JP3503155B2 - 能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置 - Google Patents
能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置Info
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- JP3503155B2 JP3503155B2 JP26270593A JP26270593A JP3503155B2 JP 3503155 B2 JP3503155 B2 JP 3503155B2 JP 26270593 A JP26270593 A JP 26270593A JP 26270593 A JP26270593 A JP 26270593A JP 3503155 B2 JP3503155 B2 JP 3503155B2
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- signal
- noise
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Fittings On The Vehicle Exterior For Carrying Loads, And Devices For Holding Or Mounting Articles (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば車両エンジン
等の騒音源から車室等の空間内に伝達される騒音に制御
音を干渉させることにより騒音の低減を図る能動型騒音
制御装置及び車両エンジン等の振動源から発せられ車体
等を伝搬する振動に制御振動を干渉させることにより振
動の低減を図る能動型振動制御装置に関し、特に、簡易
な構成で、制御音源としてのラウドスピーカや制御振動
源としてのアクチュエータ等の出力から高調波歪みを除
去できるようにしたものである。
等の騒音源から車室等の空間内に伝達される騒音に制御
音を干渉させることにより騒音の低減を図る能動型騒音
制御装置及び車両エンジン等の振動源から発せられ車体
等を伝搬する振動に制御振動を干渉させることにより振
動の低減を図る能動型振動制御装置に関し、特に、簡易
な構成で、制御音源としてのラウドスピーカや制御振動
源としてのアクチュエータ等の出力から高調波歪みを除
去できるようにしたものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の従来の技術としては、英国特許
第２１４９６１４号や特表平１−５０１３４４号に記載
のものがある。これら従来の装置は、航空機の客室やこ
れに類する閉空間に適用される能動型騒音低減装置であ
って、閉空間の外部に位置するエンジン等の単一の騒音
源は、基本周波数ｆ0 及びその高調波ｆ1 〜ｆn を含む
騒音を発生するという条件の下において作動するもので
ある。
第２１４９６１４号や特表平１−５０１３４４号に記載
のものがある。これら従来の装置は、航空機の客室やこ
れに類する閉空間に適用される能動型騒音低減装置であ
って、閉空間の外部に位置するエンジン等の単一の騒音
源は、基本周波数ｆ0 及びその高調波ｆ1 〜ｆn を含む
騒音を発生するという条件の下において作動するもので
ある。
【０００３】具体的には、閉空間内の複数の位置に設置
され音圧を検出するマイクロフォンと、その閉空間に制
御音を発生する複数のラウドスピーカとを備え、騒音源
の周波数ｆ0 〜ｆn 成分に基づき、それら周波数ｆ0 〜
ｆn 成分と逆位相の信号でラウドスピーカを駆動させ、
もって閉空間に伝達される騒音と逆位相の制御音をラウ
ドスピーカから発生させて騒音を打ち消している。
され音圧を検出するマイクロフォンと、その閉空間に制
御音を発生する複数のラウドスピーカとを備え、騒音源
の周波数ｆ0 〜ｆn 成分に基づき、それら周波数ｆ0 〜
ｆn 成分と逆位相の信号でラウドスピーカを駆動させ、
もって閉空間に伝達される騒音と逆位相の制御音をラウ
ドスピーカから発生させて騒音を打ち消している。
【０００４】そして、ラウドスピーカから発せられる制
御音の生成方法として、PROCEEDINGS OF THE IEEE,VOL.
63 PAGE 1692,1975,“ADAPTIVE NOISE CANCELLATION ：
PRINCIPLES AND APPLICATIONS ”で述べられている‘WI
DROW LMS’アルゴリズムを多チャンネルに展開したアル
ゴリズムを適用している。その内容は、上記特許の発明
者による論文、“A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHM AND
ITS APPLICATION TOTHE ACTIVE CONTROL OF SOUND AND
VIBRATION ”,IEEE TRANS.ACOUST.,SPEECH,SIGNAL PRO
CESSING,VOL.ASSP −35,PP.1423−1434,1987 にも述べ
られている。
御音の生成方法として、PROCEEDINGS OF THE IEEE,VOL.
