JP3206553B2

JP3206553B2 - 復調装置

Info

Publication number: JP3206553B2
Application number: JP20645698A
Authority: JP
Inventors: 英作佐々木
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1998-07-22
Filing date: 1998-07-22
Publication date: 2001-09-10
Anticipated expiration: 2018-07-22
Also published as: US6411658B1; JP2000041074A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、復調装置に関し、
特に、搬送波再生回路を備えた準同期方式の復調装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】

【発明の背景】衛星通信等の通信設備に用いられる復調
装置においては、無調整化によるコスト低減やディジタ
ル化による特性の安定化を目的として、ディジタル化が
実用化され始めている。復調装置における搬送波再生回
路をディジタル化する方式に準同期検波方式がある。こ
の準同期検波は、搬送波周波数に近いが非同期の周波数
を持つＬＯ（局部発振器：Local Oscillator）の局部発
振信号と、入力されたＩＦ（中間周波）信号とを乗算
することによりＢＢ（Base Band)信号に落とし、更にデ
ィジタル信号に変換した後、僅かに残った周波数差をデ
ィジタル回路で構成された搬送波再生回路を用いて補償
するものである。このような構成により、ＬＯの構成を
ＶＣＯ（電圧制御発振器：Voltage Controlled Oscilla
tor)から水晶発振器による固定発振周波数の構成（準同
期方式）に変えることができるので、アナログ回路の調
整が不要になり、また、特性の変動を抑えることが可能
になる。

【０００３】搬送波再生回路には、ＩＦ及びＲＦ（高周
波）の送受ＬＯの周波数差を補償できるだけの同期引き
込み範囲が要求される。アナログの搬送波再生回路の場
合、定常時の搬送波再生ＰＬＬ（phase locked Loop)の
ループ帯域幅では、搬送波の同期引き込み範囲が十分に
取れないため、スイーパー (Sweeper)と呼ばれる発振器
を設けている。

【０００４】図１０はディジタル化された従来の準同期
方式の復調装置を示す。この復調装置は、特開平７−１
７７１９４号公報に開示されているものであり、デモジ
ュレータ（ＤＥＭ：復調器）５１、局部発振器（ＬＯ）
５２、複素乗算器としての無限移相器（ＥＰＳ：End-le
ss Phase Shifter）５３、同期検波器（ＳＹＮＣＤＥ
Ｔ）５４、スイーパー５５、加算器５６、数値制御発振
器（ＮＣＯ：NumericalControlled Oscillator ）５
７、位相差検出回路（ＰＤ： Phase Detctor）５８、ロ
ーパスフィルタ（ＬＰＦ）５９を備えて構成されてい
る。

【０００５】スイーパー５５は、遅延回路５５ａと加算
器５５ｂを備えて構成され、データｋと遅延回路５５ａ
の１ビット分の出力とが加算器５５ｂで加算され、この
加算値の遅延出力がスイープデータとなり、加算器５６
を介してＮＣＯ５７の制御データとなる。

【０００６】図１０の構成においては、ＤＥＭ５１と局
部発振器５２により入力信号Ｓｉが復調され、その復調
信号は受信変調波信号の搬送周波数と局部発振器５２の
発振周波数との差に応じて位相回転した信号になってい
る。そこで、ＥＰＳ５３により所定の補正が施されてい
る。ＰＤ５８では復調信号の位相誤差が検出され、更に
ＬＰＦ５９により高域がカットされる。ＬＰＦ５９の出
力信号は、加算器５６を通してＮＣＯ５７に制御データ
として印加される。同期検波器５４では、ＥＰＳ５３の
出力に対する同期検波が行われ、その結果がスイーパー
５５に印加される。スイーパー５５は、所望の同期引き
込み範囲に対応する振幅を持つ波形（鋸歯状波）を出力
し、これを加算器５６でローパスフィルタ５９の出力に
加算する。この加算結果によりＮＣＯ５７の発振が制御
され、ＮＣＯ５７の発振周波数範囲が拡大される。ＮＣ
Ｏ５７の出力周波数によりＥＰＳ５３の位相の変化量が
制御される。

