JP3172382B2 - 等化装置を備えた高速の量子化レベルサンプリングモデム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、音声帯域電話ネットワ
ークデータに使用される通信技術に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】音声帯域電話ネットワークは、モデムを
使用したデータ通信のための伝送媒体としてしばしば使
用される。今日使用されている電話ネットワークの多く
は、デジタル伝送を採用している。しかしながら、従来
の電話およびモデムにより発生される信号はデジタルよ
りもむしろアナログであることから、これら２つのフォ
ーマットの間の変換が必要となり、これは電話会社の中
央局において行われる。顧客の宅内装置からのアナログ
信号は「ループ」と呼ばれるワイヤ対を通って中央局に
伝送される。中央局では、アナログループ信号はサンプ
リングされて、ネットワークを通って伝送するためのデ
ジタルデータストリーム、つまりデジタルワードのシー
ケンスに変換される。逆に、ネットワークから中央局に
到達するデジタルデータストリームは、ループから適当
な顧客にアナログ伝送するために、アナログ形式に変換
し直される。

【０００３】世界中の電話システムでは、アナログ信号
をデジタルストリームとして符号化するための様々な標
準を採用している。例えば、米国内で使用されているＰ
ＳＴＮ（Ｐｕｂｌｉｃ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｔｅｌｅｐ
ｈｏｎｅ Ｎｅｔｗｏｒｋ）では、アナログライン信号
が約３ｋＨｚに帯域制限されて、次いで１２５マイクロ
秒毎にサンプリングされ（秒当たり８０００サンプ
ル）、各サンプルは、μ法則と呼ばれる非線形の配置規
則に従って、２５５の可能性のある量子化レベルの１つ
にマッピングされる、符号化方式を利用している。各サ
ンプルに選択される量子化レベルは、サンプル電圧に近
似したものであり、このレベルは次いで８ビットデジタ
ルワードとして表現される。このようにして、アナログ
ライン信号は、秒当たり８０００の８ビットワードで構
成される６４キロビット／秒のデータストリームとして
表現される。この変換プロセス、およびデジタルストリ
ームをアナログ形式に変換し直す際の逆のプロセスは、
エンコーダ／デコーダあるいはＣＯＤＥＣとして知られ
る装置により中央局において行われる。

【０００４】ＣＯＤＥＣにより行われるアナログからデ
ジタルへの変換プロセスは、信号への歪みを本質的に伴
う。この歪みは、量子化歪みと呼ばれ、アナログ電圧サ
ンプルを近似の量子化レベルにマッピングすることに起
因するものである。μ法規則は、知覚的に不愉快でない
量子化歪みのレベルを維持しながら、８ビットよりはる
かに大きいダイナミックレンジを有する音声信号を８ビ
ットサンプルに符号化するのを許容するように設計され
ている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、音声に加え
て、電話システムの顧客はモデムを使用してデジタル信
号を伝送および受信するためにネットワークを利用する
場合がある。モデムは、顧客の信号データシーケンスを
帯域制限されたアナログ信号に変換する作業を行い、こ
のアナログ信号は音声信号のように電話ネットワークを
通って伝送される。着信の顧客の宅内装置におけるモデ
ムはアナログモデム信号を受信し、これを伝送されたデ
ジタルシーケンスに変換し直す。ここでの重要な点は、
現在の技術における従来のモデムは、事実上、電話ネッ
トワークを雑音のないアナログチャネルであるとして取
り扱っていることである。つまり、従来のモデムでは、
電話ネットワークにおけるアナログからデジタルおよび
デジタルからアナログへの変換の効果を明白に考慮に入
れておらず、このため、これらモデムにより発生された
アナログ信号は通常の音声信号のように同様な量子化歪
みを受けてしまうのである。この歪みは、量子化歪みと
呼ばれ、大きくはないものの、モデムの伝送速度の増大
とともに顕著な損害を及ぼす。主に量子化ノイズにおけ
る制限された効果により、現在の技術における従来のモ
デムは、大体２０キロビット／秒（ｋｂｐｓ）の最大チ
ャネルデータレートにおいて動作する。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本発明のモデムの中心的
な概念は、その振幅レベルが電話ネットワークにより用
いられる量子化レベルであるように選択されるパルス振
幅変調（ＰＡＭ）を用いることによって量子化歪の効果
が回避できるということである。ユーザのデータは、こ
の量子化レベルと等化なチャンネル記号アルファベット
（アナログデータを対応するデジタル値にマッピングす
るのに用いられる境界値）に符号化されデジタル形式で
ネットワークを横切って伝送される。ここで、この原理
を使用したモデムを「量子化レベルサンプリング（ＱＬ
Ｓ）のモデム」と呼ぶ。

【０００７】ここで、ＱＬＳモデムを実現するための障
害の１つとして、従来のモデムに使用されている方法が
直接的にＱＬＳ量子化問題に応用できないことから、含
有される量子化の顕著な問題を打ち消すための、理論的
および実用上における、適当なフレームワークが不足し
ていることが挙げられる。しかしながら、本発明者は、
ビー．アール．ピーターソン（Ｂ．Ｒ．Ｐｅｔｅｒｓｏ
ｎ）およびディ．ディ．ファルコナー（Ｄ．Ｄ．Ｆａｌ
ｃｏｎｅｒ）の「ミニマム ミーン−スクエアイクアラ
イゼイション イン サイクロステーショナリィ イン
ターフェアランス−アナリシィズ アンド サブスクラ
イバー ライン カリキュレイション（Minimun Mean-S
quare Equalization in Cyclostationary Interference
-Analysis and Subscriber Line Calculation）」、Ｉ
ＥＥＥ ＪＳＡＣ，Ｖｏｌ．ＳＡＣ−９，Ｎｏ．６の第
９３１〜９４０頁に記載されているような、多ユーザ通
信システムにおける等化の理論の特徴をＱＬＳ等化問題
にいままで実現できなかった方法で適用することを実現
することができた。よって、多ユーザデータ通信システ
ムは本発明のある特徴の基礎となる理論を示しているか
もしれないが、本発明のように単一のユーザのモデムに
この技術を使用あるいは適用することはいまだかってな
かったことなのである。

【０００８】本発明は、モデムから中央局への伝送の方
向において、ＣＯＤＥＣにより検出された電圧サンプル
がモデムにより伝送されたネットワークの量子化レベル
に等価であり、また中央局からモデムへの伝送の方向に
おいて、モデムにより検出された電圧サンプルがＣＯＤ
ＥＣにより符号化されたネットワークの量子化レベルに
等価であるような方法で、複数の送信機フィルタおよび
複数の受信機フィルタを採用することで、エンド・ツー
・エンドのデジタル電話システムネットワークの各ルー
プを個々に等化するための手段を含んだ、量子化レベル
サンプリング（ＱＬＳ）モデムである。本発明はまた、
上記のデジタル電話システムネットワークおよび複数の
ＱＬＳモデムを含んだＱＬＳモデム通信システムを含
む。好ましい実施例においては、電話システムネットワ
ーク内の適応サービスユニットが、送信機および受信機
フィルタの設定の決定における助力となる。

【０００９】

【実施例】次に、添付図面を用いて本発明の実施例を詳
細に説明する。上記した通り、本発明は、モデムから中
央局への伝送の方向において検出された電圧サンプルが
モデムにより伝送されたネットワークの量子化レベルに
等価であり、また中央局からモデムへの伝送の方向にお
いて、モデムにより検出された電圧サンプルがコーダ／
デコーダにより符号化されたネットワークの量子化レベ
ルに等価であるような方法で、複数の送信機フィルタお
よび複数の受信機フィルタを採用することで、エンド・
ツー・エンドのデジタル電話システムネットワークの各
ループを個々に等化するための手段を含んだ、モデムを
含むものである。よって、本発明の量子化レベルサンプ
リングモデムあるいはＱＬＳモデムは、線形あるいは非
線形量子化規則を基づく電話システムネットワークに拘
らず、いかなるデジタル電話システムネットワークを利
用することができる。この種の電話システムネットワー
クは、限定されることはないが、現在使用されているμ
法ネットワーク、および本発明の高速ＱＬＳの好ましい
例であるμ法モデムを含むものである。

