JP2760232B2 - 高圧回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、陰極線管（ＣＲＴ）を
用いたディスプレイ機器に用いられる高圧回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】ＣＲＴを用いたディスプレイ機器におい
ては、一般に、ＣＲＴの輝度が増加して電子ビームが過
大となり高圧回路が過負荷となって高圧発生用トランジ
スタが破壊することを防止するため、また、映像増幅回
路内部の出力段のトランジスタの飽和による画面上白ピ
ークのつぶれ現象の発生を防止するため、さらに、ＣＲ
Ｔの寿命に関わる最大定格カソード電流値（ビーム電流
値）の規制等の理由により、ＣＲＴのビーム電流値が規
定値以上にならないよう規制するビームリミッタ回路が
備えられていることは周知のことである。

【０００３】図３はビームリミッタ回路を備えた従来の
高圧回路の一例を示す回路図である。図３において、高
圧出力ＮＰＮトランジスタ（高圧発生用トランジスタ）
Ｑ１，ダンパーダイオードＤ１，共振コンデンサＣ１，
ダミーヨークＤＹ，ドライブコンデンサＣ２は電圧共振
型高圧出力回路１を構成している。高圧出力トランジス
タＱ１で発生したコレクタパルスＶcpは端子Ｐ１を介し
てフライバックトランスＴ１の入力巻線Ｔ1aに入力され
る。ここでは、フライバックトランスＴ１は出力高圧巻
線Ｔ1b，Ｔ1c，Ｔ1dと高圧整流ダイオードＤ２〜Ｄ４と
が混在したマルチシングラー方式で構成されている。入
力巻線Ｔ1aに入力されたパルスＶcpはフライバックトラ
ンスＴ１により昇圧され、高圧整流ダイオードＤ２の出
力（高電圧端子Ｐ３）には高圧ＨＶが得られる。そし
て、この高圧ＨＶはＣＲＴ２のアノードに印加される。

【０００４】フライバックトランスＴ１の低電圧端子Ｐ
４には一端が接地された平滑用コンデンサＣ４と一端が
直流電源電圧入力端子Ｐ５に接続されたビーム電流検出
用抵抗Ｒ３とよりなる積分回路（第１の電流検知回路）
が設けられている。抵抗Ｒ３で検出されたビーム電流値
に応じた検出電圧はコントラスト・輝度制御回路３に供
給（負帰還）される。映像増幅回路４はＣＲＴ２のカソ
ードに映像信号を入力しており、コントラスト・輝度制
御回路３が映像増幅回路４を制御し、ＣＲＴ２に映出さ
れる映像のコントラストや輝度が制御される。なお、ビ
ーム電流値を検出するための抵抗Ｒ３及びコンデンサＣ
４よりなる積分回路とコントラスト・輝度制御回路３と
が、いわゆる前述したようなスタティックビームリミッ
タ回路を構成している。

【０００５】また、高圧整流ダイオードＤ２の出力と接
地間には高圧検出用分割抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路と平
滑コンデンサＣ３とが並列に接続され、この分割抵抗Ｒ
１，Ｒ２で高圧ＨＶを分割した検出電圧は制御回路５に
入力される。制御回路５の出力電圧は高圧レギュレータ
回路６に入力され、高圧レギュレータ回路６は出力電圧
を端子Ｐ２を介してフライバックトランスＴ１の入力巻
線Ｔ1aに供給することにより、高圧ＨＶを安定化する。

【０００６】ここで、高圧レギュレータ回路６の出力電
圧である端子Ｐ２の電圧をＶP2、入力水平同期信号の周
期をＴH 、共振期間をＴR 、ダミーヨークＤＹのインダ
クタンスをＬ１、フライバックトランスＴ１の入力巻線
Ｔ1aのインダクタンスをＬ２とすると、トランジスタＱ
１により発生するコレクタパルスＶcpと共振期間ＴRは
それぞれ、 Ｖcp＝ＶP2｛（π／２）・（ＴH ／ＴR −１）＋１｝ …（１） ＴR ＝π｛Ｃ１・Ｌ１・Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ２）｝^1/2 …（２） で表される。また、フライバックトランスＴ１の入出力
巻線比をｎとすると高圧ＨＶは、 ＨＶ＝ｎ・ＶP2・（π／２）・（ＴH ／ＴR −１） …（３） で表される。

