JP3362196B2 - ブラシレス直流モータの駆動制御装置 - Google Patents
ブラシレス直流モータの駆動制御装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、たとえばエアコンや
給湯器などの送風機駆動用モータ、パソコンやワープロ
などのＯＡ機器のディスク駆動用モータなどに用いられ
る３相アキシャルタイプのブラシレス直流モータの駆動
制御装置に関するものである。
給湯器などの送風機駆動用モータ、パソコンやワープロ
などのＯＡ機器のディスク駆動用モータなどに用いられ
る３相アキシャルタイプのブラシレス直流モータの駆動
制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のブラシレス直流モータの
駆動制御装置として、たとえば特開平５−１３７３７５
号公報に開示されたものが知られている。すなわち、図
２３で示すように、商用交流電源１１から供給された交
流電圧Ｅが整流平滑回路１２で直流電圧Ｖに変換された
のち、直流電圧Ｖを降圧用スイッチング電源１３でチョ
ッピングにより降圧可変し、この降圧された直流電圧Ｖ
Mを駆動制御回路１４に供給するように構成されてい
る。
駆動制御装置として、たとえば特開平５−１３７３７５
号公報に開示されたものが知られている。すなわち、図
２３で示すように、商用交流電源１１から供給された交
流電圧Ｅが整流平滑回路１２で直流電圧Ｖに変換された
のち、直流電圧Ｖを降圧用スイッチング電源１３でチョ
ッピングにより降圧可変し、この降圧された直流電圧Ｖ
Mを駆動制御回路１４に供給するように構成されてい
る。
【０００３】また、降圧用スイッチング電源１３がパワ
ートランジスタからなるスイッチングパワー素子ＴＲ
と、平滑用ダイオ−ドＤ１，平滑用コイルＬおよび平滑
用コンデンサＣ２からなる平滑回路３３とで構成されて
いる。ロ−タ位置検出器８からの信号は転流信号発生回
路２９で論理処理され、その出力信号をスイッチングパ
ワー素子駆動回路２８に入力して、複数のスイッチング
パワー素子からなる通電切換回路２３を転流駆動し、上
記各スイッチングパワー素子のＯＮ・ＯＦＦ動作でもっ
て直流モータＭの各相アマチュアコイル７に上記スイッ
チング電源１３からの降圧直流電圧ＶM を供給して順次
通電し、上記直流モータＭのロータアッセンブリを回転
させる。
ートランジスタからなるスイッチングパワー素子ＴＲ
と、平滑用ダイオ−ドＤ１，平滑用コイルＬおよび平滑
用コンデンサＣ２からなる平滑回路３３とで構成されて
いる。ロ−タ位置検出器８からの信号は転流信号発生回
路２９で論理処理され、その出力信号をスイッチングパ
ワー素子駆動回路２８に入力して、複数のスイッチング
パワー素子からなる通電切換回路２３を転流駆動し、上
記各スイッチングパワー素子のＯＮ・ＯＦＦ動作でもっ
て直流モータＭの各相アマチュアコイル７に上記スイッ
チング電源１３からの降圧直流電圧ＶM を供給して順次
通電し、上記直流モータＭのロータアッセンブリを回転
させる。
【０００４】上記直流モータＭの回転に際し、速度誤差
信号発生回路３０は、外部からの回転速度指令信号ｂと
速度センサ３１からの回転速度信号ｃとを比較して速度
誤差信号ｄを発生し、この速度誤差信号ｄをパルス幅変
調（ＰＷＭ）回路３２に入力して、上記両信号ｂ，ｃの
誤差に応じたＯＮ・ＯＦＦデューティの高周波ＰＷＭ信
号ｄを発生し、このＰＷＭ信号ｄでもって上記スイッチ
ングパワー素子を間欠的にＯＮ・ＯＦＦ制御して上記直
流モータＭを可変速制御する。
信号発生回路３０は、外部からの回転速度指令信号ｂと
速度センサ３１からの回転速度信号ｃとを比較して速度
誤差信号ｄを発生し、この速度誤差信号ｄをパルス幅変
調（ＰＷＭ）回路３２に入力して、上記両信号ｂ，ｃの
誤差に応じたＯＮ・ＯＦＦデューティの高周波ＰＷＭ信
号ｄを発生し、このＰＷＭ信号ｄでもって上記スイッチ
ングパワー素子を間欠的にＯＮ・ＯＦＦ制御して上記直
流モータＭを可変速制御する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記構成に
よる直流モータの駆動制御装置は、モータの回転数精度
が低く、モータ騒音、モータ駆動効率の悪化やトルクむ
らが発生するなどの課題がある。
よる直流モータの駆動制御装置は、モータの回転数精度
が低く、モータ騒音、モータ駆動効率の悪化やトルクむ
らが発生するなどの課題がある。
【０００６】この発明は上記課題を解消するためになさ
れたもので、モータの回転数精度を高め、モータの騒音
発生を防止するとともに、モータ駆動効率の悪化やトル
クむらを防止し、小形で安価なブラシレス直流モータの
駆動制御装置を提供することを目的としている。
れたもので、モータの回転数精度を高め、モータの騒音
発生を防止するとともに、モータ駆動効率の悪化やトル
クむらを防止し、小形で安価なブラシレス直流モータの
駆動制御装置を提供することを目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１の発明によるブラシレス直流モータの駆動
制御装置は、回転軸に固定されたロータヨークにロータ
マグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上記
ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイルを
ステータヨークに回転方向へ装着してなるステータアッ
センブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して上
記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御回
路とを具備し、上記駆動制御回路が上記ロータマグネッ
トの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力する
ロ−タ位置検出器と、上記各ロ−タ位置検出信号の振幅
を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に所定電気角度の
位相差をもった複数の変移信号を出力する移相回路と、
可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯状波からなる
第１の高周波基準信号を発生する基準信号発振器と、上
記第１の高周波基準信号の振幅および中心レベルの少な
くとも１つを可変制御して第２の高周波基準信号を発生
する基準信号可変回路と、第１および第２の高周波基準
信号の一方と上記変移信号とを比較して両信号の差から
第１のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第１の比
較器と、第１および第２の高周波基準信号の他方と上記
変移信号とを比較して両信号の差から第２のＰＷＭ信号
を出力する第２の比較器と、第１および第２のＰＷＭ信
号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに通電する
通電切換回路とを備えたことを特徴とする。
に、請求項１の発明によるブラシレス直流モータの駆動
制御装置は、回転軸に固定されたロータヨークにロータ
マグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上記
ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイルを
ステータヨークに回転方向へ装着してなるステータアッ
センブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して上
記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御回
路とを具備し、上記駆動制御回路が上記ロータマグネッ
トの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力する
ロ−タ位置検出器と、上記各ロ−タ位置検出信号の振幅
を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に所定電気角度の
位相差をもった複数の変移信号を出力する移相回路と、
可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯状波からなる
第１の高周波基準信号を発生する基準信号発振器と、上
記第１の高周波基準信号の振幅および中心レベルの少な
くとも１つを可変制御して第２の高周波基準信号を発生
する基準信号可変回路と、第１および第２の高周波基準
信号の一方と上記変移信号とを比較して両信号の差から
第１のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第１の比
較器と、第１および第２の高周波基準信号の他方と上記
変移信号とを比較して両信号の差から第２のＰＷＭ信号
を出力する第２の比較器と、第１および第２のＰＷＭ信
号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに通電する
通電切換回路とを備えたことを特徴とする。
【０００８】請求項２の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、駆動制御回路がロータマグネット
の磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力するロ
−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振幅を一
定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧＣ）回
路と、上記ロ−タ位置検出信号に対し所定電気角の位相
差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対し１８０
°の位相差をもった反転信号とを出力する移相回路と、
上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータマグネ
ットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第１の比
較器と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、可聴周波数帯域以上の３角波もし
くは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生する基準信
号発振器と、上記高周波基準信号と全波整流信号とを比
較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出
力する第２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号
とをロジック処理して両信号の論理和信号を出力する論
理回路と、上記論理和信号を受けて対応する各相のアマ
チュアコイルに通電する通電切換回路とを備えたことを
特徴とする。
タの駆動制御装置は、駆動制御回路がロータマグネット
の磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力するロ
−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振幅を一
定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧＣ）回
路と、上記ロ−タ位置検出信号に対し所定電気角の位相
差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対し１８０
°の位相差をもった反転信号とを出力する移相回路と、
上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータマグネ
ットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第１の比
較器と、上記変移信号を全波整流して全波整流信号を出
力する全波整流器と、可聴周波数帯域以上の３角波もし
くは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生する基準信
号発振器と、上記高周波基準信号と全波整流信号とを比
較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出
力する第２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号
とをロジック処理して両信号の論理和信号を出力する論
理回路と、上記論理和信号を受けて対応する各相のアマ
チュアコイルに通電する通電切換回路とを備えたことを
特徴とする。
【０００９】請求項３の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、駆動制御回路が上記ロータマグネ
ットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力す
るロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振幅
を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に対し所定電気角
の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対し
１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相回
路と、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータ
マグネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第
１の比較器と、上記変移信号を全波整流して全波整流信
号を出力する全波整流器と、可聴周波数帯域以上の３角
波もしくは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生する
基準信号発振器と、上記高周波基準信号と全波整流信号
とを比較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信
号を出力する第２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷ
Ｍ信号とをロジック処理して両信号の論理和信号を出力
する論理回路と、上記論理和信号を受けて対応する各相
のアマチュアコイルに通電する通電切換回路とを備えた
ことを特徴とする。
タの駆動制御装置は、駆動制御回路が上記ロータマグネ
ットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力す
るロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振幅
を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に対し所定電気角
の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対し
１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相回
路と、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータ
マグネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第
１の比較器と、上記変移信号を全波整流して全波整流信
号を出力する全波整流器と、可聴周波数帯域以上の３角
波もしくは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生する
基準信号発振器と、上記高周波基準信号と全波整流信号
とを比較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信
号を出力する第２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷ
Ｍ信号とをロジック処理して両信号の論理和信号を出力
する論理回路と、上記論理和信号を受けて対応する各相
のアマチュアコイルに通電する通電切換回路とを備えた
ことを特徴とする。
【００１０】請求項４の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、駆動制御回路がロータマグネット
の磁極分布を検出して正弦波状のロ−タ位置検出信号を
出力するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号
の振幅を一定値に保持するオートゲインコントロール
（ＡＧＣ）回路と、当該相から位相の進んだ他相のロ−
タ位置検出信号の一部を切り取り当該相に定数を乗算後
に加算する波形補正回路と、この波形補正回路の出力信
