JP3092275B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はチャージポンプ式ＤＣ−
ＤＣコンバータ回路に関する。
ＤＣコンバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のチャージポンプ式ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路を図７に示す。このＤＣ−ＤＣコンバータは
入力電圧を２倍にして出力する。
バータ回路を図７に示す。このＤＣ−ＤＣコンバータは
入力電圧を２倍にして出力する。
【０００３】従来のＤＣ−ＤＣコンバータはチャージポ
ンプ用コンデンサＣ１と、平滑用コンデンサＣＦと、ス
イッチＳ１〜Ｓ４と、スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフ
を周期的に制御するため発振回路ＯＳＣを有している。
発振回路ＯＳＣの出力ＯＵＴは、スイッチＳ２，Ｓ４用
の制御信号Ｃとなり、インバータＩＮＶは相補制御信号
ＣＣをスイッチＳ１，Ｓ３に供給している（図２参
照）。
ンプ用コンデンサＣ１と、平滑用コンデンサＣＦと、ス
イッチＳ１〜Ｓ４と、スイッチＳ１〜Ｓ４のオン・オフ
を周期的に制御するため発振回路ＯＳＣを有している。
発振回路ＯＳＣの出力ＯＵＴは、スイッチＳ２，Ｓ４用
の制御信号Ｃとなり、インバータＩＮＶは相補制御信号
ＣＣをスイッチＳ１，Ｓ３に供給している（図２参
照）。
【０００４】次に、動作について説明する。インバータ
ＩＮＶ２より発生した相補制御信号ＣＣが、スイッチＳ
１，Ｓ３をオン、制御信号ＣがスイッチＳ２，Ｓ４をオ
フさせると、コンデンサＣ１は、電源電圧ＶDD電位まで
充電される。次に、スイッチＳ１，Ｓ３がオフ、スイッ
チＳ２，Ｓ４がオンすると、出力Ｖ’OUTには、電源電
圧ＶDDとコンデンサＣ１の電位が重ねられて、電源電圧
ＶDDの２倍の電圧が出力される。コンデンサＣＦは出力
Ｖ’OUTの平滑機能をする。
ＩＮＶ２より発生した相補制御信号ＣＣが、スイッチＳ
１，Ｓ３をオン、制御信号ＣがスイッチＳ２，Ｓ４をオ
フさせると、コンデンサＣ１は、電源電圧ＶDD電位まで
充電される。次に、スイッチＳ１，Ｓ３がオフ、スイッ
チＳ２，Ｓ４がオンすると、出力Ｖ’OUTには、電源電
圧ＶDDとコンデンサＣ１の電位が重ねられて、電源電圧
ＶDDの２倍の電圧が出力される。コンデンサＣＦは出力
Ｖ’OUTの平滑機能をする。
【０００５】本回路のスイッチＳ１〜Ｓ４は、通常エン
ハンスメント型のＭＯＳトランジスタで構成されている
ため、各スイッチの制御信号Ｃとその相補信号ＣＣはグ
ランドＧＮＤレベルと、電源電圧ＶDDの２倍のレベルの
間で切り換えられる必要がある。
ハンスメント型のＭＯＳトランジスタで構成されている
ため、各スイッチの制御信号Ｃとその相補信号ＣＣはグ
ランドＧＮＤレベルと、電源電圧ＶDDの２倍のレベルの
間で切り換えられる必要がある。
【０００６】一般的に、出力の安定化のために制御信号
Ｃ，ＣＣは高周波数を上げると、制御信号の発生回路Ｏ
ＳＣ，ＩＮＶでの貫通電流などの動作電流が上昇するた
めに、出力Ｖ’OUTの電流消費が多くなり、出力電圧
Ｖ’OUTが図３に示されているように低下する。
Ｃ，ＣＣは高周波数を上げると、制御信号の発生回路Ｏ
ＳＣ，ＩＮＶでの貫通電流などの動作電流が上昇するた
めに、出力Ｖ’OUTの電流消費が多くなり、出力電圧
Ｖ’OUTが図３に示されているように低下する。
【０００７】また、前述したように、コンデンサＣ１の
充電、放電の動作が存在する。放電期間では、コンデン
サＣＦ，ＣＩが並列になっているため出力電圧Ｖ’OUT
の変化は大きくないが、充電期間ではコンデンサＣＦだ
けとなるために、出力電圧Ｖ’OUTの変化は大きくな
る。出力電流をＩＯ１，時間を△ｔ、出力電圧編か△
Ｖ’OUTとすると、 △Ｖ’OUT（放電）＝ＩＯ１・△ｔ／（Ｃ１＋ＣＦ） △Ｖ’OUT（充電）＝ＩＯ１・△ｔ／Ｃ１ となる。
充電、放電の動作が存在する。放電期間では、コンデン
サＣＦ，ＣＩが並列になっているため出力電圧Ｖ’OUT
の変化は大きくないが、充電期間ではコンデンサＣＦだ
けとなるために、出力電圧Ｖ’OUTの変化は大きくな