【００１０】図１は、それぞれ１／Ｔ記号／秒のレート
で、送信機フィルタ９、１１および１３で示した送信フ
ィルタＸ¹ （ｔ）、Ｘ² （ｔ）、…、Ｘ^M （ｔ）を使用
して、記号シーケンス３、５および７のような、記号シ
ーケンス｛ａ_n ¹ ｝｛ａ_n ²｝、…、｛ａ_n ^M ｝をＭユ
ーザが送信する多ユーザデータ通信システムの理論モデ
ル１を示したものである。ここで、各ユーザからの記号
はそれらのそれぞれの送信フィルタの入力に時間ｎｔで
到達すると仮定する。全ての送信フィルタの出力は送信
機サマー（合計器）１５において合計され、この結果得
られた信号は、線形時間不変チャネル１７である、ｈ
（ｔ）を通って送信される。元の送信されたシーケンス
の、出力１９、２１および２３により表現される、推定
値｛ａ_n ¹｝、｛ａ_n ² ｝、…、｛ａ_n ^M ｝は、チャネ
ル出力信号がフィルタ２５、２７および２９のようなＭ
並列受信フィルタ、ｒ¹ （ｔ）、…、ｒ^M （ｔ）を通過
し、および受信機出力信号を時間ｎｔ＋Δにおいてサン
プリングすることで形成される。ただし、Δはシステム
グループ遅延である。

【００１１】この形式のシステムは公開された文献にお
いて研究されている。例えば、ビー．アール．ピーター
ソン（Ｂ．Ｒ．Ｐｅｔｅｒｓｏｎ）およびディ．ディ．
ファルコナー（Ｄ．Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ）の「ミニマ
ム ミーン−スクエア イクアライゼイション イン
サイクロステーショナリィ インターフェアランス−ア
ナリシィズ アンド サブスクライバー ライン カリ
キュレイション（Minimun Mean-Square Equalization i
n Cyclostationary Interference-Analysis and Subscr
iber Line Calculation）」、ＩＥＥＥ ＪＳＡＣ，Ｖ
ｏｌ． ＳＡＣ−９，Ｎｏ．６の第９３１〜９４０頁を
参照。これには、仮にｈ（ｔ）が少なくともＭ／Ｔの２
サイドのスペクトルサポートを有する場合には、送信機
および受信機フィルタを、Ｍデータストリームのそれぞ
れを他からの干渉なしに回復できるように特定すること
が可能である、ことが示されている。この状態を実現す
る送信機および受信機フィルタのセットは、普遍化され
たゼロ・フォーシング（ＧＺＦ）規範に合致するものと
される。ここでの重要な点は、ＧＺＦ規範の満足には送
信機および受信機フィルタの双方が、特定のスペクトル
要件を満たすことが必要であることである。一般的に
は、送信機フィルタが任意に選択された場合には、ＧＺ
Ｆ条件を実現する受信機フィルタが存在することは保証
されない。同様に、受信機フィルタが任意に選択された
場合には、ＧＺＦ条件を実現できる送信機フィルタが存
在することの保証はない。

【００１２】この延長として、固定されたセットが特定
のスペクトル要件を満たすことを条件として、送信機フ
ィルタのセットあるいは受信機フィルタのセットが固定
され、また一方が他のセットを選択することに対して融
通性を持っている場合には、ＧＺＦ規範は合致できるの
である。特に、固定されたセットの構成要素が純粋遅延
要素であり、遅延値の２つが同じでない場合には、これ
らのスペクトル要求はほぼ常に満足され、他のフィルタ
のセットをＧＺＦ規範を実現するように選定することが
可能となる。よって、例えば、 Ｘ^j （ｔ）＝δ（ｔ−θ^j ） ｊ＝１，２，…，Ｍ （１） ここで、δ（・）はクロネッカーのデルタであり、θ_j
が異なれば、ＧＺＦ規範を満足させる受信機ｒ¹
（ｔ）、ｒ² （ｔ）、…、ｒ^M （ｔ）を決定することは
ほぼ可能となる。同様に、受信機が固定された遅延であ
る場合、つまり、 ｒ^j （ｔ）＝δ（ｔ−θ^j ） ｊ＝１，２，…，Ｍ （２） であれば、ＧＺＦ規範を満足させるＸ¹ （ｔ）、Ｘ²
（ｔ）、…、Ｘ^M （ｔ）を決定することは可能である。

【００１３】純粋遅延である受信フィルタあるいは送信
フィルタの概念は、図１の他ユーザシステムを、一人の
ユーザが、記号間の時間間隔が不均一である、１つの記
号ストリームを送信する単一ユーザシステムに再解釈す
ることを許容するという、興味深く重要な結果を持って
いる。この後者の解釈は、以下に示したように、μ法モ
デムの問題に直接的に応用することができる。（μ法モ
デムの問題−背景）

【００１４】図２は、エンドユーザからエンドユーザ
「ＰＯＴ（Ｐｌａｉｎ Ｏｌｄ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ
Ｓｅｒｖｉｃｅ）」電話接続３１の３つのダンデムの要
素３３、３５および３７を示したものである。ＰＯＴ接
続のセクションＡとＣは、アナログ信号をユーザの電話
セット３９および４１からそれらの関連した市内交換局
４３および４５に伝達する加入者ループ３３および３７
である。中央局においては、アナログ信号は、デジタル
送信設備３５を介してそれらの個々の着信の中央局に伝
送される、ＤＳ０として知られている、６４ｋｂｐｓの
デジタルデータストリームに変換される。着信終端で
は、デジタルデータストリームは、アナログ信号に再び
変換され、適当な着信ストップに送出される。

【００１５】アナログからデジタルへの変換プロセスの
詳しい説明を行うに際して、送信の方向が、例えばユー
ザ１からユーザ２へのように、ただ１つの方向であると
して考える。中央局４３においては、ユーザ１のループ
信号は、８ｋサンプル／秒のレートにおける第１のアナ
ログ信号のサンプリングにより、デジタル形式に変換さ
れ、次いで、これらのサンプルは、μ法として知られて
いる非線形の量子化を使用して、アナログサンプルの８
ビットデジタル表現に変換される。μ法規則は、知覚的
に不愉快でない量子化歪みのレベルを維持しながら、８
ビットよりはるかに大きいダイナミックレンジを有する
音声信号を８ビットサンプルに符号化するのを許容する
ように設計されている。（歪みはアナログ電圧サンプル
を２５５の可能性のある量子化レベルの１つにマッピン
グすることに起因する。）ユーザ２の中央局４５では、
ユーザ１から入来したＤＳ０ストリームを、μ法量子化
マッピング規則を逆用することで、アナログ形式に変換
し直し、またこの結果得られた反量子化されたサンプル
をアナログ形式に変換し直す。量子化および反量子化の
動作は、ＣＯＤＥＣ（コーダ／デコーダ）として知られ
ている装置により、中央局において行われる。

