JP2895066B2 - 誘導機の作動方法及び装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、誘導機の作動方法であって、 ａ）当該誘導機に自動制御式インバータを介して給電
し、 ｂ）前記インバータのスイッチング状態を設定するため
の制御ベクトルが誘導機内の磁束ベクトルであり、当該
磁束ベクトルの角軌道を、少なくとも２・ｑ・ｍの数の
角を有する多角形軌道に沿って案内し、 ただし、ｐは１以上の整数であり、ｑ＝ｌ＋１であっ
て、ｌはインバータの電圧段の数であり、誘導機の相の
数であるｍはｍ≧２である、誘導機の作動方法に関し、
さらに自動制御式インバータを介しての誘導機の作動装
置であって、 ａ）前記誘導機は、インバータを制御するための磁束処
理回路を有しており、 ｂ）前記磁束処理装置は、第１の比較器を備えており、 該第１の比較器は、誘導機のｍ個の第１の磁束実際値
成分を少なくとも１つの磁束目標値と比較し、当該第１
の比較器の出力側からはｍ個の比較器出力信号が取り出
され、ただしｍは誘導機の相数であり、 ｃ）前記第１の比較器は信号変換器を介して前記インバ
ータと接続されており、 前記信号変換器の出力側からはインバータ制御信号が
取り出される形式の作動装置に関する。

従来の技術 上記のような誘導機の作動方法および作動装置はそれ
ぞれ、ドイツ特許出願公開第3438504号公報記載の従来
の技術に関連している。ドイツ特許出願公開第3438504
号公報記載の高性能誘導駆動装置は、整流器給電装置及
び直接形自己制御装置により制御される。このために給
電線から誘電機へ電流信号及び電圧信号が供給され、電
流信号及び電圧信号から直交磁束成分が得られる。これ
らの直交磁束成分は座標変換器で３つの相磁束成分に変
換され、後置磁束制御器又は比較器でそれらの振幅が目
標値に制限され、磁束に依存する切換装置及びトルクに
依存する切換装置に依存して、インバータの制御に使用
される。その際に不所望の高調波振動が発生する。

発明が解決しようとする課題 本発明の課題は、不所望の高周波振動を低減した、誘
導機の作動方法および作動装置を提供することである。

課題を解決するための手段 上記課題は本発明により、 ｃ）誘導機の磁束ベクトルを、多角形軌道に沿って直線
的セグメントとジグザグセグメントとの上を交互に案内
し、 ただし、各ジグザグセグメントの包絡線は前記多角形
軌道の１つの角を形成し、 ｄ）誘導機の各相は、少なくとも１つの第１の相磁束成
分と、 ｅ）第２の相磁束成分とが形成され、 前記第２の相磁束成分は、前記第１の相磁束成分に対
して、所定の磁束−シフト角（φ）だけ移相されてお
り、φ＝180°／（２・ｍ）であり、 ｆ）前記第１および第２の相磁束成分を比較器におい
て、所定の磁束限界値を上回ったかどうかについて監視
し、 ｇ）前記第１の相磁束成分から得られたすべての比較器
出力信号の位相を180°＋180°/mだけ移相し、 ｈ）当該移相した比較器出力信号を、ジグザグ信号の値
に依存して、インバータの制御のために使用し、 ｉ）前記ジグザグ信号は、比較器出力信号（K11−K1m;K
21−K2m;K11′−K13′;K11′−K1m′;K21′−K2m′）に
依存して次式に従って 導出されるものであるように構成して解決される。

発明の効果 本発明の１つの利点は、第２の座標変換器及び第２の
比較器回路を設けるだけで、６角軌道における典型的な
第５及び第７の高調波振動が実際上もはや発生しない12
角軌道を形成することができることにある。その際に、
誘導機の良好に制御されているトルクは不変である。本
発明の装置により６角動作から例えば12角動作への移行
が可能となる。

実施例 第１図は、共通の星形結線の共通接続点をStを有する
固定子巻線W1,W2,W3を有する誘導機即ち非同期機33のト
ルクＭ及び磁束Ψの直接形自己制御装置のブロツク回路
図である（第12図も参照）。非同期機33は、自動制御式
インバータ30から給電され、自動制御式インバータ30の
入力側には入力直流電圧Udが供給される。固定子巻線W3
の給電線には変流器32が接続され、変流器32の出力側か
らは直交固定子電流成分ｉ_αが乗算器40及びトルク計算
機49に供給される。固定子巻線W1及びW2の給電線は差動
変流器31と接続され、差動変流器31の出力側からは、固
定子電流成分ｉ_αと直交する固定子電流成分ｉ_βが乗算
器41及びトルク計算機49に供給される。乗算器40及び41
はそれぞれ固定子電流成分ｉ_α又は固定子電流成分ｉ_β
を固定子巻線抵抗R_sと乗算する。乗算器40及び41の出力
側はそれぞれ、加算器42又は43の反転入力側と接続され
ている。変圧器35の入力側は固定子巻線W1及びW2と接続
され、変圧器35の出力側は加算器42の非反転入力側と接
続され、加算器42に変圧器34は固定子電圧成分Ｕ_βを供
給する。変圧器35の入力側は固定子巻線W3及び星形結線
の共通接続点Stと接続され、変圧器35の出力側は加算器
43の非反転入力側と接続され、加算器43に変圧器35は、
固定子電圧成分Ｕ_βに直交する固定子電圧成分Ｕ_αを供
給する。加算器42及び43の出力側は積分器44の入力側と
接続され、積分器44の出力側から、互いに直交する磁束
成分Ψ_αとΨ_βとが、第１の０°位相シフト形90°/120
°座標変換器45、トルク計算機49、及び第２の、第１の
０°位相シフト形90°/120°座標変換器45に対する、30
°位相シフト形90°/120°座標変換器56に供給される。

