JP3462373B2

JP3462373B2 - マルチキャリア伝送装置

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Publication number: JP3462373B2
Application number: JP23292997A
Authority: JP
Inventors: 彰一郎山嵜
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1996-08-30
Filing date: 1997-08-28
Publication date: 2003-11-05
Anticipated expiration: 2017-08-28
Also published as: JPH10126374A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えばディジタ
ル・オーディオ放送やディジタル・テレビジョン放送、
無線ＬＡＮの情報伝送を行なうためのマルチキャリア伝
送システムとその伝送装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、例えばディジタル・テレビジョン
放送システムに使用するディジタル伝送方式として、マ
ルチキャリア伝送方式、つまりＯＦＤＭ（Orthogonal F
requency Division Multiplex ）が注目されている。マ
ルチキャリア伝送方式は、伝送データを一定のデータ数
ごとに区切ってブロック信号とし、このブロック信号ご
とにその信号を互いに直交する多数の搬送波（キャリ
ア）で伝送する方式である。この方式は、１キャリア当
たりのデータ伝送速度を遅くすることができるのでゴー
ストに強く、また伝送歪の影響を軽減できることから波
形等化処理を簡略化できるなどの特徴を有する。

【０００３】図１５は、マルチキャリア伝送装置の要部
構成を示す回路ブロック図であり、（ａ）は送信側の装
置の構成を、（ｂ）は受信側の装置の構成をそれぞれ示
している。

【０００４】まず送信側の装置では、情報ビット列をマ
ッピング回路（ＭＡＰ）１で変調方式に応じた信号点に
マッピングすることによりＮ個（図ではＮ＝８）ずつの
並列信号Ｘ0 〜Ｘ7 に変換し、この並列信号Ｘ0 〜Ｘ7
をＮ点の逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）２により周
波数軸上の信号から時間軸上の信号ｘ0 〜ｘ7 に変換す
る。そして、この時間軸上の信号ｘ0 〜ｘ7 を並列直列
変換器（Ｐ／Ｓ）３で並列信号から直列信号ｘT に変換
し、さらにディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）４で
アナログ信号に変換したのち、送信回路（ＴＸ）５にお
いて搬送波周波数にアップコンバートするとともに送信
電力増幅器で所定の送信電力レベルに増幅したのち、図
示しないアンテナから無線伝送路へ送信する。

【０００５】一方受信側の装置では、上記送信側の装置
から送られたマルチキャリア伝送信号を図示しないアン
テナを介して受信回路（ＲＸ）６に入力し、ここで高周
波増幅するとともにベースバンド信号にダウンコンバー
トする。そして、この受信信号をアナログ／ディジタル
変換器（Ａ／Ｄ）７でディジタル信号に変換し、さらに
直列／並列変換器（Ｓ／Ｐ）でＮ個（Ｎ＝８）ずつの受
信ブロック信号ｖ0 〜ｖ7 に変換したのち、離散フーリ
エ変換器（ＤＦＴ）９に入力する。ＤＦＴ９は上記受信
ブロック信号ｖ0 〜ｖ7 を時間軸上の信号から周波数軸
上の信号Ｖ0 〜Ｖ7 に変換し、この信号Ｖ0 〜Ｖ7 をデ
マッピング回路（ＤＭＡＰ）１０に入力する。デマッピ
ング回路は、上記信号Ｖ0 〜Ｖ7 をデマッピング処理し
て情報データを再生する。

【０００６】なお、マルチキャリア伝送方式の基本技術
は、例えばBingham,J.A.C., 「Multicarrier Modulatio
n for Data Transmission :An Idea Whose Time Has Co
me」,IEEE Commu. Mag., vol.28,no.5,pp.5-14,May 199
0.に記されている。

【０００７】ところで、多数の搬送波成分からなるマル
チキャリア伝送信号は、雑音状であり大きな振幅変動を
伴う。このため、送受信装置に設けられている増幅器な
どのアナログ回路には、十分な線形動作範囲を持たせる
必要がある。しかし、増幅回路などのアナログ回路は一
般に線形動作する信号振幅範囲が限られているため、あ
る値を超えた振幅の信号には非線形歪みが発生して、こ
れが再生データの符号誤りの原因になる。また、線形動
作範囲の広いアナログ回路を使用することは、装置のコ
ストアップや回路規模の大型化を招き好ましくない。

【０００８】そこで、従来では一般に送信側装置で情報
信号に誤り訂正符号化を施して送信し、受信側装置で誤
り訂正復号処理を行なうことにより、上記非線形歪みに
よる符号誤りに対処している。しかし、この様な誤り対
策を実施するには伝送情報に冗長データを付加する必要
があり、この冗長データの付加により伝送効率の低下が
発生する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
のマルチキャリア伝送装置では、アナログ回路の線形動
作範囲に限りがあるため、伝送信号に非線形歪みが発生
して符号誤りを引き起こすという問題があり、またこの
問題を解決しようとすると装置のコストアップや回路規
模の大型化を招いたり、また誤り制御用の冗長データを
付加することで情報伝送効率の低下を招くという別の問
題を生じていた。

【００１０】この発明は上記事情に着目してなされたも
ので、その目的は、送信または受信回路の非線形特性に
よりマルチキャリア伝送信号に発生する信号歪みを、装
置のコストアップや大型化さらには伝送効率の低下を生
じることなく推定し除去することができるマルチキャリ
ア伝送装置を提供することである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に第１の発明は、複数系列の送信情報信号に送受間で既
知の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この送信マルチキャリア信号を送信回路から伝送
路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行なうマルチ
キャリア伝送装置において、前記送信装置から伝送され
た送信マルチキャリア信号を受信するための受信回路
と、この受信回路により受信された受信マルチキャリア
信号から、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロッ
ク信号を再生するための受信ブロック信号再生手段と、
この受信ブロック信号再生手段により再生された受信ブ
ロック信号を、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換するための直交変換手段とに加え、付加雑音除去手
段を新たに備えている。そして、付加雑音除去手段にお
いて、前記直交変換手段により変換された周波数軸上の
受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号と前記既知の
送信冗長信号との差分を求め、この差分値に基づいて、
前記信号歪みにより前記周波数軸上の受信ブロック信号
に発生した付加雑音成分を推定し除去するように構成し
たものである。

【００１２】したがってこの発明によれば、例えば送信
装置の送信回路や受信装置の受信回路が有する非線形特
性により受信マルチキャリア信号に信号歪みが発生し、
この信号歪みの影響により受信ブロック信号に付加雑音
が生じても、受信冗長信号と既知の送信冗長信号との差
分値とをもとに、上記付加雑音成分が推定されて除去さ
れる。したがって、結果的に上記信号歪みは除去される
ことになり、これにより線形動作範囲の大きい高価な送
受信回路を使用しなくても、受信情報信号を高品質に再
生することが可能となる。

【００１３】また第２の発明は、信号歪み推定手段によ
り、受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号と既知の
送信冗長信号との差分値をもとに、受信マルチキャリア
信号に発生した信号歪みの性質を推定する。そして、受
信回路と前記受信ブロック信号再生手段との間に信号歪
み補償手段を設け、この補償手段において、上記信号歪
み推定手段により推定された信号歪みの性質を基に、受
信マルチキャリア信号の信号歪みを補償するようにした
ものである。

【００１４】したがってこの発明によれば、受信マルチ
キャリア信号に信号歪みが発生しても、受信マルチキャ
リア信号に対しこの信号歪みを等化するような補償処理
が行なわれることになる。このため、信号歪みが補償さ
れた受信マルチキャリア信号から受信情報信号の再生が
行なわれることになり、これにより前記第１の発明と同
様、線形動作範囲の大きい高価な送受信回路を使用しな
くても、受信情報信号を高品質に再生することが可能と
なる。

【００１５】またこの発明によれば、付加雑音の推定結
果に基づいて、直交変換前の段階で補償手段により伝送
特性そのものを補償するようにしているので、受信マル
チキャリア信号にランダム雑音などが加わった場合で
も、推定誤りを起こすことなく安定した非線形歪みの除
去を行なうことができる。

【００１６】上記第１および第２の発明は、特に次のよ
うな具体的手段を採用することでさらに有効性を増す。
すなわち、付加雑音または信号歪み推定のための冗長信
号として、近接帯域への干渉回避のために送信ブロック
信号の両端部に配置されている零シンボルもしくは制御
用のパイロットシンボルを使用するとよい。このように
すると、新たな冗長信号を付加することなく付加雑音ま
たは信号歪みの推定、除去を行なうことができ、これに
より伝送効率を低下させることなく信号歪みの影響のな
い高品質のマルチキャリア伝送が可能となる。

【００１７】さらに、送信回路から受信回路までの伝送
区間において受信マルチキャリア信号に発生した信号歪
みの発生位置および数をそれぞれ検出する検出手段を設
け、この検出手段の検出結果と、直交変換手段により変
換された周波数軸上の受信ブロック信号に含まれる受信
冗長信号と前記既知の送信冗長信号との差分値とに基づ
いて、前記付加雑音または信号歪みを推定し除去すると
よい。このようにすると、信号歪みの発生位置を既知と
して付加雑音または信号歪みの推定演算を行なうことが
できるので、演算処理を簡単化することが可能となる。

【００１８】さらに、上記付加雑音または信号歪みの推
定に際し、検出手段で検出された信号歪みの数が既知の
送信冗長信号により推定可能な数以下の場合にのみ上記
付加雑音成分または信号歪みの推定演算を行ない、信号
歪みの検出数が既知の送信冗長信号により推定可能な数
を越えている場合には付加雑音成分または信号歪みの推
定演算を行なわないようにするとよい。このようにする
と、推定可能な場合にのみ演算が行なわれることになる
ため、無駄な演算処理がさらに省かれて演算処理のより
一層の簡単化を図ることができる。

【００１９】一方第３の発明は、複数系列の第１の送信
情報信号と、この第１の送信情報信号より優先度の高い
複数系列の第２の送信情報信号とを合成して送信ブロッ
ク信号を生成したのち、この送信ブロック信号を周波数
軸上の信号から時間軸上の信号に変換して送信マルチキ
ャリア信号を生成し、この生成された送信マルチキャリ
ア信号を送信回路から伝送路へ送信する送信装置との間
で信号伝送を行なうマルチキャリア伝送装置において、
送信装置から伝送路を介して伝送された送信マルチキャ
リア信号を受信するための受信回路と、この受信回路に
より受信された受信マルチキャリア信号から、前記送信
ブロック信号に対応する受信ブロック信号を再生するた
めの受信ブロック信号再生手段と、この受信ブロック信
号再生手段により再生された受信ブロック信号を、時間
軸上の信号から周波数軸上の信号に変換するための直交
変換手段と、この直交変換手段により変換された周波数
軸上の受信ブロック信号のうち、前記第２の送信情報信
号に対応する第２の受信情報信号に対し修正処理を施す
ための修正手段とに加えて、付加雑音除去手段を備えて
いる。そして、この付加雑音除去手段において、上記修
正手段で修正する前の第２の受信情報信号と、修正後の
第２の受信情報信号とに基づいて、前記信号歪みにより
前記周波数軸上の受信ブロック信号に発生した付加雑音
成分を推定し除去するようにしたものである。

【００２０】また第４の発明は、信号歪み推定手段を設
けるとともに、受信回路と前記受信ブロック信号再生手
段との間に信号歪み補償手段を設け、信号歪み推定手段
により、修正手段で修正される前の第２の受信情報信号
と修正後の第２の受信情報信号とに基づいて、受信マル
チキャリア信号に発生した信号歪みの特性を推定する。
そして、この推定された信号歪みの特性に基づいて、信
号歪み補償手段により上記受信マルチキャリア信号の信
号歪みを補償するようにしたものである。

【００２１】すなわち、第３および第４の発明は、一般
情報信号と、この一般情報信号よりも伝送路の品質劣化
に対する対抗能力を高めた優先情報信号とを階層伝送す
るシステムでは、受信側の伝送装置において優先情報信
号が高い確率で正しく再生できることに着目し、誤り修
正後の優先情報信号をあたかも既知の冗長信号として使
用することにより、受信ブロック信号に含まれる付加雑
音の推定除去あるいは受信マルチキャリア信号に発生し
た信号歪みの推定除去を行なうようにしたものである。

【００２２】したがってこれらの発明によれば、送信装
置の送信回路や受信装置の受信回路が有する非線形歪み
により受信マルチキャリア信号に信号歪みが発生して
も、この信号歪みを、新たな冗長信号を付加することな
く除去して高品質の受信情報信号の再生を行なうことが
できる。

【００２３】さらに第５の発明は、入力された受信ブロ
ック信号を時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換
するための直交変換手段と、この直交変換手段から出力
された周波数軸上の受信ブロック信号に含まれる情報信
号を復調して情報データを再生するための復調手段に加
えて、上記直交変換手段から出力された周波数軸上の受
信ブロック信号に含まれる受信冗長信号を、既知の送信
冗長信号を基に生成した調整信号に置換するための置換
手段と、この置換手段により信号置換が行われた後の上
記周波数軸上の受信ブロック信号を、時間軸上の受信ブ
ロック信号に再変換するための逆直交変換手段と、上記
受信ブロック信号生成手段により生成された受信ブロッ
ク信号の各信号要素のうち、上記検出手段で所定量を超
える歪みが付加されていると推定された信号要素を、上
記逆直交変換手段から出力された受信ブロック信号の対
応する信号要素に置換するための修正手段を備え、さら
に上記受信ブロック信号生成手段で再生された受信ブロ
ック信号に含まれる複数の信号要素のうち、所定量を超
える歪みが付加されている信号要素の位置および数を推
定する検出手段と、制御手段とを備えている。そして、
この制御手段において、上記受信ブロック信号再生手段
から出力された受信ブロック信号を上記直交変換手段に
入力するとともに、当該直交変換手段から出力された受
信ブロック信号を上記置換手段を介して上記逆直交変換
手段に入力してその出力を基に上記修正手段に修正受信
ブロック信号を生成させ、この修正受信ブロック信号を
上記直交変換手段に入力するとともに、当該直交変換手
段から出力された受信ブロック信号を上記置換手段を介
して上記逆直交変換手段に入力してその出力を基に上記
修正手段に修正受信ブロック信号を生成させる動作を、
所定回数繰り返し実行し、この繰り返し動作が終了した
後に、上記直交変換手段から出力された受信ブロック信
号を基に上記復調手段に情報データの復調を行わせるよ
うにしたものである。

【００２４】したがってこの発明によれば、受信側の伝
送装置において、直交変換により周波数軸上の信号に変
換された受信ブロック信号中の既知の冗長信号を調整用
の信号に置換したのち逆直交変換により再度逆直交変換
し、かつ上記受信ブロック信号に非線形歪みが含まれて
いる場合にその位置を検出して、この非線形歪みが検出
された信号要素を上記逆直交変換後の受信ブロック信号
中の対応する信号要素に修正する動作が少なくとも１回
実行される。

【００２５】すなわち、ＯＦＤＭ信号の生成と分離に用
いた直交変換と逆直交変換によって付加歪みの推定と除
去も行われる。このため、直線動作範囲の十分ではない
装置や伝送路を通過することで、受信ブロック信号に非
線形歪みが発生しても、この非線形歪みは受信側の伝送
装置で推定除去される。

【００２６】また、上記付加歪みの除去が、ＯＦＤＭ信
号に既に含まれている送受間で既知の冗長信号を利用し
て行われるので、新たな冗長信号を使用する必要がな
く、これにより伝送効率の低下も生じない。