【００１６】音声に加えて、電話顧客はモデムを使用し
てＰＯＴＳネットワークを介してデジタルデータを伝送
する。従来のモデムでは、ユーザのデジタルデータのシ
ーケンスは、ＰＯＴＳループにおいて利用可能である約
３ｋＨｚのバンド幅で伝送される帯域制限されたアナロ
グ記号として、表現される。遠方の終端における適応モ
デムは、アナログ信号を受信し、これを送信されたデジ
タルシーケンスに変換し直す。ここでの重要な点は、従
来のモデムは、公衆電話伝送システムに固有であるアナ
ログからデジタルへの変換およびμ法符号化プロセスを
明確に考慮に入れていないことであり、よって、このモ
デムにより発生されたアナログ信号は音声信号が受けの
と同じ量子化歪みを受けてしまう。この歪みは、量子化
ノイズと称される、加法性ノイズのような干渉として、
受信されたアナログ信号に現れる。量子化ノイズは小さ
いけれども、モデムの伝送速度の増大とともに有限な損
害を及ぼす。（理論的な限界は一般的には３２ｋｂｐｓ
の前後であると考えられるが、特定の接続に依存する。
実際上の問題としては、現在利用できる従来のモデム
は、約２０Ｋｂｐｓの最大チャネルデータレートで動作
する。）

【００１７】本発明の高速μ法モデムの中心的な考え方
は、エンド・ツー・エンドのＰＯＴＳ接続の各レッグを
等化することで、量子化歪みの効果を避けること、およ
び、チャネル記号アルファベットのようにμ法量子化レ
ベル自体を利用することである（ここで、「レッグ」と
は、簡易な旧式電話サービス（ＰＯＴＳ）の各端末にお
ける接続を指す）。モデムは、次いで、このアルファベ
ットを使用し、正確な等化であると仮定し、送信レッグ
のＣＯＤＥＣにより検知されたアナログサンプルが伝送
された記号自体として、つまりμ法量子化レベルで、信
号を送る。このようにして、伝送された記号シーケンス
は、デジタル形式でネットワークを通って明確に伝送さ
れる。同様に受信レッグにおいては、ＣＯＤＥＣデコー
ダを駆動するデジタルシーケンスは、元の送信された記
号シーケンスの２倍となる。ここで述べたように、受信
機において受信レッグのループの適当な等化を持たせる
ことで、この記号シーケンスは元のユーザデータに回復
され、また再マッピングされる。

【００１８】これを例示するため、図２を参照して、ユ
ーザ１からユーザ２への伝送方向だけの場合を再度考察
する。まず、ループが、４ｋＨｚ以下の利用可能な帯域
幅を有し、また８０００記号／秒のＣＯＤＥＣのサンプ
リングレートに等しい記号レートでＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ
Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号を
サポートすることができる、理想的なＰＯＴＳ接続のバ
ージョンを考える。また、ユーザのデータを、秒あたり
約８ビットでマッピングすることができる２５５ポイン
トの１次元信号群を有するように、ＰＡＭ記号アルファ
ベットとしてμ法量子化レベルを選択する。これらの仮
定をした状態においては、ＣＯＤＥＣ１により検知され
る各電圧は、ユーザ１による送信されたμ法量子化レベ
ルに正しく対応し、よって、デジタル設備を介しての伝
送のための８ビットデジタル値に対応するものとして表
現される。送信設備により導入される誤差がないと仮定
すると、同じ電圧サンプルシーケンスが、ＣＯＤＥＣ２
の出力において生成され、これは受信レッグを駆動す
る。再度、受信レッグループが適切に等化され、受信機
が８ｋＨｚでサンプリングし、また送信された量子化レ
ベル記号シーケンスを回復し、次いで、元の送信された
ユーザデータにマッピングし直されると仮定する。この
ような理想的な仮定の下では、原則的には、最大に近い
６４ｋｂｐｓのＤＳ０伝送レートが達成できる。

【００１９】実際には、状況を複雑にするいくつかの考
慮すべき点がある。その第１のものは、ループが帯域制
限されていることである。この帯域制限は、ＣＯＤＥＣ
内の帯域通過フィルタによるものであり、これにより使
用可能な周波数応答が約３００Ｈｚから３．３ｋＨｚに
制限される。基本的なナイキスト理論によれば、ＷＨｚ
の２サイド帯域幅を備えたチャネルは、Ｗ記号／秒より
大きいレートにおいて低い歪みの信号を保持することが
できる。よって、利用可能な２サイドのループ帯域幅が
約６ｋＨｚであれば、最大記号レートは約６キロ記号／
秒に減じられ、約４８ｋｂｐｓのレートにおける伝送は
実際の帯域幅を考慮に入れた場合でもまだ実行可能であ
る。これは、現在の技術における従来の音声帯域モデム
の能力を越えた顕著な改良点である。

【００２０】他の顕著な実用上の問題は、従来の等化技
術はμ法の問題に直接適用することができないことであ
る。従来のモデムはダンデムされたループおよびネット
ワークを、エンド・ツ−・エンドの等化だけが必要な混
成のチャネルとして扱っている。μ法モデムのために
は、等化するための２つの独立したチャネルが必要とな
る。更に、μ法モデムは特定の記号セットを利用し、ま
たネットワークにより賦課されたサンプリング特性に従
わなければならない。ループ帯域幅を有効に利用するた
めには、これらのネットワークで賦課されたサンプリン
グ特性は、必ずしも均一に離間されていない記号サンプ
リング時間において、ＣＯＤＥＣへデータ記号を伝え、
またＣＯＤＥＣからデータ記号を受信することが必要と
なる。単一の等化器を利用した従来の等化装置は、これ
らの特定化されたサンプリング要求に適合するためには
不十分である。よって、表面上の類似点はあるものの、
従来の技術をμ法等化問題に適用するかは明確ではない
のである。本発明は、上記した多ユーザの等化技術を、
いまだかって実現されなかった方法でμ法問題に適用す
ること基づく、新規な高速モデムに関するものである。
（多ユーザシステムのμ法問題への適用）

【００２１】受信機が純粋遅延であり、送信機がＧＺＦ
規範を実現するように決定される、図１の多ユーザシス
テムを考える。この場合、多ブランチ受信機は、図３Ａ
および３Ｂに示したように単純化される。これらの図に
おいて、送信記号シーケンス３、５および７、送信機フ
ィルタ９、１１および１３、送信機サマー１５および線
形で時間不変のチャネル１７などは図１と同じであり、
同じ番号を付した。ここでは、多数の純粋遅延の受信機
フィルタ５１、５２および５５（図３Ａ）は、チャネル
出力をｎＴ＋θ_j ＋Δでサンプリングするサンプラー
（標本化器）６１（図３Ｂ）に減らされている。これ
は、μ法モデムの送信レッグに適用できる解釈である。
このＧＺＦ多ユーザシステムの解釈では、Ｍ個の記号シ
ーケンスは、１／Ｔ記号／秒のレートでそれぞれ送信す
るＭ個の独立のユーザによるものではなく、１つのＭ／
Ｔレート記号シーケンスを送信する単一のユーザによる
ものと考えられる。この単独のユーザは、この作業のた
めにＭ個のＧＺＦ送信機フィルタを、自らのレートであ
るＭ／Ｔ記号シーケンスをＭ個の１／Ｔレート記号シー
ケンスにグループ化することにより利用し、またＭ個の
フィルタのすべての出力を合計して自らの送信された信
号６９を形成する。利用可能な２サイドのチャネル帯域
幅が少なくともＭ／Ｔであり、またθ_j が全て異なって
いる限り、上記の通り、ＧＺＦ送信機フィルタを設計す
ることはほぼ常に可能であり、時間ｎＴ＋θ_j ＋Δにお
けるチャネル出力がｊ番目の送信機からのｎ番目に送信
された記号となる。