【０００７】これより、高圧ＨＶを一定化するために
は、水平同期信号の周期ＴH ，共振期間ＴR ，フライバ
ックトランスＴ１の入出力巻線比ｎが一定とすれば、高
圧ＨＶの変動に応じて高圧レギュレータ回路６の出力電
圧ＶP2を可変すればよいことが分かる。

【０００８】図４は図３中のコントラスト・輝度制御回
路３の具体的構成を示す回路図である。コントラスト・
輝度制御回路３は抵抗Ｒ31〜Ｒ35，コンデンサＣ31，ダ
イオードＤ31，ＮＰＮトランジスタＱ31及びＱ32より構
成されている。抵抗Ｒ34と抵抗Ｒ35（抵抗分圧回路）と
の接続点にはダイオードＤ31のカソードが接続され、ダ
イオードＤ31のアノードは抵抗Ｒ32を介してペデスタル
クランプ用のトランジスタＱ31のエミッタに負帰還接続
されている。トランジスタＱ31のコレクタには抵抗Ｒ31
が接続され、そのベースにはパルスが供給される。ま
た、トランジスタＱ31のエミッタにはコンデンサＣ31及
びトランジスタＱ32のベースが接続されている。トラン
ジスタＱ32のエミッタは抵抗Ｒ33を介して接地されてい
る。

【０００９】このように構成されるコントラスト・輝度
制御回路３において、ダイオードＤ31は通常はオフして
いるが、ダイオードＤ31は白ピークレベルの高い映像信
号入来（受信）時にオンし、抵抗分圧回路Ｒ34，Ｒ35の
出力電圧（抵抗Ｒ34，Ｒ35の接続点の電圧）にトランジ
スタＱ31のエミッタ電位をクランプすることにより、図
３中の映像増幅回路４内部の出力段のトランジスタ（図
示せず）に供給される映像信号の白ピークレベルを下
げ、ビーム電流を規定値以下に制限するようにしてい
る。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の高圧回
路において、ビームリミッタ回路を動作させない時のビ
ーム電流Ｉｂoff とビームリミッタ回路を動作させた時
のビーム電流Ｉｂonとの関係を図５に示す。このビーム
リミッタ回路の静特性において、で示すビームリミッ
タオフ領域とで示すビームリミッタオン領域では問題
はない。ところが、で示す遷移領域において急激な信
号変化やチャンネル切換等があると、ビーム電流値の上
昇→ビーム電流検出用抵抗Ｒ３に生じる検出電圧の低下
→ダイオードＤ31がオン→ビームリミッタ回路がオン→
ビーム電流値の減少→前記検出電圧の上昇→ダイオード
Ｄ31がオフ→ビームリミッタ回路がオフ→ビーム電流値
の上昇→…というループで発振しやすく、平滑コンデン
サＣ４の値によってはＣＲＴ２の画面上でバウンディン
グ現象が生じたり、フリッカ発振が現れたりする場合が
ある。

【００１１】即ち、図３あるいは図４のコンデンサＣ４
が１μＦ程度の時、画面全体にわたって輝度が暗から明
へと変化する場合にはコンデンサＣ４から十分な供給実
効電流容量がなく、端子Ｐ４の電位がすぐに下がり、ビ
ームリミッタ回路が動作して高圧回路のレギュレーショ
ン性能に関係なく画面上のバウンディング現象は生じに
くい。しかし、画面上で部分的に白ピークパワーの変化
が大きい場合には、コンデンサＣ４からの供給実効電流
容量は十分な時も不十分な時もある。コンデンサＣ４か
らの供給実効電流容量が十分な時は、電流はそこそこ平
滑されているのでビームリミッタ回路が動作せずビーム
電流を流すことができ、十分な白ピーク電流を流すこと
ができる反面、高圧回路のレギュレーション性能が悪い
と画面上の白ピーク部分の画面サイズが拡大する現象が
生じる。逆に、コンデンサＣ４からの供給実効電流容量
が不十分な時は、端子Ｐ４の電位が下がるため、ビーム
リミッタ回路が動作し、前述した発振ループでフリッカ
発振が生じやすい。