【０００７】搬送波引き込み過程（同期外れ時）におい
ては、まず、ＮＣＯ５７の発振周波数が入力信号Ｓｉの
搬送波周波数に近づくようにスイーパー５５が動作す
る。入力信号Ｓｉの搬送波周波数とＮＣＯ５７の発振周
波数との周波数差がＬＰＦ５９の同期引き込み範囲内に
なると、ＬＰＦ５９の値が変化して同期が確立する。こ
の同期成立が検出された時点で、スイーパー５５の動作
が停止し、搬送波引き込みの動作が完了する。その後の
搬送波周波数の変動に対しては、ＬＰＦ５９の出力を用
いて追従し、搬送波との同期を維持する。

【０００８】近年、コスト低減や周波数可変などを目的
として、ＲＦ部のＬＯにシンセサイザ方式を採用するこ
とが増えてきている。この方式では、ＬＯの位相雑音が
大きいため、位相雑音に対する耐力を高めること、つま
り、外部からの擾乱により搬送波同期が外れにくいよう
な状態を保つことが要求される。外部からの擾乱に対し
最も強いのは、ＬＰＦがその中心値（＝０）を中心にし
て動作している状態である。

【０００９】図１１は、図１０の構成を改良した従来の
準同期式の復調装置を示す。この復調装置は、特開平７
−１７７１９４号公報の図１に開示されているものであ
るが、図１０との構成の差はスイーパー６０にある。ス
イーパー６０は、検出制御部としての制御器（ＣＯＮ
Ｔ）６１、設定値ｋ１，ｋ２の一方を選択するセレクタ
（ＳＥＬ）６２、レジスタ（ＲＥＧ）６３、クロックＣ
ＬＫ１，ＣＬＫ２の一方を選択するセレクタ（ＳＥＬ）
６４、ＲＥＧ６３とＳＥＬ６４の出力を基に所定の演算
を実行するアキュムレータ（ＡＣＣ）６５を備えて構成
されている。他の構成は、図１０と同一であるので、説
明を省略する。

【００１０】ＳＥＬ６２では、加算用の設定値ｋ１と減
算用の設定値ｋ２のいずれかを選択でき、ＳＥＬ６４で
は高速のＣＬＫ１と低速のＣＬＫ２のいずれかを選択す
ることができる。スイーパー６０は、同期検波器５４が
同期外れ、或いは同期引き込みを検出したときに起動す
る。

【００１１】同期外れが検出されると、ＳＥＬ６２によ
り加算用の設定値ｋ１が選択され、ＳＥＬ６４により高
速のＣＬＫ１が選択されるように、ＣＯＮＴ６１が制御
を開始する。このＣＬＫ１に従ってＡＣＣ６５により累
算が行われ、このＡＣＣ６５の出力が加算器５６を介し
て制御データとしてＮＣＯ５７に印加される。また、同
期検波器５４が同期引き込みを検出すると、ＡＣＣ６５
による累算処理が停止され、その出力値がホールドされ
る。ここで、ＳＥＬ６２は減算用の設定値ｋ２に切り替
え、ＳＥＬ６４は低速のＣＬＫ２に切り替える。

【００１２】同期外れの場合、同期検波器９４からの同
期外れ検出信号を基にＣＯＮＴ６１は、ＳＥＬ６２に加
算用の設定値ｋ１を選択させ、ＳＥＬ６４に高速のＣＬ
Ｋ１を選択させる。これにより、加算用の設定値ｋ１が
ＲＥＧ６３に設定され、ＡＣＣ６５はＣＬＫ１を基に加
算用の設定値ｋ１を累算し、この累算結果を加算器５６
を介してＮＣＯ５７へ制御データとして印加する。ま
た、同期検波器５４からの同期引き込み判定信号が入力
されると、ＲＥＧ６３はＣＯＮＴ６１によってクリアさ
れ、スイープデータがホールドされる。そして、ＣＯＮ
Ｔ６１は、ＳＥＬ６２により減算用の設定値ｋ２を選択
させ、ＳＥＬ６４により低速のＣＬＫ２を選択させる。
ＡＣＣ６５は、低速のＣＬＫ２に従ってＲＥＧ６３に設
定された減算用の設定値ｋ２を累算する。このとき、ス
イープデータは位相同期ループが充分に追従できるよう
に、ゆっくりと減少し、零又は零近傍の値になると、Ｃ
ＯＮＴ６１はＲＥＧ６３をクリアする。

