JP3164136B2

JP3164136B2 - オーディオ信号電力増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置

Info

Publication number: JP3164136B2
Application number: JP4319194A
Authority: JP
Inventors: 圭西岡; 雅憲藤沢
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 1993-02-23
Filing date: 1994-02-17
Publication date: 2001-05-08
Anticipated expiration: 2016-05-08
Also published as: JPH07249945A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、オーディオ信号電力
増幅回路およびこれを用いるオーディオ装置に関し、詳
しくは、音声や演奏音等からなるオーディオ信号を増幅
して音響としてスピーカから出力する、ラジオやカセッ
トテーププレーヤ，ビデオテープレコーダ、ビデオカメ
ラ、コンポーネントステレオ装置などのオーディオ信号
を発生するような装置（これらを含めてここではオーデ
ィオ装置という）において、その出力回路の消費電力を
低減することができ、特に携帯用のオーディオ装置に適
する電力増幅回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４にオーディオ装置の例として従来の
ポータブルカセットテーププレーヤの信号再生系の回路
を簡単なブロック図で示す。１は読取ヘッド、２は、ヘ
ッドアンプ、イコライザ回路等を含む信号再生処理回
路、３は出力段アンプ、４は負荷としてのスピーカ、そ
して、５は、アンプ３とスピーカ４との間に挿入された
出力用の電解コンデンサである。

【０００３】再生時には、オーディオ信号が記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介してオーデ
ィオ信号として読出信号Ａが得られる。この読出信号Ａ
が信号再生処理回路２に入力されて、録音時の高周波バ
イアス成分が除去され、イコライジング処理などが施さ
れて、オーディオ信号Ｂが再生される。再生されたオー
ディオ信号Ｂは、最終的に出力段アンプ３に加えられて
増幅される。ここで、出力信号Ｃが生成されてこれがコ
ンデンサ５を経てスピーカ４に送出される。その結果、
スピーカ４から再生音が発生する。

【０００４】通常、トランジスタのアンプ３では、入力
段に一対の信号を生成する入力段アップ３a が設けられ
ている。オーディオ信号Ｂは、この入力段アップ３a に
より増幅されて相互に位相が１８０゜相違する一対の信
号にされる。これら信号が出力段アンプを構成するトラ
ンジスタＱ1 ，Ｑ2 に加えらえて、いわゆるプッシュプ
ル増幅されることによって、オーディオ信号Ｂが出力信
号Ｃとして電力増幅される。

【０００５】電力増幅について詳述すると、入力信号Ｂ
に応じて出力段アンプ３へ給電する電源ラインＶccの電
圧がトランジスタＱ1 で出力信号Ｃの電圧まで降下され
る。言い替えれば、トランジスタＱ1 の内部インピーダ
ンスによる降下電圧の量がオーディオ信号Ｂの波形に応
じて変化する結果として出力信号Ｃが生成される。こと
き、トランジスタＱ1 は、電源ラインＶccの電圧と出力
信号Ｃの電圧との差電圧を受け持つ。その結果として、
トランジスタＱ1 は、前記差電圧分の電力を消費する。
なお、出力段アンプの構成は、説明の都合上、図では出
力トランジスタＱ1 ，Ｑ2 だけの簡単な回路にしている
が、実際の回路としては、ドライブ回路等の周辺回路が
加わっていてもよい。

【０００６】ところで、カセットテーププレーヤは、他
のオーディオ装置と同様に、ステレオタイプのものがほ
とんどであり、この種のものは、Ｒチャンネル系に対し
てＬチャンネル系、あるいはその逆の関係でもう１つの
信号再生系（１’，２’，３’，４’，５’）を備えて
いる。そのオーディオ信号Ｂ’も同様な信号処理により
出力信号Ｃ’を発生する。したがって、前記のトランジ
スタＱ1 が受け持つ消費電力は、ステレオ装置では倍に
なる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】出力トランジスタの降
下電圧による電力は、パワー増幅用のトランジスタによ
って熱として放散される。このため、電力損失が大きい
パワートランジスタが必要になる。ここで大きな電力が
消費されるので、出力信号Ｃを生成する場合の電力効率
はよくない。このことは、特に、限られた電力のバッテ
リーで動作する携帯形のオーディオ装置では、装置の動
作時間が電力使用効率によって左右されることになるの
で問題になる。しかも、この種の装置では、長時間動作
可能なことが製品価値として極めて重要である。そこ
で、できるだけ消費電力の少ない装置であることが要請
されている。