【００２７】また上記第５の発明は、受信ブロック信号
の各信号要素を統合あるいは選択してそれよりも少数の
信号要素に減らすことで、付加歪みの除去に使用する直
交変換および逆直交変換の点数を削減して演算量を低減
することが可能である。

【００２８】

【発明の実施の形態】

（第１の実施の形態）この発明の第１の実施形態は、近
接帯域に対し干渉を与えないようにするために、送信側
の伝送装置が自身の伝送帯域の両端部分でヌル信号（零
シンボル）を送信するようにしているマルチキャリア伝
送システムにおいて、受信側の伝送装置で、Ａ／Ｄ変換
器の許容入力振幅レンジにより発生するクリップ歪みを
付加雑音と看做し、Ａ／Ｄ変換器の出力より上記クリッ
プ歪みの発生位置およびその数を検出し、その検出結果
と、直交変換後の受信ブロック信号の両端の受信冗長シ
ンボルと上記既知の零シンボルとの差分値とをもとに演
算を行なうことにより上記クリップ歪みを推定して除去
するようにしたものである。

【００２９】なお、伝送帯域の両端部分でヌル信号（零
シンボル）を送信する技術については、例えばH.Sari,
G Karam,and I.Jeanclaude, "Transmission Techniques
for DigitalTerrestrial TV Broadcasting" ,IEEE Com
munication Magazine, Vol.33, No2,pp.100-109, Feb.1
995. に詳しく述べられている。

【００３０】以下、この実施の形態を図面を参照して詳
しく説明する。なお、ここではマルチキャリア数Ｎ＝８
とするとともに、送受間で既知の制御用冗長信号として
２個のヌル信号を伝送帯域の両端部分に１個ずつ挿入す
るものとして説明を行なう。図１は、この実施の形態に
係わる送信側および受信側の伝送装置の要部構成を示す
回路ブロック図であり、（ａ）が送信側の伝送装置を、
（ｂ）が受信側の伝送装置をそれぞれ示している。

【００３１】まず送信側の伝送装置では、図示しないマ
ッピング回路において、送信情報データが例えばＰＳＫ
（Phase Shift Keying）方式またはＱＡＭ（Quadrature
Amplitude Modulation ）方式に応じて複素平面上の位
相位置にマッピングされ、このマッピングされた送信情
報信号Ｘ1 〜Ｘ6 が逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ；
Inverse Discrete Fourier Transform）１１に入力され
る。またこのときＩＤＦＴ１１には、信号ブロックの両
端の１シンボルを零シンボルとするためのヌル信号Ｘ0
，Ｘ7 が入力される。

【００３２】ＩＤＦＴ１１では、上記入力された６個の
送信情報信号Ｘ1 〜Ｘ6 と２個のヌル信号Ｘ0 ，Ｘ7 と
からなる送信ブロック信号Ｘを、周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換する処理が行なわれる。すなわ
ち、ＩＤＦＴ１１からは次のような時間軸上の送信ブロ
ック信号ｘが出力される。ｘ＝（ｘ0 ｘ1 …ｘN-1 ）T ここで、

【数１】

【００３３】である。

【００３４】上記ＩＤＦＴ１１から出力された送信ブロ
ック信号ｘは、並列／直列変換器（Ｐ／Ｓ；Parallel/S
erial Converter ）１２で並列信号から直列信号に変換
された後、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ；Digi
tal/Analog Converter）１３でアナログ信号に変換され
て送信信号となる。そして、この送信信号は、送信回路
（ＴＸ）１４で所定の無線周波数のマルチキャリア信号
に周波数変換され、さらに所定の送信レベルなるように
電力増幅された後、図示しないアンテナから無線伝送路
へ送信される。

【００３５】図３は、この無線伝送路により伝送される
マルチキャリア伝送信号のスペクトラムを示すもので、
両端のシンボルにヌル信号を挿入したことで側帯波を含
め与えられた帯域幅内に収まっている。ちなみに、図２
は信号ブロック両端のシンボル位置にヌル信号を挿入し
なかった場合のスペクトラム特性を示したものである。

【００３６】一方、受信側の伝送装置では、上記送信側
の伝送装置から送信された送信マルチキャリア信号が、
図示しないアンテナを介して受信回路（ＲＸ）２１に入
力される。この受信回路２１では、受信されたマルチキ
ャリア信号が高周波増幅されたのちベースバンド信号に
周波数変換され、さらにベースバンド増幅器で増幅され
る。そして、この受信回路２１から出力された受信信号
はアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ；Analog / Dig
ital Converter）２２でディジタル信号に変換される。

【００３７】ところで、上記送信マルチキャリア信号は
先に述べたように周波数軸上のＮ（Ｎ＝８）個の信号を
時間軸上のＮ（Ｎ＝８）個の信号に変換したものである
ため振幅変動を伴なう。この振幅変動は、Ｎが大きいほ
ど大きなものとなる。このため、このような信号をその
信号波形を完全な形に保持したまま受信再生するには、
上記Ａ／Ｄ２２には多くのビット数が必要となる。しか
し、実際には回路規模などの事情からＡ／Ｄ２２のビッ
ト数は制限される。つまり許容入力振幅レンジが制限さ
れる。

【００３８】このため、受信マルチキャリア信号は、Ａ
／Ｄ２２においてディジタル信号に変換される際に、許
容入力振幅レンジを超えた信号波形が例えば図４に示す
ごとくクリップされる。このクリップ動作は、図５に示
すごとく＋１．５Ｖの入力信号波形に−０．５Ｖの雑音
を付加したものとしてモデル化できる。したがって、上
記Ａ／Ｄ２２による振幅制限を付加雑音ｅの加算として
モデル化すると、Ａ／Ｄ２２の出力信号ブロックｖは、ｖ＝ｘ＋ｅと表せる。ただし、ｖ＝（ｖ0 ｖ1 …ｖN-1 ）ｅ＝（ｅ0 ｅ1 …ｅN-1 ）である。

【００３９】この受信ブロック信号は、直列／並列変換
器（Ｓ／Ｐ；Serial / Parallel Converter ）２３によ
りＮ（Ｎ＝８）個の並列信号ｖに変換され、ｖi （ｉ＝
0,1,…,7）を一つの信号ブロックとしてＮ点つまり８点
の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ：Discrete Fourier Tra
nsform）２４に入力される。離散フーリエ変換器２４
は、上記８個の受信ブロック信号を時間軸上の信号から
周波数軸上の信号に変換する。すなわち、ＤＦＴ２４で
は

【数２】

【００４０】で表わされる周波数軸上の受信ブロック信
号Ｖが生成される。

【００４１】そしてこの受信ブロック信号Ｖは、除去器
（ＣＡＮ）２５および引算器２６，２７に入力される。
引算器２６，２７では、上記受信ブロック信号Ｖの両端
の２個の信号Ｖ0 ，Ｖ7 と、既知のヌル信号Ｘ0 ，Ｘ7
との差分値が求められ、これらの差分値はＣＡＮ２５に
与えられる。またＣＡＮ２５には、検出器（ＤＥＴ）２
８で検出された付加雑音の位置と数が与えられる。ＣＡ
Ｎ２５では、上記ＤＥＴ２８から与えられた付加雑音の
位置と数、および引算器２６，２７から与えられた差分
値を基に、上記周波数軸上の受信ブロック信号Ｖに含ま
れる付加雑音は推定され除去される。

【００４２】この付加雑音の推定除去動作を以下に詳し
く述べる。付加雑音ブロックｅは、先に述べたようにＡ
／Ｄ２２のクリップ動作をモデル化したものであり、し
たがってクリップが生じた信号の位置と数は特定でき
る。つまり、クリップが生じた位置に相当する要素が非
零で、他は零となる。これはＤＥＴ２８において検出で
きる。ただし、非零の要素もその大きさについてはここ
では不明である。しかし、これはＤＦＴ２４から出力さ
れる受信ブロック信号Ｖをもとに推定できる。以下にそ
の手順を述べる。

【００４３】すなわち、ＤＦＴ２４の出力信号ブロック
Ｖは、Ｖ＝Ｘ＋Ｅのように表される。ただし、Ｅ＝（Ｅ0 Ｅ1 …ＥN-1 ）T は上記クリップ歪みに相当する付加雑音ｅを離散フーリ
エ変換したものである。また（Ｘ0 Ｘ1 …Ｘt-1 ）T ，（ＸN-t ＸN-t+1 …ＸN-1 ）T は受信側で零と分かっている既知の冗長信号（ヌル信
号）である。

【００４４】したがって、（Ｅ0 Ｅ1 …Ｅt-1 ）T ，
（ＥN-t ＥN-t+1 …ＥN-1 ）Tは、Ｅk ＝Ｖk −Ｘk ，ｋ＝０，１，…，N-1 ，N-t ，N-t+1 ，…，N-1 から推定される。

【００４５】前述したように付加雑音ｅは、Ａ／Ｄ２２
によるクリップ動作をモデル化したものであるため、ｅ
のＮ個の要素（ｅi ，ｉ＝１，２，…，N-1 ）のうち、
非零の位置と数はＤＥＴ２８で検出できる。非零の要素
の数をν（ν≦２ｔ）とし、位置をｉμ，μ＝１，２，
…，νとする。ここで、付加雑音の位置多項式Λ(x)
を、

【数３】

【００４６】のように定義する。但し、Λ0 ＝１であ
り、また他のｘの係数も付加雑音の位置から計算され
る。

【００４７】（Λ0 ，Λ1 ，…，Λν）を離散フーリエ
変換したものは、 λi ＝（１／Ｎ）Λ（ω-i）である。このとき以下の関係が成立する。

【数４】

【００４８】上式において、Λk ，ｋ＝０，１，…，ν
は算出されているため、このΛk とＥk ，ｋ＝０，１，
…，N-1 ，N-t ，N-t+1 ，…，N-1 から、Ｅk ，ｋ＝ｔ，t+1 ，…，N-t-1 が算出され、最終的に情報信号Ｘk Ｘk ，ｋ＝ｔ，t+1 ，…，N-t-1 が得られる。

【００４９】付加雑音の数が冗長データ数の２ｔ個以下
ならば、付加雑音Ｅk の大きさは推定されてＣＡＮ２５
で除去できる。一方、付加雑音の数が冗長データ数の２
ｔ個より大きい場合には、付加雑音は推定できないため
ＣＡＮ２５では推定除去のための処理を行なわない。

【００５０】以上述べたようにこの実施の形態では、受
信マルチキャリア信号をＡ／Ｄ２２でディジタル信号に
変換する際に発生するクリップ歪みを付加雑音と看做
し、Ａ／Ｄ２２の出力よりＤＥＴ２８で上記クリップ歪
みの発生位置およびその数を検出するとともに、ＤＦＴ
２４から出力された周波数軸上の受信ブロック信号の両
端の情報シンボルと既知の零シンボルとの差分値を引算
器２６，２７で求め、ＣＡＮ２５において上記差分値と
上記クリップの発生位置および数の検出結果とから上記
クリップ歪みの大きさを推定してこれを除去するように
している。

【００５１】したがって第１の実施の形態によれば、Ａ
／Ｄ２２で受信マルチキャリア信号をディジタル信号に
変換する際にクリップ歪みが発生しても、その発生数が
既知の冗長データであるヌル信号の２ｔ個以下であれ
ば、このヌル信号をもとに上記クリップ歪みを推定して
除去することができる。このため、許容入力振幅レンジ
の大きい高価なＡ／Ｄを使用しなくても、高品質の受信
情報データの再生を行なうことができる。

【００５２】また、近接帯域に対し干渉を与えないよう
にする目的で既に挿入されているヌル信号を冗長データ
として利用して上記クリップ歪みを推定するようにして
いるので、新たな冗長データを付加する必要がなく、こ
れにより伝送効率の低下を生じずに上記効果を得ること
ができる。

【００５３】さらに、クリップ歪みの発生数が既知の冗
長データであるヌル信号の２ｔ個以下である場合に限り
このヌル信号をもとにしたクリップ歪みの推定除去のた
めの演算を行ない、クリップ歪みの発生数がヌル信号の
２ｔ個を超えている場合には上記推定除去のための演算
を行なわないようにすることで、無駄な推定除去演算処
理を廃して演算処理の簡単化や消費電力の低減を図るこ
とができる。

【００５４】なお、以上述べた第１の実施の形態では、
受信側の伝送装置に設けられているＡ／Ｄ２２で発生す
るクリップ歪みのみを対象として説明したが、送信側の
伝送装置においてもクリップ歪みが発生する場合にも、
これを上記Ａ／Ｄ２２で発生するクリップ歪みとともに
推定し除去することが可能である。この場合には、ＤＥ
Ｔ２８において、受信マルチキャリア信号の信号レベル
が送信側のクリップ電圧値と等しいか、またはそれより
も若干小さい場合に、受信マルチキャリア信号に付加雑
音が加わったものと看做してその位置と数を検出すれば
よい。

【００５５】また、上記第１の実施の形態では、クリッ
プ歪みによる付加雑音の推定に零シンボルを利用した
が、制御用のパイロットシンボルを利用してもよく、そ
のほか既知の制御用冗長データが伝送されている場合に
はこれを利用してもよい。

【００５６】（第２の実施の形態）この発明の第２の実
施の形態は、受信側の伝送装置において、受信回路の増
幅器等が持つ入出力特性の非線形性により発生する非線
形歪みを付加雑音と看做し、受信マルチキャリア信号よ
り上記非線形歪みの発生位置およびその数を検出する。
そして、その検出結果と、直交変換後の受信ブロック信
号の両端の受信冗長シンボルと既知の零シンボルとの差
分値とをもとに、上記非線形歪みの特性を推定する。そ
して、直交変換器の前段側に入出力特性を可変設定でき
る補償器を設け、この補償器に上記推定した非線形歪み
の特性を補償するための入出力特性を設定して、受信マ
ルチキャリア信号をこの補償器に通すことで、受信マル
チキャリア信号の非線形歪みを補償するようにしたもの
である。

【００５７】図６は、この実施形態に係わる送信側およ
び受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図で
あり、（ａ）が送信側の伝送装置を、（ｂ）が受信側の
伝送装置をそれぞれ示している。なお、同図において、
前記図１と同一部分には同一符号を付して詳しい説明は
省略する。

【００５８】受信回路（ＲＸ）２１内の増幅器等が非線
形性を有していると、受信マルチキャリア信号には非線
形歪みが発生する。例えば、増幅器の入出力特性が図７
に示すように＋１Ｖ以上および−１Ｖ以下で線形性を失
うような特性を有していると、受信マルチキャリア信号
の信号レベルが上記＋１Ｖ〜−１Ｖの線形動作範囲を超
えると、そこで非線形歪みが発生する。図９（ａ），
（ｂ）はその一例を示すもので、１．８Ｖの信号波は
１．４Ｖに振幅制限される。この増幅器等の非線形特性
による振幅制限動作は、図９（ｃ）に示すごとく＋１．
８Ｖの入力信号波形に−０．４Ｖの雑音を付加したもの
としてモデル化できる。したがって、このモデル化した
付加雑音をｅとすると、受信回路２１の出力信号ブロッ
クｖは、前記第１の実施の形態と同様にｖ＝ｘ＋ｅと表わせる。