【００２２】この解釈はμ法送信レッグ問題に関して次
のようにマッピングされる。送信レッグの「受信機」
は、８ｋサンプル／秒で均一に送信するＣＯＤＥＣであ
る。送信レッグが少なくとも６ｋＨｚの２サイドの帯域
幅を有し、また６ｋ記号／秒のレートで記号のシーケン
ス（量子化レベル）をこの帯域幅を介して、これらの送
信レッグの受信側において各８サンプルの中から、これ
らの６つが量子化レベルとして送信されるように、送信
する場合を考える。（利用可能な２サイドの帯域幅の６
ｋＨｚを備え、各８サンプルの中から最大６つを任意に
選択できるナイキスト理論から従来より知られてい
る。）これは、Ｍ＝６、１／Ｔ＝１ｋＨｚのＧＺＦ送信
機アレイ、および時間ｎＴ＋θ_j ＋Δにおいて、例え
ば、θ_j ＝（ｊ−１）Ｔ／８、 ｊ＝１、２、…、６
（但し、ｊの値は逐次的であることが好ましいが、ｊの
値は、非逐次的であると考えられており、これも本発明
の範囲に属するものである。）でサンプリングする純粋
遅延の受信機アレイ（つまり、サンプラー）を使用する
ことで達成される。よって、この装置により、１２５μ
ｓのチャネル出力サンプルの各８ビットの中の６が、送
信された量子化レベルに駆動され、所望の結果が得られ
るのである。（他の２つのサンプルの扱いは重要であ
り、これは以下に説明する。）

【００２３】図４Ａ，４Ｂおよび４Ｃと５Ａと５Ｂで
は、上記した要素は同じ番号を付した。ここで、上記と
同様に、Ｘ_j （ｔ）が純粋に遅延要素であるときには、
フィルタ７１、７３および７５（図４Ａ）を備えたブラ
ンチ送信機は、図４Ｂのように再解釈され、交換器（コ
ミュテータ）７７が送信された記号ストリームのそれぞ
れを、隣接する交換器位置の間に遅延θ_j をあけて順番
にサンプリングする。交換器７７は更に、チャネル１７
を駆動する単一のレート−Ｍ／Ｔで送信された記号スト
リーム７９を、連続的な記号（図４Ｃ）の間の固定され
た遅延θ_j で解釈する。これは、μ法モデムの受信レッ
グに適用可能な解釈である。受信レッグのＣＯＤＥＣ
は、μ法で符号化されたデジタルサンプルストリームを
アナログ量子化レベルのシーケンスに変換し、これを８
ｋサンプル／秒のレートで受信ループに駆動する。送信
レッグに関する上記の説明に従って、これらのサンプル
の各８の中の６つが遠隔の終端ユーザに送信される量子
化レベル（つまり、記号）である。この単一の記号スト
リームは、図４Ｃの装置により、再度Ｍ＝６、１／Ｔ＝
１ｋＨｚ、および ｎＴ＋θ_j 、θ_j ＝（ｊ−１）Ｔ／８、 ｊ＝１、２、
…、６ である純粋遅延の送信機フィルタを備えたＭユーザのＧ
ＺＦシステムとして解釈される。

【００２４】受信レッグが少なくとも６ｋＨｚの２サイ
ドの帯域幅を有している場合には、６つのフィルタｒ¹
（ｔ）、…、ｒ⁶ （ｔ）の組（つまり、受信等化器）を
ＧＺＦ規範に適合するように設計することができる。こ
れら６つの等化器の出力は、多ユーザ記号レート、つま
り１ｍｓ毎に計算され、時間ｎＴ＋Δにおけるｊ番目の
等化器の出力は、受信レッグＣＯＤＥＣによる時間ｎＴ
＋θ_j において送信された量子化レベルである。

【００２５】ここで、ユーザデータに運搬されないサン
プルの扱いについて説明する。次の説明は、利用可能な
２サイド帯域幅が６ｋＨｚで、ＣＯＤＥＣサンプリング
レートが８ｋＨｚで、また非ユーザデータ運搬サンプル
がＣＯＤＥＣにｎＴ＋θ₇ およびｎＴ＋θ₈ で到達す
る、Ｎ＝８、Ｍ＝６の上記例の続きである。一般的に
は、これらのサンプルは、これが利用可能な帯域幅の６
ｋＨｚのための６ｋ記号／ｓのナイキスト制限を破壊す
るために、任意のデータを運ぶためには使用することが
できない。７番目および８番目のサンプルを使用するた
めの研究は、等化器により緩和することができない記号
間の干渉を招く結果となっている。しかしながら、後述
するように、これらのサンプルが受信レッグのモデムの
サンプリングクロックをネットワークのサンプリングク
ロックと同期させる目的で使用できることが判った。

【００２６】まず最初に、送信レッグ上の非ユーザデー
タ運搬（ＮＵＤＢ）サンプルの扱いを考察する。送信レ
ッグＣＯＤＥＣでは、７番目と８番目のサンプルの値
は、過去およびこれに続く情報運搬記号、および送信機
フィルタのインパルス応答の関数である。一般的には、
これらのＮＵＤＢサンプルは、正確な量子化レベルでは
なく、このため、量子化レベルが実際のＮＵＤＢサンプ
ル値に近接しているのに対して、最後にネットワークを
横切って送信される。受信レッグにおいては、これらの
サンプルが現状のままの左であれば、受信レッグシステ
ムは、多ユーザ解釈において、右のむしろ６つの、並列
１ｋ記号／秒のデータストリームと等価になる。これ
は、ナイキスト記号レート制限を破壊し、記号間の干渉
を生じる結果となる。つまり、受信レッグの等化器は、
２つの「余分の」データストリームからの干渉を除くこ
とができず、ＧＺＦ規範を実現することができなくな
る。

【００２７】この問題を回避するための簡単な方法は、
受信レッグＣＯＤＥＣにおいて、ＮＵＤＢサンプルを強
制的に０にすることである。事実上、これは２つの「余
分な」データストリームを削減し、これにより、ナイキ
スト記号レート制限が回避され、受信レッグの等化器が
ＧＺＦ規範を実現することができる。しかしながら、受
信等化器がＧＺＦ規範を実現することを許容するため
に、ＮＵＤＢサンプルを強制的に０にする必要はない。
受信等化器により緩和されない干渉を減じることなく、
特定の記号の決定的パターン（つまり、量子化レベル）
を受信レッグ上でＮＵＤＢを使用して送信できることが
判った。特定のこのようなパターンは、交互シーケンス
｛Ｘ₇ 、Ｘ₈ 、…、−Ｘ₇ 、−Ｘ₈ ｝である。ここで、
Ｘ₇ とＸ₈は可能性のある量子化レベルの２つを示す。
このパターンの決定的な性質、および他の類似した特性
は、μ法のモデムの受信機においてネットワークのサン
プリングレートを決定する助力として好都合に使用する
ことができる。（本発明のμ法のモデムのための等化器
の適応型の決定）

【００２８】ループの伝送特性が時間と同様に、接続毎
に変わるため、ＱＬＳモデムのための等化器の設定もこ
れに適応して決定しなければならない。必要な適応関連
の仕事のいくつかは、モデムから分離された適応サービ
スユニット（ＡＳＵ）により行われる。ＡＳＵは、図式
的には、ネットワーク内から等化の前にネットワークに
取り付けれたＱＬＳモデムへの情報を観測および通信す
ることができる、電話システムネットワークに組み込ま
れたプログラムまたは信号処理装置である。

