JP2845476B2 - ノイズキャンセラ - Google Patents
ノイズキャンセラInfo
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- JP2845476B2 JP2845476B2 JP3900789A JP3900789A JP2845476B2 JP 2845476 B2 JP2845476 B2 JP 2845476B2 JP 3900789 A JP3900789 A JP 3900789A JP 3900789 A JP3900789 A JP 3900789A JP 2845476 B2 JP2845476 B2 JP 2845476B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明はノイズキャンセラに関する。
（従来の技術） 近年、音響エコーキャンセラ、音声コーディク、音声
認識装置などの高度な信号処理技術を用いたシステムが
広く用いられている。
認識装置などの高度な信号処理技術を用いたシステムが
広く用いられている。
上述のシステムは、従来、マイクロホンに口元を近づ
けて音声を入力したり、会議室などの静寂な箇所での音
声の入力などの比較的良好な環境で使用されていたが、
近年、使用目的の多様化に伴い、たとえば事務室や工
場、自動車内等の必らずしも良好とは言えない環境で、
しかも、マイクロホンから口元が離れた状況で使用され
ることがある。
けて音声を入力したり、会議室などの静寂な箇所での音
声の入力などの比較的良好な環境で使用されていたが、
近年、使用目的の多様化に伴い、たとえば事務室や工
場、自動車内等の必らずしも良好とは言えない環境で、
しかも、マイクロホンから口元が離れた状況で使用され
ることがある。
このため、騒音発生源からの信号をもとに、マイクロ
ホンに混入する騒音を除去するノイズキャンセラを上述
の各システムの入力の前に設置し、騒音の影響を軽減し
ようとする試みが盛んに行われている。
ホンに混入する騒音を除去するノイズキャンセラを上述
の各システムの入力の前に設置し、騒音の影響を軽減し
ようとする試みが盛んに行われている。
このようなノイズキャンセラとしては、次のようなも
のがある。
のがある。
第７図は従来のノイズキャンセラを説明するための図
である。
である。
同図に示すノイズキャンセラは、マイクロホン１、ノ
イズキャンセル用のマイクロホン２、各マイクロホン
１、２からのアナログ信号をディジタル信号に変換する
A/D変換器３、４、減算器５、適応フィルタ６からな
る。
イズキャンセル用のマイクロホン２、各マイクロホン
１、２からのアナログ信号をディジタル信号に変換する
A/D変換器３、４、減算器５、適応フィルタ６からな
る。
A/D変換器３、４により離散信号として取扱うことの
できる騒音源の信号Ｎ（Ｚ）（但しＺ＝EXP（２πj f/f
s）fs;サンプリング周波数）は、室内の音響特性ＨB
（Ｚ）を介してマイクロホン２に入力されるとともに、
マイクロホン１には音響特性ＨA（Ｚ）を介して所望の
信号Ｓ（Ｚ）とともに入力される。
できる騒音源の信号Ｎ（Ｚ）（但しＺ＝EXP（２πj f/f
s）fs;サンプリング周波数）は、室内の音響特性ＨB
（Ｚ）を介してマイクロホン２に入力されるとともに、
マイクロホン１には音響特性ＨA（Ｚ）を介して所望の
信号Ｓ（Ｚ）とともに入力される。
適応フィルタ６は、学習同定法等の適応アルゴリズム
により、マイクロホン１、２の出力信号から、所望信号
Ｓ（Ｚ）が無い時の騒音の伝達関数 を推定し、内部に疑似騒音伝達路（Ｚ） を合成し、疑似騒音（Ｚ）を生成する。
により、マイクロホン１、２の出力信号から、所望信号
Ｓ（Ｚ）が無い時の騒音の伝達関数 を推定し、内部に疑似騒音伝達路（Ｚ） を合成し、疑似騒音（Ｚ）を生成する。
そして、マイクロホン１の出力信号ＹA（Ｚ）から下
式のように減算器５により騒音成分を打消す。つまり、 となる。