【０００８】この発明の目的は、出力回路の消費電力を
低減することができるオーディオ信号電力増幅回路を提
供することにある。この発明の他の目的は、出力回路の
トランジスタの消費電力を低減することにより電力損失
の低いトランジスタが使用できるオーディオ信号電力増
幅回路を提供することにある。また、この発明の目的
は、オーディオ装置の出力回路の消費電力を低減するこ
とができるオーディオ装置を提供することにある。この
発明のさらに他の目的は、携帯用に適したオーディオ装
置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るこの発明のオーディオ信号電力増幅回路およびこれを
用いるオーディオ装置の特徴は、オーディオ信号を受け
てこれを増幅して出力するアンプと、電源ラインから電
力を受けて可聴周波数を超える周波数でスイッチング動
作をして前記アンプに給電するスイッチング回路と、ア
ンプの出力信号の電圧と前記の給電する電力の電圧との
差に応じて給電する電力がオーディオ信号のレベルに対
応して変化するようにスイッチング回路のスイッチング
期間を制御する制御回路とを備えている。

【００１０】

【作用】アンプと電源ラインとの間に前記のような制御
をする制御回路とスイッチング回路とを設けることによ
り、アンプへの給電電力がスイッチング制御により生成
される。しかも、アンプへの給電電力の電圧は、オーデ
ィオ信号の電圧に応じてフィードバックがかかる。そこ
で、給電電力の電圧とこのアンプの出力信号の電圧との
電位差を一定に維持するように動作させることができ、
この一定の電位差をアンプの動作に要する最低電圧か、
それ以上でも低い電圧の範囲で一定値に維持するように
することができる。その動作は、差の電圧を検出回路の
トランジスタのベースとエミッタ間に受けてこれのＯＮ
／ＯＦＦを利用してＯＮのときと、さらにＯＦＦのとき
とでそれぞれにおいて検出信号を発生することで、トラ
ンジスタのベースとエミッタ間の１Ｖｆの電圧を基準と
してこれにあるいはこれに近い電圧に維持されるように
出力電圧と供給電圧の差を制御するものである。また、
検出回路のトランジスタがＯＦＦのときにはスイッチン
グ回路のスイッチングをＯＦＦ状態にすることでこの回
路を他の回路から簡単に切り離して消費電力を抑えるこ
とができ、低電圧駆動に適し、制御回路全体が簡単な回
路になる。

【００１１】さて、前記した一定の電位差（一定電圧）
は、アンプにおいては、出力信号を生成するための降下
電圧に対応している。そこで、ここでは、アンプでの降
下電圧が前記の最低電圧か、それ以上の低い一定電圧に
維持されて増幅動作が行われることになる。このときの
出力信号の電流値は、スイッチング回路から給電された
電力により決定され、それは、入力されたオーディオ信
号に応じた電流になる。また、このときのアンプの消費
電力は、前記一定電圧でほぼ決定される。そこで、従来
のように一定の電源電圧から直接電圧降下させて出力信
号を得たときの消費電力よりも消費電力が低くなる。

【００１２】一方、電源ラインＶccをスイッチングする
ために発生するスイッチング回路とこれの制御回路の和
の電力損失は、スイッチングトランジスタのＯＮ抵抗が
低く、常時発生するのではなく、スイッチング時に過渡
的に発生するものが主体となる。常時発生していた従来
のものに較べれば、極めて僅かなものである。これによ
る消費電力の増加は、電力増幅段の電力消費からみれば
比較的小さなものである。

【００１３】したがって、全体として、オーディオ信号
の増幅のために消費する電力損失を少なくすることがで
きる。これにより電力使用効率を向上させることができ
る。なお、この発明では、電力供給ラインのスイッチン
グが可聴周波数を超える速いタイミングで行われる。こ
れにより、たとえ、スイッチングに起因する歪み成分が
増幅されたオーディオ信号に含まれていたとしても、こ
の成分は最終的には聞き取られることがない。よって、
実用上、オーディオ信号の質を損なうことがなく、オー
ディオ装置としての性能を維持することができる。

【００１４】

【実施例】図１において、出力段回路３０は、ポータブ
ルカセットテーププレーヤ１０の出力段増幅回路であっ
て、図４のアンプ３に加えてこれへ電力を供給する供給
電力制御回路４０を有している。なお、図４と同一の構
成は同一の符号を付してある。したがって、説明は割愛
する。また、図示はしていないが、電源ラインＶccは、
携帯用のオーディオ装置として、電池の＋側の出力電力
ラインに接続されている。

【００１５】供給電力制御回路４０は、ＰＷＭ（パルス
ワイドモジュレーション）の制御により出力電力を、こ
の電力の電圧がオーディオ信号の出力信号の電圧に対し
て一定値に維持されるようにスイッチングレギュレーシ
ョンする電力制御回路である。供給電流の制御は、入力
信号の信号レベルに応じて決定される出力トランジスタ
Ｑ1 の内部インピーダンスの変化に応じて行われる。そ
のために、出力電力の電圧と出力信号Ｃの電圧とを検出
する。そして、これらの差に対応する電力をトランジス
タＱ1 に供給して、トランジスタＱ1 の出力側と電力供
給端子との間の電位差が一定になるように制御する。こ
れにより同時に、入力信号（あるいは出力信号）に応じ
た電力を供給される。この回路４０は、検出回路５０、
スイッチングレギュレーション回路６０、そして平滑回
路７０からなる。なお、点線で示すコンデンサＣN は、
高周波信号をバイパスさせるためのものであり、その容
量は、２０００Ｐ程度である。このコンデンサは原理的
には不要である。