【００５９】この受信ブロック信号は、Ａ／Ｄ２２でデ
ィジタル信号に変換された後、後述する補償器（ＣＭ
Ｐ）２９を介してＳ／Ｐ２３に入力され、このＳ／Ｐ２
３でＮ（Ｎ＝８）個の並列信号ｖに変換されたのちｖi
（ｉ＝0,1,…,7）を一つの信号ブロックとしてＮ点つま
り８点のＤＦＴ２４に入力される。ＤＦＴ２４では、上
記８個の受信ブロック信号ｖを時間軸上の信号から周波
数軸上の信号に変換するための処理が行なわれ、この周
波数軸上の受信ブロック信号Ｖから受信情報データＸが
再生される。

【００６０】ところで、この周波数軸上の受信ブロック
信号Ｖから受信情報データＸを再生する際に、推定器
（ＥＳＴ）２０および引算器２６，２７により、受信ブ
ロック信号Ｖに含まれる上記非線形歪みによる付加雑音
Ｅを推定することができる。

【００６１】すなわち、第１の実施の形態でも述べたよ
うに、ＤＦＴ２４の出力信号ブロックＶは、Ｖ＝Ｘ＋Ｅのように表される。ただし、Ｅ＝（Ｅ0 Ｅ1 …ＥN-1 ）T は上記非線形歪みに相当する付加雑音ｅを離散フーリエ
変換したものである。また、（Ｘ0 Ｘ1 …Ｘt-1 ）T ，（ＸN-t ＸN-t+1 …ＸN-1 ）T は受信側で零と分かっている既知の冗長信号（ヌル信
号）である。したがって、（Ｅ0 Ｅ1 …Ｅt-1 ）T ，（ＥN-t ＥN-t+1 …ＥN-1 ）T は、Ｅk ＝Ｖk −Ｘk ，ｋ＝０，１，…，N-1 ，N-t ，N-t+1 ，…，N-1 から推定される。

【００６２】前述したように付加雑音ｅは、受信回路２
１の非線形特性による振幅制限動作をモデル化したもの
である。このため、ｅのＮ個の要素（ｅi ，ｉ＝１，
２，…，N-1 ）のうち、非零の位置と数は前記第１の実
施の形態と同様にＤＥＴ２８で検出できる。非零の要素
の数をν，（ν≦２ｔ）とし、位置をｉμ，μ＝１，
２，…，νとすると、付加雑音の位置多項式Λ(x) は、
前記第(3) 式のように定義される。但し、Λ0 ＝１であ
り、また他のｘの係数も付加雑音の位置から計算され
る。

【００６３】（Λ0 ，Λ1 ，…，Λν）を離散フーリエ
変換したものは、 λi ＝（１／Ｎ）Λ（ω-i）である。このとき、前記第(4) 式の関係が成立する。こ
の第(4) 式において、Λk ，ｋ＝０，１，…，νは算出
されているため、このΛk とＥk ，ｋ＝０，１，…，N-
1 ，N-t ，N-t+1 ，…，N-1 から、Ｅk ，ｋ＝ｔ，t+1 ，…，N-t-1 が算出される。

【００６４】付加雑音の数が冗長データ数の２ｔ個以下
ならば、付加雑音Ｅk の大きさはＥＳＴ２０で推定さ
れ、その推定値が正しければ、受信信号Ｖk ，ｋ＝ｔ，
t+1 ，…，N-t-1 から、推定雑音信号Ｅk ，ｋ＝ｔ，t+
1 ，…，N-t-1 を減算することにより、情報信号Ｘk ，
ｋ＝ｔ，t+1 ，…，N-t-1 を得ることができる。一方、
付加雑音の数が冗長データ数の２ｔ個より大きい場合に
は、付加雑音は推定できないためＥＳＴ２０では推定の
ための処理を行なわない。

【００６５】しかしながら、以上のケースは、受信回路
２１の線形動作範囲では非線形性を全く持たず、かつ非
線形動作のモデル化による付加雑音のみを考慮した場合
を前提にしたものであり、実際のケースとは必ずしも一
致しない。実際のケースでは、受信回路２１の線形動作
範囲にも若干の非線形性があり、さらにランダム付加雑
音も存在するため、前記した付加雑音の推定値には誤差
がある。

【００６６】そこで、この第２の実施の形態では、前記
第１の実施の形態で述べたように付加雑音をＣＡＮ２５
で直接減算せずに、次のような処理により非線形歪みの
除去を行なっている。

【００６７】すなわち、ＥＳＴ２０において、周波数領
域の推定雑音ブロックＥ＝（Ｅ0 Ｅ1 …ＥN-1 ）T にＩＤＦＴ処理を施し、時間軸上のｅ＝（ｅ0 ｅ1 …ｅN-1 ）T を得る。これは、非線形特性の付加雑音モデルである。

【００６８】Ｎ個の信号からなる信号ブロック内で、電
圧値ｘの信号がｖ＝ｘ−ｅとして受信されたとすると、電圧値−ｅの雑音が付加さ
れたものとしてモデル化される。このとき、Ａ／Ｄ２２
とＳ／Ｐ２３との間に補償器（ＣＭＰ）２９を設け、こ
のＣＭＰ２９において、上記受信信号値ｖに対しｇ(v) ＝１＋ｅ／ｖの利得を乗算すると、電圧値ｘはｘ＝ｖ＋ｅとなり、正しい信号となる。

【００６９】ここで、推定した雑音が誤差を含むことを
考慮して、ｇ(v) ＝１＋αｅ／ｖのように係数α（α＜１）を設定して徐々に修正してい
く。

【００７０】複数の信号ブロックに対し、前述の雑音推
定を繰り返すと、例えば図８に示すような種々の受信電
圧値ｖに対する修正修正利得ｇ(v) の関係が得られる。
ｖに対するｇ(v) を滑らかに結ぶことにより、ＣＭＰ２
９の入出力特性を得ることができる。

【００７１】以上のように第２の実施の形態では、ＤＥ
Ｔ２８で検出された非線形歪みの位置と数、および既知
の零シンボルＸ0 ，Ｘ7 を用いて、推定器（ＥＳＴ）２
０において上記非線形歪みによる付加雑音を推定する。
またＡ／Ｄ２２とＳ／Ｐ２３との間に補償器（ＣＭＰ）
２９を設けて、このＣＭＰ２９に上記ＥＳＴ２０による
付加雑音の推定結果をもとに受信回路２１の非線形特性
を補償するための修正入出力特性を設定し、このＣＭＰ
２９により受信マルチキャリア信号の非線形歪みを補償
するようにしている。

【００７２】したがって第２の実施の形態によれば、受
信回路２１の非線形特性ばかりでなく、線形動作範囲に
存在する若干の非線形性や、さらにはランダム付加雑音
をも考慮して、受信マルチキャリア信号の非線形歪みを
補償することが可能となる。したがって、さらに高品質
の受信情報データの再生を行なうことができる。またこ
の第２の実施の形態においても、非線形歪みを推定する
ための冗長信号としては信号ブロックの両端に元来挿入
されている零シンボルを利用しているので、新たな冗長
信号を設ける必要がなく、これにより伝送効率の低下は
生じない。また、非線形特性を推定するためのトレーニ
ング信号も不要である。

【００７３】なお、上記第２の実施の形態では、受信側
の伝送装置においてのみ非線形歪みが発生するものとし
て説明したが、送信側の伝送装置において非線形歪みが
発生する場合にもこれを受信側で発生する非線形歪みと
共に推定し除去することが可能である。この場合には、
ＤＥＴ２８において、受信マルチキャリア信号の信号レ
ベルが送信側で非線形歪みを起こす境界の電圧値と等し
いか、またはそれよりも若干小さい場合に、受信マルチ
キャリア信号には送信側の非線形歪みによる付加雑音が
加わっているものとしてその位置と数を検出すればよ
い。

【００７４】また、上記第２の実施の形態では非線形歪
みによる付加雑音の推定に零シンボルを利用したが、制
御用のパイロットシンボルを利用してもよく、その他既
知の制御用冗長データが伝送されている場合にはこれを
利用してもよい。

【００７５】（第３の実施の形態）この発明の第３の実
施の形態は、一般情報信号とそれよりも重要性の高い優
先情報信号とを多重化して階層伝送するマルチキャリア
伝送システムにおいて、優先情報信号には伝送品質の劣
化に対し高い対抗能力が与えられることから受信側では
優先情報信号を高確率で正しく再生できることに着目
し、誤り修正後の優先情報信号をあたかも既知の冗長信
号として使用することにより、受信ブロック信号に含ま
れる付加雑音の推定除去を行なうようにしたものであ
る。

【００７６】マルチキャリア階層伝送の用途としては、
例えば映像信号を放送するシステムへの適用が考えられ
ている。すなわち、映像信号の高周波成分を一般情報信
号として伝送し、映像信号の直流成分や低周波成分、各
種制御情報を優先情報信号として伝送する。このように
すると、伝送条件が劣悪な場合でも、受信側の伝送装置
では少なくとも映像信号の直流成分、低周波成分および
各種制御情報を再生することができ、これにより最低限
の映像情報を再生することができる。

【００７７】また、優先情報信号に伝送品質の劣化に対
し高い対抗能力を与えるための手段としては、例えば次
のようなものがある。 (1) 多値数を減らして信号点間距離を大きくした変調を
施す。 (2) 信号電力を大きくする。 (3) 強力な誤り訂正符号化を施す。

【００７８】なお、階層伝送に関しては、例えばK.Ramc
handran,A.Ortega,K.Metin Uz,andM.Varrerli "Multire
solution Broadcast for Digital HDTV Using Joint So
urce/Channel Coding ",IEEE Journal on Selected Are
as in Communications, Vol11, No1, pp.6-23 ,Jan. 19
93.に詳しく記されている。

【００７９】以下、この実施の形態を図面を参照して詳
しく説明する。なお、ここではマルチキャリア数Ｎ＝８
とし、このうちの２個を使用して優先情報を伝送し、残
りの６個のを使用して非優先情報を伝送するものとして
説明を行なう。

【００８０】図１０は、この実施の形態に係わる送信側
および受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図であり、（ａ）が送信側の伝送装置を、（ｂ）が受信
側の伝送装置をそれぞれ示している。なお、同図におい
て、前記図１と同一部分には同一符号を付して詳しい説
明は省略する。

【００８１】まず送信側の伝送装置において、送信しよ
うとする情報ビット列が、優先情報のビット列ａａ＝（ａ0 ａ1 ａ2 …）と、非優先情報のビット列ｂｂ＝（ｂ0 ｂ1 ｂ2 …）からなるものとする。

【００８２】これらの優先情報のビット列ａおよび非優
先情報のビット列ｂは、それぞれ第１のマッピング回路
（ＭＡＰ１）３１および第２のマッピング回路（ＭＡＰ
２）３２にそれぞれ入力される。第１のマッピング回路
３１は、優先情報ビット列ａを２ビットずつＱＰＳＫの
信号点にマッピングする。これに対し第２のマッピング
回路３２は、非優先情報ビット列ｂを４ビットずつ１６
ＱＡＭの信号点にマッピングする。

【００８３】ＱＰＳＫとＱＡＭとを、ピーク電力が同一
となる条件で比較すると、ＱＰＳＫの信号点間の距離は
ＱＡＭの信号点間の距離の３倍であるため、ＱＰＳＫの
ほうがＱＡＭよりも雑音や歪みに強い。したがって、１
６ＱＡＭで変調されたビット列ｂに符号誤りが発生する
伝送路の状況下においても、ＱＰＳＫで変調されたビッ
ト列ａには誤りが発生しない確率が高い。ただし、伝送
効率は１６ＱＡＭで変調したビット列ｂのほうが高い。

【００８４】上記第１および第２のマッピング回路３
１，３２からＩＤＦＴ１１に入力される信号ブロックＸ
をＸ＝（Ｘ0 Ｘ1 Ｘ2 …ＸN-1 ）T とするとき、このうちの２ｔ個（図１０ではｔ＝１）の（Ｘ0 Ｘ1 Ｘ2 …Ｘ2t-1）T が優先情報ビット列ａにＱＰＳＫ変調を行なった情報信
号となり、また残りのＮ−２ｔ個の信号（Ｘ2t Ｘ2t+1 …ＸN-1 ）T が非優先情報ビット列ｂに１６ＱＡＭ変調を行なった情
報信号となる。ここで、（）T はブロックの転置を意
味する。

【００８５】上記Ｎ個の送信ブロック信号Ｘが入力され
るとＩＤＦＴ１１では、前記第１の実施の形態において
述べたように、上記送信ブロック信号Ｘを周波数軸上の
信号から時間軸上の信号に変換する処理が行なわれ、こ
れによりＩＤＦＴ１１からは第(1) 式に示した時間軸上
の送信ブロック信号ｘが出力される。

【００８６】そして、このＩＤＦＴ１１から出力された
送信ブロック信号ｘは、並列／直列変換器（Ｐ／Ｓ）１
２で並列信号から直列信号に変換された後、ディジタル
／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１３でアナログ信号に変換
されて送信マルチキャリア信号となる。そして、この送
信マルチキャリア信号は送信回路（ＴＸ）１４で所定の
無線周波数のマルチキャリア信号に周波数変換され、さ
らに所定の送信レベルなるように電力増幅されたのち、
図示しないアンテナから無線伝送路へ送信される。

【００８７】一方受信側の伝送装置では、上記送信側の
伝送装置から送信された送信マルチキャリア信号が、図
示しないアンテナで受信されて受信回路（ＲＸ）２１に
入力される。この受信回路２１では、受信されたマルチ
キャリア信号が高周波増幅されたのちベースバンド信号
に周波数変換され、さらにベースバンド増幅器で増幅さ
れる。そして、この受信回路２１から出力された受信信
号はアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）２２でディ
ジタル信号に変換される。

【００８８】ところで、受信回路（ＲＸ）２１内の増幅
器等が非線形入出力特性を有していると、前記第２の実
施の形態で述べたように受信マルチキャリア信号には例
えば図９（ｂ）に示したような非線形歪みが発生する。

【００８９】この増幅器等の非線形特性による振幅制限
動作は、図９（ｃ）に示したように＋１．８Ｖの入力信
号波形に−０．４Ｖの雑音を付加したものとしてモデル
化できる。したがって、このモデル化した付加雑音をｅ
とすると、受信回路２１の出力信号ブロックｖは、ｖ＝ｘ＋ｅと表わせる。

【００９０】この受信ブロック信号は、Ａ／Ｄ２２でデ
ィジタル信号に変換され、さらにＳ／Ｐ２３でＮ（Ｎ＝
８）個の並列信号ｖに変換されたのち、ｖi （ｉ＝0,1,…,7）を一つの信号ブロックとしてＮ点つまり８点のＤＦＴ２
４に入力される。ＤＦＴ２４では、上記８個の受信ブロ
ック信号ｖを時間軸上の信号から周波数軸上の信号Ｖに
変換するための処理が行なわれる。

【００９１】そして、このＤＦＴ２４から出力された受
信ブロック信号Ｖは、後述する除去器（ＣＡＮ）４３を
介して受信情報信号Ｘとなり、このうち優先情報信号Ｘ
0 ，Ｘ1 は第１のデマッピング回路（ＤＭＡＰ１）４１
に入力され、かつ非優先情報信号Ｘ2 〜Ｘ7 は第２のデ
マッピング回路（ＤＭＡＰ２）４２に入力される。第１
のデマッピング回路（ＤＭＡＰ１）４１では、ＱＰＳＫ
により信号点配置された上記優先情報データＸ0 ，Ｘ1
のデマッピング処理が行なわれ、これにより優先情報デ
ータが再生される。これに対し第２のデマッピング回路
４２では、１６ＱＡＭにより信号点配置された非優先情
報信号Ｘ2 〜Ｘ7 のデマッピング処理が行なわれ、これ
により優先情報データが再生される。