【００１２】そこで、少なくとも上記した図４に示す抵
抗分圧回路Ｒ34，Ｒ35の出力電圧の直流電位を変更する
ことなく発振を防止する手段として、コンデンサＣ４の
容量値を例えば０．１μＦへと小にすると確かに発振は
なくなるが、抵抗分圧回路Ｒ34，Ｒ35の出力電圧波形
は、垂直ブランキング期間中はビーム電流がほとんど流
れず常に垂直周期のリップル電圧波形となり、端子Ｐ４
における電圧波形は図６（Ａ）に示すようにリップル電
圧の波高値が大きいものとなる。すると、抵抗Ｒ３によ
るビーム電流値の検出はピーク電圧検知のようになって
輝度特性が図５に実線で示す希望する特性とならず、破
線で示す暗い画面の輝度特性となり、白ピーク電流が十
分流れない状態となってしまう。

【００１３】逆に、コンデンサＣ４の容量値を例えば１
０μＦへと大にすると、画面上部分的に白ピーク電流が
大きく明暗変化が激しいピークパワーが大きいような変
化に対しても平滑能力は十分であり、端子Ｐ４における
電圧波形は図６（Ｂ）に示すようになるので、ビームリ
ミッタ回路は動作せず、フリッカ発振等は抑制できる。
ところが、コンデンサＣ４の容量値が大きいため、輝度
変化が画面全体にわたるような平均的ビーム電流変化に
対しては輝度が暗から明へと変化する時のコンデンサＣ
４からの供給実効電流容量は十分であり、ビームリミッ
タ回路を動作させずに十分電流を流すことができるが、
高圧回路のレギュレーション性能が悪いと平均的高圧変
動も大きくなり、画面上にはバウンディング現象が発生
する。

【００１４】画質的には飽和しない範囲で白ピーク電流
が大きいほど艶やかな白色が映出できることは言うまで
もないが、以上より、コンデンサＣ４の容量値は高圧回
路のレギュレーション性能がよいと大きくでき、白ピー
ク電流も流すことができ、フリッカ発振の発生も防止で
きると言える。ところが、最近は一般的にレギュレーシ
ョン性能をよくするために、図３に示す高圧レギュレー
タ回路６としては、応答速度が優れているシリーズレギ
ュレータ方式が専ら用いられている。図７（Ａ）に破線
で示す波形は高圧レギュレータ回路６がない場合の高圧
レギュレーション特性を示している。図７（Ｂ）は高圧
レギュレータ回路６の補正の静特性を示している。この
高圧レギュレータ回路６によって図７（Ａ）に破線で示
す波形を補正し、図７（Ａ）に実線で示す波形を得てい
る。図７（Ａ）において、の領域はビーム電流Ｉｂが
小さく、高圧レギュレータ回路６がなくても高圧ＨＶが
一定の領域であり、の領域はビーム電流Ｉｂが大きく
なり、高圧レギュレータ回路６によって高圧ＨＶを補正
して一定化している領域であり、の領域は高圧レギュ
レータ回路６の出力電圧ＶP2が補正最大有効電圧（端子
Ｐ６に入力される電源電圧）に至った補正不能領域であ
る。この補正電圧範囲が広いほどビーム電流に対する高
圧レギュレーションがよくなると同時に消費電力が増え
るという問題点がある。

【００１５】要するに、従来の高圧回路においては、
（ア）画面上で部分的に白ピークパワーが増加するとフ
リッカ発振が生じ、（イ）この（ア）を防止するために
コンデンサＣ４の容量値を大にすると、平均的ビーム電
流が増加した際にはバウンディング現象が生じ、（ウ）
この（イ）を防止するために高圧レギュレータ回路６の
補正電圧範囲を広くすると、高圧レギュレータ回路６の
消費電力が増加するという悪循環が問題であった。本発
明はこのような問題点に鑑みなされたものであり、高圧
レギュレータ回路による高圧の補正電圧範囲を小さく抑
えつつ、白ピーク電流も十分流すことができ、また、フ
リッカ発振やバウンディング現象が発生することのない
高圧回路を提供することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、入力されるパルスを昇圧
し、この昇圧したパルスを整流して得た高圧を陰極線管
のアノードに印加するフライバックトランスと、前記高
圧が一定となるよう制御する高圧レギュレータ回路と、
前記陰極線管のカソードに入力される映像信号のコント
ラストあるいは輝度を制御する制御回路と、前記カソー
ドに流れるビーム電流を検出し、このビーム電流に応じ
た検出電圧を生成して前記制御回路に負帰還させる、第
１の平滑コンデンサを含んで構成される第１の電流検知
回路とを備えた高圧回路において、前記ビーム電流の単
位時間当たりの電流変化量を検出し、この電流変化量が
所定の一定値を越えた時に前記第１の平滑コンデンサに
並列に第２の平滑コンデンサを接続する第２の電流検知
回路を設けたことを特徴する高圧回路を提供するもので
ある。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の高圧回路について、添付図面
を参照して説明する。図１は本発明の高圧回路の一実施
例を示す回路図、図２は本発明の高圧回路を説明するた
めの波形図である。なお、図１において、図３と同一部
分には同一符号を付し、その説明を省略する。