式のように減算器５により騒音成分を打消す。つまり、 となる。
このように従来のシステムでは、マイクロホン１に混
入する騒音成分をほぼ打消すことが可能である。
入する騒音成分をほぼ打消すことが可能である。
しかしながら、上述した従来のノイズキャンセラで
は、以下のような課題があるため、広く採用されるに至
っていない。
は、以下のような課題があるため、広く採用されるに至
っていない。
（１）音響特性ＨA（Ｚ）、ＨB（Ｚ）の特性が複雑なた
め、適応フィルタ６で推定するインパルス応答の時間範
囲が100msec以上と非常に長くなり、システムのサンプ
リング周波数がfs＝8KHzの時、1000タップ以上の長いタ
ップ長の適応フィルタが必要となり、システムのコスト
上昇の原因となる。
め、適応フィルタ６で推定するインパルス応答の時間範
囲が100msec以上と非常に長くなり、システムのサンプ
リング周波数がfs＝8KHzの時、1000タップ以上の長いタ
ップ長の適応フィルタが必要となり、システムのコスト
上昇の原因となる。
（２）上述の構成において、マイクロホン２には、所望
信号Ｓ（Ｚ）となる音声は全く混入しないものと仮定し
ているが、実際には、音声のいくらかはマイクロホン２
にも混入する場合があり、この時には、所望信号自体を
適応フィルタ６が打消す事になり、所望信号の歪の原因
となる。
信号Ｓ（Ｚ）となる音声は全く混入しないものと仮定し
ているが、実際には、音声のいくらかはマイクロホン２
にも混入する場合があり、この時には、所望信号自体を
適応フィルタ６が打消す事になり、所望信号の歪の原因
となる。
（発明が解決しようとする課題） このように上述した従来のノイズキャンセラでは、タ
ップ長の長い適応フィルタが必要であるため、システム
構成においてコスト上昇を招くという課題があり、ま
た、従来のシステム構成であると、ノイズキャンセル用
のマイクロホンにも音声が混入するため、結局、音声信
号が適応フィルタにより打消され音声信号が歪むという
課題がある。
ップ長の長い適応フィルタが必要であるため、システム
構成においてコスト上昇を招くという課題があり、ま
た、従来のシステム構成であると、ノイズキャンセル用
のマイクロホンにも音声が混入するため、結局、音声信
号が適応フィルタにより打消され音声信号が歪むという
課題がある。
本発明は上述した従来の課題を解決するためのもの
で、フィルタを高効率に使用することにより等価的にタ
ップ長の長いフィルタを実現することによりシステム構
成のコストを低減することができ、また、所望信号の歪
を有効に防止することのできるノイズキャンセラを提供
することを目的としている。
で、フィルタを高効率に使用することにより等価的にタ
ップ長の長いフィルタを実現することによりシステム構
成のコストを低減することができ、また、所望信号の歪
を有効に防止することのできるノイズキャンセラを提供
することを目的としている。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、所望信号を入力する第１の入力手段と、ノ
イズキャンセル用の第２の入力手段と、前記第１および
第２の入力手段の出力信号から所定の部分帯域を抽出す
る部分帯域抽出手段と、この部分帯域抽出手段により抽
出された部分帯域に含まれる雑音成分の伝達関数を推定
しこの部分帯域の擬似雑音成分を生成する部分帯域成分
生成手段と、この部分帯域成分生成手段により生成され
た前記部分帯域の擬似雑音成分を前記出力信号の全帯域
にもどして全帯域の擬似雑音成分を生成する全帯域成分
生成手段と、前記第１の入力手段の出力信号から前記全
帯域成分生成手段により生成された全帯域の擬似雑音成
分を差引くことにより前記出力信号における雑音成分を
除去する雑音除去手段とを備えている。
イズキャンセル用の第２の入力手段と、前記第１および
第２の入力手段の出力信号から所定の部分帯域を抽出す
