JP3501938B2 - Pulse signal demodulation circuit - Google Patents
Pulse signal demodulation circuitInfo
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Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、赤外線データ受信
装置などで好適に実施され、光電変換素子などからの入
力パルス信号電流を矩形波パルスに整形するパルス信号
復調回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a pulse signal demodulation circuit which is preferably implemented in an infrared data receiving device or the like and shapes an input pulse signal current from a photoelectric conversion element or the like into a rectangular wave pulse.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、ＩｒＤＡ（赤外線データ通信協議
会）によって、赤外線データ通信の規格が各種制定され
るとともに、その利便性の高さから、パーソナルコンピ
ュータや携帯情報端末を中心として、周辺装置との接続
に前記ＩｒＤＡの規格に準拠した送受信装置を搭載した
製品が発売されるようになってきている。このような赤
外線データ通信装置では、図６で示すように、送信機１
から受信機２へ信号光３が空間伝送されるので、該信号
光の周波数に比べて、周波数の低い太陽光や照明光など
の外乱光４が、合わせて受信機２に入射することにな
る。したがって、背景ノイズとなる前記外乱光４の影響
を除去して、信号光３のみを抽出する必要がある。2. Description of the Related Art In recent years, various standards for infrared data communication have been established by the IrDA (Infrared Data Communication Association), and due to their high convenience, peripheral devices such as personal computers and portable information terminals have been established. Products that are equipped with a transmitter / receiver compliant with the IrDA standard for connection have been put on the market. In such an infrared data communication device, as shown in FIG.
Since the signal light 3 is spatially transmitted from the receiver 2 to the receiver 2, the ambient light 4 such as sunlight or illumination light having a lower frequency than the frequency of the signal light also enters the receiver 2 together. . Therefore, it is necessary to remove the influence of the ambient light 4 that becomes the background noise and extract only the signal light 3.
【０００３】図７は、前記受信機２における典型的な従
来技術の受信回路１１の電気的構成を示すブロック図で
ある。送信機１からの信号光３および外乱光４は、フォ
トダイオード１２によって光電変換され、該フォトダイ
オード１２からは、入力光レベルに対応した電流がアン
プ１３へ出力される。アンプ１３は、フォトダイオード
１２の出力電流を電圧変換するとともに、増幅を行う。
アンプ１３からの出力は、カップリングコンデンサ１４
およびプルアップ抵抗１５を介してアンプ１６に入力さ
れる。アンプ１６からの出力は、コンパレータ１７に与
えられ、該コンパレータ１７によって、前記プルアップ
の電圧に対応して予め定められる検波電圧Ｖｔｈでレベ
ル弁別され、その弁別結果の矩形波パルスが出力端子１
８から出力される。FIG. 7 is a block diagram showing the electrical construction of a typical prior art receiving circuit 11 in the receiver 2. The signal light 3 and the ambient light 4 from the transmitter 1 are photoelectrically converted by the photodiode 12, and a current corresponding to the input light level is output from the photodiode 12 to the amplifier 13. The amplifier 13 converts the output current of the photodiode 12 into a voltage and amplifies the current.
The output from the amplifier 13 is the coupling capacitor 14
It is also input to the amplifier 16 via the pull-up resistor 15. The output from the amplifier 16 is given to a comparator 17, and the comparator 17 discriminates the level by a detection voltage Vth which is predetermined corresponding to the voltage of the pull-up, and the rectangular wave pulse of the discrimination result is output terminal 1
It is output from 8.
【０００４】前記アンプ１３の出力電圧はまた、オート
バイアスコントロール回路２０に与えられ、該オートバ
イアスコントロール回路２０によって、前記外乱光４に
対応した低周波成分が抽出され、その低周波成分に対応
した電流が前記アンプ１３の入力側に帰還される。こう
して、大きな外乱光４に対しても、アンプ１３が飽和し
ないようになって、信号光３のみを抽出することができ
る。オートバイアスコントロール回路２０は、２次のロ
ーパスフィルタ２１，２２と、電圧／電流変換を行う電
流源２３とを備えて構成されている。The output voltage of the amplifier 13 is also applied to the auto bias control circuit 20, and the auto bias control circuit 20 extracts a low frequency component corresponding to the disturbance light 4 and corresponds to the low frequency component. The current is fed back to the input side of the amplifier 13. In this way, the amplifier 13 is not saturated even with respect to the large ambient light 4, and only the signal light 3 can be extracted. The auto-bias control circuit 20 is configured to include secondary low-pass filters 21 and 22 and a current source 23 that performs voltage / current conversion.
【０００５】図８および図９は、上述のように構成され
た受信回路１１の動作を説明するための波形図である。
図８は、前記外乱光４が比較的少ない状態を表してお
り、前記信号光３の波形が図８（ａ）で示されるとき、
アンプ１６からは、前記カップリングコンデンサ１４に
よって、図８（ｂ）で示すように、前記信号光３の波形
の微分波形が出力されることになる。これを、コンパレ
ータ１７は前記検波電圧Ｖｔｈでレベル弁別し、出力端
子１８へは、図８（ｃ）で示すような出力が導出され
る。すなわち、前記外乱光４の少ない状態では、オート
バイアスコントロール回路２０からアンプ１３の入力側
に帰還される電流が小さく、カップリングコンデンサ１
４からは、前記信号光３に対応した高周波成分が抽出さ
れることになる。8 and 9 are waveform charts for explaining the operation of the receiving circuit 11 configured as described above.
FIG. 8 shows a state in which the ambient light 4 is relatively small, and when the waveform of the signal light 3 is shown in FIG.
From the amplifier 16, the coupling capacitor 14 outputs a differential waveform of the waveform of the signal light 3 as shown in FIG. 8B. The comparator 17 discriminates the level by the detection voltage Vth, and the output as shown in FIG. 8C is derived to the output terminal 18. That is, when the ambient light 4 is small, the current fed back from the auto bias control circuit 20 to the input side of the amplifier 13 is small and the coupling capacitor 1
From 4, the high frequency component corresponding to the signal light 3 is extracted.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】これに対して、前記外
乱光４が比較的多い場合には、フォトダイオード１２へ
の入力光には、図９（ａ）で示すように、前記信号光３
とともに外乱光４が重畳されており、アンプ１３の入力
側へは、前記外乱光４に対応した電流が帰還されてい
る。したがって、アンプ１３の入出力間では、見掛け
上、２次の微分が行われることになり、さらにカップリ
ングコンデンサ１４を経た後のアンプ１６からの出力
は、図９（ｂ）で示すように振動を有するものとなり、
コンパレータ１７から出力端子１８へ導出される出力に
は、図９（ｃ）において参照符α１，α２で示すよう
に、誤動作パルスが含まれることになる。On the other hand, when the ambient light 4 is relatively large, the input light to the photodiode 12 includes the signal light 3 as shown in FIG. 9 (a).
At the same time, the ambient light 4 is superimposed, and the current corresponding to the ambient light 4 is fed back to the input side of the amplifier 13. Therefore, an apparent second-order differentiation is performed between the input and output of the amplifier 13, and the output from the amplifier 16 after passing through the coupling capacitor 14 oscillates as shown in FIG. 9B. Will have
The output derived from the comparator 17 to the output terminal 18 includes malfunction pulses as indicated by reference signs α1 and α2 in FIG. 9C.
【０００７】本発明の目的は、背景ノイズ成分による誤
動作パルスの発生を低減することができるパルス信号復
調回路を提供することである。An object of the present invention is to provide a pulse signal demodulation circuit that can reduce the occurrence of malfunction pulses due to background noise components.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】まず、入力パルス信号電
流からパルス信号を復調する回路において、前記入力パ
ルス信号電流を増幅するアンプと、前記アンプの出力か
ら高周波成分の抽出を行うカップリングコンデンサと、
前記カップリングコンデンサの出力を予め定めるレベル
でレベル弁別することによって、前記パルス信号を復調
するコンパレータと、１次ローパスフィルタと電圧／電
流変換回路とを備えて構成され、前記アンプの出力か
ら、復調すべきパルス信号よりも低周波の背景ノイズ成
分を抽出し、その背景ノイズ成分に対応した電流を前記
アンプの入力側に帰還することによって、該背景ノイズ
成分を抑制したパルス信号を復調させるオートバイアス
コントロール回路とを含むパルス信号復調回路であっ
て、前記オートバイアスコントロール回路は、前記アン
プからの出力がＮＰＮ型の第１トランジスタのベースに
与えられ、前記第１トランジスタのコレクタはハイレベ
ルの電源ラインに接続され、エミッタは第１抵抗を介し
てローレベルの電源ラインに接続され、前記第１トラン
ジスタと前記第１抵抗との接続点はＮＰＮ型の第２トラ
ンジスタのベースに接続されており、前記第２トランジ
スタのコレクタは、高域カット用コンデンサを介して前
記ハイレベルの電源ラインに接続され、前記第２トラン
ジスタのエミッタは、第２抵抗を介して前記ローレベル
の電源ラインに接続され、前記第２トランジスタと前記
高域カット用コンデンサとの接続点はＰＮＰ型の第３ト
ランジスタのベースに接続されており、前記第３トラン
ジスタのエミッタは第３抵抗を介して前記ハイレベルの
電源ラインに接続され、前記第３トランジスタのコレク
タ電流は前記アンプの入力に与えられる構成であること
を特徴とするパルス信号復調回路について述べる。 First, in a circuit for demodulating a pulse signal from an input pulse signal current, an amplifier for amplifying the input pulse signal current and a coupling capacitor for extracting a high frequency component from the output of the amplifier. ,
It comprises a comparator for demodulating the pulse signal by discriminating the output of the coupling capacitor at a predetermined level, a primary low-pass filter and a voltage / current conversion circuit. The output of the amplifier is demodulated. An auto bias for extracting a background noise component having a frequency lower than that of the pulse signal to be reproduced, and feeding back a current corresponding to the background noise component to the input side of the amplifier to demodulate the pulse signal with the background noise component suppressed. A pulse signal demodulation circuit including a control circuit, wherein the output from the amplifier is applied to the base of an NPN first transistor, and the collector of the first transistor is a high level power supply line. And the emitter is connected to the low level power supply line via the first resistor. And a connection point between the first transistor and the first resistor is connected to a base of an NPN-type second transistor, and a collector of the second transistor is connected to a high-frequency cut capacitor through the high-frequency cut capacitor. The second transistor is connected to a high level power line, the emitter of the second transistor is connected to the low level power line via a second resistor, and the connection point between the second transistor and the high frequency cut capacitor is PNP. Type third transistor, the emitter of the third transistor is connected to the high level power supply line through a third resistor, and the collector current of the third transistor is applied to the input of the amplifier. A pulse signal demodulation circuit having the above configuration will be described.