【００１８】図１において、本発明により新たに設けた
のは、一点鎖線で囲んだ、抵抗Ｒ４〜Ｒ６，コンデンサ
Ｃ５及びＣ６，ダイオードＤ５，ツェナーダイオードＤ
６，トランジスタＱ２〜Ｑ５より構成される、ビーム電
流の単位時間当たりの電流変化量を検出してこの電流変
化量に応じた電圧を生成するダイナミックビーム電流検
出回路（第２の電流検知回路）７である。本発明の高圧
回路においては、このダイナミックビーム電流検出回路
７を設けることにより、前述したビームリミッタ回路と
併せてビーム電流の単位時間当たりの電流変化量（速
度）を検出するダイナミックビームリミッタ回路として
動作させるものである。即ち、本発明の高圧回路では、
ビーム電流の大きさを検出すると共に、ビーム電流の単
位時間当たりの電流変化量も検出する。

【００１９】端子Ｐ４にはコンデンサＣ５の一方の端子
が接続され、コンデンサＣ５の他方の端子はカソードが
接地されたダイオードＤ８が接続されている。コンデン
サＣ５とダイオードＤ８の接続点であるＡ点にはＰＮＰ
トランジスタＱ４のコレクタが接続され、そのベースに
はエミッタが接地されたＮＰＮトランジスタＱ５が接続
されている。トランジスタＱ４のエミッタは抵抗Ｒ６を
介して直流電源入力端子Ｐ５に接続されている。Ａ点に
はツェナーダイオードＤ６のアノードが接続され、その
カソードにはダイオードＤ５のカソードが接続されてい
る。ダイオードＤ５のアノードは抵抗Ｒ４を介して直流
電源入力端子Ｐ５に接続されている。また、ダイオード
Ｄ５のアノードにはエミッタが接地されたＮＰＮトラン
ジスタＱ２のベースが接続され、そのコレクタはエミッ
タが接地されたＮＰＮトランジスタＱ３のベースに接続
されている。トランジスタＱ３のコレクタと端子Ｐ４間
にはコンデンサＣ６が接続され、トランジスタＱ３のコ
レクタとコンデンサＣ６間にはアノードが接地されたダ
イオードＤ７が接続されている。また、トランジスタＱ
５のベースとトランジスタＱ３のベースは接続されてい
る。

【００２０】端子Ｐ４と接地間にコンデンサＣ５とこの
コンデンサＣ５の充電経路用ダイオードＤ８を図示のよ
うに接続することにより、コンデンサＣ５の両端には端
子Ｐ４の電圧と略同一な電圧が印加される。端子Ｐ４の
電圧をＶ１とし、ダイオードＤ５，Ｄ８の順方向電圧を
０．６［Ｖ］とすると、コンデンサＣ５の両端には（Ｖ
１−０．６）［Ｖ］の電圧が印加される。Ａ点はダイオ
ードＤ８によりクランプされて０．６［Ｖ］であり、ト
ランジスタＱ２は抵抗Ｒ４を介してオン状態、ダイオー
ドＤ５は順方向電圧が印加されないのでオフ状態、トラ
ンジスタＱ３はオフ状態、さらに、コンデンサＣ４と並
列に設けられた平滑用コンデンサＣ６は交流的にはオフ
状態である。同様に、トランジスタＱ５はオフ状態であ
り、放電用トランジスタＱ４もオフ状態である。即ち、
コンデンサＣ５には放電経路がないので充電電荷はたま
ったままの状態である。

