JP3362982B2 - ブラシレスモータの駆動制御回路 - Google Patents
ブラシレスモータの駆動制御回路Info
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数相のコイルを持つ
ブラシレスモータのロータ位置を検出し、正確に各コイ
ルへの通電時期を判断し、ロータの回転数制御を行うた
めのブラシレスモータの駆動制御回路に関する。
ブラシレスモータのロータ位置を検出し、正確に各コイ
ルへの通電時期を判断し、ロータの回転数制御を行うた
めのブラシレスモータの駆動制御回路に関する。
【０００２】
【従来技術】従来、例えば三相コイルブラシレスモータ
では、前記三相コイルの各相の誘起電圧を積分器に通
し、その位相を遅らせたものと、モータの中性点電圧と
を比較してロータの位置検出信号として用い、各コイル
を通電するようにしている。ところが、上記手段では、
モータの低回転時に誘起電圧が検出できないという問題
点がある。
では、前記三相コイルの各相の誘起電圧を積分器に通
し、その位相を遅らせたものと、モータの中性点電圧と
を比較してロータの位置検出信号として用い、各コイル
を通電するようにしている。ところが、上記手段では、
モータの低回転時に誘起電圧が検出できないという問題
点がある。
【０００３】そこで、中性点電圧を所定のクロックパル
スに基づいて階段状に変化する波形に変換し、元の中性
点電圧と階段状の中性点電圧とを比較することによっ
て、中性点電圧の傾きの極性を判断し、中性点電圧のピ
ーク位置を判断することが提案されている（一例とし
て、特開平５−１９１９９５号公報参照）。
スに基づいて階段状に変化する波形に変換し、元の中性
点電圧と階段状の中性点電圧とを比較することによっ
て、中性点電圧の傾きの極性を判断し、中性点電圧のピ
ーク位置を判断することが提案されている（一例とし
て、特開平５−１９１９９５号公報参照）。
【０００４】これによれば、誘起電圧は用いず、中性点
電圧のみでピーク位置を判断することができるため、低
回転であっても高回転であってもロータ位置を認識で
き、安定してブラシレスモータを駆動させることができ
る。
電圧のみでピーク位置を判断することができるため、低
回転であっても高回転であってもロータ位置を認識で
き、安定してブラシレスモータを駆動させることができ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術で適用されるブラシレスモータは、低回転であっ
ても高回転であっても、定速度回転させることが前提で
あり、従って定速度回転を行っている間では、全く問題
なく駆動制御することができるが、例えば、供給電圧を
ＰＷＭ制御（パルス幅制御）して、回転速度を変化させ
る場合、供給電圧のデューティ及び周波数に応じたノイ
ズが中性点電圧に発生する（図４参照）。
来技術で適用されるブラシレスモータは、低回転であっ
ても高回転であっても、定速度回転させることが前提で
あり、従って定速度回転を行っている間では、全く問題
なく駆動制御することができるが、例えば、供給電圧を
ＰＷＭ制御（パルス幅制御）して、回転速度を変化させ
る場合、供給電圧のデューティ及び周波数に応じたノイ
ズが中性点電圧に発生する（図４参照）。
【０００６】このため、中性点電圧の真のプラス側ピー
ク点（図４（Ａ）のａ、ｃ点）及びマイナス側ピーク点
（図４（Ａ）のｂ、ｄ点）の他、ノイズのピーク点（図
４（Ｃ）のｅ、ｆ点）が存在し、このノイズのピーク点
（図４（Ｃ）のｅ、ｆ点）を誤って真のピーク点として
誤認する場合がある。すなわち、図４（Ｃ）に示される
如く、ノイズによって生じる１つの山の中で傾きの極性
が変化（正から負、又は負から正に変化）し、この変化
点をピーク（真のピーク点）として判断してしまうこと
がある。
ク点（図４（Ａ）のａ、ｃ点）及びマイナス側ピーク点
（図４（Ａ）のｂ、ｄ点）の他、ノイズのピーク点（図
４（Ｃ）のｅ、ｆ点）が存在し、このノイズのピーク点
（図４（Ｃ）のｅ、ｆ点）を誤って真のピーク点として
誤認する場合がある。すなわち、図４（Ｃ）に示される
如く、ノイズによって生じる１つの山の中で傾きの極性
が変化（正から負、又は負から正に変化）し、この変化
点をピーク（真のピーク点）として判断してしまうこと
がある。
【０００７】このような誤認は、所謂モータの脱調を発
生させる原因となり、ブラシレスモータの速度制御が行
えないという問題点が生じる。
生させる原因となり、ブラシレスモータの速度制御が行
えないという問題点が生じる。
【０００８】本発明は上記事実を考慮し、ブラシレスモ
ータの回転速度を変化可能に制御しても、確実に中性点
電圧に基づいてロータ位置を検出することができ、安定
した速度制御を行うことができるブラシレスモータの駆
動制御回路を得ることが目的である。
ータの回転速度を変化可能に制御しても、確実に中性点
電圧に基づいてロータ位置を検出することができ、安定
した速度制御を行うことができるブラシレスモータの駆
動制御回路を得ることが目的である。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、複数相コイルを持つブラシレスモータの中性点電圧
の周波数よりも十分高い周波数のクロックパルスを発生
するクロックパルス発生手段と、前記クロックパルスを
分周して形成された第１のタイミング信号に基づきサン
プルホールド動作させ、前記中性点電圧を段階的に変化
させた階段状中性点電圧波形に変換する電圧変換手段
と、前記階段状中性点電圧波形と前記中性点電圧とを比
較し、その比較結果をデータ信号として出力する比較手
段と、前記第１のタイミング信号を出力すると共に、前
記電圧変換手段のホールド作動中に前記データ信号を読
取るための第２のタイミング信号を出力するタイミング
信号発生手段と、前記第２のタイミング信号を入力し、
該第２のタイミング信号入力時の前記データ信号の状態
を保持する論理回路と、該論理回路から出力される信号
に基づいて各相への通電を制御する通電制御回路と、該
通電制御回路によって供給される電圧のデューティを変
更することによって、ロータの回転速度を制御する電圧
制御回路と、少なくとも前記電圧変換手段による前記階
段状中性点電圧の生成以前の回路中に介在され、ブラシ
レスモータの中性点電圧の周波数帯域ではこの中性点電
圧の位相がずれない程度のｎ次以上の前記デューティ制
御周波数のノイズをカットして前記中性点電圧を出力す
るローパスフィルタと、前記ローパスフィルタに直列に
接続されて前記ローパスフィルタから出力された前記中
