JP2676982B2 - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はDC−DCコンバータに関し、特に直流入力電圧
よりも高い直流電圧を発生するDC−DCコンバータに関す
るものである。

従来技術 従来のこの種のDC−DCコンバータは第２図の構成とな
っている。直流入力端子間に、トランス１とスイッチン
グトランジスタ２との直列接続回路が設けられており、
このトランス１の二次巻線N2,N3より第1,第２の出力が
夫々取出される。

第１の出力はダイオード３及びコンデンサ５からなる
整流平滑回路によって第１の直流出力V01となり、また
第２の出力はダイオード４及びコンデンサ６からなる整
流平滑回路によって、第２の直流出力V02となる。

制御回路７は第１の直流出力V01を検出して、この検
出電圧に応じてスイッチングトランジスタ２の導通角を
制御することにより、直流出力V01を一定に保つと同時
に、第２の直流出力V02も安定化されるようになってい
る。

トランス１の一次巻線N1に並列に、ダイオード14及び
コンデンサ16の直列回路が接続されており、このコンデ
ンサ16には抵抗15が並列に設けられている。

ダイオード14及びコンデンサ16、更には抵抗15にて構
成される回路は、スイッチングトランジスタ２がオフと
なり、トランス１の励磁エネルギが二次巻線N1,N2から
放出されるまでの間に現われるフライバックエネルギを
吸収するための回路である。

フライバックエネルギの一部はコンデンサ16及びダイ
オード14を通して直流入力側に帰還されるが、一部は抵
抗15で消費されるようになっている。

このフライバックエネルギ吸収のための回路がない
と、大きなスパイクノイズが発生するばかりか、トラン
ジスタ２のコレクタ電圧がブレークダウン電圧に達して
トランジスタを破壊することがある。

尚、抵抗15及びコンデンサ16の代りにツェナーダイオ
ードを用いる場合もあるが、この場合でもフライバック
エネルギはツェナーダイオードで一部消費されることに
なる。

この様な従来のDC−DCコンバータでは、スイッチング
トランジスタ２がオフしてトランス１の励磁エネルギが
二次巻線から放出されるまでの間、一次巻線に生ずるフ
ライバックエネルギを直流入力側に帰還するようになっ
ているが、このエネルギの全部が帰還されるわけではな
く、一部は帰還回路の内部で消費されるようになってい
る。そのために、トランスの結合が悪いときや、スイッ
チング周波数が高いとき等には、フライバックエネルギ
は特に大きくなることから、DC−DCコンバータの効率が
低下するという欠点がある。

発明の目的 そこで、本発明はかかる従来技術の欠点を解決すべく
なされたものであって、その目的とするところは、スイ
ッチングトランジスタのオフ時に発生するフライバック
電圧を抑えてこのトランジスタを破壊から防止すると共
に、フライバックエネルギの損失をなくして効率の良い
DC−DCコンバータを提供することにある。

発明の構成 本発明によれば、直流入力端子間に設けられたトラン
スとスイッチングトランジスタとの直列接続回路と、前
記トランスの二次巻線の出力を整流平滑して直流入力電
圧よりも高い直流出力を生成する整流平滑回路と、前記
直流出力に応じて前記スイッチングトランジスタのオン
オフ制御をなす制御回路とを含むDC−DCコンバータであ
って、前記スイッチングトランジスタと前記トランスと
の直列接続部から前記直流出力部へ、前記トランスのフ
ライバックエネルギを供給するエネルギ供給回路を有
し、このエネルギ供給回路は、前記直列接続部と前記直
流出力部との間において互いに直列接続されたコンデン
サ及び一方向性素子と、前記コンデンサに並列接続され
前記直流出力の発生によりオン制御されるトランジスタ
素子とからなることを特徴とするDC−DCコンバータが得
られる。

実施例 以下、図面を用いて本発明の実施例について詳細に説
明する。

第１図は本発明の実施例の回路図であり、第２図と同
等部分は同一符号により示している。トランス１のフラ
イバックエネルギを処理する回路が第２図の例とは異な
っており、本例では、トランス１の一次側N1とスイッチ
ングトランジスタ２のコレクタとの接続点と、第２の直
流出力V02との間に、コンデンサ９と一方向性のダイオ
ード８とを直列に挿入接続している。

