JP3097486B2 - インバータ制御交流式抵抗溶接装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ回路を用い
たインバータ制御交流式抵抗溶接装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図１４は従来のインバータ式の抵抗溶接
装置のブロック回路図を示し、また図１５は図１４の各
部の電圧，電流波形を示すものである。電源としては単
相交流の場合もあるが図示例では三相交流（５０／６０
Ｈｚ）の場合を示している（図１５（ａ）参照）。１は
三相ダイオードブリッジ回路からなる整流回路であり、
この整流回路１により図１５（ｂ）に示すように三相交
流が整流（直流化）される。上記整流回路１からの整流
出力は平滑コンデンサＣ₀ からなる平滑回路２にて平滑
されてインバータ回路３に電源として直流電源が供給さ
れる。

【０００３】上記インバータ回路３は、例えば４個のス
イッチング素子からなるフルブリッジ回路から構成され
ており、制御回路（図示せず）により各アームのスイッ
チング素子が交互にスイッチングされて図１５（ｃ）に
示すような高周波交流が出力されるようになっている。
この高周波交流は溶接トランス４の１次巻線Ｎ₁ に印加
されて、所望の電圧に降圧されて該溶接トランス４の２
次巻線Ｎ₂ に出力される。溶接トランス４の２次巻線Ｎ
₂ には整流用ダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ からなるセンター・
タップ型の単相全波整流回路が設けられている。

【０００４】ダイオードＤ₁ ，Ｄ₂ のカソード側と２次
巻線Ｎ₂ のセンター・タップには２次側導体５，６が接
続されていて、２次側導体５，６の先端には一対の電極
７，８が設けられている。そして電極７，８にて母材
（例えば２枚の板）９を加圧して商用周波数の何サイク
ルかの間インバータ回路３のスイッチング素子をスイッ
チングさせて溶接トランス４の出力をダイオードＤ₁ ，
Ｄ₂ で整流して図１５（ｄ）に示すような直流電流（溶
接電流）を一定期間母材９に流して抵抗溶接を行う。

【０００５】ところで、抵抗溶接装置には上記のような
インバータ直流式や単相交流式が既に存在しており、適
宜に使用されている。単相交流式は溶接トランスの２次
側の整流器が不要となり、その分小型化が可能となる。
また、単相交流式の最大の特徴は、溶接トランスの１次
側には出力調整を兼ねたスイッチング素子である安価な
サイリスタがあるだけで、装置全体の価格が安いことで
ある。したがって単相交流式の抵抗溶接装置は広く使用
されている。更には図４に示すように交流式の場合は電
極寿命が長いという特徴を有している。図４は打点回数
とナゲット径の関係を示すものであり、詳細は実施例の
部分で説明するが、定電流制御のインバータ直流式の１
８００回と、定電圧制御のインバータ直流式の２９００
回に比べて単相交流式の方が３１００回と電極寿命が長
い。

【０００６】ところがインバータ直流式の場合において
は、ナゲットを形成する溶接電流範囲が単相交流式の場
合と比べて約２〜４倍であり、溶接部の散り（splash）
の少ない安定した溶接が可能である。また、所定のナゲ
ット径（４√ｔ：ｔは板厚）を得るのに必要な溶接電流
は、単相交流式では例えば８７００Ａ位からであり、イ
ンバータ直流式では５６００Ａ位からであり、そのた
め、インバータ直流式の方が単相交流式と比べて低い溶
接電流で溶接が可能となる。

【０００７】そこで、装置の費用が安価な単相交流式で
あっても、安定した電流範囲での溶接、低い溶接電流で
の溶接という観点から考えると、インバータ直流式が多
く使用されている。特に、施工の難易度、溶接品質など
の面では、熱伝導の良いアルミニウム合金などにはゼロ
クロスの無い直流が有利（溶接電流の安定範囲が広い）
であり、散りを嫌う場合にも同様である。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところが上記のように
種々の有利な点を備えているインバータ直流式に限らず
単相や三相整流式の直流式は、溶接電流を供給する電極
７，８の極性がプラス、マイナスに固定されるため、交
流式では現れない下記に示すような多くの問題を有して
いる。 被溶接物と接触する電極先端部の変形が陽極
に偏り、接触面積が広がるため電流密度が低下し、その
ため、電極寿命が交流式と比較して短い。 整流器で
の電圧降下は電力損失となり、交流式と比較して消費電
力が大きい。 整流器及びこの整流器を冷却するため
の冷却板の価格が高い。 溶接トランスは小型・軽量
化されるが、整流器及び冷却板が必要なため、総合的に
は期待される小型・軽量化が実現できない。 被溶接
物が磁化される場合があり、残留磁気により品質不良と
なる場合がある。 アルミニウム合金などでは、ナゲ
ットが板厚方向に偏り品質不良となったり、溶接が困難
な場合がある。 メッキ鋼板の種類によっては、極性
を逆にしないと溶接が困難な場合がある。 上記と
類似した現象として、特にシリーズ通電の場合には、打
痕や圧痕、焼けなどの表面状態が極性によって異なり、
品質不良となったり、溶接が困難な場合がある。

【０００９】そこで本出願人は上記の問題を解決すべ
く、インバータ直流式の抵抗溶接装置と交流式の抵抗溶
接装置とのそれぞれの長所を合わせ持ったインバータ制
御交流式抵抗溶接装置及びインバータ制御交流式抵抗溶
接方法を既に出願した。しかしながら、インバータ制御
交流式においても溶接電流の立ち上がりが悪く、熱損失
が大きいという問題が新たに生じた。また、溶接電流の
立ち上がりと立ち下がりとを急峻にした場合に、そこで
の電流変化が大きく、通電による振動音が作業者とその
周辺に不快騒音となり、作業環境を悪化させ、溶接機器
に寿命面で悪影響を及ぼすという問題が生じた。さらに
従来の単相交流式でのシーム溶接においては、通電時間
と休止時間とが商用電源の周波数に依存してしまい、溶
接速度の向上が図れないという問題があった。