性点電圧が入力され、前記ローパスフィルタから出力さ
れた前記中性点電圧に含まれる前記ｎ（ｎは自然数）次
未満の周波数のノイズを個別にカットして前記中性点電
圧を出力するバンドエリミネーションフィルタと、を有
している。
は、複数相コイルを持つブラシレスモータの中性点電圧
の周波数よりも十分高い周波数のクロックパルスを発生
するクロックパルス発生手段と、前記クロックパルスを
分周して形成された第１のタイミング信号に基づきサン
プルホールド動作させ、前記中性点電圧を段階的に変化
させた階段状中性点電圧波形に変換する電圧変換手段
と、前記階段状中性点電圧波形と前記中性点電圧とを比
較し、その比較結果をデータ信号として出力する比較手
段と、前記第１のタイミング信号を出力すると共に、前
記電圧変換手段のホールド作動中に前記データ信号を読
取るための第２のタイミング信号を出力するタイミング
信号発生手段と、前記第２のタイミング信号を入力し、
該第２のタイミング信号入力時の前記データ信号の状態
を保持する論理回路と、該論理回路から出力される信号
に基づいて各相への通電を制御する通電制御回路と、該
通電制御回路によって供給される電圧のデューティを変
更することによって、ロータの回転速度を制御する電圧
制御回路と、少なくとも前記電圧変換手段による前記階
段状中性点電圧の生成以前の回路中に介在され、ブラシ
レスモータの中性点電圧の周波数帯域ではこの中性点電
圧の位相がずれない程度のｎ次以上の前記デューティ制
御周波数のノイズをカットして前記中性点電圧を出力す
るローパスフィルタと、前記ローパスフィルタに直列に
接続されて前記ローパスフィルタから出力された前記中
性点電圧が入力され、前記ローパスフィルタから出力さ
れた前記中性点電圧に含まれる前記ｎ（ｎは自然数）次
未満の周波数のノイズを個別にカットして前記中性点電
圧を出力するバンドエリミネーションフィルタと、を有
している。
【００１０】請求項２に記載の発明は、複数相コイルを
持つブラシレスモータの中性点電圧の周波数よりも十分
高い周波数のクロックパルスを発生するクロックパルス
発生手段と、前記クロックパルスの立ち上がり間のパル
ス幅を持つパルス幅を持つ第１のタイミング信号及び前
記クロックパルスの立下がり間のパルス幅を持つ第２の
タイミング信号を発生するタイミング信号発生手段と、
前記第１のタイミング信号のホールドタイミング時の前
記中性点電圧を一定に保持することによって、前記中性
点電圧が段階的に変化した階段状中性点電圧波形に変換
する電圧変換手段と、前記中性点電圧と前記階段状中性
点電圧とを比較し、比較結果をデータ信号として出力す
る比較手段と、前記第２のタイミング信号の立上がり時
の前記データ信号の状態を次の第２のタイミング信号の
立上がり時まで保持する論理回路と、前記論理回路から
出力される信号に基づいて各相への通電を制御する通電
制御回路と、前記通電制御回路によって供給される電圧
のデューティを変更することによって、ロータの回転速
度を制御する電圧制御回路と、少なくとも前記電圧変換
手段による前記階段状中性点電圧の生成以前の回路中に
介在され、ブラシレスモータの中性点電圧の周波数帯域
ではこの中性点電圧の位相がずれない程度のｎ次以上の
前記デューティ制御周波数のノイズをカットして前記中
性点電圧を出力するローパスフィルタと、前記ローパス
フィルタに直列に接続されて前記ローパスフィルタから
出力された前記中性点電圧が入力され、前記ローパスフ
ィルタから出力された前記中性点電圧に含まれる前記ｎ
（ｎは自然数）次未満の周波数のノイズを個別にカット
して前記中性点電圧を出力するバンドエリミネーション
フィルタと、を有している。
持つブラシレスモータの中性点電圧の周波数よりも十分
高い周波数のクロックパルスを発生するクロックパルス
発生手段と、前記クロックパルスの立ち上がり間のパル
ス幅を持つパルス幅を持つ第１のタイミング信号及び前
記クロックパルスの立下がり間のパルス幅を持つ第２の
タイミング信号を発生するタイミング信号発生手段と、
前記第１のタイミング信号のホールドタイミング時の前
記中性点電圧を一定に保持することによって、前記中性
点電圧が段階的に変化した階段状中性点電圧波形に変換
する電圧変換手段と、前記中性点電圧と前記階段状中性
点電圧とを比較し、比較結果をデータ信号として出力す
る比較手段と、前記第２のタイミング信号の立上がり時
の前記データ信号の状態を次の第２のタイミング信号の
立上がり時まで保持する論理回路と、前記論理回路から
出力される信号に基づいて各相への通電を制御する通電
制御回路と、前記通電制御回路によって供給される電圧
のデューティを変更することによって、ロータの回転速
度を制御する電圧制御回路と、少なくとも前記電圧変換
手段による前記階段状中性点電圧の生成以前の回路中に
介在され、ブラシレスモータの中性点電圧の周波数帯域
ではこの中性点電圧の位相がずれない程度のｎ次以上の
前記デューティ制御周波数のノイズをカットして前記中
性点電圧を出力するローパスフィルタと、前記ローパス
フィルタに直列に接続されて前記ローパスフィルタから
出力された前記中性点電圧が入力され、前記ローパスフ
ィルタから出力された前記中性点電圧に含まれる前記ｎ
（ｎは自然数）次未満の周波数のノイズを個別にカット
して前記中性点電圧を出力するバンドエリミネーション
フィルタと、を有している。
【００１１】請求項３に記載の発明は、前記請求項１又
は請求項２記載の発明において、互いに直列に接続され
ると共に、互いに異なる周波数のノイズを個別にカット
する複数の前記バンドエリミネーションフィルタを備え
ることを特徴としている。
は請求項２記載の発明において、互いに直列に接続され
ると共に、互いに異なる周波数のノイズを個別にカット
する複数の前記バンドエリミネーションフィルタを備え
ることを特徴としている。
【００１２】
【００１３】
【作用】請求項１又は請求項２に記載の発明によれば、
中性点電圧値を所定のクロック信号に基づいて周期的に
保持することによって階段状中性点電圧を生成し、基の
中性点電圧との差を確実に検出できる領域を定め、この
領域での比較結果に基づいて中性点電圧の傾きの極性を
判断し、ピーク点を検出する。このとき、デューティ制
御に起因して中性点電圧にノイズが生じる。ここで、本
発明では、少なくとも電圧変換手段により階段状中性点
電圧が生成される以前の回路中にローパスフィルタが介
在している。このローパスフィルタに中性点電圧が入力
される。中性点電圧は、ローパスフィルタに入力される