【００２１】そして、ビーム電流が急激に小から大へと
変化し、端子Ｐ４の電圧Ｖ１が時間Ｔ１の間に電圧Ｖ２
に下がると、コンデンサＣ５には放電経路がないため電
流が流れず電圧だけが変化し、Ａ点での電圧は、Ｖ２−
（Ｖ１−Ｏ．６）［Ｖ］の負電位に向かって降下する。
ツェナーダイオードＤ６のツェナー電圧Ｖｚを０〜［Ｖ
２−（Ｖ１−Ｏ．６）］の間に設定しておけば、Ａ点で
の電圧が−Ｖｚよりも下がった時点でトランジスタＱ２
がオン状態からオフ状態に反転し、トランジスタＱ３が
オフ状態からオン状態となる。すると、ダイオードＤ７
と共にコンデンサＣ６が交流的に接地され、コンデンサ
Ｃ６がコンデンサＣ４と並列接続された状態となる。

【００２２】これと同時にトランジスタＱ５がオフ状態
からオン状態に反転し、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ５との
時定数ＴD なる放電経路が動作する。放電時定数ＴD と
端子Ｐ４の単位時間当たりの電流変化量、即ち、単位時
間当たりの電圧変化（Ｖ２−Ｖ１）／Ｔ１との関係でＡ
点での電圧降下量が決定される。

【００２３】図２（Ａ）に示すように、時間Ｔ１が小
（Ｔ１＜＜ＴD ）の場合はａで示すように負電位が大き
く、略（Ｖ２−Ｖ１＋０．６）［Ｖ］まで降下し、一定
の放電時定数ＴD でＡ点での電圧が−Ｖｚになるまで放
電する。時間Ｔ１が中（Ｔ１＜ＴD ）場合はｂで示すよ
うに（Ｖ２−Ｖ１＋０．６）［Ｖ］まで降下せず、早め
に放電が開始し、Ａ点での電圧が−Ｖｚになるまで放電
する。時間Ｔ１が大（Ｔ１＞ＴD ）場合はｃで示すよう
にダイナミックビームリミッタ回路が動作しないビーム
電流変化を示している。以上はビーム電流が小から大に
変化して大を保持している場合であり、実際には動画の
場合はすぐに大から中または小へと変化するので、端子
Ｐ４の電圧も上昇し、それに伴ってＡ点での電位も上昇
するので、図２（Ａ）に示す放電曲線の放電時定数は放
電時定数ＴD を最大にしてそれよりも小さくなる。

【００２４】図２（Ｂ）は図２（Ａ）のａで示す波形を
上記のことを考慮して描いたものである。図２（Ｂ）の
ａ１で示すのが図２（Ａ）のａの場合であって、ビーム
電流が小から大に変化して大を保持している場合であ
る。ａ２で示すのがビーム電流が小から大そして中へと
変化した場合である。そして、ａ３で示すのがビーム電
流が小から大そして小へと変化した場合であって、放電
カーブが急峻になっており、図２（Ａ）ではダイオード
Ｄ５がオフしているためＡ点での電圧が−Ｖｚ［Ｖ］に
クランプされているのが、図２（Ｂ）では端子Ｐ４の電
圧上昇によりＡ点での電圧が０．６［Ｖ］にクランプさ
れていることを示している。

【００２５】即ち、単位時間当たりのビーム電流増加量
が大きい信号変化（画面一部の白ピーク変化等）は、ピ
ークパワーが大きい信号変化と言え、設定した閾値（上
記のツェナー電圧Ｖｚ）を越えるとコンデンサＣ６がコ
ンデンサＣ４に並列接続されて容量が大きくなり、フリ
ッカ発振や白ピーク部分の画面サイズの拡大現象を防止
することができる。この時、平均的ビーム電流増加量は
小さいので、平滑コンデンサの容量が大きくなってもバ
ウンディング現象は生じない。逆に、平均的ビーム電流
増加量が大きい信号変化（画面全体の輝度が暗から明へ
と変化する時）では単位時間当たりの変化量が小さいの
で前記した閾値を越えることがなく、コンデンサＣ６が
コンデンサＣ４に並列接続されることがない。