【００９２】ところで、上記除去器（ＣＡＮ）４３で
は、上記受信ブロック信号Ｖから受信情報信号Ｘを推定
する際に、付加雑音を推定するための処理が行なわれ
る。以下、この推定処理の手順およびその内容について
説明する。

【００９３】すなわち、ＤＦＴ２４の出力信号ブロック
Ｖは、Ｖ＝Ｘ＋Ｅのように表される。但し、Ｅ＝（Ｅ0 Ｅ1 …ＥN-1 ）T は上記非線形歪みに相当する付加雑音ｅを離散フーリエ
変換したものである。ここで、（Ｖ0 Ｖ1 …Ｖ2t-1）T は、優先情報ビット列ａに対してＱＰＳＫ変調を行なっ
た信号成分であり、これから再生した情報ビット列は誤
りを含まないと仮定できる。なお、誤りを含むか否かの
判定は、例えば送信情報データに誤り検出のためのビッ
トを付加しておくことにより容易に行ない得る。

【００９４】第１のデマッピング回路４１で再生され
た、誤りを含まない優先情報データａは、再びマッピン
グ回路（ＭＡＰ）４４に入力され、ここでＱＰＳＫ信号
に再変調されたのち、上記ＣＡＮ４３に帰還供給され
る。ＣＡＮ４３では、この帰還された優先情報信号ａの
ＱＰＳＫ変調信号（Ｘ0 Ｘ1 …Ｘ2t-1）T を基に、（Ｅ0 Ｅ1 …Ｅ2t-1）T をＥk ＝Ｖk −Ｘk ，ｋ＝０，１，…，2t-1 から推定される。

【００９５】ここで、雑音ブロックｅのＮ個の要素（ｅ
i ，ｉ＝１，２，…，N-1 ）のうち、非零の要素の数を
ν（ν≦２ｔ）とし、位置をｉμ，μ＝１，２，…，ν
とする。そうすると、雑音の位置多項式Λ(x) は、前記
第１の実施の形態で示した第(3) 式のように定義され
る。但し、Λ0 ＝１である。（Λ0 ，Λ1 ，…，Λν）
を離散フーリエ変換したものは、 λi ＝（１／Ｎ）Λ（ω-i）である。このとき、前記第(4) 式に示した関係が成立す
る。

【００９６】前述したようにＥk ＝Ｖk −Ｘk ，ｋ＝０，１，…，2t-1 は推定済みであるため、これより Λk ，ｋ＝０，１，…，ν を算出することができ、付加雑音の位置を特定できる。
次に、このΛk ，ｋ＝０，１，…，νと、Ｅk ，ｋ＝
０，１，…，2t-1とから、Ｅk ，ｋ＝2t，2t+1，…，N-1 が算出される。

【００９７】付加雑音の数νがｔ個以下ならば、それら
の位置と大きさは除去器（ＣＡＮ）４３で推定される。
そして、受信信号Ｖk ，ｋ＝２ｔ，2t+1，…，N-1 か
ら、推定雑音信号Ｅk ，ｋ＝２ｔ，2t+1，…，N-1 を減
算することにより、非優先情報ビット列Ｘk ，ｋ＝２
ｔ，2t+1，…，N-1 を得ることができる。

【００９８】ところで、以上の説明では、付加雑音の数
νがｔ以下の場合についての付加雑音の位置および大き
さを推定する手法を示した。以下では、付加雑音の数ν
が２ｔ以下であり、かつ雑音の位置が予め推定されてい
る場合に、上記２ｔ個の雑音の大きさを推定する手法に
ついて説明する。付加雑音ブロックｅは、受信回路２１
の増幅器の非線形動作をモデル化したものとすると、非
線形動作を生じた信号の位置と数は特定できる。つま
り、ｅのＮ個の要素のうち、非線形動作の生じた位置に
相当する要素が非零となり、その他は零となる。但し、
非零の要素もその大きさはここでは不明であり、以後の
推定処理により推定される。

【００９９】上記したように付加雑音ブロックｅを、受
信回路２１の増幅器の非線形動作をモデル化したものと
すると、ｅのＮ個の要素（ｅi ，ｉ＝１，２，…，N-1
）のうち，非零の位置と数は検出器（ＤＥＴ）２８で
検出できる。なお、この検出手法としては、例えばある
レベル以上の信号が入力されたときに、これを非線形動
作が加わった信号と判定する手法が用いられる。

【０１００】このとき、雑音ブロックｅのＮ個の要素
（ｅi ，ｉ＝１，２，…，N-1 ）のうち、非零の要素の
数をν，（ν≦２ｔ）とし、位置をｉμ，μ＝１，…，
νとしたときの、雑音の位置多項式Λ(x) （第(3) 式）
の係数Λk ｋ＝０，１，…，νは直接算出することがで
きる。そして、この係数Λk ｋ＝０，１，…，νと、Ｅ
k ，ｋ＝０，１，…，2t-1とから、Ｅk ，ｋ＝２ｔ，2t
+1，…，N-1 を算出することができる。

【０１０１】ここで、付加雑音の数が２ｔ個以下ならば
付加雑音Ｅk の位置と大きさはＣＡＮ４３で推定され、
受信信号Ｖk ，ｋ＝２ｔ，2t+1，…，N-1 から、推定雑
音信号Ｅk ，ｋ＝２ｔ，2t+1，…，N-1 を減算すること
により、非優先情報ビット列Ｘk ，ｋ＝２ｔ，2t+1，
…，N-1 を得ることができる。一方、付加雑音の数が冗
長信号のシンボル数の２ｔ個より大きい場合には、付加
雑音は推定できないためＣＡＮ４３では推定除去のため
の処理を行なわない。

【０１０２】以上述べたように第３の実施の形態では、
階層伝送される重要度の異なる情報データのうち伝送品
質の劣化に比較的強いＱＰＳＫ変調方式を用いて伝送さ
れる優先情報データを利用して、受信回路２１の非線形
特性により受信マルチキャリア信号に発生する非線形歪
みに相当する付加雑音を、ＤＦＴ２４の出力側に設けら
れたＣＡＮ４３で推定し除去するようにしている。

【０１０３】したがって、この実施の形態によれば、受
信回路２１の増幅器等が有する非線形性により受信マル
チキャリア信号に非線形歪みが発生しても、この非線形
歪みを付加雑音として推定し除去することができる。し
たがって、線形動作範囲の大きい高価な増幅器などを用
いることなく、高品質の受信情報データの再生を行なう
ことができる。

【０１０４】また、信頼性の高い優先情報信号を冗長信
号として使用することにより付加雑音の推定処理を行な
っているので、トレーニング信号やその他の冗長信号を
新たに伝送する必要がなく、これにより伝送効率の低下
を生じずに上記効果を得ることができる。

【０１０５】なお、上記第３の実施の形態では、受信側
の伝送装置においてのみ非線形歪みが発生するものとし
て説明したが、送信側の伝送装置において非線形歪みが
発生する場合にも、これを受信側で発生する非線形歪み
と共に推定し除去することが可能である。この場合に
は、ＤＥＴ２８において、受信マルチキャリア信号の信
号レベルが送信側で非線形歪みを起こす境界の電圧値と
等しいか、またはそれよりも若干小さい場合に、受信マ
ルチキャリア信号には送信側の非線形歪みによる付加雑
音が加わっているものとしてその位置と数を検出すれば
よい。

【０１０６】また上記第３の実施形態では、１信号ブロ
ックのうちのＸk ，ｋ＝０，１，…，2t-1を優先度の高
い情報としたが、優先度の高い情報のブロック内におけ
る位置はこれに限定されることなく、連続した２ｔ個で
あれば任意に設定可能である。例えば、ＤＦＴの巡回構
造を考慮すると、ブロックの両端に分けて配置してもよ
い。

【０１０７】さらに、優先度の高い情報のブロック内の
位置は時間経過に従って変化させるようにしてもよい。
このようにすると、伝送路に周波数選択性フェージング
などが発生し、その影響で特定の周波数の信号の劣化が
著しいような場合の特性を改善することができる。但
し、これを実現するには、優先情報の位置変化のルール
を送信側と受信側とで予め取り決めておくか、または変
化を表わす情報を送信側から受信側へあるいは受信側か
ら送信側へその都度伝達する必要がある。

【０１０８】さらに、優先情報データおよび非優先情報
データの変調方式についても、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭに
限ることはない。

【０１０９】（第４の実施の形態）前記第３の実施の形
態では、１個の信号ブロックごとに付加雑音を推定し
て、減算により除去を行なったが、この方式は受信回路
２１の線形動作範囲では非線形性を全く持たず、かつ非
線形動作のモデル化による付加雑音のみを考慮した場合
を前提にしたものであり、実際のケースとは必ずしも一
致しない。実際のケースでは、受信回路２１の線形動作
範囲にも若干の非線形性があり、さらにランダム付加雑
音も存在するため、前記した付加雑音の推定値には誤差
がある。

【０１１０】そこで、この発明の第４の実施の形態で
は、前記第３の実施の形態で述べたように付加雑音をＣ
ＡＮ４３で直接減算せずに、次のような処理により非線
形歪みの除去を行なっている。

【０１１１】図１１は、この第４の実施の形態に係わる
送信側および受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブ
ロック図であり、（ａ）が送信側の伝送装置を、（ｂ）
が受信側の伝送装置をそれぞれ示している。なお、同図
において、前記図１０と同一部分には同一符号を付して
詳しい説明は省略する。

【０１１２】すなわち、前記第２の実施の形態と同様
に、推定器（ＥＳＴ）４５おいて、周波数領域の推定雑
音ブロックＥ＝（Ｅ0 Ｅ1 …ＥN-1 ）T にＩＤＦＴ処理を施し、時間軸上のｅ＝（ｅ0 ｅ1 …ｅN-1 ）T を得る。これは、非線形特性の付加雑音モデルである。

【０１１３】Ｎ個の信号からなる信号ブロック内で、電
圧値ｘの信号がｖ＝ｘ−ｅとして受信されたとすると、電圧値−ｅの雑音が付加さ
れたものとしてモデル化される。このとき、Ａ／Ｄ２２
とＳ／Ｐ２３との間に補償器（ＣＭＰ）４６を設け、こ
のＣＭＰ４６において、上記受信信号値ｖに対しｇ(v) ＝１＋ｅ／ｖの利得を乗算すると、電圧値ｘはｘ＝ｖ＋ｅとなり、正しい信号となる。ここで、推定した雑音が誤
差を含むことを考慮して、ｇ(v) ＝１＋αｅ／ｖのように係数α（α＜１）を設定して徐々に修正してい
く。

【０１１４】複数の信号ブロックに対し、前述の雑音推
定を繰り返すと、例えば図８に示したような種々の受信
電圧値ｖに対する修正修正利得ｇ(v) の関係が得られ
る。ｖに対するｇ(v) を滑らかに結ぶことにより、ＣＭ
Ｐ２９の入出力特性を得ることができる。

【０１１５】以上のように第４の実施の形態では、デマ
ッピング回路４１で再生された優先情報データａをマッ
ピング回路４４で再マッピングして推定器（ＥＳＴ）４
５に供給し、このＥＳＴ４５において上記再マッピング
された優先情報データを用いて非線形歪みによる付加雑
音を推定する。また、Ａ／Ｄ２２とＳ／Ｐ２３との間に
補償器（ＣＭＰ）４６を設けて、このＣＭＰ４６に上記
ＥＳＴ４５による付加雑音の推定結果をもとに受信回路
２１の非線形特性を補償するための修正入出力特性を設
定し、このＣＭＰ４６により受信マルチキャリア信号の
非線形歪みを補償するようにしている。

【０１１６】したがってこの実施形態によれば、受信回
路２１の非線形特性ばかりでなく、線形動作範囲に存在
する若干の非線形性や、さらにはランダム付加雑音をも
考慮して、受信マルチキャリア信号の非線形歪みを補償
することが可能となる。したがって、さらに高品質の受
信情報データの再生を行なうことができる。またこの実
施の形態においても、非線形歪みを推定するための冗長
データとしては、階層伝送される各情報データのうち伝
送品質の劣化に強い優先情報データａの再マッピングデ
ータを利用しているので、トレーニング信号や新たな冗
長データを用いる必要がなく、これにより伝送効率の低
下を生じることなく非線形歪みの推定除去を行なうこと
ができる。

【０１１７】なお、以上の実施形態では、優先情報デー
タを伝送品質の劣化に強くするために、ＱＰＳＫのよう
に多値数を減らして信号点間距離を大きくする変調方式
を採用したが、これには限定されず信号電力を大きく設
定したりより強力な誤り訂正符号化方式を採用するよう
にしてもよい。

【０１１８】また、第４の実施の形態では、受信側の伝
送装置においてのみ非線形歪みが発生するものとして説
明したが、送信側の伝送装置において非線形歪みが発生
する場合にもこれを受信側で発生する非線形歪みと共に
推定し除去することが可能である。この場合には、ＤＥ
Ｔ２８において、受信マルチキャリア信号の信号レベル
が送信側で非線形歪みを起こす境界の電圧値と等しい
か、またはそれよりも若干小さい場合に、受信マルチキ
ャリア信号には送信側の非線形歪みによる付加雑音が加
わっているものとしてその位置と数を検出すればよい。

【０１１９】（第５の実施の形態）この発明の第５の実
施の形態は、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）および離
散フーリエ変換（ＤＦＴ）をＮ個の搬送波信号からなる
ＯＦＤＭ信号の生成と分離に使用するだけでなく、受信
側の伝送装置において付加歪みの推定とその除去に使用
するようにし、この付加歪みの推定と除去をＯＦＤＭ信
号の両端部位に配置された零シンボルのキャリアを冗長
信号として利用することで行うようにしたものである。

【０１２０】以下、この実施の形態を図面を参照して詳
しく説明する。なお、ここではマルチキャリア数Ｎ＝８
とするとともに、送受間で既知の冗長信号として４個の
ヌル信号を伝送帯域の両端部分に２個ずつ挿入するもの
として説明を行なう。

【０１２１】図１２および図１３はそれぞれ、この実施
の形態に係わる送信側および受信側の各伝送装置の要部
構成を示す回路ブロック図である。なお、同図におい
て、前記図１と同一部分には同一符号を付してある。

【０１２２】先ず送信側の伝送装置において、４個の情
報データは変調器（Ｍｏｄｕ）１０に入力され、ここで
ＰＳＫまたはＱＡＭなどの変調規則に従い複素数の信号
点空間にマッピングされる。そして、この変調された４
個の情報信号Ｘ2 ，Ｘ3 ，Ｘ4 ，Ｘ5 は、ヌル信号から
なる４個の冗長信号Ｘ0 ，Ｘ1 ，Ｘ6 ，Ｘ7 とともに、
８個の要素からなる送信ブロック信号（Ｘ0 Ｘ1 …Ｘ7
）として８点のＩＤＦＴ１１に入力される。ＩＤＦＴ
１１では、上記送信ブロック信号が周波数軸上の信号か
ら時間軸上の信号に変換され、送信ブロック信号（ｘ0
ｘ1 …ｘ7 ）となって出力される。但し、