【００１３】次に、同期引き込みの場合、同期検波器５
４から同期引き込み検出信号を基に、ＣＯＮＴ６１はＲ
ＥＧ６３をクリアする。これにより、ＡＣＣ６５の入力
は零になり、その時点のスイープデータがホールドされ
る。そして、前記したように、ＲＥＧ６３に減算用の設
定値ｋ２が設定され、スイープデータは徐々に減少す
る。ＣＯＮＴ６１は、同期引き込みの検出信号が加えら
れている期間にあって、スイープデータが零又は零近傍
の値になったことを検出すると、ＲＥＧ６３をクリアす
る。このとき、スイープデータは零を維持するが、この
状態は位相同期ループ（ＰＬＬ) からスイーパー６０を
切り離した時と同じになる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の復調装
置によると、局部発振の位相雑音が大きいため、この位
相雑音に対する耐力を高める手段として、ローパスフィ
ルタ（ＬＰＦ）を中心値（＝０）の近傍で動作させ、外
部からの擾乱により搬送波同期が外れ難くする必要があ
るにもかかわらず、ＬＰＦの出力に入力信号の搬送波周
波数が含まれてしまい、ＬＰＦはその中心値から離れた
ところで動作していた。このため、中心値から離れる周
波数が大きい場合、同期引き込み時の周波数に対し、正
または負のどちらかの周波数の擾乱に対する耐力が低下
し、動作が不安定になるという問題があった。

【００１５】本発明の目的は、入力信号の搬送波周波数
と内部の局部発振（ＬＯ）周波数との周波数差によら
ず、擾乱に強く、かつ一定の同期特性を得ることのでき
る復調装置を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するため、受信した変調波を一次復調する復調手段
と、該復調手段による復調信号から搬送波を再生し、こ
の搬送波を用いてベースバンド信号を二次復調する搬送
波再生回路とを備えた準同期検波方式の復調装置におい
て、前記搬送波再生回路は、前記復調手段による一次復
調信号を位相補正する複素演算部と、該複素演算部の出
力信号の位相差を検出する位相差検出回路と、該位相差
検出回路の出力信号の内の低域成分のみを通過させるロ
ーパスフィルタと、搬送波同期情報を基に所定の掃引波
形を生成するスイーパーと、前記搬送波同期情報と前記
ローパスフィルタの出力信号を入力し、搬送波の同期確
立後に前記ローパスフィルタの出力信号の値を中心値に
近づけるための処理を実行する処理回路と、前記ローパ
スフィルタの出力信号、前記スイーパーの出力信号及び
前記処理回路の出力信号の３つの信号を加算して自動位
相制御（ＡＰＣ：AutomaticPhase Control）値を生成す
る加算手段と、該加算手段の出力信号を基に前記複素演
算部より出力される位相及び周波数の誤差成分を０に近
づけるための信号を前記複素演算部へ出力する制御発振
器と、を備えたことを特徴とする復調装置を提供する。

【００１７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を基に説明する。図１は本発明による復調装置の
構成を示す。入力端子１にはミキサ２，３が接続され、
このミキサ３には局部発振器（ＬＯ）４が接続され、ミ
キサ２と局部発振器４の間には９０°移相器５が接続さ
れている。ミキサ２の出力とミキサ３の出力にはＬＰＦ
６とＬＰＦ７が接続され、それぞれにはアナログ／ディ
ジタル（Ａ／Ｄ）変換器８，９が接続されている。Ａ／
Ｄ変換器８，９には、搬送波再生回路１０が接続されて
いる。搬送波再生回路１０は、復調出力端子１１，１
２、及び情報入力端子１３を備えている。

【００１８】搬送波再生回路１０は、Ａ／Ｄ変換器８，
９に接続された無限移相器（ＥＰＳ：Endless Phase Sh
ifter)１４、復調出力端子１１，１２に接続された位相
差検出回路（ＰＤ）１５、この位相差検出回路１５の出
力に接続されたＬＰＦ１６、このＬＰＦ１６及び情報入
力端子１３に接続された処理回路としての置き換え回路
（ＲＥＰ）１７、情報入力端子１３に接続されたスイー
パー（ＳＷＥＥＰＥＲ）１８、置き換え回路１７及びス
イーパー１８の両出力に接続された加算器１９、該加算
器１９及びＬＰＦ１６の両出力に接続された加算器２
０、及び、該加算器２０の出力に接続された数値制御発
振器（ＮＣＯ）２１を備えて構成されている。