第１の０°位相シフト形90°/120°座標変換器45及び
第２の30°位相シフト形90°/120°座標変換器56の出力
側からは、互いに120°位相シフトされているβ磁束成
分Ψ_β１，Ψ_β２，Ψ_β３又はΨ_β１′，Ψ_β２′，Ψ
_β３′が、メモリ機能を有する比較器46又は57に供給さ
れる。比較器46又は57の構成は、第３図と関連して説明
する。比較器46又は57はβ磁束成分Ψ_β１，Ψ_β２，Ψ
_β３又はΨ_β１′，Ψ_β２′，Ψ_β３′を、比例積分制
御器54から供給される磁束目標値Ψ_sと比較する。比較
器46の比較器出力信号K11,K12,K13は、一方ではデイジ
タル移相器47を介して240°移相され移相器出力信号P1,
P2,P3として、第２図に詳細に示されている選択回路48
に供給され、他方では排他的OR回路素子59又は60又は61
の第１の入力側に供給される。比較器57の比較器出力信
号K11′,K12′,K13′はそれぞえ排他的OR回路素子59又
は60又は61の第２の入力側に供給される。排他的OR回路
素子59、60、61の出力側は、否定出力側を有するOR回路
素子、すなわちNOR回路素子62の入力側と接続され、NOR
回路素子62のジグザグ出力信号は選択回路48に供給され
る。排他的OR回路素子59、60、61およびNOR回路素子62
は、破線により囲まれている論理回路Ｙに統合されてい
る。

トルク計算機49の出力側からトルク実際値 M_i＝1.5・（Ψ_α・ｉ_β−Ψ_β・ｉ_α） が取出され、加算器53の非反転入力側に供給される。加
算器53の反転入力側には、図示されていない上位装置か
らトルク目標値M_sが供給される。加算器53の出力側から
は負の差トルク−ΔＭが取出され比例積分制御器54及び
比較器55のそれぞれの入力側に供給される。比較器55は
負の差トルク−ΔＭを所定のトルク許容値ε_Mと比較
し、出力信号としてトルク切換変量S_Mを選択回路48と切
換装置39とのそれぞれに供給する。

磁束成分Ψ_β１，Ψ_β２及びΨ_β３は絶対値形成器50
の入力側に供給され、絶対値形成器50の出力信号｜Ψ_S
｜は加算器51の反転入力側に供給される。加算器51の非
反転入力側は比例積分制御器54の出力側と接続されてい
る。加算器51の出力側からは磁束差ΔΨが取出され比較
器52の入力側に供給される。比較器52は磁束差ΔΨを所
定のトルク許容値ε_Ψと比較し、出力信号として磁束切
換変量Ｓ_Ψを切換回路装置38に供給する。

選択回路装置48の出力信号即ち切換状態変量S1,S2及
びS3は零状態選択回路装置37、及び切換装置38及び39の
第１の切換端子に供給される。零状態選択回路装置37の
出力側は切換装置38の第２の切換端子と接続されてい
る。切換装置38は、一方では切換装置39の第２の切換端
子と接続され、切換装置39の出力側からはインバータ制
御信号SW1,SW2及びSW3が取出されインバータ30の制御入
力側に供給される。零状態選択回路装置37及び切換装置
38及び39は、破線により囲まれている信号変換器36に統
合される。

零状態選択回路装置37の出力側から取出された切換状
態変量S_Nは、切換状態変量S1,S2,S3に依存して、表１に
記載の論理値を有する。

切換状態変量S1,S2,S3は７つの電圧ベクトルU0−U6を
決める。但しU1＝−4,U2＝−U5,U3＝−U6及びU0＝０
（第５図及び第６図参照）。

第２図は、第１図の選択回路48のブロツク回路図であ
る。OR回路素子64の反転入力側にはジグザグ信号Z2と、
図示されていない上位装置からイネーブル信号Ｆとが供
給される。OR回路素子64の非反転入力側には２進カウン
タ即ち除数２の除算器63を介してトルク切換変量S_Mが供
給される。OR回路素子64の出力側は、AND回転素子65,6
6,67の第１の入力側と、反転入力側を有するAND回路素
子68,69,70と接続されている。移相器出力信号P1,P2及
びP3はそれぞれAND回路素子65と70,又66と68,又は67と6
9の第２の入力側に供給される。OR回路素子71,72及び73
の入力側はそれぞれ、AND回路素子とNOR回路素子65と6
8,又は66と69,又は67と70の出力側と接続されている。O
R回路素子71,72及び73の出力側からはそれぞれ切換変量
S1又はS2又はS3が取出される。

第３図は、磁束Ψ_β１及び対する記憶効果を有する比
較器46の一部の回路である。Ψ_β２及びΨ_β３に対して
も同様な回路が設けられている。磁束目標値Ψ_Sは、一
方では切換スイツチ75の第１の入力側に直接に、又は反
転増幅器74を介して第２の入力側に供給され、切換スイ
ツチ75の出力側は比較器76の反転入力側と接続されてい
る。この比較器76の非反転入力側には磁束成分Ψ
_β１（Ψ_β２，Ψ_β３）が供給される。比較器76の比較
器出力信号K11（K12,K13）は切換スイツチ75の制御入力
側に供給され、その結果、比較器76における限界値の超
過に依存して、切換スイツチ75はΨ_Sから−Ψ_Sへか又は
その逆に切換えられる。