【数５】

【０１２３】である。

【０１２４】次に上記時間軸上の送信ブロック信号（ｘ
0 ｘ1 …ｘ7 ）は、並列直列変換器（Ｐ／Ｓ）１２で並
列信号から直列信号に変換され、さらに図示しないディ
ジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）でアナログ信号に変
換され、しかるのち送信機（ＴＸ）１４において伝送帯
域の無線周波数に周波数変換され、かつ所定の送信電力
レベルに増幅されたのち、アンテナから伝送路へ送信さ
れる。

【０１２５】これに対し受信側の伝送装置では、上記伝
送路を経て送られたマルチキャリア信号は受信機（Ｒ
Ｘ）２１で受信されてベースバンド信号に周波数変換さ
れ、さらに図示しないアナログ・ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ）でディジタル信号に変換されたのち、直列並列変
換器（Ｓ／Ｐ）２３に入力される。このＳ／Ｐ２３では
上記受信信号が並列の受信ブロック信号（ｗ0 ｗ1 …ｗ
7 ）に変換される。このとき、受信ブロック信号（ｗ0
ｗ1 …ｗ7 ）は、伝送系で雑音（ｅ0 ｅ1 …ｅN-1）が
付加されているものとすると、ｗm ＝ｘm ＋ｅm ，m ＝０，１，…，７のように書き表される。

【０１２６】続いてこの受信ブロック信号ｗm は、８点
のＤＦＴ２４に（ｙ0 ｙ1 …ｙ7 ）として入力される。
すなわち、ｙm ＝ｗm ，m ＝０，１，…，７である。ＤＦＴ２４では、上記受信ブロック信号ｙm が
時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換され、（Ｙ
0 Ｙ1 …ＹN-1 ）となって出力される。但し、

【数６】

【０１２７】である。

【０１２８】ここで、ＤＦＴ２４の出力は、Ｙk ＝Ｘk ＋Ｅk ，ｋ＝０，１，…，７のように書き表される。但し、（Ｅ0 Ｅ1 …Ｅ7 ）は、
付加雑音のＤＦＴ出力である。この付加雑音が零であれ
ば、Ｙk ＝Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７であり、Ｙ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，Ｙ5 を復調器（Ｄｅｍｏ
ｄ）３０に入力することで、送信情報データが再生され
る。

【０１２９】ところで、送信ブロック信号は、周波数軸
上の８個の信号を多重して生成したものであり、多重信
号数（Ｎ）が大きいほど振幅変動が大きくなる。

【０１３０】一方、送信器や受信器は、ディジタル・ア
ナログ変換器、アナログ・ディジタル変換器、増幅器な
どの各種のアナログ回路を有する。これらのアナログ回
路は、線形に動作する信号振幅の範囲が限られており、
ある値を越えた振幅の信号に対しては、信号に歪みが生
じる。ディジタル・アナログ変換器、アナログ・ディジ
タル変換器においては、ビット数で動作範囲が限定され
る。アナログ回路の線形動作範囲や精度を拡大しようと
すると高価なものとなるため、非線形性による歪みは大
きな問題となる。

【０１３１】この非線形歪みによる振幅制限動作は、先
に図９に示したように入力信号に雑音が付加されたもの
としてモデル化できる。したがって、非線形性による振
幅制限を送信ブロック信号（ｘ0 ｘ1 …ｘ7 ）に対する
雑音（ｅ0 ｅ1 …ｅ7 ）の加算としてモデル化すると、
非線形回路の出力ブロック新号（ｗ0 ｗ1 …ｗ7 ）は、ｗm ＝ｘm ＋ｅm ，ｍ＝０，１，…，７と表せる。

【０１３２】ここで、一例として、付加雑音は、受信機
に設けられた増幅器の非線形動作をモデル化したものと
する。非線形動作は振幅の大きい信号に対して生じると
仮定できるため、非線形動作を生じた信号の位置と数は
特定できる。

【０１３３】そこで、雑音の８個の要素（ｅ0 ｅ1 …ｅ
7 ）のうち非零の位置と数を、検出器（Ｄｅｔ）５６に
おいて、あるレベル以上の受信信号のサンプル点の位置
と数に等しいものとして推定する。但し、非零の要素の
大きさは不明であり、以後の処理で推定する。

【０１３４】この実施の形態では、ＤＦＴ２４から出力
された受信ブロック信号Ｙk ，ｋ＝０，１，…，７か
ら、送信ブロック信号Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７を推定
する。図１３において、Ｓ／Ｐ２３から検出器５６に入
力された受信ブロック信号ｗm ，ｍ＝０，１，…，７の
全要素が所定のレベルよりも小さい場合には、非線形動
作が加わっていない、つまり雑音ｅm ＝０，ｍ＝０，
１，…，７として、第１のスイッチ回路（Ｓｗ1 ）５１
の各スイッチＳ10，Ｓ11，…，Ｓ17は全て白丸で示す接
点に接続される。このため、ＤＦＴ２４へはｙm ＝ｗm ＝ｘm ，ｍ＝０，１，…，７が入力され、この結果ＤＦＴ２４からは

【数７】

【０１３５】より、Ｙk ＝Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７が
出力される。

【０１３６】また、このとき第２のスイッチ回路（Ｓｗ
2）５２の各スイッチＳ22，Ｓ23，Ｓ24，Ｓ25はすべて
白丸側の接点に接続される。このため、上記ＤＦＴ２４
から出力された受信ブロック信号Ｙk のうち、情報信号
に相当するＹ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4，Ｙ5 が復調器（Ｄｅｍｏ
ｄ）３０に入力され、ここで復調されて情報データが再
生される。なお、上記第１および第２のスイッチ回路
（Ｓｗ１，Ｓｗ２）５１，５２の切り換えは、検出器５
６により制御される。

【０１３７】一方、いま仮に上記Ｓ／Ｐ２３から検出器
５６に入力された受信ブロック信号ｗm ，ｍ＝０，１，
…，７の各要素のうち、ｗ3 ，ｗ6 が所定の振幅レベル
を超えていたとする。つまり、要素ｗ3 ，ｗ6 に非線形
歪みによる付加雑音が含まれていたとする。

【０１３８】この場合、先ず第１のスイッチ回路（Ｓｗ
１）５１の各スイッチＳ10，Ｓ11，…，Ｓ17は全て一旦
白丸で示す接点に接続され、これによりｙm ＝ｗm ，ｍ＝０，１，…，７がＤＦＴ２４に初期値として入力される。そして、以下
のようにステップ１とステップ２が繰り返される。

【０１３９】（ステップ１）第２のスイッチ回路（Ｓｗ
２）５２の各スイッチＳ22，Ｓ23，Ｓ24，Ｓ25はすべて
黒丸側の接点に接続される。このため、上記ＤＦＴ２４
から出力された受信ブロック信号Ｙk の各要素Ｙ0 ，Ｙ
1 ，Ｙ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，Ｙ5 ，Ｙ6 ，Ｙ7 はＩＤＦＴ５
４に入力される。但し、このとき上記受信ブロック信号
の各要素のうち、情報信号に相当するＹ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4
，Ｙ5 は直接ＩＤＦＴ５４に入力されるが、冗長信号
に相当するＹ0 ，Ｙ1 ，Ｙ6 ，Ｙ7 は掛算器５３におい
て係数εが乗算されて、Ｖk ＝εＹk ，ｋ＝０，１，６，７となってＩＤＦＴ５４に入力される。

【０１４０】ここで、上記係数εは既知の冗長信号（ヌ
ル信号）に応じてε＝０に設定してある。したがって、
上記受信ブロック信号の各要素のうちＹ0 ，Ｙ1 ，Ｙ6
，Ｙ7 は、掛算器５３において上記ε＝０が乗算され
て、すべて０に設定されてＩＤＦＴ５４に入力されるこ
とになる。すなわち、ＤＦＴ２４から出力された要素Ｙ
0 ，Ｙ1 ，Ｙ6 ，Ｙ7 が非線形歪みに起因する付加雑音
を含んでいても、これらの要素は本来の値である既知の
冗長信号（ヌル信号）に置換される。

【０１４１】なお、実際の伝送においては、非線形動作
のモデル化による付加雑音以外に、伝送路の状況等によ
るランダム付加雑音が存在することを考慮して、ε≠０
として、微少値を与える。

【０１４２】（ステップ２）ＩＤＦＴ５４では、Ｙ0 ，
Ｙ1 ，Ｙ6 ，Ｙ7 が本来の値である冗長信号（ヌル信
号）に置換された上記受信ブロック信号Ｖk ，ｋ＝０，１，…，７が、周波数軸上の信号から再び時間軸上の信号に変換さ
れ、

【数８】

【０１４３】となって出力される。

【０１４４】また、このとき第３のスイッチ回路（Ｓｗ
３）５５は、検出器５６の制御により、付加雑音が検出
された要素ｗ3 ，ｗ6 に対応するスイッチＳ33，Ｓ36の
みが黒丸側の接点に接続され、残りのスイッチが白丸側
の接点に接続される。またそれとともに第１のスイッチ
回路（Ｓｗ1 ）５１の各スイッチＳ10，Ｓ11，…，Ｓ17
は全て黒丸側の接点に接続される。このため、ＤＦＴ２
４にはｙm ＝Ｗk ，ｋ＝０，１，２，４，５，７と、ｙm ＝Ｖk ，ｋ＝３，６が入力される。

【０１４５】すなわち、ＤＦＴ２４には、今度は、受信
ブロック信号ｗ0 ，ｗ1 ，…ｗ7 のうち、非線形動作の
影響を受けた信号要素ｗ3 ，ｗ6 を、掛算器５３により
冗長信号をヌル信号に置換した上でＩＤＦＴ５４で再変
換した信号要素ｖ3 ，ｖ6 に置き換えた信号ｙm が入力
され、時間軸上の信号に変換される。

【０１４６】以上のステップ１およびステップ２は、予
め設定された所定の回数繰り返される。そして、この繰
り返し処理が終了すると、検出器５６により第２のスイ
ッチ回路（Ｓｗ2 ）の各スイッチＳ22，Ｓ23，Ｓ24，Ｓ
25は全て黒丸側の接点に切り換えられ、この結果ＤＦＴ
２４から出力された受信ブロック信号のうちの情報信号
に相当するＹ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，Ｙ5 が復調器（Ｄｅｍｏ
ｎｄ）３０にを入力されて情報データが再生される。

【０１４７】なお、検出器５６もしくはそれに代わる制
御部において、Ｓ／Ｐ２３から出力された受信ブロック
信号に含まれる各信号要素のうち、所定レベルを超える
非線形歪みが付加された信号要素の数が、送信側で挿入
される冗長信号数“４”よりも大きいかそれ以下である
かを判定する。そして、冗長信号数“４”以下の場合に
ステップ１およびステップ２による動作を実行させ、冗
長信号数“４”よりも大きい場合には推定誤差が大きく
なるため、上記したステップ１，２の処理を行わなずに
他の方策をとるようにしてもよい。

【０１４８】以上述べたように、本実施の形態では、Ｉ
ＤＦＴとＤＦＴをＮ個の信号の合成と分解だけではな
く、受信側の伝送装置における付加雑音の推定と除去に
も用いている。このため、伝送装置の非直線性等による
信号誤りが受信マルチキャリア信号に含まれていても、
この信号誤りはＤＦＴ２４およびＩＤＦＴ５４を用いた
修正処理によって修正される。またこの修正処理に使用
する２ｔ個の冗長信号は、元来送信ブロック信号に挿入
されているヌル信号であり、新たに加えられたものでは
ない。このため修正のために送信ブロック信号に別途ト
レ−ニング信号を挿入する必要はなく、これにより伝送
効率の低下も生じない。

【０１４９】（第６の実施の形態）この発明の第６の実
施の形態は、上記第５の実施の形態で述べた装置をさら
に改良したもので、非直線性による信号誤りの修正処理
に使用するＤＦＴおよびＩＤＦＴの信号点数を削減する
ことで、修正処理に要する演算量を低減するようにした
ものである。

【０１５０】すなわち、いまＮ個の要素から成る信号ブ
ロック（ｙ0 ｙ1 …ｙN-1 ）をＮ点のＤＦＴに入力し
て、時間軸上の受信ブロック信号（Ｙ0 Ｙ1 …ＹN-1 ）
を得るものとすると、

【数９】

【０１５１】となる。

【０１５２】次に、Ｎ＝ＫＭの条件で、

【数１０】

【０１５３】と置いたとき、Ｍ個の要素から成る信号ブ
ロック（ｕ0 ｕ1 …ｕM-1 ）をＭ点のＤＦＴに入力した
場合にＤＦＴから出力される信号ブロック（Ｕ0 Ｕ1 …
ＵM-1）は、

【数１１】

【０１５４】で表される。

【０１５５】この式は次のように変形できる。

【数１２】

【０１５６】以上より、Ｕk ＝Ｙk Ｋ，ｋ＝０，１，…，Ｍ−１の関係を得られる。

【０１５７】これは、Ｎ個の要素から成る信号ブロック
（Ｙ0 Ｙ1 …ＹN-1 ）のうちのＭ個の要素（Ｙ0 Ｙk …
Ｙ(M-1)K）が、（ｕ0 ｕ1 …ｕM-1 ）をＭ点のＤＦＴに
入力したときのＤＦＴの出力（Ｕ0 Ｕ1 …ＵM-1 ）から
得られることを意味している。この実施の形態は、以上
の点に着目して演算量を削減するものである。

【０１５８】図１４は、この発明の第６の実施の形態に
係わる受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図である。なお、同図において前記図１５と同一部分に
は同一符号を付してある。また以下の説明では、Ｎ＝
８，Ｍ＝４，Ｋ＝Ｎ／Ｍ＝２の場合を例にとって説明す
る。

【０１５９】Ｓ／Ｐ２３から出力された受信ブロック信
号ｗm ，ｍ＝０，１，…，７は検出器（Ｄｅｔ）６５に
入力され、ここでその振幅レベルの判定が行われる。先
ず、上記受信ブロック信号ｗm のすべての要素が所定の
振幅レベルよりも小さい場合には、非線形動作が加わっ
ていない、つまりｅm ＝０，ｍ＝０，１，…，７と見な
され、第１のスイッチ回路（Ｓｗ1 ）６１の各スイッチ
Ｓ10，Ｓ11，…，Ｓ17は全て白丸側の接点に接続され
る。このため、上記Ｓ／Ｐ２３から出力された受信ブロ
ック信号ｗm ，ｍ＝０，１，…，７は、ｙm ，ｍ＝０，
１，…，７としてＤＦＴ２４に入力され、ここで時間軸
上の信号から周波数軸上の信号Ｙm ，ｍ＝０，１，…，
７に変換される。

【０１６０】すなわち、この場合には、ｙm ＝ｗm ＝ｘm ，ｍ＝０，１，…，７となり、ＤＦＴ２４からは、

【数１３】

【０１６１】よりＹk ＝Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７が得
られる。そして、このＤＦＴ２４から出力された受信ブ
ロック信号Ｙk ＝Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７のうち、情
報信号に相当する４個の信号Ｙ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，Ｙ5 が
復調器（Ｄｅｍｏｄ）３０に入力され、ここで復調され
て情報データが再生される。

【０１６２】次に、Ｓ／Ｐ２３から検出器（Ｄｅｔ）６
５に入力された受信ブロック信号ｗm ，ｍ＝０，１，
…，７のうちで、いずれかの要素が受信機２１の非線形
動作により所定の振幅レベルよりも大きかったとする。
ここでは、例えば要素ｗ3 ，ｗ6 が所定のレベルを超え
ているものとして説明を行う。