【００１９】なお、通常、搬送波再生回路１０には、波
形整形のためのロールオフフィルタ、信号の識別点にお
ける振幅の誤り率を最良に制御するＡＧＣ（自動利得制
御器： Automatic Gain Controller）、Ａ／Ｄ変換器３
０，３１、入力信号の直流成分の誤り率を最良に制御す
るＡＤＣ（自動ドリフト制御器： Automatic DriftCont
roller）、Ａ／Ｄ変換器８，９における最適サンプリン
グ位相の制御を行なうクロック同期回路等が設けられて
いるが、図１では図示を省略している。

【００２０】図１の構成において、入力端子１からＩＦ
の変調波が入力されると、この信号と局部発振器４の発
振周波数（この発振周波数は、変調波の搬送波周波数に
は同期していない）の互いに直交する正弦波とがミキサ
２，３によって乗算され、Ｉ、Ｑの２チャンネルのベー
スバンド（ＢＢ）信号に変換され、ＬＰＦ６，７に入力
される。ＬＰＦ６，７では、アナログのＩＦ信号（ＢＢ
信号）中の不要波が除去された後、Ａ／Ｄ変換器８，９
によってディジタル信号に変換され、搬送波再生回路１
０に入力される。搬送波再生回路１０では搬送波同期を
確立され、その結果が復調装置の出力として復調出力端
子１１，１２から出力される。

【００２１】搬送波再生回路１０の無限移相器１４は複
素乗算器であり、Ａ／Ｄ変換器８，９の出力にＮＣＯ２
１から出力されるｓｉｎθ、ｃｏｓθの信号成分を乗算
することにより、ベクトルの回転対称変換が行われる。
位相差検出回路１５では、無限移相器１４の出力が正規
信号点配置（図３に示すが、詳細は後述）に対して位相
進みの方向にずれているのか、位相遅れの方向にずれて
いるのかを判定し、この結果を位相誤差情報として出力
する。ＬＰＦ１６は、位相差検出回路１５の出力信号中
の雑音成分を抑圧し、搬送波再生回路１０の入力信号の
搬送波周波数に対応した値を出力する。ここで、ＬＰＦ
１６の出力信号範囲は、０を中心として正負で同じ範囲
とする。ＬＰＦ１６の入力信号速度をｆｓとすると、正
の最大値は〔＋ｆｓ／２〕に対応し、負の最大値は〔−
ｆｓ／２〕に対応する。スイーパー１８は、情報入力端
子１３から入力された搬送波同期情報により、非同期時
には０を中心値として正負同じ最大振幅を持つ三角波を
出力する。そして、同期情報が非同期から同期に変化し
た時点以降は、その時点の出力値を保持する。

【００２２】置き換え回路１７（処理回路）は、情報入
力端子１３から入力された搬送波同期情報により、非同
期時には０を出力する。同期情報が非同期から同期に変
化した時点以降では、ＬＰＦ１６の出力信号と同一極性
の最小単位値の累積加算を行い、さらに、ＬＰＦ１６の
出力信号の絶対値が規定の範囲内に入った後は、その出
力値を保持する。加算器１９は、スイーパー１８の出力
と置き換え回路１７の出力とを加算する。加算器２０
は、加算器１９の出力とＬＰＦ１６の出力とを加算す
る。ＮＣＯ２１は、加算器２０の出力、すなわち搬送波
再生回路１０の入力信号の搬送波に対応しているＡＰＣ
値を積分することによって位相値θに変換し、この位相
値に対応したｓｉｎθ、ｃｏｓθを無限移相器１４に印
加する。

【００２３】図２は無限移相器１４の構成を示す。無限
移相器１４は、次式に示す回転対称変換に対応してい
る。Ｉout ＝Ｉin×ｃｏｓθ−Ｑin×ｓｉｎθ ・・・（１）Ｑout ＝Ｉin×ｓｉｎθ＋Ｑin×ｃｏｓθ ・・・（２）ここで、ＩinはＡ／Ｄ変換器８の出力値、ＱinはＡ／Ｄ
変換器９の出力値、Ｉout は無限移相器１４の出力値、
Ｑout は無限移相器１４の出力値、ｓｉｎθ及びｃｏｓ
θはＮＣＯ２１から与えられる値である。なお、Ｉは同
相（in phase）、Ｑは直交位相（quadrature phase）を
意味している。