ことで中性点電圧の位相がずれない程度のｎ次以上のデ
ューティ制御周波数のノイズがカットされる。したがっ
て、ローパスフィルタから出力された中性点電圧はｎ次
以上のデューティ制御周波数のノイズはカットされる
が、位相がずれてはいけない周波数の位相は保持され
る。次いで、このようにｎ次以上のデューティ制御周波
数のノイズがカットされた中性点電圧は、ローパスフィ
ルタから出力されるとローパスフィルタに直列に接続さ
れたバンドエリミネーションフィルタに入力される。ロ
ーパスフィルタから出力された中性点電圧がバンドエリ
ミネーションフィルタに入力されることでローパスフィ
ルタではカットされない中性点電圧に含まれる前記ｎ
（ｎは自然数）次未満の周波数のノイズが個別にカット
されて出力される。このようにデューティ制御に起因し
て中性点電圧に生じるノイズが、直列に接続されたロー
パスフィルタとバンドエリミネーションフィルタとによ
り除去されるため、真のピーク点以外で極性が変化（反
転）したり中性点電圧の位相のずれるような不具合がな
く、確実に真のピーク点を検出することができる。
中性点電圧値を所定のクロック信号に基づいて周期的に
保持することによって階段状中性点電圧を生成し、基の
中性点電圧との差を確実に検出できる領域を定め、この
領域での比較結果に基づいて中性点電圧の傾きの極性を
判断し、ピーク点を検出する。このとき、デューティ制
御に起因して中性点電圧にノイズが生じる。ここで、本
発明では、少なくとも電圧変換手段により階段状中性点
電圧が生成される以前の回路中にローパスフィルタが介
在している。このローパスフィルタに中性点電圧が入力
される。中性点電圧は、ローパスフィルタに入力される
ことで中性点電圧の位相がずれない程度のｎ次以上のデ
ューティ制御周波数のノイズがカットされる。したがっ
て、ローパスフィルタから出力された中性点電圧はｎ次
以上のデューティ制御周波数のノイズはカットされる
が、位相がずれてはいけない周波数の位相は保持され
る。次いで、このようにｎ次以上のデューティ制御周波
数のノイズがカットされた中性点電圧は、ローパスフィ
ルタから出力されるとローパスフィルタに直列に接続さ
れたバンドエリミネーションフィルタに入力される。ロ
ーパスフィルタから出力された中性点電圧がバンドエリ
ミネーションフィルタに入力されることでローパスフィ
ルタではカットされない中性点電圧に含まれる前記ｎ
（ｎは自然数）次未満の周波数のノイズが個別にカット
されて出力される。このようにデューティ制御に起因し
て中性点電圧に生じるノイズが、直列に接続されたロー
パスフィルタとバンドエリミネーションフィルタとによ
り除去されるため、真のピーク点以外で極性が変化（反
転）したり中性点電圧の位相のずれるような不具合がな
く、確実に真のピーク点を検出することができる。
【００１４】請求項３に記載の発明によれば、複数のバ
ンドエリミネーションフィルタが互いに直列に接続され
ており、ローパスフィルタから出力された中性点電圧は
複数のバンドエリミネーションフィルタを通過すること
で、中性点電圧に含まれる周波数の異なるノイズが各バ
ンドエリミネーションフィルタにてカットされる。
ンドエリミネーションフィルタが互いに直列に接続され
ており、ローパスフィルタから出力された中性点電圧は
複数のバンドエリミネーションフィルタを通過すること
で、中性点電圧に含まれる周波数の異なるノイズが各バ
ンドエリミネーションフィルタにてカットされる。
【００１５】
【００１６】
【実施例】図１において、ブラシレスータの三相コイル
１９の各コイルの共通端と、三相コイル１９の各コイル
に並列に接続された３個の検出抵抗Ｒの共通端と、は差
動増幅器１４に入力され、その差分が出力されるように
なっている（中性点電圧ＶMN）。
１９の各コイルの共通端と、三相コイル１９の各コイル
に並列に接続された３個の検出抵抗Ｒの共通端と、は差
動増幅器１４に入力され、その差分が出力されるように
なっている（中性点電圧ＶMN）。
【００１７】この中性点電圧ＶMNは、モータ駆動用の三
相インバータ回路１８の各トランジスタＴUH〜ＴWH、Ｔ
UL〜ＴWLのベース信号を得るための信号として利用され
るようになっている。
相インバータ回路１８の各トランジスタＴUH〜ＴWH、Ｔ
UL〜ＴWLのベース信号を得るための信号として利用され
るようになっている。
【００１８】すなわち、図２に示される如く、三相コイ
ル１９には、誘起電圧ＥU 、ＥV 、ＥW が発生する。こ
のそれぞれの誘起電圧において、ブラシレスモータへの
通電タイミングは、○印で示す位置となっている。
ル１９には、誘起電圧ＥU 、ＥV 、ＥW が発生する。こ
のそれぞれの誘起電圧において、ブラシレスモータへの
通電タイミングは、○印で示す位置となっている。
【００１９】この○印位置を検出する手段として、中性
点電圧ＶMNの正負のピーク値位置を用いる。この中性点
電圧ＶMNのピーク値位置を検出した方形波形出力ＰSMN
を三相リングカウンタ回路１７の入力信号とすること
で、三相インバータ回路１８の各トランジスタＴUH〜Ｔ
WLのベース信号を作り出している。
点電圧ＶMNの正負のピーク値位置を用いる。この中性点
電圧ＶMNのピーク値位置を検出した方形波形出力ＰSMN
を三相リングカウンタ回路１７の入力信号とすること
で、三相インバータ回路１８の各トランジスタＴUH〜Ｔ
WLのベース信号を作り出している。
【００２０】また、この三相リングカウンタ回路１７に
は、ＰＷＭ制御部２０のＰＷＭ信号発生器２２が接続さ
れている。このＰＷＭ信号発生器２２からは、ＰＷＭ制
御部２０の図示しない操作部での操作に基づいて、ブラ
シレスモータの各コイルへ供給される電圧をデューティ
制御することができるようになっている。
は、ＰＷＭ制御部２０のＰＷＭ信号発生器２２が接続さ
れている。このＰＷＭ信号発生器２２からは、ＰＷＭ制
御部２０の図示しない操作部での操作に基づいて、ブラ
シレスモータの各コイルへ供給される電圧をデューティ
制御することができるようになっている。
【００２１】以下中性点電圧ＶMNの正負のピーク値位置
を示す方形波出力ＰSMN の検出方式について述べる。
を示す方形波出力ＰSMN の検出方式について述べる。
【００２２】図３には、中性点電圧ＶMNを検出するため
の具体的な各部の波形が示されている。
の具体的な各部の波形が示されている。
【００２３】電圧制御発振回路１１には、中性点電圧Ｖ
MNがピークホールド回路１０を介して入力され、中性点
電圧の振幅に応じて変化する周波数ｆ0 のパルス信号を
出力するようになっている。電圧制御発振回路１１は、