【００１６】スイッチングレギュレーション回路６０
は、電源ラインＶccとアンプ３への電力供給端子（出力
端子６）との間に挿入された回路である。これは、制御
電圧値発生回路６５とスイッチング回路６６とからな
る。制御電圧値発生回路６５は、トランジスタＱ61とア
ンプ６１とを有していて、スイッチング制御のための制
御電圧値を発生する。スイッチング回路６６は、コンパ
レータ６２とＰＮＰ形のスイッチングトランジスタＱ6
2、そして三角波発生回路６３とからり、電源ラインＶc
cに接続される電力供給ラインをトランジスタＱ62によ
りＯＮ／ＯＦＦして、その結果得られる電力を平滑回路
７０を介して出力端子６に送出する。それが出力端子６
に発生する、アンプ３に対する給電電力Ｄになる。

【００１７】供給電力制御回路４０の制御により出力端
子６の電圧は、出力信号Ｃのレベルに追従して変動する
ことになるが、この出力端子６とトランジスタＱ1 の出
力信号の出力端子との電位差が一定に維持されること
で、前述したように、トランジスタＱ1 での消費電力は
低減される。すなわち、ここでは、出力信号Ｃの信号レ
ベルが低いときには、それに応じて出力端子６の電圧も
低くなる。出力信号Ｃの信号レベルが高いときには、そ
れに応じて出力端子６の電圧も高くなる。

【００１８】供給電力制御回路４０とトランジスタＱ1
との全消費電力が、従来のトランジスタＱ1 による消費
電力より少なくなければならない。これは、スイッチン
グ周波数を高い周波数に選択すること、例えば、５０ｋ
Ｈｚ〜８００ｋＨｚ程度の高い周波数にすること、そし
て出力端子６とトランジスタＱ1 の出力信号の出力端子
との電位差を、従来の電源ラインＶccからの平均的な電
圧降下よりも低い一定の電圧に維持することで達成でき
る。これにより、従来のトランジスタＱ1 における電源
電圧Ｖccからの電圧降下により発生する平均的な消費電
力より小さく抑えられる。

【００１９】さて、先に説明したように、アンプ３は、
オーディオ信号Ｂを受け、これをトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 でプッシュプル増幅してパワー増幅し、増幅された出
力信号Ｃを生成する。検出回路５０は、ベース−エミッ
タ間を検出端子とするＮＰＮトランジスタＱ50を主体と
して構成されている。その検出信号Ｅは、スイッチング
レギュレーション回路６０のトランジスタＱ61に出力さ
れてトランジスタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。トランジ
スタＱ50は、給電電力Ｄの電圧をそのエミッタに受け、
そのベースには、アンプ３から出力される出力信号Ｃの
電圧を順方向接続のダイオードＤ51，Ｄ52を介して受け
る。その結果、検出回路５０の検出動作は、給電電力Ｄ
の電圧と出力信号Ｃの電圧との差電圧ＶD-C が１Ｖf
（ベース・エミッタ間の順方向降下電圧）より大きいか
否かに応じて異なってくる。

【００２０】この差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下のときには
トランジスタＱ50がＯＮする。これにより、差電圧ＶD-
C −１Ｖf の検出信号Ｅ（＝誤差電圧）に応じた電流を
トランジスタＱ61に加える。トランジスタＱ61は、この
誤差電圧に応じてそれを増幅した電圧を分圧電圧Ｆ（後
述）として発生する。一方、差電圧ＶD-C が１Ｖf 越え
ているときには、トランスタＱ50はＯＦＦする。これに
より一定電圧（＝Ｖcc）の検出信号Ｅが発生する。な
お、５１は、ダイオードＤ51，Ｄ52をＯＮ状態に維持す
るための定電流源であり、出力信号Ｃから２×１Ｖf
（＝２Ｖf ）高い基準信号ＧをトランジスタＱ50のベー
スに発生する。

【００２１】制御電圧値発生回路６５は、検出回路５０
の検出信号Ｅを受けてコンパレータ６２に対する比較電
圧値Ｐを発生する。これは、検出回路５０からの検出信
号Ｅを受けてトランジスタＱ61がＯＮしたときに、言い
替えれば、出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄ
の電圧の差が１Ｖf 以下になったときに、電源ラインＶ
ccの電圧と出力信号Ｃの電圧との間の電圧値を、直列接
続の抵抗回路Ｒ62，Ｒ63の接続点Ｎに分圧電圧Ｆとして
発生する。アンプ６１は、この分圧電圧Ｆを受けて、こ
れと基準信号Ｇの電圧との差分の信号を増幅して前記の
比較電圧値Ｐを発生する。そして、これをコンパレータ
６２の(-) 入力（基準端子側）に出力する。