【００１０】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、インバータ制御直流式における問題を解決し、
単相交流式の特徴を併せ持たせるようにしたものであ
り、特に、シーム溶接での溶接速度を向上させ、また、
溶接電流の立ち上がりを急峻にして熱的な損失を最小限
にし、さらに、溶接電流の立ち上がりと立ち下がりに発
生する振動音の発生を無くしたインバータ制御交流式抵
抗溶接装置を提供することを目的としたものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】そこで本発明の請求項１
記載のインバータ制御交流式抵抗溶接装置では、商用電
源を整流する整流回路１と、この整流回路１の出力を平
滑する平滑回路２と、この平滑回路２にて直流化された
直流電源が電源として供給されスイッチング素子Ｑ₁ 〜
Ｑ₄ からなるインバータ回路３と、このインバータ回路
３の出力が１次巻線Ｎ₁ に印加される溶接トランス４
と、この溶接トランス４の２次側導体５，６の両端に設
けられ母材９を抵抗溶接する一対の電極７，８と、上記
インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ をＰＷ
Ｍ制御によりスイッチングさせて正側に一定期間高周波
発振させると共に、上記正側の発振後に負側に一定期間
高周波発振させて上記溶接トランス４の２次側に台形波
交流を出力させるインバータ制御装置１０とを備え、溶
接電流の立ち上がり時間と立ち下がり時間とを短縮する
ため、上記台形波交流の各半サイクル毎の開始時におけ
る１つ目又は１つ目から複数のパルスのオン期間幅を、
溶接電流が設定値まで立ち上がるまで広げていることを
特徴としている。

【００１２】また、請求項２記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接装置では、台形波交流が立ち上がってからの
パルスのオン期間幅を狭めていることを特徴としてい
る。

【００１３】請求項３記載のインバータ制御交流式抵抗
溶接装置では、商用電源を整流する整流回路１と、この
整流回路１の出力を平滑する平滑回路２と、この平滑回
路２にて直流化された直流電源が電源として供給されス
イッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ からなるインバータ回路３
と、このインバータ回路３の出力が１次巻線Ｎ₁ に印加
される溶接トランス４と、この溶接トランス４の２次側
導体５，６の両端に設けられ母材９を抵抗溶接する一対
の電極７，８と、上記インバータ回路３のスイッチング
素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ をＰＷＭ制御によりスイッチングさせて
正側に一定期間高周波発振させると共に、上記正側の発
振後に負側に一定期間高周波発振させて上記溶接トラン
ス４の２次側に台形波交流を出力させるインバータ制御
装置１０とを備え、上記台形波交流の各半サイクル毎の
少なくとも立ち下がり部分から前の１つ目又は１つ目か
ら複数のパルスのオン期間幅を、溶接電流の立ち下がり
に丸みを持たせるために狭めていることを特徴としてい
る。

【００１４】

【作用】請求項１記載のインバータ制御交流式抵抗溶接
装置によれば、台形波交流の各半サイクル毎の開始時に
おける１つ目又は１つ目から複数のパルスのオン期間幅
を、溶接電流が設定値まで立ち上がるまで広げているこ
とにより、溶接電流の立ち上がりを急峻にすることがで
きる。これにより溶接電流の立ち上がり及び立ち下がり
の熱的な損失を最小限にすることができる。

【００１５】請求項２記載のインバータ制御交流式抵抗
溶接装置によれば、溶接電流が急峻に立ち上がった後に
パルスのオン期間幅を狭めていることで、平坦部２３で
の溶接電流の増加を抑えることができる。これにより熱
振動を防止し、溶接の安定範囲が狭くなるのを防止する
ことができる。

【００１６】また、請求項３記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接装置によれば、台形波交流の各半サイクル毎
の少なくとも立ち下がり部分から前の１つ目又は１つ目
から複数のパルスのオン期間幅を、溶接電流の立ち下が
りに丸みを持たせるために狭めているため、台形波交流
の少なくとも平坦部２３から立ち下がりの部分に丸みを
持たせることができる。したがって溶接電流の立ち下が
りの部分での電流変化が比較的滑らかとなり、結果的に
磁気的な変化も滑らかとなって振動音を小さくすること
ができる。そのため、作業者とその周辺に不快な騒音を
与えることがなく、作業環境も悪化せず、しかも溶接機
器の寿命も短くなることがない。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
するが、まず本発明の実施例を説明する前に本発明の前
提（基本）となる前提発明１の構成及び溶接方法につい
て詳述する。

【００１８】図１は本発明のブロック回路図（ブロック
回路図としては、本発明の実施例も前提発明も同様であ
る。）を示し、溶接トランス４、インバータ回路３等は
従来と同様の構成であり、１０は上記インバータ回路３
を制御するインバータ制御装置である。また、図１４に
示す従来の構成とは異なり、整流器（ダイオードＤ₁，
Ｄ₂ ）は使用していない。上記インバータ回路３に電源
を供給する構成は図１４の従来例と同様であるので、図
１では整流回路１や平滑回路２は図示していない。

【００１９】インバータ回路３は、４つのスイッチング
素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のフルブリッジ回路で構成されており、
スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ は、例えば、ＩＧＢＴ(Ins
ulated Gate Bipolar Transistor) やトランジスタなど
の半導体スイッチング素子で構成している。スイッチン
グ素子Ｑ₁ とＱ₄ 、Ｑ₃ とＱ₂ のそれぞれの接続点間に
溶接トランス４の１次巻線Ｎ₁ を介装し、溶接トランス
４の２次巻線Ｎ₂ としての２次側導体５，６の先端には
電極７，８がそれぞれ設けられている。そして、母材９
の両側に上記電極７，８を配置して周知のように抵抗溶
接を行うものである。