【０１６３】この場合、先ず第３のスイッチ回路（Ｓｗ
３）６３の各スイッチＳ30，Ｓ31，Ｓ32，Ｓ33は全て一
旦白丸で示す接点に接続され、これによりｕm ＝ｗm ＋ｗm+4，ｍ＝０，１，２，３がＤＦＴ６７に初期値として入力される。そして、以下
のようにステップ１とステップ２が繰り返される。

【０１６４】（ステップ１）上記４点のＤＦＴ６７から
は、

【数１４】

【０１６５】が出力される。そして、このＤＦＴ６７の
出力信号は４点のＩＤＦＴ６９に入力される。但し、こ
の４点のＩＤＦＴ６９に入力される信号Ｕk ，ｋ＝０，
１，２，３のうち、中側の位置する２個の要素Ｕk ，ｋ
＝１，２はＶk ，ｋ＝１，２として直接ＩＤＦＴ６９入
力され、両端に位置する残りの２個の要素Ｕk ，ｋ＝
０，３は掛算器６８で係数εがかけられて、Ｖk ＝εＵ
k ，ｋ＝０，３となってＩＤＦＴ６９に入力される。

【０１６６】ここで、上記係数εは、上記ＤＦＴ６７の
出力のうちのＵk ，ｋ＝０，３を既知の冗長信号（ヌル
信号）に対応してＶ0 ＝Ｖ3 ＝０とするために、ε＝０
とする。しかし、伝送系の線形動作範囲では、全く非線
形特性を有せずかつ非線形動作のモデル化による付加雑
音のみを考慮する仮定が、実際の伝送路において厳密に
は成立しないことを考慮して、ε≠０として微少値を与
えるほうが好ましい。（ステップ２）４点のＩＤＦＴ６９からは、

【数１５】

【０１６７】が出力される。このとき、第４のスイッチ
回路（Ｓｗ4 ）６４のスイッチＳ40，Ｓ41は白丸側の接
点に接続され、残りのスイッチＳ42，Ｓ43は黒丸側の接
点に接続される。また、第３のスイッチ（Ｓｗ3 ）６３
の各スイッチＳ30，Ｓ31，Ｓ32，Ｓ33は全て黒丸側の接
点に接続される。これらのスイッチの切り換え設定は検
出器６５により制御される。

【０１６８】このため、４点のＤＦＴ６７に入力される
４個の信号のうちの２個は、ｕm ＝ｗm ，ｍ＝０，１となる。また残りの２個は、ｕm ＝ｖm ，ｋ＝２，３となる。以上のように第３および第４のスイッチ回路
（Ｓｗ3 ，Ｓｗ4 ）６３，６４を切り替え設定する理由
は次のようなものである。すなわち、４点のＩＤＦＴ６
９から出力された信号ｖm ，ｍ＝０，１，２，３のう
ち、ｖ2 とｖ3 は非線形動作の加わった要素であるが、
残りのｖ0 ，ｖ1 は非線形動作の加わっていない要素で
ある。そして、真の値はｗ0 ＋ｗ4 ，ｗ1 ＋ｗ5 であ
り、それらに置き換えてＤＦＴ６７に入力するためであ
る。

【０１６９】以上のステップ１およびステップ２は、予
め定めた所定の回数繰り返される。そして、この繰り返
し処理が終了したのちに、第１のスイッチ回路（Ｓｗ1
）の各スイッチのうち、Ｓ10，Ｓ11，Ｓ12，Ｓ14，Ｓ1
5，Ｓ17が白丸側の接点に接続され、またスイッチＳ13
は菱形接点に、さらにスイッチＳ16は黒丸側の接点に接
続される。またそれとともに、第２のスイッチ回路（Ｓ
ｗ2 ）のスイッチＳ23は菱形接点に、スイッチＳ22は黒
丸接点に接続される。

【０１７０】したがって、ＤＦＴ２４にはｗ0 ，ｗ1 ，
ｗ2 ，ｕ3 ，ｗ4 ，ｗ5 ，ｕ2，ｗ7が入力され、ここで
時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換される。そ
して、このＤＦＴ２４の出力信号Ｙk ，ｋ＝０，１，
…，７のうち、情報信号に相当するＹ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，
Ｙ5 は復調器（Ｄｅｍｏｄ）３０に入力され、ここで情
報データに復調される。

【０１７１】ところで、この第６の実施の形態では、信
号要素ｕm ，ｍ＝０，１，２，３に対して、非線形動作
の加わった大きい振幅の要素の位置と数を検出する必要
がある。ｕm ＝ｗm ＋ｗm+4 ，ｍ＝０，１，２，３をもとに、非線形動作が加わったｗm (i) から、どのｕ
m に非線形動作が加わっているかがわかる。第２の実施
の形態におけるステップ１およびステップ２の繰り返し
処理によってｕm が修正されたとき、その修正結果をも
とにｗm を修正するには、ｕm に対応する（ｗm ｗm+
4 ）のうち、非線形動作が加わっている要素がいずれか
１個であれば、１対１の対応から修正することが可能で
ある。

【０１７２】一般的には、ｕm (i) に対応する（ｗm ｗ
m+M … ｗm+(K-1)M）のうち、非線形動作が加わって
いる要素が１個であれば、１対１の対応から修正するこ
とができる。

【０１７３】また、Ｍを小さくするほど、ステップ１お
よびステップ２におけるＤＦＴ６７およびＩＤＦＴ６９
の点数の削減による演算量の削減が図られるが、その一
方で上記の１対１の対応がとれる確率が低くなる。した
がって、検出器（Ｄｅｔ）６５で、非線形動作が加わっ
ている要素の数と位置を検出して、その結果に基づいて
最適なＭの値、すなわちステップ１およびステップ２に
おけるＤＦＴ６７およびＩＤＦＴ６９の点数を選択する
ことにより、効率的な演算がなされる。

【０１７４】（第７の実施の形態）この発明の第７の実
施の形態は、第６の実施の形態の装置をさらに簡略化し
たもので、信号点数の少ないＤＦＴおよびＩＤＦＴを使
用して、受信マルチキャリア信号に含まれる複数の信号
要素のうちの特定の信号要素についてのみその非線形歪
みを修正して復調器で復調するようにしたものである。

【０１７５】図１５は、この発明の第７の実施の形態に
係わる受信側伝送装置の構成を示す回路ブロック図であ
る。なお、同図において前記図１４と同一部分には同一
符号を付して詳しい説明は省略する。

【０１７６】同図において、Ｓ／Ｐ２３から出力された
受信ブロック信号ｗm ，ｍ＝０，１，…，７は、そのま
ま８点のＤＦＴ２４に入力されて時間軸上の信号から周
波数軸上の信号Ｙk ，ｋ＝０，１，…，７に変換され
る。そして、このＤＦＴ２４から出力された受信ブロッ
ク信号Ｙk ＝Ｘk ，ｋ＝０，１，…，７のうち、情報信
号に相当する４個の信号Ｙ2 ，Ｙ3 ，Ｙ4 ，Ｙ5 が復調
器（Ｄｅｍｏｄ）３０に入力され、ここで復調されてす
べての情報データが再生される。但し、この復調データ
は、Ｓ／Ｐ２３から出力された受信ブロック信号に非線
形歪みが含まれていたとしても修正されずにそのまま復
調された信号である。

【０１７７】一方、スイッチ回路（Ｓｗ３）６３の各ス
イッチＳ30，Ｓ31，Ｓ32，Ｓ33は、全て一旦白丸で示す
接点に初期設定され、これにより上記Ｓ／Ｐ２３から出
力された受信ブロック信号ｗm ，ｍ＝０，１，…，７
は、加算回路６６で加算されたのちｕm ＝ｗm ＋ｗm+4，ｍ＝０，１，２，３となってＤＦＴ６７に入力される。そして、前記第６の
実施の形態にて述べたステップ１による処理が行われ
る。

【０１７８】すなわち、ＤＦＴ６７の出力信号は４点の
ＩＤＦＴ６９に入力される。但し、この４点のＩＤＦＴ
６９に入力される信号Ｕk ，ｋ＝０，１，２，３のう
ち、中側の位置する２個の要素Ｕk ，ｋ＝１，２はＶk
，ｋ＝１，２として直接ＩＤＦＴ６９入力され、両端
に位置する残りの２個の要素Ｕk ，ｋ＝０，３は掛算器
６８で調整信号としての係数εがかけられて、Ｖk ＝ε
Ｕk ，ｋ＝０，３となってＩＤＦＴ６９に入力される。

【０１７９】ここで、上記係数εは、前記第５および第
６の実施形態でも述べたように、上記ＤＦＴ６７の出力
のうちのＵk ，ｋ＝０，３を既知の冗長信号（ヌル信
号）に対応してＶ0 ＝Ｖ3 ＝０とするために、ε＝０に
設定してある。しかし、伝送系の線形動作範囲では、全
く非線形特性を有せずかつ非線形動作のモデル化による
付加雑音のみを考慮する仮定が、実際の伝送路において
厳密には成立しないことを考慮して、ε≠０として微少
値を与えるほうが好ましい。

【０１８０】次にステップ２による処理を実行する。す
なわち、４点のＩＤＦＴ６９からは、前記第（１５）式
に示した時間軸上の受信ブロック信号が出力される。こ
のとき、スイッチ回路（Ｓｗ4 ）６４のスイッチＳ40，
Ｓ41は白丸側の接点に接続され、残りのスイッチＳ42，
Ｓ43は黒丸側の接点に接続される。また、スイッチ（Ｓ
ｗ3 ）６３の各スイッチＳ30，Ｓ31，Ｓ32，Ｓ33は全て
黒丸側の接点に接続される。これらのスイッチの切り換
え設定は検出器６５により制御される。

【０１８１】このため、４点のＤＦＴ６７に入力される
４個の信号のうちの２個は、ｙm ＝ｗm ，ｍ＝０，１となる。また残りの２個は、ｙm ＝ｖm ，ｋ＝２，３となる。以上のように各スイッチ回路（Ｓｗ3 ，Ｓｗ4
）６３，６４を切り替え設定する理由は次のようなも
のである。すなわち、４点のＩＤＦＴ６９から出力され
た信号ｖm ，ｍ＝０，１，２，３のうち、ｖ2 とｖ3 は
非線形動作の加わった要素であるが、残りのｖ0 ，ｖ1
は非線形動作の加わっていない要素である。そして、真
の値はｗ0 ＋ｗ4 ，ｗ1 ＋ｗ5 であり、それらに置き換
えてＤＦＴ６７に入力するためである。

【０１８２】以上のステップ１およびステップ２による
修正処理は、予め定めた所定の回数繰り返される。そし
て、この繰り返し修正処理が終了すると、ＤＦＴ６７か
ら出力された信号Ｕ0，Ｕ1，Ｕ2，Ｕ3のうち情報信号に
対応する２個の要素Ｕk ，ｋ＝１，２が復調器７０に入
力され、この復調器７０により復調される。この復調デ
ータは、上記ステップ１およびステップ２の繰り返し修
正処理により非線形歪みが修正されたものである。

【０１８３】したがってこの装置によれば、前記第６の
実施の形態のようにすべてのシンボルについては非線形
歪みによる誤りを修正できないものの、受信ブロック信
号中の特定の信号要素に対応するシンボルについては非
線形歪みによる誤りを訂正することができる。しかも、
第６の実施の形態で示した第１および第２のスイッチ回
路とその切り換え制御を不要にした分だけ、回路構成お
よび制御を簡略化することができる。

【０１８４】（第８の実施の形態）この発明の第８の実
施の形態は、送信側から受信側へ情報データを優先デー
タと非優先データとに分けて階層伝送を行う場合に、送
信側の伝送装置において、優先データを送信ブロック信
号の各信号要素のうちの予め定められた位置に配置して
これをＩＤＦＴで時間軸上の信号に変換してマルチキャ
リア送信する。一方、受信側の伝送装置において、時間
軸上の受信ブロック信号を上記ＩＤＦＴより信号点数の
少ないＤＦＴおよびＩＤＦＴに入力して、これらのＤＦ
ＴおよびＩＤＦＴによる繰り返し修正処理により非線形
歪みによる信号誤りを修正したのち復調して優先データ
のみを再生するようにしたものである。

【０１８５】図１６および図１７は、この発明の第８の
実施形態に係わるマルチキャリア伝送システムの構成を
示すもので、図１６は送信側の伝送装置を、また図１７
は受信側の伝送装置をそれぞれ示している。なお、同図
において前記図１２および図１５と同一部分には同一符
号を付して詳しい説明は省略する。

【０１８６】送信側の伝送装置では、変調回路１０に入
力する４ビットの情報データＤ０，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の
うち、Ｄ０，Ｄ２に優先データを配置し、Ｄ１，Ｄ３に
非優先データを配置している。優先データとしては、例
えば符号復号化に必要な制御信号、映像信号の直流成分
や低周波成分の情報等のように、映像信号を再生する上
で必要不可欠な重要データが割り当てられ、非優先デー
タとしては映像信号の高周波成分等のような、映像を再
生する上で必要不可欠ではないが映像の品質をより良く
するための情報データが割り当てられる。

【０１８７】そうして信号位置が割り当てられた優先デ
ータおよび非優先データは、変調器（Ｍｏｄｕ）１０に
おいてＰＳＫまたはＱＡＭなどの変調規則に従い複素数
の信号点空間にマッピングされたのち、ヌル信号からな
る４個の冗長信号とともに、８個の要素からなる送信
ブロック信号（Ｘ0 Ｘ1 …Ｘ7 ）として８点のＩＤＦＴ
１１に入力される。ＩＤＦＴ１１では、上記送信ブロッ
ク信号が周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換さ
れ、この送信ブロック信号（ｘ0 ｘ1 …ｘ7 ）は並列直
列変換器（Ｐ／Ｓ）１２で並列信号から直列信号に変換
され、さらに図示しないディジタル・アナログ変換器
（Ｄ／Ａ）でアナログ信号に変換されたのち、送信機
（ＴＸ）１４から伝送路へ送信される。

【０１８８】これに対し受信側の伝送装置では、上記伝
送路を経て送られたマルチキャリア信号が受信機（Ｒ
Ｘ）２１で受信されてベースバンド信号に周波数変換さ
れ、さらに図示しないアナログ・ディジタル変換器（Ａ
／Ｄ）でディジタル信号に変換されたのち、直列並列変
換器（Ｓ／Ｐ）２３で並列の受信ブロック信号（ｗ0 ｗ
1 …ｗ7 ）に変換される。この受信ブロック信号（ｗ0
ｗ1 …ｗ7 ）は、検出器（Ｄｅｔ）６５に入力され、こ
こでその振幅レベルの判定が行われる。

【０１８９】また上記受信ブロック信号（ｗ0 ｗ1 …ｗ
7 ）は加算回路６６に入力され、ここで信号要素ｗ０と
ｗ４、ｗ１とｗ５、ｗ２とｗ６、およびｗ３とｗ７がそ
れぞれ相互に加算されて４個の信号要素からなる信号ｕ
０，ｕ１，ｕ２，ｕ３に統合される。そしてこの４個の
信号要素からなる信号ｕ０，ｕ１，ｕ２，ｕ３は、スイ
ッチ回路６３を介して４点のＤＦＴ６７に入力され、こ
こで周波数軸上の信号に変換される。