【００２２】検出回路５０からの検出信号Ｅを受けてト
ランジスタＱ61がＯＦＦしたときには、すなわち、出力
信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１
Ｖfを越えたときには、出力信号Ｃと基準信号Ｇとの差
の電圧（＝２Ｖf ）がアンプ61により増幅されることで
比較電圧値Ｐが発生する。これは、一定値（後述するよ
うに、三角波の信号レベルより低い値）になる。コンパ
レータ６２は、(+) 入力に周波数が可聴周波数を超える
一定周波数の三角波の信号Ｓを三角波発生回路６３から
受ける。そして、比較電圧値Ｐの電圧と信号Ｓの電圧と
を比較して信号Ｓの電圧が比較電圧値Ｐの電圧を越えて
いるときにはＰＮＰトランジスタＱ62をＯＦＦさせるＨ
ＩＧＨレベルの信号を駆動パルスＨとして出力する。こ
の駆動パルスＨは、トランジスタＱ62に加えられる。た
だし、ここでの三角波の信号Ｓは、基準信号Ｇの電圧を
基準とするものであり、コンパレータ６２に入力される
前に基準信号Ｇと信号Ｓとが合成回路６４で合成され
る。

【００２３】平滑回路７０は、スイッチング回路６６の
トランジスタＱ62の出力に接続されていてその出力電力
を平滑化する。この回路は、トランジスタＱ62の出力と
アンプ３への電力供給ライン（出力端子６）との間に直
列に挿入されたコイルＬ７０を主体とする回路である。
このコイルＬ７０を介することで、スイッチングされた
電力が平滑化され、平滑化された給電電力Ｄが出力端子
６に発生する。なお、コイルＬ７０の入力端と接地ＧＮ
Ｄ間にはフライホイールダイオードが接続されている。
このダイオードによりコイルＬ７０に流れる電流の還流
路が形成される。これにより電力供給ラインがスイッチ
ングトランジスタＱ62により遮断されているときにコイ
ルＬ７０に蓄えられたエネルギーが慣性電流としてアン
プ３側に供給されてコイルＬ７０へと戻る。

【００２４】次に、給電電力Ｄとアンプ３の出力信号Ｃ
との差電圧ＶD-C をほぼ１Ｖf に制御するスイッチング
レギュレーション回路６０の動作について説明する。図
２に示すように、コンパレータ６２は、その一方の入力
信号に基準信号Ｇを基準とした三角波の信号Ｓ（図２
(a) ，(c) 参照）が入力され、他方には、比較電圧値Ｐ
が入力される。差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下のときには、
図２(a) に示すように、コンパレータ６２は、三角波の
信号レベル（波形Ｓ）とアンプ６１の出力信号（波形
Ｐ）のレベルとの比較の結果に応じた二値の駆動パルス
Ｈ（図２(b) のＨ参照）を発生してこれによりトランジ
スタＱ62をＯＮ／ＯＦＦさせる。ここで、信号Ｐの前半
のレベルＰa は、基準信号Ｇより下にある。これは、差
電圧ＶD-C が１Ｖf より少し下に維持されていてほぼ１
Ｖf になっている状態である。信号Ｐの後半のレベルＰ
b は、基準信号Ｇより上にある。このときには、差電圧
ＶD-C が１Ｖf より低くなったときである。このときに
は、給電電力Ｄの量を増加するように、駆動パルスＨが
ＨＩＧＨレベルにある期間が短くなっている。これによ
り給電電力Ｄが増加してその電圧が上昇して差電圧ＶD-
C が１Ｖf になるように制御される。

【００２５】これにより、差電圧ＶD-C が１Ｖf 以下あ
るときには、この差を１Ｖf にほぼ一致させるような方
向に比較電圧値Ｐのレベルが変化して、この変化に応じ
た電流がアンプ３へ供給される。そして、差電圧ＶD-C
がほぼ１Ｖf になる。すなわち、比較電圧値Ｐと三角波
Ｓとの比較結果に応じたＰＷＭが行われ、スイッチング
トランジスタＱ62が駆動パルスＨによりＯＮ／ＯＦＦが
制御される。そして、このような制御は検出信号Ｅの値
に応じて行われる。

【００２６】出力信号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力
Ｄの電圧の差が１Ｖf 越えているときには、トランジス
タＱ50がＯＦＦする。検出電圧Ｅは、このときに電源電
圧Ｖccになる。そこで、トランジスタＱ61がＯＦＦし、
２Ｖf の差の電圧が発生する。その結果、比較電圧値Ｐ
は、図２(c) に示すＰc のレベルになり、基準信号Ｇよ
り２Ｖf 低い一定の電圧がコンパレータ６２に加えられ
る。その結果、図２(d) の波形Ｈで示すようなＨＩＧＨ
レベルに維持された駆動パルスＨが発生してスイッチン
グのトランジスタＱ62をＯＦＦ状態にさせる。その結
果、差電圧ＶD-Cがほぼ１Ｖf に一致するようにアンプ
３への電力供給が行われて、比較電圧値Ｐは、Ｐa のレ
ベルまで復帰することになる。