る部分帯域抽出手段と、この部分帯域抽出手段により抽
出された部分帯域に含まれる雑音成分の伝達関数を推定
しこの部分帯域の擬似雑音成分を生成する部分帯域成分
生成手段と、この部分帯域成分生成手段により生成され
た前記部分帯域の擬似雑音成分を前記出力信号の全帯域
にもどして全帯域の擬似雑音成分を生成する全帯域成分
生成手段と、前記第１の入力手段の出力信号から前記全
帯域成分生成手段により生成された全帯域の擬似雑音成
分を差引くことにより前記出力信号における雑音成分を
除去する雑音除去手段とを備えている。
（作 用） 本発明では、第１および第２の入力手段の出力信号か
ら所定の部分帯域を抽出した抽出信号からその騒音の伝
達関数を推定して疑似騒音成分を生成しこれを出力信号
の全帯域にもどして全帯域の疑似騒音成分を生成する。
そして、第１の入力手段からの出力信号から全帯域の疑
似騒音成分を差引くことにより出力信号における騒音成
分を除去する。
ら所定の部分帯域を抽出した抽出信号からその騒音の伝
達関数を推定して疑似騒音成分を生成しこれを出力信号
の全帯域にもどして全帯域の疑似騒音成分を生成する。
そして、第１の入力手段からの出力信号から全帯域の疑
似騒音成分を差引くことにより出力信号における騒音成
分を除去する。
したがって、所定の部分帯域のフィルタを高効率に使
用することにより等価的にタップ長の長いフィルタを実
現することによりシステム構成のコストを低減すること
ができ、また、所望信号の歪を有効に防止することがで
きる。
用することにより等価的にタップ長の長いフィルタを実
現することによりシステム構成のコストを低減すること
ができ、また、所望信号の歪を有効に防止することがで
きる。
（実施例） 以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。
第１図は本発明の一実施例のノイズキャンセラの構成
を説明するためのブロック図である。
を説明するためのブロック図である。
同図に示すように、このノイズキャンセラは、主とし
て可聴音である音声を入力する第１のマイクロホン11、
ノイズキャンセル用のマイクロホン12、各マイクロホン
11、12からのアナログ信号をディジタル信号に変換する
A/D変換器13、14、A/D変換器13からの出力信号を所定の
期間、遅延して出力する遅延回路15、各A/D変換器13、1
4からの出力信号における所定の部分帯域を抽出するフ
ェーズリニアフィルタ16、17、各フィルタ16、17からの
信号をサンプリング処理するサンプリング処理器18、1
9、適応フィルタ20、減算器21、適応フィルタ20からの
信号をサンプリング処理するサンプリング処理器22、フ
ェーズリニアフィルタ23、上述の遅延回路15からの信号
からフェーズリニアフィルタ23からの信号を減算する減
算器24からなる。
て可聴音である音声を入力する第１のマイクロホン11、
ノイズキャンセル用のマイクロホン12、各マイクロホン
11、12からのアナログ信号をディジタル信号に変換する
A/D変換器13、14、A/D変換器13からの出力信号を所定の
期間、遅延して出力する遅延回路15、各A/D変換器13、1
4からの出力信号における所定の部分帯域を抽出するフ
ェーズリニアフィルタ16、17、各フィルタ16、17からの
信号をサンプリング処理するサンプリング処理器18、1
9、適応フィルタ20、減算器21、適応フィルタ20からの
信号をサンプリング処理するサンプリング処理器22、フ
ェーズリニアフィルタ23、上述の遅延回路15からの信号
からフェーズリニアフィルタ23からの信号を減算する減
算器24からなる。
第１図において、騒音源Ｎ（Ｚ）の信号ＨA（Ｚ）、
ＨB（Ｚ）は、第２図の斜線部分で示すような０〜fs/16
（例えば500Hz）に成分を有する狭帯域騒音とする。
ＨB（Ｚ）は、第２図の斜線部分で示すような０〜fs/16
（例えば500Hz）に成分を有する狭帯域騒音とする。