リングカウンタ回路１２に接続され、前記周波数ｆ0 の
パルス信号をリングカウンタ回路１２へ供給している。
リングカウンタ回路１２では、この供給されるパルス信
号をクロック信号とし、そのクロック信号を分周して、
クロック信号の２周期分のパルス幅を持つタイミング信
号ｆa を生成している。
MNがピークホールド回路１０を介して入力され、中性点
電圧の振幅に応じて変化する周波数ｆ0 のパルス信号を
出力するようになっている。電圧制御発振回路１１は、
リングカウンタ回路１２に接続され、前記周波数ｆ0 の
パルス信号をリングカウンタ回路１２へ供給している。
リングカウンタ回路１２では、この供給されるパルス信
号をクロック信号とし、そのクロック信号を分周して、
クロック信号の２周期分のパルス幅を持つタイミング信
号ｆa を生成している。
【００２４】また、中性点電圧ＶMN信号は、本発明の特
徴であるフィルタ回路２４を介して、図１のサンプルア
ンドホールド回路３に入力されている。フィルタ回路２
４では、中性点電圧ＶMNに含まれるノイズ（図４（Ｂ）
参照）が除去された波形（図４（Ａ）参照）が出力され
るようになっている。このノイズは前記ＰＷＭ制御部に
よる電圧のデューティ制御に起因するものであるが、こ
れらの詳細については後述する。
徴であるフィルタ回路２４を介して、図１のサンプルア
ンドホールド回路３に入力されている。フィルタ回路２
４では、中性点電圧ＶMNに含まれるノイズ（図４（Ｂ）
参照）が除去された波形（図４（Ａ）参照）が出力され
るようになっている。このノイズは前記ＰＷＭ制御部に
よる電圧のデューティ制御に起因するものであるが、こ
れらの詳細については後述する。
【００２５】図１に示される如く、サンプルアンドホー
ルド回路１３には、前記リングカウンタ回路１２のタイ
ミング信号ｆa がロジック信号として入力されており、
タイミング信号ｆa が１（Ｈ）のとき、中性点電圧ＶMN
の電圧値をサンプル（検出）してコンデンサに蓄える。
また、タイミング信号ｆa が０（Ｌ）になると、コンデ
ンサに蓄えられた電荷を保持することで、サンプル（検
出）したときの電圧値をホールド（保持）する。
ルド回路１３には、前記リングカウンタ回路１２のタイ
ミング信号ｆa がロジック信号として入力されており、
タイミング信号ｆa が１（Ｈ）のとき、中性点電圧ＶMN
の電圧値をサンプル（検出）してコンデンサに蓄える。
また、タイミング信号ｆa が０（Ｌ）になると、コンデ
ンサに蓄えられた電荷を保持することで、サンプル（検
出）したときの電圧値をホールド（保持）する。
【００２６】ここで得られた階段変形中性点電圧ＶSMN
信号と中性点電圧信号ＶMNはコンパレータ１６によって
比較されるようになっている。この比較の結果、コンパ
レータ１６から出力される信号ＰVSMN（以下、不定安定
パルス信号ＰVSMNという）はサンプルアンドホールド回
路１３でのタイミング信号ｆa 出力が１（Ｈ）の時は、
中性点電圧ＶMNとサンプルアンドホールド回路１３の段
階変形中性点電圧ＶSM N は同値であるため、コンパレー
タ１６の不定安定パルス出力ＰVSMNは不定状態でありノ
イズ的に１、０を繰り返す。
信号と中性点電圧信号ＶMNはコンパレータ１６によって
比較されるようになっている。この比較の結果、コンパ
レータ１６から出力される信号ＰVSMN（以下、不定安定
パルス信号ＰVSMNという）はサンプルアンドホールド回
路１３でのタイミング信号ｆa 出力が１（Ｈ）の時は、
中性点電圧ＶMNとサンプルアンドホールド回路１３の段
階変形中性点電圧ＶSM N は同値であるため、コンパレー
タ１６の不定安定パルス出力ＰVSMNは不定状態でありノ
イズ的に１、０を繰り返す。
【００２７】しかし、サンプルアンドホールド回路１３
でのタイミング信号ｆa が０（Ｌ）のときは、サンプル
アンドホールド回路の段階変形中性点電圧ＶSMN は、中
性点電圧ＶMNに対し、必ず大きいか小さい値を示すた
め、コンパレータ１６の不定安定パルス出力ＰVSMNは
１、０で安定した出力を発生する。
でのタイミング信号ｆa が０（Ｌ）のときは、サンプル
アンドホールド回路の段階変形中性点電圧ＶSMN は、中
性点電圧ＶMNに対し、必ず大きいか小さい値を示すた
め、コンパレータ１６の不定安定パルス出力ＰVSMNは
１、０で安定した出力を発生する。
【００２８】この安定した不定安定パルス出力ＰVSMNが
得られる範囲は前記リングカウンタ回路１２より出力さ
れるクロック信号の立上がり間のパルス幅を有するタイ
ミング信号ｆa の０（Ｌ）の区間、すなわちサンプルア
ンドホールド回路１３がホールド作動している区間であ
る。
得られる範囲は前記リングカウンタ回路１２より出力さ
れるクロック信号の立上がり間のパルス幅を有するタイ
ミング信号ｆa の０（Ｌ）の区間、すなわちサンプルア
ンドホールド回路１３がホールド作動している区間であ
る。
【００２９】このサンプルアンドホールド回路１３が、
ホールド作動している間に前記コンパレータ１６の不安
定パルス出力ＰVSMNの状態を読取るためのタイミング信
号ｆ b1を前記リングカウンタ回路１２は、Ｄフリップフ
ロップ１５へ出力している。このタイミング信号ｆ
b1は、リングカウンタ回路１２がサンプルアンドホール
ド回路１３へ出力しているタイミング信号ｆa の０
（Ｌ）の区間にパルスが立上がることにより、Ｄフリッ
プフロップ１５は、ホールド作動している間に不安定パ
ルス出力ＰVSMNの状態を取り入れることができる。
ホールド作動している間に前記コンパレータ１６の不安
定パルス出力ＰVSMNの状態を読取るためのタイミング信
号ｆ b1を前記リングカウンタ回路１２は、Ｄフリップフ
ロップ１５へ出力している。このタイミング信号ｆ
b1は、リングカウンタ回路１２がサンプルアンドホール
ド回路１３へ出力しているタイミング信号ｆa の０
（Ｌ）の区間にパルスが立上がることにより、Ｄフリッ
プフロップ１５は、ホールド作動している間に不安定パ
ルス出力ＰVSMNの状態を取り入れることができる。
【００３０】このとき、コンパレータ１６の不定安定パ
ルス出力ＰVSMNはＤフリップフロップ１５のＤ端子へ入
力され、タイミング信号ｆb2はＤフリップフロップ１５
のＣＫ端子へ入力され、Ｄフリップフロップ１５から
は、方形波出力ＰSMN が出力されるようになっている。
ルス出力ＰVSMNはＤフリップフロップ１５のＤ端子へ入
力され、タイミング信号ｆb2はＤフリップフロップ１５
のＣＫ端子へ入力され、Ｄフリップフロップ１５から
は、方形波出力ＰSMN が出力されるようになっている。