【０１９０】ＤＦＴ６７の出力信号Ｕk ，ｋ＝０，１，
２，３は、４点のＩＤＦＴ６９に入力され、ここで周波
数軸上の信号から時間軸上の信号に変換される。但し、
この４点のＩＤＦＴ６９に入力される信号Ｕk ，ｋ＝
０，１，２，３のうち、中側の位置する２個の要素Ｕk
，ｋ＝１，２はＶk ，ｋ＝１，２として直接ＩＤＦＴ
６９入力され、両端に位置する残りの２個の要素Ｕk ，
ｋ＝０，３は掛算器６８で係数εが掛けられて、Ｖk ＝
εＵk ，ｋ＝０，３となってＩＤＦＴ６９に入力され
る。係数εは、冗長信号（ヌル信号）に対応してε＝０
に設定する。なお、実際の伝送条件では種々の雑音が含
まれるので、εはこの雑音成分を考慮して設定するとよ
い。

【０１９１】またこのとき、４点のＩＤＦＴ６９から出
力された信号ｖm ，ｍ＝０，１，２，３のうち、ｖ2 と
ｖ3 は非線形動作の加わった要素であり、また残りのｖ
0 ，ｖ1 は非線形動作の加わっていない要素であるとす
ると、検出器６５により、スイッチ回路（Ｓｗ4 ）６４
のスイッチＳ40，Ｓ41は白丸側の接点に接続され、残り
のスイッチＳ42，Ｓ43は黒丸側の接点に接続される。ま
た、スイッチ（Ｓｗ3）６３の各スイッチＳ30，Ｓ31，
Ｓ32，Ｓ33は全て黒丸側の接点に接続される。このた
め、４点のＤＦＴ６７に入力される４個の信号のうちの
２個は、ｕm ＝ｗm ，ｍ＝０，１となる。また残りの２個は、ｕm ＝ｖm ，ｋ＝２，３となる。すなわち、上記スイッチ回路６４，６３の切り
替えにより、Ｓ／Ｐ２３から出力された信号のうち、非
線形歪みの影響を含む信号要素は、掛算器６８およびＩ
ＤＦＴ６９により修正された信号要素に置き換えられて
ＤＦＴ６７に入力される。

【０１９２】そして、このＤＦＴ６７で周波数軸上の信
号に再度変換された信号のうち、信号要素Ｕ１，Ｕ２は
復調器７０に入力され、ここで優先情報の再生データに
復調される。

【０１９３】このような実施形態によれば、受信側の伝
送装置において、４点のＤＦＴ６７およびＩＤＦＴ６９
を備えた修正回路によって優先データを修正した上で復
調することができる。すなわち、映像信号を構成する多
数の情報データのうち、少なくとも優先データを信号点
数の少ないＤＦＴおよびＩＤＦＴを用いた少ない演算量
により修正演算して再生することができる。したがっ
て、優先情報をもとに少なくとも情報の再生を行えるよ
うにした上で、受信側伝送装置の演算量を大幅に低減す
ることが可能となる。

【０１９４】なお、以上の説明では、送信側の伝送装置
において優先データをＤ０，Ｄ２に挿入した場合につい
て説明したが、優先データをＤ１，Ｄ３に挿入して伝送
するようにしてもよい。但し、この場合には、受信側の
伝送装置において加算器６６の前段に所定の係数を掛け
算するための掛算器を設ける必要がある。

【０１９５】（その他の実施の形態）前記第５および第
６の実施形態では、ステップ１およびステップ２の繰り
返し処理の回数を予め設定した回数だけ行うようにした
が、上記繰り返し処理により、非線形動作のために所定
レベルを超えていた信号要素のレベルが上記所定レベル
以下に低下するか否かを監視し、低下したことが検出さ
れた時点で上記繰り返し処理を終了するようにしてもよ
い。

【０１９６】また前記第６の実施の形態では、ステップ
１およびステップ２の繰り返し処理動作を、常に信号数
Ｎ（Ｎ＝８）よりも点数の少ない４点のＤＦＴ６７およ
びＩＤＦＴ６９を使用して実行するようにした。しか
し、加算器６６で加算する２つのシンボルのうちの一方
のみが非線形動作の影響を受けている場合に、上記点数
の少ないＤＦＴおよびＩＤＦＴを選択して上記繰り返し
処理を実行し、両方とも非線形動作の影響を受けている
場合には、信号数Ｎと同数の点数（８点）を持つＤＦＴ
２４およびＩＤＦＴ５４を選択して上記繰り返し処理を
実行するように構成してもよい。

【０１９７】また、前記第６、第７および第８の各実施
形態では、送信および受信ブロック信号の信号要素数を
８とし、非線形歪みによる誤りを修正するための演算で
は４点のＤＦＴおよびＩＤＦＴを用いた場合を例にとっ
て説明したが、これらの信号点数に限らないことは云う
までもない。

【０１９８】

【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
逆離散フーリエ変換のような逆直交変換と離散フーリエ
変換のような直交変換を、Ｎ個のキャリアにより伝送さ
れるマルチキャリア伝送信号の合成と分離に用いるだけ
でなく、送信側装置または受信側装置が有する非線形特
性等によりマルチキャリア伝送信号に発生した信号歪み
を推定し除去するためにも使用したことによって、送信
側装置または受信側装置に線形動作範囲の十分広い高価
な回路を用いる必要がなくなり、これにより安価な構成
でありながら高品質の情報データの再生を行ない得るマ
ルチキャリア伝送装置を提供することができる。

【０１９９】また、上記信号歪みの推定に使用する冗長
データとして、近接帯域に対する干渉を防止するために
各信号ブロックの両端部に配置される零シンボルを使用
したり、また階層伝送される各情報データのうち伝送誤
りに対し強く設計されている優先情報データを使用する
ようにしたことによって、特別なトレーニング信号や他
の冗長データを不要にすることができ、これにより伝送
効率の低下を招くことなく情報データの伝送品質を高く
保持できるマルチキャリア伝送装置を提供することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施の形態に係わる送信側お
よび受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図。

【図２】信号ブロック両端のシンボル位置にヌル信号を
挿入しなかった場合のスペクトラム特性を示す図。

【図３】信号ブロック両端のシンボル位置にヌル信号を
挿入した場合のスペクトラム特性を示す図。

【図４】Ａ／Ｄ変換器におけるクリップ動作を説明する
ための信号波形図。

【図５】クリップ動作を付加雑音の加算としてモデル化
して示す図。

【図６】この発明の第２の実施の形態に係わる送信側お
よび受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図。

【図７】受信回路における非線形入出力特性の一例を示
す図。

【図８】補償器に設定される補償用の非線形入出力特性
の一例を示す図。

【図９】受信回路の非線形特性による振幅制限動作を説
明するための信号波形図。

【図１０】この発明の第３の実施の形態に係わる送信側
および受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図。

【図１１】この発明の第４の実施の形態に係わる送信側
および受信側の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック
図。

【図１２】この発明の第５の実施の形態に係わる送信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。

【図１３】この発明の第５の実施の形態に係わる受信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。

【図１４】この発明の第６の実施の形態に係わる受信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。

【図１５】この発明の第７の実施の形態に係わる受信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。

【図１６】この発明の第８の実施の形態に係わる送信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。

【図１７】この発明の第８の実施の形態に係わる受信側
の伝送装置の要部構成を示す回路ブロック図。

【図１８】従来のマルチキャリア伝送装置を説明するた
めの回路ブロック図。

【符号の説明】

１０…変調器（Ｍｏｄｕ）１１…逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）１２…並列／直列変換器（Ｐ／Ｓ）１３…ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１４…送信回路（ＴＸ）２０…推定器（ＥＳＴ）２１…受信回路（ＲＸ）２２…アナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）２３…直列／並列変換器（Ｓ／Ｐ）２４…離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）２５…除去器（ＣＡＮ）２６，２７…引算器２８…検出器（ＤＥＴ）２９…補償器（ＣＭＰ）３０…復調器（Ｄｅｍｏｄ）３１…第１のマッピング回路（ＭＡＰ１）３２…第２のマッピング回路（ＭＡＰ２）４１…第１のデマッピング回路（ＤＭＡＰ１）４２…第２のデマッピング回路（ＤＭＡＰ２）４３…除去器（ＣＡＮ）４４…再マッピング回路（ＭＡＰ）４５…推定器（ＥＳＴ）４６…補償器（ＣＭＰ）５１，６１…第１のスイッチ回路（Ｓｗ１）５２，６２…第２のスイッチ回路（Ｓｗ２）５３…掛算器５４…再変換用の逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）５５…第３のスイッチ回路（Ｓｗ３）５６…検出器（Ｄｅｔ）６３…第３のスイッチ回路（Ｓｗ３）６４…第４のスイッチ回路（Ｓｗ４）６５…検出器（Ｄｅｔ）６６…加算器６７…４点の離散フーリエ変換器（ＤＦＴ）６８…掛算器６９…４点の逆離散フーリエ変換器（ＩＤＦＴ）７０…復調器（Ｄｅｍｏｄ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平７−46219（ＪＰ，Ａ) 特開平７−143098（ＪＰ，Ａ) 特開平８−274748（ＪＰ，Ａ) 特開平７−254915（ＪＰ，Ａ) 特開平７−321765（ＪＰ，Ａ) 特開平８−88617（ＪＰ，Ａ) 特表平４−501348（ＪＰ，Ａ) 特表平８−501195（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04J 11/00 H04L 27/18 H04L 27/34