号を全波整流して全波整流信号を出力する全波整流器
と、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータマ
グネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第１
の比較器と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯
状波からなる高周波基準信号を発生する基準信号発振器
と、上記全波整流信号と高周波基準信号とを比較して両
信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第
２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジ
ック処理して両信号の論理和信号を出力する論理回路
と、上記論理和信号を受けて対応する各相のアマチュア
コイルに通電する通電切換回路とを備えたことを特徴と
する。
タの駆動制御装置は、駆動制御回路がロータマグネット
の磁極分布を検出して正弦波状のロ−タ位置検出信号を
出力するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号
の振幅を一定値に保持するオートゲインコントロール
（ＡＧＣ）回路と、当該相から位相の進んだ他相のロ−
タ位置検出信号の一部を切り取り当該相に定数を乗算後
に加算する波形補正回路と、この波形補正回路の出力信
号を全波整流して全波整流信号を出力する全波整流器
と、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータマ
グネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第１
の比較器と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯
状波からなる高周波基準信号を発生する基準信号発振器
と、上記全波整流信号と高周波基準信号とを比較して両
信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第
２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジ
ック処理して両信号の論理和信号を出力する論理回路
と、上記論理和信号を受けて対応する各相のアマチュア
コイルに通電する通電切換回路とを備えたことを特徴と
する。
【００１１】請求項５の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、波形補正回路において乗算する定
数がモータ電流に比例して変化させることを特徴とす
る。請求項６の発明によるブラシレス直流モータの駆動
制御装置は、波形補正回路において乗算する定数がモー
タの回転速度に比例して変化させることを特徴とする。
タの駆動制御装置は、波形補正回路において乗算する定
数がモータ電流に比例して変化させることを特徴とす
る。請求項６の発明によるブラシレス直流モータの駆動
制御装置は、波形補正回路において乗算する定数がモー
タの回転速度に比例して変化させることを特徴とする。
【００１２】請求項７の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、駆動制御回路がロータマグネット
の磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力するロ
−タ位置検出器と、上記各ロ−タ位置検出信号の振幅を
一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧＣ）
回路と、上記ロ−タ位置検出信号を全波整流して全波整
流信号を出力する全波整流器と、上記ロ−タ位置検出信
号と反転信号とを比較して上記ロータマグネットの磁極
を判別する極性判別信号を出力する第１の比較器と、可
聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯状波からなる高
周波基準信号を発生する基準信号発振器と、上記全波整
流信号と高周波基準信号とを比較して両信号の差からパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第２の比較器と、
上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジック処理して両
信号の論理和信号を出力する論理回路と、上記論理和信
号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに通電する
通電切換回路とを備え、上記アマチュアコイルに対向す
るロータマグネットの磁極分布が円周方向へ均質に着磁
され、上記ロ−タ位置検出器に対向するロータマグネッ
トの磁極分布が円周方向へ不均質に着磁されていること
を特徴とする。
タの駆動制御装置は、駆動制御回路がロータマグネット
の磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力するロ
−タ位置検出器と、上記各ロ−タ位置検出信号の振幅を
一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧＣ）
回路と、上記ロ−タ位置検出信号を全波整流して全波整
流信号を出力する全波整流器と、上記ロ−タ位置検出信
号と反転信号とを比較して上記ロータマグネットの磁極
を判別する極性判別信号を出力する第１の比較器と、可
聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯状波からなる高
周波基準信号を発生する基準信号発振器と、上記全波整
流信号と高周波基準信号とを比較して両信号の差からパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第２の比較器と、
上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジック処理して両
信号の論理和信号を出力する論理回路と、上記論理和信
号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに通電する
通電切換回路とを備え、上記アマチュアコイルに対向す
るロータマグネットの磁極分布が円周方向へ均質に着磁
され、上記ロ−タ位置検出器に対向するロータマグネッ
トの磁極分布が円周方向へ不均質に着磁されていること
を特徴とする。
【００１３】請求項８の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、駆動制御回路がロータマグネット
の磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力するロ
−タ位置検出器と、上記各ロ−タ位置検出信号の振幅を
一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧＣ）
回路と、上記ロ−タ位置検出信号を全波整流して全波整
流信号を出力する全波整流器と、上記ロ−タ位置検出信
号と反転信号とを比較して上記ロータマグネットの磁極
を判別する極性判別信号を出力する第１の比較器と、可
聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯状波からなる高
周波基準信号を発生する基準信号発振器と、上記全波整
流信号と高周波基準信号とを比較して両信号の差からパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第２の比較器と、
上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジック処理して両
信号の論理和信号を出力する論理回路と、上記論理和信
号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに通電する
通電切換回路とを備え、上記アマチュアコイルおよびロ
−タ位置検出器に対向するロータマグネットは、円周方
向へ凹凸状に形成されていることを特徴とする。
タの駆動制御装置は、駆動制御回路がロータマグネット
の磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力するロ
−タ位置検出器と、上記各ロ−タ位置検出信号の振幅を
一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧＣ）
回路と、上記ロ−タ位置検出信号を全波整流して全波整
流信号を出力する全波整流器と、上記ロ−タ位置検出信
号と反転信号とを比較して上記ロータマグネットの磁極
を判別する極性判別信号を出力する第１の比較器と、可
聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯状波からなる高
周波基準信号を発生する基準信号発振器と、上記全波整
流信号と高周波基準信号とを比較して両信号の差からパ
ルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第２の比較器と、
上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジック処理して両
信号の論理和信号を出力する論理回路と、上記論理和信
号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに通電する
通電切換回路とを備え、上記アマチュアコイルおよびロ
−タ位置検出器に対向するロータマグネットは、円周方
向へ凹凸状に形成されていることを特徴とする。
【００１４】請求項９の発明によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置は、ロ−タ位置検出器の設定数をアマ
チュアコイルの相数よりも１つ少なくし、この欠落した
相のロ−タ位置検出信号は、他相のロ−タ位置検出器か
らのロ−タ位置検出信号を差動増幅して合成されている
ことを特徴とする。
タの駆動制御装置は、ロ−タ位置検出器の設定数をアマ
チュアコイルの相数よりも１つ少なくし、この欠落した
相のロ−タ位置検出信号は、他相のロ−タ位置検出器か
らのロ−タ位置検出信号を差動増幅して合成されている
ことを特徴とする。
【００１５】請求項１０の発明によるブラシレス直流モ
ータの駆動制御装置は、ロ−タ位置検出器がロータアッ
センブリの回転にともなってアマチュアコイルに発生す
る誘導起電圧を検出する手段からなることを特徴とす
る。
ータの駆動制御装置は、ロ−タ位置検出器がロータアッ
センブリの回転にともなってアマチュアコイルに発生す
る誘導起電圧を検出する手段からなることを特徴とす
る。
【００１６】
【作用】請求項１の発明によれば、中心レベルの異なる
２つの高周波基準信号を使用するために、通電切換回路
における正極側のスイッチングパワー素子と、負極側の
スイッチングパワー素子の特性が相異する場合でも、上
記両信号の中心レベル０を最適化することにより、上記
各スイッチングパワー素子の特性差をなくして、上記モ
ータの回転数精度を一層高めるとともに、モータ駆動効
率の悪化やトルクむらを防止し、かつモータの騒音発生
を有効に防止することができる。
２つの高周波基準信号を使用するために、通電切換回路
における正極側のスイッチングパワー素子と、負極側の
スイッチングパワー素子の特性が相異する場合でも、上
記両信号の中心レベル０を最適化することにより、上記
各スイッチングパワー素子の特性差をなくして、上記モ
ータの回転数精度を一層高めるとともに、モータ駆動効
率の悪化やトルクむらを防止し、かつモータの騒音発生
を有効に防止することができる。
【００１７】請求項２の発明によれば、１つの高周波基
準信号を使用するために、駆動制御回路が簡略化される
とともに、論理回路からの極性判別信号でもって、通電
切換回路における各相の正極側スイッチングパワー素子
と、負極側スイッチングパワー素子とが同時にＯＮもし
くはＯＦＦ動作するのを回避して、これら各スイッチン
グパワー素子の短絡破壊を有効に防止することができ
る。
準信号を使用するために、駆動制御回路が簡略化される
とともに、論理回路からの極性判別信号でもって、通電
切換回路における各相の正極側スイッチングパワー素子
と、負極側スイッチングパワー素子とが同時にＯＮもし
くはＯＦＦ動作するのを回避して、これら各スイッチン
グパワー素子の短絡破壊を有効に防止することができ
る。
【００１８】請求項３の発明によれば、移相回路からの
変移信号を全波整流器で全波整流し、０％から立ち上が
る全波整流信号と高周波基準信号とを比較するために、
第２の比較器からのＰＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデ
ューティのパルス幅の最小値をほぼ０％にすることが可
能であり、したがって、各アマチュアコイルへの通電開
始時における通電電流の立ち上り特性を緩慢にして、モ
ータの騒音発生を一層低減することができる。
変移信号を全波整流器で全波整流し、０％から立ち上が
る全波整流信号と高周波基準信号とを比較するために、
第２の比較器からのＰＷＭ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデ
ューティのパルス幅の最小値をほぼ０％にすることが可
能であり、したがって、各アマチュアコイルへの通電開
始時における通電電流の立ち上り特性を緩慢にして、モ
ータの騒音発生を一層低減することができる。
【００１９】請求項４の発明によれば、各相のアマチュ
アコイルに印加される電圧波形は、単純な正弦波に比較
して転流開始の所定電気角の区間において大きな電圧が
印加され、電流波形を正弦波に近づけることができ、電
流方向の反転時における電流の急峻な増加を抑制して振
動騒音の発生を有効に防止することができる。また、上
記構成によれば、各相のアマチュアコイルに印加される
直流電圧が一定値に保持された状態でその通電電流を直
接に制御するため、直流電圧を制御して上記通電電流を
間接的に制御するものに比較して、回転数精度を高める
ことができるとともに降圧用スイッチング電源を省略し
て、安価かつ小型化が可能である。
アコイルに印加される電圧波形は、単純な正弦波に比較
して転流開始の所定電気角の区間において大きな電圧が
印加され、電流波形を正弦波に近づけることができ、電
流方向の反転時における電流の急峻な増加を抑制して振
動騒音の発生を有効に防止することができる。また、上
記構成によれば、各相のアマチュアコイルに印加される
直流電圧が一定値に保持された状態でその通電電流を直
接に制御するため、直流電圧を制御して上記通電電流を
間接的に制御するものに比較して、回転数精度を高める
ことができるとともに降圧用スイッチング電源を省略し
て、安価かつ小型化が可能である。
【００２０】請求項５の発明によれば、モータ電流が大
きいときには大きな補正量を、小さいときには小さな補
正量でもって電流波形を正弦波に近づけ、電流方向の反
転時における電流の急峻な増加を抑制して、モータ電流
の大小に応じた補正量でもって電流波形を正弦波に近づ
け、電流方向の反転時における電流の急峻な増加を抑制
して振動騒音の発生を的確に防止することができる。
きいときには大きな補正量を、小さいときには小さな補
正量でもって電流波形を正弦波に近づけ、電流方向の反
転時における電流の急峻な増加を抑制して、モータ電流
の大小に応じた補正量でもって電流波形を正弦波に近づ
け、電流方向の反転時における電流の急峻な増加を抑制
して振動騒音の発生を的確に防止することができる。
【００２１】請求項６の発明によれば、モータ速度が速
いときには小さな補正量を、遅いときには大きな補正量
でもって電流波形を正弦波に近づけ、電流方向の反転時
における電流の急峻な増加を抑制して、モータ速度の大
小に応じた補正量でもって電流波形を正弦波に近づけ、
電流方向の反転時における電流の急峻な増加を抑制して
振動騒音の発生を的確に防止することができる。
いときには小さな補正量を、遅いときには大きな補正量
でもって電流波形を正弦波に近づけ、電流方向の反転時
における電流の急峻な増加を抑制して、モータ速度の大
小に応じた補正量でもって電流波形を正弦波に近づけ、
電流方向の反転時における電流の急峻な増加を抑制して
振動騒音の発生を的確に防止することができる。
【００２２】請求項７の発明によれば、上記アマチュア
コイルに対向するロータマグネットの磁極分布が円周方
向へ均質に着磁され、上記ロ−タ位置検出器に対向する
ロータマグネットの磁極分布が円周方向へ不均質に着磁
され、各相のアマチュアコイルに印加される電圧波形は
単純な正弦波に比較して転流開始の所定電気角の区間に
おいて大きな電圧が印加され、電流波形を正弦波に近づ
けることができる。その場合、ロ−タ位置検出器からの
検出信号が正弦波でない補正信号であるために移相回路
を省略して、回路構成を簡素化することができる。
コイルに対向するロータマグネットの磁極分布が円周方
向へ均質に着磁され、上記ロ−タ位置検出器に対向する
