JP2603135B2 - Variable inductor - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、コア構成の改善による可変インダクタの制
御電力の低減に関するものである。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a reduction in control power of a variable inductor by improving a core configuration.
＜従来の技術＞ 第５図は可変インダクタの原理図である。<Prior Art> FIG. 5 is a principle diagram of a variable inductor.
第５図において、コア10にはa1−a2巻線とb1−b2巻線
がそれぞれ施されている。ここで、a1−a2巻線に流れる
電流をi1、巻数をn1、b1−b2巻線に流れる電流をi2、巻
数をn2、コア10の断面積をＳ、磁路長をｌ、透磁率をμ
とすると、a1−a2巻線からみたインダクタンスＬは、 Ｌ＝μ（n1）2S/l … と表わす事が出来る。従って、透磁率μを変化させる事
が出来れば、インダクタンスＬを変える事が出来る。In Figure 5, the core 10 a 1 -a 2 winding and b 1 -b 2 winding is applied, respectively. Here, the current flowing in the a 1 -a 2 winding is i 1 , the number of turns is n 1 , the current flowing in the b 1 -b 2 winding is i 2 , the number of turns is n 2 , the cross-sectional area of the core 10 is S, Path length is 1 and permeability is μ
Then, the inductance L viewed from the a 1 -a 2 winding can be expressed as L = μ (n 1 ) 2 S / l. Therefore, if the magnetic permeability μ can be changed, the inductance L can be changed.
第６図はコアの磁化（Ｂ−Ｈ）曲線図である。 FIG. 6 is a magnetization (BH) curve diagram of the core.
第６図において、その勾配で表わされる微分透磁率
は、コアの飽和特性により磁界の大きさと共に変化す
る。実際には、第５図に示す電流i1は有限の大きさを持
つ為、透磁率μは、 μ＝△B/△Ｈ … と表わせる。従って、バイアス磁界を変化させれば、透
磁率μを変える事が出来る事になる。このバイアス磁界
を変化させる為に、第５図に示すb1−b2巻線を施し、電
流i2を流している。In FIG. 6, the differential magnetic permeability expressed by the gradient changes with the magnitude of the magnetic field due to the saturation characteristics of the core. Actually, since the current i 1 shown in FIG. 5 has a finite magnitude, the magnetic permeability μ can be expressed as μ = △ B / △ H. Therefore, if the bias magnetic field is changed, the magnetic permeability μ can be changed. For changing the bias magnetic field is subjected to b 1 -b 2 winding shown in FIG. 5, the electric current i 2.
第７図は可変インダクタの特性図である。なお、第７
図では、空隙部有りと無しの場合をそれぞれ示し、又、
p1〜p3（p11〜p31）点は、第６図の動作点p1〜p3に対応
している。FIG. 7 is a characteristic diagram of the variable inductor. The seventh
The figure shows the case with and without a void, respectively,
p 1 ~p 3 (p 11 ~p 31) point corresponds to the operating point p 1 ~p 3 of Figure 6.
第７図において、例えば第５図のコア10に長さlgの空
隙部を付けた場合、コアの磁気抵抗Ｒは、 と変化する。一般に、空隙部の長さlgは0.1〜1mm、磁路
長ｌは数十〜数百ミリ、μｒは数千あるので、空隙部を
入れる事により、磁気抵抗Ｒは非常に大きくなり、飽和
し難くなる。又、インダクタンスＬは、 Ｌ＝n1 2/R と表わされるから、絶対値は小さくなる。第７図の空隙
部有りの場合は、これを示しており、p1〜p3点はp11〜p
31点となるが、インダクタンスＬは殆ど変化しない。大
きな変化を得る為には、更に大きな制御電流を流す必要
がある。In FIG. 7, for example, when a void having a length of 1 g is provided in the core 10 of FIG. And change. In general, the length l g of the gap is 0.1 to 1 mm, the length l of the magnetic path is several tens to several hundreds of millimeters, and μ r is thousands.Therefore, by inserting the gap, the magnetic resistance R becomes very large, Saturation becomes difficult. Further, the inductance L, since represented as L = n 1 2 / R, the absolute value becomes smaller. This is shown in the case where there is a gap in FIG. 7, and points p 1 to p 3 correspond to p 11 to p
There are 31 points, but the inductance L hardly changes. In order to obtain a large change, it is necessary to flow a larger control current.