る。出力電流をＩＯ１，時間を△ｔ、出力電圧編か△
Ｖ’OUTとすると、 △Ｖ’OUT（放電）＝ＩＯ１・△ｔ／（Ｃ１＋ＣＦ） △Ｖ’OUT（充電）＝ＩＯ１・△ｔ／Ｃ１ となる。
【０００８】また、従来回路は、制御系（Ｓ１〜Ｓ４）
をＶOUTで駆動される制御信号Ｃ・ＣＣで動作させるた
めに、電源投入後、安定動作までに時間がかかる。
をＶOUTで駆動される制御信号Ｃ・ＣＣで動作させるた
めに、電源投入後、安定動作までに時間がかかる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】前記、従来のチャージ
ポンプ式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、チャージポンプ
用コンデンサＣ１を一定とした場合に、重負荷（出力電
流大）の時には、制御信号Ｃ，ＣＣの周波数を高くする
必要があるが、制御信号Ｃ，ＣＣは出力Ｖ’OUTの電圧
を利用しているため、周波数を高くすることによる自己
消費電流が増大し、出力電圧Ｖ’OUTが低下するという
問題点がある。すなわち、設計に当たっては、出力電圧
Ｖ’OUTの供給される負荷を考慮に入れた最適設計をす
る必要があるが、負荷が設計時の値と変化してしまう
と、自己消費電流の割合が大きいので出力電圧Ｖ’OUT
が低下したり、制御系でのロス電流が大きくなるという
問題点がある。
ポンプ式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、チャージポンプ
用コンデンサＣ１を一定とした場合に、重負荷（出力電
流大）の時には、制御信号Ｃ，ＣＣの周波数を高くする
必要があるが、制御信号Ｃ，ＣＣは出力Ｖ’OUTの電圧
を利用しているため、周波数を高くすることによる自己
消費電流が増大し、出力電圧Ｖ’OUTが低下するという
問題点がある。すなわち、設計に当たっては、出力電圧
Ｖ’OUTの供給される負荷を考慮に入れた最適設計をす
る必要があるが、負荷が設計時の値と変化してしまう
と、自己消費電流の割合が大きいので出力電圧Ｖ’OUT
が低下したり、制御系でのロス電流が大きくなるという
問題点がある。
【００１０】また、電源投入から、安定動作までに時間
がかかるという問題点もある。
がかかるという問題点もある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の要旨は、入力電
圧を整数倍して出力電圧を形成する主チャージポンプ回
路と、前記出力電圧が所定範囲外になったことを検出し
て制御信号を発生する制御部と、前記制御信号に応答し
て前記出力電圧を上記所定範囲内への回復を補助する補
助チャージポンプ回路を含む補助回路とを有するＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、前記主チャージポンプ回路の
チャージポンプ用コンデンサと前記補助チャージポンプ
回路のチャージポンプ用コンデンサとは容量が互いに異
なることである。
圧を整数倍して出力電圧を形成する主チャージポンプ回
路と、前記出力電圧が所定範囲外になったことを検出し
て制御信号を発生する制御部と、前記制御信号に応答し
て前記出力電圧を上記所定範囲内への回復を補助する補
助チャージポンプ回路を含む補助回路とを有するＤＣ−
ＤＣコンバータにおいて、前記主チャージポンプ回路の
チャージポンプ用コンデンサと前記補助チャージポンプ
回路のチャージポンプ用コンデンサとは容量が互いに異
なることである。
【００１２】
【発明の作用】主チャージポンプ回路は入力電圧を整数
倍して出力電圧を発生させ、負荷に供給する。負荷の変
動で出力電圧が所定範囲外になると、制御部が検知し、
制御信号を補助回路に供給する。補助回路の補助チャー
ジポンプ回路は主チャージポンプ回路と共に出力電圧を
所定範囲内に回復させる。
倍して出力電圧を発生させ、負荷に供給する。負荷の変
動で出力電圧が所定範囲外になると、制御部が検知し、
制御信号を補助回路に供給する。補助回路の補助チャー
ジポンプ回路は主チャージポンプ回路と共に出力電圧を
所定範囲内に回復させる。
【００１３】
【実施例】次に本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の第１実施例を示す回路図であ