ロータマグネットの磁極分布が円周方向へ不均質に着磁
され、各相のアマチュアコイルに印加される電圧波形は
単純な正弦波に比較して転流開始の所定電気角の区間に
おいて大きな電圧が印加され、電流波形を正弦波に近づ
けることができる。その場合、ロ−タ位置検出器からの
検出信号が正弦波でない補正信号であるために移相回路
を省略して、回路構成を簡素化することができる。
【００２３】請求項８の発明によれば、上記アマチュア
コイルおよびロ−タ位置検出器に対向するロータマグネ
ットは、円周方向へ凹凸状に形成することにより、上述
のものとほぼ同様な作用を奏することができる。請求項
９の発明によれば、ロ−タ位置検出器の設定数をアマチ
ュアコイルの相数よりも１つ少なくし、この欠落した相
のロ−タ位置検出信号は他相のロ−タ位置検出器からの
ロ−タ位置検出信号を差動増幅して合成することによ
り、回路構成を一層簡素化することができる。請求項１
０の発明によれば、ロータアッセンブリの回転にともな
ってアマチュアコイルに発生する誘導起電圧を検出する
手段でもってロ−タ位置検出器を構成することにより、
回路構成の簡素化を達成することができる。
コイルおよびロ−タ位置検出器に対向するロータマグネ
ットは、円周方向へ凹凸状に形成することにより、上述
のものとほぼ同様な作用を奏することができる。請求項
９の発明によれば、ロ−タ位置検出器の設定数をアマチ
ュアコイルの相数よりも１つ少なくし、この欠落した相
のロ−タ位置検出信号は他相のロ−タ位置検出器からの
ロ−タ位置検出信号を差動増幅して合成することによ
り、回路構成を一層簡素化することができる。請求項１
０の発明によれば、ロータアッセンブリの回転にともな
ってアマチュアコイルに発生する誘導起電圧を検出する
手段でもってロ−タ位置検出器を構成することにより、
回路構成の簡素化を達成することができる。
【００２４】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面にもとづいて
説明する。 実施例１：図１はこの発明による３相アキシャルタイプ
のブラシレス直流モータの構成を示す半裁縦断面図、図
２は同直流モータの一部切欠した平面図である。同図に
おいて、直流モータＭは、ロータアッセンブリＡとステ
ータアッセンブリＢとから構成され、上記ロータアッセ
ンブリＡは、ロータヨーク１の下面にロータマグネット
２を固着し、回転軸３をラジアルベアリング５を介し軸
受ハウジング６に回転自在に支承して構成され、上記ス
テータアッセンブリＢは、ステータヨーク４の上面に上
記ロータマグネット２に対向させて図２で示すＵ相，Ｖ
相，Ｗ相の３相アマチュアコイル７（７U,７V,７W)を円
周方向（矢印ａ方向）へ固着し、上記ロータマグネット
２の磁束分布を検出して磁極位置を検出するためにＵ
相，Ｖ相，Ｗ相のロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)を
設定して構成されている。
説明する。 実施例１：図１はこの発明による３相アキシャルタイプ
のブラシレス直流モータの構成を示す半裁縦断面図、図
２は同直流モータの一部切欠した平面図である。同図に
おいて、直流モータＭは、ロータアッセンブリＡとステ
ータアッセンブリＢとから構成され、上記ロータアッセ
ンブリＡは、ロータヨーク１の下面にロータマグネット
２を固着し、回転軸３をラジアルベアリング５を介し軸
受ハウジング６に回転自在に支承して構成され、上記ス
テータアッセンブリＢは、ステータヨーク４の上面に上
記ロータマグネット２に対向させて図２で示すＵ相，Ｖ
相，Ｗ相の３相アマチュアコイル７（７U,７V,７W)を円
周方向（矢印ａ方向）へ固着し、上記ロータマグネット
２の磁束分布を検出して磁極位置を検出するためにＵ
相，Ｖ相，Ｗ相のロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)を
設定して構成されている。
【００２５】上記アマチュアコイル７は、円周方向のト
ルクを有効に発生させるために、外形状が回転中心Ｏか
らの放射線ｘにほぼ平行な線分に沿って渦巻き状に形成
され、上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)は、上記
ロータマグネット２の磁極位置を検出するためにアマチ
ュアコイル７の中心線ｘ１上に設定され、上記ロータマ
グネット２は、図３で示すように、着磁分布がＮ極部２
ｎとＳ極部２ｓとを回転中心Ｏからの放射線ｘ２に沿っ
て円周方向へ交互に等配して着磁され、上記各アマチュ
アコイル７に電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)を順次通電して、図
４で示すように、上記ロータマグネット２とステータヨ
ーク４との間に生起される磁束Φ (Φn,Φs)と上記電流
Ｉとを鎖交させ、フレミングの左手の法則に基づく回転
力を発生させて、上記ロータアッセンブリＡを正転（矢
印ａ１方向）させるように構成されている。
ルクを有効に発生させるために、外形状が回転中心Ｏか
らの放射線ｘにほぼ平行な線分に沿って渦巻き状に形成
され、上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)は、上記
ロータマグネット２の磁極位置を検出するためにアマチ
ュアコイル７の中心線ｘ１上に設定され、上記ロータマ
グネット２は、図３で示すように、着磁分布がＮ極部２
ｎとＳ極部２ｓとを回転中心Ｏからの放射線ｘ２に沿っ
て円周方向へ交互に等配して着磁され、上記各アマチュ
アコイル７に電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)を順次通電して、図
４で示すように、上記ロータマグネット２とステータヨ
ーク４との間に生起される磁束Φ (Φn,Φs)と上記電流
Ｉとを鎖交させ、フレミングの左手の法則に基づく回転
力を発生させて、上記ロータアッセンブリＡを正転（矢
印ａ１方向）させるように構成されている。
【００２６】図５はこの発明による直流モータの駆動制
御装置を示すブロック図である。同図において、１１は
商用交流電源、１２は商用交流電源１１から供給される
交流電圧Ｅを直流電圧Ｖに変換する整流平滑回路で、こ
の整流平滑回路１２はダイオ−ドブリッジ回路Ｄおよび
平滑用コンデンサＣ１から構成されている。１３は降圧
用スイッチング電源で、この降圧用スイッチング電源１
３はパワートランジスタからなるスイッチングパワー素
子ＴＲと、平滑用ダイオ−ドＤ１，平滑用コイルＬおよ
び平滑用コンデンサＣ２からなる平滑回路３３とで構成
されている。
御装置を示すブロック図である。同図において、１１は
商用交流電源、１２は商用交流電源１１から供給される
交流電圧Ｅを直流電圧Ｖに変換する整流平滑回路で、こ
の整流平滑回路１２はダイオ−ドブリッジ回路Ｄおよび
平滑用コンデンサＣ１から構成されている。１３は降圧
用スイッチング電源で、この降圧用スイッチング電源１
３はパワートランジスタからなるスイッチングパワー素
子ＴＲと、平滑用ダイオ−ドＤ１，平滑用コイルＬおよ
び平滑用コンデンサＣ２からなる平滑回路３３とで構成
されている。
【００２７】ロ−タ位置検出器８からの信号は転流信号
発生回路２９で論理処理され、その出力信号をスイッチ
ングパワー素子駆動回路２８に入力して、複数のスイッ
チングパワー素子からなる通電切換回路２３を転流駆動
し、上記各スイッチングパワー素子のＯＮ・ＯＦＦ動作
でもって直流モータＭの各相アマチュアコイル７に上記
スイッチング電源１３からの降圧直流電圧ＶM を供給し
て順次通電し、上記直流モータＭのロータアッセンブリ
を回転させる。上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)
は、たとえばホ−ル素子から構成されて、図３における
ロータマグネット２のＮ極部２ｎとＳ極部２ｓの磁極位
置を表わすＵ相，Ｖ相，Ｗ相における６種の信号Ｈ、す
なわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相におけるＮ極部２ｎの検出信号
である正極の出力信号ＨUU, ＨVU, ＨWUと、上記各相に
おけるＳ極部２ｓの検出信号である負極の出力信号ＨU
L, ＨVL, ＨWLとを出力し、正弦波状パターンの１サイ
クル（電気角３６０°）に対し３相であるため、各相に
おける出力信号の位相差は３６０°／３＝１２０°であ
る。
発生回路２９で論理処理され、その出力信号をスイッチ
ングパワー素子駆動回路２８に入力して、複数のスイッ
チングパワー素子からなる通電切換回路２３を転流駆動
し、上記各スイッチングパワー素子のＯＮ・ＯＦＦ動作
でもって直流モータＭの各相アマチュアコイル７に上記
スイッチング電源１３からの降圧直流電圧ＶM を供給し
て順次通電し、上記直流モータＭのロータアッセンブリ
を回転させる。上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)
は、たとえばホ−ル素子から構成されて、図３における
ロータマグネット２のＮ極部２ｎとＳ極部２ｓの磁極位
置を表わすＵ相，Ｖ相，Ｗ相における６種の信号Ｈ、す
なわちＵ相，Ｖ相，Ｗ相におけるＮ極部２ｎの検出信号
である正極の出力信号ＨUU, ＨVU, ＨWUと、上記各相に
おけるＳ極部２ｓの検出信号である負極の出力信号ＨU
L, ＨVL, ＨWLとを出力し、正弦波状パターンの１サイ
クル（電気角３６０°）に対し３相であるため、各相に
おける出力信号の位相差は３６０°／３＝１２０°であ
る。
【００２８】１６は差動増幅器で、この差動増幅器１６
は、上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)からの出力
信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)における各相ごとに正極と負極の
各出力信号の差をとることにより、信号線に重畳してい
る同相のノイズ成分を除去するものである。１７はたと
えば差動増幅器からなる移相回路で、この移相回路１７
は、図６で示す上記差動増幅器１６からの各出力信号Ｈ
（ＨU,ＨV,ＨW)の相互の差信号（ＨU-ＨV,ＨV-ＨW,ＨW-
ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)を求めることにより、た
とえば３０°の位相差Δθを有する変移信号Ｈ1(ＨU1,
ＨV1, ＨW1) を出力するように構成されている。２７は
オートゲインコントロール回路（ＡＧＣ回路）で、この
ＡＧＣ回路２７は、たとえばホール素子からなるロ−タ
位置検出器８（８U,８V,８W)が周囲温度や固体差によっ
てＵ相，Ｖ相，Ｗ相における出力信号ＨUU, ＨVU, ＨW
U，ＨUL,ＨVL, ＨWLの振幅が変動するのを一定にするも
のである。
は、上記ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)からの出力
信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)における各相ごとに正極と負極の
各出力信号の差をとることにより、信号線に重畳してい
る同相のノイズ成分を除去するものである。１７はたと
えば差動増幅器からなる移相回路で、この移相回路１７
は、図６で示す上記差動増幅器１６からの各出力信号Ｈ
（ＨU,ＨV,ＨW)の相互の差信号（ＨU-ＨV,ＨV-ＨW,ＨW-
ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)を求めることにより、た
とえば３０°の位相差Δθを有する変移信号Ｈ1(ＨU1,
ＨV1, ＨW1) を出力するように構成されている。２７は
オートゲインコントロール回路（ＡＧＣ回路）で、この
ＡＧＣ回路２７は、たとえばホール素子からなるロ−タ
位置検出器８（８U,８V,８W)が周囲温度や固体差によっ
てＵ相，Ｖ相，Ｗ相における出力信号ＨUU, ＨVU, ＨW
U，ＨUL,ＨVL, ＨWLの振幅が変動するのを一定にするも
のである。
【００２９】２１は基準信号発振器で、この基準信号発
振器２１は可聴周波数帯域（16kHz)以上の３角波もしく
は鋸歯状波からなる第１の高周波基準信号ｅ1 を発生す
るものである。２６は基準信号可変回路で、この基準信
号可変回路２６は、第１の高周波基準信号ｅ1 の振幅や
中心レベルの少なくとも１つを可変制御して第２の高周
波基準信号ｅ2 を発生するものである。１８は第１の比
較器で、この比較器１８は、上記移相回路１７からの変
移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) と、上記基準信号可変回
路２６からの第２の高周波基準信号ｅ2 とを各相ごとに
比較して、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）の駆
動信号であるＰＷＭ信号ＨUPWM( ＨUUPWM,ＨVUPWM,ＨWU
PWM)を出力するように構成されている。
振器２１は可聴周波数帯域（16kHz)以上の３角波もしく
は鋸歯状波からなる第１の高周波基準信号ｅ1 を発生す
るものである。２６は基準信号可変回路で、この基準信
号可変回路２６は、第１の高周波基準信号ｅ1 の振幅や
中心レベルの少なくとも１つを可変制御して第２の高周
波基準信号ｅ2 を発生するものである。１８は第１の比
較器で、この比較器１８は、上記移相回路１７からの変
移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) と、上記基準信号可変回
路２６からの第２の高周波基準信号ｅ2 とを各相ごとに
比較して、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）の駆
動信号であるＰＷＭ信号ＨUPWM( ＨUUPWM,ＨVUPWM,ＨWU
PWM)を出力するように構成されている。
【００３０】２０は第２の比較器で、この比較器２０
は、上記移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1,
ＨW1) と、上記基準信号発振器２１からの第１の高周波
基準信号ｅ1 とを各相ごとに比較して、上記各相におけ
る負極（Ｓ極）の駆動信号であるＰＷＭ信号ＨLPWM( Ｈ
ULPWM,ＨVLPWM,ＨWLPWM)を出力するように構成されてい
る。２３は通電切換回路で、この通電切換回路２３は、
たとえばＵ相，Ｖ相，Ｗ相の正極（Ｎ極）でＯＮ動作す
るパワートランジスタからなるスイッチングパワー素子
ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、上記各相の負極（Ｓ極）で
ＯＮ動作するパワートランジスタからなるスイッチング
パワー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲW2とを備え、上記各ス
イッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1はスイッ
チングトランジスタＴＲU3, ＴＲV3, ＴＲW3を介して上
記各相の正極でＯＮ動作し、これら各スイッチングパワ
ー素子ＴＲU1〜ＴＲW2は、各相アマチュアコイル７（７
U,７V,７W)に上記降圧用スイッチング直流電源１３から
の直流電圧ＶM を印加して順次通電するように構成され
ている。
は、上記移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1,
ＨW1) と、上記基準信号発振器２１からの第１の高周波
基準信号ｅ1 とを各相ごとに比較して、上記各相におけ
る負極（Ｓ極）の駆動信号であるＰＷＭ信号ＨLPWM( Ｈ
ULPWM,ＨVLPWM,ＨWLPWM)を出力するように構成されてい
る。２３は通電切換回路で、この通電切換回路２３は、
たとえばＵ相，Ｖ相，Ｗ相の正極（Ｎ極）でＯＮ動作す
るパワートランジスタからなるスイッチングパワー素子
ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、上記各相の負極（Ｓ極）で
ＯＮ動作するパワートランジスタからなるスイッチング
パワー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲW2とを備え、上記各ス
イッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1はスイッ
チングトランジスタＴＲU3, ＴＲV3, ＴＲW3を介して上
記各相の正極でＯＮ動作し、これら各スイッチングパワ
ー素子ＴＲU1〜ＴＲW2は、各相アマチュアコイル７（７
U,７V,７W)に上記降圧用スイッチング直流電源１３から
の直流電圧ＶM を印加して順次通電するように構成され
ている。
【００３１】つぎに、上記構成の動作を説明する。商用
電源１１から供給された交流電圧Ｅは、整流平滑回路１
２で直流電圧Ｖに変換されたのち、降圧用スイッチング
電源１３からの降圧された直流電圧ＶM が駆動制御回路
１４に印加される。他方、ロ−タ位置検出器８（８U,８
V,８W)からの信号は、差動増幅器１６でノイズ成分が除