第５図の可変インダクタでは、a1−a2巻線に電圧を印
加すると、n2/n1なる電圧がb1−b2巻線に発生する。一
般に、制御巻線は制御電流を小さくする為に巻数は多い
ので、n2/n1は数十〜数百と大きく、b1−b2巻線には大
きな電圧を発生する。従って、可変インダクタの製作が
難しくなったり、高電圧による絶縁破壊を起こしたりす
る事になる。この問題を解決する為、第８図に示す様
に、可変インダクタを差動構成としている。The variable inductor of FIG. 5, when a voltage is applied to a 1 -a 2 winding, n 2 / n 1 becomes voltage is generated in b 1 -b 2 winding. In general, the control winding because the number of turns in order to reduce the control current is greater, n 2 / n 1 is as large as several tens to several hundreds, the b 1 -b 2 winding generates a large voltage. Therefore, it becomes difficult to manufacture the variable inductor, or a high voltage causes dielectric breakdown. To solve this problem, as shown in FIG. 8, the variable inductor has a differential configuration.
第８図は従来の可変インダクタの一例を示す構成図で
ある。（イ）図では、a1−a2巻線を制御巻線、b1−b2巻
線をインダクタ用巻線とする場合と、その逆の場合とす
る事が可能であり、両者とも同様の動作をする。又、
（ロ）図では、a1−a2巻線を制御巻線、b1−b2巻線をイ
ンダクタ用巻線とすれば、インダクタ用巻線からは飽和
させ難く、制御巻線からは空隙部が無く、飽和させ易く
なり、小さな制御電力で済む事になる。FIG. 8 is a configuration diagram showing an example of a conventional variable inductor. (A) In the figure, it is possible to use the a 1 -a 2 winding as the control winding and the b 1 -b 2 winding as the inductor winding, and vice versa. Works. or,
(B) in the figure, a 1 -a 2 winding a control winding, if the b 1 -b 2 winding the inductor winding, difficult saturated from the inductor winding, the gap from the control winding Since there are no parts, saturation is easy, and small control power is required.
＜発明が解決しようとする課題＞ しかしながら、上記従来技術に示す可変インダクタに
おいて、第８図（イ）で、a1−a2巻線を制御巻線とする
場合、a1−a2巻線間ではb1−b2巻線による誘起電圧を打
ち消すが、それぞれの脚でみると、b1−b2巻線との巻数
比に対応した電圧v1、v2がそれぞれ発生する事になる。
一般には、制御巻線の巻数は多い為、電圧v1、v2は高圧
となり、製作が難しいという課題がある。一方、b1−b2
巻線を制御巻線とする場合、磁束レベルで打ち消し合
い、b1−b2巻線に電圧は発生しないが、図に示す空隙部
（g1〜g3）がない場合には、信号電流が大きいとa1−a2
巻線の電流でコアが飽和し、可変インダクタとしては実
用的でない。その為、（イ）図に示す空隙部（g1〜g3）
は必須となるが、空隙部を付けると、制御巻線からも飽
和させ難くなり、大きな制御電力が必要となるという課
題がある。又、（ロ）図においては、小さな制御電力で
済むが、a1−a2巻線とb1−b2巻線の巻数比に応じた高圧
がa1−a2巻線のそれぞれの脚に発生する為、実用に供し
得ないという課題があった。<SUMMARY OF THE INVENTION> However, in the variable inductor shown in the prior art, in FIG. 8 (b), when the control winding of a 1 -a 2 winding, a 1 -a 2 winding cancel the induced voltage due to b 1 -b 2 winding is between but, looking at each of the legs, so that the voltage v 1, v 2 corresponding to the turn ratio between b 1 -b 2 winding occurs respectively .