【００３１】この方形波出力ＰSMN は、コンパレータ１
６の不定安定パルス出力が安定した１であれば、Ｄフリ
ップフロップ１５の方形波出力ＰSMN は１であり、タイ
ミング信号ｆb2の立上がり時、コンパレータ１６の不定
安定パルス出力が安定した０であれば、Ｄフリップフロ
ップの方形波出力ＰSMN は０である。
６の不定安定パルス出力が安定した１であれば、Ｄフリ
ップフロップ１５の方形波出力ＰSMN は１であり、タイ
ミング信号ｆb2の立上がり時、コンパレータ１６の不定
安定パルス出力が安定した０であれば、Ｄフリップフロ
ップの方形波出力ＰSMN は０である。
【００３２】このため、Ｄフリップフロップ１５の方形
波出力ＰSMN が１か０に変化する立上がり、立下がり
は、中性点電圧ＶMNの正負のピーク値であり、これはま
さにブラシレスモータへの通電タイミングを示してい
る。
波出力ＰSMN が１か０に変化する立上がり、立下がり
は、中性点電圧ＶMNの正負のピーク値であり、これはま
さにブラシレスモータへの通電タイミングを示してい
る。
【００３３】ここで、中性点電圧ＶMNをサンプルアンド
ホールド回路１３に入力させる前のフィルタ回路２４の
構成について説明する。
ホールド回路１３に入力させる前のフィルタ回路２４の
構成について説明する。
【００３４】図５に示される如く、フィルタ回路２４は
３個の独立したフィルタ２６、２８、３０によって構成
されている。
３個の独立したフィルタ２６、２８、３０によって構成
されている。
【００３５】前段のフィルタ２６は、ベッセル型フィル
タと称され、所謂ローパスフィルタとしての機能を持
つ。入力された中性点電圧ＶMNは、抵抗３２、３４を介
してＯＰアンプ３６のプラス側入力端に接続されてい
る。抵抗３４とＯＰアンプ３６のプランス側入力端の間
はコンデンサ３８を介して接地（電位；バッテリの1/2
）されている。また、ＯＰアンプ３６のマイナス側入
力端はＯＰアンプ３６の出力端と接続され、さらにこの
出力端はコンデンサ４０を介して前記抵抗３２と抵抗３
４との間に接続されている。ＯＰアンプ３６の出力端か
ら出力される信号は、抵抗４２を介して、中段のフィル
タ２８との接続ターミナル４４へ供給されるようになっ
ている。抵抗４２と接続ターミナル４４との間は、コン
デンサ４６を介して接地されている。
タと称され、所謂ローパスフィルタとしての機能を持
つ。入力された中性点電圧ＶMNは、抵抗３２、３４を介
してＯＰアンプ３６のプラス側入力端に接続されてい
る。抵抗３４とＯＰアンプ３６のプランス側入力端の間
はコンデンサ３８を介して接地（電位；バッテリの1/2
）されている。また、ＯＰアンプ３６のマイナス側入
力端はＯＰアンプ３６の出力端と接続され、さらにこの
出力端はコンデンサ４０を介して前記抵抗３２と抵抗３
４との間に接続されている。ＯＰアンプ３６の出力端か
ら出力される信号は、抵抗４２を介して、中段のフィル
タ２８との接続ターミナル４４へ供給されるようになっ
ている。抵抗４２と接続ターミナル４４との間は、コン
デンサ４６を介して接地されている。
【００３６】中段及び後段のフィルタ２８、３０は、Ｔ
型フィルタと称され、所謂バンドエリミネーションフィ
ルタとしての機能を持つ。これらは、それぞれ回路構成
は同一であるので、中段のフィルタ２８の構成の説明す
ることにより、後段のフィルタ３０の構成の説明は省略
する。
型フィルタと称され、所謂バンドエリミネーションフィ
ルタとしての機能を持つ。これらは、それぞれ回路構成
は同一であるので、中段のフィルタ２８の構成の説明す
ることにより、後段のフィルタ３０の構成の説明は省略
する。
【００３７】前記接続ターミナル４４に接続された信号
線は分岐され、それぞれ抵抗４８、５０が直列に、コン
デンサ５２、５４が直列に接続され、第１のＯＰアンプ
５６のプラス側入力端に接続されている。第１のＯＰア
ンプ５６のマイナス側入力端は、出力端に接続されると
共にこの出力端は抵抗５８、６０を介して接地されてい
る。なお、第１のＯＰアンプ５６の出力端から出力され
る信号は、後段のフィルタ３０が接続される接続ターミ
ナル６２に供給されるようになっている。
線は分岐され、それぞれ抵抗４８、５０が直列に、コン
デンサ５２、５４が直列に接続され、第１のＯＰアンプ
５６のプラス側入力端に接続されている。第１のＯＰア
ンプ５６のマイナス側入力端は、出力端に接続されると
共にこの出力端は抵抗５８、６０を介して接地されてい
る。なお、第１のＯＰアンプ５６の出力端から出力され
る信号は、後段のフィルタ３０が接続される接続ターミ
ナル６２に供給されるようになっている。
【００３８】抵抗５８と抵抗６０との間は、第２のＯＰ
アンプ６４のプラス側入力端に接続されている。この第
２のＯＰアンプ６４のマイナス側入力端は出力端に接続
され、かつ、コンデンサ６６を介して前記抵抗４８と抵
抗５０との間に接続されると共に抵抗６８を介して前記
コンデンサ５２とコンデンサ５４との間に接続されてい
る。
アンプ６４のプラス側入力端に接続されている。この第
２のＯＰアンプ６４のマイナス側入力端は出力端に接続
され、かつ、コンデンサ６６を介して前記抵抗４８と抵
抗５０との間に接続されると共に抵抗６８を介して前記
コンデンサ５２とコンデンサ５４との間に接続されてい
る。
【００３９】ここで、前段のフィルタ２６では、約３Ｋ
Ｈｚを越えると減衰し始め、５０ＫＨｚ以上の信号はほ
ぼカットされるようになっている。また、中段のフィル
タ２８では、１０ＫＨｚ近傍の信号がカットされるよう
になっている。さらに、後段のフィルタ３０では、２０
ＫＨｚ近傍の信号がカットされるようになっている。
Ｈｚを越えると減衰し始め、５０ＫＨｚ以上の信号はほ
ぼカットされるようになっている。また、中段のフィル
タ２８では、１０ＫＨｚ近傍の信号がカットされるよう
になっている。さらに、後段のフィルタ３０では、２０
ＫＨｚ近傍の信号がカットされるようになっている。
【００４０】図６（Ａ）のように、それぞれのフィルタ
２６、２８、３０は合成され、フィルタ回路２４全体と
しては、図６（Ｂ）に示されるような特性を持つフィル
タが作成されている。このとき、フィルタ２６によるカ
ット周波数を３０〜５０ＫＨｚに設定しているため、中
性点電圧ＶMNの位相を４００Ｈｚまで維持することがで
きるようになっている。この４００Ｈｚは、本実施例で
適用されるブラシレスモータの定格電圧の最大値におけ
る中性点電圧ＶMNの最大周波数に対応し、この結果、フ
ィルタ回路２４を通過させることによる中性点電圧ＶMN