第１図に示されている回路の作用を次に第４図〜第10
図に基づいて説明する。

第４図において、Ψにより、直交磁束成分Ψ_α，Ψ_β
を有する磁束ベクトルが示され、磁束ベクトルΨは、時
計の針と同一方向で、12角形の周である磁束軌道Ｂに沿
つて回転し、12角形の周である磁束軌道Ｂは６つの直線
辺と６つのジグザグ線辺を有する。α及びβは直交固定
子軸線を示す。12角形の周である磁束軌道Ｂは、破線に
より示されている、頂点がα軸線上に位置する６角形の
周である磁束軌道A1と、点線により示されている、A1に
対して30°回転し、頂点がβ軸線上に位置する６角形の
周である磁束軌道A2との重畳により形成される。ジグザ
グ辺ｂは、６角形の周である元の磁束軌道A1の角を消去
し、ひいては電流形態に対するそれらの角の作用を消去
する（第10図のｃ）に示されれいる固定子電流成分ｉ_α
を参照）。図中、左側の部分は、磁束軌道A1に従つた６
角形動作に関し、右側の部分は、磁束軌道Ｂに従つた12
角形動作に関している。６角形動作は、第２の座標変換
器56、第２の比較器57及び論理回路Ｙなしに行われ、12
角形動作は第２の座標変換器56、第２の比較器57及び論
理回路Ｙを介して行なわれ、この場合、第１図に示され
ている回路により、作動中に６角形動作から12角形動作
への切換えが可能である。このようにして、係数２を乗
算したセクタ分割（６ゾーンの代わりに12ゾーン）が可
能となり、ひいては磁束軌道を改善し、６角形磁束軌道
の典型的高調波（第５及び第７高調波）を大幅に低減す
ることができる。

自己制御は、磁束シミユレーシヨンにおいてα及びβ
磁束成分から選定すべき、非同期機内部の、位相を基準
とするデータを利用する。このためには、位相を基準と
するβ成分Ψ_β１，Ψ_β２，Ψ_β３が特に適する（第４
図参照）。β１−β３により120°投影軸が示され、U1
−U6により６つの個別の電圧ベクトルが示されている。
電圧ベクトルU1−U6は、一定の入力直流電圧下におけ
る、３相インバータ30を介しての非同期機制御に使用さ
れる、電圧ベクトルU0＝０以外の電圧ベクトルである。
基本周波数によるクロツク制御の場合、電圧ベクトルは
サイクル的に順次に、U1,U2…により決まる個別値をと
る。定常動作の場合、各位置における滞在時間は電圧周
期の1/6である。３つの固定子巻線電圧の時間変化は、
時計の針の方向で跳躍的に動く電圧ベクトルの、３つの
固定子巻線軸即ち投影軸β1,β2,β３への投影として得
られる。これに相応して固定子電圧成分Ｕ_α及びＵ_βが
得られる。第8k図、第8l図、第９図のｂ）及びｃ）には
３相電圧系が、互いに直交し、同様に静止している固定
子軸線α及びβへの投影として示されている。

磁界の弱い領域において固定子巻線の銅抵抗にて降下
する、固定子電圧に比して小さな電圧|i|・R_S（ｉ＝固
定子電流）を無視すると、それぞれの電圧ベクトルは、
速度及び方向に関する、磁束ベクトルΨのそれぞれの位
置に決める。

位相を基準とするβ磁束成分に従い、斜線により示さ
れている３つの許容帯域により、６角形軌道上での、非
同期機の磁束ベクトルの案内は、使用可能の７つのコン
バータ電圧U0−U6を接続することにより直接行うことが
可能である。

第8a図ないし第8d図は、磁束成分Ψ_α及びΨ_βを、位
相を基準とした磁束成分Ψ_β１，Ψ_β２及びΨ_β３と共
に示している。これらの値は次式（１）により形成され
る： 第３図に示されている３つの比較器を統合して形成さ
れている比較器46において、位相を基準とする磁束許容
帯域に関する情報が得られる。１つの位相において、許
容帯域の正の上限Ψ_Sに到達すると、当該位相比較器は
“0"から“1"へ反転する。許容帯域の負の下限−Ψ_Sに
到達すると、比較器は“1"から“0"へ戻る。第8a図ない
し第8d図の磁束値に対応する比較器出力信号K₁，K₂及び
K₃は、第8e図ないし第8g図に示されている。第8h図ない
し第8j図においては、相応する移相器出力信号P₁，P₂及
びP₃が示され、移相器出力信号P₁，P₂及びP₃はインバー
タ30の電圧を決める。基礎周波数によるクロツク制御の
場合、第8k図及び第8l図に示されている電圧変化により
時計の針の回転方向で６角形軌道に相応する、階段状の
Ψ_β磁束変化が形成される。

第8a図ないし第8l図の時間線図から、直接自己制御の
ための制御法則が得られる。位相を正しく割当られてい
る移相器出力信号P₁，P₂，P₃の間には次式： が成り立つ。

これらの式（２）は、電圧と磁束との間の240°の位
相シフトに相応する。制御命令即ち切換状態変量S1は、
非同期機33の第１の相電圧W1と同相である。この電圧に
平行にα軸線が決められ、従つてＵ_βは制御命令に90°
だけ遅れている。磁束成分Ψ_βは、Ｕ_βに比して更に90
°だけ遅延している（電圧積分）。従つて、S1及び磁束
成分Ψ_β１は180°の位相シフトを有する。磁束が梯形
状であるので比較器46の切換閾値Ψ_Sには、正の方向の
零通過後60°で到達する。これらの部分シフトの加算に
より式（２）から90°＋90°＋60°＝240°が得られ
る。

