変成器Ｕは二方向整流のための通常の整流器回路を有
し、そこから出力直流電圧DCOが取り出され得る。
出力直流電圧DCOを監視する（第２図には示されてい
ない）調節ユニットは、休止位置で阻止状態を占める両
スイッチングトランジスタQ1、Q2の制御入力端S1、S2と
接続されている。
ない）調節ユニットは、休止位置で阻止状態を占める両
スイッチングトランジスタQ1、Q2の制御入力端S1、S2と
接続されている。
調節ユニットが目標値を下廻る出力直流電圧DCOの低
下を検出すると、調節ユニトは先ず第１のスイッチング
トランジスタQ1の制御入力端S1に、またその直後に第２
のスイッチングトランジスタQ2の制御入力端S2にそれぞ
れパルスを与える。この形式の駆動が、出力直流電圧DC
Oが目標値に達するまで繰り返される。調節回路のすべ
てのパルスは、変成器Ｕの特定の二次側負荷に対してリ
アクトルＬ、変成器Ｕの一次巻線PWおよびコンデンサＣ
の直列回路内で共振条件が満足されるように選定されて
いる同一の時間的長さを有する。
下を検出すると、調節ユニトは先ず第１のスイッチング
トランジスタQ1の制御入力端S1に、またその直後に第２
のスイッチングトランジスタQ2の制御入力端S2にそれぞ
れパルスを与える。この形式の駆動が、出力直流電圧DC
Oが目標値に達するまで繰り返される。調節回路のすべ
てのパルスは、変成器Ｕの特定の二次側負荷に対してリ
アクトルＬ、変成器Ｕの一次巻線PWおよびコンデンサＣ
の直列回路内で共振条件が満足されるように選定されて
いる同一の時間的長さを有する。
第１図には、電流零通過の検出を行う本発明による調
節回路のブロック回路図が示されている。この回路はRS
フリップフロップFFを含んでおり、その入力側には調節
増幅器RVを前段に接続されている電圧制御形発振器VCO
と、電流電圧変換器IUWを前段に接続されているコンパ
レータＫとが付設されている。調節回路の出力側には２
つのドライバ段T1、T2とその後段に接続されている駆動
変成器AST1、AST2とが設けられている。
節回路のブロック回路図が示されている。この回路はRS
フリップフロップFFを含んでおり、その入力側には調節
増幅器RVを前段に接続されている電圧制御形発振器VCO
と、電流電圧変換器IUWを前段に接続されているコンパ
レータＫとが付設されている。調節回路の出力側には２
つのドライバ段T1、T2とその後段に接続されている駆動
変成器AST1、AST2とが設けられている。
電圧制御発振器VCOは入力側で調節増幅器RVの出力端
と接続されており、増幅器RVの第１の入力端は出力直流
電圧DCOを、またその第２の入力端は目標値電圧USOLLを
与えられている。電圧制御形発振器VCOの出力はRSフリ
ップフロップFFのＳ入力端に導かれている。電流電圧変
換器IUWはその出力巻線AWのために高い変換比を有する
変成器である。その電流巻線で電流電圧変換器IUWは
（図示されていない）変成器Ｕの（同じく図示されてい
ない）一次巻線PWと直列に接続されている。電流電圧変
換器IUWの出力巻線AWは一方の端でコンパレータＫの入
力端に、また他方の端で二次側の零ボルト電位MAに接続
されている。コンパレータＫの第２の入力端は参照電圧
UREFを与えられている。出力側でコンパレータＫはRSフ
リップフロップFFのＲ入力端と接続されている。このRS
フリップフロップFFの出力端は第１のドライバ段T1に直
接に、また第２のドライバ段T2にインバータINVを介し
て供給されている。ドライバ段T1、T2の出力端はそれぞ
れ駆動変成器AST1、AST2の制御巻線STW1、STW2を介して
二次側の零ボルト電位MAと接続されている。
と接続されており、増幅器RVの第１の入力端は出力直流
電圧DCOを、またその第２の入力端は目標値電圧USOLLを
与えられている。電圧制御形発振器VCOの出力はRSフリ
ップフロップFFのＳ入力端に導かれている。電流電圧変
換器IUWはその出力巻線AWのために高い変換比を有する
変成器である。その電流巻線で電流電圧変換器IUWは
（図示されていない）変成器Ｕの（同じく図示されてい
ない）一次巻線PWと直列に接続されている。電流電圧変
換器IUWの出力巻線AWは一方の端でコンパレータＫの入
力端に、また他方の端で二次側の零ボルト電位MAに接続
されている。コンパレータＫの第２の入力端は参照電圧
UREFを与えられている。出力側でコンパレータＫはRSフ
リップフロップFFのＲ入力端と接続されている。このRS
フリップフロップFFの出力端は第１のドライバ段T1に直
接に、また第２のドライバ段T2にインバータINVを介し
て供給されている。ドライバ段T1、T2の出力端はそれぞ
れ駆動変成器AST1、AST2の制御巻線STW1、STW2を介して
二次側の零ボルト電位MAと接続されている。
調節増幅器RVは出力直流電圧DCOを目標値電圧USOLLと
比較する。出力電圧DCOが目標値電圧USOLLの以下に低下
すると、調節増幅器RVの出力端に差に関係する制御電圧
が現れる。この制御電圧が高いほど、電圧制御形発振器
VCOの出力信号の周波数は高い。
比較する。出力電圧DCOが目標値電圧USOLLの以下に低下
すると、調節増幅器RVの出力端に差に関係する制御電圧
が現れる。この制御電圧が高いほど、電圧制御形発振器
VCOの出力信号の周波数は高い。
コンパレータＫは電流電圧変換器IUWにより変成器Ｕ
の一次巻線PW内の電流を監視する。コンパレータＫは一
次巻線PW内の電流の零通過の際には常にその出力を能動
化する。ドライバ段T1、T2およびこれに付設されている
駆動変成器AST1、AST2を介して、第２図中に示されてい
るスイツチングトランジスタQ1、Q2が駆動される。これ
らのスイツチングトランジスタは本発明による調節回路
により逆相で作動する。すなわち決して同時に遮断また
は導通状態にはならない。休止位置ではRSフリップフロ
ップFFの出力端はディジタルＬレベルを有し、従って第
２のスイツチングトランジスタQ2を導通状態にされてい
る。
の一次巻線PW内の電流を監視する。コンパレータＫは一
次巻線PW内の電流の零通過の際には常にその出力を能動
化する。ドライバ段T1、T2およびこれに付設されている
駆動変成器AST1、AST2を介して、第２図中に示されてい
るスイツチングトランジスタQ1、Q2が駆動される。これ
らのスイツチングトランジスタは本発明による調節回路
により逆相で作動する。すなわち決して同時に遮断また
は導通状態にはならない。休止位置ではRSフリップフロ
ップFFの出力端はディジタルＬレベルを有し、従って第
２のスイツチングトランジスタQ2を導通状態にされてい
る。
変成器の一次回路における本発明による調節回路が共
振条件をどのように作るかを、調節回路の休止状態から
出発して詳細に説明する。出力直流電圧DCOが目標値USO
LL以下に低下すると、電圧制御発振器VCOがレリーズさ
れる。電圧制御形発振器VCOの最初のパルスによりRSフ
リップフロップFFがセットされ、またドライバ段T1およ
び駆動変成器AST1を介して第１のスイツチングトランジ
スタQ1が導通状態にされる。第２のスイツチングトラン
ジスタQ2は遮断状態にされる。変成器Ｕの振動回路とし
て構成された一次電流回路はいま直流電圧源DCIと接続
されており、それから振動回路の充電のためのエネルギ
ーが取り出される。さらに変成器Ｕの二次電流回路内に
位置する負荷にエネルギーが伝えられる。振動回路内の