の位相のずれを防止している。また、この位相のずれを
解消するためにカットできない１０ＫＨｚ、２０ＫＨｚ
の周波数帯を個々に（中段及び後段のフィルタ２８、３
０）カットする構成としている。
２６、２８、３０は合成され、フィルタ回路２４全体と
しては、図６（Ｂ）に示されるような特性を持つフィル
タが作成されている。このとき、フィルタ２６によるカ
ット周波数を３０〜５０ＫＨｚに設定しているため、中
性点電圧ＶMNの位相を４００Ｈｚまで維持することがで
きるようになっている。この４００Ｈｚは、本実施例で
適用されるブラシレスモータの定格電圧の最大値におけ
る中性点電圧ＶMNの最大周波数に対応し、この結果、フ
ィルタ回路２４を通過させることによる中性点電圧ＶMN
の位相のずれを防止している。また、この位相のずれを
解消するためにカットできない１０ＫＨｚ、２０ＫＨｚ
の周波数帯を個々に（中段及び後段のフィルタ２８、３
０）カットする構成としている。
【００４１】すなわち、このフィルタ回路２４を通過す
ることによって、中性点電圧ＶMNの信号の１０ＫＨｚか
ら１０ＫＨｚ毎の周波数帯がカットされるようになって
いる。このような特定の周波数帯は、ｆ＝１／２πＣＲ
（Ｃ；コンデンサ容量、Ｒ；抵抗値）の関係式から、カ
ットすべき周波数ｆを設定することにより、各抵抗及び
コンデンサの値を決めることができる。
ることによって、中性点電圧ＶMNの信号の１０ＫＨｚか
ら１０ＫＨｚ毎の周波数帯がカットされるようになって
いる。このような特定の周波数帯は、ｆ＝１／２πＣＲ
（Ｃ；コンデンサ容量、Ｒ；抵抗値）の関係式から、カ
ットすべき周波数ｆを設定することにより、各抵抗及び
コンデンサの値を決めることができる。
【００４２】本実施例の回路は、ＰＷＭ信号発生器２２
のＰＷＭ周波数を１０ＫＨｚに設定しており、このＰＷ
Ｍ信号発生器２２による電圧のデューティ制御のため、
図７（Ａ）に示すような１０ＫＨｚ毎のノイズが発生
し、このノイズにより、図４（Ｂ）に示されるようなノ
イズを発生させる原因となっている。そこで、上記フィ
ルタ回路２４によって、１０ＫＨｚ毎の周波数帯の信号
をカットすることによって、１０ＫＨｚ毎のノイズをカ
ットしている（図７（Ａ）から（Ｂ）の状態）。これに
より、フィルタ回路２４を通過した中性点電圧ＶMNは、
のこぎり状のノイズが取り除かれた三角波となり、真の
ピーク点間では、極性の変化が起きないようになってい
る。
のＰＷＭ周波数を１０ＫＨｚに設定しており、このＰＷ
Ｍ信号発生器２２による電圧のデューティ制御のため、
図７（Ａ）に示すような１０ＫＨｚ毎のノイズが発生
し、このノイズにより、図４（Ｂ）に示されるようなノ
イズを発生させる原因となっている。そこで、上記フィ
ルタ回路２４によって、１０ＫＨｚ毎の周波数帯の信号
をカットすることによって、１０ＫＨｚ毎のノイズをカ
ットしている（図７（Ａ）から（Ｂ）の状態）。これに
より、フィルタ回路２４を通過した中性点電圧ＶMNは、
のこぎり状のノイズが取り除かれた三角波となり、真の
ピーク点間では、極性の変化が起きないようになってい
る。
【００４３】以下に本実施例の作用を説明する。まず、
三相リングカウンタ１７によって制御され、三相インバ
ータ回路１８の各トランジスタＴUH〜ＴWLのベース信号
が作り出されると、三相コイル１９の各コイルに電流が
流れブラシレスモータは回転する。
三相リングカウンタ１７によって制御され、三相インバ
ータ回路１８の各トランジスタＴUH〜ＴWLのベース信号
が作り出されると、三相コイル１９の各コイルに電流が
流れブラシレスモータは回転する。
【００４４】ここで、差動増幅器１４では、ブラシレス
ータの三相コイル１９の各コイルの共通端と、三相コイ
ル１９の各コイルに並列に接続された３個の検出抵抗Ｒ
の共通端との差分（中性点電圧ＶMN）が出力され、ピー
クホールド回路１０とフィルタ回路２４のそれぞれに入
力される。
ータの三相コイル１９の各コイルの共通端と、三相コイ
ル１９の各コイルに並列に接続された３個の検出抵抗Ｒ
の共通端との差分（中性点電圧ＶMN）が出力され、ピー
クホールド回路１０とフィルタ回路２４のそれぞれに入
力される。
【００４５】ピークホールド回路１０では、中性点電圧
ＶMNの振幅を得、電圧制御発振回路１１では、この中性
点電圧ＶMNに比例した周波数のクロック信号ｆ0 を生成
する。この生成されたクロック信号ｆ0 に基づいてリン
グカウンタ回路１２では、タイミング信号ｆa 、タイミ
ング信号ｆb1が生成され、タイミング信号ｆa は、サン
プルアンドホールド回路１３のロジック信号として適用
される。このサンプルアンドホールド回路１３には、デ
ータとしてフィルタ回路２４から出力されるノイズが除
去された中性点電圧ＶMNが入力される。
ＶMNの振幅を得、電圧制御発振回路１１では、この中性
点電圧ＶMNに比例した周波数のクロック信号ｆ0 を生成
する。この生成されたクロック信号ｆ0 に基づいてリン
グカウンタ回路１２では、タイミング信号ｆa 、タイミ
ング信号ｆb1が生成され、タイミング信号ｆa は、サン
プルアンドホールド回路１３のロジック信号として適用
される。このサンプルアンドホールド回路１３には、デ
ータとしてフィルタ回路２４から出力されるノイズが除
去された中性点電圧ＶMNが入力される。
【００４６】すなわち、差動増幅器１４から出力される
中性点電圧ＶMNには、ＰＷＭ信号発生器２２による電圧
のデューティ制御により、図４（Ｂ）に示されるような
のこぎり状のノイズを持つ波形が出力されるため、サン
プルアンドホールド回路１３でのピークの検出に支障を
きたす。そこで、フィルタ回路２４によってこのノイズ
を除去することによって、サンプルアンドホールド回路
１３に正規の中性点電圧ＶMN（図４（Ａ）参照）を供給
することができる。
中性点電圧ＶMNには、ＰＷＭ信号発生器２２による電圧
のデューティ制御により、図４（Ｂ）に示されるような
のこぎり状のノイズを持つ波形が出力されるため、サン
プルアンドホールド回路１３でのピークの検出に支障を
きたす。そこで、フィルタ回路２４によってこのノイズ
を除去することによって、サンプルアンドホールド回路
１３に正規の中性点電圧ＶMN（図４（Ａ）参照）を供給
することができる。
【００４７】サンプルアンドホールド回路１３では、ロ
ジック信号であるタイミング信号ｆ a に基づいて、階段
状中性点電圧ＶSMN が作成され、これを、コンパレータ
１６によって正規の中性点電圧ＶMNと比較することによ
って、出力が”０”又は”１”の何れかにはっきり確定
する領域と、不確定な領域とに分けることができる。