去されたのち、上記差動増幅器１６から図６の点線で示
す３相出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)が出力される。これら
各出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)は、移相回路１７で差動増
幅器１６からの各出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)の差信号
（ＨU-ＨV,ＨV-ＨW,ＨW-ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)
を求め、図６の実線で示す変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, Ｈ
W1) が出力される。
電源１１から供給された交流電圧Ｅは、整流平滑回路１
２で直流電圧Ｖに変換されたのち、降圧用スイッチング
電源１３からの降圧された直流電圧ＶM が駆動制御回路
１４に印加される。他方、ロ−タ位置検出器８（８U,８
V,８W)からの信号は、差動増幅器１６でノイズ成分が除
去されたのち、上記差動増幅器１６から図６の点線で示
す３相出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)が出力される。これら
各出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)は、移相回路１７で差動増
幅器１６からの各出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)の差信号
（ＨU-ＨV,ＨV-ＨW,ＨW-ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)
を求め、図６の実線で示す変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, Ｈ
W1) が出力される。
【００３２】上記移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU
1, ＨV1, ＨW1) と、上記基準信号可変回路２６からの
第２の高周波基準信号ｅ2 とは、第１の比較器１８で各
相ごとに比較されて、上記通電切換回路２３を各相の正
極（Ｎ極）で駆動するＰＷＭ信号ＨUPWM( ＨUUPWM,ＨVU
PWM,ＨWUPWM)を出力する。また、上記移相回路１７から
の変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) と、基準信号発振器
２１からの第１の高周波基準信号ｅ1 とは、第２の比較
器２０で各相ごとに比較されて、上記通電切換回路２３
を各相の負極（Ｓ極）で駆動するＰＷＭ信号ＨLPWM( Ｈ
ULPWM,ＨVLPWM,ＨWLPWM)を出力する。すなわち、上記通
電切換回路２３におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチン
グパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1は、スイッチング
トランジスタＴＲU3, ＴＲV3, ＴＲW3を介して上記ＰＷ
Ｍ信号ＨUPWM( ＨUUPWM,ＨVUPWM,ＨWUPWM)が入力されて
各相の正極でＯＮ動作し、上記降圧用スイッチング電源
１３からの直流電圧ＶM を対応する各相のアマチュアコ
イル７（７U,７V,７W)に印加する。また、上記通電切換
回路２３におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチングパワ
ー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲW2は、上記ＰＷＭ信号ＨLP
WM( ＨULPWM,ＨVLPWM,ＨWLPWM)が入力されて各相の負極
でＯＮ動作し、上記降圧用直流電源１３からの直流電圧
ＶM を各相のアマチュアコイル７（７U,７V,７W)に印加
して順次通電し、図１および図２で示すロータアッセン
ブリＡを正転（矢印ａ１方向）させる。
1, ＨV1, ＨW1) と、上記基準信号可変回路２６からの
第２の高周波基準信号ｅ2 とは、第１の比較器１８で各
相ごとに比較されて、上記通電切換回路２３を各相の正
極（Ｎ極）で駆動するＰＷＭ信号ＨUPWM( ＨUUPWM,ＨVU
PWM,ＨWUPWM)を出力する。また、上記移相回路１７から
の変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) と、基準信号発振器
２１からの第１の高周波基準信号ｅ1 とは、第２の比較
器２０で各相ごとに比較されて、上記通電切換回路２３
を各相の負極（Ｓ極）で駆動するＰＷＭ信号ＨLPWM( Ｈ
ULPWM,ＨVLPWM,ＨWLPWM)を出力する。すなわち、上記通
電切換回路２３におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチン
グパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1は、スイッチング
トランジスタＴＲU3, ＴＲV3, ＴＲW3を介して上記ＰＷ
Ｍ信号ＨUPWM( ＨUUPWM,ＨVUPWM,ＨWUPWM)が入力されて
各相の正極でＯＮ動作し、上記降圧用スイッチング電源
１３からの直流電圧ＶM を対応する各相のアマチュアコ
イル７（７U,７V,７W)に印加する。また、上記通電切換
回路２３におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相のスイッチングパワ
ー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲW2は、上記ＰＷＭ信号ＨLP
WM( ＨULPWM,ＨVLPWM,ＨWLPWM)が入力されて各相の負極
でＯＮ動作し、上記降圧用直流電源１３からの直流電圧
ＶM を各相のアマチュアコイル７（７U,７V,７W)に印加
して順次通電し、図１および図２で示すロータアッセン
ブリＡを正転（矢印ａ１方向）させる。
【００３３】上記構成によれば、中心レベル０の異なる
第１および第２の高周波基準信号ｅ1,ｅ2 を使用するた
めに、上記通電切換回路２３におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相
の正極側のスイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, Ｔ
ＲW1と、負極側のスイッチングパワー素子ＴＲU2, ＴＲ
V2, ＴＲW2の特性が相異する場合でも、上記両信号ｅ1,
ｅ2 の中心レベル０を最適化することにより、上記各ス
イッチングパワー素子ＴＲU1〜ＴＲW2の特性差をなくし
て、モータ速度の制御が高精度になされて上記モータＭ
の回転数精度を高めることができる。
第１および第２の高周波基準信号ｅ1,ｅ2 を使用するた
めに、上記通電切換回路２３におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相
の正極側のスイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, Ｔ
ＲW1と、負極側のスイッチングパワー素子ＴＲU2, ＴＲ
V2, ＴＲW2の特性が相異する場合でも、上記両信号ｅ1,
ｅ2 の中心レベル０を最適化することにより、上記各ス
イッチングパワー素子ＴＲU1〜ＴＲW2の特性差をなくし
て、モータ速度の制御が高精度になされて上記モータＭ
の回転数精度を高めることができる。
【００３４】ところで、上記構成において、たとえば基
準信号発振器２１や基準信号可変回路２６に中央演算装
置２５からの指令信号（図示せず）を入力し、図６で示
す第１および第２の高周波基準信号ｅ1,ｅ2 における振
幅ｈ，ｈ1 や中心レベル０の高さＧを可変制御し、上記
基準信号ｅ1,ｅ2 との比較信号であるＰＷＭ信号ＨUPWM
( ＨUUPWM,ＨVUPWM,ＨWUPWM)やＨLPWM( ＨULPWM,ＨVLPW
M,ＨWLPWM)におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅
を拡縮させてモータ速度を制御するように構成してもよ
い。いま、たとえばモータ速度が所定値よりも速すぎた
場合、上記高周波基準信号ｅ1,ｅ2 の振幅ｈ，ｈ1 や高
さレベルＧを上昇させる指令信号を上記発振器２１や基
準信号可変回路２６に入力することにより、上記ＰＷＭ
信号ＨUPWM( ＨUUPWM,ＨVUPWM,ＨWUPWM)やＨLPWM( ＨUL
PWM,ＨVLPWM,ＨWLPWM)におけるＯＮ・ＯＦＦデューティ
のパルス幅を小さくして、モータ速度を減速させること
ができる。
準信号発振器２１や基準信号可変回路２６に中央演算装
置２５からの指令信号（図示せず）を入力し、図６で示
す第１および第２の高周波基準信号ｅ1,ｅ2 における振
幅ｈ，ｈ1 や中心レベル０の高さＧを可変制御し、上記
基準信号ｅ1,ｅ2 との比較信号であるＰＷＭ信号ＨUPWM
( ＨUUPWM,ＨVUPWM,ＨWUPWM)やＨLPWM( ＨULPWM,ＨVLPW
M,ＨWLPWM)におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅
を拡縮させてモータ速度を制御するように構成してもよ
い。いま、たとえばモータ速度が所定値よりも速すぎた
場合、上記高周波基準信号ｅ1,ｅ2 の振幅ｈ，ｈ1 や高
さレベルＧを上昇させる指令信号を上記発振器２１や基
準信号可変回路２６に入力することにより、上記ＰＷＭ
信号ＨUPWM( ＨUUPWM,ＨVUPWM,ＨWUPWM)やＨLPWM( ＨUL
PWM,ＨVLPWM,ＨWLPWM)におけるＯＮ・ＯＦＦデューティ
のパルス幅を小さくして、モータ速度を減速させること
ができる。
【００３５】また、上記構成において、ロ−タ位置検出
器８からの信号を受けてアマチュアコイル７（７U,７V,
７W)に電圧を印加してから、実際に電流Ｉ（ＩU,ＩV,Ｉ
W)が流れ出すまでに、上記アマチュアコイル７（７U,７
V,７W)のインダクタンス成分によって時定数に応じた遅
れが発生し、上記アマチュアコイル７に流れる電流Ｉの
転流時期が正規の転流タイミングより遅れ、モータ駆動
効率が悪化したりトルクむらが増大する。しかしなが
ら、図６で示すように、上記アマチュアコイル７に流れ
る電流Ｉの転流時期が正規の転流タイミングより所定の
電気角遅れることを見込んで、上記電気角に相当する、
たとえばΔθ＝３０°位相のずれた変移信号Ｈ1(ＨU1,
ＨV1, ＨW1) を移相回路１７から出力させ、上記電流Ｉ
の転流時期を早めたり遅らせたりすることによって、ロ
−タアッセンブリＡの正転（矢印ａ１方向）時はもとよ
り、逆転（矢印ａ２方向）時においても最適な電気角制
御が容易に達成できるとともに、上記各ロ−タ位置検出
器８を上記アマチュアコイル７の中心線ｘ１上に設定し
た状態で上記電気角制御が達成でき、上記各ロ−タ位置
検出器８の設定が容易である。しかも、上記各アマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に流れる電流Ｉ（ＩU,ＩV,Ｉ
W)の転流時期を正規の転流タイミングに補正し、アマチ
ュアコイル７とロ−タ位置検出器８の機械的な位置ずれ
誤差を電気的に容易に修正して、モータ駆動効率の悪化
やトルクむらを有効に防止することができる。
器８からの信号を受けてアマチュアコイル７（７U,７V,
７W)に電圧を印加してから、実際に電流Ｉ（ＩU,ＩV,Ｉ
W)が流れ出すまでに、上記アマチュアコイル７（７U,７
V,７W)のインダクタンス成分によって時定数に応じた遅
れが発生し、上記アマチュアコイル７に流れる電流Ｉの
転流時期が正規の転流タイミングより遅れ、モータ駆動
効率が悪化したりトルクむらが増大する。しかしなが
ら、図６で示すように、上記アマチュアコイル７に流れ
る電流Ｉの転流時期が正規の転流タイミングより所定の
電気角遅れることを見込んで、上記電気角に相当する、
たとえばΔθ＝３０°位相のずれた変移信号Ｈ1(ＨU1,
ＨV1, ＨW1) を移相回路１７から出力させ、上記電流Ｉ
の転流時期を早めたり遅らせたりすることによって、ロ
−タアッセンブリＡの正転（矢印ａ１方向）時はもとよ
り、逆転（矢印ａ２方向）時においても最適な電気角制
御が容易に達成できるとともに、上記各ロ−タ位置検出
器８を上記アマチュアコイル７の中心線ｘ１上に設定し
た状態で上記電気角制御が達成でき、上記各ロ−タ位置
検出器８の設定が容易である。しかも、上記各アマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に流れる電流Ｉ（ＩU,ＩV,Ｉ
W)の転流時期を正規の転流タイミングに補正し、アマチ
ュアコイル７とロ−タ位置検出器８の機械的な位置ずれ
誤差を電気的に容易に修正して、モータ駆動効率の悪化
やトルクむらを有効に防止することができる。
【００３６】さらに、上記構成によれば、モータの加減
速は各比較器１８，２０からのＨUPWM( ＨUUPWM,ＨVUPW
M,ＨWUPWM)やＨLPWM( ＨULPWM,ＨVLPWM,ＨWLPWM)におけ
るＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させて行な
われ、かつ上記ＰＷＭ信号のパルス幅は３角波の高周波
基準信号ｅ1,ｅ2 との比較でもって生起されるために、
上記各アマチュアコイル７（７U,７V,７W)への通電開始
および終了時における通電電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)の立ち
上りと立ち下りを緩慢にすることができる。したがっ
て、上記各相のアマチュアコイル７（７U,７V,７W)に通
断電される際に、急激に変化する電磁気力の発生がな
く、上記モータＭのロータアッセンブリＡに強い振動衝
撃力が付勢されるおそれがないために、モータの騒音発
生を有効に防止することができる。
速は各比較器１８，２０からのＨUPWM( ＨUUPWM,ＨVUPW
M,ＨWUPWM)やＨLPWM( ＨULPWM,ＨVLPWM,ＨWLPWM)におけ
るＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅を拡縮させて行な
われ、かつ上記ＰＷＭ信号のパルス幅は３角波の高周波
基準信号ｅ1,ｅ2 との比較でもって生起されるために、
上記各アマチュアコイル７（７U,７V,７W)への通電開始
および終了時における通電電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)の立ち
上りと立ち下りを緩慢にすることができる。したがっ
て、上記各相のアマチュアコイル７（７U,７V,７W)に通
断電される際に、急激に変化する電磁気力の発生がな
く、上記モータＭのロータアッセンブリＡに強い振動衝
撃力が付勢されるおそれがないために、モータの騒音発
生を有効に防止することができる。
【００３７】実施例２：図７は、この発明による直流モ
ータの駆動制御装置の他の例を示すブロック図である。
同図において、移相回路１７は、差動増幅器１６からの
各出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)の相互の差信号（ＨU-ＨV,
ＨV-ＨW,ＨW-ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)を求めるこ
とにより、図８で示すように、たとえば３０°の位相差
Δθを有する変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) と、この
変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) より１８０°位相のず
れた反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW2) とを出力するよう
に構成されている。
ータの駆動制御装置の他の例を示すブロック図である。
同図において、移相回路１７は、差動増幅器１６からの
各出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)の相互の差信号（ＨU-ＨV,
ＨV-ＨW,ＨW-ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)を求めるこ
とにより、図８で示すように、たとえば３０°の位相差
Δθを有する変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) と、この
変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) より１８０°位相のず
れた反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW2) とを出力するよう