【００２０】インバータ制御装置１０は図１に示すよう
に、基本タイミング発生回路１１、ＰＷＭ回路１２、ド
ライバー１３、波形整形回路１４、偏磁防止回路１５、
Ａ／Ｄ変換器１６、補正回路１７、指令回路１８等で構
成されている。なお、上記補正回路１７及び指令回路１
８は実際にはソフトウエアによる処理にて行っている。
また、ドライバー１３の出力はスイッチング素子Ｑ₁ 〜
Ｑ₄ のベースにそれぞれ入力されており、ドライバー１
３の出力信号により各スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ をス
イッチング制御するようになっている。さらに、溶接ト
ランス４の１次巻線Ｎ₁ 側、つまりインバータ回路３の
出力側にはカレントトランス２１が設けてあり、その出
力が波形整形回路１４に入力されている。

【００２１】基本タイミング発生回路１１は上記インバ
ータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ₄ を高周波で発
振させるべく所定の範囲の周波数を出力する回路であ
り、例えば１０〜３０ｋＨｚの間の任意の周波数が発振
可能としてある。ＰＷＭ回路１２は溶接時において所定
の電圧値、あるいは所定の電流値になるようにスイッチ
ング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のオン期間幅を制御するものであ
り、またスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ は、Ｑ₁ とＱ₂ 、
Ｑ₃ とＱ₄ がそれぞれオン、オフ制御する機能を有して
おり、ＰＷＭ回路１２からの出力がドライバー１３を介
してスイッチング素子Ｑ₁ とＱ₂ 、Ｑ₃ とＱ₄ をそれぞ
れ交互にオンまたはオフするように駆動制御している。

【００２２】インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁
〜Ｑ₄ のスイッチング動作により溶接トランス４の出力
電流は後述するように台形波交流となるが、その前に図
１に示すブロック回路図の全体の動作を説明する。まず
操作者がスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のスイッチング周
波数と上記台形波交流の周波数を予め設定し、その設定
値に対応した信号が補正回路１７、指令回路１８を介し
てＰＷＭ回路１２に入力され、ＰＷＭ回路１２はドライ
バー１３を介してスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂（又はＱ₃
，Ｑ₄ ）をスイッチングさせる。インバータ回路３を
定電流制御する場合ではカレントトランス２１の２次出
力が波形整形回路１４を介してＡ／Ｄ変換器１６に入力
され、その検出値が補正回路１７に入力される。そして
補正回路１７で設定値と検出値とを比較して定電流とな
るように指令回路１８を介してＰＷＭ回路１２を制御し
てスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のオン期間幅を制御す
る。なおこの場合は溶接トランス４の１次側で設定した
電流値となるように制御される。もちろん電流値は任意
に設定可能である。

【００２３】一方溶接トランス４の偏磁現象を防止する
ために上記波形整形回路１４からの出力が偏磁防止回路
１５にも入力されており、溶接トランス４が磁気飽和し
かけた時に偏磁防止回路１５の出力にてＰＷＭ回路１２
をスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のオン期間幅が小さくな
るように制御してスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ に過大な
電流が流れるのを防止して、スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ
₄ が破壊するのを阻止している。また定電圧制御の場合
には、溶接トランス４の１次巻線Ｎ₁ と並列にパルスト
ランスを接続し、該パルストランスの２次側の出力電圧
を検出し、その検出出力を補正回路１７側にフィードバ
ックして定電圧制御を行う。

【００２４】ここで、図２（ａ）はインバータ回路３の
出力電圧を示し、図２（ｂ）は溶接トランス４の出力電
流を示している。図２に示す時刻ｔ₁ 〜時刻ｔ₂ までの
期間インバータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ とＱ₂ が
１０ｋＨｚのスイッチング周波数でオンオフし、また他
方のアームのスイッチング素子Ｑ₃ とＱ₄ はオフしてい
る。次に、時刻ｔ₂ 〜時刻ｔ₃ の期間では、スイッチン
グ素子Ｑ₁ とＱ₂ がオフしており、スイッチング素子Ｑ
₃ とＱ₄ が１０ｋＨｚのスイッチング周波数でオンオフ
するようにしている。そしてこのスイッチング動作を所
定の商用電源のサイクル数だけ繰り返して母材９の溶接
を行う。すなわち、図２の時刻ｔ₁ 〜時刻ｔ₂ では溶接
トランス４の出力電流が正の極性（正側の直流電流）と
なり、時刻ｔ₂ 〜時刻ｔ₃ では溶接トランス４の出力電
流が負の極性（負側の直流電流）となる。したがって溶
接トランス４の出力電流は全体として図２（ｂ）に示す
ような台形波交流となり、この台形波交流により母材９
を抵抗溶接する。

【００２５】溶接トランス４の出力電流、つまり台形波
交流の周波数としては、従来より慣習的に用いられてい
る商用電源のサイクル管理ができるように、商用電源の
周波数の２〜５倍の１００〜３００Ｈｚとしている。図
２に示す場合では、台形波交流の周波数を２倍の１００
Ｈｚ（または１２０Ｈｚ）としているので、１００Ｈｚ
の場合は１周期が１０ｍｓｅｃであり、１２０Ｈｚの場
合には８．３ｍｓｅｃである。したがって商用電源のサ
イクル管理ができるために、操作者は従来の装置と同様
に何ら違和感は感じないものである。