In general, since the number of turns of the control winding is large, the voltages v 1 and v 2 become high and there is a problem that it is difficult to manufacture. On the other hand, b 1 −b 2
If the winding and control winding, cancel magnetic flux level, b 1 is voltage -b 2 winding does not occur, when there is no air gap as shown in FIG. (G 1 ~g 3), the signal current Is large and a 1 −a 2
The core is saturated by the current of the winding, which is not practical as a variable inductor. Therefore, (i) the gap portion shown in FIG. (G 1 to g 3)
Is indispensable, but if a gap is provided, there is a problem that it is difficult to saturate even from the control winding and a large control power is required. Further, (b) in the figure, the suffices a small control power, each of the legs of the high pressure a 1 -a 2 winding according to the turns ratio of a 1 -a 2 winding and b 1 -b 2 winding However, there is a problem that it cannot be put to practical use.
本発明は上記従来技術の課題を踏まえて成されたもの
であり、インダクタ用巻線からは飽和させ難く、制御巻
線からは飽和させ易く、制御電力の小さい可変インダク
タを提供する事を目的としたものである。The present invention has been made in view of the above-described problems of the conventional technology, and has an object to provide a variable inductor that is hardly saturated from an inductor winding, easily saturated from a control winding, and has a small control power. It was done.
＜課題を解決するための手段＞ 上記課題を解決する為の本発明の構成は、中央脚を共
有する様に設けられた一対の対称な第１の閉磁路と、前
記中央脚の周りに巻かれた制御巻線と、前記第１の閉磁
路の両側に空隙部を有して設けられた一対の対称な第２
の閉磁路と、前記中央脚に生じる磁束が互いに打ち消す
様に前記第２の閉磁路のそれぞれの周りに巻かれたイン
ダクタ用巻線とを備え、前記第１の閉磁路に対して前記
一対の第２の閉磁路を夫々平面的に配列したことを特徴
としたものである。<Means for Solving the Problems> According to a configuration of the present invention for solving the above problems, a pair of symmetric first closed magnetic paths provided so as to share a central leg, and winding around the central leg are provided. And a pair of symmetrical second windings provided with air gaps on both sides of the first closed magnetic path.
And a inductor winding wound around each of the second closed magnetic paths so that magnetic fluxes generated in the central leg cancel each other, and the pair of the first closed magnetic paths is provided with respect to the first closed magnetic path. It is characterized in that the second closed magnetic paths are respectively arranged in a plane.
＜作用＞ 本発明によると、インダクタ用巻線からみた磁気抵抗
と制御巻線からみた磁気抵抗とを大きく異なる値とする
事が出来る為、インダクタ用巻線からは飽和させ難く、
制御巻線からは飽和させ易くする事が出来る。<Operation> According to the present invention, the magnetic resistance as viewed from the inductor winding and the magnetic resistance as viewed from the control winding can be set to values that are significantly different from each other.
It can be easily saturated from the control winding.
＜実施例＞ 以下、本発明を図面に基づいて説明する。<Example> Hereinafter, the present invention will be described with reference to the drawings.
第１図は本発明に係わる可変インダクタの一実施例を
示す構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of a variable inductor according to the present invention.