63 PAGE 1692,1975,“ADAPTIVE NOISE CANCELLATION ：
PRINCIPLES AND APPLICATIONS ”で述べられている‘WI
DROW LMS’アルゴリズムを多チャンネルに展開したアル
ゴリズムを適用している。その内容は、上記特許の発明
者による論文、“A MULTIPLE ERROR LMS ALGORITHM AND
ITS APPLICATION TOTHE ACTIVE CONTROL OF SOUND AND
VIBRATION ”,IEEE TRANS.ACOUST.,SPEECH,SIGNAL PRO
CESSING,VOL.ASSP −35,PP.1423−1434,1987 にも述べ
られている。
【０００５】即ち、ＬＭＳアルゴリズムは、適応ディジ
タルフィルタのフィルタ係数を更新するのに好適なアル
ゴリズムの一つであって、例えばいわゆるＦｉｌｔｅｒ
ｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムにあっては、ラウドスピ
ーカからマイクロフォンまでの伝達関数をモデル化した
伝達関数フィルタを全てのラウドスピーカとマイクロフ
ォンとの組み合わせについて設定し、騒音源の騒音発生
状態を表す基準信号をそのフィルタで処理した値と各マ
イクロフォンが検出した残留騒音とに基づいた所定の評
価関数の値が低減するように、各ラウドスピーカ毎に設
けられたフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタの
フィルタ係数を更新している。
タルフィルタのフィルタ係数を更新するのに好適なアル
ゴリズムの一つであって、例えばいわゆるＦｉｌｔｅｒ
ｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムにあっては、ラウドスピ
ーカからマイクロフォンまでの伝達関数をモデル化した
伝達関数フィルタを全てのラウドスピーカとマイクロフ
ォンとの組み合わせについて設定し、騒音源の騒音発生
状態を表す基準信号をそのフィルタで処理した値と各マ
イクロフォンが検出した残留騒音とに基づいた所定の評
価関数の値が低減するように、各ラウドスピーカ毎に設
けられたフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタの
フィルタ係数を更新している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ここで、上記のような
騒音低減装置を例えば車両に適用する場合を考えると、
先ず、車室内騒音は一般的に１００Ｈｚ以下での低周波
帯域でも比較的大きな音圧を有することを考慮しなけれ
ばならない。例えば、４サイクル４気筒エンジンから発
せられる騒音の主成分であるエンジン回転２次成分（こ
もり音）は３０００ｒｐｍ以下なら１００Ｈｚ以下とな
るし、車輪から入力される振動が車体を伝わるロード・
ノイズも音圧が最も大きいのはドラミング領域と呼ばれ
る３０〜４０Ｈｚ付近である。つまり、低周波側でも出
力特性の悪化しないラウドスピーカを搭載することが必
要になる。
騒音低減装置を例えば車両に適用する場合を考えると、
先ず、車室内騒音は一般的に１００Ｈｚ以下での低周波
帯域でも比較的大きな音圧を有することを考慮しなけれ
ばならない。例えば、４サイクル４気筒エンジンから発
せられる騒音の主成分であるエンジン回転２次成分（こ
もり音）は３０００ｒｐｍ以下なら１００Ｈｚ以下とな
るし、車輪から入力される振動が車体を伝わるロード・
ノイズも音圧が最も大きいのはドラミング領域と呼ばれ
る３０〜４０Ｈｚ付近である。つまり、低周波側でも出
力特性の悪化しないラウドスピーカを搭載することが必
要になる。
【０００７】一方、一般的なコーン型スピーカは、コー
ンが前後することにより媒体である空気を振動させて音
圧を発生させるものであるため、理想的な自由音場では