【００２９】他の能力としては、ＡＳＵはネットワーク
ＣＯＤＥＣからのデジタルサンプルシーケンスを監視
し、またこのシーケンスを取付けられたＱＬＳモデムに
通信することができる。ＡＳＵはまた、監視されたＣＯ
ＤＥＣのサンプルシーケンスと公知のシーケンスとの間
の差に基づいてデジタルフィルタを推論することがで
き、またそのようなフィルタの係数を接続されたＱＬＳ
モデムに通信ことができる。これら２つの能力は、ＱＬ
Ｓモデムの送信機フィルタ（送信機の等化器）の設定の
決定の目的で使用することができる。ＡＳＵはまた、公
知のデジタルサンプルシーケンスをネットワークのＣＯ
ＤＥＣに供給または「詰め込む」することもできる。こ
の能力は、ＱＬＳモデムの受信機フィルタ（受信等化
器）の設定を決定する目的で使用される。以下の適用手
順の説明において、これらＡＳＵの能力が利用できるも
のと仮定する。

【００３０】上記の説明では、サンプリング時間θ_j の
唯一の制限は、それらが異なることであったが、そうで
なければ任意であった。以下の説明を簡略化するため、
図３Ｂおよび４Ｃにおいて均一に離間されたサンプリン
グは、整数ＮとＭを導入して、単一のユーザの問題のた
めには、ＣＯＤＥＣは送信機および受信機の双方でＮ／
Ｔ Ｈｚにおいて均一にサンプリングし、利用可能な２
サイドの帯域幅はＭ／Ｔ Ｈｚであり、またＭ／Ｔ記号
／秒の記号レートにおいてエンド・ツー・エンドに信号
出力することが好ましいと、仮定される。本発明のモデ
ムは、大きなネットワークを構成する現存のデジタル輸
送能力のサンプリング特性を緩和しなければならないた
め、この均一なサンプリング制限は、μ法問題の解決に
おいて好ましい。μ法モデムのためには、Ｔ＝１ｍｓ、
Ｎ＝８およびＭ＝６を選択することが好ましい。よっ
て、ＣＯＤＥＣ（およびデジタル的に輸送された他のＣ
ＯＤＥＣ）により検知される８ｋＨｚのサンプルの各８
の中の６つが、ユーザ１により送信された記号に対応す
るような方法で、送信レッグを予め等化することが本発
明の目的の１つとなる。同様に、受信機において、サン
プルが均一に８ｋＨｚにおいてとられ、８つのサンプル
毎の中の６つが送信された記号に再度対応するような方
法で、受信レッグを後で等化することが本発明の他の目
的となる。しかしながら、以下の説明を一般的なものと
し、また他の可能性はあるが現在販売されている電話ネ
ットワーク交換システムではないものにも適用できるた
め、Ｎ、ＭおよびＴが、現在適用されている市販の一例
である、Ｔ＝１ｍｓ、Ｎ＝８、およびＭ＝６を基礎とす
る上記したμ法の問題のために使用される特定の数字よ
りもむしろ使用される。

【００３１】均一にサンプリングされたシステムのため
の受信レッグの分離時間の等価を図５Ａに示し、また同
様に送信レッグの場合を図５Ｂに示した。２つの等化器
９９、１０１および１０３｛ｒⁱ （ｋ），１≦ｉ≦
Ｍ｝、および等化器１０５、１０７および１０９｛ｘⁱ
（ｋ），１≦ｉ≦Ｍ｝の２つのセットのための適用手順
は類似している。

【００３２】最初に、図５Ａの受信レッグ等化ダイヤグ
ラムを考える。この構成では、混合のインパルス応答ｈ
（ｋ）９７は、チャネルバンク受信側フィルタ、加入者
ループのインパルス応答、並びにモデムのフロント−エ
ンドのインパルス応答を結合したものを表す。ここで、
受信機は、ネットワークのタイミングを同期していると
仮定される。つまり、任意の位相差はあるものの、受信
機におけるサンプリングレートはネットワークサンプリ
ングレートと同一である。最終的には、シーケンス｛ａ
ⁱ _n ｝がｒⁱ （ｋ）の出力において回復されるように、
ｒⁱ （ｋ）、１≦ｉ≦Ｍを適応的に決定することであ
る。この適応は、公知のデジタルシーケンスを適応サー
ビスユニットから受信機に送信し、また標準の等化方
法、たとエアＬＭＳアルゴリズムを使用することで行わ
れる。重要な点は、各受信機ｒⁱ （ｋ）は、それぞれＧ
ＺＦ規範に合致するように（つまり、ｒⁱ がその遠隔の
同位Ｘⁱ に応じた混成のチャネルを等化し、同時に非同
位の送信機ｘｊ、ｊ≠ｉからの干渉を抑制するよう
に）、またそこに存在するナイキスト理論を保証するよ
うに、独立して適応できることである。

【００３３】ＬＳＭアルゴリズムを使用した練習は、受
信レッグＣＯＤＥＣを公知の基準の擬ランダムμ法によ
る、 ａ¹ ₁ 、ａ² ₁ 、ａ³ ₁ 、…、ａ^M ₁ 、Ｏ…０、ａ¹
₂ 、ａ² ₂ 、ａ³ ₂ 、…、ａ^M ₂ 、０…０、… （３） の形態の記号シーケンス１１１により駆動することで、
達成される。ここで、擬ランダム記号シーケンス１１１
の各Ｎサンプル「」は、Ｎ−Ｍゼロを伴う、Ｍの非０の
サンプルａⁱ _n （１≦ｉ≦）から構成される。受信機出
力は、記号周期に一度（つまり、各Ｎ入力サンプル毎に
１度）計算され、また次いで、これらの記号離間出力と
公知の基準シーケンスから交互にとった対応する記号と
の間の差に基づいて、通常のＬＭＳセンスに係数が適合
される。（よって、ｉ番目の受信機は基準として上記の
シーケンスからのａ_n ⁱ だけを使用する。）この方法を
使用して、ｒⁱ （ｋ）のそれぞれを他から独立に適応す
ることができ、または、必要であれば、適応を全てのｒ
ⁱ （ｋ）に対して一度に実行される。ここで、また、適
応サービスユニットが受信レッグＣＯＤＥＣに公知の基
準シーケンスを供給したと仮定した場合でも、送信レッ
グの等化が最初に行われたとするならば、このシーケン
スは、原理的には、ユーザ１の送信機により供給された
ものとなる。

【００３４】本発明のμ法モデムのための送信機の構成
を図５Ｂに示した。ここでの適応手順は、受信機のため
のものと同様であるが、いくつかの重要な点が異なって
いる。最初に、チャネル応答は適応ユニットにより、当
該チャネルを公知のサンプルにより駆動し、また、ｈ
（ｋ）の出力サンプル１１３の量子化値とチャネルの出
力サンプルとの間の差を最小限とするチャネル評価、ｈ
（ｋ）を構成することで、評価される。ＬＭＳアルゴリ
ズムはこの目的のためにも再度使用できる。このように
して推論されたｈ（ｋ）は次いで、ｘⁱ （ｋ）を決定す
るために、適応サービスユニットにより行われる計算に
使用される。他の違いは、図６Ａにおける適応型の形式
である、図５Ｂの送信機の構成では、｛ｘⁱ （ｋ）｝を
適応的に決定するためには効率良く使用できないことで
ある。この理由は、図６Ａの構成においては、チャネル
１２１は等化器１２３に続いており、よって、ｈ（ｋ）
のグループ遅延により、ｘ（ｋ）に行われた適応型の更
新が、これが行われたずっとあとになってエラー信号ｅ
（ｋ）に影響を与えることである。そして、収束が遅い
ことから、この長い遅延が適応処置サイズを小さなもの
とする必要の原因となる。この収束時間の問題は、適応
の間にチャネル１２５と等化器１２７を有した後チャネ
ル等化器の構成（図６Ｂ）を使用し、この構成において
等化器の設定を決定し、次いで等化器を図６Ａのように
チャネルの前である元の位置に「移動」し直すことで、
回避することができる。適応のための図６Ｂの構成の長
所は、時間ｋにおけるｘ（ｋ）の更新の効果が時間ｋ＋
１において直ちに検知できることであり、よって大きな
適応処理サイズを使用できるようになり、収束がずっと
速くなる。