ジック信号であるタイミング信号ｆ a に基づいて、階段
状中性点電圧ＶSMN が作成され、これを、コンパレータ
１６によって正規の中性点電圧ＶMNと比較することによ
って、出力が”０”又は”１”の何れかにはっきり確定
する領域と、不確定な領域とに分けることができる。
【００４８】このコンパレータ１６の出力結果はＤフリ
ップフロップ１５にデータ信号として入力される。
ップフロップ１５にデータ信号として入力される。
【００４９】一方、前記タイミング信号ｆb1は、Ｄフリ
ップフロップ１５のクロック信号として利用する。
ップフロップ１５のクロック信号として利用する。
【００５０】この結果、Ｄフリップフロップ１５から
は、中性点電圧ＶMNの真のピーク毎に反転する方形波信
号ＰSMN が出力され、これに基づいて三相コイル１９の
各コイルへの通電の制御を行っている。なお、方形波信
号ＰSMN の反転時期と中性点電圧ＶMNの真のピーク位置
との間に、図面上（図３）では誤差α又はβが生じてい
るが、これは、クロック信号ｆ0 の周波数を中性点電圧
ＶMNの周波数よりも極めて高くすることによって解消す
ることができるし、クロック信号ｆ0 に基づく定常的な
誤差であるため、演算によって調整するようにしてもよ
い。
は、中性点電圧ＶMNの真のピーク毎に反転する方形波信
号ＰSMN が出力され、これに基づいて三相コイル１９の
各コイルへの通電の制御を行っている。なお、方形波信
号ＰSMN の反転時期と中性点電圧ＶMNの真のピーク位置
との間に、図面上（図３）では誤差α又はβが生じてい
るが、これは、クロック信号ｆ0 の周波数を中性点電圧
ＶMNの周波数よりも極めて高くすることによって解消す
ることができるし、クロック信号ｆ0 に基づく定常的な
誤差であるため、演算によって調整するようにしてもよ
い。
【００５１】本実施例によれば、ブラシレスモータへの
負荷増大により電流が増え、中性点電圧波形が電機子反
作用により歪んだ場合でも、常に中性点電圧の正負の高
い所にてブラシレスモータへ電流が流せるため、モータ
効率は常に最良であること、及びモータ回転数が変動し
てもモータへの通電タイミングは中性点電圧の正負の高
い所において電流を流すため、モータ効率が良い。
負荷増大により電流が増え、中性点電圧波形が電機子反
作用により歪んだ場合でも、常に中性点電圧の正負の高
い所にてブラシレスモータへ電流が流せるため、モータ
効率は常に最良であること、及びモータ回転数が変動し
てもモータへの通電タイミングは中性点電圧の正負の高
い所において電流を流すため、モータ効率が良い。
【００５２】これは、ブラシレスモータが非常に低回転
で回っていたときでも、中性点電圧ＶMNは必ず現れるた
め、そのピーク値が検出でき、例えば積分フィルタを用
いた場合の低回転時のロータ位置検出不可能という問題
点を解決することができる。
で回っていたときでも、中性点電圧ＶMNは必ず現れるた
め、そのピーク値が検出でき、例えば積分フィルタを用
いた場合の低回転時のロータ位置検出不可能という問題
点を解決することができる。
【００５３】さらに、本実施例では、ＰＷＭ信号発生器
２２によって、供給電圧のデューティ制御によってブラ
シレスモータの駆動時の回転速度を自由に変更すること
ができると共に、このデューティ制御により発生する中
性点電圧ＶMNのノイズをフィルタ回路２４によって除去
するようにしたため、安定して中性点電圧ＶMNの真のピ
ークを検出することができる。従って、ブラシレスモー
タの回転速度が変化しても、低速域から高速域まで脱調
することなく、所定のトルクを持つことができる。
２２によって、供給電圧のデューティ制御によってブラ
シレスモータの駆動時の回転速度を自由に変更すること
ができると共に、このデューティ制御により発生する中
性点電圧ＶMNのノイズをフィルタ回路２４によって除去
するようにしたため、安定して中性点電圧ＶMNの真のピ
ークを検出することができる。従って、ブラシレスモー
タの回転速度が変化しても、低速域から高速域まで脱調
することなく、所定のトルクを持つことができる。
【００５４】また、フィルタ回路２４を３段に分割し、
前段のフィルタ２６（ローパスフィルタ）では、位相が
ずれてはいけない周波数（４００Ｈｚ以下）の位相を確
実に保持し、このフィルタ２６でカットしきれなかった
周波数帯（１０ＫＨｚ、２０ＫＨｚ）を中段及び後段の
フィルタ２８、３０（バンドエリミネーションフィル
タ）によって個別にカットするようにしたため、単にノ
イズが発生する１０ＫＨｚ以上の周波数帯をローパスフ
ィルタで除去したときに生じる中性点電圧ＶMNの位相の
ずれを防止することができる。
前段のフィルタ２６（ローパスフィルタ）では、位相が
ずれてはいけない周波数（４００Ｈｚ以下）の位相を確
実に保持し、このフィルタ２６でカットしきれなかった
周波数帯（１０ＫＨｚ、２０ＫＨｚ）を中段及び後段の
フィルタ２８、３０（バンドエリミネーションフィル
タ）によって個別にカットするようにしたため、単にノ
イズが発生する１０ＫＨｚ以上の周波数帯をローパスフ
ィルタで除去したときに生じる中性点電圧ＶMNの位相の
ずれを防止することができる。
【００５５】
【発明の効果】以上説明した如く本発明に係るブラシレ
スモータの駆動制御回路は、ブラシレスモータの回転速
度を変化させても、確実に中性点電圧に基づいてロータ
位置を検出することができ、安定した速度制御を行うこ
とができるという優れた効果を有する。
スモータの駆動制御回路は、ブラシレスモータの回転速
度を変化させても、確実に中性点電圧に基づいてロータ
位置を検出することができ、安定した速度制御を行うこ
とができるという優れた効果を有する。
【図１】本実施例に係るブラシレスモータの駆動制御回
路の概略図である。
路の概略図である。
【図２】ブラシレスモータの動作原理を示すタイムチャ
ートである。
ートである。
【図３】中性点電圧に基づくロータ位置検出のためのタ
イムチャートである。
イムチャートである。
【図４】（Ａ）は正規の中性電圧特性図、（Ｂ）はデュ
ーティ制御に起因するノイズを持つ中性点電圧の特性
図、（Ｃ）は（Ｂ）の一部拡大図である。
ーティ制御に起因するノイズを持つ中性点電圧の特性
図、（Ｃ）は（Ｂ）の一部拡大図である。
【図５】本実施例に係るフィルタ回路の内部を死す回路
図である。
図である。
【図６】（Ａ）は各フィルタにおけるカット領域を示す
概略特性図、（Ｂ）は各フィルタの合成によるゲイン及
び位相ずれ特性図である。
概略特性図、（Ｂ）は各フィルタの合成によるゲイン及
び位相ずれ特性図である。