【００２７】なお、比較電圧値Ｐの前記Ｐa のレベル
は、抵抗Ｒ62，Ｒ63の値により決定され、選択可能であ
る。また、比較電圧値Ｐの前記Ｐc のレベルは、三角波
の振幅との関係で決定され、これも選択可能である。ま
た、比較電圧値Ｐのレベルの変化に対する応答速度は、
オーディオ信号の変化に対しては十分速いものであり、
回路の設計上で選択可能である。

【００２８】具体的な動作としては、例えば、入力信号
Ｂの電圧レベルが大きく低下したときには、トランジス
タＱ1 の内部インピーダンスが急激に上昇して、出力信
号Ｃの電圧と出力端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖ
f を越える。このことで比較電圧値Ｐは、Ｐc で示すよ
うに三角波Ｓよりも下側のレベルになり、コンパレータ
６２の駆動パルスＨは、ＨＩＧＨレベルに維持されてト
ランジスタＱ62は、ＯＦＦ状態に維持される。出力信号
Ｃと出力端子６の給電電力Ｄの電圧との差が１Ｖf 近傍
になるまで、このような制御が行われる続ける。

【００２９】また、例えば、入力信号Ｂの電圧レベルが
大きく上昇したときには、トランジスタＱ1 の内部イン
ピーダンスが急激に低下して、出力信号Ｃの電圧と出力
端子６の給電電力Ｄの電圧の差が１Ｖf 未満になる。こ
のときには、１Ｖf より低下した誤差分に対応する比較
電圧値Ｐb が加えられる。これにより給電電力Ｄの電圧
を上昇させ、差電圧ＶD-C の目標値を１Ｖf とする制御
が行われる。そして、緩やかな入力信号Ｂのレベルの変
化に対しては、トランジスタＱ1 の内部インピーダンス
の変化に応じて、前記の１Ｖf 以上の場合と１Ｖf 以下
の場合に２つの制御が短時間に交互に行われて、図２
(e) に示すように、三角波の信号Ｓの複数のサイクルに
亘るパルス幅のパルスと短いパルス幅のパルスとが交互
に現れる。

【００３０】ところで、三角波の周波数としては、可聴
周波数の上限が一般的には２０ＫＨｚとされることや、
発振回路の調整の容易性や電力効率等を考慮して、１０
０ｋＨｚ〜５００ＫＨｚ程度の範囲がよい。なお、ここ
で、制御目標値とされる差電圧ＶD-C の１Ｖf （約０．
７Ｖ）は、アンプ３のトランジスタＱ1 が単段であるこ
とに対応して決められた値である。すなわち、アンプ３
への給電電力Ｄの電圧とアンプ３の出力信号Ｃの電圧の
差ＶD-C は、トランジスタＱ1 の応答性能等を損なわな
い値の中から、アンプ３が増幅動作を行うために必要と
する最小限の電圧であるコレクタ−エミッタ間のＯＮ時
電圧にできるだけ近い値として選択されている。したが
って、トランジスタＱ1 がダーリントントランジスタで
あれば、前記の差電圧ＶD-C は２Ｖｆ（約１．４Ｖ）と
される。具体的には、ダイオードＤ51，Ｄ52に対して、
もう１つのダイオードがさらに直列に挿入される。

【００３１】次に、このテーププレーヤの全体的な動作
を説明する。再生時には、オーディオ信号の記録された
テープ（図示せず）から、読出ヘッド１を介してオーデ
ィオ信号の読取信号Ａが得られる。この読出信号Ａに対
し信号再生処理回路２でオーディオ信号Ｂを得る。この
オーディオ信号Ｂは、アンプ３のトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 によってプッシュプル増幅される。このとき、供給電
力制御回路４０からはオーディオ信号Ｂの基準レベルの
うち上側の半サイクルについて入力信号Ｂのレベルに応
じた電流が供給される。下側の半サイクルは、コンデン
サ５に供給された電流がトランジスタＱ2 を介してシン
クされる。これにより入力信号Ｂが電力増幅されて出力
信号Ｃが発生してこれによりスピーカ４が駆動される。
このとき、上側の半サイクルについては、アンプ３への
給電電力Ｄの電圧とこのアンプ３の出力信号Ｃの電圧と
の差電圧ＶD-C が、アンプ３の動作に要する最小値に近
い１Ｖf の値に維持されるように制御されている。