【００３５】μ法の問題において、図６Ｂのような構成
は、このように図６Ａの構成よりも好ましく、また送信
機の適応の目的のために適している。単にチャネル９７
を図５Ｂにおいて、擬ランダムシーケンス ａ¹ ₁ 、ａ² ₁ 、ａ³ ₁ 、…、ａ^M ₁ 、０…０、ａ¹ ₂ 、ａ² ₂ 、ａ³ ₂ 、ａ^M ₂ 、０…０、… （４） を含む入力で直接駆動することで、実現することができ
る。（このシーケンスは、いかなるパルス整形ネットワ
ークによっても駆動されていないため、事実上、広帯域
である。実際には、送信されたエネルギーのスペクトル
をＦＣＣ管理要求に一致させるために、帯域制限フィル
タを送信機出力の合計ポイントに配置することができ
る。しかしながら、このフィルタは可能な限り広帯域で
なければならなず、つまり、ＦＣＣの送信出力のマスク
要求に適合するが、著しく越えるものであってはならな
い。）次いで、適応サービスユニットの内部において、
再配置された送信機フィルタは上記の公知のシーケンス
を基礎として設計することができる。しかしながら、イ
ンパルス応答は他の送信機により使用される全てのサン
プリング時においてゼロに強制されなければならないた
め、受信機の適応とは異なり、ｘⁱ （ｋ）の係数は記号
よりはむしろサンプルに関して適応しなければならな
い。例えば、送信機フィルタｘｉ（ｋ）は、そのＴ／Ｎ
サンプリングされた出力と所望のシーケンス ａ¹ ₁ 、０、０、０、…、ｘ、…、ｘ、ａ¹ ₂ 、０、
０、０、…、ｘ、…、ｘ、… （５） との間の差に基づいて適応される。ここで、ｘｓは送信
機フィルタが適応的に更新されたサンプルを指す。同様
に、ｘ² （ｋ）の所望の応答は ０、ａ² ₁ 、０、０、…、ｘ、…、ｘ、０、ａ² ₂ 、
０、０、…、ｘ、…、ｘ、… （６） またｘ³ （ｋ）の所望の応答は ０、０、ａ³ ₁ 、０、…、ｘ、…、ｘ、０、０、ａ³
₂ 、０、…、ｘ、…、ｘ、… （７） である。最後に、適応サービスユニット内で送信等化器
がこの方法により一旦設計されたならば、後チャネル等
化器の構成（図６Ｂ）は、等化器の係数を顧客の宅内装
置におけるモデムに送信することで、前チャネル等化器
の構成（図６Ａ／５Ｂ）に変形される。この前チャネル
等化器の構成は、好ましい、他の本発明の実施例であ
る。

【００３６】図７に、デジタル電話ネットワーク３０９
および電話ネットワーク内の適応サービスユニット３１
８を含む、本発明の量子化レベルサンプリング（ＱＬ
Ｓ）モデム２０３と２０５を備えた通信システム装置を
例示した。モデム２０３と２０５は、少なくとも１つの
送信機要素を受信機要素、好ましくは送信機要素と受信
機要素の両方を有するシステム内の複数のＱＬＳモデム
を表している。しかしながら、簡略化のため、システム
の動作を、モデム２０３からモデム２０５への送信方向
だけのための図７を参照して説明し、よってモデム２０
３内の送信機要素２２１とモデム２０５内の受信機要素
２２３だけを例示した。同様に、図７の電話ネットワー
クでは、Ｐｕｂｌｉｃ Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｔｅｌｅｐ
ｈｏｎｅ（ＰＳＴＮ）を例示した。このＰＳＴＮは８ｋ
サンプル／秒のサンプリングレートで動作し、また、ル
ープ応答を通常の３００Ｈｚから３．３ｋＨｚの周波数
レンジに制限する帯域制限フィルタを含んだμ法ＣＯＤ
ＥＣを採用している。よって、ループ２１７と２１９は
利用可能な６ｋＨｚの２サイドの帯域を有していると考
えることができる。よって、上記の説明に従って、図７
のシステムのパラメータは、１／Ｔ＝１ｋＨｚ、Ｎ＝
８、およびＭ＝６である。

【００３７】図７のシステムの動作を最初に、「定常状
態」のユーザデータモードにおいて、つまり送信機要素
２２１と受信機要素２２３内に含まれた等化器の設定を
予め決定されまたエンド・ツー・エンドのユーザデータ
送信が進行しているものと仮定して、説明する。

【００３８】ユーザデータ２２９は約４８ｋｂｐｓのレ
ートで送信モデム２０３に導入される。エンコーダ２３
３はユーザデータを、それぞれの記号が２５５のμ法の
量子化レベルの１つに等価であり、約８つのユーザデー
タビットを表現する、６つの並列な１ｋ記号／秒のチャ
ネル記号ストリーム２３５〜２４０に符号化する。送信
要素２２１は６つの送信機フィルタ２５１〜２５６を含
み、これらフィルタ（または送信機等化器）のそれぞれ
は上記チャネル記号ストリームの１つの上で動作する。
送信機フィルタの出力２６１〜２６６は送信機サマー２
７０において合計され、このサマーの出力信号２７２は
送出マスクフィルタ２７５によって帯域制限される。送
出マスクフィルタ２７５の出力はデジタル−アナログ変
換器２７９によりアナログ形式に変換され、得られたア
ナログ信号は加入者ループ２１７を介して中央局に送信
される。

【００３９】中央局では、ＣＯＤＥＣ３０１がアナログ
ループ信号を８ｋサンプル／秒のレートでサンプリング
し、これらのサンプル電圧をＤＳ０デジタルシーケンス
３１１に量子化および符号化し、これはＰＳＴＮ３０９
を通ってＣＯＤＥＣ３１５に輸送される。ＣＯＤＥＣ３
１５は上記のＤＳ０シーケンスを帯域制限されたアナロ
グ信号に変換し、これは加入者ループ２１９上でモデム
２０５に送信される。加入者ループ２１９からのアナロ
グ出力信号は、８ｋサンプル／秒のレートでサンプリン
グを行うアナログ−デジタル変換器２８１により、デジ
タル形式に変換される。得られたデジタル信号２８３は
６つの並列受信機フィルタ２９１〜２９６上でこれらに
より操作される。ｋ番目の受信機フィルタ（または受信
機等化器）２９４は１ｋサンプル／秒のレートのデジタ
ルサンプル４５４のストリームを生成し、これらのサン
プルは、モデム２０３においてｋ番目の送信機等化器２
５４に入力された、送信チャネル記号ストリーム２３８
の評価となる。サンプルストリーム４５１〜４５６は、
各サンプルを２５５の可能なμ法の量子化レベル（記
号）の近似した１つに対応する８ビットワードにマッピ
ングするスライサ４６１〜４６６上でこれにより操作さ
れる。６つのスライサ出力の記号ストリーム４７１〜４
７６は、６つの１ｋ記号／秒のチャネル記号ストリーム
を単一のユーザデータ出力ストリーム２３０に約４８ｋ
ｂｐｓのレートでマッピングするデコーダ４６０上でこ
れにより操作される。