第１図において、中央脚l0及び中央脚l0に関して対称
に設けられたl1〜l3脚、l11〜l31脚は、中央脚l0を共有
し、その両側に１対の対称な閉磁路を形成し、第１の磁
気回路を構成している。b1−b2巻線はl0脚に施された制
御巻線である。又、l4脚、l41脚は任意の長さの空隙部g
1〜g4を介して、第１の磁器回路（l0脚・l1〜l3脚・l11
〜l31脚）の両側に接続して、１対の対称な閉磁路を形
成し、第２の磁気回路を構成している。l4脚、l41脚に
は図に示す様に、a1−a2巻線が施されており、このa1−
a2巻線によって生じる磁束はl0脚では互いに逆向きで打
ち消し合い、このa1−a2巻線をインダクタ用巻線として
使用している。In Figure 1, l 1 to l 3 leg provided symmetrically with respect to the central leg l 0 and central leg l 0, l 11 to l 31 leg share a central leg l 0, 1 pair of symmetrical on both sides A simple closed magnetic circuit is formed to constitute a first magnetic circuit. b 1 -b 2 winding is a control winding which has been subjected to l 0 leg. In addition, l 4 legs and l 41 legs have a gap g of arbitrary length
Via 1 to g 4, the first porcelain circuit (l 0 leg · l 1 to l 3 leg · l 11
~ L 31 legs) to form a pair of symmetrical closed magnetic paths to form a second magnetic circuit. l 4 legs, as shown in FIG. The l 41 leg, a 1 -a 2 winding has been applied, the a 1 -
magnetic flux generated by a 2-winding is canceled out in the opposite directions to each other in l 0 leg, using this a 1 -a 2 winding as an inductor winding.
この様な構成において、制御巻線b1−b2からみると、
l0脚・l1〜l3脚・l11〜l31脚の磁気回路には空隙部がな
く、少ない電流で飽和させる事が出来る。一方、a1−a2
巻線からみると、必ず空隙間を通る事になり、l4脚又は
l41脚を飽和させるには大きな電流が必要となる。言い
換えれば、インダクタ用巻線a1−a2にかなり大きな電流
を流しても、空隙部長さの調整によって、l4脚（l
41脚）を飽和し難くする事が出来る。In such a configuration, when viewed from the control windings b 1 -b 2 ,
l 0 leg · l 1 to l 3 leg · l 11 no air gap in the magnetic circuit of the to l 31 leg, can be saturated with a small current. On the other hand, a 1 −a 2
When viewed from the winding, it always passes through the gap, l 4 legs or
l A large current is required to saturate the 41 legs. In other words, even if a fairly large current flows through the inductor windings a 1 -a 2 , by adjusting the length of the gap, l 4 legs (l
41 legs) can be hardly saturated.
ここで、第２図は制御巻線a1−a2に電流を流した場合
の等価回路図である。Here, FIG. 2 is an equivalent circuit diagram when a current flows through the control windings a 1 -a 2 .
第２図において、R1〜R4はそれぞれl0、l1〜l3（l11
〜l31）、l4（l41）の各脚の磁気抵抗であり、それぞれ
の部分での等価断面積をSi、等価磁路長をli（ｉ＝１、
２、３、４）、空隙部長さをdgとすると、各脚の磁気抵
抗（R1〜R4）は、それぞれ R1＝d1/μS1＋dg/μ0S1 R2＝d2/μS2 R3＝d3/μS3 R4＝d4/μS4 と表わされる。In FIG. 2, R 1 to R 4 are l 0 , l 1 to l 3 (l 11
~ L 31 ) and l 4 (l 41 ) are the magnetoresistance of each leg, and the equivalent cross-sectional area at each part is S i , and the equivalent magnetic path length is l i (i = 1,
2, 3, 4), and assuming that the gap length is d g , the magnetic resistance (R 1 to R 4 ) of each leg is R 1 = d 1 / μS 1 + d g / μ 0 S 1 R 2 = d 2 / μS 2 R 3 = d 3 / μS 3 R 4 = d 4 / μS 4
この磁気抵抗R1〜R4を用いると、Ziをパラメータとし
て、 Z1＝R1R2 Z2＝R3（2R4＋Z1） Z3＝R2（2R4＋Z2） … Z4＝R1＋Z3 とすると、インダクタンスＬは、 Ｌ＝２（n1）2/Z4 で求められる。Using these magnetic resistances R 1 to R 4 , Z 1 = R 1 R 2 Z 2 = R 3 (2R 4 + Z 1 ) Z 3 = R 2 (2R 4 + Z 2 )… Z 4 using Z i as a parameter. Assuming that = R 1 + Z 3 , the inductance L is obtained by L = 2 (n 1 ) 2 / Z 4 .