【００３２】これにより、アンプ３での電力損失は、こ
の差電圧ＶD-C に対応する１Ｖf 程度の降下電圧にな
り、従来に較べてその消費電力が低減される。電力供給
ラインをスイッチングするために発生する電力損失は、
前記したように、トランジスタＱ62のＯＮ時の抵抗によ
るものが主体であるが、ＯＮ抵抗値は低いので、実際の
消費電力は、低く抑えることができる。特に、トランジ
スタＱ62をスイッチングするＰＷＭ制御の駆動回路は、
差動アンプ構成のＩＣ化回路で構成できるためにその消
費電力は、電力増幅段の前記消費電力に比べて小さく抑
えられることができる。

【００３３】次に、ステレオタイプに適した構成につい
て図３に従って説明する。図３において、スピーカ４、
供給電力制御回路４０（検出回路５０、スイッチングレ
ギュレーション回路６０、平滑回路７０）の構成は、前
記の実施例のものと同様であるが、図３では、アンプ３
は、出力段アンプ３２としてフィードバック回路３１が
設けられたものになっている。また、図４に示すアンプ
３’は、出力段アンプ３４としてフィードバック回路３
３が設けられたものになっている。

【００３４】アンプ３４は、供給電力制御回路４０に検
出回路５５を介して接続されている。検出回路５５は、
検出回路５０と同様な回路であり、検出回路５０と並列
に接続されている。なお、この図では、アンプ３’の前
後の回路を省略してある。また、検出回路５５の電流源
５６は、検出回路５０の電流源５１に対応する回路であ
る。検出回路５５は、給電電力Ｄの電圧と出力信号電圧
Ｃ’との差電圧ＶD-C'が１Ｖf より大きいか否かに応じ
た値の検出信号Ｅ’を生成する。検出信号Ｅ’は、検出
信号ＥとワイヤードＯＲされて、スイッチングレギュレ
ーション回路６０のトランジスタＱ61に送出される。

【００３５】これにより、スイッチングレギュレーショ
ン回路６０におけるＰＷＭ制御が差電圧ＶD-C ばかりで
なく、アンプ３４側の差電圧ＶD-C'にも依存することに
なる。個々のアンプ３２，３４の電流供給動作は、前記
と同様であるが、供給電力制御回路４０がアンプ３２，
３４に並列に電流を供給する。そこで、一方のアンプ３
の出力信号Ｃが大きく上昇し、他方のアンプ３’の出力
信号Ｃ’が少し上昇し、あるいは減少してこれらの出力
信号の電圧が異なるレベルになったときには、給電電力
Ｄの電圧は、出力信号のレベルの高い方に追従すること
になる。その理由は、検出回路５０，５５が並列に接続
されているのでいずれかのトランジスタのうちＯＮした
トランジスタ側の動作が優先されるからである。検出回
路５０のトランジスタＱ50と検出回路５５のトランジス
タＱ55のうちＯＮするのは、出力信号Ｃ，Ｃ’のうちの
のレベルが高い方である。そして、両者のトランジスタ
がＯＮ状態にあるときには、それらの和の電流によりＰ
ＷＭ制御が行われる。

【００３６】ところで、ステレオ信号を再生していると
きには、低い帯域の信号、例えば、２００Ｈｚ以下の周
波数の信号は、左右同じレベルである場合が多く、出力
電流の大きな変化は、このような低周波帯域の信号が負
う。そこで、供給電力制御回路４０を左右の出力段アン
プに共通に接続しても出力信号の歪はほとんど少ない。
特に、図３のように、フィードバック回路３１．３３を
設けた場合には、各アンプ３２，３４のうち供給電力Ｄ
の電圧がいずれかの高い側の出力信号の電圧に強制的に
追従してしまうが、このようなことが発生しても出力信
号の電圧が低い側の出力信号のレベルは、それに影響さ
れることが少なく、出力信号の歪は低減される。もちろ
ん、左右の出力段アンプにそれぞれ供給電力制御回路４
０を設ければ信号歪をさらに低減できるが、できるだけ
電力消費を抑えるためには、図３のように共通にした方
がよい。このようにすれば、複数の検出回路５０，５５
による複数の差電圧ＶD-C と差電圧ＶD-C'のいずれかが
１Ｖf より低く変化した側の差電圧が１Ｖf にほぼ一致
するような、平滑化された電圧の給電電力Ｄが発生す
る。

【００３７】その動作と電力消費について具体的に説明
すれば、アンプ３２の出力信号Ｃの電圧値がアンプ３’
の出力信号Ｃ’の電圧値以上のときには、アンプ３２に
おける降下電圧ＶD-C が１Ｖf という小さな値に保たれ
る。一方、アンプ３４における降下電圧ＶD-C'は、１Ｖ
f 以上の値に維持される状態になる。電源ラインＶccの
電圧＞給電電力Ｄの電圧であるので、従来の降下電圧値
＝Ｖcc−Ｃ’（ただし、Ｖccは電源ラインＶccの電圧，
Ｃ’は出力信号Ｃ’の電圧）よりはＶcc−Ｄ（ただし、
Ｄは給電電力Ｄの電圧）だけ電力消費が少なくて済む。
逆にアンプ３２の出力信号Ｃの電圧値がアンプ３４の出
力信号Ｃ’の電圧値以下のときには、アンプ３４におけ
る降下電圧が１Ｖf という小さな値に保たれ、前記とは
逆の関係になる。