【００４０】次に、図７を、送信機要素２２１および受
信機要素２２３内に含まれた等化器の設定を決定するた
めに使用される適応手順を説明するために使用する。送
信機等化器２５１〜２５６の適応は、デジタル電話ネッ
トワーク３０９内に位置する適応サービスユニット３１
８により助力される。送信機の適応処理の間、エンコー
ダ２３３は学習モードに位置され、符号化された顧客デ
ータに基づく記号の代わりに、公知の擬ランダム記号２
３５〜２４０の６つの１ｋ記号／秒のストリームを発生
するようになる。この学習段階の間に、送信機等化器２
５１〜２５６は最初に、隣接する等化器の間の１サンプ
ルの遅延（つまり、１２５μｓ）を持ったユニットイン
パルス、例えば、ｘ_j （ｔ）＝δ（ｔ−ｊＴ_s ）、ｊ＝
１、２、…、６にセットされる。但し、Ｔ_s ＝１２５μ
ｓである。よって、この学習の初期の部分の間は、エン
コーダと送信機等化器の設定により、上式（４）に示し
たような広帯域の擬ランダム学習シーケンスの送信が行
われた結果となる。適応サービスユニット３１８は、こ
の学習データの送信の結果であるＤＳ０デジタルシーケ
ンス３１１の各８サンプルの中の６つを観察する。観察
されたシーケンスと公知の擬ランダム送信された学習シ
ーケンスとの間の差に基づいて、適応サービスユニット
は、例えば公知のＬＭＳアルゴリズムを使用して、６つ
の送信機等化器のための適当な係数設定を決定すること
ができる。これらの係数設定は、次いでモデム２０３に
通信で戻されて、送信機等化器２５１〜２５６内にイン
ストールされる。エンコーダ２３は次いで、学習モード
から出る。

【００４１】受信機等化器２９１〜２９６の学習も同様
に適応サービスユニット３１８により助力される。受信
機の適応処理の間、受信機の等化器２９１〜２９６は、
展開的にはインパルス応答がゼロの、公知の状態に初期
化される。適応サービスユニット３１８は、ＣＯＤＥＣ
２ ３１５に、上式（３）で例示したような公知の擬ラ
ンダム学習シーケンスを符号化するようにさせる。得ら
れたＣＯＤＥＣ２の出力信号は加入者ループ２１９を駆
動し、この出力はアナログ−デジタル変換器２８１によ
りデジタル化される。この得られたデジタル信号２８３
は、適応モードに位置された受信機等化器２９１〜２９
６により並列に操作され、その間にそれらの出力とＣＯ
ＤＥＣ２により符号化された公知の学習シーケンスとの
間の差に基づき、例えばＬＭＳアルゴリズムを使用し
て、適当な係数設定が決定される。この受信機適応段階
が完了したならば、ＣＯＤＥＣ２は適応サービスユニッ
トにより学習モードから外されて、ネットワークからの
ＤＳ０デジタルシーケンスにより駆動されるようにな
る。

【００４２】送信機と受信機の初期の適応が一旦完了し
たならば、エンド・ツー・エンドのユーザデータの送
信、あるいは「定常状態」の動作を開始することができ
る。以上、本発明を実施例に基づいて説明したが、本発
明はこの実施例に限定されるものではなく、上記の教示
に従って本発明の種々の変更や変形が可能であることは
明らかである。よって、本発明の添付した請求の範囲の
範囲内において、本発明を上記で特定した以外にも実施
することができる。

【発明の効果】本発明によれば、電話ネットワークにお
いてアナログからデジタルおよびデジタルからアナログ
への変換する際の、モデムにより発生されたアナログ信
号における量子化歪みを防止ないし低減することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来技術の多ユーザ通信システムの図式的なダ
イヤグラムを示した説明図である。

【図２】従来技術のエンド・ツー・エンドの従来の電話
システム（「ＰＯＴ」−Ｐｌａｉｎ Ｏｌｄ Ｔｅｌｅ
ｐｈｏｎｅ Ｓｅｒｖｉｃｅ）の基本的な構成要素の図
式的なダイヤグラムを示した説明図である。

【図３Ａ】図３Ａは、本発明のＱＬＳモデムが改善する
ＱＬＳモデムの多送信レッグとして解釈される、純粋な
遅延受信機を備えた多ユーザシステムの図式的なダイヤ
グラムを示した説明図である。

【図３Ｂ】図３Ａは、本発明のＱＬＳモデムが改善する
ＱＬＳモデムの多送信レッグとして解釈される、純粋な
遅延受信機を備えた多ユーザシステムの図式的なダイヤ
グラムを示した説明図である。

【図４Ａ】図４Ａは、本発明のＱＬＳモデムが改善する
ＱＬＳモデムの多送信レッグとして解釈される、純粋な
遅延送信機を備えた多ユーザシステムの図式的なダイヤ
グラムを示した説明図である。

【図４Ｂ】図４Ｂは、本発明のＱＬＳモデムが改善する
ＱＬＳモデムの多送信レッグとして解釈される、純粋な
遅延送信機を備えた多ユーザシステムの図式的なダイヤ
グラムを示した説明図である。

【図４Ｃ】図４Ｃは、本発明のＱＬＳモデムが改善する
ＱＬＳモデムの多送信レッグとして解釈される、純粋な
遅延送信機を備えた多ユーザシステムの図式的なダイヤ
グラムを示した説明図である。

【図５Ａ】図５Ａは、本発明のＱＬＳモデムの基本とな
る、ＱＬＳモデムの受信レッグと送信レッグの離散時間
等価の図式的なダイヤグラムをそれぞれ示した説明図で
ある。

【図５Ｂ】図５Ｂは、本発明のＱＬＳモデムの基本とな
る、ＱＬＳモデムの受信レッグと送信レッグの離散時間
等価の図式的なダイヤグラムをそれぞれ示した説明図で
ある。

【図６Ａ】図６Ａは、本発明のＱＬＳモデムのための伝
送機応用の他の形態の図式的なダイヤグラムを示した説
明図である。

【図６Ｂ】図６Ｂは、本発明のＱＬＳモデムのための伝
送機応用の他の形態の図式的なダイヤグラムを示した説
明図である。

【図７】本発明のＱＬＳモデム通信システム装置の送信
機および受信機の形態を示した説明図である。

【符号の説明】

９９、１０１、１０３、１０５、１０７、１０９、１２
３ 等化器 ２０３、２０５ モデム ２２１ 送信機要素 ２２３ 受信機要素 ３０９ 電話ネットワーク ３１８ 適応サービスユニット

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 グレン デー． ゴールデン アメリカ合衆国 07724 ニュージャー シィ，ティントン フォールズ，エディ ソン アヴェニュー 38 (72)発明者 レイモンド ケー． ジョーンズ アメリカ合衆国 08043 ニュージャー シィ，ボアヒーズ，レーガン コート 15 (72)発明者 ジェームス イー． マゾ アメリカ合衆国 07704 ニュージャー シィ，フェア ハヴン，ピー．オー． ボックス 261（番地なし) (72)発明者 ディヴィッド ジー． シャウ アメリカ合衆国 07748 ニュージャー シィ，ミドルタウン，キャロル ロード 51 (56)参考文献 特開 平１−177726（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−145255（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−22236（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 14/00 - 14/06 H04B 3/04