第２の座標変換器56により、位相を基準としている磁
束成分Ψ_β１，Ψ_β２，Ψ_β３が発生され磁束成分Ψ
_β１，Ψ_β２，Ψ_β３は、第１の座標変換器45の３つの
磁束成分Ψ_β１，Ψ_β２，Ψ_β３に比して移相角φ＝30
°だけ移相されている。第２の座標変換器56により発生
される、位相を基準としている磁束成分Ψ_β１，
Ψ_β２，Ψ_β３は次式： により得られる。

この第２の30°−磁束成分系は、第１のチヤネルの場
合と同様に、比較器46と同様に構成されている比較器57
に供給される。このようにして形成された、斜線により
示されている、β−磁束成分Ψ_β１′，Ψ_β２′，Ψ
_β３′のための許容帯域が第６図に示されている。β
１′，β２′，β３′は120°−投影軸線を示してい
る。新しい許容帯域は６角形を形成し、この場合にはこ
の６角形における６つの角の２つの頂点は、第５図の６
角形の場合と同様に、α軸線の方向ではなく、β軸線の
方向に向いている。

双方の６角形−磁束許容多角形の重畳により、前述の
12角形が得られる（第７図を参照）。６つの比較器出力
信号K11−K13,K11′−K13′を使用することができる。
比較器出力信号K11−K13,K11′−K13′の時間変化は、
第９図のａ）の、対応する直交磁束成分Ψ_α，Ψ_β及び
第９図のｂ）及びｃ）の直交固定子電圧成分Ｕ_α,U_βを
基準として、第９図のｅ）ないしｉ）に示されている。
第９図には、任意に選定された時点t1とt2との間におい
て信号は詳細に示され、その他の部分においては包絡線
のみにて斜線により示されている。

第９図のｋ）はジグザグ信号Z2が示され、ジグザグ信
号Z2は次式： により得られる。

Z2＝“1"の場合、第１のチヤネルの比較器出力信号K1
1,K12,K13は、第２チヤネルの比較器出力信号K11′,K1
2′,K13′と一致する。Z2＝“1"の場合、磁束ベクトル
Ψは、６角形の２つの隣接する60°セクタの間の移行ゾ
ーン内にある。６角形−磁束軌導A1の補正はジグザグ信
号Z2により導入することができる。Z2＝“0"の場合、磁
束値補正を導入せず、従つて磁束軌道として、６角形−
磁束軌道A1の直線的セグメントａをとると仮定される。
トルクに依存する切換操作により、パルス列が発生し、
その際、電圧ベクトルとしてU0以外に、切換状態000
（符号化101010）又は111（符号化010101）（表２に記
載の切換状態第８番及び第７番）において、常に同一の
ベクトル、例えば、第７図のUIが接続される。このベク
トルはP1,P2,P3により自己制御装置の第１のチヤネルか
ら前もつて与えられる（これに関し第９図のｍ）ないし
ｏ）を参照）。このベクトルから導出された切換状態変
量S1−S3は第９図のｐ）ないしｒ）に示されている。

Z2＝“1"になると、磁束値補正が行われていなけれ
ば、磁束軌道としてジグザグセグメントｂを使用する。
この場合、トルクに依存する切換動作により、より複雑
なパルス列が発生し、その際、電圧ベクトルとしてU0
（状態000又は111）以外に、交番的に２つの異なる電圧
UI及びUIIを導入することができる（これに関して第７
図参照）。UIは、P1,P2,P3により自己制御装置の第１の
チヤネルから符号化 に従つて前もつて与えられる。

第２の電圧UIIとして、60°だけ進んでいる電圧ベク
トルが選定される。このベクトルの符号化はP1,P2、P3
により得られ、その際次式（６） が成り立つ。

電圧ベクトルUI及びUIIの交番的選択は選択回路48に
より実現される（第１図及び第２図参照）。このため
に、トルクに依存する切換変量S_M（第２図及び第９図の
ｊ）参照）がデイジタル信号として２進カウンタ即ち除
算器63に供給される。このようにして切換信号S64が発
生され（第９図のｌ）を参照のこと）、切換信号S64に
より、トルク切換変量S_Mによる２つ目毎の切換操作にお
いて、進んでいる電圧、例えばUIIが接続される。この
切換の結果として、磁束軌道のためのジグザグセグメン
トｂが形成され、ジグザグセグメントｂは、第１の電圧
UIの方向における交番的部分軌道Ｃと第２の電圧UIIの
方向における部分軌道Ｄとから合成される（これに関し
て第７図参照）。

第10図のｅ）は、６角形動作（磁束軌道A1）から12角
形動作（磁束軌道Ｂ）への移行の際に、良好に制御され
ているトルク（トルク実際値M_i）は不変であることを示
している。|i|（第10図のｄ）参照）は高調波含有量の
尺度であり、12角形動作における高調波含有量は、６角
形動作における高調波含有量に比して著しく減少してい
るのが分かる。対応する直交磁束成分Ψ_α及びΨ_βは第
10図のａ）及びｂ）に示されている。

前述の高調波振動補償方法は、３相交流電圧を有する
通常の２段式インバータ（第11図参照）に制限されず、
ｍ位相を有するｑ段式インバータに使用できる（第13図
参照）。第11図−第13図において、Q1−Qlは直流電源を
示し、Q1−Qlは切換スイツチUS1−USmと共働してインバ
ータとして動作し、これらのインバータは、弁制御論理
素子77から、切換状態変量S11−S1kに依存して制御され
る。W1−Wmは誘導機の固定子巻線を示す。

ｍ位相と、相当りｑ＝ｌ＋１段を有するインバータ
（第13図参照）により、インバータ電圧側において、q^m
の切換状態により決まるq^m電圧ベクトルの発生が可能と
なる。q^m電圧ベクトルのうちｑ電圧ベクトルは同一かつ
零である。１つの相に対してｑ個の異なる段が、ビツト
長ｋを有する２進ワードを介して選定され、弁制御論理
素子77により制御される。ワード長ｋに対して次の不等
式： 2^m≧ｑ （７） が成り立つ。