【００３８】ところで、図１の供給電力制御回路４０
は、その検出回路５０の一方の電圧の検出対象を出力信
号Ｃの電圧に換えて、入力信号Ｂの電圧にして検出信号
を得る供給電力制御回路としてもよい。

【００３９】以上の実施例では、テーププレーヤにおけ
る再生信号を例に採って説明してきたが、これは、マイ
ク入力や放送受信入力等の他のオーディオ信号であって
もよい。このような場合には、信号再生処理回路は、出
力段アンプの前段に挿入される前段アンプになる場合が
多い。また、増幅された信号がスピーカに送出される例
について説明したが、この信号の出力先は、それに限定
されるものではない。例えば、記録回路へその入力とし
て出力されたり、もっと大能力のパワーアンプへその入
力として出力されてもよい。検出回路５０のトランジス
タＱ50，Ｑ55は、ＮＰＮトランジスタであるが、これを
ＰＮＰトランジスタとすることもできる。この場合に
は、エミッタ側が出力信号Ｃを受け、ベース側が給電電
力Ｄの電圧信号を受ける。ところで、より多くの電流容
量が必要なときには、給電電力Ｄの出力端子６と接地Ｇ
ＮＤと間のコンデンサＣN を単なる高周波バイパス用の
ものではなく、これより大きな容量の平滑コンデンサに
することもできる。

【００４０】

【発明の効果】この発明にあっては、アンプと電源ライ
ンとの間に前記で説明してきたような制御をする制御回
路とスイッチング回路とを設けることにより、アンプへ
の給電電力がスイッチング制御により生成され、アンプ
への給電電力の電圧は、オーディオ信号の電圧に応じて
フィードバックがかかる。そこで、給電電力の電圧とこ
のアンプの出力信号の電圧との電位差を一定に維持する
ように動作させることができ、この一定の電位差をアン
プの動作に要する最低電圧か、それ以上でも低い電圧の
範囲で一定値に維持するようにすることができる。

【００４１】その結果、従来のように一定の電源電圧か
ら直接電圧降下させて出力信号を得たときの消費電力よ
りも消費電力が低くなる。一方、電源ラインＶccをスイ
ッチングするために発生するスイッチング回路とこれの
制御回路の和の電力損失は、スイッチングトランジスタ
のＯＮ抵抗が低く、常時発生するのではなく、スイッチ
ング時に過渡的に発生するものが主体となる。常時発生
していた従来のものに較べれば、極めて僅かなものであ
る。これによる消費電力の増加は、電力増幅段の電力消
費からみれば比較的小さなものである。したがって、全
体として、オーディオ信号の増幅のために消費する電力
損失を少なくすることができる。これにより電力使用効
率を向上させることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、この発明のオーディオ装置をポータブ
ルカセットテーププレーヤに適用した一実施例のブロッ
ク図である。

【図２】図２は、図１における供給電力制御回路の動作
を説明するための波形図である。

【図３】図３は、この発明のオーディオ装置をステレオ
ポータブルカセットテーププレーヤに適用した一実施例
のブロック図である。

【図４】図４は、従来のステレオポータブルカセットテ
ーププレーヤのブロック図である。

【符号の説明】

１…読取ヘッド、２…信号再生処理回路、３…出力段ア
ンプ、４…スピーカ、５…出力用の電解コンデンサ、６…出力端子、１０…ポータブルカセットテーププレーヤ３０…出力段回路、４０…供給電力制御回路、５０，５
５…検出回路、６０…スイッチングレギュレーション回路、６５…制御
電圧値発生回路、６１…アンプ、６２…コンパレータ、６３…三角波発生
回路、６６…スイッチング回路、７０…平滑回路、Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ50，Ｑ61，Ｑ62…トランジスタ、Ｂ…オ
ーディオ入力信号、Ｃ…オーディオ出力信号。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平４−372212（ＪＰ，Ａ) 特開昭56−136010（ＪＰ，Ａ) 実開昭60−14516（ＪＰ，Ｕ) 実開平５−70017（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03F 1/00 - 3/72