但し、 μ0:空気中の透磁率 μ：コアの透磁率 である。なお、コアの透磁率μはb1−b2巻線に流す電流
値によって変化させるものであり、このコアの透磁率μ
の変化は、主にl0脚・l1〜l3脚・l11〜l31脚の部分の飽
和によって生じる。又、第３図は制御巻線b1−b2に電流
を流した場合の等価回路図である。Here, μ 0 : magnetic permeability in air μ: magnetic permeability of the core. The magnetic permeability μ of the core is changed by the value of the current flowing through the b 1 -b 2 winding, and the magnetic permeability μ of the core is
Changes, mainly caused by saturation of the portion of the l 0 leg · l 1 to l 3 leg · l 11 to l 31 leg. FIG. 3 is an equivalent circuit diagram when a current flows through the control windings b 1 -b 2 .
この場合には、回路は左右対称となり、第６図と同一
の記号を用いると、磁気抵抗Ｒは、 Ｒ＝R3＋1/2｛2R4＋ R1R2/（R1＋R2）｝ … となる。R1には空隙部が含まれているが、 R1≫R2 であるから、式は近似的に Ｒ＝R3＋1/2（2R4＋R2） … となる。In this case, the circuit becomes symmetrical, using the same symbols and Figure 6, the magnetic resistance R, R = R 3 +1/2 {2R 4 + R 1 R 2 / (R 1 + R 2)} ... Although R 1 includes a void, R 1 ≫R 2 , so the equation is approximately R = R 3 +1/2 (2R 4 + R 2 ).
この式には、空隙部は含まれず、磁気抵抗Ｒとして
は比較的小さいものである。従って、比較的小さな制御
電流でコアを飽和させる事が出来る事になる。一方、前
記式のZ4には空隙部が直列に含まれる為、磁気抵抗が
大きく、飽和させるには大きな制御電流が必要となる。This formula does not include a void portion, and the magnetic resistance R is relatively small. Therefore, the core can be saturated with a relatively small control current. On the other hand, the gap portion to Z 4 in the formula is because included in the series, large magnetic resistance, a large control current is needed to saturate.
なお、第１図の構成図において、４箇所に設けた空隙
部は、これに限るものではなく、第４図（イ）に示す様
に、l4、l41脚の中間に空隙部g5、g6を設ける様な構成
であっても良い。又、（ロ）図に示す様に可変インダク
タの形状を立体的としても良い。なお、第１図及び第４
図（イ）のインダクタの形状は図から明らかなように全
体が平面的になっている。この様な平面的コアの場合に
は第４図（ロ）の立体的のものより、またこの種のイン
ダクタの従来例として３次元的な構造のものがあるが、
これらのものより小形の形状とすることができる特徴が
ある。In the configuration diagram of Figure 1, the gap portion provided at four positions, not limited to this, as shown in FIG. 4 (b), the gap portion g 5 in the middle of l 4, l 41 leg , it may be such a configuration providing a g 6. Also, the shape of the variable inductor may be three-dimensional as shown in FIG. FIG. 1 and FIG.
The shape of the inductor shown in FIG. 2A is planar as is apparent from the figure. In the case of such a planar core, there is a three-dimensional structure as a conventional example of this type of inductor, as compared with the three-dimensional one shown in FIG.
There is a feature that the shape can be made smaller than these.