【図７】（Ａ）はフィルタ取付前の中性点電圧に発生す
る減衰変化を示す特性図、（Ｂ）はフィルタ取付後の中
性点電圧の減衰変化を示す特性図である。
る減衰変化を示す特性図、（Ｂ）はフィルタ取付後の中
性点電圧の減衰変化を示す特性図である。
１１ 電圧制御発振回路
１２ リングカウンタ回路
１３ サンプルアンドホール回路
１５ Ｄフリップフロップ回路
１６ コンパレータ
１９ 三相コイル
２２ ＰＷＭ信号発生器
２４ フィルタ回路
２６ （ローパス）フィルタ
２８、３０ （バンドエリミネーション）フィルタ
Claims (3)
- 【請求項１】 複数相コイルを持つブラシレスモータの
中性点電圧の周波数よりも十分高い周波数のクロックパ
ルスを発生するクロックパルス発生手段と、 前記クロックパルスを分周して形成された第１のタイミ
ング信号に基づきサンプルホールド動作させ、前記中性
点電圧を段階的に変化させた階段状中性点電圧波形に変
換する電圧変換手段と、 前記階段状中性点電圧波形と前記中性点電圧とを比較
し、その比較結果をデータ信号として出力する比較手段
と、 前記第１のタイミング信号を出力すると共に、前記電圧
変換手段のホールド作動中に前記データ信号を読取るた
めの第２のタイミング信号を出力するタイミング信号発
生手段と、 前記第２のタイミング信号を入力し、該第２のタイミン
グ信号入力時の前記データ信号の状態を保持する論理回
路と、 該論理回路から出力される信号に基づいて各相への通電
を制御する通電制御回路と、 該通電制御回路によって供給される電圧のデューティを
変更することによって、ロータの回転速度を制御する電
圧制御回路と、 少なくとも前記電圧変換手段による前記階段状中性点電
圧の生成以前の回路中に介在され、ブラシレスモータの
中性点電圧の周波数帯域ではこの中性点電圧の位相がず
れない程度のｎ次以上の前記デューティ制御周波数のノ
イズをカットして前記中性点電圧を出力するローパスフ
ィルタと、 前記ローパスフィルタに直列に接続されて前記ローパス
フィルタから出力された前記中性点電圧が入力され、前
記ローパスフィルタから出力された前記中性点電圧に含
まれる前記ｎ（ｎは自然数）次未満の周波数のノイズを
個別にカットして前記中性点電圧を出力するバンドエリ
ミネーションフィルタと、 を有するブラシレスモータの駆動制御回路。 - 【請求項２】 複数相コイルを持つブラシレスモータの
中性点電圧の周波数よりも十分高い周波数のクロックパ
ルスを発生するクロックパルス発生手段と、 前記クロックパルスの立ち上がり間のパルス幅を持つパ
ルス幅を持つ第１のタイミング信号及び前記クロックパ
ルスの立下がり間のパルス幅を持つ第２のタイミング信
号を発生するタイミング信号発生手段と、 前記第１のタイミング信号のホールドタイミング時の前
記中性点電圧を一定に保持することによって、前記中性
点電圧が段階的に変化した階段状中性点電圧波形に変換
する電圧変換手段と、 前記中性点電圧と前記階段状中性点電圧とを比較し、比
較結果をデータ信号として出力する比較手段と、 前記第２のタイミング信号の立上がり時の前記データ信
号の状態を次の第２のタイミング信号の立上がり時まで
保持する論理回路と、 前記論理回路から出力される信号に基づいて各相への通
電を制御する通電制御回路と、 前記通電制御回路によって供給される電圧のデューティ
を変更することによって、ロータの回転速度を制御する
電圧制御回路と、 少なくとも前記電圧変換手段による前記階段状中性点電
圧の生成以前の回路中に介在され、ブラシレスモータの
中性点電圧の周波数帯域ではこの中性点電圧の位相がず
れない程度のｎ次以上の前記デューティ制御周波数のノ
イズをカットして前記中性点電圧を出力するローパスフ
ィルタと、 前記ローパスフィルタに直列に接続されて前記ローパス
フィルタから出力された前記中性点電圧が入力され、前
記ローパスフィルタから出力された前記中性点電圧に含
まれる前記ｎ（ｎは自然数）次未満の周波数のノイズを
個別にカットして前記中性点電圧を出力するバンドエリ
ミネーションフィルタと、 を有するブラシレスモータの駆動制御回路。 - 【請求項３】 直列に接続されて互いに異なる周波数の
ノイズを個別にカットする複数の前記バンドエリミネー
ションフィルタを備えることを特徴とする請求項１又は
請求項２記載のブラシレスモータの駆動制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29148694A JP3362982B2 (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | ブラシレスモータの駆動制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29148694A JP3362982B2 (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | ブラシレスモータの駆動制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08149879A JPH08149879A (ja) | 1996-06-07 |
| JP3362982B2 true JP3362982B2 (ja) | 2003-01-07 |
Family
ID=17769502
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29148694A Expired - Fee Related JP3362982B2 (ja) | 1994-11-25 | 1994-11-25 | ブラシレスモータの駆動制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3362982B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4514108B2 (ja) | 2004-05-28 | 2010-07-28 | ローム株式会社 | ブラシレスモータ駆動制御回路及びそれを用いたブラシレスモータ装置 |
-
1994
- 1994-11-25 JP JP29148694A patent/JP3362982B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08149879A (ja) | 1996-06-07 |
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