【００２４】無限移相器１４は、ＮＣＯ２１からのｃｏ
ｓθとＩinを掛け算する乗算器１４ａ、ＮＣＯ２１から
のｃｏｓθとＱinを掛け算する乗算器１４ｂ、ＱinとＮ
ＣＯ２１からのｓｉｎθとを掛け算する乗算器１４ｃ、
ＩinとＮＣＯ２１からのｓｉｎθとを掛け算する乗算器
１４ｄ、乗算器１４ａの出力と乗算器１４ｃの出力を加
算して（１）式のＩout を出力する加算器１４ｅ、乗算
器１４ｂの出力と乗算器１４ｄの出力を加算して（２）
式のＱout を出力する加算器１４ｆを備えて構成されて
いる。

【００２５】図３はＱＰＳＫ（４相位相変調：Quadratu
re Phase Shift Keying）に対する位相差検出回路１５
による位相判定領域を示す。図３の白丸印はＱＰＳＫの
信号点を表している。受信点が信号点と原点を通る破線
と実線の直交座標軸で囲まれた領域が、正負（＋，−）
どちらの領域に入っているかを識別して出力している。
なお、図３の領域設定は一例にすぎず、これ以外の領域
設定も可能である。図４はＬＰＦ１６の詳細構成を示
す。位相差検出回路１５の出力信号と定数αを掛け算す
る乗算器１６ａ、位相差検出回路１５の出力信号と定数
βを掛け算する乗算器１６ｂ、乗算器１６ａの出力信号
を一方の入力とする加算器１６ｃ、加算器１６ｃの出力
信号を遅延させる遅延回路（Ｄ）１６ｄ、及び該遅延回
路１６ｄの出力と乗算器１６ｂの出力を加算する加算器
１６ｅを備えて構成されたディジタルフィルタである。

【００２６】図５はＮＣＯ２１の詳細構成を示す。ＮＣ
Ｏ２１は、加算器２０の出力信号を入力とする加算器２
１ａ、該加算器２１ａに接続された遅延回路（Ｄ）２１
ｂ、及び遅延回路２１ｂに接続されたＲＯＭ２１ｃを備
えて構成されている。加算器２１ａと遅延回路２１ｂで
アキュムレータを形成しており、周波数に対応した入力
信号が位相に対応した値θに変換される。アキュムレー
タの出力の最大値が＋π（ラジアン）に対応し、最小値
が−πに対応する。ＲＯＭ２１ｃは、遅延回路２１ｂの
出力θに対応するｓｉｎθとｃｏｓθを出力する。

【００２７】図６はスイーパー１８の詳細構成を示す。
スイーパー１８は、設定値＋ｋ，−ｋの一方を選択する
セレクタ（ＳＥＬ）１８ａ、このＳＥＬ１８ａに接続さ
れた加算器１８ｂ、同期判定信号を基に加算器１８ｂの
出力信号を遅延させる遅延回路（Ｄ）１８ｃ、該遅延回
路１８ｃ及び制御信号Ａを基にＳＥＬ１８ａを制御する
制御部（ＣＯＮＴ）１８ｄを備えて構成されている。設
定値ｋは、ディジタルル表現の最下位ビットＬＳＢの整
数倍の値であり、真値は整数表現の最大値で正規化した
ものである。

【００２８】図６のスイーパー１８では、同期情報（同
期判定信号）により、加算器１８ｂと遅延回路１８ｃか
らなるアキュムレータは、非同期時に動作状態になる。
ＳＥＬ１８ａで設定値＋ｋまたは−ｋが選択され、この
値がアキュムレータの入力になる。

【００２９】図７は図６のスイーパー１８におけるＳＥ
Ｌ１８ａとＣＯＮＴ１８ｄの動作波形を示す。ＳＥＬ１
８ａを切り替えるための駆動信号はＣＯＮＴ１８ｄから
出力される。ＣＯＮＴ１８ｄは、スイーパー出力（遅延
回路１８ｃの出力）と上下のしきい値（＋Ａ、−Ａ）を
比較し、スイーパー出力が上下のしきい値（±Ａ）に到
達する毎にＳＥＬ１８ａに印加する駆動信号の極性を反
転させる。そして、同期判定信号が遅延回路１８ｃに入
力された時点以後、遅延回路１８ｃの出力を保持する。

【００３０】図８は、置き換え回路（ＲＥＰ）１７の詳
細構成を示す。置き換え回路１７は、制御部（ＣＯＮ
Ｔ）１７ａ、該ＣＯＮＴ１７ａに接続されたセレクタ
（ＳＥＬ）１７ｂ、該ＳＥＬ１７ｂに接続された加算器
１７ｃ、該加算器１７ｃに接続された遅延回路１７ｄを
備えて構成されている。ＣＯＮＴ１７ａは、しきい値Ｂ
とＬＰＦ１６の出力値とを比較し、ＳＥＬ１７ｂに駆動
信号を出力する。ＳＥＬ１７ｂは、ＣＯＮＴ１７ａから
の駆動信号に従って、＋ｊ、−ｊ、０のいずれかを出力
する。