【０００９】上記の構成によれば、入力パルス信号電流
から、カップリングコンデンサによって前記パルス信号
に対応した高周波成分を抽出し、コンパレータで波形整
形することによってパルス信号を復調するにあたって、
前記入力パルス信号電流を増幅するアンプに対して、オ
ートバイアスコントロール回路によって、背景ノイズ成
分に対応した電流を作成し、該アンプの入力側に帰還す
ることによって、該アンプの出力から前記背景ノイズ成
分の除去を行う。According to the above configuration, when the high frequency component corresponding to the pulse signal is extracted from the input pulse signal current by the coupling capacitor and the pulse signal is demodulated by the waveform shaping by the comparator,
For the amplifier that amplifies the input pulse signal current, the auto bias control circuit creates a current corresponding to the background noise component, and feeds it back to the input side of the amplifier to output the background noise component from the output of the amplifier. Is removed.
【００１０】このとき、前記オートバイアスコントロー
ル回路を１次のローパスフィルタと電圧／電流変換回路
とで構成することによって、前記アンプの入出力間で、
信号は１回微分された形となり、復調すべきパルス信号
に対して、不所望な振動の発生を抑制し、誤動作パルス
の発生を低減することができる。At this time, by configuring the auto bias control circuit with a primary low-pass filter and a voltage / current conversion circuit, between the input and output of the amplifier,
The signal has a form once differentiated, and it is possible to suppress the generation of undesired vibration and reduce the generation of malfunction pulses for the pulse signal to be demodulated.
【００１１】そして、オートバイアスコントロール回路
では、第３トランジスタによって、電流増幅を行うとと
もに、該第３トランジスタのベース側のインピーダン
ス、すなわち該第３トランジスタのエミッタ抵抗のｈｆ
ｅ倍の抵抗ｒが大きくなり、該抵抗ｒと高域カット用コ
ンデンサの静電容量Ｃとから決定される遮断周波数ｆｃ
（＝１／２πＣｒ）を、前記静電容量Ｃが小さくても、
パルス信号の周波数に対して充分に低くすることがで
き、誤動作パルスの発生を防止することができる。In the auto bias control circuit, current amplification is performed by the third transistor, and the impedance on the base side of the third transistor, that is, hf of the emitter resistance of the third transistor.
The resistance r becomes e times larger, and the cutoff frequency fc determined by the resistance r and the capacitance C of the high frequency cut capacitor.
(= 1 / 2πCr), even if the capacitance C is small,
The frequency of the pulse signal can be made sufficiently low, and the occurrence of malfunction pulses can be prevented.
【００１２】請求項１の発明に係るパルス信号復調回路
は、入力パルス信号電流からパルス信号を復調する回路
において、前記入力パルス信号電流を増幅するアンプ
と、前記アンプの出力から高周波成分の抽出を行うカッ
プリングコンデンサと、前記カップリングコンデンサの
出力を予め定めるレベルでレベル弁別することによっ
て、前記パルス信号を復調するコンパレータと、１次ロ
ーパスフィルタと電圧／電流変換回路とを備えて構成さ
れ、前記アンプの出力から、復調すべきパルス信号より
も低周波の背景ノイズ成分を抽出し、その背景ノイズ成
分に対応した電流を前記アンプの入力側に帰還すること
によって、該背景ノイズ成分を抑制したパルス信号を復
調させるオートバイアスコントロール回路とを含むパル
ス信号復調回路であって、前記オートバイアスコントロ
ール回路は、前記アンプの出力がＮＰＮ型の第１トラン
ジスタのベースに与えられ、前記第１トランジスタのエ
ミッタは、第１抵抗およびダイオード接続されたＮＰＮ
型の第２トランジスタを介してローレベルの電源ライン
に接続され、前記第１トランジスタのコレクタはＰＮＰ
型の第３トランジスタおよび第２抵抗を介してハイレベ
ルの電源ラインに接続され、前記第３トランジスタはＰ
ＮＰ型の第４トランジスタとカレントミラー回路を構成
しており、前記第４トランジスタのエミッタは第３抵抗
を介して前記ハイレベルの電源ラインに接続され、前記
第４トランジスタのコレクタはＰＮＰ型の第５トランジ
スタのエミッタに接続され、前記第５トランジスタのコ
レクタは前記ローレベルの電源ラインに接続され、前記
第５トランジスタのベースは、ＮＰＮ型の第６トランジ
スタのベースおよびコレクタとＮＰＮ型の第７トランジ
スタのベースとに接続され、前記第６トランジスタと前
記第７トランジスタとはカレントミラー回路を構成して
おり、前記第６トランジスタのエミッタと前記第７トラ
ンジスタのエミッタとはそれぞれ前記ローレベルの電源
ラインに接続され、前記第７トランジスタのコレクタ
は、高域カット用コンデンサを介して前記ハイレベルの
電源ラインに接続されるとともにＰＮＰ型の第８トラン
ジスタのベースに接続されており、前記第８トランジス
タのエミッタは第４抵抗を介して前記ハイレベルの電源
ラインに接続され、前記第８トランジスタのコレクタ電
流は前記アンプの入力に与えられる構成であることを特
徴とする。In the pulse signal demodulating circuit according to the invention of claim 1 , in a circuit for demodulating a pulse signal from an input pulse signal current, an amplifier for amplifying the input pulse signal current and a high frequency component extraction from the output of the amplifier are provided. A coupling capacitor for performing the above operation, a comparator for demodulating the pulse signal by discriminating the output of the coupling capacitor at a predetermined level, a primary low-pass filter, and a voltage / current conversion circuit are provided. From the output of the amplifier, a background noise component having a frequency lower than that of the pulse signal to be demodulated is extracted, and a current corresponding to the background noise component is fed back to the input side of the amplifier to suppress the background noise component. A pulse signal demodulation circuit that includes an auto bias control circuit that demodulates the signal. The automatic bias control circuit, the output of the amplifier is applied to the base of the first transistor of NPN type, the emitter of the first transistor, a first resistor and a diode-connected NPN
Type second transistor and is connected to a low level power supply line, and the collector of the first transistor is PNP.
-Type third transistor and a second resistor, and the third transistor is connected to a high level power supply line.
An NP-type fourth transistor constitutes a current mirror circuit, an emitter of the fourth transistor is connected to the high-level power supply line through a third resistor, and a collector of the fourth transistor is a PNP-type first transistor. The fifth transistor is connected to the emitter of the fifth transistor, the collector of the fifth transistor is connected to the low-level power supply line, and the base of the fifth transistor is the base and collector of the NPN-type sixth transistor and the NPN-type seventh transistor. Connected to the base of the transistor, the sixth transistor and the seventh transistor form a current mirror circuit, and the emitter of the sixth transistor and the emitter of the seventh transistor are connected to the low-level power supply line, respectively. Connected, and the collector of the seventh transistor is a high frequency cutting coil. It is connected to the high-level power supply line via a capacitor and to the base of a PNP type eighth transistor, and the emitter of the eighth transistor is connected to the high-level power supply line via a fourth resistor. The collector current of the eighth transistor is supplied to the input of the amplifier.
【００１３】上記の構成によれば、前記アンプの入出力
間で、信号は１回微分された形となり、復調すべきパル
ス信号に対して、不所望な振動の発生を抑制し、誤動作
パルスの発生を低減することができる。そして、第５ト
ランジスタによって、第８トランジスタおよび高域カッ
ト用コンデンサに与えられる信号電流が１／ｈｆｅとな
り、第８トランジスタのベース側のインピーダンスが高
くなって、請求項１に記載のパルス信号復調回路よりさ
らに遮断周波数ｆｃを低下することができる。According to the above configuration, the signal is once differentiated between the input and the output of the amplifier, suppresses the generation of undesired vibrations with respect to the pulse signal to be demodulated, and causes a malfunction pulse. Occurrence can be reduced. The pulse signal demodulation circuit according to claim 1, wherein the signal current given to the eighth transistor and the high frequency cut capacitor by the fifth transistor becomes 1 / hfe, and the impedance of the base side of the eighth transistor becomes high. The cutoff frequency fc can be further reduced.