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】オーディオ信号を受けてこれを増幅して出
力するアンプと、電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記アンプに給電するスイッ
チング回路と、前記アンプの出力信号の電圧と前記給電する電力の電圧
との差をトランジスタのベース、エミッタ間に受けて受
けた差の電圧に応じて前記トランジスタをＯＮ／ＯＦＦ
させＯＮのときとＯＦＦのときそれぞれに応じてそれぞ
れの検出信号を発生する検出回路と、前記それぞれの検
出信号に応じて前記トランジスタがＯＮのときには前記
スイッチング回路のスイッチング期間を制御し前記トラ
ンジスタがＯＦＦのときには前記スイッチング回路のス
イッチングをＯＦＦ状態にさせて前記給電する電力が前
記オーディオ信号のレベルに対応して変化するように制
御する制御回路と、を備えるオーディオ信号電力増幅回路。
【請求項２】前記スイッチング期間は、前記アンプの出
力信号の電圧と前記給電する電力の電圧との差が一定に
なるようにＰＷＭ制御される請求項１記載のオーディオ
信号電力増幅回路。
【請求項３】スイッチング回路は、５０ｋＨｚ〜８００
ｋＨｚの範囲のある周波数で発振する三角波発生回路
と、この三角波発生回路の出力を一方に受け、他方に制
御信号を受けるコンパレータと、このコンパレータの出
力信号に応じて前記電源ラインから受ける電力をＯＮ／
ＯＦＦするスイッチングトランジスタとを備え、前記ス
イッチング回路の出力と前記給電する電力を受ける前記
アンプの端子との間に平滑回路が設けられ、この平滑回
路は、コイルと、このコイルに流れる電流を前記スイッ
チングトランジスタがＯＦＦしている期間に前記アンプ
に給電するための還流路を形成するダイオードとを有す
る請求項２記載のオーディオ信号電力増幅回路。
【請求項４】オーディオ信号を増幅してこの増幅された
信号を負荷へ出力するオーディオ装置において、前記オーディオ信号を受けて増幅する前段増幅回路と、この前段増幅回路により増幅された前記オーディオ信号
を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力する出力段
アンプと、電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記出力段アンプに給電する
スイッチング回路と、前記出力段アンプの出力信号の電圧と前記給電する電力
の電圧との差をトランジスタのベース、エミッタ間に受
けて受けた差の電圧に応じて前記トランジスタをＯＮ／
ＯＦＦさせＯＮのときとＯＦＦのときそれぞれに応じて
それぞれの検出信号を発生する検出回路と、前記それぞ
れの検出信号に応じて前記トランジスタがＯＮのときに
は前記スイッチング回路のスイッチング期間を制御し前
記トランジスタがＯＦＦのときには前記スイッチング回
路のスイッチングをＯＦＦ状態にさせて前記給電する電
力が前記オーディオ信号のレベルに対応して変化するよ
うに制御する制御回路と、を備え、前記スイッチング期間は、前記出力段アンプの
出力信号の電圧と前記給電する電力の電圧との差が一定
になるようにＰＷＭ制御されるオーディオ装置。
【請求項５】左右のステレオオーディオ信号をそれぞれ
左右のチャンネル独立に増幅してこれら増幅された信号
を左右それぞれのチャンネに対応する負荷へ出力するオ
ーディオ装置において、前記ステレオオーディオ信号のうちの右チャンネルに対
応するオーディオ信号を受けて増幅する第１の前段増幅
回路と、この第１の前段増幅回路により増幅された前記オーディ
オ信号を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力する
第１の出力段アンプと、前記ステレオオーディオ信号のうちの左チャンネルに対
応するオーディオ信号を受けて増幅する第２の前段増幅
回路と、この第２の前段増幅回路により増幅された前記オーディ
オ信号を受けてこれを電力増幅して前記負荷へ出力する
第２の出力段アンプと、電源ラインから電力を受けて可聴周波数を超える周波数
でスイッチング動作をして前記第１および第２の出力段
アンプに給電するスイッチング回路と、前記第１の出力段アンプの出力信号の電圧と前記給電す
る電力の電圧との差を第１のトランジスタのベース、エ
ミッタ間に受けて受けた差の電圧に応じて前記第１のト
ランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのときとＯＦＦのと
きそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を発生する第１
の検出回路と、この第１の検出回路の前記それぞれの検
出信号に応じて前記トランジスタがＯＮのときには前記
スイッチング回路のスイッチング期間を制御し前記トラ
ンジスタがＯＦＦのときには前記スイッチング回路のス
イッチングをＯＦＦ状態にさせて前記給電する電力が前
記右チャンネルのオーディオ信号のレベルに対応して変
化するように制御する第１の制御回路と、前記第２の出力段アンプの出力信号の電圧と前記給電す
る電力の電圧との差を第２のトランジスタのベース、エ
ミッタ間に受けて受けた差の電圧に応じて前記第２のト
ランジスタをＯＮ／ＯＦＦさせＯＮのときとＯＦＦのと
きそれぞれに応じてそれぞれの検出信号を発生する第２
の検出回路と、この第２の検出回路の前記それぞれの検
出信号に応じて前記トランジスタがＯＮのときには前記
スイッチング回路のスイッチング期間を制御し前記トラ
ンジスタがＯＦＦのときには前記スイッチング回路のス
イッチングをＯＦＦ状態にさせて前記給電する電力が前
記左チャンネルのオーディオ信号のレベルに対応して変
化するように制御する第２の制御回路とを有するオーデ
ィオ装置。