【００３１】図９は、同期判定信号、ＬＰＦ１６の出力
信号波形、及び該出力信号に基づく図８の置き換え回路
１７の動作を示す。図８及び図９において、同期情報
（同期判定信号）が、非同期時を示しているとき
（“Ｈ”レベル信号を出力時）、（ｂ）に示すように、
加算器１７ｃと遅延回路１７ｄで構成されたアキュムレ
ータの出力を０に固定するように動作する。ＬＰＦ１６
の出力は非同期時には変化しており、例えば、ｔ１時点
で中心値のＣに達し、ｔ２時点で中心から外れるような
出力変化を示している。ＣＯＮＴ１７ａは、ＬＰＦ１６
の出力値がしきい値±Ｂの範囲に入っているか否かの判
定値とＬＰＦ１６の出力の極性値をＳＥＬ１７ｂへ出力
する。ＳＥＬ１７ｂは、同期判定信号が同期状態になる
と、ＬＰＦ１６の出力が上下のしきい値（±Ｂ）に入る
まで、ＬＰＦ１６の出力と極性が逆の値（＋ｊまたは−
ｊであるが、図９では−ｊ）を加算器１７ｃへ出力し、
ＬＰＦ１６の出力の絶対値がしきい値Ｂ以下に到達した
ｔ３時点以降は、加算器１７ｃへの出力を０に固定にす
る。これにより、（ｂ）のように、遅延回路１７ｄの出
力は増大し、中心値に相当する値Ｃを保持する。

【００３２】次に、図１の搬送波再生回路１０の動作に
ついて説明する。ＥＰＳ１４の入力信号には、復調装置
入力信号の搬送波と局部発振器４の出力との周波数差が
入力されている。この周波数差は、ＰＤ１５で位相誤差
として検出され、ＬＰＦ１６を通過する際に周波数に対
応したＡＰＣ（自動位相制御）値が得られる。ＮＣＯ２
１は、このＡＰＣ値を位相θに変換し、この位相θに応
じたｓｉｎθとｃｏｓθを出力する。ＥＰＳ１４でＮＣ
Ｏ２１の出力と入力信号との複素乗算（それぞれの片方
を実部、他方を虚部と見て）を行なうことにより、ＥＰ
Ｓ１４の入力信号は角度θの回転対称変換を受け、ＥＰ
Ｓ１４の出力における位相誤差が０に近づくように制御
される。以上が、定常時における搬送波再生ループの動
作である。

【００３３】搬送波の引き込み範囲は、ＰＤ１５とＮＣ
Ｏ２１の利得及びＬＰＦ１６のパラメータα、βにより
決定される。ＥＰＳ１４→ＰＤ１５→ＬＰＦ１６→加算
器２０→ＮＣＯ２１の経路によるＰＬＬのループ帯域幅
を拡大すれば、搬送波引き込み範囲を拡大させることが
できるが、帯域内の雑音が増加するため、ビット誤り率
が劣化する。そのため、通常、ループパラメータの選択
のみで搬送波引き込み範囲を十分広げることはできない
ので、スイーパー１８を使って引き込み範囲の拡大を図
っている。スイーパー１８は基本的には三角波を出力す
る発振器であり、その出力波形は図７に示した通りであ
る。スイーパー１８は、搬送波非同期時には三角波を出
力し、同期した時点以降はその出力を保持するように動
作する。しきい値Ａで決定される三角波の振幅は、必要
とされる引き込み範囲により決定される。また、三角波
の周波数は、ＬＰＦ１６による引き込みが可能なように
ループ帯域幅よりも低く設定される。三角波の振幅増減
の最小単位をｋとすると、三角波の周期Ｔは、次式で表
される（Ａは図６の制御信号レベルである）。Ｔ＝４Ａ
／ｋスイーパー１８の出力とＬＰＦ１６の出力が加算器
２０により加算されたＡＰＣ値が、搬送波再生回路１０
の入力信号周波数に近づいてＬＰＦ１６の引き込み範囲
に入ったときに、搬送波同期が確立する。スイーパー１
８の出力周波数を適切に選べば、ＬＰＦ１６の帯域幅を
拡大することなく、搬送波引き込み範囲を拡大すること
ができる。