り、図５は第１実施例の制御部を示す回路図である。
説明する。図１は本発明の第１実施例を示す回路図であ
り、図５は第１実施例の制御部を示す回路図である。
【００１４】図１に示されているように本実施例のＤＣ
−ＤＣコンバータはチャージポンプ用コンデンサＣ１，
Ｃ２と、平滑用コンデンサＣＦと、それぞれの接続変更
のためのスイッチＳ１〜Ｓ４，Ｓ５〜Ｓ８と、制御部１
０１と、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２と、比較器ＣＭ
Ｐとで構成されている。ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ
２、比較器ＣＭＰ、制御回路１０１は制御部１０２を構
成しており、スイッチＳ５〜Ｓ８とチャージポンプ用コ
ンデンサＣ２は補助回路１０３を構成している。
−ＤＣコンバータはチャージポンプ用コンデンサＣ１，
Ｃ２と、平滑用コンデンサＣＦと、それぞれの接続変更
のためのスイッチＳ１〜Ｓ４，Ｓ５〜Ｓ８と、制御部１
０１と、ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２と、比較器ＣＭ
Ｐとで構成されている。ＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ
２、比較器ＣＭＰ、制御回路１０１は制御部１０２を構
成しており、スイッチＳ５〜Ｓ８とチャージポンプ用コ
ンデンサＣ２は補助回路１０３を構成している。
【００１５】次に動作について説明する。制御部１０２
のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２は、出力電圧ＶOUTを
適宜分圧して、比較器ＣＭＰに供給する。比較器ＣＭＰ
は外部入力電圧ＶDDと分圧された電圧ＶＢを比較して、
分圧された電圧ＶＢが低い場合には、ワンショットマル
チ１０４に高レベルが入力され、ワンショットマルチ１
０４は適当な幅のパルスＯＵＴを出力する。適当なパル
ス幅とは、コンデンサＣ２に充電された電荷をスイッチ
Ｓ２，Ｓ４を閉じた後、出力電圧ＶOUTとの平衡点まで
上昇させるのに要する時間以上のことであり、スイッチ
Ｓ４のオン抵抗により決定される。
のＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２は、出力電圧ＶOUTを
適宜分圧して、比較器ＣＭＰに供給する。比較器ＣＭＰ
は外部入力電圧ＶDDと分圧された電圧ＶＢを比較して、
分圧された電圧ＶＢが低い場合には、ワンショットマル
チ１０４に高レベルが入力され、ワンショットマルチ１
０４は適当な幅のパルスＯＵＴを出力する。適当なパル
ス幅とは、コンデンサＣ２に充電された電荷をスイッチ
Ｓ２，Ｓ４を閉じた後、出力電圧ＶOUTとの平衡点まで
上昇させるのに要する時間以上のことであり、スイッチ
Ｓ４のオン抵抗により決定される。
【００１６】したがって、図４に示されているように、
出力電圧ＶOUTが低下し、スレッシュホールド電圧ＶTH
より低下した場合、ワンショットマルチ１０４の出力パ
ルスにより補助回路１０３が動作し、出力電圧ＶOUTは
上昇する（Ａ点）。この後、ワンショットマルチ１０４
の入力は低レベルに下がり、前記したパルス幅も低レベ
ルに下がる。
出力電圧ＶOUTが低下し、スレッシュホールド電圧ＶTH
より低下した場合、ワンショットマルチ１０４の出力パ
ルスにより補助回路１０３が動作し、出力電圧ＶOUTは
上昇する（Ａ点）。この後、ワンショットマルチ１０４
の入力は低レベルに下がり、前記したパルス幅も低レベ
ルに下がる。
【００１７】次に、各スイッチの構成について説明す
る。スイッチＳ１〜Ｓ３は、入力電圧ＶDD系で動作する
エンハンスメント型のＭＯＳトランジスタで構成されて
いるが、スイッチＳ４は、入力電圧ＶDDの２倍の電圧Ｖ
OUTで動作させる必要があるため、Ｎチャンネルディプ
レッション型のＭＯＳトランジスタで構成する。該トラ
ンジスタのスレッシュホールド電圧は、負方向に入力電
圧ＶDDの２倍付近のものを使用する。実用レベルとして
は、入力電圧ＶDDは１．５〜５．０Ｖである。