【００２６】このように上記台形波交流の周波数は、従
来の制御装置の時間設定単位である商用電源のサイクル
管理を継承して、使用者の操作に対する違和感をなくす
ためにしているものであり、技術的にはこれに限定され
るものではない。したがって溶接トランス４の２次側出
力の台形波交流の周波数を、商用電源の２〜５倍の範囲
内の１００Ｈｚ〜３００Ｈｚの間であれば、１Ｈｚ単位
で可変制御するようにしても良いものである。またイン
バータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のスイッチ
ング周波数も１０〜３０ｋＨｚの範囲内で任意の周波数
に設定可能としてある。このスイッチング周波数を１０
〜３０ｋＨｚとしているのは、台形波交流の正側，負側
のそれぞれの半周期に多数のパルスを持たせて、溶接ト
ランス４に磁気飽和が生じた場合に最初の複数のパルス
で出力電流を絞る方向に制御し、残りのパルスで定電流
あるいは定電圧制御を可能にすることが主な理由であ
る。これにより溶接トランス４の偏磁現象の制御が容易
となり、スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の破壊を防止する
ことができる。

【００２７】ここで、図３は母材９のナゲット形成温度
に至るまでの時間を各溶接方法毎に示したものであり、
所謂コンデンサ式では一気に放電するためにナゲット形
成温度に至る時間は最も早いＰ₁ である。その次に早い
のが従来のインバータ制御直流式であり、Ｐ₂ である。
しかしながらこのインバータ制御直流式は従来例で説明
したように多くの問題点を有している。そして、安価な
単相交流式ではインバータ制御直流式における問題点を
有していないものの、ナゲット形成温度に至る時間が最
も遅いＰ₃ である。また単相交流式も従来例で説明した
ように高い溶接電流を必要としたり、安定溶接電流の範
囲が狭いという問題を有している。そこで本発明の前提
発明１における台形波交流式でのナゲット形成温度に至
る時間Ｐ₄ はインバータ制御直流式の場合と略近似した
特性となり少し遅いものの、単相交流式の場合と比較し
た場合には比較的早くナゲット形成温度に至る。

【００２８】また図４は合金化亜鉛めっき鋼板における
打点数とナゲット径との関係を示し、電極の寿命が従来
の定電流式インバータ制御直流式では１８００回、定電
圧式インバータ制御直流式では２９００回、従来の交流
式では３１００回である。しかし本発明の前提発明１に
おける台形波交流式では３９００回と大幅に寿命が延び
ている。これは台形波交流式なので電極の極性が偏ら
ず、交流式と比較して低い溶接電流で溶接が可能となる
からである。

【００２９】また、台形波交流式では、正負交互に直流
の溶接電流が流れるために、単相交流式の場合と比べて
一定期間では直流式的に溶接を行うことになるので、低
い溶接電流で溶接が可能となり、また単相交流式と比べ
て溶接電流の広い範囲にわたって溶接部の散りの少ない
安定した溶接が可能となる。さらに、台形波交流式で
は、従来のように溶接トランス４の２次側の整流器が不
要となり、整流器での電圧降下における電力損失がなく
なり、且つ交流式と比較して低い溶接電流で溶接が可能
となるため、消費電力量を大幅に少なくすることができ
る。また、本発明の前提発明１における台形波交流式で
は上記の整流器及び、この整流器を冷却するための冷却
板が不要となるため、小型，軽量化が実現できる。

【００３０】また従来のインバータ制御直流式において
は、電極の極性が固定化されていたため、被溶接物が磁
化されて残留磁気により品質不良となる場合があった
が、本発明の前提発明１における台形波交流式では従来
の交流式と比較して低い溶接電流で溶接が可能となるた
め、残留磁気を交流式以下にできて、残留磁気による品
質不良を防止することが可能となる。

【００３１】さらに従来、インバータ制御直流式におい
てアルミニウム合金などではナゲットが板厚方向に偏り
品質不良となったり、溶接が困難な場合があったが、本
発明の前提発明１における台形波交流式では従来の交流
式と同様にナゲットが板厚方向に偏ることなく溶接がで
き、不良の発生を防止でき、しかも溶接も容易にでき
る。また、従来のインバータ制御直流式では、めっき鋼
板の種類によって極性を逆にしないと溶接が困難な場合
があったが、本発明の前提発明１における台形波交流式
では、台形波交流なので一定期間毎に極性が逆になるの
で、めっき鋼板の種類を問わずに容易に溶接が可能とな
る。特にシリーズ通電の場合においても、一定期間毎に
極性が逆になるので、打痕や圧痕、焼けなどの表面状態
が異なることはなく、不良の発生を防止し、且つ溶接も
容易となる。

【００３２】また一般のインバータ制御直流式では、制
御装置と専用の溶接トランスが必要であるが、台形波交
流式では、溶接トランスは従来の交流式用を使用するこ
とができるため、応用範囲が広く設備金額を抑えること
が可能である。例えば、現在使用している交流式溶接機
を、本発明の前提発明１における台形波交流式として溶
接性を改善する場合には、制御装置を従来型の本発明の
台形波交流式（本発明の前提発明１におけるインバータ
制御装置）とするだけで実現でき、そのため、溶接トラ
ンス単体の費用、溶接トランスの交換費用が不要であ
り、工期の短縮にもなり、経済効果が極めて大きい。

【００３３】図５はインバータ回路３の他の実施例を示
し、ハーフブリッジで構成した場合である。すなわち、
スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ 、コンデンサＣ₁ ，Ｃ₂ で
インバータ回路を構成している。なお本発明に用いるイ
ンバータ回路３の構成としては、図１に示すフルブリッ
ジや、図５に示すハーフブリッジのいずれの構成でも良
いが、例えば、大容量機（２００Ｖ系は１５ｋＶＡ、４
００Ｖ系は３０ｋＶＡ程度を境に）はフルブリッジ、こ
れ以下はハーフブリッジと使い分けるようにしても良
い。