【００１４】また、請求項２の発明に係るパルス信号復
調回路は、入力パルス信号電流からパルス信号を復調す
る回路において、前記入力パルス信号電流を増幅するア
ンプと、前記アンプの出力から高周波成分の抽出を行う
カップリングコンデンサと、前記カップリングコンデン
サの出力を予め定めるレベルでレベル弁別することによ
って、前記パルス信号を復調するコンパレータと、１次
ローパスフィルタと電圧／電流変換回路とを備えて構成
され、前記アンプの出力から、復調すべきパルス信号よ
りも低周波の背景ノイズ成分を抽出し、その背景ノイズ
成分に対応した電流を前記アンプの入力側に帰還するこ
とによって、該背景ノイズ成分を抑制したパルス信号を
復調させるオートバイアスコントロール回路とを含むパ
ルス信号復調回路であって、前記オートバイアスコント
ロール回路は、前記アンプの出力がＮＰＮ型の第１トラ
ンジスタのベースに与えられ、前記第１トランジスタの
エミッタは、第１抵抗およびダイオード接続されたＮＰ
Ｎ型の第２トランジスタを介してローレベルの電源ライ
ンに接続され、前記第１トランジスタのコレクタはＰＮ
Ｐ型の第３トランジスタおよび第２抵抗を介してハイレ
ベルの電源ラインに接続され、前記第３トランジスタは
ＰＮＰ型の第４トランジスタとカレントミラー回路を構
成しており、前記第４トランジスタのエミッタは第３抵
抗を介して前記ハイレベルの電源ラインに接続され、前
記第４トランジスタのコレクタはＰＮＰ型の第５トラン
ジスタのエミッタに接続され、前記第５トランジスタの
コレクタは前記ローレベルの電源ラインに接続され、前
記第５トランジスタのベースは、ＮＰＮ型の第６トラン
ジスタのベースおよびコレクタとＮＰＮ型の第７トラン
ジスタのベースとに接続され、前記第６トランジスタと
前記第７トランジスタとはカレントミラー回路を構成し
ており、前記第６トランジスタのエミッタと前記第７ト
ランジスタのエミッタとはそれぞれ前記ローレベルの電
源ラインに接続され、前記第７トランジスタのコレクタ
は、高域カット用コンデンサを介して前記ハイレベルの
電源ラインに接続されるとともにＰＮＰ型の第８トラン
ジスタのベースに接続されており、前記第８トランジス
タのエミッタは第４抵抗の一端に接続され、前記第８ト
ランジスタのコレクタは前記ローレベルの電源ラインに
接続され、前記第８トランジスタのエミッタと第４抵抗
の前記一端との接続点はＰＮＰ型の第９トランジスタの
ベースに接続され、前記第９トランジスタのエミッタは
前記第４抵抗の他端とともに第５抵抗を介して前記ハイ
レベルの電源ラインに接続され、前記第９トランジスタ
のコレクタからは前記アンプの入力へ出力電流が供給さ
れ、前記第９トランジスタおよび前記第４抵抗と第５抵
抗との接続点は、ダイオード接続されたＮＰＮ型の第１
０トランジスタおよび第６抵抗を介して前記ハイレベル
の電源ラインに接続されている構成であることを特徴と
する。Further, in the pulse signal demodulating circuit according to the invention of claim 2 , in the circuit for demodulating the pulse signal from the input pulse signal current, an amplifier for amplifying the input pulse signal current and a high frequency component from the output of the amplifier. It is configured to include a coupling capacitor that performs extraction, a comparator that demodulates the pulse signal by level-discriminating the output of the coupling capacitor at a predetermined level, a primary low-pass filter, and a voltage / current conversion circuit. , The background noise component of a frequency lower than the pulse signal to be demodulated is extracted from the output of the amplifier, and the current corresponding to the background noise component is fed back to the input side of the amplifier to suppress the background noise component. Pulse signal demodulation circuit including an auto bias control circuit for demodulating the generated pulse signal NP There, the automatic bias control circuit, the output of the amplifier is applied to the base of the first transistor of NPN type, the emitter of the first transistor, which is a first resistor and a diode connected
It is connected to a low level power line through an N-type second transistor, and the collector of the first transistor is PN.
It is connected to a high-level power supply line via a P-type third transistor and a second resistor, the third transistor forms a current mirror circuit with a PNP-type fourth transistor, and the emitter of the fourth transistor is The third transistor is connected to the high level power line, the collector of the fourth transistor is connected to the emitter of the PNP type fifth transistor, and the collector of the fifth transistor is connected to the low level power line. The base of the fifth transistor is connected to the base and collector of the NPN type sixth transistor and the base of the NPN type seventh transistor, and the sixth transistor and the seventh transistor form a current mirror circuit. The emitter of the sixth transistor and the emitter of the seventh transistor. Are connected to the low-level power supply line, and the collector of the seventh transistor is connected to the high-level power supply line via a high-frequency cut capacitor and is connected to the base of the PNP-type eighth transistor. Connected, the emitter of the eighth transistor is connected to one end of a fourth resistor, the collector of the eighth transistor is connected to the low level power line, and the emitter of the eighth transistor and the fourth resistor are connected. The connection point with one end is connected to the base of a PNP type ninth transistor, and the emitter of the ninth transistor is connected to the high level power supply line through the fifth resistor together with the other end of the fourth resistor, An output current is supplied from the collector of the ninth transistor to the input of the amplifier, Fourth resistor and a connection point between the fifth resistor, a diode-connected NPN type 1
It is characterized in that it is connected to the high-level power supply line through a 0 transistor and a sixth resistor.
【００１５】上記の構成によれば、前記アンプの入出力
間で、信号は１回微分された形となり、復調すべきパル
ス信号に対して、不所望な振動の発生を抑制し、誤動作
パルスの発生を低減することができる。そして、第８ト
ランジスタからアンプへ帰還される電流を、第９トラン
ジスタのｈｆｅ倍することができ、背景ノイズ成分のレ
ベルが大きくても、それに対応した電流を帰還すること
ができる。また、第９トランジスタのエミッタ電位が低
下しても、第１０トランジスタによって該第９トランジ
スタに充分エミッタ電流を供給することができるので、
電流供給能力を高めることができる。According to the above configuration, the signal is once differentiated between the input and output of the amplifier, which suppresses the generation of undesired vibration with respect to the pulse signal to be demodulated and prevents the malfunction pulse. Occurrence can be reduced. Then, the current fed back from the eighth transistor to the amplifier can be multiplied by hfe of the ninth transistor, and the current corresponding to it can be fed back even if the level of the background noise component is large. Further, even if the emitter potential of the ninth transistor drops, the tenth transistor can sufficiently supply the emitter current to the ninth transistor.
The current supply capacity can be increased.
【００１６】[0016]
【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１〜図３に基づいて説明すれば以下の通りである。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Regarding one embodiment of the present invention,
The following is a description based on FIGS. 1 to 3.
【００１７】図１は、本発明の実施の一形態の赤外線デ
ータ通信装置における受信回路３１の概略的構成を示す
ブロック図である。送信機１からの信号光３および外乱
光４は、フォトダイオード３２によって光電変換され、
該フォトダイオード３２からは、入力光レベルに対応し
た電流がアンプ３３へ出力される。アンプ３３は、フォ
トダイオード３２の出力電流を電圧変換するとともに、
増幅を行う。アンプ３３からの出力は、カップリングコ
ンデンサ３４およびプルアップ抵抗３５を介してアンプ
３６に入力される。アンプ３６からの出力は、コンパレ
ータ３７に与えられ、該コンパレータ３７によって、前
記プルアップの電圧に対応して予め定められる検波電圧
Ｖｔｈでレベル弁別され、その弁別結果の矩形波パルス
が出力端子３８から出力される。前記アンプ３３の出力
はまた、オートバイアスコントロール回路（ＡＢＣＣ）
４０によって、前記外乱光４に対応した低周波成分が抽
出され、その低周波成分に対応した電流が前記アンプ３
３の入力側に帰還される。前記オートバイアスコントロ
ール回路４０は、前記アンプ３３の出力から、前記外乱
光４に対応した低周波信号成分を抽出する１次のローパ
スフィルタ４１と、このローパスフィルタ４１の出力を
電圧／電流変換して前記アンプ３３の入力側に帰還する
電流源４２とを備えて構成されている。FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving circuit 31 in an infrared data communication device according to an embodiment of the present invention. The signal light 3 and the ambient light 4 from the transmitter 1 are photoelectrically converted by the photodiode 32,
A current corresponding to the input light level is output from the photodiode 32 to the amplifier 33. The amplifier 33 converts the output current of the photodiode 32 into a voltage, and
Amplify. The output from the amplifier 33 is input to the amplifier 36 via the coupling capacitor 34 and the pull-up resistor 35. The output from the amplifier 36 is given to a comparator 37, and the comparator 37 performs level discrimination with a detection voltage Vth predetermined corresponding to the voltage of the pull-up, and a rectangular wave pulse of the discrimination result is outputted from an output terminal 38. Is output. The output of the amplifier 33 is also an auto bias control circuit (ABCC).