る。スイッチＳ１〜Ｓ３は、入力電圧ＶDD系で動作する
エンハンスメント型のＭＯＳトランジスタで構成されて
いるが、スイッチＳ４は、入力電圧ＶDDの２倍の電圧Ｖ
OUTで動作させる必要があるため、Ｎチャンネルディプ
レッション型のＭＯＳトランジスタで構成する。該トラ
ンジスタのスレッシュホールド電圧は、負方向に入力電
圧ＶDDの２倍付近のものを使用する。実用レベルとして
は、入力電圧ＶDDは１．５〜５．０Ｖである。
【００１８】次に、本実施例の効果を定量的に考察す
る。コンデンサＣ１，Ｃ２，ＣＦの容量をそれぞれ２０
μＦ，１０μＦ，４０μＦとし、制御周波数１ＫＨz、
出力電流を１０ｍＡ、チャージポンプ回路の１周期間の
貫通電流を０．１ｍＡとする。従来回路では、出力ＶOU
Tでの消費電流が１０．１ｍＡとなるため、変化電圧△
ＶOUTは、１７０ｍＶ程度となる。一方、本実施例の回
路では、スレッシュホールド電圧を２ＶDD−１００ｍＶ
に設定すれば、△Ｖ’OUTは１００ｍＶの範囲内に抑え
られ、制御回路１０１の動作による電圧変化は生じな
い。外部入力の消費電流が増加するのみである。出力電
流が大きくなると補助回路１０３は、制御信号周期内で
複数回動作する。逆に出力電流が小さければ、補助回路
は動作せず、貫通電流などのロス電流が小さくなる。
る。コンデンサＣ１，Ｃ２，ＣＦの容量をそれぞれ２０
μＦ，１０μＦ，４０μＦとし、制御周波数１ＫＨz、
出力電流を１０ｍＡ、チャージポンプ回路の１周期間の
貫通電流を０．１ｍＡとする。従来回路では、出力ＶOU
Tでの消費電流が１０．１ｍＡとなるため、変化電圧△
ＶOUTは、１７０ｍＶ程度となる。一方、本実施例の回
路では、スレッシュホールド電圧を２ＶDD−１００ｍＶ
に設定すれば、△Ｖ’OUTは１００ｍＶの範囲内に抑え
られ、制御回路１０１の動作による電圧変化は生じな
い。外部入力の消費電流が増加するのみである。出力電
流が大きくなると補助回路１０３は、制御信号周期内で
複数回動作する。逆に出力電流が小さければ、補助回路
は動作せず、貫通電流などのロス電流が小さくなる。
【００１９】なお、補助回路１０３のチャージポンプ回
路は、周波数制御となるため、コンデンサ容量を小さく
した方が効率的である。
路は、周波数制御となるため、コンデンサ容量を小さく
した方が効率的である。
【００２０】次に、本発明の第２実施例を図６を参照し
て説明する。第２実施例は、第１実施例中の比較器ＣＭ
ＰのかわりにオペアンプＯＡＭを使用し、ワンショット
マルチ１０４のかわりに、電圧制御発振器１１０を使用
したものである。その他の構成は第１実施例と同一であ
る。
て説明する。第２実施例は、第１実施例中の比較器ＣＭ
ＰのかわりにオペアンプＯＡＭを使用し、ワンショット
マルチ１０４のかわりに、電圧制御発振器１１０を使用
したものである。その他の構成は第１実施例と同一であ
る。
【００２１】第２実施例の場合、出力電圧ＶOUTの低下
レベルに合わせて、補助回路１０３を駆動する周波数を
速くすることができ、第１実施例に比べて、出力負荷の
変動に対して、出力電圧ＶOUTの波形が一層安定する。
レベルに合わせて、補助回路１０３を駆動する周波数を
速くすることができ、第１実施例に比べて、出力負荷の
変動に対して、出力電圧ＶOUTの波形が一層安定する。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、チャージ
ポンプのスイッチ制御を入力電圧で行うために、出力電
圧系の内部消費電流がなく、負荷変動時の出力電圧の変
化を最小限にすることができる。
ポンプのスイッチ制御を入力電圧で行うために、出力電
圧系の内部消費電流がなく、負荷変動時の出力電圧の変
化を最小限にすることができる。
【００２３】また、出力負荷の変動に対しては、補助回
路の動作を適当な周波数で制御するために、必要出力電
圧精度に応じた消費電流となり、ロス電流を小さくでき
る。更に、電源投入後早期に動作を安定させることがで
きる。
路の動作を適当な周波数で制御するために、必要出力電
圧精度に応じた消費電流となり、ロス電流を小さくでき
る。更に、電源投入後早期に動作を安定させることがで
きる。
【図１】本発明の第１実施例を示す回路図である。
【図２】従来例の制御信号の波形図である。