そして、コンデンサ９に並列にPNPトランジスタ10を
設け、このトランジスタ10のオン制御をNPNトランジス
タ12により行っている。すなわち、トランジスタ12のベ
ースに第１の直流出力V01を抵抗13を介して印加し、こ
のトランジスタ12のコレクタ出力を抵抗11を介してトラ
ンジスタ10のベースへ印加している。

尚、他の構成は第２図の回路と同等であり、その説明
は省略する。

この回路において、第２の直流出力V02は直流入力Vin
よりも十分大きな値に設定されているものとし、ダイオ
ード８の接続極性としては、図示の如く、アノードがコ
ンデンサ９に接続されており、カソードが第２の直流出
力に接続されている。よって、フライバック電圧が発生
しない通常時はダイオード８はオフとなり、第２の直流
出力から入力側へのエネルギの逆流は阻止されている。

トランジスタ10はDC−DCコンバータがオンとなって第
１の直流出力V01が現われるまではオフとなっており、
直流入力がダイオード８を介して第２の直流出力側へ直
接導出されないようにするものである。

かかる構成において、スイッチングトランジスタ２が
オンとすると一次巻線N1に電流が流れる。二次巻線N2,N
3には逆電圧がかかり、電流は流れずトランス１に励磁
エネルギが蓄積される。

次に、スイッチングトランジスタ２がオフすると、ト
ランス１の励磁エネルギは二次巻線N2,N3から夫々ダイ
オード3,4を通して放出されようとする。しかし、励磁
エネルギが二次巻線N2,N3から放出されるまで時間遅れ
を生じるため、この遅れの間は一次巻線N1からフライバ
ックエネルギとして励磁エネルギが放出されようとす
る。

この時の電流は、DC−DCコンバータの起動時でトラン
ジスタ10がオフしている時はコンデンサ９を通して、ま
たトランジスタ10が既にオンしている時はトランジスタ
10を通して、夫々第２の直流出力V02に供給される。従
って、スイッチングトランジスタ２のコレクタ電圧は十
分低く（V02の値以下に）抑えられる。

さらに、定常状態においては、巻線N2,N3から励磁エ
ネルギが供給されるようになった時は、巻線N1に現われ
る逆電圧は小さくなり、スイッチングトランジスタ２の
コレクタ電圧は第２の直流出力V02より低く、ダイオー
ド８を通しての電流供給はなくなる。

発明の効果 叙上の如く、本発明によれば、スイッチングトランジ
スタのオフ時にトランスに発生するフライバックエネル
ギを、二次側出力へ供給するようにしているので、スイ
ッチングトランジスタのコレクタに発生するフライバッ
ク電圧が抑止され、またフライバックエネルギを直流出
力へ効率良く供給し得るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の回路図、第２図は従来のDC−
DCコンバータの回路図である。 主要部分の符号の説明 １……トランス ２……スイッチングトランジスタ 3,4……整流用ダイオード 5,6……平滑用コンデンサ ７……制御回路 ８……一方向性のダイオード ９……エネルギ供給用コンデンサ 10……エネルギ供給用トランジスタ

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流入力端子間に設けられたトランスとス
   イッチングトランジスタとの直列接続回路と、前記トラ
   ンスの二次巻線の出力を整流平滑して直流入力電圧より
   も高い直流出力を生成する整流平滑回路と、前記直流出
   力に応じて前記スイッチングトランジスタのオンオフ制
   御をなす制御回路とを含むDC−Ｄコンバータであって、
   前記スイッチングトランジスタと前記トランスとの直列
   接続部から前記直流出力部へ、前記トランスのフライバ
   ックエネルギを供給するエネルギ供給回路を有し、この
   エネルギ供給回路は、前記直列接続部と前記直流出力部
   との間において互いに直列接続されたコンデンサ及び一
   方向性素子と、前記コンデンサに並列接続され前記直流
   出力の発生によりオン制御されるトランジスタ素子とか
   らなることを特徴とするDC−Ｄコンバータ。