【００２６】このように、本発明では、平均的ビーム電
流量が増加した時にはコンデンサＣ４（ビーム電流の平
滑コンデンサ）の容量を小さいままとし、白ピークパワ
ーが増加した時にはコンデンサＣ４（ビーム電流の平滑
コンデンサ）の容量を大きくすることにより、上述した
発明が解決しようとする課題で述べた（ア）から（ウ）
への悪循環を断ち切ることができる。従って、従来フリ
ッカ発振を抑制するためにコンデンサＣ４を大きくする
と、コンデンサＣ４の容量に比例してバウンディング現
象が生じやすいため、それに比例して高圧レギュレータ
回路６の電圧補正範囲も大きくしなければならなかった
という問題点を、良好に解決することができるのであ
る。

【００２７】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の高
圧回路は、ビーム電流の単位時間当たりの電流変化量を
検出し、この電流変化量が所定の一定値を越えた時に第
１の電流検知回路の第１の平滑コンデンサに並列に第２
の平滑コンデンサを接続する第２の電流検知回路を設け
たので、平均的ビーム電流量が増加した時には第１の平
滑コンデンサの容量を小さいままとし、白ピークパワー
が増加した時のみに第１の平滑コンデンサの容量を大き
くすることができる。よって、高圧レギュレータ回路
（シリーズレギュレータ）の電圧補正範囲を小さくする
ことができるので、消費電力が増加することなく、フリ
ッカ発振やバウンディング現象が発生することのない高
圧回路を得ることができる。従って、高圧レギュレータ
回路の半導体素子に付加するヒートシンクの体積を小さ
くでき、コストの低減、基板占有面積の縮小が実現でき
るという特長もある。さらに、本発明の高圧回路は、明
るく艶やかな白色を映出できるディスプレイ機器に用い
て有効である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の高圧回路の一実施例を示す回路図であ
る。

【図２】本発明の高圧回路を説明するための波形図であ
る。

【図３】従来の高圧回路を示す回路図である。

【図４】図３（または図１）中のコントラスト・輝度制
御回路３の具体的構成を示す回路図である。

【図５】ビームリミッタ回路の静特性を示す図である。

【図６】図３（または図１）中の端子Ｐ４の電圧波形図
である。

【図７】高圧ＨＶの静特性及び図３（または図１）中の
高圧レギュレータ回路の静特性を示す図である。

【符号の説明】

１ 電圧共振型高圧出力回路 ２ 陰極線管 ３ コントラスト・輝度制御回路 ４ 映像増幅回路 ５ 制御回路 ６ 高圧レギュレータ回路 ７ ダイナミックビーム電流検出回路（第２の電流検知
回路） Ｃ４ 平滑コンデンサ（第１の平滑コンデンサ） Ｃ５ コンデンサ（第３のコンデンサ） Ｃ６ 平滑コンデンサ（第２の平滑コンデンサ） Ｄ８ 充電経路用ダイオード Ｔ１ フライバックトランス

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力されるパルスを昇圧し、この昇圧した
   パルスを整流して得た高圧を陰極線管のアノードに印加
   するフライバックトランスと、 前記高圧が一定となるよう制御する高圧レギュレータ回
   路と、 前記陰極線管のカソードに入力される映像信号のコント
   ラストあるいは輝度を制御する制御回路と、 前記カソードに流れるビーム電流を検出し、このビーム
   電流に応じた検出電圧を生成して前記制御回路に負帰還
   させる、第１の平滑コンデンサを含んで構成される第１
   の電流検知回路とを備えた高圧回路において、 前記ビーム電流の単位時間当たりの電流変化量を検出
   し、この電流変化量が所定の一定値を越えた時に前記第
   １の平滑コンデンサに並列に第２の平滑コンデンサを接
   続する第２の電流検知回路を設けたことを特徴する高圧
   回路。
2. 【請求項２】前記第２の電流検知回路は、 前記第２の平滑コンデンサと、 前記第１の電流検知回路の出力端子と接地間に設けた第
   ３のコンデンサと充電経路用ダイオードとの直列回路と
   を有し、 前記第３のコンデンサと前記ダイオードとの接続点にお
   ける電圧が所定の閾値に下がった時に前記第２の平滑コ
   ンデンサを前記第１の平滑コンデンサに並列に接続する
   と共に、前記第３のコンデンサの放電経路を動作させ、 再び前記所定の閾値に戻った時に前記第３のコンデンサ
   の放電経路及び前記第２の平滑コンデンサを開放させる
   ことを特徴とする請求項１記載の高圧回路。