電流の値は、振動回路が振動可能に設計されているかぎ
り、正弦半波の形態の時間的経過を有し、それらの終端
で電流が再び零に復帰する。この電流零通過をコンパレ
ータＫが検出し、RSフリップフロップFFがリセットし、
それに基づいて第１のスイツチングトランジスタQ1が遮
断状態にされ、また第２のスイツチングトランジスタQ2
が導通状態にされる。こうして振動回路が直流電圧源DC
Iから切り離され、また第２のスイツチングトランジス
タQ2を介して短絡される。その結果として振動回路は放
電し、その際にエネルギーが変成器Ｕの二次電流回路に
供給される。放電の際に振動回路内の電流は振動回路の
充電の際に生ずる電流方向と逆方向に流れる。時間的経
過は同じく正弦半波の形態であり、その周波数は振動回
路の充電の際の周波数と一致している。振動回路内の電
流は充電および放電の間に完全な正弦波として流れ、そ
の周波数は変成器Ｕの二次側の負荷に関係する。
振条件をどのように作るかを、調節回路の休止状態から
出発して詳細に説明する。出力直流電圧DCOが目標値USO
LL以下に低下すると、電圧制御発振器VCOがレリーズさ
れる。電圧制御形発振器VCOの最初のパルスによりRSフ
リップフロップFFがセットされ、またドライバ段T1およ
び駆動変成器AST1を介して第１のスイツチングトランジ
スタQ1が導通状態にされる。第２のスイツチングトラン
ジスタQ2は遮断状態にされる。変成器Ｕの振動回路とし
て構成された一次電流回路はいま直流電圧源DCIと接続
されており、それから振動回路の充電のためのエネルギ
ーが取り出される。さらに変成器Ｕの二次電流回路内に
位置する負荷にエネルギーが伝えられる。振動回路内の
電流の値は、振動回路が振動可能に設計されているかぎ
り、正弦半波の形態の時間的経過を有し、それらの終端
で電流が再び零に復帰する。この電流零通過をコンパレ
ータＫが検出し、RSフリップフロップFFがリセットし、
それに基づいて第１のスイツチングトランジスタQ1が遮
断状態にされ、また第２のスイツチングトランジスタQ2
が導通状態にされる。こうして振動回路が直流電圧源DC
Iから切り離され、また第２のスイツチングトランジス
タQ2を介して短絡される。その結果として振動回路は放
電し、その際にエネルギーが変成器Ｕの二次電流回路に
供給される。放電の際に振動回路内の電流は振動回路の
充電の際に生ずる電流方向と逆方向に流れる。時間的経
過は同じく正弦半波の形態であり、その周波数は振動回
路の充電の際の周波数と一致している。振動回路内の電
流は充電および放電の間に完全な正弦波として流れ、そ
の周波数は変成器Ｕの二次側の負荷に関係する。
振動回路の充電および放電の経過は、電圧制御形発振
器がどの周波数で作動するか、また出力直流電圧がどの
程度に目標電圧USOLLの下に位置するかに関係して繰り
返される。
器がどの周波数で作動するか、また出力直流電圧がどの
程度に目標電圧USOLLの下に位置するかに関係して繰り
返される。
こうして本発明による調節回路はスイツチングトラン
ジスタQ1、Q2を正確に、振動回路がその固有周波数とし
て定める周波数で駆動する。振動回路の固有周波数が変
成器Ｕの二次回路内の負荷変化により変化すると、それ
に伴って前記のように駆動周波数が変化する。従って、
振動回路内の共振条件は二次電流回路の各負荷において
満足される。
ジスタQ1、Q2を正確に、振動回路がその固有周波数とし
て定める周波数で駆動する。振動回路の固有周波数が変
成器Ｕの二次回路内の負荷変化により変化すると、それ
に伴って前記のように駆動周波数が変化する。従って、
振動回路内の共振条件は二次電流回路の各負荷において
満足される。
第３図には、本発明による調節回路により駆動のため
に構成されている、共振変成器原理による電源部電力段
の回路が示されている。第２図に示されている電力段の
回路と比較して、第３図では、振動回路として構成され
た変成器Ｕの一次電流回路がリアクトルＬおよびスイッ
チングトランジスタQ1、Q2に対する保護ダイオードD1、
D2を有していない。変成器Ｕの一次巻線PWの入力端EPW
はMOSFETとして構成された第１のスイッチングトランジ
スタQ1のソース−ドレイン間を介して、導通方向に接続
されておりまた直流電圧源DCIの正極P1と接続されてい
る補償ダイオードKD1に接続されている。さらに変成器
Ｕの一次巻線PWの入力端EPWは阻止方向に接続されてい
る置換ダイオードED1を介して直流電圧源DCIの正極P1と
接続されている。第１の駆動変成器AST1はそのドライバ
巻線TRW1で第１のスイッチングトランジスタQ1をそのソ
ース入力端と接続する。
に構成されている、共振変成器原理による電源部電力段
の回路が示されている。第２図に示されている電力段の
回路と比較して、第３図では、振動回路として構成され
た変成器Ｕの一次電流回路がリアクトルＬおよびスイッ
チングトランジスタQ1、Q2に対する保護ダイオードD1、
D2を有していない。変成器Ｕの一次巻線PWの入力端EPW
はMOSFETとして構成された第１のスイッチングトランジ
スタQ1のソース−ドレイン間を介して、導通方向に接続
されておりまた直流電圧源DCIの正極P1と接続されてい
る補償ダイオードKD1に接続されている。さらに変成器
Ｕの一次巻線PWの入力端EPWは阻止方向に接続されてい
る置換ダイオードED1を介して直流電圧源DCIの正極P1と
接続されている。第１の駆動変成器AST1はそのドライバ
巻線TRW1で第１のスイッチングトランジスタQ1をそのソ
ース入力端と接続する。
変成器Ｕの一次巻線PWの入力端EPWはさらに導通方向
の極性の第２の補償ダイオードKD2と同じくMOSFETとし
て構成された第２のスイッチングトランジスタQ2のドレ
イン−ソース間とを介して直流電圧源DCIの負極P2と接
続されている。第２の置換ダイオードED2および第２の
駆動変成器AST2に対する接続は第１のスイッチングトラ
ンジスタQ1における接続に相応している。変成器Ｕの一
次巻線PWの出力端APWはコンデンサＣと電流電圧変換器I
UWの電流巻線SWとを介して同じく直流電圧源DCIの負極P
2に接続されている。
の極性の第２の補償ダイオードKD2と同じくMOSFETとし
て構成された第２のスイッチングトランジスタQ2のドレ
イン−ソース間とを介して直流電圧源DCIの負極P2と接
続されている。第２の置換ダイオードED2および第２の
駆動変成器AST2に対する接続は第１のスイッチングトラ
ンジスタQ1における接続に相応している。変成器Ｕの一
次巻線PWの出力端APWはコンデンサＣと電流電圧変換器I
UWの電流巻線SWとを介して同じく直流電圧源DCIの負極P
2に接続されている。
電流電圧変換器IUWの電流巻線SWは無視し得るインダ
クタンスを有し、従って振動回路は変成器Ｕのインダク
タンスおよびコンデンサＣからのみ形成されている。補
償および置換ダイオードKD1、KD2、ED1、ED2とスイッチ
ングトランジスタQ1、Q2との接続は高い周波数に対して
は、MOSFETのなかに集積されている逆並列ダイオードが
比較的遅く、また高い周波数では無効になるので、必要
である。補償ダイオードKD1、KD2によりそれぞれこれら
の集積された逆並列ダイオードは切り離され、またそれ
ぞれ非常に速い置換ダイオードED1、ED2により置換され
る。
クタンスを有し、従って振動回路は変成器Ｕのインダク
タンスおよびコンデンサＣからのみ形成されている。補