A low frequency component corresponding to the ambient light 4 is extracted by 40, and a current corresponding to the low frequency component is output to the amplifier 3
It is fed back to the input side of 3. The auto-bias control circuit 40 converts the output of the amplifier 33 from the output of the low-pass filter 41 into a primary low-pass filter 41 that extracts a low-frequency signal component corresponding to the disturbance light 4, and converts the output of the low-pass filter 41 into a voltage / current. And a current source 42 that returns to the input side of the amplifier 33.
【００１８】図２は、前記オートバイアスコントロール
回路４０の具体的構成を示す電気回路図である。アンプ
３３からの出力は、トランジスタ（第１トランジスタ）
Ｑ２のベースに与えられる。このトランジスタＱ２のコ
レクタは、ハイレベルＶｃｃの電源ライン４３に接続さ
れ、エミッタは、抵抗（第１抵抗）Ｒ２を介してローレ
ベルＧＮＤの電源ライン４４に接続される。前記トラン
ジスタＱ２と抵抗Ｒ２との接続点は、トランジスタ（第
２トランジスタ）Ｑ３のベースに接続されており、この
トランジスタＱ３のコレクタは、高域カット用のコンデ
ンサＣを介して前記電源ライン４３に接続される。前記
トランジスタＱ３のエミッタは、抵抗（第２抵抗）Ｒ３
を介して前記電源ライン４４に接続され、これによっ
て、前記アンプ３３の出力電圧が抵抗Ｒ３で電圧／電流
変換されて、トランジスタＱ３とコンデンサＣとの接続
点ａに現れる。FIG. 2 is an electric circuit diagram showing a specific structure of the auto bias control circuit 40. The output from the amplifier 33 is a transistor (first transistor).
Given to the base of Q2. The collector of the transistor Q2 is connected to the power supply line 43 of high level Vcc, and the emitter is connected to the power supply line 44 of low level GND via the resistor (first resistor) R2. The connection point between the transistor Q2 and the resistor R2 is connected to the base of a transistor (second transistor) Q3, and the collector of the transistor Q3 is connected to the power supply line 43 via a high frequency cut capacitor C. To be done. The emitter of the transistor Q3 has a resistor (second resistor) R3.
The output voltage of the amplifier 33 is converted into voltage / current by the resistor R3 and appears at the connection point a between the transistor Q3 and the capacitor C via the resistor R3.
【００１９】前記接続点ａはまた、トランジスタ（第３
トランジスタ）Ｑ１のベースに接続されており、このト
ランジスタＱ１のエミッタは、抵抗（第３抵抗）Ｒ１を
介して前記電源ライン４３に接続され、コレクタ電流
は、前記アンプ３３の入力に与えられる。前記トランジ
スタＱ２，Ｑ３、抵抗Ｒ２，Ｒ３およびコンデンサＣ
は、前記ローパスフィルタ４１を構成し、トランジスタ
Ｑ１および抵抗Ｒ１は、前記電流源４２を構成する。The connection point a is also connected to a transistor (third
The transistor Q1 is connected to the base of the transistor Q1, the emitter of the transistor Q1 is connected to the power supply line 43 via the resistor (third resistor) R1, and the collector current is given to the input of the amplifier 33. The transistors Q2 and Q3, the resistors R2 and R3, and the capacitor C
Constitutes the low-pass filter 41, and the transistor Q1 and the resistor R1 constitute the current source 42.
【００２０】上述のように構成されたオートバイアスコ
ントロール回路４０では、ローパスフィルタ４１の遮断
周波数ｆｃは、コンデンサＣの静電容量を参照符号と同
一で表し、コンデンサＣが接続されていないときの接続
点ａのインピーダンスであり、トランジスタＱ１のエミ
ッタ抵抗と抵抗Ｒ１との合成抵抗のトランジスタＱ１の
ｈｆｅ倍の抵抗と、トランジスタＱ３のコレクタ抵抗と
の並列抵抗値をｒとするとき、ｆｃ＝１／２πＣｒ
…（１）となる。In the automatic bias control circuit 40 configured as described above, the cutoff frequency fc of the low-pass filter 41 represents the capacitance of the capacitor C by the same reference numeral, and the connection when the capacitor C is not connected. When the parallel resistance value of the impedance at the point a and the parallel resistance value of the combined resistance of the emitter resistance of the transistor Q1 and the resistance R1 times hfe times that of the transistor Q1 and the collector resistance of the transistor Q3 is r, fc = 1 / 2πCr
... (1).
【００２１】したがって、前記アンプ３３の出力電圧
は、接続点ａに電圧／電流変換されて現れ、前記式１で
示す遮断周波数ｆｃ以下の成分がトランジスタＱ１のｈ
ｆｅ倍されて、前記アンプ３３の入力側に帰還される。
これによって、１次のローパスフィルタ４１で充分な遮
断能力を得ることができる。Therefore, the output voltage of the amplifier 33 appears as a voltage / current conversion at the connection point a, and the component below the cut-off frequency fc shown in the equation 1 is h of the transistor Q1.
It is multiplied by fe and fed back to the input side of the amplifier 33.
As a result, the first-order low-pass filter 41 can obtain a sufficient blocking ability.
【００２２】たとえば、カップリングコンデンサ３４の
遮断周波数は、前記信号光３に対応した４０ｋＨｚであ
り、前記遮断周波数ｆｃは、前記図７で示す従来技術の
受信回路１１のオートバイアスコントロール回路２０で
は１０ｋＨｚであったのに対して、本発明のオートバイ
アスコントロール回路４０では１００Ｈｚ程度とするこ
とができる。したがって、図３（ａ）で示すような外乱
光４の影響の大きい入射光に対しても、アンプ３６の出
力波形には、図３（ｂ）で示すように、前記図８（ｂ）
と同様に不所望な振動がなく、したがってコンパレータ
３７から出力端子３８への出力パルスも、図３（ｃ）で
示すように、誤動作パルスのないものとすることができ
る。For example, the cutoff frequency of the coupling capacitor 34 is 40 kHz corresponding to the signal light 3, and the cutoff frequency fc is 10 kHz in the automatic bias control circuit 20 of the conventional receiving circuit 11 shown in FIG. On the other hand, in the auto bias control circuit 40 of the present invention, the frequency can be set to about 100 Hz. Therefore, even for incident light that is greatly influenced by the ambient light 4 as shown in FIG. 3A, the output waveform of the amplifier 36 is as shown in FIG. 8B as shown in FIG. 3B.
Similarly, there is no undesired vibration, and therefore the output pulse from the comparator 37 to the output terminal 38 can also be free of malfunction pulses as shown in FIG. 3 (c).
【００２３】本発明の実施の他の形態について、図４に
基づいて説明すれば以下の通りである。Another embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
【００２４】図４は、本発明の実施の他の形態のオート
バイアスコントロール回路５０の電気回路図である。こ
のオートバイアスコントロール回路５０は、前述のオー
トバイアスコントロール回路４０に類似し、対応する部
分には同一の参照符号を付して、その説明を省略する。
このオートバイアスコントロール回路５０のローパスフ
ィルタ５１では、前記アンプ３３の出力は、トランジス
タ（第１トランジスタ）Ｑ１１のベースに与えられてお
り、このトランジスタＱ１１のエミッタは、電流／電圧
変換用の抵抗（第１抵抗）Ｒ１１およびダイオード接続
されたトランジスタ（第２トランジスタ）Ｑ１２を介し
て、前記電源ライン４４に接続されている。前記トラン
ジスタＱ１１のコレクタは、トランジスタ（第３トラン
ジスタ）Ｑ１３および抵抗（第２抵抗）Ｒ１２を介し
て、前記電源ライン４３に接続される。前記トランジス
タＱ１３は、トランジスタ（第４トランジスタ）Ｑ１４
とカレントミラー回路を構成しており、そのエミッタ
は、抵抗（第３抵抗）Ｒ１３を介して前記電源ライン４
３に接続され、コレクタは、トランジスタ（第５トラン
ジスタ）Ｑ１５のエミッタに接続される。トランジスタ
Ｑ１５のコレクタは、前記電源ライン４４に接続され、
ベースは、カレントミラー回路を構成するトランジスタ
（第６トランジスタ）Ｑ１６のベースおよびコレクタな
らびにトランジスタ（第７トランジスタ）Ｑ１７のベー
スに接続されている。トランジスタＱ１６，Ｑ１７のエ
ミッタは、それぞれ前記電源ライン４４に接続され、ト
ランジスタＱ１７のコレクタは、コンデンサ（高域カッ
ト用コンデンサ）Ｃおよびトランジスタ（第８トランジ
スタ）Ｑ１のベースに接続されている。FIG. 4 is an electric circuit diagram of an auto bias control circuit 50 according to another embodiment of the present invention. The auto-bias control circuit 50 is similar to the above-mentioned auto-bias control circuit 40. Corresponding parts are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.
In the low-pass filter 51 of the auto bias control circuit 50, the output of the amplifier 33 is given to the base of a transistor (first transistor) Q11, and the emitter of the transistor Q11 has a resistor for current / voltage conversion (first transistor). One resistor) R11 and a diode-connected transistor (second transistor) Q12 are connected to the power supply line 44. The collector of the transistor Q11 is connected to the power supply line 43 via a transistor (third transistor) Q13 and a resistor (second resistor) R12. The transistor Q13 is a transistor (fourth transistor) Q14.
And a current mirror circuit whose emitter is connected to the power supply line 4 via a resistor (third resistor) R13.