【００３４】また、図１に示すインバータ回路３のスイ
ッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の動作としては、スイッチング
素子Ｑ₁ とＱ₂ またはＱ₃ とＱ₄ とを同時にスイッチン
グさせているが、例えば、スイッチング素子Ｑ₁ をオン
状態としておき、スイッチング素子Ｑ₂ を高周波（１０
ｋＨｚ）でスイッチングさせるようにしても良い。

【００３５】また、本溶接装置の商用電源としては単相
交流でも、三相交流の場合でも本発明を適用することが
できる。三相交流の場合には電源設備を安価に構成する
ことができる。この理由は以下の通りである。すなわ
ち、比較的容量の大きい電源設備に使用される機器や部
品は、その負荷が主として三相交流機であることから、
三相仕様が標準的で単相仕様は特殊で高価となる。一般
的な生産工場内の配線は三相であって、この三相設備に
単相の負荷を接続すれば電圧降下が大きくなり、他の機
器に悪影響を与える可能性が大きい。これを避けるため
には、上記の三相用設備とは別の単相用設備が必要とな
る。溶接機が三相入力であれば、容量に余裕が有れば付
加工事の必要がなく、容量不足の場合には不足している
箇所だけを補強すれば良いため、総合的に安価となる。
さらに、電力会社の線路のインピーダンスが大きい場合
には、電圧フリッカの恐れがあり、三相の線電流の大き
さは単相の１／√３となり、電圧フリッカに対する余裕
が大きくなる。

【００３６】次に、上記前提発明１を改良した前提発明
２について説明する。上記のインバータ制御交流式、つ
まり台形波交流の特徴は上記に述べたように、インバー
タ式の特徴である高速精密制御と平滑な溶接電流によ
り、直流式の短所を解消して交流式の長所を兼ね備えた
溶接機である。交流式での平滑な溶接電流の理想形が矩
形波であるが、溶接回路の抵抗分Ｒとリアクタンス分Ｌ
により、溶接電流には立ち上がり時間と立ち下がり時間
が存在する。これらの時間は全てではないものの、溶接
箇所での発熱が減少するため好ましくない。そこで、上
記台形波交流の発振周波数を低くすれば、これらの回数
が減り、結果的に熱効率が向上するが、この場合には、
溶接トランスの鉄心を大きくしなければならない。

【００３７】ところで、図６は単相交流式でのシーム溶
接における溶接電流と、これにより形成されるナゲット
２２を示している。図６（ａ）に示すように通電時間を
商用電源の２サイクルとし、休止時間（冷却時間）を商
用電源の１サイクルとした通常のシーム溶接である。こ
こで、１つの通電時間で１つのナゲット２２を形成し、
休止時間は既成のナゲット２２への分流を防止するため
に必要である。また、休止時間があってもナゲット２２
が抜けずに連続して形成されるのは、シーム溶接の場合
は電極が円板であり、真下のみでなく、真下とその前後
に溶接電流が流れるためである。

【００３８】上記のシーム溶接では溶接位置を移動しな
がら、通電と休止を繰り返し溶接する方法であり、従来
の単相交流式におけるシーム溶接は、この通電と休止の
タイミングは商用電源の周波数に依存せざるを得ない。
つまり、交流式でのシーム溶接における通電時間と休止
時間とは、商用電源の周波数の半サイクル、又はサイク
ル数により決まってしまい、通電時間と休止時間とを任
意に設定することができない。したがって、通電の周期
は商用電源の周波数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の半サ
イクル、１サイクル又は連続した数サイクルとならざる
を得ない。シーム溶接の溶接条件は、スポット溶接での
通電時間、溶接電流、加圧力に加え溶接速度があり、こ
の周波数に依存するタイミングと溶接速度には密接な関
係があり、速度アップに支障を来している。

【００３９】そこで、この前提発明２ではシーム溶接に
おける通電時間と休止時間とを任意に設定できるように
して、溶接速度をアップするようにしたものである。先
ず、図１に示す指令回路１８、ＰＷＭ回路１２により制
御されるインバータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ
₄ の発振周波数を先の前提発明１とは異なり、２〜５ｋ
Ｈｚとして、台形波交流の出力周波数を商用電源の周波
数（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）より低く設定している。
なお、これらスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の発振周波数
の制御や、台形波交流の出力周波数の制御はインバータ
制御装置１０により行なわれる。

【００４０】図７では台形波交流自体の周波数は、例え
ば２５Ｈｚ（４０ｍｓｅｃ）または３０Ｈｚ（３３．３
ｍｓｅｃ）としている。そして、シーム溶接における通
電時間を台形波交流の１サイクル、休止時間を任意の時
間（例えば、台形波交流と同じ１サイクル）にしてい
る。この休止時間はインバータ回路３のスイッチング素
子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を全てオフさせることで、任意の時間を設
定することができる。また、インバータ制御交流式での
通電時間の単位は、スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のオン
オフしている時間を可変させることで、任意に設定可能
である。特に、スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の発振周波
数を先の前提発明１より低くしていることと、商用電源
の周波数より低い周波数（この例では２５Ｈｚまたは３
０Ｈｚ）にしていることにより、商用電源の周波数より
高くした場合と比べて正側から負側、負側から正側に移
行する回数が減って、その分熱効率をさらに有効に活用
することができる。

【００４１】ここで台形波交流の周波数であるが、熱効
率を有効に活用するという観点から商用電源の周波数よ
り低くしているが、周波数を下げていってインバータ直
流式の欠点が生じない周波数から、商用電源の周波数
（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の直前までである。そし
て、その周波数の範囲内では１Ｈｚ毎に設定が可能であ
り、任意の周波数の台形波交流を使用することができ
る。なお、台形波交流の周波数を低くしていく場合に
は、溶接トランス４の鉄心の断面積を大きくする必要が
ある。また、図７（ｂ）に示す通電時間と休止時間とは
別個に任意の時間を設定することができる。