償および置換ダイオードKD1、KD2、ED1、ED2とスイッチ
ングトランジスタQ1、Q2との接続は高い周波数に対して
は、MOSFETのなかに集積されている逆並列ダイオードが
比較的遅く、また高い周波数では無効になるので、必要
である。補償ダイオードKD1、KD2によりそれぞれこれら
の集積された逆並列ダイオードは切り離され、またそれ
ぞれ非常に速い置換ダイオードED1、ED2により置換され
る。
第４図には、振動回路内の電流および電圧比を理解し
やすくするため共振電流の時間的経過IRESおよび振動回
路における全電圧、コンデンサＣの両端の電圧および変
成器Ｕの一次巻線PWの両端の電圧の時間的経過USW、U
C、UPWが二次側の最大負荷の場合について示されてい
る。振動回路における方形波状の全電圧USWは正弦波状
の共振電流IRESと同相である。振動回路の充電は共振電
流IRESの正の正弦波半波において、また振動回路の放電
はその負の正弦波半波において認められる。コンデンサ
Ｃの両端の電圧UCは同じく正弦波状に経過し、またそれ
ぞれ振動回路の充電と放電との間でその最大値に到達
し、またそれぞれ放電の終了時に零に復帰する。変成器
Ｕの一次巻線PWの両端の電圧UPWは充電の開始時にその
正の最大値に跳躍し、正弦波状に減少し、また放電の開
始時にその負の最大値に跳躍し、そこから再び正弦波状
に増大して、充電の終了時には零値を占める。
やすくするため共振電流の時間的経過IRESおよび振動回
路における全電圧、コンデンサＣの両端の電圧および変
成器Ｕの一次巻線PWの両端の電圧の時間的経過USW、U
C、UPWが二次側の最大負荷の場合について示されてい
る。振動回路における方形波状の全電圧USWは正弦波状
の共振電流IRESと同相である。振動回路の充電は共振電
流IRESの正の正弦波半波において、また振動回路の放電
はその負の正弦波半波において認められる。コンデンサ
Ｃの両端の電圧UCは同じく正弦波状に経過し、またそれ
ぞれ振動回路の充電と放電との間でその最大値に到達
し、またそれぞれ放電の終了時に零に復帰する。変成器
Ｕの一次巻線PWの両端の電圧UPWは充電の開始時にその
正の最大値に跳躍し、正弦波状に減少し、また放電の開
始時にその負の最大値に跳躍し、そこから再び正弦波状
に増大して、充電の終了時には零値を占める。
変成器Ｕの一次電流回路のなかの最大電流の検出が行
われる本発明による調節回路を以下に一層詳細に説明す
る。
われる本発明による調節回路を以下に一層詳細に説明す
る。
電源部の最適効率を確立する目的で、振動回路に共振
条件が満足されていなければならない。本発明によれ
ば、共振条件を満足するため、駆動周波数が振動回路の
固有周波数に追従しなければならない。振動回路理論に
よれば、不変にとどめられる振動回路内の電流は、まさ
に振動回路がその固有周波数で駆動されるとき、すなわ
ち共振が生ずるときに、その最大値に到達する。すなわ
ち、一定にとどまる二次側負荷の際に振動回路内の電流
がそれ以上高められ得ないことを知れば、駆動周波数が
振動回路の固有周波数と一致することは確実である。電
流の時間的平均値を測定し、また調節回路を介して駆動
周波数を相応に変更すれば十分である。
条件が満足されていなければならない。本発明によれ
ば、共振条件を満足するため、駆動周波数が振動回路の
固有周波数に追従しなければならない。振動回路理論に
よれば、不変にとどめられる振動回路内の電流は、まさ
に振動回路がその固有周波数で駆動されるとき、すなわ
ち共振が生ずるときに、その最大値に到達する。すなわ
ち、一定にとどまる二次側負荷の際に振動回路内の電流
がそれ以上高められ得ないことを知れば、駆動周波数が
振動回路の固有周波数と一致することは確実である。電
流の時間的平均値を測定し、また調節回路を介して駆動
周波数を相応に変更すれば十分である。
この方法により駆動周波数が固有周波数に追従する調
節回路の回路図が第３図による出力段と関連付けて第５
図に示されている。
節回路の回路図が第３図による出力段と関連付けて第５
図に示されている。
可変発振器OSCの入力側には、振動回路内の電流およ
び電源部の出力直流電圧DCOを監視するそれぞれ１つの
調節回路が設けられている。出力側では可変発振器OSC
は両駆動変成器AST1、AST2と接続されている。
び電源部の出力直流電圧DCOを監視するそれぞれ１つの
調節回路が設けられている。出力側では可変発振器OSC
は両駆動変成器AST1、AST2と接続されている。
可変発振器OSCは外部接続されるRC回路によりその振
動周波数を決定される。そのＣ入力端で可変発振器OSC
は周波数コンデンサFCを介して二次側の零ボルト電位MA
と接続されている。全部で３つの直列に接続されている
抵抗（２つは可変抵抗）を介して可変発振器OSCのＲ入
力端も二次側の零ボルト電位MAと接続されている。振動
回路内の電流を監視する調節回路は主として差動増幅器
IDIFにより形成され、その正入力端IEPは一定電圧UKNOS
を与えられており、またその出力端は両可変抵抗の間に
接続されている。
動周波数を決定される。そのＣ入力端で可変発振器OSC
は周波数コンデンサFCを介して二次側の零ボルト電位MA
と接続されている。全部で３つの直列に接続されている
抵抗（２つは可変抵抗）を介して可変発振器OSCのＲ入
力端も二次側の零ボルト電位MAと接続されている。振動
回路内の電流を監視する調節回路は主として差動増幅器
IDIFにより形成され、その正入力端IEPは一定電圧UKNOS
を与えられており、またその出力端は両可変抵抗の間に
接続されている。
電流巻線SWを振動回路内に挿入されている電流電圧変
換器IUWはその出力巻線AWの一方の端で二次側の零ボル
ト電位MAに接続されており、また他方の端で整流ダイオ
ードGDの正極入力端に接続されている。整流ダイオード
GDの負極入力端は測定抵抗MEおよび蓄積コンデンサCDの
並列回路を介して二次側の零ボルト電位MAに接続されて
いる。直列抵抗Z1を介して整流ダイオードGDの負極入力
端は差動増幅器IDIFの負入力端IENにも接続されてい
る。帰還抵抗Z2を介してさらに差動増幅器IDIFの出力端
はその負入力端IENと接続されている。
換器IUWはその出力巻線AWの一方の端で二次側の零ボル
ト電位MAに接続されており、また他方の端で整流ダイオ
ードGDの正極入力端に接続されている。整流ダイオード
GDの負極入力端は測定抵抗MEおよび蓄積コンデンサCDの
並列回路を介して二次側の零ボルト電位MAに接続されて
いる。直列抵抗Z1を介して整流ダイオードGDの負極入力
端は差動増幅器IDIFの負入力端IENにも接続されてい
る。帰還抵抗Z2を介してさらに差動増幅器IDIFの出力端
はその負入力端IENと接続されている。
出力直流電圧DCOを監視するための調節回路はコンパ
レータSDIFから成っており、その負入力端SENは出力直
流電圧DCOを、またその正入力端SEPは直列抵抗Z3を介し
て固定電圧UFを与えられている。帰還抵抗Z4はコンパレ
ータSDIFの正入力端SEPをその出力端と接続しており、
この出力端はノア回路NORの第１の入力端に接続されて
いる。ノア回路NORの出力端は可変発振器OSCの阻止入力
端BLと接続されている。
レータSDIFから成っており、その負入力端SENは出力直
流電圧DCOを、またその正入力端SEPは直列抵抗Z3を介し
て固定電圧UFを与えられている。帰還抵抗Z4はコンパレ