また、音声信号である所望信号Ｓ（Ｚ）は、第２図の
実線で示すようなfs/2（例えば4KHz）以下の音声とす
る。
実線で示すようなfs/2（例えば4KHz）以下の音声とす
る。
これらの信号ＨA（Ｚ）、ＨB（Ｚ）およびＳ（Ｚ）
は、マイクロホン11、12に入力された後、それぞれA/D
変換器13、14で以下に示す離散信号ＹA（Ｚ）、ＹB
（Ｚ）となる。
は、マイクロホン11、12に入力された後、それぞれA/D
変換器13、14で以下に示す離散信号ＹA（Ｚ）、ＹB
（Ｚ）となる。
ＹA（Ｚ）＝Ｓ（ｚ）＋ＨA（Ｚ）Ｎ（Ｚ） ＹB（ｚ）＝ＨB（Ｚ）Ｎ（Ｚ） ……（３） これらの信号は、第３図に示すような特性の位相直線
の帯域制限フィルタであるフェーズリニアフィルタ16、
17により帯域制限された後、サンプリング処理器18、19
（たとえば2KHzのサンプリング）により、第４図に示す
ように、サンプリングされた帯域分割信号Ｙ′A
（Ｚ′）、Ｙ′B（Ｚ′）は、 Ｙ′A（Ｚ′）＝Ｌ（Ｚ′）Ｚ−d/2ＹA（Ｚ） Ｙ′B（Ｚ′）＝Ｌ（Ｚ′）Ｚ−d/2ＹB（Ｚ） ……（４） 但しＺ′＝EXP（２πj f/fs2） d/2;fs Hzサンプル数による帯域制限フィルタ
の遅延量 Ｌ（Ｚ′）；帯域制限フィルタの特性（実数） となる。
の帯域制限フィルタであるフェーズリニアフィルタ16、
17により帯域制限された後、サンプリング処理器18、19
（たとえば2KHzのサンプリング）により、第４図に示す
ように、サンプリングされた帯域分割信号Ｙ′A
（Ｚ′）、Ｙ′B（Ｚ′）は、 Ｙ′A（Ｚ′）＝Ｌ（Ｚ′）Ｚ−d/2ＹA（Ｚ） Ｙ′B（Ｚ′）＝Ｌ（Ｚ′）Ｚ−d/2ＹB（Ｚ） ……（４） 但しＺ′＝EXP（２πj f/fs2） d/2;fs Hzサンプル数による帯域制限フィルタ
の遅延量 Ｌ（Ｚ′）；帯域制限フィルタの特性（実数） となる。
また、適応フィルタ（AF）20、減算器21では、学習同
定法等の学習アルゴリズムを用いて、上述の信号（Ｙ′
A（Ｚ′）、Ｙ′B（Ｚ′））より騒音信号に関するマイ
クロホン11、12間の伝達関数、 但し、Ｈ′A（Ｚ′）、Ｈ′B（Ｚ′）はＨA（Ｚ）、
ＨB（Ｚ）の分割帯域での伝達関数 を推定し、 ′（Ｚ′）＝′（Ｚ′）Ｙ′B（Ｚ′） ……（６） から疑似騒音′（Ｚ′）を生成する。
定法等の学習アルゴリズムを用いて、上述の信号（Ｙ′
A（Ｚ′）、Ｙ′B（Ｚ′））より騒音信号に関するマイ
クロホン11、12間の伝達関数、 但し、Ｈ′A（Ｚ′）、Ｈ′B（Ｚ′）はＨA（Ｚ）、
ＨB（Ｚ）の分割帯域での伝達関数 を推定し、 ′（Ｚ′）＝′（Ｚ′）Ｙ′B（Ｚ′） ……（６） から疑似騒音′（Ｚ′）を生成する。
この疑似騒音は、サンプリング処理器22により再サン
プリングされ、第５図に示すように、折り返し成分を有
する信号となり、次に、帯域制限用の直線位相のリニア
フェーズフィルタ23により、下式に示すように、０〜fs
/16（例えば500Hz）の帯域の疑似騒音信号となる。
プリングされ、第５図に示すように、折り返し成分を有
する信号となり、次に、帯域制限用の直線位相のリニア
フェーズフィルタ23により、下式に示すように、０〜fs
/16（例えば500Hz）の帯域の疑似騒音信号となる。
（Ｚ）＝Ｌ（Ｚ）Ｚ−d/2・Ｎ′（Ｚ′） ……（７） ここで、ｆfs/8で第３図に示すように、Ｌ（Ｚ）＝
０とし、０ｆfs/16でＬ（Ｚ）＝１とすると、Ｎ
（Ｚ）は、 （Ｚ）＝Ｚ−d/2Ｎ′（ｚ′） ０ｆfs/16 （Ｚ）＝Ｌ（Ｚ）・Ｚ−d/2・′（Ｚ′） fs/16＜ｆ＜fs/8 ……（８） （Ｚ）＝０ fs/8ｆ となる。
０とし、０ｆfs/16でＬ（Ｚ）＝１とすると、Ｎ
（Ｚ）は、 （Ｚ）＝Ｚ−d/2Ｎ′（ｚ′） ０ｆfs/16 （Ｚ）＝Ｌ（Ｚ）・Ｚ−d/2・′（Ｚ′） fs/16＜ｆ＜fs/8 ……（８） （Ｚ）＝０ fs/8ｆ となる。
したがって、０ｆfs/16で、（８）式に（６）式