＜発明の効果＞ 以上、実施例と共に具体的に説明した様に、本発明に
よれば、インダクタ用巻線からみた磁気抵抗と制御巻線
からみた磁気抵抗を大きく異なる値とする事が出来る
為、インダクタ用巻線からは飽和させ難く、制御巻線か
らは飽和させ易く出来る。従って、インダクタンス値を
変化させる制御電力を小さくする事が出来る。更に制御
巻線のアンペアターンが小さくてすむ為、導線抵抗、イ
ンダクタンス、並列容量を小さく出来、インダクタンス
変化の応答速度を速める事が出来る等の利点を持つ可変
インダクタを実現する事が出来る。<Effects of the Invention> As described above in detail with the embodiments, according to the present invention, the magnetic resistance as viewed from the inductor winding and the magnetic resistance as viewed from the control winding can be set to greatly different values. It is hard to saturate from the inductor winding and can be easily saturated from the control winding. Therefore, control power for changing the inductance value can be reduced. Further, a variable inductor having advantages such as a small ampere-turn of the control winding, a reduction in conductor resistance, inductance, and a parallel capacitance and an increase in response speed of inductance change can be realized.
第１図は本発明に係わる可変インダクタの一実施例を示
す構成図、第２図はインダクタ用巻線からみた第１図の
等価回路図、第３図は制御巻線からみた第１図の等価回
路図、第４図は本発明の他の実施例を示す構成図、第５
図は可変インダクタの原理図、第６図はコアの磁化曲線
図、第７図は可変インダクタの特性図、第８図は従来例
である。 a1−a2……インダクタ用巻線、b1−b2……制御巻線、g1
〜g4……空隙部、l0、l1〜l3、l11〜l31、l4、l41……
脚。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a variable inductor according to the present invention, FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of FIG. 1 as viewed from an inductor winding, and FIG. 3 is a diagram of FIG. 1 as viewed from a control winding. FIG. 4 is an equivalent circuit diagram, FIG. 4 is a block diagram showing another embodiment of the present invention, and FIG.
The figure shows the principle of the variable inductor, FIG. 6 shows the magnetization curve of the core, FIG. 7 shows the characteristic of the variable inductor, and FIG. 8 shows a conventional example. a 1 −a 2 …… Inductor winding, b 1 −b 2 … Control winding, g 1
~g 4 ...... gap portion, l 0, l 1 ~l 3 , l 11 ~l 31, l 4, l 41 ......
leg.
Claims (1)
称な第１の閉磁路と、前記中央脚の周りに巻かれた制御
巻線と、前記第１の閉磁路の両側に空隙部を有して設け
られた一対の対称な第２の閉磁路と、前記中央脚に生じ
る磁束が互いに打ち消す様に前記第２の閉磁路のそれぞ
れの周りに巻かれたインダクタ用巻線とを備え、前記第
１の閉磁路に対して前記一対の第２の閉磁路を夫々平面
的に配列したことを特徴とする可変インダクタ。1. A pair of symmetric first closed magnetic paths provided so as to share a central leg, a control winding wound around the central leg, and air gaps on both sides of the first closed magnetic path. A pair of symmetrical second closed magnetic paths provided with a portion, and an inductor winding wound around each of the second closed magnetic paths so that magnetic fluxes generated in the central leg cancel each other. A variable inductor, wherein the pair of second closed magnetic paths are arranged two-dimensionally with respect to the first closed magnetic path.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15119289A JP2603135B2 (en) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | Variable inductor |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP15119289A JP2603135B2 (en) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | Variable inductor |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0316205A JPH0316205A (en) | 1991-01-24 |
| JP2603135B2 true JP2603135B2 (en) | 1997-04-23 |
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ID=15513278
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|---|---|---|---|
| JP15119289A Expired - Lifetime JP2603135B2 (en) | 1989-06-14 | 1989-06-14 | Variable inductor |
Country Status (1)
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| JP (1) | JP2603135B2 (en) |
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| KR101617857B1 (en) * | 2015-10-15 | 2016-05-03 | (주)진상일양행 | Power saving of device |
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| JP2013243890A (en) * | 2012-05-22 | 2013-12-05 | Heads Corp | Contactless feeding apparatus |
-
1989
- 1989-06-14 JP JP15119289A patent/JP2603135B2/en not_active Expired - Lifetime
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|---|---|
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