に構成されている。
【００３８】第１の比較器１８は上記移相回路１７から
の変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1)と、反転信号Ｈ2(ＨU
2, ＨV2, ＨW2) とを各相ごとに比較し、Ｕ相，Ｖ相，
Ｗ相における極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)、
すなわちＨUHL(ＨU1- ＨU2),ＨVHL(ＨV1- ＨV2),ＨWHL
(ＨW1- ＨW2) を出力するように構成されている。第２
の比較器２０は上記移相回路１７からの変移信号Ｈ1(Ｈ
U1, ＨV1, ＨW1)と、発振器２１からの可聴周波数帯域
（16kHz)以上の３角波もしくは鋸歯状波の高周波基準信
号ｅとを受けて、上記変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1)
と高周波基準信号ｅとを比較し、これら両信号ｅ, Ｈ1
の差からＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM,ＨVPWM, ＨWPWM) を
出力するように構成されている。
の変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1)と、反転信号Ｈ2(ＨU
2, ＨV2, ＨW2) とを各相ごとに比較し、Ｕ相，Ｖ相，
Ｗ相における極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)、
すなわちＨUHL(ＨU1- ＨU2),ＨVHL(ＨV1- ＨV2),ＨWHL
(ＨW1- ＨW2) を出力するように構成されている。第２
の比較器２０は上記移相回路１７からの変移信号Ｈ1(Ｈ
U1, ＨV1, ＨW1)と、発振器２１からの可聴周波数帯域
（16kHz)以上の３角波もしくは鋸歯状波の高周波基準信
号ｅとを受けて、上記変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1)
と高周波基準信号ｅとを比較し、これら両信号ｅ, Ｈ1
の差からＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM,ＨVPWM, ＨWPWM) を
出力するように構成されている。
【００３９】２２（２２U,２２V,２２W)はＵ相，Ｖ相，
Ｗ相の論理回路で、これら各論理回路２２は、上記第１
の比較器１８からの極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,Ｗ
WHL)と、第２の比較器２０からのＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUP
WM, ＨVPWM, ＨWPWM) とを各相ごとに受けて、上記両信
号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＯＲ）信号、すなわちＵ相，
Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ信号ＨU1( Ｈ
UU1,ＨVU1,ＨWU1) を直流モータＭの通電切換回路２３
に入力するとともに、上記各相における負極（Ｓ極）の
ＰＷＭ信号ＨL1( ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1)を上記通電切換回
路２３に入力するように構成されている。その他の構成
は、前述の実施例１におけるものとほぼ同様であるか
ら、図５と同一もしくは相当部分には同一の符号を付し
て、その詳しい説明を省略する。
Ｗ相の論理回路で、これら各論理回路２２は、上記第１
の比較器１８からの極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,Ｗ
WHL)と、第２の比較器２０からのＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUP
WM, ＨVPWM, ＨWPWM) とを各相ごとに受けて、上記両信
号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＯＲ）信号、すなわちＵ相，
Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ信号ＨU1( Ｈ
UU1,ＨVU1,ＨWU1) を直流モータＭの通電切換回路２３
に入力するとともに、上記各相における負極（Ｓ極）の
ＰＷＭ信号ＨL1( ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1)を上記通電切換回
路２３に入力するように構成されている。その他の構成
は、前述の実施例１におけるものとほぼ同様であるか
ら、図５と同一もしくは相当部分には同一の符号を付し
て、その詳しい説明を省略する。
【００４０】つぎに、上記構成の動作を説明する。図７
において、移相回路１７は、差動増幅器１６からの図８
の点線で示す３相出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)の差信号
（ＨU-ＨV,ＨV-ＨW,ＨW-ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)
を求め、図８の実線で示す変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, Ｈ
W1) と、この変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) より１８
０°位相のずれた図８の２点鎖線で示す反転信号Ｈ2(Ｈ
U2, ＨV2, ＨW2) とを出力する。
において、移相回路１７は、差動増幅器１６からの図８
の点線で示す３相出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)の差信号
（ＨU-ＨV,ＨV-ＨW,ＨW-ＨU,ＨV-ＨU,ＨW-ＨV,ＨU-ＨW)
を求め、図８の実線で示す変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, Ｈ
W1) と、この変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) より１８
０°位相のずれた図８の２点鎖線で示す反転信号Ｈ2(Ｈ
U2, ＨV2, ＨW2) とを出力する。
【００４１】上記移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU
1, ＨV1, ＨW1) と、反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW2)
とは、第１の比較器１８で各相ごとに比較されて、その
各極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)、すなわちＨ
UHL(ＨU1- ＨU2),ＨVHL(ＨV1-ＨV2),ＨWHL(ＨW1- ＨW2)
が出力される。これら各極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶV
HL,ＷWHL)は、通電切換回路２３における各相の正極側
のスイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、
各相の負極側のスイッチングパワー素子ＴＲU2, ＴＲV
2, ＴＲW2のいずれをＯＮ動作させるかの情報信号とな
る。
1, ＨV1, ＨW1) と、反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW2)
とは、第１の比較器１８で各相ごとに比較されて、その
各極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)、すなわちＨ
UHL(ＨU1- ＨU2),ＨVHL(ＨV1-ＨV2),ＨWHL(ＨW1- ＨW2)
が出力される。これら各極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶV
HL,ＷWHL)は、通電切換回路２３における各相の正極側
のスイッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、
各相の負極側のスイッチングパワー素子ＴＲU2, ＴＲV
2, ＴＲW2のいずれをＯＮ動作させるかの情報信号とな
る。
【００４２】また、上記移相回路１７からの変移信号Ｈ
1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) と、発振器２１からの可聴周波数
帯域（16kHz)以上の図８の実線で示す３角波の高周波基
準信号ｅとは、第２の比較器２０で各相ごとに比較さ
れ、これら両信号ｅ, Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) の差から
図８で示すＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM)
が出力される。
1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) と、発振器２１からの可聴周波数
帯域（16kHz)以上の図８の実線で示す３角波の高周波基
準信号ｅとは、第２の比較器２０で各相ごとに比較さ
れ、これら両信号ｅ, Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) の差から
図８で示すＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM)
が出力される。
【００４３】上記ＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, Ｈ
WPWM) は、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)で極性判
別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)と各相ごとに比較され
て、両信号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＡＮＤ）信号、すな
わちＵ相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ信
号ＨU1( ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1) を直流モータＭの通電切
換回路２３に入力するとともに、上記各相における負極
（Ｓ極）のＰＷＭ信号ＨL1( ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1)を上記
通電切換回路２３に入力し、各相のスイッチングパワー
素子ＴＲU1ないしＴＲW2をＯＮＯＦＦ動作させ、上記降
圧用直流電源１３からの直流電圧ＶM を各相のアマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に印加して順次通電し、図１
および図２で示すロータアッセンブリＡを正転（矢印ａ
１方向）させる。
WPWM) は、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)で極性判
別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)と各相ごとに比較され
て、両信号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＡＮＤ）信号、すな
わちＵ相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ信
号ＨU1( ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1) を直流モータＭの通電切
換回路２３に入力するとともに、上記各相における負極
（Ｓ極）のＰＷＭ信号ＨL1( ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1)を上記
通電切換回路２３に入力し、各相のスイッチングパワー
素子ＴＲU1ないしＴＲW2をＯＮＯＦＦ動作させ、上記降
圧用直流電源１３からの直流電圧ＶM を各相のアマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に印加して順次通電し、図１
および図２で示すロータアッセンブリＡを正転（矢印ａ
１方向）させる。
【００４４】上記構成によれば、１つの高周波基準信号
ｅを使用するために、駆動制御回路１４が簡略化される
とともに、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)からの極
性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)でもって、上記通
電切換回路２３における各相の正極側スイッチングパワ
ー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、負極側スイッチング
パワー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲW2とが同時にＯＮ動作
するのを防止し、これら各スイッチングパワー素子ＴＲ
U1〜ＴＲW2が短絡破壊するのを有効に回避させることが
できる。
ｅを使用するために、駆動制御回路１４が簡略化される
とともに、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)からの極
性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)でもって、上記通
電切換回路２３における各相の正極側スイッチングパワ
ー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、負極側スイッチング
パワー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲW2とが同時にＯＮ動作
するのを防止し、これら各スイッチングパワー素子ＴＲ
U1〜ＴＲW2が短絡破壊するのを有効に回避させることが
できる。
【００４５】実施例３：図９は、この発明による直流モ
ータの駆動制御装置の異なる他の例を示すブロック図で
ある。１９は全波整流器で、この全波整流器１９は上記
移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) を
全波整流して、全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3)を
出力するように構成されている。第２の比較器２０は上
記全波整流器１９からの全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3,
ＨW3) と、発振器２１からの可聴周波数帯域（16kHz)以
上の３角波もしくは鋸歯状波の高周波基準信号ｅとを受
けて、上記全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3)と高周
波基準信号ｅとを比較し、これら両信号ｅ, Ｈ3 の差か
らＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) を出力す
るように構成されている。その他の構成は、前述の実施
例２におけるものとほぼ同様であるから、図７と同一も
しくは相当部分には同一の符号を付して、その詳しい説
明を省略する。
ータの駆動制御装置の異なる他の例を示すブロック図で
ある。１９は全波整流器で、この全波整流器１９は上記
移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) を
全波整流して、全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3)を
出力するように構成されている。第２の比較器２０は上
記全波整流器１９からの全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3,
ＨW3) と、発振器２１からの可聴周波数帯域（16kHz)以
上の３角波もしくは鋸歯状波の高周波基準信号ｅとを受
けて、上記全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3)と高周
波基準信号ｅとを比較し、これら両信号ｅ, Ｈ3 の差か
らＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) を出力す
るように構成されている。その他の構成は、前述の実施
例２におけるものとほぼ同様であるから、図７と同一も
しくは相当部分には同一の符号を付して、その詳しい説
明を省略する。
【００４６】つぎに、上記構成の動作を説明する。図９
において、移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV
1, ＨW1) と、反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW2) とは、
第１の比較器１８で各相ごとに比較されて、その各極性
判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)、すなわちＨUHL(Ｈ
U1- ＨU2),ＨVHL(ＨV1- ＨV2),ＨWHL(ＨW1- ＨW2) が出
力される。これら各極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,Ｗ
WHL)は、通電切換回路２３における各相の正極側のスイ
ッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、各相の
負極側のスイッチングパワー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲ
W2のいずれをＯＮ動作させるかの情報信号となる。
において、移相回路１７からの変移信号Ｈ1(ＨU1, ＨV
1, ＨW1) と、反転信号Ｈ2(ＨU2, ＨV2, ＨW2) とは、
第１の比較器１８で各相ごとに比較されて、その各極性
判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)、すなわちＨUHL(Ｈ
U1- ＨU2),ＨVHL(ＨV1- ＨV2),ＨWHL(ＨW1- ＨW2) が出
力される。これら各極性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,Ｗ
WHL)は、通電切換回路２３における各相の正極側のスイ
ッチングパワー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、各相の
負極側のスイッチングパワー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲ
W2のいずれをＯＮ動作させるかの情報信号となる。
【００４７】また、上記移相回路１７からの変移信号Ｈ
1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) は全波整流器１９で全波整流され
て全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) が出力される。
この全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) のうちの一例
として、Ｕ相の全波整流信号ＨU3が図１０に示されてい
る。上記全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) は、第２
の比較器２０で発振器２１からの可聴周波数帯域（16kH
z)以上の３角波の高周波基準信号ｅと比較されて、これ
ら両信号ｅ, Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) の差から図１０で
示すＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) が出力
される。
1(ＨU1, ＨV1, ＨW1) は全波整流器１９で全波整流され
て全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) が出力される。
この全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) のうちの一例
として、Ｕ相の全波整流信号ＨU3が図１０に示されてい
る。上記全波整流信号Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) は、第２
の比較器２０で発振器２１からの可聴周波数帯域（16kH
z)以上の３角波の高周波基準信号ｅと比較されて、これ
ら両信号ｅ, Ｈ3(ＨU3, ＨV3, ＨW3) の差から図１０で
示すＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) が出力
される。
【００４８】上記ＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, Ｈ
WPWM) は、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)で極性判
別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)と各相ごとに比較され
て、両信号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＡＮＤ）信号、すな
わちＵ相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ信
号ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1 を直流モータＭの通電切換回路２
３に入力するとともに、上記各相における負極（Ｓ極）
のＰＷＭ信号ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1 を上記通電切換回路２
３に入力して、各相のスイッチングパワー素子ＴＲU1〜
ＴＲW2をＯＮＯＦＦ動作させ、上記降圧用直流電源１３
からの直流電圧ＶM を各相のアマチュアコイル７（７U,
７V,７W)に印加して順次通電し、図１および図２で示す
ロータアッセンブリＡを正転（矢印ａ１方向）させる。
WPWM) は、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)で極性判
別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)と各相ごとに比較され
て、両信号ＨHL，ＨPWM の論理和（ＡＮＤ）信号、すな
わちＵ相，Ｖ相，Ｗ相における正極（Ｎ極）のＰＷＭ信
号ＨUU1,ＨVU1,ＨWU1 を直流モータＭの通電切換回路２
３に入力するとともに、上記各相における負極（Ｓ極）
のＰＷＭ信号ＨUL1,ＨVL1,ＨWL1 を上記通電切換回路２
３に入力して、各相のスイッチングパワー素子ＴＲU1〜
ＴＲW2をＯＮＯＦＦ動作させ、上記降圧用直流電源１３
からの直流電圧ＶM を各相のアマチュアコイル７（７U,
７V,７W)に印加して順次通電し、図１および図２で示す
ロータアッセンブリＡを正転（矢印ａ１方向）させる。
【００４９】上記構成によれば、１つの高周波基準信号
ｅを使用するために、駆動制御回路１４が簡略化される
とともに、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)からの極
性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)でもって、上記通
電切換回路２３における各相の正極側スイッチングパワ
ー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、負極側スイッチング
パワー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲW2とが同時にＯＮ動作
するのを防止し、これら各スイッチングパワー素子ＴＲ
U1〜ＴＲW2が短絡破壊するのを有効に回避させることが
できる。
ｅを使用するために、駆動制御回路１４が簡略化される
とともに、論理回路２２（２２U,２２V,２２W)からの極
性判別信号ＨHL（ＨUHL,ＶVHL,ＷWHL)でもって、上記通
電切換回路２３における各相の正極側スイッチングパワ
ー素子ＴＲU1, ＴＲV1, ＴＲW1と、負極側スイッチング
パワー素子ＴＲU2, ＴＲV2, ＴＲW2とが同時にＯＮ動作
するのを防止し、これら各スイッチングパワー素子ＴＲ
U1〜ＴＲW2が短絡破壊するのを有効に回避させることが
できる。
【００５０】また、前述の実施例２においては、第２の
比較器２０からの図８で示すＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM,
ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅の最小値が５０％であるのに対し、この実施例３
においては、０％で立ち上る全波整流信号Ｈ3(ＨU3, Ｈ
V3, ＨW3) を使用することにより、図１０で示すＰＷＭ
信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・Ｏ
ＦＦデューティのパルス幅の最小値をほぼ０％にするこ
とが可能である。したがって、上記各アマチュアコイル
７（７U,７V,７W)への通電開始時における通電電流Ｉ
（ＩU,ＩV,ＩW)の立ち上り特性を緩慢にして、モータの
騒音発生を一層低減することができる。
比較器２０からの図８で示すＰＷＭ信号ＨPWM(ＨUPWM,
ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパ
ルス幅の最小値が５０％であるのに対し、この実施例３
においては、０％で立ち上る全波整流信号Ｈ3(ＨU3, Ｈ
V3, ＨW3) を使用することにより、図１０で示すＰＷＭ
信号ＨPWM(ＨUPWM, ＨVPWM, ＨWPWM) におけるＯＮ・Ｏ
ＦＦデューティのパルス幅の最小値をほぼ０％にするこ
とが可能である。したがって、上記各アマチュアコイル
７（７U,７V,７W)への通電開始時における通電電流Ｉ
（ＩU,ＩV,ＩW)の立ち上り特性を緩慢にして、モータの
騒音発生を一層低減することができる。
【００５１】実施例４：図１１は、この発明による直流
モータの駆動制御装置のさらに異なる他の例を示すブロ
ック図である。５０は補正回路で、この補正回路５０
は、たとえば図１２で示すように、エキスクルシブ(Exc
lusive) ＮＯＲ回路５１，アナログスイッチ５２，増幅
器５３および加算器５４から構成されている。いま、上
記ＮＯＲ回路５１において、たとえば移相回路１７から
の変移信号ＨU1とＨV1との排他的論理和（ＮＯＲ）をと
り、これら両変移信号ＨU1, ＨV1が共に大きい部分もし
くは小さい部分をパルス化して、図１３で示すパルス信
号Ｈａを出力する。
モータの駆動制御装置のさらに異なる他の例を示すブロ
ック図である。５０は補正回路で、この補正回路５０
は、たとえば図１２で示すように、エキスクルシブ(Exc
lusive) ＮＯＲ回路５１，アナログスイッチ５２，増幅
器５３および加算器５４から構成されている。いま、上
記ＮＯＲ回路５１において、たとえば移相回路１７から
の変移信号ＨU1とＨV1との排他的論理和（ＮＯＲ）をと
り、これら両変移信号ＨU1, ＨV1が共に大きい部分もし
くは小さい部分をパルス化して、図１３で示すパルス信
号Ｈａを出力する。
【００５２】つぎに、上記パルス信号Ｈａと変移信号Ｈ
V1との論理積（ＡＮＤ）をとり、アナログスイッチ５２
において上記変移信号ＨV1から上記パルス信号Ｈａの高
位部分のみを出力させ、さらに、上記増幅器５３におい
て補正係数（定数）を乗じた図１３で示す補正パルス信
号Ｈｂが出力され、加算器５４において上記パルス信号
Ｈａに補正パルス信号Ｈｂを付加して、上記変移信号Ｈ
U1の補正信号ＨｃU が出力される。また、他の変移信号
ＨV1, ＨW1の補正信号ＨｃV , ＨCWについてもほぼ同様
に出力される。上記補正信号Ｈｃ( ＨｃU,ＨｃV,ＨCW)
は全波整流器１９で全波整流されて全波整流信号Ｈ3(Ｈ
U3, ＨV3, ＨW3) が出力され、前述の実施例３に開示し
た信号処理がなされて、直流電圧ＶM を各相のアマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に印加して順次通電し、図１
および図２で示すロータアッセンブリＡを正転（矢印ａ
１方向）させる。
V1との論理積（ＡＮＤ）をとり、アナログスイッチ５２
において上記変移信号ＨV1から上記パルス信号Ｈａの高
位部分のみを出力させ、さらに、上記増幅器５３におい
て補正係数（定数）を乗じた図１３で示す補正パルス信
号Ｈｂが出力され、加算器５４において上記パルス信号
Ｈａに補正パルス信号Ｈｂを付加して、上記変移信号Ｈ
U1の補正信号ＨｃU が出力される。また、他の変移信号
ＨV1, ＨW1の補正信号ＨｃV , ＨCWについてもほぼ同様
に出力される。上記補正信号Ｈｃ( ＨｃU,ＨｃV,ＨCW)
は全波整流器１９で全波整流されて全波整流信号Ｈ3(Ｈ
U3, ＨV3, ＨW3) が出力され、前述の実施例３に開示し
た信号処理がなされて、直流電圧ＶM を各相のアマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に印加して順次通電し、図１
および図２で示すロータアッセンブリＡを正転（矢印ａ
１方向）させる。
【００５３】上記構成によれば、各相のアマチュアコイ
ル７（７U,７V,７W)に印加される電圧波形は単純な正弦
波に比較して、転流開始の電気角６０°の区間において
大きな電圧が印加され、電流波形を正弦波に近づけるこ
とができる。つまり、上記アマチュアコイル７（７U,７
V,７W)に図１４で示す直流電圧Ｖを印加して電流Ｉ（Ｉ
U,ＩV,ＩW)を通電し、電流方向が反転する際に暫くの期
間Ｔ、たとえば電流方向反転後の電気角６０°の区間に
おいて電流が流れず、その後電流Ｉが急峻に増加して振
動騒音が発生する要因となる。これに対し、上記構成に
よれば、各相のアマチュアコイル７（７U,７V,７W)に印
加される電圧波形を単純な正弦波に比較して、転流開始
の電気角６０°の区間で大きな電圧が補正回路５０によ
り印加され、電流波形を正弦波に近づけ、電流方向の反
転時における電流Ｉの急峻な増加を抑制して振動騒音の
発生を有効に防止することができる。
ル７（７U,７V,７W)に印加される電圧波形は単純な正弦
波に比較して、転流開始の電気角６０°の区間において
大きな電圧が印加され、電流波形を正弦波に近づけるこ
とができる。つまり、上記アマチュアコイル７（７U,７
V,７W)に図１４で示す直流電圧Ｖを印加して電流Ｉ（Ｉ
U,ＩV,ＩW)を通電し、電流方向が反転する際に暫くの期
間Ｔ、たとえば電流方向反転後の電気角６０°の区間に
おいて電流が流れず、その後電流Ｉが急峻に増加して振
動騒音が発生する要因となる。これに対し、上記構成に
よれば、各相のアマチュアコイル７（７U,７V,７W)に印
加される電圧波形を単純な正弦波に比較して、転流開始
の電気角６０°の区間で大きな電圧が補正回路５０によ
り印加され、電流波形を正弦波に近づけ、電流方向の反
転時における電流Ｉの急峻な増加を抑制して振動騒音の
発生を有効に防止することができる。
【００５４】また、上記構成によれば、各相のアマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に印加される直流電圧Ｖが一
定値に保持された状態でその通電電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)
を直接に制御するため、前述の実施例１〜３における駆
動制御装置のように、直流電圧ＶM を制御して上記通電
電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)を間接的に制御するものに比較し
て、モータ速度の制御が一層高精度になされ、その回転
数精度を高めることができるとともに、前述の降圧用ス
イッチング電源１３を省略することができ、部品点数の
低減で安価かつ小型化が可能である。
アコイル７（７U,７V,７W)に印加される直流電圧Ｖが一
定値に保持された状態でその通電電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)
を直接に制御するため、前述の実施例１〜３における駆
動制御装置のように、直流電圧ＶM を制御して上記通電
電流Ｉ（ＩU,ＩV,ＩW)を間接的に制御するものに比較し
て、モータ速度の制御が一層高精度になされ、その回転
数精度を高めることができるとともに、前述の降圧用ス
イッチング電源１３を省略することができ、部品点数の
低減で安価かつ小型化が可能である。
【００５５】実施例５：図１５は、この発明による直流
モータの駆動制御装置のさらに異なる他の例を示すブロ
ック図である。同図において、５５はたとえば抵抗体Ｒ
からなる電流検出器で、この電流検出器５５はモータ電
流Ｉを検出してその検出信号ＨR を図１６で示す補正回
路５０に入力し、増幅器５３の増幅率を外部電圧に比例
して可変にし、モータ電流Ｉが大きいときには大きな補
正量が、小さいときには小さな補正量が得られて最適な
モータ電流Ｉを補償することができる。その他の構成お
よび作用効果は、前述の実施例４におけるものとほぼ同
様であるから、図１１と同一もしくは相当部分には同一
の符号を付して、その詳しい説明を省略する。
モータの駆動制御装置のさらに異なる他の例を示すブロ