ータSDIFの正入力端SEPをその出力端と接続しており、
この出力端はノア回路NORの第１の入力端に接続されて
いる。ノア回路NORの出力端は可変発振器OSCの阻止入力
端BLと接続されている。
可変発振器OSCの２つの駆動出力端A1、A2はそれぞれ
結合コンデンサCK1、CK2を介してスイツチングトランジ
スタQ1、Q2の駆動変成器AST1、AST2と接続されている。
さらに可変発振器OSCの第２の駆動出力端A2は直接にオ
ア回路ORの第１の入力端に接続されており、また可変発
振器OSCの第１の駆動出力端A1は隔離ダイオードTDの正
極−負極間を介してオア回路ORの第２の入力端と接続さ
れている。さらにオア回路ORの第２の入力端は一方では
１つの抵抗を介して、他方では１つの抵抗および１つの
コンデンサの直列回路を介して二次側の零ボルト電位MA
と接続されている。
結合コンデンサCK1、CK2を介してスイツチングトランジ
スタQ1、Q2の駆動変成器AST1、AST2と接続されている。
さらに可変発振器OSCの第２の駆動出力端A2は直接にオ
ア回路ORの第１の入力端に接続されており、また可変発
振器OSCの第１の駆動出力端A1は隔離ダイオードTDの正
極−負極間を介してオア回路ORの第２の入力端と接続さ
れている。さらにオア回路ORの第２の入力端は一方では
１つの抵抗を介して、他方では１つの抵抗および１つの
コンデンサの直列回路を介して二次側の零ボルト電位MA
と接続されている。
この調節回路で駆動周波数が振動回路の固有周波数に
どのように追従するかについて以下に説明する。
どのように追従するかについて以下に説明する。
振動回路内の電流の瞬時値には電流電圧変換器IUWに
よりそれぞれ比例電圧値が対応付けられる。整流ダイオ
ードCD、測定抵抗MEおよび蓄積コンデンサCDにより電流
電圧変換器の出力電圧が整流され、また時間的に平均化
された正の電圧値が形成される。差動増幅器IDIFはこの
電圧値を、与えられている一定電圧UKNOSの値と比較す
る。差動増幅器IDIFの出力を介して周波数決定RC要素の
抵抗に影響が与えられる。過渡振動状態で差動増幅器ID
IFの出力は、スイツチングトランジスタQ1、Q2の駆動周
波数と同等である可変発振器OSCの駆動出力端の周波数
が振動回路の固有周波数と一致するように整定する。
よりそれぞれ比例電圧値が対応付けられる。整流ダイオ
ードCD、測定抵抗MEおよび蓄積コンデンサCDにより電流
電圧変換器の出力電圧が整流され、また時間的に平均化
された正の電圧値が形成される。差動増幅器IDIFはこの
電圧値を、与えられている一定電圧UKNOSの値と比較す
る。差動増幅器IDIFの出力を介して周波数決定RC要素の
抵抗に影響が与えられる。過渡振動状態で差動増幅器ID
IFの出力は、スイツチングトランジスタQ1、Q2の駆動周
波数と同等である可変発振器OSCの駆動出力端の周波数
が振動回路の固有周波数と一致するように整定する。
いま変成器Ｕの二次電流回路内の負荷が変化すると、
振動回路の固有周波数も周知のように、負荷上昇の際に
は固有周波数がより高い値を、また負荷減少の際には固
有周波数がより低い値をとるように変化する。
振動回路の固有周波数も周知のように、負荷上昇の際に
は固有周波数がより高い値を、また負荷減少の際には固
有周波数がより低い値をとるように変化する。
変成器Ｕの二次電流回路内の負荷が変化すると、振動
回路内の電流はより小さい値をとる。従って、差動増幅
器IDIFはその出力端により正の値を生じ、この値は再び
可変発振器OSCの見地から抵抗増大を意味し、従って可
変発振器OSCはその結果としてスイツチングトランジス
タQ1、Q2の駆動周波数を減少する。振動回路内の電流の
時間的平均値は上昇する。なぜならば、駆動周波数はい
まや再び振動回路の固有周波数に近接するからである。
可変発振器OSCの周波数決定抵抗は差動増幅器IDIFによ
り、駆動周波数が振動回路の固有周波数と一致するま
で、すなわち振動回路内の電流の時間的平均値が駆動周
波数の減少によりそれ以上に高められ得ないまで、段階
的にさらに大きくされる。差動増幅器IDIFにおける前置
直列抵抗Z1および帰還抵抗Z2は、差動増幅器IDIFの調節
特性を振動回路に固有の共振特性に合わせる役割をす
る。
回路内の電流はより小さい値をとる。従って、差動増幅
器IDIFはその出力端により正の値を生じ、この値は再び
可変発振器OSCの見地から抵抗増大を意味し、従って可
変発振器OSCはその結果としてスイツチングトランジス
タQ1、Q2の駆動周波数を減少する。振動回路内の電流の
時間的平均値は上昇する。なぜならば、駆動周波数はい
まや再び振動回路の固有周波数に近接するからである。
可変発振器OSCの周波数決定抵抗は差動増幅器IDIFによ
り、駆動周波数が振動回路の固有周波数と一致するま
で、すなわち振動回路内の電流の時間的平均値が駆動周
波数の減少によりそれ以上に高められ得ないまで、段階
的にさらに大きくされる。差動増幅器IDIFにおける前置
直列抵抗Z1および帰還抵抗Z2は、差動増幅器IDIFの調節
特性を振動回路に固有の共振特性に合わせる役割をす
る。
変成器Ｕの二次電流回路内の負荷上昇の場合には、差
動増幅器IDIFは可変発振器OSCに段階的に減少する周波
数決定抵抗を設定し、それに基づいて可変発振器OSCが
その駆動周波数を、振動回路内の電流の時間的平均値が
それ以上に高められ得ないまでに高められる。
動増幅器IDIFは可変発振器OSCに段階的に減少する周波
数決定抵抗を設定し、それに基づいて可変発振器OSCが
その駆動周波数を、振動回路内の電流の時間的平均値が
それ以上に高められ得ないまでに高められる。
電源部の出力直流電圧DCOの調節はコンパレータSDIF
を介して行われる。出力直流電圧DCOが前置直列抵抗Z
3、帰還抵抗Z4および固定電圧UFにより定められる値を
超過すると、コンパレータSDIFの出力はディジタルＬレ
ベルを占める。ノア回路NORの両入力端にディジタルＬ
レベルが与えられると、可変発振器OSCの阻止入力端BL
はディジタルＨレベルを与えられ、それにより両駆動出
力端A1、A2が電気的Ｌレベルに強制され、その際に両ス
イツチングトランジスタQ1、Q2が遮断状態を占める。振
動回路がスイツチングトランジスタQ2により放電され終
わる以前に両スイツチングトランジスタQ1およびQ2が遮
断状態にもたらされるのを防止するため、可変発振器OS
Cの駆動出力端A1およびA2はオア回路ORを介して互いに
論理結合されている。それにより、コンパレータSDIFの
出力端におけるディジタルＬレベルが、振動回路が第２
のスイツチングトランジスタQ2により完全に放電された
ときに初めて有効になることが保証されている。
を介して行われる。出力直流電圧DCOが前置直列抵抗Z
3、帰還抵抗Z4および固定電圧UFにより定められる値を
超過すると、コンパレータSDIFの出力はディジタルＬレ
ベルを占める。ノア回路NORの両入力端にディジタルＬ
レベルが与えられると、可変発振器OSCの阻止入力端BL
はディジタルＨレベルを与えられ、それにより両駆動出
力端A1、A2が電気的Ｌレベルに強制され、その際に両ス
イツチングトランジスタQ1、Q2が遮断状態を占める。振
動回路がスイツチングトランジスタQ2により放電され終
わる以前に両スイツチングトランジスタQ1およびQ2が遮
断状態にもたらされるのを防止するため、可変発振器OS
Cの駆動出力端A1およびA2はオア回路ORを介して互いに