【００３４】同期が確立した時点でスイーパー１８の出
力を保持するため、同期後のスイーパー１８の出力値は
搬送波周波数に対応する値に近くなっており、ＬＰＦ１
６の出力値はＬＰＦ１６の引き込み範囲限度に対応した
値に近くなっている。このままでは、ＬＰＦ１６の出力
値がその中心値から離れた状態になるため、以下に説明
するような手順で置き換え回路１７にＬＰＦ１６の出力
値を移し、ＬＰＦ１６の出力値をその中心値付近に戻
す。図９に示す時刻ｔ１で搬送波同期が確立し、時刻ｔ
２で同期判定がなされたとする。図９の（ａ）に示すよ
うに、ＬＰＦ１６の出力値が正の方向で同期確立したと
すると、置き換え回路１７は時刻ｔ２から＋ｊを累積加
算していく。ＮＣＯ２１に入力されるＡＰＣ値は、ＬＰ
Ｆ１６とスイーパー１８と置き換え回路１７の各出力を
加算器２０で加算したものであり、搬送波再生回路１０
の入力周波数が一定であれば、その周波数に対応してい
るＡＰＣ値もまた一定となる。したがって、置き換え回
路１７の出力値が増加すれば、スイーパー１８の出力値
は不変のため、ＬＰＦ１６の出力値が減少することにな
る。ＬＰＦ１６の出力値がしきい値＋Ｂ以下になったこ
とを検出して置き換え回路１７のアキュムレータの動作
を停止させれば、図９（ａ），（ｂ）に示すように、Ｌ
ＰＦ１６の出力値は、しきい値＋Ｂ以下で一定になり、
置き換え回路１７の出力はＬＰＦ１６の出力値の減少分
の値で一定となる。つまり、同期が確立した時点で、Ｌ
ＰＦ１６の持っていた値からしきい値＋Ｂを除いた値Ｃ
が、ＬＰＦ１６から置き換え回路１７に移ったことにな
る。逆に、負の周波数で同期した場合には、置き換え回
路１７で−ｊを累積加算することにより、やはりＬＰＦ
１６出力値は０に近づいて同期する。

【００３５】ここで、置き換え回路１７の出力変化をＬ
ＰＦ１６の追随速度に対し十分に遅くしておけば、同期
保持に対し悪影響を与えることはない。また、非同期時
には置き換え回路１７の出力は０に固定されるため、Ｐ
ＬＬ動作に影響を与えず、同期引き込み特性には何ら影
響を与えない。さらに、最終的にスイーパー１８と置き
換え回路１７の出力は固定値となるため（スイーパー１
８の出力が０、置き換え回路１７の出力が値Ｃ）、これ
らの回路は同期特性に何ら影響を与えない。定常時に
は、ＬＰＦ１６の特性のみによって同期特性が決定され
る。

【００３６】上記実施の形態においては、スイーパー１
８及び置き換え回路１７の出力波形の変化率が時間的に
一定の波形（三角波）であるとしたが、正弦波のように
変化率が時間的に変動するような波形を用いることもで
きる。また、図１１に示したスイーパー９５のように、
簡単な構成で発生させることができる鋸波を用いてもよ
い。

【００３７】また、上記実施の形態においては、直交変
調方式の復調装置を例に説明したが、本発明はこれに限
定されるものではなく、２相ＰＳＫ（ＢＰＳＫ）、４相
ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）、８相ＰＳＫ等の各種の復調装置に
適用可能である。

【００３８】さらに、図１の搬送波再生回路１０では、
スイーパー出力に置き換え回路１７の出力を加算器１９
で加算した後にＬＰＦ１６の出力を加算器２０で加算し
ているが、この加算順序は逆であってもよい。

【００３９】

【発明の効果】以上より明らかな如く、本発明によれ
ば、搬送波再生回路を備えた復調装置において、搬送波
の同期確立後にローパスフィルタの出力信号の値を中心
値に近づけるための処理を実行する処理回路を設けたの
で、ローパスフィルタは動作可能範囲の中心付近で動作
する。従って、復調装置の入力信号の搬送波周波数が正
負どちらの方向にずれても、ＬＰＦローパスフィルタは
その動きに均等に追随することが可能になり、搬送波同
期特性が向上する。この結果、局部発振器に位相雑音の
大きいシンセサイザ方式を採用した場合でも、搬送波同
期特性の劣化を抑えることが可能になり、コスト削減を
図ることができると共に、ＲＦ周波数の可変機能を持た
せることが可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による復調装置の構成を示すブロック図
である。