3 and the collector is connected to the emitter of the transistor (fifth transistor) Q15. The collector of the transistor Q15 is connected to the power supply line 44,
The base is connected to the base and collector of a transistor (sixth transistor) Q16 and the base of a transistor (seventh transistor) Q17 that form a current mirror circuit. The emitters of the transistors Q16 and Q17 are respectively connected to the power supply line 44, and the collector of the transistor Q17 is connected to the capacitor (high frequency cut capacitor) C and the base of the transistor (eighth transistor) Q1.
【００２５】したがって、トランジスタＱ１７のコレク
タとトランジスタＱ１のベースとの接続点ａにコンデン
サＣが接続されていないときの該接続点ａのインピーダ
ンスは、前記トランジスタＱ１のエミッタ抵抗（ｒe ＝
ＶT ／ＩE （ＶT ＝ｋＴ／Ｑであり、ＩE はコレクタ電
流である。））と抵抗（第４抵抗）Ｒ１との合成抵抗値
のトランジスタＱ１のｈｆｅ倍の抵抗と、トランジスタ
Ｑ１７のコレクタ抵抗との並列抵抗値で決定され、該ロ
ーパスフィルタ５１の遮断周波数ｆｃは、前記式１で求
めることができる。このローパスフィルタ５１では、前
記トランジスタＱ１のエミッタ電流を、トランジスタＱ
１５を用いることによって該トランジスタＱ１５の１／
ｈｆｅとしている。したがって、前記接続点ａのインピ
ーダンスがさらに高くなり、遮断周波数ｆｃをさらに低
くして、外乱光４の除去能力をさらに高めることができ
る。[0025] Thus, the impedance of the connection point a at which the capacitor C to the connection point a between the base of the collector of the transistor Q1 of the transistor Q17 is not connected, the emitter resistance of the transistor Q1 (r e =
V T / I E (V T = kT / Q, I E is a collector current)) and a resistance (fourth resistance) R1 which is a combined resistance value of hfe times the transistor Q1 and a transistor Q17. The cut-off frequency fc of the low-pass filter 51 can be obtained by the equation 1 above. In this low pass filter 51, the emitter current of the transistor Q1 is
15 of the transistor Q15
hfe. Therefore, the impedance at the connection point a is further increased, the cutoff frequency fc is further lowered, and the ability to remove the ambient light 4 can be further enhanced.
【００２６】本発明の実施のさらに他の形態について、
図５に基づいて説明すれば以下の通りである。With respect to still another embodiment of the present invention,
It will be described below with reference to FIG.
【００２７】図５は、本発明の実施のさらに他の形態の
オートバイアスコントロール回路６０の電気回路図であ
る。このオートバイアスコントロール回路６０は、前述
のオートバイアスコントロール回路５０に類似し、対応
する部分には同一の参照符号を付して、その説明を省略
する。このオートバイアスコントロール回路６０では、
電流源６２の出力用のトランジスタ（第８トランジス
タ）Ｑ１に対して、もう１つ出力用のトランジスタ（第
９トランジスタ）Ｑ２１が設けられている。トランジス
タＱ１のエミッタは抵抗（第４抵抗）Ｒ１の一端に接続
され、トランジスタＱ１のコレクタは前記電源ライン４
４に接続されている。トランジスタＱ２１のベースは、
前記トランジスタＱ１のエミッタと抵抗Ｒ１の一端との
接続点に接続され、エミッタは、前記抵抗Ｒ１の他端と
ともに、抵抗（第５抵抗）Ｒ２１を介して前記電源ライ
ン４３に接続される。このトランジスタＱ２１のコレク
タからは、前記アンプ３３の入力へ出力電流が供給され
る。また、前記トランジスタＱ２１および抵抗Ｒ１と抵
抗Ｒ２１との接続点ｂは、ダイオード接続されたトラン
ジスタ（第１０トランジスタ）Ｑ２２および抵抗（第６
抵抗）Ｒ２２を介して、前記電源ライン４３に接続され
ている。FIG. 5 is an electric circuit diagram of an auto bias control circuit 60 according to still another embodiment of the present invention. The auto bias control circuit 60 is similar to the above-mentioned auto bias control circuit 50, and corresponding parts are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. In this auto bias control circuit 60,
For the output transistor (eighth transistor) Q1 of the current source 62, another output transistor (ninth transistor) Q21 is provided. The emitter of the transistor Q1 is connected to one end of a resistor (fourth resistor) R1, and the collector of the transistor Q1 is the power supply line 4 described above.
4 is connected. The base of the transistor Q21 is
It is connected to a connection point between the emitter of the transistor Q1 and one end of the resistor R1, and the emitter is connected to the power supply line 43 through the resistor (fifth resistor) R21 together with the other end of the resistor R1. An output current is supplied from the collector of the transistor Q21 to the input of the amplifier 33. The connection point b between the transistor Q21 and the resistors R1 and R21 is a diode-connected transistor (tenth transistor) Q22 and a resistor (sixth transistor).
The resistor R22 is connected to the power supply line 43.
【００２８】したがって、前記トランジスタ（第５トラ
ンジスタ）Ｑ１５によってトランジスタＱ１のエミッタ
電流が小さくなっても、該トランジスタＱ１のエミッタ
電流がトランジスタＱ２１のｈｆｅ倍されてアンプ３３
へ出力されるので、電流供給能力を高めることができ、
外乱光４の強度が大きくても、該外乱光４を除去して、
誤動作パルスの発生を防止することができる。また、入
射光強度が大きくなり、トランジスタＱ２１のエミッタ
電流が増加し、接続点ｂの電位が低下しても、抵抗Ｒ２
２およびトランジスタＱ２２側から電流が供給されるの
で、さらに電流供給能力を高めることができ、誤動作パ
ルスの発生を防止することができる。Therefore, even if the emitter current of the transistor Q1 is reduced by the transistor (fifth transistor) Q15, the emitter current of the transistor Q1 is multiplied by hfe of that of the transistor Q21 and the amplifier 33
Output to, it is possible to increase the current supply capacity,
Even if the intensity of the ambient light 4 is high, the ambient light 4 is removed,
It is possible to prevent the occurrence of malfunction pulses. Further, even if the incident light intensity increases, the emitter current of the transistor Q21 increases, and the potential at the connection point b decreases, the resistance R2
Since the current is supplied from the side of the transistor 2 and the transistor Q22, the current supply capability can be further enhanced, and the occurrence of malfunction pulses can be prevented.
【００２９】[0029]
【発明の効果】まず、入力パルス信号電流からパルス信
号を復調する回路において、前記入力パルス信号電流を
増幅するアンプと、前記アンプの出力から高周波成分の
抽出を行うカップリングコンデンサと、前記カップリン
グコンデンサの出力を予め定めるレベルでレベル弁別す
ることによって、前記パルス信号を復調するコンパレー
タと、１次ローパスフィルタと電圧／電流変換回路とを
備えて構成され、前記アンプの出力から、復調すべきパ
ルス信号よりも低周波の背景ノイズ成分を抽出し、その
背景ノイズ成分に対応した電流を前記アンプの入力側に
帰還することによって、該背景ノイズ成分を抑制したパ
ルス信号を復調させるオートバイアスコントロール回路
とを含むパルス信号復調回路であって、前記オートバイ
アスコントロール回路は、前記アンプからの出力がＮＰ
Ｎ型の第１トランジスタのベースに与えられ、前記第１
トランジスタのコレクタはハイレベルの電源ラインに接
続され、エミッタは第１抵抗を介してローレベルの電源
ラインに接続され、前記第１トランジスタと前記第１抵
抗との接続点はＮＰＮ型の第２トランジスタのベースに
接続されており、前記第２トランジスタのコレクタは、
高域カット用コンデンサを介して前記ハイレベルの電源
ラインに接続され、前記第２トランジスタのエミッタ
は、第２抵抗を介して前記ローレベルの電源ラインに接
続され、前記第２トランジスタと前記高域カット用コン
デンサとの接続点はＰＮＰ型の第３トランジスタのベー
スに接続されており、前記第３トランジスタのエミッタ
は第３抵抗を介して前記ハイレベルの電源ラインに接続
され、前記第３トランジスタのコレクタ電流は前記アン
プの入力に与えられる構成のパルス信号復調回路によれ
ば、前記アンプの入出力間で、信号は１回微分された形
となり、復調すべきパルス信号に対して、不所望な振動
の発生を抑制し、誤動作パルスの発生を低減することが
できるという効果を奏する。 First, in a circuit for demodulating a pulse signal from an input pulse signal current, an amplifier for amplifying the input pulse signal current, a coupling capacitor for extracting a high frequency component from the output of the amplifier, and the coupling. A pulse demodulated from the output of the amplifier, which includes a comparator that demodulates the pulse signal by discriminating the output of the capacitor at a predetermined level, a primary low-pass filter, and a voltage / current conversion circuit. An auto bias control circuit for extracting a background noise component having a frequency lower than that of the signal, and feeding back a current corresponding to the background noise component to the input side of the amplifier to demodulate a pulse signal with the background noise component suppressed. A pulse signal demodulation circuit including: Road, the output from the amplifier NP
Is provided to the base of the N-type first transistor,
The collector of the transistor is connected to the high level power line, the emitter is connected to the low level power line through the first resistor, and the connection point between the first transistor and the first resistor is an NPN type second transistor. Is connected to the base of, and the collector of the second transistor is
The high-level power supply line is connected via a high-frequency cut capacitor, the emitter of the second transistor is connected to the low-level power supply line via a second resistor, and the second transistor and the high-frequency band are connected. The connection point with the cut capacitor is connected to the base of the PNP-type third transistor, the emitter of the third transistor is connected to the high-level power supply line via the third resistor, and the third transistor is connected to the high-level power supply line. The collector current depends on the pulse signal demodulation circuit that is applied to the input of the amplifier.