論理結合されている。それにより、コンパレータSDIFの
出力端におけるディジタルＬレベルが、振動回路が第２
のスイツチングトランジスタQ2により完全に放電された
ときに初めて有効になることが保証されている。
両ディジタルスイツチングトランジスタQ1、Q2の駆動
は順次それぞれ正の方形波パルスの形態のディジタルＨ
レベルにより行われる。第１のスイツチングトランジス
タQ1がその遮断状態を占めたときに初めて第２のスイツ
チングトランジスタQ2が導通することを達成するため、
両駆動パルスの間には短いスイツチング休止が位置して
いる。それによりコンパレータ出力端に生ずるディジタ
ルＬレベルが時期尚早に効果を表すことになる。このこ
とを回避するため、両駆動パルスの間のスイツチング休
止の間はオア回路ORの出力はオア回路ORの第２の入力端
に位置するRC回路によりディジタルＨレベルに保たれ
る。
は順次それぞれ正の方形波パルスの形態のディジタルＨ
レベルにより行われる。第１のスイツチングトランジス
タQ1がその遮断状態を占めたときに初めて第２のスイツ
チングトランジスタQ2が導通することを達成するため、
両駆動パルスの間には短いスイツチング休止が位置して
いる。それによりコンパレータ出力端に生ずるディジタ
ルＬレベルが時期尚早に効果を表すことになる。このこ
とを回避するため、両駆動パルスの間のスイツチング休
止の間はオア回路ORの出力はオア回路ORの第２の入力端
に位置するRC回路によりディジタルＨレベルに保たれ
る。
上記の調節方法では共振変成器の直列振動回路内の電
流および（または）電圧挙動が連続的に監視され、また
それから導き出された駆動周波数が連続的にそれ自体変
化する固有周波数に合わされる。従って、共振条件が二
次側の負荷変化の際にも満足され、さらに過電圧による
共振電流の消滅による効率損失が回避される。このよう
な調節方法の基本的特徴は簡潔に第６図に示されている
原理回路図により下記のように要約され得る。この原理
回路図には、直流電圧源の正極＋Ｖと負極との間に直列
に接続されている両スイツチングトランジスタQ1、Q2が
示されている。両スイツチングトランジスタQ1、Q2の接
続点は変成器Ｕの一次巻線と接続されており、この一次
巻線は他方の端でリアクトルＬおよびコンデンサＣから
成る直列回路を介して接地点に接続されている。コンデ
ンサＣはリアクトルＬおよび変成器Ｕの一次巻線から成
るインダクタンスと共に直列共振回路を形成する。場合
によっては、振動回路インダクタンスが専ら一次巻線の
インダクタンスから成るように、リアクトルＬは省略さ
れ得る。変成器Ｕの二次回路は整流回路AC/DCおよび蓄
積コンデンサCLから成っている。
流および（または）電圧挙動が連続的に監視され、また
それから導き出された駆動周波数が連続的にそれ自体変
化する固有周波数に合わされる。従って、共振条件が二
次側の負荷変化の際にも満足され、さらに過電圧による
共振電流の消滅による効率損失が回避される。このよう
な調節方法の基本的特徴は簡潔に第６図に示されている
原理回路図により下記のように要約され得る。この原理
回路図には、直流電圧源の正極＋Ｖと負極との間に直列
に接続されている両スイツチングトランジスタQ1、Q2が
示されている。両スイツチングトランジスタQ1、Q2の接
続点は変成器Ｕの一次巻線と接続されており、この一次
巻線は他方の端でリアクトルＬおよびコンデンサＣから
成る直列回路を介して接地点に接続されている。コンデ
ンサＣはリアクトルＬおよび変成器Ｕの一次巻線から成
るインダクタンスと共に直列共振回路を形成する。場合
によっては、振動回路インダクタンスが専ら一次巻線の
インダクタンスから成るように、リアクトルＬは省略さ
れ得る。変成器Ｕの二次回路は整流回路AC/DCおよび蓄
積コンデンサCLから成っている。
共振変成器を有するスイツチング電源部の調節は、出
力電圧が予め定められた目標値以下に低下すると、第１
のスイツチングトランジスタQ1を導通させる第１のスイ
ツチングパルスが発生されるようにして行われる。こう
して直列共振回路は直流電圧源と接続され、その結果と
して振動回路内で充電過程が行われる。同時に、二次回
路に位置する蓄積コンデンサCLにエネルギーが伝えられ
る。続いて第１のスイツチングトランジスタQ1が遮断状
態に、また第２のスイツチングトランジスタQ2が導通状
態にされる。こうして放電過程がレリーズされ、その際
に変成器Ｕの二次回路に同じくエネルギーが供給され
る。放電の際に振動回路内の電流は充電の際に生ずる電
流方向と反対方向に流れる。充電の際にも放電の際に
も、変成器Ｕの二次側負荷に関係する周波数の正弦波半
波が生ずる。
力電圧が予め定められた目標値以下に低下すると、第１
のスイツチングトランジスタQ1を導通させる第１のスイ
ツチングパルスが発生されるようにして行われる。こう
して直列共振回路は直流電圧源と接続され、その結果と
して振動回路内で充電過程が行われる。同時に、二次回
路に位置する蓄積コンデンサCLにエネルギーが伝えられ
る。続いて第１のスイツチングトランジスタQ1が遮断状
態に、また第２のスイツチングトランジスタQ2が導通状
態にされる。こうして放電過程がレリーズされ、その際
に変成器Ｕの二次回路に同じくエネルギーが供給され
る。放電の際に振動回路内の電流は充電の際に生ずる電
流方向と反対方向に流れる。充電の際にも放電の際に
も、変成器Ｕの二次側負荷に関係する周波数の正弦波半
波が生ずる。
第７図に示されている全波原理に相応して、充電およ
び放電過程を切り換えるスイツチングトランジスタQ1、
Q2は直接次々と、正確に１つの正弦波全波（一次電流Ｉ
の電流経過を参照）が生ずるように切り換えられる。こ
の充電および放電過程は出力電圧と予め定められた目標
電圧との間の比較に関係して直接にもしくは負荷に関係
する休止の後に繰り返される。その際に各全波により特
定の電荷量が２つの半部（半波あたり１つの半部）で二
次側に設けられている蓄積コンデンサに受け渡される
（二次回路内の電流ILの経過を参照）。
び放電過程を切り換えるスイツチングトランジスタQ1、
Q2は直接次々と、正確に１つの正弦波全波（一次電流Ｉ
の電流経過を参照）が生ずるように切り換えられる。こ
の充電および放電過程は出力電圧と予め定められた目標
電圧との間の比較に関係して直接にもしくは負荷に関係
する休止の後に繰り返される。その際に各全波により特
定の電荷量が２つの半部（半波あたり１つの半部）で二
次側に設けられている蓄積コンデンサに受け渡される
（二次回路内の電流ILの経過を参照）。
第８図には、いわゆる半波原理を応用する際のそれぞ
れのスイツチング状態または電流経過が示されている。
全波原理と異なり、この場合には、先ずスイツチングト
ランジスタQ1のみが導通状態にされ、また正の半波が発
生され、それに負荷に関係する休止が続く。二次回路内
に生ずる出力電圧に関係して、続いてスイツチングトラ
ンジスタQ2が切り換えられ、また放電過程の結果として
第２の、この場合には負の半波が発生され、それに再び
休止が続く（以下同様）。それぞれ休止により互いに隔
てられた半波において、全波の電荷量の約半分が蓄積コ
ンデンサCLに伝えられる（第６図参照）。従って、半分
の電荷量のために蓄積コンデンサにわずかなリップル電
圧が生ずる。さらにコンデンサ再充電の繰り返し周波数
に全波原理の場合にくらべて２倍にされている。他の利
点は、よりわずかなノイズ除去費用、より速い調節およ