【図３】従来例の出力電圧の波形図である。
【図４】第１実施例の出力電圧の波形図である。
【図５】第１実施例の制御部を示す回路図である。
【図６】第２実施例の制御部を示す回路図である。
【図７】従来例の回路図である。
ＶDD 外部入力電圧 ＧＮＤ グランド Ｓ１〜Ｓ８ スイッチ Ｃ１，Ｃ２，ＣＦ コンデンサ ＶOUT，Ｖ’OUT 出力電圧 Ｑ１，Ｑ２ ＭＯＳトランジスタ ＣＭＰ 比較器 ＩＮＶ インバータ ＯＡＭ オペアンプ １１０ 電圧制御発振器 Ｃ，ＣＣ 制御信号 ＶＢ 分圧電圧 １０１ 制御回路 １０２ 制御部 １０３ 補助回路 １０４ ワンショットマルチバイブレータ
Claims (3)
- 【請求項１】 入力電圧を整数倍して出力電圧を形成す
る主チャージポンプ回路と、前記出力電圧が所定範囲外
になったことを検出して制御信号を発生する制御部と、
前記制御信号に応答して前記出力電圧を上記所定範囲内
への回復を補助する補助チャージポンプ回路を含む補助
回路とを有するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記主
チャージポンプ回路のチャージポンプ用コンデンサと前
記補助チャージポンプ回路のチャージポンプ用コンデン
サとは容量が互いに異なることを特徴とするＤＣ−ＤＣ
コンバータ。 - 【請求項２】 前記制御部は前記出力電圧を分圧して監
視用電圧を発生させる分圧回路と、前記監視用電圧と前
記入力電圧とを比較して前記出力電圧が前記所定範囲内
か否かを判断する比較器と、該比較器の判断結果に応じ
てパルス信号を出力するワンショットマルチバイブレー
タと、前記パルス信号に基づき前記制御信号を出力する
出力回路とを備えた請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバー
タ。 - 【請求項３】前記制御部は前記出力電圧を分圧して監視
用電圧を発生させる分圧回路と、前記監視用電圧を前記
入力電圧と比較して前記出力電圧が前記所定範囲内か否
かを判断し前記所定範囲からの差に応じた出力電圧を出
力する演算増幅器と、前記出力電圧に対応した周波数の
パルス信号を出力する電圧制御発振器と、前記パルス信
号に基づき前記制御信号を出力する出力回路とを備えた
請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03340251A JP3092275B2 (ja) | 1991-11-29 | 1991-11-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03340251A JP3092275B2 (ja) | 1991-11-29 | 1991-11-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05161347A JPH05161347A (ja) | 1993-06-25 |
| JP3092275B2 true JP3092275B2 (ja) | 2000-09-25 |
Family
ID=18335152
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03340251A Expired - Fee Related JP3092275B2 (ja) | 1991-11-29 | 1991-11-29 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3092275B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7304279B2 (ja) * | 2019-12-05 | 2023-07-06 | ローム株式会社 | チャージポンプ回路、半導体装置、電源管理回路 |
-
1991
- 1991-11-29 JP JP03340251A patent/JP3092275B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05161347A (ja) | 1993-06-25 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |