JP3362666B2

JP3362666B2 - インバータ回路の出力電流を制御する回路

Info

Publication number: JP3362666B2
Application number: JP13061498A
Authority: JP
Inventors: 浩太大年
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 1997-08-01
Filing date: 1998-05-13
Publication date: 2003-01-07
Anticipated expiration: 2018-05-13
Also published as: JPH11103579A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流を交流に変換
するインバータ回路の出力電流を制御する回路に係わ
る。

【０００２】

【従来の技術】直流電源の出力を交流に変換するインバ
ータ回路は、広く普及している。たとえば、商用電源
（ここでは、電圧の実効値が１００Ｖrms の交流）に接
続される電化製品を自動車等の中で使用できるようにす
るためには、バッテリの出力からその商用電源と同等の
交流を生成するためのインバータ回路が必要になる。

【０００３】図７は、従来のインバータ回路の一例の構
成図である。ここでは、Ｈブリッジ回路を用いたインバ
ータ回路を採り上げて説明する。

【０００４】Ｈブリッジ回路１０１は、４つのスイッチ
ング素子（たとえば、ＭＯＳトランジスタ）Ｓ１〜Ｓ４
を有し、直流電圧ＶH が供給される。制御回路１０２
は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４の状態を制御する制御
信号を生成する。電流検出回路１０３は、負荷１０４に
供給される電流を検出し、その検出結果を制御回路１０
２に通知する。制御回路１０２は、電流検出回路１０３
により検出された負荷電流が所定値よりも大きかった場
合（即ち、過電流が発生した場合）、その電流を小さく
するか、あるいはその電流を停止するようにＳ１〜Ｓ４
を制御する。

【０００５】上記構成のインバータ回路の動作を図８を
参照しながら説明する。制御回路１０２は、通常、Ｈブ
リッジ回路１０１が第１の状態（Ｓ１およびＳ３をオン
にするとともに、Ｓ２およびＳ４をオフにする状態）と
第２の状態（Ｓ１およびＳ３をオフにすると共に、Ｓ２
およびＳ４をオンにする状態）とを交互に繰り返すよう
な制御信号を出力する。ここでは、Ｓ１〜Ｓ４用の制御
信号が「Ｈ」レベルのとき、対応するスイッチング素子
Ｓ１〜Ｓ４がオン状態になるものとしている。第１の状
態の期間においては、スイッチング素子Ｓ１→負荷１０
４→スイッチング素子Ｓ３という方向に電流が流れ、一
方、第２の状態の期間においては、スイッチング素子Ｓ
２→負荷１０４→スイッチング素子Ｓ４という方向に電
流が流れる。このようにして、負荷１０４に交流電流が
供給される。インバータ回路は、通常、過電流防止機能
を備えている。すなわち、上記インバータ回路におい
て、過電流（負荷電流が制限値を越える）が発生する
と、制御回路１０２は、Ｈブリッジ回路１０１を強制的
に停止状態にして負荷電流を減少させる。ここでは、制
御回路１０２は、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をすべて
オフ状態にすることにより負荷１０４への電流供給を停
止している。そして、負荷電流が制限値以下に戻れば、
制御回路１０２は、Ｈブリッジ回路１０１に上記第１の
状態と第２の状態を繰り返えさせるための制御信号を再
び出力する。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】電化製品の中には、容
量性負荷と呼ばれるものがある。容量性負荷とは、大型
のコンデンサを有する負荷のことを言い、例えば、テレ
ビ等が該当する。容量性負荷は、一般に、上記コンデン
サを充電した状態で使用する。従って、容量性負荷を迅
速に起動するためには、そのコンデンサを短時間で充電
する必要がある。所定容量のコンデンサを短時間で充電
するためには、供給する電流値を大きくする必要があ
る。すなわち、容量性負荷の起動時には、通常、そのコ
ンデンサが充電されるまでの間、大きな電流が要求され
ることになる。

【０００７】ところが、インバータ回路は、通常、上述
したような過電流防止機能を備えている。このため、容
量性負荷がその起動時に大きな電流を要求すると、イン
バータ回路の過電流防止機能が働き、インバータ回路は
その容量性負荷が要求する電流を十分に供給できない。
この結果、容量性負荷の立上り時間が長くなってしま
う。もちろん、大容量のインバータ回路を用いれば容量
性負荷を迅速に起動することは可能であるが、通常動作
状態の定格電力をはるかに上回るインバータ回路を用い
ることは、コストや収容スペースの点でのデメリットが
大きい。ユーザにとっては、できるだけ小容量のインバ
ータ回路で負荷を迅速に起動できることが望ましい。

【０００８】また、機器によっては、電源投入後の所定
時間内に起動できなかった場合に、以降の入力を受け付
けないようにする保護機能を備えるものがある。このよ
うな機器が容量性負荷であった場合には、その機器の定
格がインバータ回路の定格の範囲内であっても、起動時
間が長くなると上記保護機能が働いて機器自体が動作し
なくなってしまうことが起こり得る。

【０００９】このように、上記インバータ回路に容量性
負荷を接続した場合、その負荷を起動するまでの時間が
長かったり、場合によってはその負荷を起動できいない
こともあった。

【００１０】なお、上述の問題は、容量性負荷のみに係
わるものではなく、モータの起動時やランプの電源投入
時にも生じる。すなわち、モータ負荷の場合には、その
起動時に十分な電流を供給できないと始動性が良好でな
くなり、また、ランプ負荷の場合には、電源投入直後に
素早くフィラメントを暖めることができない。

【００１１】本発明の課題は、上記課題を解決すること
であり、容量性負荷などを迅速かつ確実に起動できるイ
ンバータ回路を実現するための制御回路を提供すること
である。特に、インバータ回路自体の電気的容量を大き
くすることなく、容量性負荷等を迅速かつ確実に起動で
きるようにする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の制御回路は、直
流を交流に変換するインバータ回路の出力電流を制御す
る回路であって、以下の各手段を有する。

【００１３】閾値出力手段は、所定の電流値に対応する
第１の閾値またはその所定の電流値よりも大きい電流値
に対応する第２の閾値を出力する。比較手段は、負荷に
供給する電流と閾値出力手段により出力される閾値とを
比較する。抑制手段は、負荷に供給する電流が上記第１
または第２の閾値よりも大きいと上記比較手段により判
断された場合に、その負荷へ供給する電流を抑制する。
制御手段は、閾値出力手段が第１の閾値を出力している
期間に、負荷に供給する電流がその第１の閾値よりも大
きくなったときに、閾値出力手段に上記第２の閾値を所
定時間だけ出力させる。

【００１４】上記構成によれば、負荷電流が瞬間的に大
きくなったときにのみ、過電流を監視するための閾値が
通常の閾値よりも大きくなる。このことにより、負荷に
は瞬間的に大きな電流が供給される。

【００１５】また、本発明の制御回路は、電源の投入ま
たは電源の投入に伴って生成されるリセット信号により
第１の状態が設定され、閾値出力手段が制御手段の指示
により第２の閾値を出力する期間が終了したときに第２
の状態が設定されるラッチ手段をさらに設け、制御手段
が、そのラッチ手段に第２の状態が設定されている期間
は、上記閾値出力手段に対して指示を送出しないように
してもよい。

【００１６】このような構成とすれば、当該インバータ
回路のリセット後の最初の過電流に対してのみ上記閾値
が通常時の閾値よりも大きくなる。したがって、容量性
負荷のように、その起動時において大きな電流を要求す
る負荷に対して十分な電流を供給できる。

【００１７】さらに、本発明の制御回路は、第１の状態
から第２の状態に移行した後、所定時間経過後に上記ラ
ッチ手段に第１の状態を再設定するようにしてもよい。
このような構成とすれば、第１の閾値よりも大きな電流
が負荷に対して繰り返し供給される。このとき、大電流
が許可される間隔は、所定時間以上に保たれる。

【００１８】

【発明の実施の形態】図１は、本実施形態の制御回路の
回路図である。この制御回路は、図７に示す制御回路１
０２に対応する。すなわち、この制御回路は、図７に示
す電流検出回路１０３の出力を参照しながら、Ｈブリッ
ジ回路１０１を制御することにより、直流を交流に変換
して負荷１０４に交流電流を供給する。なお、図１で
は、Ｈブリッジ回路１０１、電流検出回路１０２および
負荷１０４を省略しているが、以下の説明の中でそれら
を参酌することがある。

【００１９】本実施形態の制御回路は、電流制御部１０
およびデューティ制御部３０から構成される。電流制御
部１０は、負荷１０４に供給する電流を監視し、過電流
を検出するとその旨をデューティ制御部３０に通知す
る。デューティ制御部３０は、直流電源の出力を実効値
が１００Ｖの交流に変換するための制御信号を生成して
Ｈブリッジ回路１０１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に
供給する。また、デューティ制御部３０は、電流制御部
１０から過電流が発生した旨の通知を受けると、負荷１
０４へ供給する電流を抑制（減少または停止）させるよ
うな制御信号を生成してスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４に
供給する。

【００２０】電流制御部１０は、以下の点で既存の過電
流検出回路と異なる。即ち、既存の過電流検出回路は、
負荷電流と予め決められた閾値（制限電流）とを比較
し、負荷電流がその閾値を越えるか否かにより過電流を
検出する。これに対して、電流制御部１０は、負荷電流
と比較するための閾値を少なくとも２つ持ち、必要に応
じてそれらの閾値を切り換えながら過電流を監視する。
本実施形態では、２つの閾値を使用する。これら２つの
閾値は、互いに異なる電流値に対応しており、小さい電
流に対応する閾値を第１の閾値、大きい電流に対応する
閾値第２の閾値と呼ぶことにする。

【００２１】電流制御部１０は、通常、第１の閾値を用
いて過電流を監視する。そして、負荷電流がその第１の
閾値を越えたときには、負荷電流と比較される閾値を第
１の閾値から第２の閾値に変更する。このとき、電流制
御部１０は、過電流が発生したことをデューティ制御部
３０へは通知しない。また、負荷電流と比較される閾値
として第２の閾値を用いる期間は、予め決められた所定
の時間のみであり、その期間が経過した後は、閾値は第
１の閾値に戻される。

【００２２】上記構成によれば、第２の閾値は第１の閾
値よりも大きいので、負荷電流が第１の閾値を越えた直
後の所定の期間内においては、当該インバータ回路は、
負荷１０４に大きな電流を供給できる。なお、負荷電流
が第２の閾値を越えた場合には、電流制御部１０は、過
電流が発生したことをデューティ制御部３０に通知す
る。

【００２３】電流制御部１０は、上述のように、負荷電
流が第１の閾値を越えたときに第２の閾値を用いるが、
このようにして第２の閾値を用いるのは、電源投入後ま
たはリセット後に初めて負荷電流が第１の閾値を越えた
ときのみである。このような構成を導入した理由は、以
下の通りである。すなわち、負荷１０４として、たとえ
ば、テレビ等の容量性負荷を接続したとすると、定格以
上の大きな電流が要求されるのは、その負荷の起動時で
ある。したがって、この場合、電源投入後の所定の期間
（容量性負荷が有するコンデンサが充電されるまでの期
間）だけ大きな電流を供給できればよい。このような理
由により、電源投入後またはリセット後に初めて負荷電
流が第１の閾値を越えたときにのみ第２の閾値を用いる
ようにしている。なお、当然のことではあるが、負荷電
流が第１の閾値を越えるごとに閾値を第２の閾値に切り
換えるのであれば、実質的に第１の閾値を設けている意
味がない。

【００２４】このように、本実施形態のインバータ回路
の出力電流を制御する制御回路は、負荷の起動時におい
てのみ過電流の許容値を大きくし、インバータ回路はそ
の間に負荷に大きな電流を供給できる。

【００２５】次に、電流制御部１０およびデューティ制
御部３０の構成および動作を詳細に説明する。

【００２６】コンパレータ１１は、電流検出回路１０３
により検出された負荷電流と、閾値出力回路１２の出力
とを比較し、負荷電流がその閾値を越えると「Ｌ」レベ
ルを出力する。コンパレータ１１の出力は、トランジス
タＱ２を介してデューティ制御部３０に転送されると共
に、その論理値が反転させられてナンド回路１３に入力
される。

【００２７】閾値出力回路１２は、トランジスタＱ３、
および抵抗Ｒ１〜Ｒ３から構成される。トランジスタＱ
３は、ワンショット回路１４のＱ出力により制御され
る。閾値出力回路１２の出力は、このトランジスタＱ３
の状態により変化する。即ち、閾値出力回路１２は、ト
ランジスタＱ３がオフ状態のときは、第１の閾値Ｖ１＝
Ｖcc・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）を出力する。一方、トラン
ジスタＱ３がオン状態のときは、トランジスタＱ３のオ
ン抵抗を無視すると、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ３とが並列に接
続された状態となるので、閾値出力回路１２は、第２の
閾値Ｖ２＝Ｖcc・Ｒ２／（Ｒa ＋Ｒ２）を出力する。な
お、Ｒa ＝Ｒ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ３）である。ここ
で、Ｒ１＞Ｒa であるので、Ｖ１＜Ｖ２となる。すなわ
ち、閾値出力回路１２は、ワンショット回路１４から
「Ｈ」レベルを受信すると、その出力をＶ１からＶ２に
上昇させる。

【００２８】ナンド回路１３の他方の端子には、ワンシ
ョット回路１４のＱ出力が入力されている。そして、ナ
ンド回路１３の出力は、ワンショット回路１４、１５の
各入力端子、およびフリップフロップ１６のクロック端
子に転送される。

【００２９】ワンショット回路１４は、立下りエッジを
検出すると、接続されている抵抗の抵抗値とコンデンサ
の容量によって決まる時間だけそのＱ出力を「Ｈ」レベ
ルにする。即ち、ワンショット回路１４は、フリップフ
ロップ１７の出力によりクリアされていない状態におい
ては、負荷電流が上昇してコンパレータ１１の出力が
「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに切り替わると、所定時
間だけＱ出力を「Ｈ」レベルにする。また、ワンショッ
ト回路１４の反転Ｑ出力は、フリップフロップ１７のク
ロック端子に転送される。

【００３０】ワンショット回路１５は、基本的には、ワ
ンショット回路１４と同じ動作をする。ただし、ワンシ
ョット回路１５の時定数は、ワンショット回路１４の時
定数と比べて十分に短い。これらの時定数につては後述
する。ワンショット回路１５のＱ出力は、トランジスタ
Ｑ１のベース端子、およびフリップフロップ３４のクリ
ア端子に入力されている。

【００３１】フリップフロップ１６は、リセット信号が
入力されると、「Ｌ」レベルを出力する。なお、リセッ
ト信号は、この制御回路に電力を供給する電源が投入さ
れたときに生成される。そして、フリップフロップ１６
は、そのクロック端子に立上りエッジが入力されると、
以降、その出力を「Ｈ」レベルに保持する。フリップフ
ロップ１６の出力は、トランジスタＱ２の制御端子に入
力される。

【００３２】フリップフロップ１７は、フリップフロッ
プ１６と同様に、リセット信号が入力されると、「Ｌ」
レベルを出力する。また、フリップフロップ１７のクロ
ック端子にはワンショット回路１４の反転Ｑ出力が接続
されており、フリップフロップ１７は、そのクロック端
子において立上りエッジを検出すると、以降、「Ｈ」レ
ベルを保持する。即ち、負荷電流が上昇してコンパレー
タ１１の出力が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに切り替
わり、それに伴ってワンショット回路１４が所定パルス
幅のパルスを出力した際、そのパルスの終了タイミング
においてフリップフロップ１７の出力が「Ｈ」レベルに
なる。フリップフロップ１７の出力は、ワンショット回
路１４および１５のクリア端子に入力される。したがっ
て、上述のようにしてフリップフロップ１７の出力が
「Ｈ」レベルに切り換えられると、以降、ワンショット
回路１４および１５は、パルス生成動作をしなくなる。

【００３３】トランジスタＱ１は、ワンショット回路１
５の出力により制御される。トランジスタＱ１は、Ｈブ
リッジ回路１０１を制御するパルス信号（制御信号）の
デューティを決定する際に用いる三角波を消滅させるか
否かを切り換える。トランジスタＱ１がオン状態のとき
に、デューティ制御部３０において三角波が消滅させら
れる。トランジスタＱ２は、フリップフロップ１６の出
力により制御される。トランジスタＱ２は、コンパレー
タ１１の出力をデューティ制御部３０に伝えるか否かを
切り換える。トランジスタＱ２がオフ状態のときには、
過電流が検出された場合であっても、そのことはデュー
ティ制御部３０へは伝えられない。

【００３４】デューティ制御部３０は、基本的には既存
技術と同じ動作をする。ただし、リセット後に最初に負
荷電流が第１の閾値を越えた場合の動作は、既存技術と
は異なる。まず、既存技術と基本的に同じ動作をする部
分について説明する。アンプ３１は、エラーアンプであ
り、Ｈブリッジ回路１０１に供給される直流電圧ＶH と
予め決められている参照電圧Ｖref とを比較し、その差
分を増幅して出力する。直流電圧ＶH が一定の期間は、
アンプ３１の出力も一定である。発振器３２は、図２に
示すように、負荷電流の向きを交互に反転させるタイミ
ングを指示するパルス信号、およびデューティを決定す
る際に用いる三角波（のこぎり波）を生成する。このパ
ルス信号と三角波とは、互いに同期している。コンパレ
ータ３３は、アンプ３１の出力と三角波とを比較し、ア
ンプ３１の出力レベルの方が大きい期間には「Ｌ」レベ
ルを出力し、アンプ３１の出力レベルの方が小さい期間
には「Ｈ」レベルを出力する。コンパレータ３３の出力
の「Ｈ」レベルと「Ｌ」レベルの時間比を「デューテ
ィ」と呼ぶ。あるいは、コンパレータ３３の出力の
「Ｈ」レベルの時間と、「Ｈ」レベルの時間と「Ｌ」レ
ベルの時間との和との比を「デューティ」と呼ぶ。

【００３５】フリップフロップ３４は、発振器３２が出
力するパルス信号に基づいて、１組のスイッチング素子
Ｓ１、Ｓ３、または１組のスイッチング素子Ｓ２、Ｓ４
のうちの一方の組に属する各スイッチング素子を導通可
能な状態にするための信号を生成する。たとえば、図２
において、パルスＰ１からパルスＰ２までの期間は、ス
イッチング素子Ｓ１、Ｓ３が導通可能状態であり、パル
スＰ２からパルスＰ３までの期間は、スイッチング素子
Ｓ２、Ｓ４が導通可能状態である。導通可能状態におい
て実際に各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がオン状態（導
通状態）となるか否かは、コンパレータ３３の出力によ
って決まる。すなわち、各スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４
は、それぞれ、導通可能状態であり且つコンパレータ３
３の出力が「Ｈ」レベルのときにオン状態となる。そし
て、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３がオン状態のとき
には、負荷１０４に第１の極性の電圧が印加され、スイ
ッチング素子Ｓ２およびＳ４がオン状態のときには、負
荷１０４に第１の極性と反対の極性の電圧が印加され
る。

【００３６】デューティ制御部３０は、ワンショット回
路１５のＱ出力を受信することにより、既存技術とは異
なる動作をする。即ち、フリップフロップ３４は、ワン
ショット回路１５のＱ出力が「Ｈ」レベルになるとリセ
ットされる。フリップフロップ３４は、リセットされて
いる期間は、Ｑ出力として「Ｌ」レベルを出力し、反転
Ｑ出力として「Ｈ」レベルを出力する。このことによ
り、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ３は強制的に導通可能状
態となり、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ４は強制的に非導
通可能状態となる。

【００３７】また、コンパレータ３３に入力される三角
波は、ワンショット回路１５のＱ出力が「Ｈ」レベルに
なると、トランジスタＱ１がオン状態となり、発振器３
２に接続されているコンデンサが放電するので、消滅す
る。即ち、ワンショット回路１５のＱ出力が「Ｈ」レベ
ルになると、発振器３２は実質的に初期化される。

【００３８】次に、図３を参照しながら、上記構成の制
御回路の動作を説明する。

【００３９】まず、この制御回路の電源が投入される
と、リセット信号が生成され、フリップフロップ１６お
よび１７に入力される。このことにより、フリップフロ
ップ１６および１７の出力は、「Ｌ」レベルとなる。し
たがって、トランジスタＱ２はオフ状態となる。また、
ワンショット回路１４および１５は、コンパレータ１１
の出力を待つ状態であり、それぞれＱ出力は「Ｌ」レベ
ル、反転Ｑ出力は「Ｈ」レベルとなっている。このた
め、トランジスタＱ１およびＱ３はオフ状態となってい
る。したがって、閾値出力回路１２は、閾値としてＶ１
＝Ｖcc・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）を出力する。

【００４０】負荷１０４に流れる電流（電流検出回路１
０２の出力）が閾値（閾値出力回路１２の出力Ｖ１）よ
りも小さい期間は、ワンショット回路１４、１５、フリ
ップフロップ１６、１７、閾値出力回路１１、トランジ
スタＱ１、Ｑ２は上記初期状態を保持する。したがっ
て、電流制御部１０は、負荷電流と閾値Ｖ１とを比較す
ることにより過電流を監視する。また、デューティ制御
部３０は、過電流が検出されない期間は、図２に示す動
作に従ってＨブリッジ回路１０１を駆動するための制御
信号を生成する。

【００４１】上記状態において、負荷１０４として容量
性負荷を接続し、その容量性負荷を起動したものとす
る。容量性負荷は、上述したように大型のコンデンサを
有し、一般に、そのコンデンサを充電した状態で使用す
る。したがって、容量性負荷の起動時には、そのコンデ
ンサが充電されるまでの間、大きな電流が要求されるこ
とになる。

【００４２】容量性負荷の起動等に伴って負荷電流が閾
値Ｖ１を越えると、コンパレータ１１の出力が「Ｈ」レ
ベルから「Ｌ」レベルに切り替わる。この立下りエッジ
は、ナンド回路１３を介してワンショット回路１４およ
び１５に伝えられる。ワンショット回路１４は、このエ
ッジを検出すると、Ｑ出力を所定時間だけ「Ｈ」レベル
にする。ワンショット回路１４のＱ出力が「Ｈ」レベル
になると、トランジスタＱ３がオン状態となり、閾値出
力回路１１は、閾値としてＶ２＝Ｖcc・Ｒ２／（Ｒa ＋
Ｒ２）を出力する。尚、Ｒa ＝Ｒ１・Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ
３）である。同様に、ワンショット回路１５は、上記エ
ッジを検出するとそのＱ出力を所定時間だけ「Ｈ」レベ
ルにする。ワンショット回路１５のＱ出力が「Ｈ」レベ
ルになると、トランジスタＱ１がオン状態になると共
に、フリップフロップ３４がクリアされる。トランジス
タＱ１がオン状態になると、発振器３２に接続されてい
るコンデンサの放電が完了した時点で三角波が消滅す
る。このようにして三角波が消滅した状態になると、ア
ンプ３１の出力レベルは実質的に一定なので、コンパレ
ータ３３の出力は「Ｌ」レベルに固定される。この状態
は、発振器３２が負荷電流の方向を切り換えるための次
のパルスを出力するまで継続される。一方、フリップフ
ロップ３４は、クリア状態においては、そのＱ出力を
「Ｌ」レベルに固定し、また、その反転Ｑ出力を「Ｈ」
レベルに固定する。したがって、デューティ制御部３０
は、Ｈブリッジ回路１０１に対する制御信号として、ス
イッチング素子Ｓ１およびＳ３をオン状態にし、スイッ
チング素子Ｓ２およびＳ４をオフ状態にする信号を出力
する。なお、ワンショット回路１５が出力するパルスの
パルス幅は、発振器３２に接続されているコンデンサを
十分に放電できる程度の時間とする。

【００４３】デューティ制御部３０が上述の制御信号を
出力すると、Ｈブリッジ回路１０１は、スイッチング素
子Ｓ１→負荷１０４→スイッチング素子Ｓ３という経路
で電流を流す。このとき、過電流を検出するための閾値
は、閾値出力回路１２において閾値Ｖ１よりも大きい閾
値Ｖ２に設定されているので、負荷１０４には閾値Ｖ１
よりも大きな電流を供給することができる。ただし、負
荷電流が閾値Ｖ２よりも大きくなることは許されない。

【００４４】上記構成によれば、閾値Ｖ１を越える大電
流は、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４を介して流れる
ことはなく、常にスイッチング素子Ｓ１およびＳ３を介
して流れる。したがって、スイッチング素子Ｓ１および
Ｓ３の電流容量を大きくしておけば（たとえば、閾値Ｖ
２に相当する電流程度）、スイッチング素子Ｓ２および
Ｓ４としては電流容量の小さいもの（たとえば、閾値Ｖ
１程度）を用いることができる。

【００４５】なお、容量性負荷の起動等に伴って負荷電
流が閾値Ｖ１を越えると、コンパレータ１１の出力が
「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに切り替わるが、このと
き、トランジスタＱ２はオフ状態なので、負荷電流が閾
値Ｖ１を越えたという事実は、デューティ制御部３０に
は通知されない。このため、負荷１０４に閾値Ｖ１より
も大きな電流を供給することができる。

【００４６】閾値が閾値Ｖ２に上昇することにより負荷
電流が閾値よりも小さくなると、コンパレータ１１の出
力は、「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに戻る。この立上
りエッジは、ナンド回路１３を介してフリップフロップ
１６に伝えられる。フリップフロップ１６は、このエッ
ジを検出すると、「Ｈ」レベルを出力することによりト
ランジスタＱ２をオン状態にする。トランジスタＱ２が
オン状態になると、コンパレータ１１の出力がデューテ
ィ制御部３０へ伝えられるようになる。即ち、閾値がい
ったん閾値Ｖ２に設定された後は、コンパレータ１１に
よって過電流が検出されると、そのことがデューティ制
御部３０に通知されるようになる。

【００４７】デューティ制御部３０は、以下の３つのイ
ベントの中のいずれか１つが発生するまでの間、スイッ
チング素子Ｓ１およびＳ３をオン状態とし、スイッチン
グ素子Ｓ２およびＳ４をオフ状態とする制御信号を出力
しつづける。(1) 負荷電流が閾値Ｖ２を越える。(2) ア
ンプ３１の出力が三角波のレベルよりも小さくなる。
(3) 三角波のレベルがピークに到達する（負荷電流の方
向を切り換えるパルス信号を発振器３２から受信す
る）。上記(1) または(2) の場合には、コンパレータ３
３の出力が「Ｈ」レベルとなり、スイッチング素子Ｓ１
〜Ｓ４に対する制御信号がすべて「Ｌ」レベルとなる。
したがって、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４がすべてオフ
状態になり、負荷１０４に電流が流れなくなる。一方、
上記(3) の場合には、フリップフロップ３４のＱ出力お
よび反転Ｑ出力がそれぞれ「Ｈ」レベルおよび「Ｌ」レ
ベルとなり、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４が通電可
能状態になる。このとき、三角波は通常時と同じように
出力されているので、Ｈブリッジ回路１０１は通常の動
作を行う。

【００４８】ワンショット回路１４は、容量性負荷の起
動時に負荷電流が閾値Ｖ１を越えたことに伴うコンパレ
ータ１１の立下りエッジを検出してから所定の時間が経
過すると、Ｑ出力を「Ｌ」レベルに戻し、反転Ｑ出力を
「Ｈ」レベルに戻す。ワンショット回路１４のＱ出力が
「Ｌ」レベルになると、トランジスタＱ３がオフ状態と
なり、閾値出力回路１２は、閾値として閾値Ｖ１を出力
する。したがって、以降、コンパレータ１１は、この閾
値Ｖ１を用いて過電流を監視する。また、ワンショット
回路１４の反転Ｑ出力が「Ｈ」レベルになると、以降、
リセットされるまでフリップフロップ１７のＱ出力が
「Ｈ」レベルとなる。そして、フリップフロップ１７の
Ｑ出力が「Ｈ」レベルとなると、ワンショット回路１４
および１５は、クリアされて休止状態になる。すなわ
ち、ワンショット回路１４の時定数として設定されてい
る時間が経過した後は、ワンショット回路１４および１
５は、過電流の発生によりコンパレータ１１の出力にエ
ッジが生じても、そのエッジを無視する。換言すれば、
電流制御部１０は、リセット後（電源投入後）の最初の
過電流検出時においてのみ閾値を通常時よりも高くする
が、以降は、過電流が発生しても閾値を閾剃e4e4e46cＶ
１のまま変化させることはない。

【００４９】なお、ワンショット回路１４の時定数およ
び閾値Ｖ２は、スイッチング素子Ｓ１およびＳ３がその
安定動作領域内で動作するような値を設定する。また、
ワンショット回路１４の時定数を、例えば、上記三角波
の周期と同じ程度とすれば、負荷電流が通常の閾値（閾
値Ｖ１）を越えてもよい期間は、スイッチング素子Ｓ１
およびＳ３がオン状態になる期間に限定され、スイッチ
ング素子Ｓ２およびＳ４に閾値Ｖ１を越える大きな電流
が流れることはない。

【００５０】上記実施例では、過電流をモニタするため
の閾値として、ある電流値に相当する第１の閾値および
その第１の閾値よりも大きな電流値に相当する第２の閾
値を用意し、電源投入後またはリセット後に初めて負荷
電流が上記第１の閾値を越えたときにのみ第２の閾値を
用いる構成を示したが、本発明は、この構成に限定され
るものではない。以下では、過電流をモニタするための
閾値を、定期的に上記第１の閾値から上記第２の閾値に
切り換えることを許容する構成を示す。

【００５１】図４は、本発明の他の実施形態の電流制御
部の回路図である。なお、図４においては、デューティ
制御部３０を描いていないが、その構成および動作は図
１を参照しながら説明した通りである。

【００５２】図４に示す電流制御部は、図１に示した電
流制御部１０と比較すると、フリップフロップ１６およ
びトランジスタＱ２が取り除かれ、また、ワンショット
回路１８および１９が新たに設けられている。ワンショ
ット回路１８は、ワンショット回路１４の反転Ｑ出力の
立上りエッジをトリガとしてパルスを１つ出力する。ま
た、ワンショット回路１９は、ワンショット回路１８の
反転Ｑ出力の立上りエッジをトリガとしてパルスを１つ
出力する。そして、ワンショット回路１９のＱ出力は、
フリップフロップ１７のクリア端子に入力される。な
お、フリップフロップ１７は、リセット信号またはワン
ショット回路１９のＱ出力のうちの少なくとも一方が
「Ｈ」となると、以降、ワンショット回路１４からの立
上りエッジを検出するまで「Ｌ」を出力する。以下、図
４に示す電流制御部の動作を図５に示すタイミング図を
参照しながら説明する。

【００５３】リセット信号を受信してから、負荷電流が
閾値Ｖ1 を初めて越えることによって閾値出力回路１２
が閾値Ｖ2 を出力するまでの動作は、基本的に、図１に
示した電流制御部１０の動作と同じである。この後、図
４に示す電流制御部においては、ワンショット回路１４
の反転Ｑ出力が「Ｌ」から「Ｈ」に切り替わることをト
リガとして、ワンショット回路１８がその反転Ｑ出力を
「Ｌ」にする。ワンショット回路１８がその反転Ｑ出力
を「Ｌ」にする時間（以下、「周期時間」と呼ぶ）は、
ワンショット回路１８に接続されている抵抗の抵抗値お
よびコンデンサの容量によって決まる。ここで、ワンシ
ョット回路１４の反転Ｑ出力が「Ｌ」から「Ｈ」に切り
替わるタイミングは、閾値出力回路１２の出力が閾値Ｖ
2 から閾値Ｖ1 に戻るタイミングである。したがって、
ワンショット回路１８は、負荷電流を監視するための閾
値が閾値Ｖ2 から閾値Ｖ1 に戻ったときから周期時間が
経過するまでの間、「Ｌ」を出力することになる。

【００５４】周期時間が経過し、ワンショット回路１８
の反転Ｑ出力が「Ｌ」から「Ｈ」に変わると、ワンショ
ット回路１９はパルスを生成する。このパルスは、フリ
ップフロップ１７に対するリセット信号である。したが
って、フリップフロップ１７は、ワンショット回路１９
からパルスを受信すると、「Ｌ」を出力する。ワンショ
ット回路１９の出力が「Ｌ」になると、ワンショット回
路１４および１５のリセット状態が解除される。すなわ
ち、負荷電流を監視するための閾値が閾値Ｖ2から閾値
Ｖ1 に戻ったときから周期時間が経過すると、フリップ
フロップ１７がリセットされ、ワンショット回路１４お
よび１５は、それぞれ、コンパレータ１１からの信号を
受け付ける状態に入る。ここで、「コンパレータ１１か
らの信号を受け付ける状態」とは、コンパレータ１１が
過電流を検出したときに、閾値出力回路１２に対して、
閾値を閾値Ｖ1 から閾値Ｖ2 へ切り換えることを指示す
ることができる状態を言う。

【００５５】上記状態において過電流が発生すると、即
ち負荷電流が閾値Ｖ1 を越えると、ワンショット回路１
４は、閾値出力回路１２に対してその出力を閾値Ｖ1 か
ら閾値Ｖ2 へ切り換えることを指示し、これにより閾値
出力回路１２が閾値Ｖ2 を出力する。そして、コンパレ
ータ１１は、この閾値Ｖ2 を用いて過電流をモニタす
る。なお、閾値出力回路１２が閾値Ｖ2 を出力する期間
がワンショット回路１４の時定数によって決まることは
図１を参照しながら説明した通りである。また、過電流
をモニタするための閾値が閾値Ｖ2 から閾値Ｖ1 に戻っ
た後は、上述の処理を繰り返す。

【００５６】このように、図４に示す電流制御部におい
ては、過電流を検出するための閾値を大きくすることに
よって大電流を許容した後、ワンショット回路１８の時
定数によって決まる周期時間が経過するまでの間はその
閾値を小さい値に固定する。そして、その周期時間が経
過した後には、必要に応じて閾値を大きくできるような
構成としている。この周期時間は、閾値が大きかった期
間に大電流が流れることによって発熱したスイッチング
素子Ｓ１〜Ｓ４（特に、Ｓ１およびＳ３）が十分に冷却
される時間とする。

【００５７】上記図４に示す構成を導入すれば、インバ
ータ回路から負荷へ瞬間的に大電流を供給したにも係わ
らず、負荷がさらに電流を要求した場合には、インバー
タ回路は再び大電流を供給することができる。このと
き、大電流が供給されるのは短時間であり、また、ある
大電流が供給されてから次の大電流が許容されるまでの
間隔としては、負荷が破壊されないような時間が設定さ
れている。この結果、負荷の破壊を防ぎながら、負荷を
起動する能力が向上する。

【００５８】なお、図４に示す電流制御部において、温
度検出機能を設けてもよい。温度検出機能は、例えば、
このインバータ回路に接続されるスイッチング素子Ｓ１
〜Ｓ４の近傍に設ける温度センサ４１を含む。温度セン
サ４１の出力は、図６(a) に示すように、オア回路４２
を介してワンショット回路１４、１５のクリア端子に入
力される。なお、この温度センサ４１は、検出した温度
が予め決められている所定の温度を越えた場合に「Ｈ」
を出力してワンショット回路１４をリセットする。

【００５９】また、図６(b) に示すように、温度センサ
４１が所定の温度を越えたことを検出した場合に、コン
パレータ３３の出力を「Ｈ」とするような構成を導入し
てもよい。

【００６０】上記構成によれば、スイッチング素子Ｓ１
〜Ｓ４の温度が上昇したときには、負荷が要求する場合
であってもインバータは大電流を流すことが許可されな
くなる。このことにより、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４
は、過電流またはそれに伴う発熱から保護される。

【００６１】スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を保護するた
めの他の構成として、大電流を流す回数を制限する機能
を設けることも考えられる。この機能は、図６(c) に示
すように、ワンショット回路１９から出力されるパルス
の数をカウントするカウンタ４３を設け、そのカウンタ
のカウント値が所定値を越えたときにワンショット回路
１４をリセットする回路により実現される。

【００６２】

【発明の効果】電源投入後またはリセット後の最初の過
電流に対して、負荷電流を監視するための閾値を通常時
の閾値よりも大きくするように制御するので、起動時に
大きな電流を要求する負荷に対して十分な電流を供給で
き、そのような負荷を確実にかつ素早く起動できる。ま
た、通常時は、閾値を元の値に戻すので、インバータ自
体を大容量とする必要はない。

【００６３】瞬間的な大電流を繰り返し流せるようにし
た構成では、その大電流を許可する間隔を所定時間以上
に制限したので、負荷は、破壊を起こさない範囲で大電
流を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本実施形態の制御回路の回路図である。

【図２】デューティ制御部の基本動作を説明する図であ
る。

【図３】本実施形態の制御回路の動作を説明するタイミ
ング図である。

【図４】本発明の他の実施形態の電流制御部の回路図で
ある。

【図５】図４に示す電流制御部の動作を説明するタイミ
ング図である。

【図６】(a) 〜(c) は、図４に示す電流制御部の付加回
路の例である。

【図７】従来のインバータ回路の一例の構成図である。

【図８】図７に示したインバータ回路の動作を説明する
タイミング図である。

【符号の説明】

１０電流制御部１１コンパレータ１２閾値出力回路１４、１５ワンショット回路１６、１７フリップフロップ１８、１９ワンショット回路３０デューティ制御回路３２発振器３３コンパレータ３４フリップフロップ１０１Ｈブリッジ回路１０２制御回路１０３電流検出回路１０４負荷

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/5387

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直流を交流に変換するインバータ回路の
出力電流を制御する制御回路であって、所定の電流値に対応する第１の閾値、またはその所定の
電流値よりも大きい電流値に対応する第２の閾値を出力
する閾値出力手段と、負荷に供給する電流と上記閾値出力手段により出力され
る閾値とを比較する比較手段と、負荷に供給する電流が上記第１または第２の閾値よりも
大きいと上記比較手段により判断された場合に、その負
荷へ供給する電流を抑制する抑制手段と、上記閾値出力手段が上記第１の閾値を出力している期間
に、負荷に供給する電流がその第１の閾値よりも大きく
なったときに、上記閾値出力手段に上記第２の閾値を所
定時間だけ出力させる制御手段と、電源の投入または電源の投入に伴って生成されるリセッ
ト信号により第１の状態が設定され、上記閾値出力手段
が上記制御手段の指示により上記第２の閾値を出力する
期間が終了したときに第２の状態が設定されるラッチ手
段を有し、上記制御手段は、上記ラッチ手段に第２の状態が設定さ
れている期間は、上記閾値出力手段に対して閾値変更指
示を送出しないことを特徴とする制御回路。
【請求項２】直流を交流に変換するインバータ回路の
出力電流を制御する制御回路であって、所定の電流値に対応する第１の閾値、またはその所定の
電流値よりも大きい電流値に対応する第２の閾値を出力
する閾値出力手段と、負荷に供給する電流と上記閾値出力手段により出力され
る閾値とを比較する比較手段と、負荷に供給する電流が上記第１または第２の閾値よりも
大きいと上記比較手段により判断された場合に、その負
荷へ供給する電流を抑制する抑制手段と、上記閾値出力手段が上記第１の閾値を出力している期間
に、負荷に供給する電流がその第１の閾値よりも大きく
なったときに、上記閾値出力手段に上記第２の閾値を所
定時間だけ出力させる制御手段と、上記制御手段が上記閾値出力手段に対して閾値変更指示
を送出することが許可されている状態に対応する第１の
状態または上記制御手段が上記閾値出力手段に対して閾
値変更指示を送出することが許可されていない状態に対
応する第２の状態が設定されるラッチ手段と、上記第１の状態が終了してから所定時間経過後に上記ラ
ッチ手段に第１の状態を設定する状態設定手段を有し、上記制御手段は、上記ラッチ手段に第１の状態が設定さ
れている期間にのみ上記閾値出力手段に対して閾値変更
指示を送出することを特徴とする制御回路。
【請求項３】上記インバータ回路は、４つのスイッチ
ング素子を含むＨブリッジ回路であり、上記閾値出力手段が上記第２の閾値を出力している期間
の少なくとも一部期間において、上記４つのスイッチン
グ素子の中の所定の２つのスイッチング素子を強制的に
オン状態とし、他の２つのスイッチング素子を強制的に
オフ状態とするための信号を生成するスイッチ制御手段
をさらに有する請求項１または２に記載の制御回路。