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】複数系列の送信情報信号に送受間で既知
の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号を生成した
のち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から時
間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生成
し、この送信マルチキャリア信号を送信回路から伝送路
へ送信する送信装置との間で信号伝送を行なうマルチキ
ャリア伝送装置において、前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、この受信回路により得られた受信マルチキャリア信号か
ら、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロック信号
を再生するための受信ブロック信号再生手段と、この受信ブロック信号再生手段により再生された受信ブ
ロック信号を、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換するための直交変換手段と、この直交変換手段により変換された周波数軸上の受信ブ
ロック信号に含まれる受信冗長信号と前記既知の送信冗
長信号との差分を求め、この差分値をもとに、前記信号
歪みにより前記周波数軸上の受信ブロック信号に発生し
た付加雑音成分を推定し除去するための付加雑音除去手
段とを具備したことを特徴とするマルチキャリア伝送装
置。
【請求項２】前記付加雑音除去手段は、近接帯域への
干渉回避のために送信ブロック信号の両端部に配置され
ている零シンボルおよび制御用のパイロットシンボルの
うちの少なくとも一方を、冗長信号として使用して付加
雑音の推定除去処理を行なうことを特徴とする請求項１
記載のマルチキャリア伝送装置。
【請求項３】前記付加雑音除去手段は、前記送信回路
から受信回路までの伝送区間において前記受信マルチキ
ャリア信号に発生した信号歪みの発生位置および数をそ
れぞれ検出する検出手段を備え、この検出手段の検出結
果と、前記直交変換手段により変換された周波数軸上の
受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号と前記既知の
送信冗長信号との差分値とに基づいて、前記信号歪みに
より前記周波数軸上の受信ブロック信号に発生した付加
雑音成分を推定し除去することを特徴とする請求項１記
載のマルチキャリア伝送装置。
【請求項４】前記付加雑音除去手段は、検出手段で検
出された信号歪みの数が既知の送信冗長信号により推定
可能な数以下の場合に前記付加雑音成分を推定して除去
するための演算を行ない、前記信号歪みの検出数が既知
の送信冗長信号により推定可能な数を越えている場合に
は前記付加雑音成分を推定して除去するための演算を行
なわないことを特徴とする請求項３記載のマルチキャリ
ア伝送装置。
【請求項５】複数系列の送信情報信号に送受間で既知
の複数系列の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号
を生成したのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の
信号から時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア
信号を生成し、この送信マルチキャリア信号を送信回路
から伝送路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行な
うマルチキャリア伝送装置において、前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、この受信回路により受信された受信マルチキャリア信号
から、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロック信
号を再生するための受信ブロック信号再生手段と、この受信ブロック信号再生手段により再生された受信ブ
ロック信号を、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換するための直交変換手段と、この直交変換手段により得られた周波数軸上の受信ブロ
ック信号に含まれる受信冗長信号と前記既知の送信冗長
信号との差分を求め、この差分値を基に、前記受信マル
チキャリア信号に発生した信号歪みの性質を推定するた
めの信号歪み推定手段と、前記受信回路と前記受信ブロック信号再生手段との間に
配設され、前記信号歪み推定手段により推定された信号
歪みの特性に基づいて、前記受信マルチキャリア信号の
信号歪みを補償する補償手段とを具備したことを特徴と
するマルチキャリア伝送装置。
【請求項６】前記信号歪み推定手段は、近接帯域への
干渉回避のために送信ブロック信号の両端部に配置され
ている零シンボルを、信号歪み推定のための冗長信号と
して使用して信号歪み推定処理を行なうことを特徴とす
る請求項５記載のマルチキャリア伝送装置。
【請求項７】前記信号歪み推定手段は、前記送信回路
から受信回路までの伝送区間で前記受信マルチキャリア
信号に発生した信号歪みの発生位置および数を検出する
ための検出手段を備え、この検出手段の検出結果と、前
記直交変換手段により変換された周波数軸上の受信ブロ
ック信号に含まれる受信冗長信号と前記既知の送信冗長
信号との差分値とに基づいて、前記受信マルチキャリア
信号に発生した信号歪みの性質を推定することを特徴と
する請求項５記載のマルチキャリア伝送装置。
【請求項８】前記信号歪み推定手段は、検出手段で検
出された信号歪みの数が既知の送信冗長信号により推定
可能な数以下の場合に前記信号歪みを推定するための演
算を行ない、前記信号歪みの検出数が既知の送信冗長信
号により推定可能な数を越えている場合には前記信号歪
みを推定するための演算を行なわないことを特徴とする
請求項７記載のマルチキャリア伝送装置。
【請求項９】前記検出手段は、前記受信マルチキャリ
ア信号の信号レベルを、前記送信回路および受信回路の
少なくとも一方のダイナミックレンジに応じて予め設定
したしきい値と比較することにより、信号歪みの発生位
置および数を検出することを特徴とする請求項３又は７
記載のマルチキャリア伝送装置。
【請求項１０】前記補償手段は、入出力特性可変型の
レベル可変手段を有し、前記信号歪み推定手段による信
号歪み特性の推定結果に基づいて前記レベル可変手段の
入出力特性を可変設定することを特徴とする請求項５記
載のマルチキャリア伝送装置。
【請求項１１】複数系列の第１の送信情報信号と、こ
の第１の送信情報信号より優先度の高い複数系列の第２
の送信情報信号とを合成して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この生成された送信マルチキャリア信号を送信回
路から伝送路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行
なうマルチキャリア伝送装置において、前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、この受信回路により受信された受信マルチキャリア信号
から、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロック信
号を再生するための受信ブロック信号再生手段と、この受信ブロック信号再生手段により再生された受信ブ
ロック信号を、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換するための直交変換手段と、この直交変換手段により変換された周波数軸上の受信ブ
ロック信号のうち、前記第２の送信情報信号に対応する
第２の受信情報信号に対し修正処理を施すための修正手
段と、この修正手段で修正する前の第２の受信情報信号と、修
正後の第２の受信情報信号とに基づいて、前記信号歪み
により前記周波数軸上の受信ブロック信号に発生した付
加雑音成分を推定し除去するための付加雑音除去手段と
を具備したことを特徴とするマルチキャリア伝送装置。
【請求項１２】前記付加雑音除去手段は、前記修正手
段により修正された第２の受信情報信号および修正前の
第２の受信情報信号のスペクトラム成分から、前記周波
数軸上の受信ブロック信号に発生した付加雑音成分を推
定し除去することを特徴とする請求項１１記載のマルチ
キャリア伝送装置。
【請求項１３】前記付加雑音除去手段は、前記受信マ
ルチキャリア信号の信号レベルを、前記送信回路および
受信回路の少なくとも一方のダイナミックレンジに応じ
て予め設定したしきい値と比較することにより、信号歪
みの発生位置および発生数を検出する検出手段を有し、
この検出手段による検出結果と、前記修正手段により修
正された第２の受信情報信号および修正前の第２の受信
情報信号とを基に、付加雑音成分を推定し除去すること
を特徴とする請求項１１記載のマルチキャリア伝送装
置。
【請求項１４】複数系列の第１の送信情報信号と、こ
の第１の送信情報信号より優先度の高い複数系列の第２
の送信情報信号とを合成して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この生成された送信マルチキャリア信号を送信回
路から伝送路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行
なうマルチキャリア伝送装置において、前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、この受信回路により受信された受信マルチキャリア信号
から、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロック信
号を再生するための受信ブロック信号再生手段と、この受信ブロック信号再生手段により再生された受信ブ
ロック信号を、時間軸上の信号から周波数軸上の信号に
変換するための直交変換手段と、この直交変換手段により変換された周波数軸上の受信ブ
ロック信号のうち、前記第２の送信情報信号に対応する
第２の受信情報信号に対し修正処理を施すための修正手
段と、この修正手段で修正される前の第２の受信情報信号と、
修正後の第２の受信情報信号とに基づいて、前記受信マ
ルチキャリア信号に発生した信号歪みの性質を推定する
ための信号歪み推定手段と、前記受信回路と前記受信ブロック信号再生手段との間に
配設され、前記信号歪み推定手段により推定された信号
歪みの性質に基づいて、前記受信マルチキャリア信号の
信号歪みを補償するための補償手段とを具備したことを
特徴とするマルチキャリア伝送装置。
【請求項１５】前記信号歪み推定手段は、前記修正手
段により修正された第２の受信情報信号および修正前の
第２の受信情報信号のスペクトラム成分から、前記受信
マルチキャリア信号に発生した信号歪みの性質を推定す
ることを特徴とする請求項１４記載のマルチキャリア伝
送装置。
【請求項１６】前記信号歪み推定手段は、前記受信マ
ルチキャリア信号の信号レベルを、前記送信回路および
受信回路の少なくとも一方のダイナミックレンジに応じ
て予め設定したしきい値と比較することにより、信号歪
みの発生位置および発生数を検出する検出手段を有し、
この検出手段による検出結果と、前記修正手段により修
正された第２の受信情報信号および修正前の第２の受信
情報信号とを基に、信号歪みの特性を推定することを特
徴とする請求項１４記載のマルチキャリア伝送装置。
【請求項１７】前記補償手段は、入出力特性可変型の
レベル可変手段を有し、前記信号歪み推定手段による信
号歪み特性の推定結果に基づいて前記レベル可変手段の
入出力特性を可変設定することを特徴とする請求項１４
記載のマルチキャリア伝送装置。
【請求項１８】複数系列の送信情報信号に送受間で既
知の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この送信マルチキャリア信号を送信回路から伝送
路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行なうマルチ
キャリア伝送装置において、前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、この受信回路により得られた受信マルチキャリア信号か
ら、前記送信ブロック信号に対応する受信ブロック信号
を再生するための受信ブロック信号再生手段と、この受信ブロック信号生成手段により再生された受信ブ
ロック信号に含まれる複数の信号要素のうち、所定量を
超える歪みが付加されている信号要素の位置および数を
推定するための検出手段と、入力された受信ブロック信号を時間軸上の信号から周波
数軸上の信号に変換するための直交変換手段と、この直交変換手段から出力された周波数軸上の受信ブロ
ック信号に含まれる情報信号を復調して情報データを再
生するための復調手段と、前記直交変換手段から出力された周波数軸上の受信ブロ
ック信号に含まれる受信冗長信号を、既知の送信冗長信
号を基に生成した調整信号に置換するための置換手段
と、この置換手段により信号置換が行われた後の前記周波数
軸上の受信ブロック信号を、時間軸上の受信ブロック信
号に再変換するための逆直交変換手段と、前記受信ブロック信号生成手段により生成された受信ブ
ロック信号の各信号要素のうち、前記検出手段で所定量
を超える歪みが付加されていると推定された信号要素
を、前記逆直交変換手段から出力された受信ブロック信
号の対応する信号要素に置換するための修正手段と、制御手段とを具備し、この制御手段は、前記受信ブロック信号再生手段から出力された受信ブロ
ック信号を前記直交変換手段に入力するとともに、当該
直交変換手段から出力された受信ブロック信号を前記置
換手段を介して前記逆直交変換手段に入力してその出力
を基に前記修正手段に修正受信ブロック信号を生成させ
る第１の手段と、この第１の手段により前記修正手段で得られた修正受信
ブロック信号を前記直交変換手段に入力するとともに、
当該直交変換手段から出力された受信ブロック信号を前
記置換手段を介して前記逆直交変換手段に入力してその
出力を基に前記修正手段に修正受信ブロック信号を生成
させる動作を、少なくとも１回実行する第２の手段と、この第２の手段による動作が終了した後に、前記直交変
換手段から出力された受信ブロック信号を基に前記復調
手段に情報データの復調を行わせる第３の手段とを備え
たことを特徴とするマルチキャリア伝送装置。
【請求項１９】前記制御手段は、前記検出手段により
推定された所定量を超える歪みが付加された信号要素の
数が所定数以下であるか否かを判定する手段をさらに備
え、所定数以下の場合に前記第１、第２および第３の手
段を実行させることを特徴とする請求項１８記載のマル
チキャリア伝送装置。
【請求項２０】複数系列の送信情報信号に送受間で既
知の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この送信マルチキャリア信号を送信回路から伝送
路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行なうマルチ
キャリア伝送装置において、前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、この受信回路により得られた受信マルチキャリア信号か
ら、前記送信ブロック信号に対応する第１の受信ブロッ
ク信号を再生するための第１の受信ブロック信号再生手
段と、この第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号を基に当該第１の受信ブロック
信号よりも信号点数の少ない第２の受信ブロック信号を
生成するための第２の受信ブロック信号生成手段と、前記第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号に含まれる複数の信号要素のう
ち、所定量を超える歪みが付加されている信号要素の位
置および数を推定するための検出手段と、前記第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号の信号要素数に対応する入力信
号点数を有し、入力された信号を時間軸上の信号から周
波数軸上の信号に変換するための第１の直交変換手段
と、この第１の直交変換手段から出力された周波数軸上の受
信ブロック信号に含まれる情報信号を復調して情報デー
タを再生するための復調手段と、前記第１の直交変換手段よりも少数の入力信号点を有
し、入力された前記第２の受信ブロック信号を時間軸上
の信号から周波数軸上の信号に変換するための第２の直
交変換手段と、この第２の直交変換手段から出力された周波数軸上の第
２の受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号を、既知
の送信冗長信号を基に生成した調整信号に置換するため
の置換手段と、前記第２の直交変換手段に対応する入力信号点数を有
し、前記置換手段により信号置換が行われた後の前記第
２の受信ブロック信号を時間軸上の信号に再変換するた
めの逆直交変換手段と、前記第２の受信ブロック信号生成手段により生成された
第２の受信ブロック信号の各信号要素のうち、前記検出
手段で所定量を超える歪みが付加されていると推定され
た信号要素に対応する信号要素を、前記逆直交変換手段
から出力された第２の受信ブロック信号の対応する信号
要素に置換するための修正手段と、制御手段とを具備し、この制御手段は、前記第２の受信ブロック信号再生手段から出力された第
２の受信ブロック信号を前記第２の直交変換手段に入力
するとともに、当該第２の直交変換手段から出力された
周波数軸上の第２の受信ブロック信号を前記置換手段を
介して前記逆直交変換手段に入力してその出力を基に前
記修正手段に修正された第２の受信ブロック信号を生成
させる第１の手段と、この第１の手段により前記修正手段で得られた修正受信
ブロック信号を前記第２の直交変換手段に入力するとと
もに、当該第２の直交変換手段から出力された受信ブロ
ック信号を前記置換手段を介して前記逆直交変換手段に
入力してその出力を基に前記修正手段に修正された第２
の受信ブロック信号を生成させる動作を、少なくとも１
回実行する第２の手段と、この第２の手段による動作が終了した後に、前記第１の
受信ブロック信号生成手段により生成された第１の受信
ブロック信号の各信号要素のうち、前記検出手段で所定
量を超える歪みが付加されていると推定された信号要素
を、前記逆直交変換手段から出力された第２の受信ブロ
ック信号の対応する信号要素に置換したのち前記第１の
直交変換手段に入力し、この第１の直交変換手段から出
力された周波数軸上の第１の受信ブロック信号を基に前
記復調手段に情報データの復調を行わせる第３の手段と
を備えたことを特徴とするマルチキャリア伝送装置。
【請求項２１】送信装置が複数系列の送信情報信号の
うちの予め定められた所定の系列に優先情報信号を挿入
して送信している場合に、前記第２の受信ブロック信号
生成手段は、前記第１の受信ブロック信号生成手段によ
り生成された第１の受信ブロック信号の中から前記優先
情報信号に対応する所定の信号を選択してこれを第２の
受信ブロック信号として出力することを特徴とする請求
項２０記載のマルチキャリア伝送装置。
【請求項２２】複数系列の送信情報信号に送受間で既
知の送信冗長信号を付加して送信ブロック信号を生成し
たのち、この送信ブロック信号を周波数軸上の信号から
時間軸上の信号に変換して送信マルチキャリア信号を生
成し、この送信マルチキャリア信号を送信回路から伝送
路へ送信する送信装置との間で信号伝送を行なうマルチ
キャリア伝送装置において、前記送信装置から伝送路を介して到来した送信マルチキ
ャリア信号を受信するための受信回路と、この受信回路により得られた受信マルチキャリア信号か
ら、前記送信ブロック信号に対応する第１の受信ブロッ
ク信号を再生するための第１の受信ブロック信号再生手
段と、この第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号を基に当該第１の受信ブロック
信号よりも信号点数の少ない第２の受信ブロック信号を
生成するための第２の受信ブロック信号生成手段と、前記第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号に含まれる複数の信号要素のう
ち、所定量を超える歪みが付加されている信号要素の位
置および数を推定するための検出手段と、前記第１の受信ブロック信号生成手段により再生された
第１の受信ブロック信号の信号要素数に対応する入力信
号点数を有し、入力された信号を時間軸上の信号から周
波数軸上の信号に変換するための第１の直交変換手段
と、この第１の直交変換手段から出力された周波数軸上の受
信ブロック信号に含まれる情報信号を復調して情報デー
タを再生するための復調手段と、前記第１の直交変換手段から出力された周波数軸上の第
１の受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号を、既知
の送信冗長信号を基に生成した調整信号に置換するため
の第１の置換手段と、この第１の置換手段により信号置換が行われた後の前記
周波数軸上の第１の受信ブロック信号を、時間軸上の受
信ブロック信号に再変換するための第１の逆直交変換手
段と、前記第１の受信ブロック信号生成手段により生成された
第１の受信ブロック信号の各信号要素のうち、前記検出
手段で所定量を超える歪みが付加されていると推定され
た信号要素を、前記第１の逆直交変換手段から出力され
た受信ブロック信号の対応する信号要素に置換するため
の第１の修正手段と、前記第１の直交変換手段よりも少数の入力信号点を有
し、入力された前記第２の受信ブロック信号を時間軸上
の信号から周波数軸上の信号に変換するための第２の直
交変換手段と、この第２の直交変換手段から出力された周波数軸上の第
２の受信ブロック信号に含まれる受信冗長信号を、既知
の送信冗長信号を基に生成した調整信号に置換するため
の第２の置換手段と、前記第２の直交変換手段に対応する入力信号点数を有
し、前記第２の置換手段により信号置換が行われた後の
前記第２の受信ブロック信号を時間軸上の信号に再変換
するための第２の逆直交変換手段と、前記第２の受信ブロック信号生成手段により生成された
第２の受信ブロック信号の各信号要素のうち、前記検出
手段で所定量を超える歪みが付加されていると推定され
た信号要素に対応する信号要素を、前記第２の逆直交変
換手段から出力された受信ブロック信号の対応する信号
要素に置換するための第２の修正手段と、前記第１の受信ブロック信号再生手段から出力された第
１の受信ブロック信号を前記第１の直交変換手段に入力
するとともに、当該第１の直交変換手段から出力された
受信ブロック信号を前記第１の置換手段を介して前記第
１の逆直交変換手段に入力してその出力を基に前記第１
の修正手段に修正受信ブロック信号を生成させる第１の
手段と、この第１の手段により前記第１の修正手段で得
られた修正受信ブロック信号を前記第１の直交変換手段
に入力するとともに、当該第１の直交変換手段から出力
された受信ブロック信号を前記第１の置換手段を介して
前記第１の逆直交変換手段に入力してその出力を基に前
記第１の修正手段に修正受信ブロック信号を生成させる
動作を、少なくとも１回実行する第２の手段と、この第
２の手段による動作が終了した後に、前記第１の直交変
換手段から出力された第１の受信ブロック信号を基に前
記復調手段に情報データの復調を行わせる第３の手段と
を備えた第１の制御手段と、前記第２の受信ブロック信号再生手段から出力された第
２の受信ブロック信号を前記第２の直交変換手段に入力
するとともに、当該第２の直交変換手段から出力された
周波数軸上の第２の受信ブロック信号を前記第２の置換
手段を介して前記第２の逆直交変換手段に入力してその
出力を基に前記第２の修正手段に修正された第２の受信
ブロック信号を生成させる第１の手段と、この第１の手
段により前記第２の修正手段で得られた修正受信ブロッ
ク信号を前記第２の直交変換手段に入力するとともに、
当該第２の直交変換手段から出力された受信ブロック信
号を前記第２の置換手段を介して前記第２の逆直交変換
手段に入力してその出力を基に前記第２の修正手段に修
正された第２の受信ブロック信号を生成させる動作を、
少なくとも１回実行する第２の手段と、この第２の手段
による動作が終了した後に、前記第１の受信ブロック信
号生成手段により生成された第１の受信ブロック信号の
各信号要素のうち、前記検出手段で所定量を超える歪み
が付加されていると推定された信号要素を、前記第２の
逆直交変換手段から出力された第２の受信ブロック信号
の対応する信号要素に置換したのち前記第１の直交変換
手段に入力し、この第１の直交変換手段から出力された
周波数軸上の第１の受信ブロック信号を基に前記復調手
段に情報データの復調を行わせる第３の手段とを備えた
第２の制御手段と、前記検出手段により推定された、所定量を超える歪みが
付加されている信号要素の数が所定数より多いか否かを
判定し、所定数よりも多いと判定された場合には前記第
１の制御手段により制御を行わせ、一方所定数以下と判
定された場合には前記第２の制御手段に制御を行わせる
選択手段とを具備したことを特徴とするマルチキャリア
伝送装置。