For example , the signal is differentiated once between the input and output of the amplifier, and it is possible to suppress the generation of undesired vibration and reduce the generation of malfunction pulses with respect to the pulse signal to be demodulated. Produce an effect.
【００３０】そして、第３トランジスタによって、該第
３トランジスタのベース側のインピーダンス、すなわち
該第３トランジスタのエミッタ抵抗のｈｆｅ倍の抵抗ｒ
が大きくなり、該抵抗ｒと高域カット用コンデンサの静
電容量Ｃとから決定される遮断周波数ｆｃ（＝１／２π
Ｃｒ）を、前記静電容量Ｃが小さくても、パルス信号の
周波数に対して充分に低くすることができ、誤動作パル
スの発生を防止することができるという効果を奏する。The impedance of the base side of the third transistor, that is, the resistance r which is hfe times the emitter resistance of the third transistor is set by the third transistor.
Becomes larger and the cutoff frequency fc (= 1 / 2π is determined by the resistance r and the capacitance C of the high frequency cut capacitor).
Even if the electrostatic capacitance C is small, Cr) can be sufficiently lowered with respect to the frequency of the pulse signal, and it is possible to prevent the occurrence of malfunction pulses.
【００３１】請求項１の発明に係るパルス信号復調回路
は、以上のように、入力パルス信号電流からパルス信号
を復調する回路において、前記入力パルス信号電流を増
幅するアンプと、前記アンプの出力から高周波成分の抽
出を行うカップリングコンデンサと、前記カップリング
コンデンサの出力を予め定めるレベルでレベル弁別する
ことによって、前記パルス信号を復調するコンパレータ
と、１次ローパスフィルタと電圧／電流変換回路とを備
えて構成され、前記アンプの出力から、復調すべきパル
ス信号よりも低周波の背景ノイズ成分を抽出し、その背
景ノイズ成分に対応した電流を前記アンプの入力側に帰
還することによって、該背景ノイズ成分を抑制したパル
ス信号を復調させるオートバイアスコントロール回路と
を含むパルス信号復調回路であって、前記オートバイア
スコントロール回路は、前記アンプの出力がＮＰＮ型の
第１トランジスタのベースに与えられ、前記第１トラン
ジスタのエミッタは、第１抵抗およびダイオード接続さ
れたＮＰＮ型の第２トランジスタを介してローレベルの
電源ラインに接続され、前記第１トランジスタのコレク
タはＰＮＰ型の第３トランジスタおよび第２抵抗を介し
てハイレベルの電源ラインに接続され、前記第３トラン
ジスタはＰＮＰ型の第４トランジスタとカレントミラー
回路を構成しており、前記第４トランジスタのエミッタ
は第３抵抗を介して前記ハイレベルの電源ラインに接続
され、前記第４トランジスタのコレクタはＰＮＰ型の第
５トランジスタのエミッタに接続され、前記第５トラン
ジスタのコレクタは前記ローレベルの電源ラインに接続
され、前記第５トランジスタのベースは、ＮＰＮ型の第
６トランジスタのベースおよびコレクタとＮＰＮ型の第
７トランジスタのベースとに接続され、前記第６トラン
ジスタと前記第７トランジスタとはカレントミラー回路
を構成しており、前記第６トランジスタのエミッタと前
記第７トランジスタのエミッタとはそれぞれ前記ローレ
ベルの電源ラインに接続され、前記第７トランジスタの
コレクタは、高域カット用コンデンサを介して前記ハイ
レベルの電源ラインに接続されるとともにＰＮＰ型の第
８トランジスタのベースに接続されており、前記第８ト
ランジスタのエミッタは第４抵抗を介して前記ハイレベ
ルの電源ラインに接続され、前記第８トランジスタのコ
レクタ電流は前記アンプの入力に与えられる構成であ
る。As described above, in the pulse signal demodulating circuit according to the invention of claim 1 , in the circuit for demodulating the pulse signal from the input pulse signal current, an amplifier for amplifying the input pulse signal current and an output of the amplifier are provided. A coupling capacitor for extracting a high frequency component, a comparator for demodulating the pulse signal by discriminating the output of the coupling capacitor at a predetermined level, a primary low-pass filter, and a voltage / current conversion circuit. The background noise component having a frequency lower than that of the pulse signal to be demodulated is extracted from the output of the amplifier, and the current corresponding to the background noise component is fed back to the input side of the amplifier to generate the background noise. Pulse signal including an auto bias control circuit for demodulating a pulse signal with suppressed components In the automatic bias control circuit, the output of the amplifier is applied to the base of an NPN first transistor, and the emitter of the first transistor has a first resistor and a diode-connected NPN first transistor. The first transistor is connected to a low level power line via two transistors, the collector of the first transistor is connected to a high level power line via a PNP type third transistor and a second resistor, and the third transistor is PNP type. And a current mirror circuit, the emitter of the fourth transistor is connected to the high-level power supply line through a third resistor, and the collector of the fourth transistor is a PNP-type fifth transistor. Connected to the emitter of, and the collector of the fifth transistor is at the low level. The fifth transistor is connected to a power line, the base of the fifth transistor is connected to the base and collector of the NPN type sixth transistor, and the base of the NPN type seventh transistor, and the sixth transistor and the seventh transistor are current-coupled. A mirror circuit is configured, the emitter of the sixth transistor and the emitter of the seventh transistor are connected to the low-level power supply line, and the collector of the seventh transistor is connected via a high-frequency cut capacitor. It is connected to the high level power supply line and is also connected to the base of a PNP type eighth transistor, and the emitter of the eighth transistor is connected to the high level power supply line via a fourth resistor. The collector current of 8 transistors is given to the input of the amplifier. .
【００３２】それゆえ、前記アンプの入出力間で、信号
は１回微分された形となり、復調すべきパルス信号に対
して、不所望な振動の発生を抑制し、誤動作パルスの発
生を低減することができるという効果を奏する。Therefore, the signal is once differentiated between the input and output of the amplifier, and suppresses the generation of undesired vibrations and the generation of malfunction pulses in the pulse signal to be demodulated. There is an effect that can be.
【００３３】そして、第５トランジスタによって、第８
トランジスタおよび高域カット用コンデンサに与えられ
る信号電流が１／ｈｆｅとなり、第８トランジスタのベ
ース側のインピーダンスが高くなって、請求項１に記載
のパルス信号復調回路よりさらに遮断周波数ｆｃを低下
することができるという効果を奏する。Then, by the fifth transistor, the eighth transistor
2. The signal current given to the transistor and the high frequency cut capacitor becomes 1 / hfe, the impedance of the base side of the eighth transistor becomes high, and the cut-off frequency fc is further lowered as compared with the pulse signal demodulation circuit according to claim 1. There is an effect that can be.
【００３４】また、請求項２の発明に係るパルス信号復
調回路は、以上のように、入力パルス信号電流からパル
ス信号を復調する回路において、前記入力パルス信号電
流を増幅するアンプと、前記アンプの出力から高周波成
分の抽出を行うカップリングコンデンサと、前記カップ
リングコンデンサの出力を予め定めるレベルでレベル弁
別することによって、前記パルス信号を復調するコンパ
レータと、１次ローパスフィルタと電圧／電流変換回路
とを備えて構成され、前記アンプの出力から、復調すべ
きパルス信号よりも低周波の背景ノイズ成分を抽出し、
その背景ノイズ成分に対応した電流を前記アンプの入力
側に帰還することによって、該背景ノイズ成分を抑制し
たパルス信号を復調させるオートバイアスコントロール
回路とを含むパルス信号復調回路であって、前記オート
バイアスコントロール回路は、前記アンプの出力がＮＰ
Ｎ型の第１トランジスタのベースに与えられ、前記第１
トランジスタのエミッタは、第１抵抗およびダイオード
接続されたＮＰＮ型の第２トランジスタを介してローレ
ベルの電源ラインに接続され、前記第１トランジスタの
コレクタはＰＮＰ型の第３トランジスタおよび第２抵抗
を介してハイレベルの電源ラインに接続され、前記第３
トランジスタはＰＮＰ型の第４トランジスタとカレント
ミラー回路を構成しており、前記第４トランジスタのエ
ミッタは第３抵抗を介して前記ハイレベルの電源ライン
に接続され、前記第４トランジスタのコレクタはＰＮＰ
型の第５トランジスタのエミッタに接続され、前記第５
トランジスタのコレクタは前記ローレベルの電源ライン
に接続され、前記第５トランジスタのベースは、ＮＰＮ
型の第６トランジスタのベースおよびコレクタとＮＰＮ
型の第７トランジスタのベースとに接続され、前記第６
トランジスタと前記第７トランジスタとはカレントミラ
ー回路を構成しており、前記第６トランジスタのエミッ
タと前記第７トランジスタのエミッタとはそれぞれ前記
ローレベルの電源ラインに接続され、前記第７トランジ
スタのコレクタは、高域カット用コンデンサを介して前
記ハイレベルの電源ラインに接続されるとともにＰＮＰ
型の第８トランジスタのベースに接続されており、前記
第８トランジスタのエミッタは第４抵抗の一端に接続さ
れ、前記第８トランジスタのコレクタは前記ローレベル
の電源ラインに接続され、前記第８トランジスタのエミ
ッタと第４抵抗の前記一端との接続点はＰＮＰ型の第９
トランジスタのベースに接続され、前記第９トランジス
タのエミッタは前記第４抵抗の他端とともに第５抵抗を
介して前記ハイレベルの電源ラインに接続され、前記第
９トランジスタのコレクタからは前記アンプの入力へ出
力電流が供給され、前記第９トランジスタおよび前記第
４抵抗と第５抵抗との接続点は、ダイオード接続された
ＮＰＮ型の第１０トランジスタおよび第６抵抗を介して
前記ハイレベルの電源ラインに接続されている構成であ
る。Further, in the pulse signal demodulating circuit according to the invention of claim 2 , in the circuit for demodulating the pulse signal from the input pulse signal current as described above, the amplifier for amplifying the input pulse signal current and the amplifier A coupling capacitor for extracting a high frequency component from the output, a comparator for demodulating the pulse signal by level-discriminating the output of the coupling capacitor at a predetermined level, a primary low-pass filter, and a voltage / current conversion circuit. The background noise component of a frequency lower than the pulse signal to be demodulated is extracted from the output of the amplifier,
A pulse signal demodulation circuit including an auto bias control circuit for demodulating a pulse signal in which the background noise component is suppressed by feeding back a current corresponding to the background noise component to the input side of the amplifier, In the control circuit, the output of the amplifier is NP
Is provided to the base of the N-type first transistor,
The emitter of the transistor is connected to the low-level power supply line via the first resistance and the diode-connected NPN type second transistor, and the collector of the first transistor is connected to the PNP type third transistor and the second resistance. Connected to a high level power line,
The transistor forms a current mirror circuit with a PNP-type fourth transistor, the emitter of the fourth transistor is connected to the high-level power supply line through a third resistor, and the collector of the fourth transistor is PNP.
Connected to the emitter of a fifth transistor of the
The collector of the transistor is connected to the low level power line, and the base of the fifth transistor is NPN.
-Type sixth transistor base and collector and NPN
Connected to the base of a seventh transistor of
The transistor and the seventh transistor form a current mirror circuit, the emitter of the sixth transistor and the emitter of the seventh transistor are connected to the low-level power supply line, and the collector of the seventh transistor is , PNP connected to the high level power line through a high frequency cut capacitor
Connected to the base of an eighth transistor of the second type, the emitter of the eighth transistor is connected to one end of a fourth resistor, the collector of the eighth transistor is connected to the low level power line, and the eighth transistor The connection point between the emitter of the and the one end of the fourth resistor is the PNP type ninth
It is connected to the base of a transistor, the emitter of the ninth transistor is connected to the high-level power supply line through the fifth resistor together with the other end of the fourth resistor, and the amplifier input from the collector of the ninth transistor. Output current is supplied to the ninth transistor and the connection point between the fourth resistor and the fifth resistor is connected to the high-level power supply line through the diode-connected NPN type tenth transistor and the sixth resistor. It is a connected configuration.
【００３５】それゆえ、前記アンプの入出力間で、信号
は１回微分された形となり、復調すべきパルス信号に対
して、不所望な振動の発生を抑制し、誤動作パルスの発
生を低減することができるという効果を奏する。Therefore, the signal is once differentiated between the input and output of the amplifier, and suppresses the generation of undesired vibration and the generation of malfunction pulses with respect to the pulse signal to be demodulated. There is an effect that can be.
【００３６】そして、第８トランジスタからアンプへ帰
還される電流を、第９トランジスタのｈｆｅ倍すること
ができ、背景ノイズ成分のレベルが大きくても、それに
対応した電流を帰還することができるという効果を奏す
る。また、第９トランジスタのエミッタ電位が低下して
も、第１０トランジスタによって該第９トランジスタに
充分エミッタ電流を供給することができるので、電流供
給能力を高めることができるという効果を奏する。Then, the current fed back from the eighth transistor to the amplifier can be multiplied by hfe of the ninth transistor, and the current corresponding to it can be fed back even if the level of the background noise component is large. Play. Further, even if the emitter potential of the ninth transistor drops, the tenth transistor can sufficiently supply the emitter current to the ninth transistor, so that the current supply capability can be enhanced.
【図１】本発明の実施の一形態の赤外線データ通信装置
における受信回路の概略的構成を示すブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving circuit in an infrared data communication device according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１で示す受信回路における本発明の実施の一
形態のオートバイアスコントロール回路の電気回路図で
ある。FIG. 2 is an electric circuit diagram of an automatic bias control circuit according to an embodiment of the present invention in the receiving circuit shown in FIG.
【図３】図２で示すオートバイアスコントロール回路の
動作を説明するための波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the auto bias control circuit shown in FIG.
【図４】図１で示す受信回路における本発明の実施の他
の形態のオートバイアスコントロール回路の電気回路図
である。FIG. 4 is an electric circuit diagram of an auto bias control circuit according to another embodiment of the present invention in the receiving circuit shown in FIG.
【図５】図１で示す受信回路における本発明の実施のさ
らに他の形態のオートバイアスコントロール回路の電気
回路図である。5 is an electric circuit diagram of an auto bias control circuit according to still another embodiment of the present invention in the receiving circuit shown in FIG.
【図６】赤外線データ通信装置の構成を概略的に示す図
である。FIG. 6 is a diagram schematically showing a configuration of an infrared data communication device.
【図７】典型的な従来技術の赤外線データ通信装置の受
信回路の電気的構成を示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing an electrical configuration of a receiving circuit of a typical prior art infrared data communication device.
【図８】図７で示す受信回路の外乱光の比較的少ない状
態での動作を説明するための波形図である。FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the operation of the receiving circuit shown in FIG. 7 in a state where the amount of ambient light is relatively small.
【図９】図７で示す受信回路の外乱光の比較的多い状態
での動作を説明するための波形図である。9 is a waveform diagram for explaining the operation of the receiving circuit shown in FIG. 7 in a state where there is a relatively large amount of ambient light.
１ 送信機
２ 受信機
３ 信号光
４ 外乱光
３１ 受信回路
３２ フォトダイオード
３３ アンプ
３４ カップリングコンデンサ
３５ プルアップ抵抗
３６ アンプ
３７ コンパレータ
４０ オートバイアスコントロール回路
４１ ローパスフィルタ
４２ 電流源（電圧／電流変換回路）
５０ オートバイアスコントロール回路
５１ ローパスフィルタ
６０ オートバイアスコントロール回路
６２ 電流源（電圧／電流変換回路）
Ｃ コンデンサ
Ｑ１ トランジスタ
Ｑ２，Ｑ３；Ｑ１１〜Ｑ１４，Ｑ１６，Ｑ１７ トラ
ンジスタ
Ｑ１５ トランジスタ
Ｑ２１ トランジスタ
Ｑ２２ トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ３；Ｒ１１〜Ｒ１３；Ｒ２１，Ｒ２２ 抵抗1 transmitter 2 receiver 3 signal light 4 ambient light 31 receiving circuit 32 photodiode 33 amplifier 34 coupling capacitor 35 pull-up resistor 36 amplifier 37 comparator 40 auto bias control circuit 41 low-pass filter 42 current source (voltage / current conversion circuit) 50 Auto Bias Control Circuit 51 Low Pass Filter 60 Auto Bias Control Circuit 62 Current Source (Voltage / Current Conversion Circuit) C Capacitor Q1 Transistors Q2, Q3; Q11 to Q14, Q16, Q17 Transistor Q15 Transistor Q21 Transistor Q22 Transistor R1 to R3; R11 ~ R13; R21, R22 resistance
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/22 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03K 5/08 H04B 10/00 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (51) Int.Cl. 7 identification code FI H04B 10/22 (58) Fields investigated (Int.Cl. 7 , DB name) H03K 5/08 H04B 10/00
Claims (2)
する回路において、 前記入力パルス信号電流を増幅するアンプと、 前記アンプの出力から高周波成分の抽出を行うカップリ
ングコンデンサと、 前記カップリングコンデンサの出力を予め定めるレベル
でレベル弁別することによって、前記パルス信号を復調
するコンパレータと、 １次ローパスフィルタと電圧／電流変換回路とを備えて
構成され、前記アンプの出力から、復調すべきパルス信
号よりも低周波の背景ノイズ成分を抽出し、その背景ノ
イズ成分に対応した電流を前記アンプの入力側に帰還す
ることによって、該背景ノイズ成分を抑制したパルス信
号を復調させるオートバイアスコントロール回路とを含
むパルス信号復調回路であって、 前記オートバイアスコントロール回路は、前記アンプの
出力がＮＰＮ型の第１トランジスタのベースに与えら
れ、前記第１トランジスタのエミッタは、第１抵抗およ
びダイオード接続されたＮＰＮ型の第２トランジスタを
介してローレベルの電源ラインに接続され、前記第１ト
ランジスタのコレクタはＰＮＰ型の第３トランジスタお
よび第２抵抗を介してハイレベルの電源ラインに接続さ
れ、前記第３トランジスタはＰＮＰ型の第４トランジス
タとカレントミラー回路を構成しており、前記第４トラ
ンジスタのエミッタは第３抵抗を介して前記ハイレベル
の電源ラインに接続され、前記第４トランジスタのコレ
クタはＰＮＰ型の第５トランジスタのエミッタに接続さ
れ、前記第５トランジスタのコレクタは前記ローレベル
の電源ラインに接続され、前記第５トランジスタのベー
スは、ＮＰＮ型の第６トランジスタのベースおよびコレ
クタとＮＰＮ型の第７トランジスタのベースとに接続さ
れ、前記第６トランジスタと前記第７トランジスタとは
カレントミラー回路を構成しており、前記第６トランジ
スタのエミッタと前記第７トランジスタのエミッタとは
それぞれ前記ローレベルの電源ラインに接続され、前記
第７トランジスタのコレクタは、高域カット用コンデン
サを介して前記ハイレベルの電源ラインに接続されると
ともにＰＮＰ型の第８トランジスタのベースに接続され
ており、前記第８トランジスタのエミッタは第４抵抗を
介して前記ハイレベルの電源ラインに接続され、前記第
８トランジスタのコレクタ電流は前記アンプの入力に与
えられる構成であることを特徴とするパルス信号復調回
路。 1. A pulse signal is demodulated from an input pulse signal current.
Circuit for amplifying the input pulse signal current and a coupler for extracting high frequency components from the output of the amplifier.
Ring capacitors and previously determined level output of the coupling capacitor
Demodulates the pulse signal by discriminating the level at
Equipped with a comparator, a primary low-pass filter, and a voltage / current conversion circuit
Pulse signal to be demodulated from the output of the amplifier.
Background noise component of lower frequency than the
The current corresponding to the noise component is fed back to the input side of the amplifier.
The pulse signal with the background noise component suppressed.
And an auto bias control circuit that demodulates the signal.
In the pulse signal demodulation circuit, the auto bias control circuit is
The output is given to the base of the NPN first transistor.
And the emitter of the first transistor has a first resistance and
And a diode-connected NPN-type second transistor
Connected to a low-level power supply line via
The collector of the transistor is a PNP type third transistor or
Connected to the high level power line through the second resistor
And the third transistor is a PNP-type fourth transistor.
And a current mirror circuit,
The emitter of the transistor is at the high level via the third resistor.
Is connected to the power supply line of the
Is connected to the emitter of the PNP type fifth transistor.
And the collector of the fifth transistor is at the low level
Connected to the power supply line of the
Is the base and collector of the NPN type sixth transistor.
Connected to the base of the NPN type seventh transistor.
And the sixth transistor and the seventh transistor are
A current mirror circuit is formed, and the sixth transistor
The emitter of the star and the emitter of the seventh transistor
Each is connected to the low-level power line,
The collector of the 7th transistor is a condenser for high frequency cut.
When connected to the high level power line via
Both are connected to the base of the PNP type eighth transistor
And the emitter of the eighth transistor is the fourth resistor.
Connected to the high level power line via
The collector current of 8 transistors is applied to the input of the amplifier.
Pulse signal demodulation circuit
Road.
する回路において、 前記入力パルス信号電流を増幅するアンプと、 前記アンプの出力から高周波成分の抽出を行うカップリ
ングコンデンサと、 前記カップリングコンデンサの出力を予め定めるレベル
でレベル弁別することによって、前記パルス信号を復調
するコンパレータと、 １次ローパスフィルタと電圧／電流変換回路とを備えて
構成され、前記アンプの出力から、復調すべきパルス信
号よりも低周波の背景ノイズ成分を抽出し、その背景ノ
イズ成分に対応した電流を前記アンプの入力側に帰還す
ることによって、該背景ノイズ成分を抑制したパルス信
号を復調させるオートバイアスコントロール回路とを含
むパルス信号復調回路であって、 前記オートバイアスコントロール回路は、前記アンプの
出力がＮＰＮ型の第１トランジスタのベースに与えら
れ、前記第１トランジスタのエミッタは、第１抵抗およ
びダイオード接続されたＮＰＮ型の第２トランジスタを
介してローレベルの電源ラインに接続され、前記第１ト
ランジスタのコレクタはＰＮＰ型の第３トランジスタお
よび第２抵抗を介してハイレベルの電源ラインに接続さ
れ、前記第３トランジスタはＰＮＰ型の第４トランジス
タとカレントミラー回路を構成しており、前記第４トラ
ンジスタのエミッタは第３抵抗を 介して前記ハイレベル
の電源ラインに接続され、前記第４トランジスタのコレ
クタはＰＮＰ型の第５トランジスタのエミッタに接続さ
れ、前記第５トランジスタのコレクタは前記ローレベル
の電源ラインに接続され、前記第５トランジスタのベー
スは、ＮＰＮ型の第６トランジスタのベースおよびコレ
クタとＮＰＮ型の第７トランジスタのベースとに接続さ
れ、前記第６トランジスタと前記第７トランジスタとは
カレントミラー回路を構成しており、前記第６トランジ
スタのエミッタと前記第７トランジスタのエミッタとは
それぞれ前記ローレベルの電源ラインに接続され、前記
第７トランジスタのコレクタは、高域カット用コンデン
サを介して前記ハイレベルの電源ラインに接続されると
ともにＰＮＰ型の第８トランジスタのベースに接続され
ており、前記第８トランジスタのエミッタは第４抵抗の
一端に接続され、前記第８トランジスタのコレクタは前
記ローレベルの電源ラインに接続され、前記第８トラン
ジスタのエミッタと第４抵抗の前記一端との接続点はＰ
ＮＰ型の第９トランジスタのベースに接続され、前記第
９トランジスタのエミッタは前記第４抵抗の他端ととも
に第５抵抗を介して前記ハイレベルの電源ラインに接続
され、前記第９トランジスタのコレクタからは前記アン
プの入力へ出力電流が供給され、前記第９トランジスタ
および前記第４抵抗と第５抵抗との接続点は、ダイオー
ド接続されたＮＰＮ型の第１０トランジスタおよび第６
抵抗を介して前記ハイレベルの電源ラインに接続されて
いる構成であることを特徴とするパルス信号復調回路。 2. A pulse signal is demodulated from an input pulse signal current.
Circuit for amplifying the input pulse signal current and a coupler for extracting high frequency components from the output of the amplifier.
Ring capacitors and previously determined level output of the coupling capacitor
Demodulates the pulse signal by discriminating the level at
Equipped with a comparator, a primary low-pass filter, and a voltage / current conversion circuit
Pulse signal to be demodulated from the output of the amplifier.
Background noise component of lower frequency than the
The current corresponding to the noise component is fed back to the input side of the amplifier.
The pulse signal with the background noise component suppressed.
And an auto bias control circuit that demodulates the signal.
In the pulse signal demodulation circuit, the auto bias control circuit is
The output is given to the base of the NPN first transistor.
And the emitter of the first transistor has a first resistance and
And a diode-connected NPN-type second transistor
Connected to a low-level power supply line via
The collector of the transistor is a PNP type third transistor or
Connected to the high level power line through the second resistor
And the third transistor is a PNP-type fourth transistor.
And a current mirror circuit,
The emitter of the transistor is at the high level via the third resistor.
Is connected to the power supply line of the
Is connected to the emitter of the PNP type fifth transistor.
And the collector of the fifth transistor is at the low level
Connected to the power supply line of the
Is the base and collector of the NPN type sixth transistor.
Connected to the base of the NPN type seventh transistor.
And the sixth transistor and the seventh transistor are
A current mirror circuit is formed, and the sixth transistor
The emitter of the star and the emitter of the seventh transistor
Each is connected to the low-level power line,
The collector of the 7th transistor is a condenser for high frequency cut.
When connected to the high level power line via
Both are connected to the base of the PNP type eighth transistor
And the emitter of the eighth transistor is the fourth resistor
The collector of the eighth transistor is connected to one end
It is connected to the low level power line and
The connection point between the emitter of the transistor and the one end of the fourth resistor is P
Is connected to the base of an NP-type ninth transistor,
The emitter of the 9-transistor is the same as the other end of the fourth resistor.
Connected to the high level power line via the fifth resistor
From the collector of the ninth transistor.
Output current is supplied to the input of the
The connection point between the fourth resistor and the fifth resistor is a diode.
NPN type tenth transistor and sixth transistor connected in parallel
Connected to the high level power line through a resistor
A pulse signal demodulation circuit characterized by having a configuration.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02763998A JP3501938B2 (en) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | Pulse signal demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02763998A JP3501938B2 (en) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | Pulse signal demodulation circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11234098A JPH11234098A (en) | 1999-08-27 |
| JP3501938B2 true JP3501938B2 (en) | 2004-03-02 |
Family
ID=12226520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02763998A Expired - Fee Related JP3501938B2 (en) | 1998-02-09 | 1998-02-09 | Pulse signal demodulation circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3501938B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010252020A (en) | 2009-04-15 | 2010-11-04 | Renesas Electronics Corp | Optical receiver circuit and optically coupled insulating circuit |
| CN116381592A (en) * | 2023-03-01 | 2023-07-04 | 深圳市科陆精密仪器有限公司 | Electromagnetic interference resistant device and method |
-
1998
- 1998-02-09 JP JP02763998A patent/JP3501938B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
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|---|---|
| JPH11234098A (en) | 1999-08-27 |
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