ック図である。同図において、５５はたとえば抵抗体Ｒ
からなる電流検出器で、この電流検出器５５はモータ電
流Ｉを検出してその検出信号ＨR を図１６で示す補正回
路５０に入力し、増幅器５３の増幅率を外部電圧に比例
して可変にし、モータ電流Ｉが大きいときには大きな補
正量が、小さいときには小さな補正量が得られて最適な
モータ電流Ｉを補償することができる。その他の構成お
よび作用効果は、前述の実施例４におけるものとほぼ同
様であるから、図１１と同一もしくは相当部分には同一
の符号を付して、その詳しい説明を省略する。
【００５６】実施例６：図１７は、この発明による直流
モータの駆動制御装置のさらに異なる他の例を示すブロ
ック図である。この実施例において、上記中央演算装置
２５は、回転数検出回路２４からのパルス列を所定時間
ごとにカウントして現在速度を検知するとともに、回転
数に反比例した電圧信号ＨP を図１６で示した補正回路
５０に入力して、増幅器５３の増幅率を外部電圧に比例
して可変にし、モータ速度が速いときには小さな補正量
が、遅いときには大きな補正量が得られて最適なモータ
電流Ｉを補償することができる。その他の構成および作
用効果は、前述の実施例４におけるものとほぼ同様であ
るから、図１１と同一もしくは相当部分には同一の符号
を付して、その詳しい説明を省略する。
モータの駆動制御装置のさらに異なる他の例を示すブロ
ック図である。この実施例において、上記中央演算装置
２５は、回転数検出回路２４からのパルス列を所定時間
ごとにカウントして現在速度を検知するとともに、回転
数に反比例した電圧信号ＨP を図１６で示した補正回路
５０に入力して、増幅器５３の増幅率を外部電圧に比例
して可変にし、モータ速度が速いときには小さな補正量
が、遅いときには大きな補正量が得られて最適なモータ
電流Ｉを補償することができる。その他の構成および作
用効果は、前述の実施例４におけるものとほぼ同様であ
るから、図１１と同一もしくは相当部分には同一の符号
を付して、その詳しい説明を省略する。
【００５７】実施例７：図１８は、この発明による直流
モータの駆動制御装置に適用されるロータマグネットの
着磁分布の他の例を示す平面図である。同図で示すよう
に、ロータマグネット２はアマチュアコイル７（７U,７
V,７W)に対向するＮ極部２ｎとＳ極部２ｓが円周方向へ
均質に着磁され、ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)に
対向するＮ極部２ｎ１とＳ極部２ｓ１が円周方向へ不均
質に着磁されて、上記アマチュアコイル７（７U,７V,７
W)に誘導される電圧は図１９（Ａ）で示すような正弦波
特性であるのに対し、ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８
W)における検出信号は、図１９（Ｂ）で示すように、前
述の３相出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)に補正パルス信号Ｈ
ｂを付加した補正信号Ｈ4(ＨU4, ＨV4, ＨW4) となる。
モータの駆動制御装置に適用されるロータマグネットの
着磁分布の他の例を示す平面図である。同図で示すよう
に、ロータマグネット２はアマチュアコイル７（７U,７
V,７W)に対向するＮ極部２ｎとＳ極部２ｓが円周方向へ
均質に着磁され、ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)に
対向するＮ極部２ｎ１とＳ極部２ｓ１が円周方向へ不均
質に着磁されて、上記アマチュアコイル７（７U,７V,７
W)に誘導される電圧は図１９（Ａ）で示すような正弦波
特性であるのに対し、ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８
W)における検出信号は、図１９（Ｂ）で示すように、前
述の３相出力信号Ｈ（ＨU,ＨV,ＨW)に補正パルス信号Ｈ
ｂを付加した補正信号Ｈ4(ＨU4, ＨV4, ＨW4) となる。
【００５８】上記構成によれば、各相のアマチュアコイ
ル７（７U,７V,７W)に印加される電圧波形は単純な正弦
波に比較して転流開始の所定電気角、たとえば６０°の
区間において大きな電圧が印加され、電流波形を正弦波
に近づけることができる。すなわち、この実施例７にお
いては、前述の補正回路５０に代えて、ロ−タ位置検出
器８（８U,８V,８W)で検出される３相出力信号Ｈ（ＨU,
ＨV,ＨW)を補正パルス信号Ｈｂの付加された補正信号Ｈ
4(ＨU4, ＨV4, ＨW4) とすることにより、前述の補正回
路５０を使用した駆動制御回路１４とほぼ同様な作用効
果を奏することができる。この実施例７による直流モー
タの駆動制御装置は、ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８
W)からの検出信号が正弦波でない補正信号Ｈ4(ＨU4, Ｈ
V4, ＨW4) であるために、移相回路１７を図２０で示す
ように省略して回路構成を簡素化することができる。上
記構成において、ロータマグネット２はＮ極部２ｎ１と
Ｓ極部２ｓ１が図２１および図２２で示すように、横断
面を凹凸状に形成して上記補正信号Ｈ4(ＨU4, ＨV4, Ｈ
W4) とほぼ同様な検出信号を出力するように構成しても
よい。
ル７（７U,７V,７W)に印加される電圧波形は単純な正弦
波に比較して転流開始の所定電気角、たとえば６０°の
区間において大きな電圧が印加され、電流波形を正弦波
に近づけることができる。すなわち、この実施例７にお
いては、前述の補正回路５０に代えて、ロ−タ位置検出
器８（８U,８V,８W)で検出される３相出力信号Ｈ（ＨU,
ＨV,ＨW)を補正パルス信号Ｈｂの付加された補正信号Ｈ
4(ＨU4, ＨV4, ＨW4) とすることにより、前述の補正回
路５０を使用した駆動制御回路１４とほぼ同様な作用効
果を奏することができる。この実施例７による直流モー
タの駆動制御装置は、ロ−タ位置検出器８（８U,８V,８
W)からの検出信号が正弦波でない補正信号Ｈ4(ＨU4, Ｈ
V4, ＨW4) であるために、移相回路１７を図２０で示す
ように省略して回路構成を簡素化することができる。上
記構成において、ロータマグネット２はＮ極部２ｎ１と
Ｓ極部２ｓ１が図２１および図２２で示すように、横断
面を凹凸状に形成して上記補正信号Ｈ4(ＨU4, ＨV4, Ｈ
W4) とほぼ同様な検出信号を出力するように構成しても
よい。
【００５９】上記各実施例１〜７において、ロ−タ位置
検出器８（８U,８V,８W)の設定数をアマチュアコイル７
（７U,７V,７W)の相数よりも１つ少なくし、この欠落し
た相のロ−タ位置検出信号は、他相のロ−タ位置検出器
からのロ−タ位置検出信号を差動増幅して合成すること
により、回路構成を一層簡素化することができる。ま
た、ロータアッセンブリＡの回転にともなってアマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に発生する誘導起電圧を検出
する手段でもってロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)を
構成することにより、回路構成の簡素化を達成すること
ができる。
検出器８（８U,８V,８W)の設定数をアマチュアコイル７
（７U,７V,７W)の相数よりも１つ少なくし、この欠落し
た相のロ−タ位置検出信号は、他相のロ−タ位置検出器
からのロ−タ位置検出信号を差動増幅して合成すること
により、回路構成を一層簡素化することができる。ま
た、ロータアッセンブリＡの回転にともなってアマチュ
アコイル７（７U,７V,７W)に発生する誘導起電圧を検出
する手段でもってロ−タ位置検出器８（８U,８V,８W)を
構成することにより、回路構成の簡素化を達成すること
ができる。
【００６０】
【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、中心レベルの異なる２つの高周波基準信号を使用す
ることにより、各スイッチングパワー素子の特性差をな
くしてモータの回転数精度を一層高め、モータ駆動効率
の悪化やトルクむらを防止するとともに、モータの騒音
発生を有効に防止することができる。請求項２の発明に
よれば、１つの高周波基準信号と極性判別信号でもって
駆動制御回路を簡略化するとともに、通電切換回路にお
ける各相の正極側と負極側の各スイッチングパワー素子
が同時にＯＮもしくはＯＦＦ動作するのを回避して、こ
れら各スイッチングパワー素子の短絡破壊を有効に防止
することができる。
ば、中心レベルの異なる２つの高周波基準信号を使用す
ることにより、各スイッチングパワー素子の特性差をな
くしてモータの回転数精度を一層高め、モータ駆動効率
の悪化やトルクむらを防止するとともに、モータの騒音
発生を有効に防止することができる。請求項２の発明に
よれば、１つの高周波基準信号と極性判別信号でもって
駆動制御回路を簡略化するとともに、通電切換回路にお
ける各相の正極側と負極側の各スイッチングパワー素子
が同時にＯＮもしくはＯＦＦ動作するのを回避して、こ
れら各スイッチングパワー素子の短絡破壊を有効に防止
することができる。
【００６１】請求項３の発明によれば、０％から立ち上
がる全波整流信号と高周波基準信号とを比較して、ＰＷ
Ｍ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅の最
小値をほぼ０％にして、各アマチュアコイルへの通電開
始時における通電電流の立ち上り特性を緩慢にして、モ
ータの騒音発生を低減することができる。請求項４の発
明によれば、電流方向の反転時における電流の急峻な増
加を抑制して振動騒音の発生を有効に防止し、かつ回転
数精度を高めるとともに、降圧用スイッチング電源を省
略して安価かつ小型化が可能である。
がる全波整流信号と高周波基準信号とを比較して、ＰＷ
Ｍ信号におけるＯＮ・ＯＦＦデューティのパルス幅の最
小値をほぼ０％にして、各アマチュアコイルへの通電開
始時における通電電流の立ち上り特性を緩慢にして、モ
ータの騒音発生を低減することができる。請求項４の発
明によれば、電流方向の反転時における電流の急峻な増
加を抑制して振動騒音の発生を有効に防止し、かつ回転
数精度を高めるとともに、降圧用スイッチング電源を省
略して安価かつ小型化が可能である。
【００６２】請求項５の発明によれば、モータ電流の大
小に応じた補正量でもって電流波形を正弦波に近づけ、
電流方向の反転時における電流の急峻な増加を抑制して
振動騒音の発生を的確に防止することができる。請求項
６の発明によれば、モータ速度の大小に応じた補正量で
もって電流波形を正弦波に近づけ、電流方向の反転時に
おける電流の急峻な増加を抑制して振動騒音の発生を的
確に防止することができる。
小に応じた補正量でもって電流波形を正弦波に近づけ、
電流方向の反転時における電流の急峻な増加を抑制して
振動騒音の発生を的確に防止することができる。請求項
６の発明によれば、モータ速度の大小に応じた補正量で
もって電流波形を正弦波に近づけ、電流方向の反転時に
おける電流の急峻な増加を抑制して振動騒音の発生を的
確に防止することができる。
【００６３】請求項７および８の発明によれば、各相の
アマチュアコイルに印加される電圧波形を単純な正弦波
に比較して転流開始の所定電気角の区間において大きな
電圧が印加され、電流波形を正弦波に近づけ、電流方向
の反転時における電流の急峻な増加を抑制して振動騒音
の発生を的確に防止するとともに、回路構成を簡素化す
ることができる。請求項９および１０の発明によれば、
駆動制御回路の構成を一層簡素化することができる。
アマチュアコイルに印加される電圧波形を単純な正弦波
に比較して転流開始の所定電気角の区間において大きな
電圧が印加され、電流波形を正弦波に近づけ、電流方向
の反転時における電流の急峻な増加を抑制して振動騒音
の発生を的確に防止するとともに、回路構成を簡素化す
ることができる。請求項９および１０の発明によれば、
駆動制御回路の構成を一層簡素化することができる。
【図１】この発明の実施例による３相アキシャルタイプ
のブラシレス直流モータの構成を示す半裁縦断側面図で
ある。
のブラシレス直流モータの構成を示す半裁縦断側面図で
ある。
【図２】同直流モータの一部切欠した平面図である。
【図３】同直流モータのロータマグネットにおける着磁
分布の一例を示す平面図である。
分布の一例を示す平面図である。
【図４】同直流モータのロータマグネットにおける磁束
の一例を示す要部の縦断面図である。
の一例を示す要部の縦断面図である。
【図５】この発明の実施例１によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置を示すブロック図である。
タの駆動制御装置を示すブロック図である。
【図６】この発明の実施例１による同駆動制御装置の動
作を説明するための要部の信号波形図である。
作を説明するための要部の信号波形図である。
【図７】この発明の実施例２によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
タの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
【図８】この発明の実施例２による同駆動制御装置の動
作を説明するための要部の信号波形図である。
作を説明するための要部の信号波形図である。
【図９】この発明の実施例３によるブラシレス直流モー
タの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
タの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
【図１０】この発明の実施例３による同駆動制御装置の
動作を説明するための要部の信号波形図である。
動作を説明するための要部の信号波形図である。
【図１１】この発明の実施例４によるブラシレス直流モ
ータの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
ータの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
【図１２】実施例４によるブラシレス直流モータの駆動
制御装置の要部を示すブロック図である。
制御装置の要部を示すブロック図である。
【図１３】同要部の動作を説明するための信号波形図で
ある。
ある。
【図１４】同要部の動作を説明するための他の信号波形
図である。
図である。
【図１５】この発明の実施例５によるブラシレス直流モ
ータの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
ータの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
【図１６】実施例５によるブラシレス直流モータの駆動
制御装置の要部を示すブロック図である。
制御装置の要部を示すブロック図である。
【図１７】この発明の実施例６によるブラシレス直流モ
ータの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
ータの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
【図１８】この発明の実施例７によるブラシレス直流モ
ータの駆動制御装置に適用されるロータマグネットの着
磁分布の他の例を示す平面図である。
ータの駆動制御装置に適用されるロータマグネットの着
磁分布の他の例を示す平面図である。
【図１９】同直流モータのロータマグネットにおける磁
束の一例を示す要部の縦断面図である。
束の一例を示す要部の縦断面図である。
【図２０】この発明の実施例７によるブラシレス直流モ
ータの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
ータの駆動制御装置の例を示すブロック図である。
【図２１】この発明の実施例７によるブラシレス直流モ
ータの駆動制御装置に適用されるロータマグネットの着
磁分布の異なる他の例を示す要部の縦断面図である。
ータの駆動制御装置に適用されるロータマグネットの着
磁分布の異なる他の例を示す要部の縦断面図である。
【図２２】この発明の実施例７によるブラシレス直流モ
ータの駆動制御装置に適用されるロータマグネットの着
磁分布の異なる他の例を示す要部の縦断面図である。
ータの駆動制御装置に適用されるロータマグネットの着
磁分布の異なる他の例を示す要部の縦断面図である。
【図２３】従来の３相アキシャルタイプのブラシレス直
流モータの駆動制御装置を示すブロック図である。
流モータの駆動制御装置を示すブロック図である。
Ａ ロータアッセンブリ
Ｂ ステータアッセンブリ
１ ロータヨーク
２ ロータマグネット
２ｎ Ｎ極部
２ｓ Ｓ極部
２ｎ１ Ｎ極部
２ｓ１ Ｓ極部
３ 回転軸
４ ステータヨーク
７ アマチュアコイル
８ ロ−タ位置検出器
１４ 駆動制御回路
１７ 移相回路
１８ 第１の比較器
１９ 全波整流器
２０ 第２の比較器
２１ 基準信号発振器
２２ 論理和回路
２３ 通電切換回路
２６ 基準信号可変回路
２７ オートゲインコントロール（ＡＧＣ）回路