Claims (14)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 μ−法量子化レベルを用いた複数の符号
   を有する量子化規則ベース電話システムと関連するルー
   プ信号を量子化するための高速量子化レベル標本化（Ｑ
   ＬＳ）モデムであって、 入力データ信号の第１のループ信号へのアナログ−デジ
   タル（Ａ／Ｄ）変換および受信されたループ信号のデジ
   タル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換が所定の量子化レベルを
   もった既知の量子化規則に基づいているような伝送シス
   テムを利用する該量子化規則ベース電話システムを通し
   て信号を送信しおよび受信するためのそれぞれ送信機要
   素および送信機要素のうちの少なくとも１つを有し該量
   子化規則ベース電話システムに機能的に接続されたモデ
   ムを含み、 該送信機要素は、 入力データ信号を符号化する符号器と、 符号化された入力データ信号を等化送信機信号として等
   化するための複数の送信機等化器と、 該量子化送信機信号を総計信号に加算するための加算器
   と、 該総計信号をろ波するための放出マスクフィルターと、 該量子化規則ベース電話システムに機能的に接続された
   Ｄ／Ａ変換器であって、該総計信号を変換して所定のμ
   −法量子化レベルをもった既値の量子化規則を用いて量
   子化された出力ループ信号を発生し、及び該出力ループ
   信号を第１のコーデックに送信するためのＤ／Ａ変換器
   とを含み、そして該受信機要素は、 該量子化規則電話システムに機能的に接続されたＡ／Ｄ
   変換器であって、第２のコーデックからの受信ループ信
   号を該所定のμ−法量子化レベルをもつ該既知の量子化
   規則及び該量子化規則ベースシステムネットワークの該
   所定のμ−法量子化レベルに等化な該チャンネルシンボ
   ルアルファベットを用いて量子化されたＡ／Ｄ変換信号
   に変換するためのＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換信号からの受信サンプルを発生するための
   複数の受信機等化器と、 該受信サンプルを処理して出力シンボル流を発生するた
   めの複数のスライサと、 該出力シンボル流を復号するための復号器とを含むこと
   を特徴とする高速量子化レベル標本化モデム。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のモデムにおいて、 該複数の送信機等化器の各々が、別々の信号シンボルを
   ろ波しかつ送信するためのそれぞれの送信機フィルタを
   含み、および該複数の受信機等化器の各々が、別々の信
   号シンボルを受信しかつろ波するためのそれぞれの受信
   フィルタを含むことを特徴とするモデム。
3. 【請求項３】 請求項２に記載のモデムにおいて、 該複数の送信機等化器が、６つの別々の送信機フィルタ
   を含み、および該複数の受信機等化器が、６つの別々の
   受信機フィルタを含むことを特徴とするモデム。
4. 【請求項４】 請求項１に記載のモデムにおいて、 該送信機要素が、該μ−法量子化レベルを該チャンネル
   シンボルアルファベットとして用いることを特徴とする
   モデム。
5. 【請求項５】 請求項１に記載のモデムにおいて、 該複数の送信機フィルタおよび受信機フィルタが、いく
   つかのコンサイス時点であってそのうちの少なくとも１
   つが該量子化規則電話システムネットワークのサンプリ
   ング時点と一致するようなコンサイス時点での該所定の
   μ−法量子化レベルに等価な所定の点に少なくとも実質
   的に接近して通過する信号を送信しおよび受信するよう
   に適応的に決定されることを特徴とするモデム。
6. 【請求項６】 請求項２に記載のモデムにおいて、 該複数の送信機フィルタおよび受信機フィルタが毎秒１
   キロシンボルに動作するよう作られていることを特徴と
   するモデム。
7. 【請求項７】 ループ信号を量子化するための高速量子
   化レベル標本化（ＱＬＳ）モデム通信システムであっ
   て、 （ａ）第１のループ信号のアナログ−デジタル（Ａ／
   Ｄ）変換および第２のループ信号のデジタル−アナログ
   （Ｄ／Ａ）変換が所定のμ−法量子化レベルをもつ既知
   の量子化規則に基づくものである伝送システムを利用す
   る量子化規則ベース電話システムネットワークであっ
   て、 μ−法量子化レベルを用いて該第１および第２のループ
   信号をそれぞれアナログ−デジタル変換およびデジタル
   −アナログ変換するための複数の符号器／復号器（コー
   デック）ステーション、および該複数の符号器／復号器
   ステーションに機能的に接続されＡ／ＤおよびＤ／Ａ変
   換された信号を該複数の符号器／復号器ステーションの
   間に送信するための交換デジタルネットワークを含む量
   子化規則ベース電話ネットワークと、 （ｂ）受信ループ信号のＡ／Ｄ変換および入力データ信
   号の出力ループ信号へのＤ／Ａ変換が所定のμ−法量子
   化レベルをもつ既知の量子化規則に基づいている伝送シ
   ステムを利用する量子化規則ベース電話システムネット
   ワークを通して各々がループ信号を送信しおよび受信す
   るための送信機要素および受信機要素を有するような複
   数のモデムであって該量子化規則ベース電話システムネ
   ットワークに接続された複数のモデムとを含み、 該送信機要素は、 該入力データ信号を出力ループ信号にＤ／Ａ変換し、お
   よび該出力ループ信号を該少なくとも１つのコーデック
   に送信するための該送信機要素内の送信手段を含み、こ
   の送信機手段は該入力データ信号を符号化する符号器
   と、 符号化された入力データ信号を量子化送信機信号として
   等化する複数の送信機等化器と、 等化された送信機信号を総計信号に加算する加算器と、 該総計信号をろ波する放出マスクフィルターと、 該量子化規則ベース電話システム網に機能的に接続され
   たＤ／Ａ変換器であって、所定のμ−法量子化レベルを
   もつ該既知の量子化規則を用いて量子化された出力ルー
   プ信号を発生するために該総計信号を変換し、および該
   出力ループ信号を第１のコーデックに送信するための、
   Ｄ／Ａ変換器とを含み、そして該受信機要素は、 量子化規則ベースシステムネットワークの所定のμ−法
   量子化レベルに等化なチャンネルシンボルアルファベッ
   トを有する受信ループ信号とともに第２のチャンネルを
   介して送信された少なくとも１つのコーデックからの受
   信ループ信号を受信し、および該受信ループ信号をＡ／
   Ｄ変換するための受信手段を含み、この受信手段は、 所定のμ−法量子化レベルをもつ既知の量子化規則およ
   び該量子化規則ベースシステムネットワークの所定のμ
   −法量子化レベルに等価なチャンネルシンボルアルファ
   ベットを用いて第２のコーデックからの受信ループ信号
   をＡ／Ｄ変換信号に変換するための、該量子化規則ベー
   ス電話システムに機能的に接続されたＡ／Ｄ変換器と、 該Ａ／Ｄ変換信号から受信サンプルを発生するための複
   数の受信機等化器と、 該受信サンプルを処理して出力シンボル流を発生するた
   めの複数のスライサと、 該出力シンボル流を復号するための復号器とを含むもの
   である通信システム。
8. 【請求項８】 請求項７に記載の通信システムにおい
   て、さらに該モデムを該電話システムネットワークのタ
   イミングと同期させるための各モデムについてのタイミ
   ング手段を含む通信システム。
9. 【請求項９】 請求項７に記載の通信システムにおい
   て、 中央回路および等化フィルタを有する少なくとも１つの
   適応サービスユニットであって、該複数のモデムのいず
   れかのものからのトレーニング開始信号を受信し、該開
   始信号に関連する任意の干渉を識別し、および干渉を最
   小化するために該送信手段および受信手段のうちの少な
   くとも１つを調整しかつ等化するよう開始しているモデ
   ムに適応信号をフィードバックするよう作られている適
   応サービスユニットを含む通信システム。
10. 【請求項１０】 請求項７に記載の通信システムにおい
    て、 該電話システムネットワークが、毎秒６４キロビットで
    動作し、およびモデム送信データに利用できる毎秒４８
    キロビットを有している通信システム。
11. 【請求項１１】 請求項７に記載の通信システムにおい
    て、 該伝送システムが、μ−法伝送システムである通信シス
    テム。
12. 【請求項１２】 請求項１１に記載の通信システムにお
    いて、 該モデムの各々が、６つの送信機フィルタと６つの受信
    機フィルタを含む通信システム。
13. 【請求項１３】 請求項１０に記載の通信システムにお
    いて、 該伝送システムが、μ−法伝送システムである通信シス
    テム。
14. 【請求項１４】 請求項１３に記載の通信システムにお
    いて、 該モデムの各々が、６つの送信機フィルタと６つの受信
    機フィルタを含む通信システム。