【図２】図１の無限移相器の構成を示す接続図である。

【図３】ＱＰＳＫに対する位相差検出回路による位相判
定領域を示す説明図である。

【図４】図１のローパスフィルタ（ＬＰＦ）の詳細構成
を示す接続図である。

【図５】図１の数値制御発振器（ＮＣＯ）の構成を示す
ブロック図である。

【図６】図１のスイーパーの詳細構成を示すブロック図
である。

【図７】図６の各回路の動作を示す波形図である。

【図８】図１の置き換え回路（ＲＥＰ）の詳細構成を示
すブロック図である。

【図９】図１のローパスフィルタの出力信号に基づく図
８の置き換え回路の動作を示す波形図である。

【図１０】ディジタル化された従来の準同期方式の復調
装置を示すブロック図である。

【図１１】図１０の構成を改良した従来の復調装置を示
すブロック図である。

【符号の説明】

１入力端子２，３ミキサ４，５２局部発振器（ＬＯ）５９０°移相器６，７，１６，５９ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８，９，３０，３１Ａ／Ｄ変換器１０搬送波再生回路１１，１２復調出力端子１３情報入力端子１４，５３無限移相器（ＥＰＳ）１４ａ，１４ｂ，１４ｃ，１４ｄ，１６ａ，１６ｂ乗
算器１４ｆ，１６ｃ，１６ｅ，１７ｃ，２１ａ，５６ｂ加
算器１５，５８位相差検出回路（ＰＤ）１７置き換え回路（ＲＥＰ）１８，５５，６０スイーパー（ＳＷＥＥＰＥＲ）１８ｂ，１９，２０，５５ｂ，５６加算器２１，５７数値制御発振器（ＮＣＯ）１６ｄ，１７ｄ，１８ｃ，２１ａ，２１ｂ，５５ａ遅
延回路２１ｃＲＯＭ１７ｂ，１８ａ，６２，６４セレクタ（ＳＥＬ）１７ａ，１８ｄ，６１制御部（ＣＯＮＴ）５１デモジュレータ（ＤＥＭ）５４同期検波器６３レジスタ（ＲＥＧ）６５アキュムレータ（ＡＣＣ）

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受信した変調波を一次復調する復調手段
と、該復調手段による復調信号から搬送波を再生し、こ
の搬送波を用いてベースバンド信号を二次復調する搬送
波再生回路とを備えた準同期検波方式の復調装置におい
て、前記搬送波再生回路は、前記復調手段による一次復調信
号を位相補正する複素演算部と、前記複素演算部の出力信号の位相差を検出する位相差検
出回路と、前記位相差検出回路の出力信号の内の低域成分のみを通
過させるローパスフィルタと、搬送波同期情報を基に所定の掃引波形を生成するスイー
パーと、前記搬送波同期情報と前記ローパスフィルタの出力信号
を入力し、搬送波の同期確立後に前記ローパスフィルタ
の出力信号の値を中心値に近づけるための処理を実行す
る処理回路と、前記ローパスフィルタの出力信号、前記スイーパーの出
力信号及び前記処理回路の出力信号の３つの信号を加算
して自動位相制御（ＡＰＣ）値を生成する加算手段と、前記加算手段の出力信号を基に前記複素演算部より出力
される位相及び周波数の誤差成分を０に近づけるための
信号を前記複素演算部へ出力する制御発振器と、を備え
たことを特徴とする復調装置。
【請求項２】前記処理回路は、搬送波同期情報が非同
期から同期に変化した時点以降では前記ローパスフィル
タの出力信号の変化方向とは逆方向に前記ローパスフィ
ルタの出力信号の累積加算を行って出力とし、前記ロー
パスフィルタの出力信号の値が設定範囲内になった時点
以降では出力値を保持することを特徴とする請求項１記
載の復調装置。
【請求項３】前記処理回路は、しきい値と前記ローパ
スフィルタの出力値を比較結果を基に駆動信号を生成す
る制御部と、前記制御部からの駆動信号に応じて増減を指示するため
の信号または出力０を保持させるための信号を出力する
セレクタと、前記セレクタの出力を一方の加算入力とする加算器と、出力信号を前記加算器の他方の加算入力とする遅延回路
と、を備えることを特徴とする請求項１記載の復調装
置。