５０ 補正回路
Ｈ ロ−タ位置検出信号
Ｈ１ 変移信号
Ｈ２ 反転信号
Ｈ３ 全波整流信号
ＨHL 極性判別信号
ＨPWM パルス幅変調（ＰＷＭ）信号
ＨU1 正極の論理和信号
ＨL1 負極の論理和信号
ａ 回転方向
ｅ 高周波基準信号
ｇ 指令信号
ｈ 振幅
ｍ 最大振幅値
０ 中心レベル
Δθ 所定電気角
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−137375（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−248987（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−284778（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−107775（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−194084（ＪＰ，Ａ)
特開 昭60−87692（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−98583（ＪＰ，Ａ)
特開 昭56−162991（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−126377（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 6/14
H02P 6/08
Claims (10)
- 【請求項１】 回転軸に固定されたロータヨークにロー
タマグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上
記ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイル
をステータヨークに回転方向へ装着してなるステータア
ッセンブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して
上記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御
回路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記各ロ−タ位置検出信号の
振幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（Ａ
ＧＣ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に所定電気角度
の位相差をもった複数の変移信号を出力する移相回路
と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯状波から
なる第１の高周波基準信号を発生する基準信号発振器
と、上記第１の高周波基準信号の振幅および中心レベル
の少なくとも１つを可変制御して第２の高周波基準信号
を発生する基準信号可変回路と、第１および第２の高周
波基準信号の一方と上記変移信号とを比較して両信号の
差から第１のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第
１の比較器と、第１および第２の高周波基準信号の他方
と上記変移信号とを比較して両信号の差から第２のＰＷ
Ｍ信号を出力する第２の比較器と、第１および第２のＰ
ＷＭ信号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに通
電する通電切換回路とを備えたことを特徴とするブラシ
レス直流モータの駆動制御装置。 - 【請求項２】 回転軸に固定されたロータヨークにロー
タマグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上
記ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイル
をステータヨークに回転方向へ装着してなるステータア
ッセンブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して
上記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御
回路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に対し所定電気角
の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対し
１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相回
路と、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータ
マグネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第
１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸
歯状波からなる高周波基準信号を発生する基準信号発振
器と、上記変移信号と高周波基準信号とを比較して両信
号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第２
の比較器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジッ
ク処理して両信号の論理和信号を出力する論理回路と、
上記論理和信号を受けて対応する各相のアマチュアコイ
ルに通電する通電切換回路とを備えたことを特徴とする
ブラシレス直流モータの駆動制御装置。 - 【請求項３】 回転軸に固定されたロータヨークにロー
タマグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上
記ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイル
をステータヨークに回転方向へ装着してなるステータア
ッセンブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して
上記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御
回路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検出信号の振
幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（ＡＧ
Ｃ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号に対し所定電気角
の位相差をもった複数の変移信号とこの変移信号に対し
１８０°の位相差をもった反転信号とを出力する移相回
路と、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータ
マグネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第
１の比較器と、上記変移信号を全波整流して全波整流信
号を出力する全波整流器と、可聴周波数帯域以上の３角
波もしくは鋸歯状波からなる高周波基準信号を発生する
基準信号発振器と、上記高周波基準信号と全波整流信号
とを比較して両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信
号を出力する第２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷ
Ｍ信号とをロジック処理して両信号の論理和信号を出力
する論理回路と、上記論理和信号を受けて対応する各相
のアマチュアコイルに通電する通電切換回路とを備えた
ことを特徴とするブラシレス直流モータの駆動制御装
置。 - 【請求項４】 回転軸に固定されたロータヨークにロー
タマグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上
記ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイル
をステータヨークに回転方向へ装着してなるステータア
ッセンブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して
上記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御
回路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出して正弦波状のロ−タ位置検出
信号を出力するロ−タ位置検出器と、上記ロ−タ位置検
出信号の振幅を一定値に保持するオートゲインコントロ
ール（ＡＧＣ）回路と、当該相から位相の進んだ他相の
ロ−タ位置検出信号の一部を切り取り当該相に定数を乗
算後に加算する波形補正回路と、この波形補正回路の出
力信号を全波整流して全波整流信号を出力する全波整流
器と、上記変移信号と反転信号とを比較して上記ロータ
マグネットの磁極を判別する極性判別信号を出力する第
１の比較器と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸
歯状波からなる高周波基準信号を発生する基準信号発振
器と、上記全波整流信号と高周波基準信号とを比較して
両信号の差からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する
第２の比較器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロ
ジック処理して両信号の論理和信号を出力する論理回路
と、上記論理和信号を受けて対応する各相のアマチュア
コイルに通電する通電切換回路とを備えたことを特徴と
するブラシレス直流モータの駆動制御装置。 - 【請求項５】 上記波形補正回路において乗算する定数
は、モータ電流に比例して変化させることを特徴とする
請求項６に記載のブラシレス直流モータの駆動制御装
置。 - 【請求項６】 上記波形補正回路において乗算する定数
は、モータの回転速度に比例して変化させることを特徴
とする請求項６に記載のブラシレス直流モータの駆動制
御装置。 - 【請求項７】 回転軸に固定されたロータヨークにロー
タマグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上
記ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイル
をステータヨークに回転方向へ装着してなるステータア
ッセンブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して
上記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御
回路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記各ロ−タ位置検出信号の
振幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（Ａ
ＧＣ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号を全波整流して
全波整流信号を出力する全波整流器と、上記ロ−タ位置
検出信号と反転信号とを比較して上記ロータマグネット
の磁極を判別する極性判別信号を出力する第１の比較器
と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯状波から
なる高周波基準信号を発生する基準信号発振器と、上記
全波整流信号と高周波基準信号とを比較して両信号の差
からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第２の比較
器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジック処理
して両信号の論理和信号を出力する論理回路と、上記論
理和信号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに通
電する通電切換回路とを備え、上記アマチュアコイルに
対向するロータマグネットの磁極分布は円周方向へ均質
に着磁され、上記ロ−タ位置検出器に対向するロータマ
グネットの磁極分布は円周方向へ不均質に着磁されてい
ることを特徴とするブラシレス直流モータの駆動制御装
置。 - 【請求項８】 回転軸に固定されたロータヨークにロー
タマグネットを装着してなるロータアッセンブリと、上
記ロータマグネットに対向する複数のアマチュアコイル
をステータヨークに回転方向へ装着してなるステータア
ッセンブリと、上記各アマチュアコイルに順次通電して
上記ロータアッセンブリの回転を駆動制御する駆動制御
回路とを具備し、上記駆動制御回路は、上記ロータマグ
ネットの磁極分布を検出してロ−タ位置検出信号を出力
するロ−タ位置検出器と、上記各ロ−タ位置検出信号の
振幅を一定値に保持するオートゲインコントロール（Ａ
ＧＣ）回路と、上記ロ−タ位置検出信号を全波整流して
全波整流信号を出力する全波整流器と、上記ロ−タ位置
検出信号と反転信号とを比較して上記ロータマグネット
の磁極を判別する極性判別信号を出力する第１の比較器
と、可聴周波数帯域以上の３角波もしくは鋸歯状波から
なる高周波基準信号を発生する基準信号発振器と、上記
全波整流信号と高周波基準信号とを比較して両信号の差
からパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する第２の比較
器と、上記極性判別信号とＰＷＭ信号とをロジック処理
して両信号の論理和信号を出力する論理回路と、上記論
理和信号を受けて対応する各相のアマチュアコイルに通
電する通電切換回路とを備え、上記アマチュアコイルお
よびロ−タ位置検出器に対向するロータマグネットは、
円周方向へ凹凸状に形成されていることを特徴とするブ
ラシレス直流モータの駆動制御装置。 - 【請求項９】 ロ−タ位置検出器の設定数をアマチュア
コイルの相数よりも１つ少なくし、この欠落した相のロ
−タ位置検出信号は、他相のロ−タ位置検出器からのロ
−タ位置検出信号を差動増幅して合成されていることを
特徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載のブラシ
レス直流モータの駆動制御装置。 - 【請求項１０】 上記ロ−タ位置検出器は、ロータアッ
センブリの回転にともなってアマチュアコイルに発生す
る誘導起電圧を検出する手段からなることを特徴とする
請求項１ないし８のいずれかに記載のブラシレス直流モ
ータの駆動制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32465796A JP3362196B2 (ja) | 1996-11-19 | 1996-11-19 | ブラシレス直流モータの駆動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32465796A JP3362196B2 (ja) | 1996-11-19 | 1996-11-19 | ブラシレス直流モータの駆動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10155295A JPH10155295A (ja) | 1998-06-09 |
| JP3362196B2 true JP3362196B2 (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=18168281
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32465796A Expired - Fee Related JP3362196B2 (ja) | 1996-11-19 | 1996-11-19 | ブラシレス直流モータの駆動制御装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3362196B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4226224B2 (ja) * | 2001-01-26 | 2009-02-18 | パナソニック株式会社 | インバータ装置 |
| JP4632808B2 (ja) * | 2005-02-22 | 2011-02-16 | 三洋電機株式会社 | 信号発生回路 |
-
1996
- 1996-11-19 JP JP32465796A patent/JP3362196B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH10155295A (ja) | 1998-06-09 |
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