び可聴周波数成分の防止である。２つの半波の間に生ず
る休止のために、両スイツチングトランジスタQ1および
Q2が同時に導通すること（このことは必然的にそれらの
損傷を招く）は実際上排除されている。いまスイツチン
グトランジスタにおいて、特にスイツチングトランジス
タQ1において、迅速な遮断がもはやそれほど必要とされ
ないので、駆動論理が顕著に簡単化され得る。二次側の
整流器内の電流の流れに応じて休止が行われるので、さ
らに整流器の阻止遅延時間がむしろ考慮され得る。
れのスイツチング状態または電流経過が示されている。
全波原理と異なり、この場合には、先ずスイツチングト
ランジスタQ1のみが導通状態にされ、また正の半波が発
生され、それに負荷に関係する休止が続く。二次回路内
に生ずる出力電圧に関係して、続いてスイツチングトラ
ンジスタQ2が切り換えられ、また放電過程の結果として
第２の、この場合には負の半波が発生され、それに再び
休止が続く（以下同様）。それぞれ休止により互いに隔
てられた半波において、全波の電荷量の約半分が蓄積コ
ンデンサCLに伝えられる（第６図参照）。従って、半分
の電荷量のために蓄積コンデンサにわずかなリップル電
圧が生ずる。さらにコンデンサ再充電の繰り返し周波数
に全波原理の場合にくらべて２倍にされている。他の利
点は、よりわずかなノイズ除去費用、より速い調節およ
び可聴周波数成分の防止である。２つの半波の間に生ず
る休止のために、両スイツチングトランジスタQ1および
Q2が同時に導通すること（このことは必然的にそれらの
損傷を招く）は実際上排除されている。いまスイツチン
グトランジスタにおいて、特にスイツチングトランジス
タQ1において、迅速な遮断がもはやそれほど必要とされ
ないので、駆動論理が顕著に簡単化され得る。二次側の
整流器内の電流の流れに応じて休止が行われるので、さ
らに整流器の阻止遅延時間がむしろ考慮され得る。
第１図は電流零通過の検出を行う本発明の調節回路に対
する回路装置の回路図、第２図は従来の技術による共振
変成器を有する電源部の出力段に対する回路装置の回路
図、第３図は共振変成器を有する電源部の出力段の回路
装置の回路図、第４図は振動回路内に固有周波数の際に
生ずる電流および電圧値を時間に関係して示す図、第５
図は最大電流の検出のための調節回路に対する回路装置
の回路図、第６図は共振変成器を有する電源部の原理回
路図、第７図は全波原理による調節の際の電流経過のパ
ルス波形図、第８図は半波原理による調節の際の電流経
過のパルス波形図である。 A1、A2……駆動入力端 AL……リアクトル出力端 APW……一次巻線出力端 AST1、AST2……駆動変成器 AW……出力巻線 BL……阻止入力端 Ｃ……コンデンサ CD……蓄積コンデンサ CK1、CK2……結合コンデンサ D1、D2……保護ダイオード DCI……直流電圧源 DCO……出力直流電圧 ED1、ED2……置換ダイオード EL……リアクトル入力端 EPW……一次巻線入力端 FC……周波数コンデンサ FF……RSフリップフロップ CD……整流ダイオード IDIF……差動増幅器 IEN……差動増幅器の負入力端 IEP……差動増幅器の正入力端 IUW……電流電圧変換器 Ｋ……コンパレータ KD1、KD2……補償ダイオード Ｌ……リアクトル MA……二次側の零ボルト電位 ME……測定抵抗 NOR……ノア回路 OR……オア回路 OSC……可変発振器 P1……正極 P2……負極 PW……一次巻線 Q1、Q2……スイツチングトランジスタ RV……調節増幅器 S1、S2……制御入力端 SDIF……コンパレータ SEN……負入力端 SEP……正入力端 STW1、STW2……制御巻線 SW……電流巻線 T1、T2……ドライバ段 TD……隔離ダイオード TRW1、TRW2……ドライバ巻線 Ｕ……変成器 UF……固定電圧 UKNOS……一定電圧 UREF……参照電圧 USOLL……目標値電圧 VCO……電圧制御形発振器 Z1、Z3……前置直列抵抗 Z2、ZK……帰還抵抗
する回路装置の回路図、第２図は従来の技術による共振
変成器を有する電源部の出力段に対する回路装置の回路
図、第３図は共振変成器を有する電源部の出力段の回路
装置の回路図、第４図は振動回路内に固有周波数の際に
生ずる電流および電圧値を時間に関係して示す図、第５
図は最大電流の検出のための調節回路に対する回路装置
の回路図、第６図は共振変成器を有する電源部の原理回
路図、第７図は全波原理による調節の際の電流経過のパ
ルス波形図、第８図は半波原理による調節の際の電流経
過のパルス波形図である。 A1、A2……駆動入力端 AL……リアクトル出力端 APW……一次巻線出力端 AST1、AST2……駆動変成器 AW……出力巻線 BL……阻止入力端 Ｃ……コンデンサ CD……蓄積コンデンサ CK1、CK2……結合コンデンサ D1、D2……保護ダイオード DCI……直流電圧源 DCO……出力直流電圧 ED1、ED2……置換ダイオード EL……リアクトル入力端 EPW……一次巻線入力端 FC……周波数コンデンサ FF……RSフリップフロップ CD……整流ダイオード IDIF……差動増幅器 IEN……差動増幅器の負入力端 IEP……差動増幅器の正入力端 IUW……電流電圧変換器 Ｋ……コンパレータ KD1、KD2……補償ダイオード Ｌ……リアクトル MA……二次側の零ボルト電位 ME……測定抵抗 NOR……ノア回路 OR……オア回路 OSC……可変発振器 P1……正極 P2……負極 PW……一次巻線 Q1、Q2……スイツチングトランジスタ RV……調節増幅器 S1、S2……制御入力端 SDIF……コンパレータ SEN……負入力端 SEP……正入力端 STW1、STW2……制御巻線 SW……電流巻線 T1、T2……ドライバ段 TD……隔離ダイオード TRW1、TRW2……ドライバ巻線 Ｕ……変成器 UF……固定電圧 UKNOS……一定電圧 UREF……参照電圧 USOLL……目標値電圧 VCO……電圧制御形発振器 Z1、Z3……前置直列抵抗 Z2、ZK……帰還抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 マンフレート、シユレンク ドイツ連邦共和国アウグスブルク、フオ ンリヒトホーフエンシユトラーセ29 (56)参考文献 特開 昭59−32370（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−162768（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−159933（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−157512（ＪＰ，Ａ)
Claims (13)
- 【請求項１】共振変成器の原理に従って構成された電源
部内において変成器の一次電流回路を形成する振動回路
が順次充電状態、及び放電状態をとり、変成器の二次側
出力電圧が調節装置により監視され、調節装置が変成器
の二次側出力電圧の高さに関係して各充電状態を開始さ
せるようにした振動回路に対する状態制御のための方法
において、充電状態の各開始の後に、振動回路内の共振
を起こさせる電流値および（または）電圧値の生起に関
係してそのつど切換パルスが発生され、この切換パルス
がスイッチング手段を介して充電状態を終了させ、かつ
放電状態を開始させ、この放電状態が少なくとも充電状
態の継続時間の間は持続することを特徴とする振動回路