【００４２】このようにしてこの前提発明２では、イン
バータ回路３のスイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ の発振周波
数を先の前提発明１より低い２〜５ｋＨｚとし、また台
形波交流の周波数を商用電源の周波数より低くしている
ことで、溶接時での熱効率を更に有効に活用することが
できる。さらに、インバータ制御交流式では、通電時間
と休止時間とを任意に設定できるので、溶接に最適な周
波数を選択でき、シーム溶接における溶接速度をアップ
することができる。なお、実験例では従来の単相交流式
の場合と比べて、溶接速度を約５０％アップさせること
ができた。

【００４３】（実施例１）次に、請求項１に対応した本発明の実施例について詳述
する。 ところで、図１に示すインバータ回路３のスイッ
チング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ のオンオフ制御は、ＰＷＭ回路１
２によりＰＷＭ制御されており、スイッチング素子Ｑ₁
〜Ｑ₄ のオン期間幅は各パルスとも同じ幅である。この
状態を図８に示す。スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ または
Ｑ₃ ，Ｑ₄ は、正側または負側においてパルスｐ₁ 〜ｐ
_n にてそれぞれオンオフ制御されており、これらのパル
スｐ₁ 〜ｐ_n は図示するように同じオン期間幅のパルス
であり、また周波数も同一である。そのため、図８に示
すように溶接電流の立ち上がりが緩くなっており、ここ
での熱的な損失が大きくなる。

【００４４】図８（ａ）に示すように、パルスｐ₁ 〜ｐ
_n が全て同じオン期間幅であるため、最初のパルスｐ₁
で溶接電流が急峻に立ち上がらず、以下のパルスｐ₂ 、
ｐ₃・・・で緩やかに立ち上がっていく。結果的に図８
（ｂ）に示すように、立ち上がりが長い溶接電流とな
る。このように、通常のＰＷＭ制御では基本発振周波数
が予め設定されているため、パルス幅は最大に広げても
各パルス間には極短時間ではあるが、オフ期間が存在し
て電流の立ち上がりを長くするという問題がある。

【００４５】そこで、本実施例では図９に示すように、
最初のパルスｐ₁ 、または最初のパルスｐ₁ と２個目の
パルスｐ₂ の周波数を低くすると共に、パルスのオン期
間幅を広くとって電流の立ち上がりを急峻にするように
したものである。すなわち、溶接電流の立ち上がり時間
と立ち下がり時間を短縮するため、台形波交流の各半サ
イクルの開始時に溶接電流が設定値まで立ち上がるま
で、インバータ制御の基本発振周波数とは異ならしめて
（基本発振周波数より低くして）、設定電流と負荷に見
合ったパルス幅としている。図９（ａ）では、１個目の
パルスｐ₁ と２個目のパルスｐ₂ のオン期間幅を、以後
のパルスｐ₃ ・・・より広くして、各半サイクルの開始
時に溶接電流が設定値まで急峻に立ち上がるようにして
いる。

【００４６】もちろん１個目のパルスｐ₁ で溶接電流が
急峻に立ち上がれば、オン期間幅の広いパルスはパルス
ｐ₁ のみでよい。また、所望の立ち上がりが得られるま
で、３個以上のパルスのオン期間幅を広げるようにして
も良い。

【００４７】ここで、溶接電流の急峻な立ち上がり特性
を得るために、本実施例ではパルスｐ₁ 又はパルスｐ
₁ ，ｐ₂ のオン期間幅を他のパルスｐ₃ ・・・のオン期
間幅より広げるために周波数を低く制御しているもので
あり、立ち上がりの部分はＦＭ変調、それ以後はＰＷＭ
制御としている。なお、溶接電流の所望の立ち上がり特
性が得られれば、パルスｐ₁ 〜ｐ_n の周波数を一定とし
て、ＰＷＭ制御によりパルスｐ₁ あるいはパルスｐ₁ ，
ｐ₂ のオン期間幅を広げるようにしても良い。

【００４８】このように本実施例では、台形波交流の各
半サイクルの開始時でのパルスのオン期間幅を広げるこ
とで、溶接電流の立ち上がりを急峻にすることができ
る。これにより溶接電流の立ち上がり及び立ち下がりの
熱的な損失を最小限にすることができる。なお、台形波
交流の立ち下がり時は、特に制御しなくても急峻となっ
ているので、立ち上がりを急峻することで、台形波交流
の立ち上がり、立ち下がり時での熱的な損失を最小限に
できる。

【００４９】また、図９（ａ）では立ち下がり付近より
前のパルスｐ_n ・・・のオン期間幅を他のパルスｐ₃ 、
ｐ₄ ・・・より狭く図示しているが、パルスｐ₃ 〜パル
スｐ_n を全て同じオン期間幅とした場合の実測例を図１
０（ａ）に示す。台形波交流の溶接電流が立ち上がった
後のパルスｐ₃ 〜パルスｐ_n のオン期間幅が同じなの
で、溶接電流の平坦部２３は立ち下がり部分まで徐々に
上昇している。台形波の平坦部２３での溶接電流は、定
電流制御では溶接回路に磁気エネルギーが蓄積されて増
加する。この台形波の平坦部２３での溶接電流の増加
は、熱振動の原因となり、溶接の安定範囲を狭くしてし
まう。