多相負荷を給電するために使用されるq^m−ｑ電圧ベク
トルのうちのすべてが、前述の方法のために必要である
わけではない。できるだけ同一の位相間隔で360°の電
気的周期にわたり配分され、２つのみの段が選択されて
いる、ｍ相のインバータの電圧の最大値にできるだけ近
い値を有する、ｒ個の周辺ベクトルが選択される。第11
図に示されている簡単な例、即ち３相２段ブリツジ回路
においては、ｒ個の選択すべき周辺ベクトルは、０ベク
トルではない６つのベクトルU1−U6である（第16図も参
照）。

ｒ＝2³−２＝８−２＝６（表１参照）。

第２の例として、第12図に示されている３相３段イン
バータを選択する。全部で3³＝27のスイツチ状態のうち
の27−３の切換状態が零でない電圧ベクトルを決める。
24の可能な電圧のうち12が選択される。これらのｒ個の
周辺ベクトル30°の同一の位相間隔を示す。これらの12
の周辺ベクトルは第17図においてU1,U9,U2,U10,U3,U11,
U4,U12,U5,U3,U6及びU14により示されている。１つ相に
対して、３つの段の選択のために2bitが必要である（表
２の符号化参照）。

表２に記載のデータ、及び第14図及び第15図は、使用
した名称は異なるが実質的にはDarms tadt工科大学第17
学部：“電気エネルギ”に1984年６月28日に提出のManf
red W.Genkler著の教授資格論文“３相の電圧記憶形３
段インバータ”の18−21頁に記載され公知である。

表２は、27の切換状態に対する切換状態符号化，電圧
及び電圧ベクトルを示している。第９番の切換状態はU
_w1st＝Ud/2,U_w2st＝0,U_w3st＝−Ud/2に相当する。

第14図は、表２に記載の切換状態番号により表され
る、２段階インバータ（１−８）、及び表２に記載の３
段インバータ（９−27）における電圧ベクトルを示して
いる。第15図には切換状態１における電圧状態が示さ
れ、切換状態１の場合、図示されていない電圧ベクトル
がα軸方向に存在する。

順次に選択されるか、又はパルス列を用いて零状態と
交番的に接続されるｒ個のベクトルにより、誘導機の磁
束軌道に対して、ｒ個の直線的セグメントを有する１つ
のｒ辺形多角形が決まる。１つの選択された電圧ベクト
ルにおいては磁束ベクトルは、この電圧ベクトルに平行
な直線的セグメント上を走行する。電圧−零ベクトルを
選択した場合、磁束ベクトルは静止したままである。３
相２段インバータ回路の場合、ｒ辺形多角形は、冒頭に
記載のドイツ特許出願公開第3438504号公報記載の個別
形自己制御装置による方法により公知のように６角軌道
である。この場合、処理回路は成分変換器78と比較器79
とから成る（第18図参照）。１つの周辺ベクトル又は零
ベクトルの選択はデイジタル命令又はトルク切換変量S_M
（第１図参照）を介して実現される。S_Mはトルク−２点
制御器即ち比較器55から制御される。成分変換器78の出
力側からは、同一の360°/mの位相間隔を有する磁束成
分Ψ_β１−Ψ_βｍが取出され比較器79に供給され、比較
器79の出力信号K11−K1mは選択回路80に供給される。選
択回路80の出力側からは、１相当りｋ個の切換状態変
量:S11−S1k,S21−S2k…Sm1−Smkが取出される。

同様にｒ辺形多角形は、直接に自己制御されない駆動
装置の場合には磁束軌道として使用される。この場合、
ｒ個の周辺ベクトルの順次の選択は、リングカウンタ88
により決められる（第19図参照）。出力電圧の平均値の
算出は典型的パルス幅変調を介してのこぎり波発生器9
1、加算器92、及び比較器93により行われ、比較器93の
出力信号は選択回路89に供給される。非同期機33の給電
線からは変流器84及び32により固定子電流成分i_w1及びi
_w3が取出され、回転数制御器86に供給される。このよう
な回転数制御器86は、ドイツの会社誌“BBC−Nachricht
en"第65号,375−384頁（特に第10図）に記載され公知で
ある。回転数制御器86には、図示されていない上位装置
からは回転数目標値n_sが供給され、非同期機33の回転子
と結合されている回転数センサ85からは回転数実際値n_i
が供給される。回転数制御器86の出力側からは、一方で
は周波数決定信号ｆが直流電圧／周波数変換器87を介し
てリングカウンタ88に供給され、他方では電圧決定信号
Ｕが加算器92の非反転入力側に供給される。のこぎり波
発生器91の出力側は加算器92の反転入力側と接続されて
いる。比較器93の入力側には加算器92の出力信号が供給
される。選択回路89の出力側からは切換状態変量S11…S
1k,…Sm1…Smkが取出され、インバータ30の制御に使用
される。

第20図は、第19図の選択回路のブロツク回路図を示し
ている。94は復号器であり、95は符号器である。96は出
力信号S93のための２進分周器であり、97はOR素子であ
り、OR組成97は、イネーブル信号Ｆと、符号器94の出力
側からのジグザグ信号Ｚとのための２つの反転入力側を
有する。出力信号C1…Cmは復号器94、符号器95及びAND
素子U11…U1mに供給される。符号器95のｍ個の出力信号
はAND素子U21…U2mに供給される。AND素子U11及びU21の
出力側はOR素子O1の入力側と接続され、AND素子U12及び
U22の出力側はOR素子O2の入力側に接続され、以下同
様。OR素子O1…Omの出力側は、第１図に示されているも
のと同様の構成であるが、３相からｍ相へ変換されてい
る信号変換器36と接続されている。

符号器95は、通常の電圧ベクトルに比して回転してい
る“代用”電圧ベクトルを形成する。信号変換器36によ
り、信号S93を介して周辺ベクトル又は零状態を選択す
ることが可能である。

第21図は、ｍ相を有し、１つの相当り２つの上回る数
の段を有する誘導機の直接自己制御のための磁束処理回
路F1…F_p、デイジタル移相器98及び選択回路99を示して
いる。ｐは、第２番目からは２重化により形成される磁
束処理回路の数を示している。第21図に示されている回
路は、第１図において対応する部分回路（構成素子45−
48,56,57,Y）の拡張であることが明瞭に分かり、その他
の構成素子を示す必要はない。KW1,KW1′;KW2,KW2′…
はｍ相の座標変換器を示し、V1,V1′,V2,V2′…はそれ
ぞれ、後置のｍ相比較器を示し、Y21,Y22…Y_pp−１はそ
れぞれ、論理回路Ｙと同様の構成であるが、３相からｍ
相に拡張されている論理回路を示している。Z2…Z_pは、
論理回路Y21,Y22…Y_pp−１の出力側から、第２図に示さ
れている選択回路48と同様の構成であるが、３相からｍ
相に拡張されている選択回路99に供給されるジグザク信
号を示している。選択回路99の出力側からは切換状態変
量S11…S1k,…Sm1…Smkが取出され、第１図に示されて
いる、相応に３相からｍ相に拡張された信号変換器36に
供給される。Ψ_β11…Ψ_β1mは、第１の座標変換器KW1
の出力側から取出される、互いに360°/mの相対的な位
相間隔を有するｍ成分を示し、Ψ_β11′…Ψ_β1m′は、
KW1の出力側から取出される磁束成分に対して相対的に
φ＝180°／（2^p・ｍ）だけ移相されている、第２の座
標変換器KW1′出力側から取出される磁束成分を示して
いる。以下同様。Z_jに対しては次式： が成り立つ（但しｊ＝３…ｐ）。

移相器98は、各比較器出力信号K11…K1mに対して180
°＋180°/m移相する。このようにして得られたｍ個の
スイツチ命令即ち移相器出力信号P11…P1mにより2^mセク
タを符号化することができる。

拡張された磁束処理回路は、２重化の原理に従つて実
現される。F2は、基本磁束処理回路F1に対する第１の拡
張段階である。次の拡張段階のために、第２の基本磁束
処理回路KW2,V2及び第２の拡張回路KW2′,V2′により別
の１つの多角形が決められている。第２の多角形は、第
１の多角形に比して、双方の多角形が重畳すると、第１
又は第２の多角形に比して２倍の辺を有する新しい第３
の多角形が形成されるように回転されている。

例えば12角軌道への６角軌道の拡張は、２つの移相さ
れた６角軌道により得られる。この拡張方法は、任意
に、２段を上回る段に使用することができる。実際に
は、12又は24を上回るパルス数は必要ではない。

磁束軌道のための変形された方法の場合、ｒ辺多角形
（例えばｒ＝６）の代わりに、ｓ辺多角形（ｓは2^p・r,
p≧１であり整数であり、例えばｓ＝12）が使用され
る。ｓ辺多角形はｒ個の直線的セグメントと、これらの
交番的に位置するｓ−ｒ個のジグザグセグメントとから
成り、ｓ−ｒ個のジグザグセグメントは、場合に応じて
多くのセグメント群から成る。磁束ベクトルが１つの直
線的セグメント上に位置する限り、ただ１つの周辺ベク
トルが零ベクトルと交番的に接続される。ジグザグ信号
は、磁束軌道の包絡線が、１つのパルス列動作により、
零ベクトルと、２つの隣接し、交番的に選択される周辺
ベクトルとが追従する１つの直線的セグメントであるよ
うに決められる。ジグザグセグメントを用いる、磁束軌
道のための変形された方法の例は第16図及び第17図に、
３相２段又は３相３段に対して示されている。第16図は
12角軌道を示し、第17図は24角軌道を示す。

直交固定子電流成分ｉ_α,i_β及び直交固定子電圧成分
Ｕ_α,U_βは、第１図に関連して述べた方法の代わりに、
制御信号S1−S3と、検出された入力直流電圧Udとにより
シミユレーシヨンすることもできる。このようにする
と、星形結線の接続点Stを実施する必要がなく、有利で
ある。第19図の実施例に場合、ｉ_α及びｉ_βを、 と共に測定量としてシミユレーシヨンすることができ
る。Ｕ_α及びＵ_βは次式： によりシミユレーシヨンすることができる。