を代入すると、 となり、（３）、（４）式より を得る。
を代入すると、 となり、（３）、（４）式より を得る。
ここで、適応フィルタ20の推定が正しく、帯域０ｆ
fs/16で、 Ｈ′A（Ｚ′）＝ＨA（Ｚ） Ｈ′B（Ｚ′）＝ＨB（Ｚ） ……（11） とすると、 となる。
fs/16で、 Ｈ′A（Ｚ′）＝ＨA（Ｚ） Ｈ′B（Ｚ′）＝ＨB（Ｚ） ……（11） とすると、 となる。
一方、マイクロホン11への入力信号は、所望信号と騒
音成分からなる信号ＹA（Ｚ）であり、（12）式の′
（Ｚ′）が帯域分割フィルタの遅延分ｄサンプル遅れて
いることを考慮して以下のような減算をすると、残差信
号Ｅ（Ｚ）は、 となり、第６図に示すように、騒音成分を打消すことが
できる。
音成分からなる信号ＹA（Ｚ）であり、（12）式の′
（Ｚ′）が帯域分割フィルタの遅延分ｄサンプル遅れて
いることを考慮して以下のような減算をすると、残差信
号Ｅ（Ｚ）は、 となり、第６図に示すように、騒音成分を打消すことが
できる。
したがって、この実施例では、所望信号に帯域分割フ
ィルタを導入する必要なしに、帯域分割処理を用いたノ
イズキャンセラを実現することができ、しかも所望信号
に歪を与えることのない良好なノイズキャンセラを提供
することができる。
ィルタを導入する必要なしに、帯域分割処理を用いたノ
イズキャンセラを実現することができ、しかも所望信号
に歪を与えることのない良好なノイズキャンセラを提供
することができる。
また、この実施例では、帯域分割処理により再サンプ
ルする周波数fs2が元のサンプル周波数fsの1/Mで、帯域
分割処理内の適応フィルタがＮタップの時、帯域分割を
行わない時N/fsである処理可能なインパルス応答系がMN
/fsとなり、従来のノイズキャンセラのＭ倍となる。
ルする周波数fs2が元のサンプル周波数fsの1/Mで、帯域
分割処理内の適応フィルタがＮタップの時、帯域分割を
行わない時N/fsである処理可能なインパルス応答系がMN
/fsとなり、従来のノイズキャンセラのＭ倍となる。
さらに、帯域分割処理の１サンプルの間隔が、帯域分
割を行わない場合のＭ倍になり、１サンプル（fS）あた
りの適応フィルタの処理量が従来の1/Mになる。
割を行わない場合のＭ倍になり、１サンプル（fS）あた
りの適応フィルタの処理量が従来の1/Mになる。
したがって、ノイズキャンセラに帯域分割処理を導入
した事により従来のM2倍の効率向上が実現する。
した事により従来のM2倍の効率向上が実現する。
また、本発明によれば所望信号に帯域分割フィルタ等
が入らないため、バンドギャップ等の帯域分割処理によ
る歪は発生しない。
が入らないため、バンドギャップ等の帯域分割処理によ
る歪は発生しない。
さらに、本発明では、例えば０〜500Hz等の限られた
帯域のみにノイズキャンセラを適用するため、所望信号
がノイズキャンセル用のマイクロホン12に入力すること
により、発生する歪も全帯域に渡らないため、従来に比
較して歪の影響も大巾に低減する。
帯域のみにノイズキャンセラを適用するため、所望信号
がノイズキャンセル用のマイクロホン12に入力すること
により、発生する歪も全帯域に渡らないため、従来に比
較して歪の影響も大巾に低減する。
なお、本説明では、帯域分割を適用する帯域を、低減
に適用して説明したが、狭帯域騒音であれば、どの帯域
でも良い。
に適用して説明したが、狭帯域騒音であれば、どの帯域
でも良い。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明のノイズキャンセラは、所
定の部分帯域のフィルタを高効率に使用することにより
等価的にタップ長の長いフィルタを実現することにより
システム構成のコストを低減することができ、また、所
望信号の歪を有効に防止することができる。
定の部分帯域のフィルタを高効率に使用することにより
等価的にタップ長の長いフィルタを実現することにより
システム構成のコストを低減することができ、また、所
望信号の歪を有効に防止することができる。
第１図は本発明の一実施例のノイズキャンセラを説明す
るためのブロック図、第２図から第６図は第１図のノイ
ズキャンセラにおける各信号を説明するための図、第７
図は従来のノイズキャンセラを示すブロック図である。 11、12……マイクロホン、13、14……A/D変換器、15…
…遅延回路、16、17、23……フェーズリニアフィルタ、
18、19、22……サンプリング処理器、20……適応フィル
タ、21、24……減算器。
るためのブロック図、第２図から第６図は第１図のノイ
ズキャンセラにおける各信号を説明するための図、第７
図は従来のノイズキャンセラを示すブロック図である。 11、12……マイクロホン、13、14……A/D変換器、15…
…遅延回路、16、17、23……フェーズリニアフィルタ、
18、19、22……サンプリング処理器、20……適応フィル
タ、21、24……減算器。
Claims (1)
- 【請求項１】所望信号を入力する第１の入力手段と、 ノイズキャンセル用の第２の入力手段と、 前記第１および第２の入力手段の出力信号から所定の部
分帯域を抽出する部分帯域抽出手段と、 この部分帯域抽出手段により抽出された部分帯域に含ま
れる雑音成分の伝達関数を推定しこの部分帯域の擬似雑
音成分を生成する部分帯域成分生成手段と、 この部分帯域成分生成手段により生成された前記部分帯
域の擬似雑音成分を前記出力信号の全帯域にもどして全
帯域の擬似雑音成分を生成する全帯域成分生成手段と、 前記第１の入力手段の出力信号から前記全帯域成分生成
手段により生成された全帯域の擬似雑音成分を差引くこ
とにより前記出力信号における雑音成分を除去する雑音
除去手段と を具備することを特徴とするノイズキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3900789A JP2845476B2 (ja) | 1989-02-16 | 1989-02-16 | ノイズキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3900789A JP2845476B2 (ja) | 1989-02-16 | 1989-02-16 | ノイズキャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02216906A JPH02216906A (ja) | 1990-08-29 |
| JP2845476B2 true JP2845476B2 (ja) | 1999-01-13 |
Family
ID=12541050
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3900789A Expired - Fee Related JP2845476B2 (ja) | 1989-02-16 | 1989-02-16 | ノイズキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2845476B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101802905B (zh) | 2007-09-21 | 2012-09-26 | 富士通株式会社 | 有源消声装置以及有源消声装置的控制方法 |
-
1989
- 1989-02-16 JP JP3900789A patent/JP2845476B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH02216906A (ja) | 1990-08-29 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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