【００５０】（実施例２） 次に、請求項２に対応した実施例について説明する。 そ
こで、台形波の平坦部２３で溶接電流が増加しないよう
に、図９（ａ）に示すように溶接電流が立ち上がってか
らのパルスのオン期間幅を狭めている。図示例ではパル
スｐ₄ 以降のパルスｐ₅ 〜パルスｐ_n のオン期間幅を狭
くして、台形波の平坦部２３での溶接電流の上昇を防い
でいる。この状態の台形波の溶接電流（出力電流）の波
形（実測例）を図１０（ｂ）に示す。なお、これらのパ
ルスのオン期間幅の制御はＰＷＭ制御でも、あるいは上
述のＦＭ変調による制御でも良い。このように本実施例
では、台形波の平坦部２３での溶接電流の増加を抑える
ことで、熱振動を防止し、溶接の安定範囲が狭くなるの
を防止している。

【００５１】（実施例３）次に、請求項３に対応した実施例について説明する。 本
発明のインバータ制御交流式（台形波交流式）とは異な
り、従来あるいは一般的な単相交流式では、溶接トラン
スの１次側でサイリスタによる位相制御を行なっても、
溶接電流の波形は連続又は断続した正弦波のため、電流
変化は比較的滑らかである。結果的に磁気的な変化も滑
らかで、振動音も比較的小さい。ところが、先の実施例
１に示すように溶接電流の立ち上がりと立ち下がりを急
峻にした場合、あるいは図１１に示す通常の台形波交流
の場合には立ち上がりと立ち下がりが比較的急峻であ
る。そのため、溶接電流の立ち上がりと立ち下がりの部
分での電流変化が大きく、通電による振動音が発生し、
その振動音が作業者とその周辺に不快騒音となり、作業
環境を悪化させ、溶接機器に寿命面で悪影響を及ぼす。
つまり上記の振動は、溶接トランスと溶接電流を流す２
次導体及び機体周りに緩みと疲労を与え、機械的な寿命
を短くする原因となるものである。

【００５２】そこで本実施例では、図１２（ａ）に示す
ように、台形波交流の各半サイクルの最後、あるいは最
終付近のパルス幅を他のパルスより狭くして、台形波の
立ち上がりから平坦部２３に至る部分、平坦部２３から
立ち下がりの部分に丸みを持たせるようにしている。こ
こで、溶接電流の立ち下がりに丸みを持たせるためのパ
ルスの数は特に限定されるものではなく、適宜の数のパ
ルスの幅を狭くすることで溶接電流の立ち下がりの部分
で丸みを持たせて振動が発生しなければ良い。

【００５３】なお、実際の溶接電流の立ち上がりから平
坦部２３に至る部分は図１０に示すように丸みを有して
おり、実際に対策が必要な箇所は平坦部２３から立ち下
がりに至る部分である。したがって、本実施例では図１
２（ａ）に示すように台形波の立ち下がりの部分に対応
したパルスで幅を狭くしている。もちろん、台形波の立
ち上がりが急峻であれば、立ち上がりの急峻さと、振動
の発生との兼ね合いから、立ち上がりの部分において
も、ある程度の丸みを持たせるようにする。なお、これ
らのパルスのオン期間幅の制御はＰＷＭ制御でも、ある
いは上述のＦＭ変調による制御でも良い。

【００５４】このように溶接電流の立ち上がりから平坦
部２３に至る部分と平坦部２３から立ち下がりに至る部
分に丸みを持たせることで、電流変化が比較的滑らかと
なり、結果的に磁気的な変化も滑らかとなって振動音を
小さくすることができる。そのため、作業者とその周辺
に不快な騒音を与えることがなく、作業環境も悪化せ
ず、しかも溶接機器の寿命も短くなることがない。な
お、溶接電流の立ち上がりと立ち下がりの部分に若干の
丸みを持たせているために、溶接の安定範囲に若干の影
響を与えるが、その影響は５〜１０％程度なので、特に
問題はない。

【００５５】図１３は各種電源方式の電極短絡における
入力特性を示し、溶接機自体は同じ物を使用し、電源方
式を単相交流式、インバータ直流式、本発明のインバー
タ制御交流式（台形波交流式）の場合について入力電力
（ｋＶＡ）、消費電力（ｋＷ）を測定したものである。
短絡電流は単相交流式では２０ｋＡまでしかとれない
が、台形波交流式では２４ｋＡまでとれる。インバータ
直流式では２１ｋＡまでである。また、入力ｋＶＡも台
形波交流式の方が単相交流式よりも小さい。さらに、消
費電力（ｋＷ）では、インバータ直流式と比べて台形波
交流式の方が２０ｋＷ程度低い。

【００５６】なお、上記各前提発明や実施例におけるス
イッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ₄ を所定のオン期間幅でスイッ
チング制御させるのは、インバータ制御装置１０にてそ
れぞれ行なうようにしている。また、上記各前提発明や
実施例１〜３においては、それぞれ単独で好ましい実施
例として説明したが、各実施例を２つあるいはそれ以上
を組み合わせるようにしても良い。

【００５７】

【発明の効果】請求項１記載のインバータ制御交流式抵
抗溶接装置によれば、溶接電流の立ち上がり時間と立ち
下がり時間とを短縮するため、台形波交流の各半サイク
ル毎の開始時における１つ目又は１つ目から複数のパル
スのオン期間幅を、溶接電流が設定値まで立ち上がるま
で広げていることにより、溶接電流の立ち上がりを急峻
にすることができる。これにより溶接電流の立ち上がり
及び立ち下がりの熱的な損失を最小限にすることができ
る。

【００５８】請求項２記載のインバータ制御交流式抵抗
溶接装置によれば、溶接電流が急峻に立ち上がった後に
パルスのオン期間幅を狭めていることで、平坦部での溶
接電流の増加を抑えることができる。これにより熱振動
を防止し、溶接の安定範囲が狭くなるのを防止すること
ができる。