の充放電状態の制御方法。 - 【請求項２】振動回路内に生じる電流が零値に到達する
際に切換パルスが発生されることを特徴とする請求項１
記載の方法。 - 【請求項３】現在の充電状態の継続時間がそれぞれそれ
に続く充電状態の継続時間の間は記憶され、振動回路内
に生じる電流の現在の時間的に平均された値がそれぞれ
先行の時間的に平均された値と比較され、値が増大また
は減少された際には後続の充電状態の継続時間が、それ
ぞれ比較された値の増大が認められなくなるまで増大ま
たは減少されることを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項４】充電過程が第１のスイッチングトランジス
タパルスにより開始され、また振動回路内の共振を起こ
させる電流値および（または）電圧値の生起に関係して
終了され、また放電過程が二次側の出力電圧に関係して
第２のスイッチングパルスにより終了され、少なくとも
充電過程の継続時間の間は持続することを特徴とする請
求項１記載の方法。 - 【請求項５】変成器（Ｕ）の一次電流回路内にコンデン
サ（Ｃ）と、直流電圧原（DCI）をバイパスして一次電
流回路を閉じるスイッチング手段とが配置されている回
路装置において、双安定跳躍回路が入力側で、一次電流
回路に付設されている電流零値発生器の出力端と、また
変成器（Ｕ）の二次側出力電圧（DCO）と関係する周波
数発生器の出力端と接続されており、また双安定跳躍回
路の出力端が結合要素を介して前記スイッチング手段に
接続されていることを特徴とする請求項２記載の方法を
実施するための回路装置。 - 【請求項６】電流零値発生器が電流巻線（SW）を一次電
流回路に接続されている電流電圧変換器（IUW）から成
っており、この電流電圧変換器の出力巻線（AW）がコン
パレータ（Ｋ）の第１の入力端に接続されており、また
その第２の入力端が参照電圧（UREF）を与えられている
ことを特徴とする請求項５記載の回路装置。 - 【請求項７】周波数発生器が電圧制御形発振器（VCO）
であり、その入力端が、二次側出力電圧（DCO）および
目標値電圧（USOLL）を入力側に与えられる差動増幅器
（RV）の出力端と接続されていることを特徴とする請求
項５または６記載の回路装置。 - 【請求項８】スイッチング手段が２つのスイッチングト
ランジスタ（Q1、Q2）により形成されており、結合要素
がそれぞれ、スイッチングトランジスタ（Q1、Q2）に付
設されているドライバ段（T1、T2）とその後に接続され
ている駆動変成器（AST1、AST2）とから成っており、そ
のドライバ巻線（STW1、STW2）が対応付けられているス
イッチングトランジスタ（Q1、Q2）の制御入力端（S1、
S2）と接続されており、またドライバ段（T1、T2）の１
つにはその入力側にインバータ（INV）が接続されてい
ることを特徴とする請求項５ないし７の１つに記載の回
路装置。 - 【請求項９】変成器（Ｕ）の一次電流回路内にコンデン
サ（Ｃ）と、直流電圧源（DC1）をバイパスして一次電
流回路を閉じるスイッチング手段とが配置されている回
路装置において、周波数発生器がその出力周波数を変更
するために設けられている入力端に一次電流回路内の電
流の時間的に平均された値を比較する調節装置の調節出
力電圧を与えられており、周波数発生器が出力側でゲー
ト回路を介してスイッチング手段に接続されている結合
要素と接続されており、またゲート回路が阻止入力端
（BL）を有し、変成器（Ｕ）の二次側出力電圧（DCO）
を固定値電圧（UF）と比較する制御装置の出力端が阻止
入力端（BL）と接続されていることを特徴とする請求項
３記載の方法を実施するための回路装置。 - 【請求項１０】調節装置が電流巻線（SW）を一次電流回
路に接続されている電流電圧変換器（IUW）から成って
おり、この電流電圧変換器の出力巻線（AW）が整流装置
を介して、調節のために構成されている差動増幅器（ID
IF）の第１の入力端に接続されており、またその第２の
入力端が一定電圧（UKONS）を与えられていることを特
徴とする請求項９記載の回路装置。 - 【請求項１１】周波数発生器が阻止入力端（BL）を介し
て遮断可能な駆動出力端（A1、A2）を有する可変発振器
（OSC）として構成されており、スイッチング手段が２
つのスイッチングトランジスタ（Q1、Q2）により形成さ
れており、結合要素がそれぞれスイッチングトランジス
タ（Q1、Q2）に付設されている結合コンデンサ（CK1、C
K2）とその後に接続されている駆動変成器（AST1、AST
2）とから成っており、そのドライバ巻線（STW1、STW
2）が対応付けられているスイッチングトランジスタ（Q
1、Q2）の制御入力端（S1、S2）と接続されていること
を特徴とする請求項９または10記載の回路装置。 - 【請求項１２】阻止入力端の前に論理装置が接続されて
おり、その入力端に制御装置の出力端および可変発振器
の駆動出力端（A1、A2）が接続されていることを特徴と
する請求項９ないし11の１つに記載の回路装置。 - 【請求項１３】変成器（Ｕ）が単一のインダクタンスと
して一次電流回路に設けられていることを特徴とする請
求項５ないし12の１つに記載の回路装置。
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3718960.3 | 1987-06-05 | ||
| DE3718960 | 1987-06-05 | ||
| DE3813673.2 | 1988-04-22 | ||
| DE3813673 | 1988-04-22 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63316666A JPS63316666A (ja) | 1988-12-23 |
| JP2540466B2 true JP2540466B2 (ja) | 1996-10-02 |
Family
ID=25856369
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63137187A Expired - Lifetime JP2540466B2 (ja) | 1987-06-05 | 1988-06-03 | 振動回路の充放電状態の制御方法および回路装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0293874B1 (ja) |
| JP (1) | JP2540466B2 (ja) |
| DE (1) | DE3886588D1 (ja) |
| ES (1) | ES2047503T3 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0367984B1 (de) * | 1988-11-07 | 1992-09-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Erhöhung des maximal möglichen Wirkungsgrades, der maximal möglichen Frequenz und des maximal möglichen Ausnutzungsgrades der Leistungs-Bauelemente in Resonanzwandler-Schaltnetzteilen mit Nulldurchgangsdetektor |