【図面の簡単な説明】

図は本発明の実施例を示すものであり、第１図は選択回
路を有する誘導機のトルク及び磁束の直接形自己制御装
置の原理的なブロツク回路図、第２図は第１図の装置の
選択回路のブロツク回路図、第３図は第１図の装置にお
ける、記憶効果を有する磁束成分比較回路の一部のブロ
ツク回路図、第４図は直交磁束座標での６又は12角磁束
軌道図、第５図及び第６図は６角磁束許容多角形を有す
る電圧及び磁束ベクトルの時間線図、第７図は12角磁束
多角形の部分的な時間線図、第8a図、第8b図、第8c図、
第8d図、第8e図、第8f図、第8g図、第8h図、第8i図、第
8j図、第8k図、第8l図及び第９図は第１図の装置の信号
線図、第10図は６角及び２角動作のための磁束成分及び
電流成分、高調波振動成分及びトルク実際値の信号線
図、第11図は３相２段のためのブリツジ回路の回路図、
第12図は３相３段のためのブリツジ回路の回路図、第13
図はｍ位相１＋１段のためのブリツジ回路の回路図、第
14図は２段及び３段式パルスインバータにおける切換状
態の電圧ベクトルの線図、第15図は第14図の切換状態１
における電圧状態の回路図、第16図はジグザグセグメン
トを有する３相２段のための磁束軌道の線図、第17図は
ジグザグセグメントを有する３相３段のための磁束軌道
の線図、第18図は第１図の装置と同様の構成であるがｍ
相である装置における磁束処理回路及び選択回路のブロ
ツク回路図、第19図は順次に続く周辺磁束ベクトルがリ
ングカウンタにより前もつて与えられる非直接自己制御
形駆動装置と、選択及びパルス論理回路との原理的なブ
ロツク回路図、第20図は第19図の選択回路のブロツク回
路図、第21図はインバータがｍ相及び２段を上回る段に
拡張された、第１図の装置のための磁束処理回路及び選
択回路である。 30……自動制御式インバータ、31……差動変流器、32,8
4……変流器、33……非同期機、34,35……変圧器、36…
…信号変換器、37……零状態選択回路装置、38,39……
切換装置、40,41……乗算器、42,43,51,53,92……加算
器、44……積分器、45……０°位相シフト形90°/120°
座標変換器、46,57,79……比較器、47,98……デイジタ
ル移相器、48,80,89,99……選択回路、49……トルク計
算機、50……絶対値形成器、52,55,76,93……比較器、5
4……比例積分制御器、56……30°位相シフト形90°/12
0°座標変換器、59−61……排他的OR回路素子、62……N
OR回路素子、68−70……反転入力側を有するAND素子、6
3……除算器、64,71−73,97……OR素子、65−67……AND
回路素子、74……反転増幅器、75……切換スイツチ、77
……弁制御論理素子、85……回転数センサ、86……回転
数制御器、87……直流電圧／周波数変換器、88……リン
グカウンタ、91……のこぎり波発生器、94……復号器、
95……符号器、A1,A2……６角−磁束軌道、Ｂ……12角
−磁束軌道、 Ｆ……イネーブル信号、F1−F_p……磁束処理回路、KW1,
KW1′,KW2,KW2′……座標変換器、M_i……トルク実際
値、M_S……トルク目標値、ΔＭ……差トルク、n_i……回
転数実際値、n_s……回転数目標値、O1−Om……OR素子、
P1−P3,P11−P1m……移相器出力信号、ｑ……電圧段の
数、Q1−Ql……直流電流源、ｓ……磁束軌道の辺の数、
S_M……トルク切断変量、S_N……切換状態変量、St……星
形結線の接続点、SW1,SW2,SW3……インバータ制御信
号、Ｓ_Ψ……磁束切換変量、S1−S3,S11−Smk……切換
状態変量、制御信号、S64……切換信号、S93……93の出
力信号、パルス幅信号、ｔ……時間、t1,t2……時点、
Ｕ……86の電圧決定出力信号、Ud……入力直流電圧、U
I,UII……電圧ベクトル、U11−U1m,U21−U2m……AND素
子、US1−USm……切換スイツチ、Ｕ_α,U_β……固定子電
圧成分、V1,V1′、V2,V2′……比較器、Y,Y21−Y_pp−１
……論理回路、Z,Z2−Z_p……ジグザグ信号、α，β……
直交固定子軸線、β1,β2,β3,β１′，β２′，β３′
……投影軸線、ε_M……トルク許容値、ε_Ψ……トルク
許容値、Ψ……磁束ベクトル、Ψ_S……磁束目標値、Ψ
_α，Ψ_β……直交磁束成分、Ψ_β１−Ψ_β３；Ψ_β１′
−Ψ_β３′；Ψ_β11−Ψ_β1m，Ψ_β11′−Ψ_β1m′；Ψ
₂₁−Ψ_β2m……45又は56又は79の出力側の磁束成分。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】誘導機（33）の作動方法であって、 ａ）当該誘導機に自動制御式インバータ（30）を介して
   給電し、 ｂ）前記インバータのスイッチング状態を設定するため
   の制御ベクトルが誘導機内の磁束ベクトル（Ψ）であ
   り、当該磁束ベクトルの角軌道を、少なくとも２・ｑ・
   ｍの数の角を有する多角形軌道に沿って案内し、 ただし、ｐは１以上の整数であり、ｑ＝ｌ＋１であっ
   て、ｌはインバータの電圧段（Q1…Ql）の数であり、誘
   導機の相の数であるｍはｍ≧２である、誘導機の作動方
   法において、 ｃ）誘導機の磁束ベクトル（Ψ）を、多角形軌道（Ｂ）
   に沿って直線的セグメント（ａ）とジグザグセグメント
   （ｂ）との上を交互に案内し、 ただし、各ジグザグセグメントの包絡線は前記多角形軌
   道の１つの角を形成し、 ｄ）誘導機（33）の各相は、少なくとも１つの第１の相
   磁束成分（Ψ_β１−Ψ_β３；Ψ_β11−Ψ_β1m；Ψ_β21−
   Ψ_β2m）と、 ｅ）第２の相磁束成分（Ψ_β１′−Ψ_β３′；Ψ_β11′