【００５９】また、請求項３記載のインバータ制御交流
式抵抗溶接装置によれば、台形波交流の各半サイクル毎
の少なくとも立ち下がり部分から前の１つ目又は１つ目
から複数のパルスのオン期間幅を、溶接電流の立ち下が
りに丸みを持たせるために狭めているため、台形波交流
の少なくとも平坦部から立ち下がりの部分に丸みを持た
せることができる。したがって溶接電流の立ち下がりの
部分での電流変化が比較的滑らかとなり、結果的に磁気
的な変化も滑らかとなって振動音を小さくすることがで
きる。そのため、作業者とその周辺に不快な騒音を与え
ることがなく、作業環境も悪化せず、しかも溶接機器の
寿命も短くなることがない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の前提（基本）となる前提発明１の溶接
装置のブロック回路図である。

【図２】（ａ）は本発明の前提発明１のインバータ回路
の出力電圧の波形図である。 （ｂ）は本発明の前提発明１の溶接トランスの出力電流
の波形図である。

【図３】ナゲット形成温度に至るまでの各溶接方法にお
ける通電時間を示す図である。

【図４】各溶接方法における電極寿命を示す図である。

【図５】本発明のインバータ回路の他の実施例を示す回
路図である。

【図６】（ａ）単相交流式でシーム溶接をする場合の波
形図である。 （ｂ）は単相交流式でシーム溶接をした場合のナゲット
を示す図である。

【図７】（ａ）は本発明の前提発明２のインバータ回路
の出力電圧の波形図である。 （ｂ）は本発明の前提発明２の溶接トランスの出力電流
の波形図である。

【図８】（ａ）本発明の実施例１において問題点を説明
するためのインバータ回路の出力電圧の波形図である。 （ｂ）は本発明の実施例１において問題点を説明するた
めの溶接トランスの出力電流の波形図である。

【図９】（ａ）本発明の実施例１のインバータ回路の出
力電圧の波形図である。 （ｂ）は本発明の実施例１の溶接トランスの出力電流の
波形図である。

【図１０】（ａ）は本発明の実施例１の溶接トランスの
出力電流の波形図である。 （ｂ）は本発明の実施例２の平坦部での溶接電流の増加
を防止した場合の溶接トランスの出力電流の波形図であ
る。

【図１１】本発明の実施例の通常の台形波交流の波形図
である。

【図１２】（ａ）は本発明の実施例３のインバータ回路
の出力電圧の波形図である。 （ｂ）は本発明の実施例３の溶接トランスの出力電流の
波形図である。

【図１３】本発明の実施例の各種電源方式の電極短絡に
おける入力特性を示す特性図である。

【図１４】従来例の溶接装置のブロック回路図である。

【図１５】（ａ）〜（ｄ）はそれぞれ従来例の図１４に
示す各部の波形を示す図である。

【符号の説明】

１ 整流回路 ２ 平滑回路 ３ インバータ回路 ４ 溶接トランス ５ ２次側導体 ６ ２次側導体 ７ 電極 ８ 電極 ９ 母材 １０ インバータ制御装置 ２３ 平坦部 Ｑ₁ 〜Ｑ₄ スイッチング素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−333380（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−293985（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−25886（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−115380（ＪＰ，Ａ)

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用電源を整流する整流回路（１）と、
   この整流回路（１）の出力を平滑する平滑回路（２）
   と、この平滑回路（２）にて直流化された直流電源が電
   源として供給されスイッチング素子（Ｑ₁ ）〜（Ｑ₄ ）
   からなるインバータ回路（３）と、このインバータ回路
   （３）の出力が１次巻線（Ｎ₁ ）に印加される溶接トラ
   ンス（４）と、この溶接トランス（４）の２次側導体
   （５）（６）の両端に設けられ母材（９）を抵抗溶接す
   る一対の電極（７）（８）と、上記インバータ回路
   （３）のスイッチング素子（Ｑ₁ ）〜（Ｑ₄ ）をＰＷＭ
   制御によりスイッチングさせて正側に一定期間高周波発
   振させると共に、上記正側の発振後に負側に一定期間高
   周波発振させて上記溶接トランス（４）の２次側に台形
   波交流を出力させるインバータ制御装置（１０）とを備
   え、溶接電流の立ち上がり時間と立ち下がり時間とを短
   縮するため、上記台形波交流の各半サイクル毎の開始時
   における１つ目又は１つ目から複数のパルスのオン期間
   幅を、溶接電流が設定値まで立ち上がるまで広げている
   ことを特徴とするインバータ制御交流式抵抗溶接装置。
2. 【請求項２】 台形波交流が立ち上がってからのパルス
   のオン期間幅を狭めていることを特徴とする請求項１記
   載のインバータ制御交流式抵抗溶接装置。
3. 【請求項３】 商用電源を整流する整流回路（１）と、
   この整流回路（１）の出力を平滑する平滑回路（２）
   と、この平滑回路（２）にて直流化された直流電源が電
   源として供給されスイッチング素子（Ｑ₁ ）〜（Ｑ₄ ）
   からなるインバータ回路（３）と、このインバータ回路
   （３）の出力が１次巻線（Ｎ₁ ）に印加される溶接トラ
   ンス（４）と、この溶接トランス（４）の２次側導体
   （５）（６）の両端に設けられ母材（９）を抵抗溶接す
   る一対の電極（７）（８）と、上記インバータ回路
   （３）のスイッチング素子（Ｑ₁ ）〜（Ｑ₄ ）をＰＷＭ
   制御によりスイッチングさせて正側に一定期間高周波発
   振させると共に、上記正側の発振後に負側に一定期間高
   周波発振させて上記溶接トランス（４）の２次側に台形
   波交流を出力させるインバータ制御装置（１０）とを備
   え、上記台形波交流の各半サイクル毎の少なくとも立ち
   下がり部分から前の１つ目又は１つ目から複数のパルス
   のオン期間幅を、溶接電流の立ち下がりに丸みを持たせ
   るために狭めていることを特徴とするインバータ制御交
   流式抵抗溶接装置。