| DE3842465A1 (de) * | 1988-12-16 | 1990-06-28 | Flachenecker Gerhard | Schaltregler zur gleichspannungswandlung |
| FR2646029B1 (fr) * | 1989-04-12 | 1991-10-04 | Electro Automatisme Atel | Convertisseur continu-continu, a decoupage |
| DE59400222D1 (de) * | 1993-02-05 | 1996-05-30 | Siemens Ag | Verfahren zum Begrenzen der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators in einer Steuerschaltung eines Resonanzwandler-Schaltnetzteils und Steuerschaltung für ein Resonanzwandler-Schaltnetzteil |
| DE19836401A1 (de) * | 1997-09-19 | 2000-02-17 | Salcomp Oy Salo | Vorrichtung zum Aufladen von Akkumulatoren |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3596165A (en) * | 1969-07-24 | 1971-07-27 | Tektronix Inc | Converter circuit having a controlled output |
| GB2057168A (en) * | 1979-08-28 | 1981-03-25 | Hewlett Packard Co | Power supplies |
| JPS5932370A (ja) * | 1982-08-16 | 1984-02-21 | Hitachi Ltd | 高圧電源装置 |
| GB2170663B (en) * | 1985-02-02 | 1989-06-14 | Brian Ernest Attwood | Harmonic-resonant power supply |
-
1988
- 1988-06-01 DE DE88108808T patent/DE3886588D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-06-01 ES ES88108808T patent/ES2047503T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1988-06-01 EP EP88108808A patent/EP0293874B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-06-03 JP JP63137187A patent/JP2540466B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ES2047503T3 (es) | 1994-03-01 |
| EP0293874A3 (en) | 1989-11-29 |
| EP0293874B1 (de) | 1993-12-29 |
| JPS63316666A (ja) | 1988-12-23 |
| DE3886588D1 (de) | 1994-02-10 |
| EP0293874A2 (de) | 1988-12-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4071812A (en) | AC Inverter with constant power output | |
| KR100707763B1 (ko) | 2차 펄스폭 변조 제어를 가지는 플라이백 컨버터를 위한시동 회로 | |
| US5768111A (en) | Converter comprising a piezoelectric transformer and a switching stage of a resonant frequency different from that of the transformer | |
| US6807070B2 (en) | Resonant converter with phase delay control | |
| US8441290B2 (en) | Method and apparatus for simplifying the control of a switch | |
| JP3459142B2 (ja) | 駆動パルス出力制限回路 | |
| US6483722B2 (en) | DC/DC converter and control method thereof | |
| US6477062B1 (en) | Power supply unit including an inverter | |
| RU2390977C2 (ru) | Устройство и способ для эксплуатации газоразрядных ламп | |
| JPH09308243A (ja) | 共振型スイッチング電源装置 | |
| KR0154818B1 (ko) | 공진형 콘버터 제어 시스템 | |
| US20120001662A1 (en) | Control of a resonant switching system with monitoring of the working current in an observation window | |
| US4758940A (en) | Control circuit for insuring super-resonant operation of resonant converter | |
| JP2001204170A (ja) | コンデンサの充電装置 | |
| KR20020023948A (ko) | 에너지 변환기 | |
| JP2540466B2 (ja) | 振動回路の充放電状態の制御方法および回路装置 | |
| US4896255A (en) | Power pack comprising resonant converter | |
| JP2001078447A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH02106164A (ja) | 直列共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3115618B2 (ja) | 圧電振動子駆動回路 | |
| JP2655674B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3230560B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH0683573B2 (ja) | 共振コンバータおよびその制御方法 | |
| JPH03216989A (ja) | 高周波誘導加熱装置 | |
| JPH0353796Y2 (ja) |