   −Ψ_β1m′；Ψ_β21′−Ψ_β2m′）とが形成され、 前記第２の相磁束成分は、前記第１の相磁束成分に対し
   て、所定の磁束−シフト角（φ）だけ移相されており、
   φ＝180°／（２・ｍ）であり、 ｆ）前記第１および第２の相磁束成分を比較器（46、5
   7;V1,V1′;V2,V2′）において、所定の磁束限界値
   （Ψ_S）を上回ったかどうかについて監視し、 ｇ）前記第１の相磁束成分から得られたすべての比較器
   出力信号（K11−K1m;K21−K2m）の位相を180°＋180°/
   mだけ移相し、 ｈ）当該移相した比較器出力信号を、ジグザグ信号（Z;
   Z2−Zp）の値（０または１）に依存して、インバータ
   （30）の制御のために使用し、 ｉ）前記ジグザグ信号は、比較器出力信号（K11−K1m;K
   21−K2m;K11′−K13′;K11′−K1m′;K21′−K2m′）に
   依存して次式に従って 導出されるものである ことを特徴とする、誘導機の作動方法。
2. 【請求項２】磁束ベクトル（Ψ）を、直線的角軌道セグ
   メント（ａ）の領域内では所定の電圧（UI）に依存して
   形成し、ジグザグセグメント（ｂ）の領域内では２つの
   異なる所定の電圧（UI,UII）に交互に依存して形成する
   請求項１記載の方法。
3. 【請求項３】自動制御式インバータ（30）を介しての誘
   導機（33）の作動装置であって、 ａ）前記誘導機は、インバータを制御するための磁束処
   理回路を有しており、 ｂ）前記磁束処理装置は、第１の比較器（46、V1）を備
   えており、 該第１の比較器は、誘導機（33）のｍ個の第１の磁束実
   際値成分（Ψ_β１−Ψ_β３；Ψ_β11−Ψ_β1m）を少なく
   とも１つの磁束目標値（Ψ_S）と比較し、当該第１の比
   較器の出力側からはｍ個の比較器出力信号（K11−K1m）
   が取り出され、ただしｍは誘導機（33）の相数であり、 ｃ）前記第１の比較器は信号変換器（36）を介して前記
   インバータと接続されており、 前記信号変換器の出力側からはインバータ制御信号（SW
   1−SW3）が取り出される形式の作動装置において、 ｄ）前記第１の比較器（46,V1）の出力側は一方では、
   移相装置（47、98）を介して180°＋180°/mの移相のた
   めの選択回路（48、99）と接続されており、 ｅ）かつ他方では、少なくとも１つの論理回路（Y,Y21
   −Yp−１）を介して前記選択回路と接続されており、 ｆ）前記選択回路の出力側は信号変換器（36）と接続さ
   れており、 ｇ）少なくとも１つの第２の座標変換器（56、KW1,KW2,
   KW2′）が設けられており、 該第２の座標変換器は、ｍ個の前記第１の磁束実際値成
   分（Ψ_β１−Ψ_β３；Ψ_β11−Ψ_β1m）に対して所定の
   角（φ）だけ移相されたｍ個の第２の磁束実際値成分
   （Ψ_β１′−Ψ_β３′；Ψ_β11′−Ψ_β1m′；Ψ_β21′
   −Ψ_β2m′）を第２の比較器（57、V1′,V2′）の少な
   くとも１つに供給し、 該少なくとも１つの第２の比較器は、前記第２の磁束実
   際値成分を少なくとも１つの磁束目標値（Ψ_S）と比較
   し、 ｈ）前記第２の比較器から取り出されたｍ個の比較器出
   力信号（K11′−K1m′,K21′−K2m′）が少なくとも１
   つの論理回路に供給され、 ｉ）前記論理回路は、第１および第２の比較器出力信号
   を次式に従って論理結合するための素子（63〜73）を有
   している： ことを特徴とする誘導機の作動装置。
4. 【請求項４】ａ）少なくとも１つの第１の座標変換器
   （45、KW1）が設けられており、 該第２の座標変換器の出力側は第１の比較器（46、V1）
   と接続され、 ｂ）前記第１および第２の座標変換器（45、KW1;65,KW
   1′,KW2,KW2′）の入力側には直交磁束成分（Ψ_α、Ψ
   _β）が供給され、 前記第１および第２の座標変換器は直交磁束成分を、同
   じ位相間隔（360°/m）を有するｍ個の位相磁束成分に
   変換する 請求項３記載の装置。
5. 【請求項５】前記第２の磁束実際値成分（Ψ_β１′−Ψ
   _β３′）は、第１の磁束実際値成分（Ψ_β１−Ψ_β３）
   に対して180°／（ｍ・２）だけ移相されており、ただ
   しｍ＝相の数、ｐはｐ≧１の整数である 請求項４記載の装置。
6. 【請求項６】ａ）前記選択回路（48、99）は、各相毎
   に、非反転入力側を備えた１つのAND素子（65〜67）
   と、反転入力側を備えた１つのAND素子（68〜70）を有
   し、 前記AND素子の入力側は第１の入力側を介して、移相装
   置（47、98）のそれぞれの相に相応する相出力側（P1,P
   3,P11−P1m）と接続されており、出力側はそれぞれの相
   に配属されたOR素子（71〜73）と接続されており、 ｂ）OR素子（64）が設けられており、該OR素子の入力側
   には２進カウンタ（63）を介して、トルク切換変量（S
   M）、ジグザグ信号（Z2）およびイネーブル信号（Ｆ）
   が供給され、 前記OR素子（64）の出力側は、非反転入力側を有するAN
   D素子および反転入力側を有するAND素子の第２の入力側
   と接続されている請求項４または５記載の装置。
7. 【請求項７】複数の第１および第２の磁束処理装置（KW
   1,V1,KW1′,V1′;KW2,V2,KW2′,V2′）が群毎に論理結
   合され、それら個々の群は相対的相互に移相されている 請求項３から６までのいずれか１項記載の装置。