同じ音圧を発生させるには、周波数によらず一定の体積
速度が必要となるが、周波数が低いということは単位時
間当たりコーンが前後する回数が少ないということであ
るから、コーンが１回に前後する距離（ストローク）を
大きくしないと、より高い周波数の時と同じ体積速度を
発生させることができないのである。なお、車室のよう
な閉空間は、音響モードの影響等があるため自由音場と
全く同じ状況ではないが、低周波でより大きなストロー
クを必要とする傾向は同じである。
ンが前後することにより媒体である空気を振動させて音
圧を発生させるものであるため、理想的な自由音場では
同じ音圧を発生させるには、周波数によらず一定の体積
速度が必要となるが、周波数が低いということは単位時
間当たりコーンが前後する回数が少ないということであ
るから、コーンが１回に前後する距離（ストローク）を
大きくしないと、より高い周波数の時と同じ体積速度を
発生させることができないのである。なお、車室のよう
な閉空間は、音響モードの影響等があるため自由音場と
全く同じ状況ではないが、低周波でより大きなストロー
クを必要とする傾向は同じである。
【０００８】しかしながら、一般的なコーン型スピーカ
は、図１０に示すように、フレーム５１に、バネ要素と
して働くエッジ５２とダンパ要素として働くスパイダ５
３とを介してコーン５４が固定されているため、エッジ
５２及びスパイダ５３が物理的に動ける限界に近づくと
それらの支持剛性が急激に大きくなるとともに、コーン
５４の背面側を覆うエンクロージャの空気バネとしての
剛性もコーン５４のストロークが大きい領域では急激に
大きくなることから、ストローク量が大きい範囲ではコ
ーン５４は非線形の動きをするようになり、スピーカか
ら発せられる音に歪み（振動系の非直線性により高調波
歪み）が生じてしまうのである。
は、図１０に示すように、フレーム５１に、バネ要素と
して働くエッジ５２とダンパ要素として働くスパイダ５
３とを介してコーン５４が固定されているため、エッジ
５２及びスパイダ５３が物理的に動ける限界に近づくと
それらの支持剛性が急激に大きくなるとともに、コーン
５４の背面側を覆うエンクロージャの空気バネとしての
剛性もコーン５４のストロークが大きい領域では急激に
大きくなることから、ストローク量が大きい範囲ではコ
ーン５４は非線形の動きをするようになり、スピーカか
ら発せられる音に歪み（振動系の非直線性により高調波
歪み）が生じてしまうのである。
【０００９】また、コーン５４は、それに固定されたボ
イスコイル５５をポールピース５６及びプレート５７間
に挟まれた磁石５８が生成する磁界内に位置させ、その
ボイスコイル５５に流れる電流を適宜制御することによ
り前後するように構成されているため、図１１に示すよ
うにボイスコイル５５が磁束が均一な領域内に存在する
状況では特に問題はないのであるが、コーン５４のスト
ロークが大きくなると、ボイスコイル５５が磁束分布が
不均一な領域に達してしまい、コーン５４は非線形の動
きをするようになり、これによってもスピーカから発せ
られる音に歪み（駆動系の非直線性による高調波歪み）
が生じてしまうのである。
イスコイル５５をポールピース５６及びプレート５７間
に挟まれた磁石５８が生成する磁界内に位置させ、その
ボイスコイル５５に流れる電流を適宜制御することによ
り前後するように構成されているため、図１１に示すよ
うにボイスコイル５５が磁束が均一な領域内に存在する
状況では特に問題はないのであるが、コーン５４のスト
ロークが大きくなると、ボイスコイル５５が磁束分布が
不均一な領域に達してしまい、コーン５４は非線形の動
きをするようになり、これによってもスピーカから発せ
られる音に歪み（駆動系の非直線性による高調波歪み）
が生じてしまうのである。
【００１０】つまり、ラウドスピーカの構造上、図１２
に示すような入力波形に対して出力波形の上下の山が均
等に鈍ったような歪み方であれば奇数次の高調波（入力
信号周波数の３倍，５倍，７倍，…）が現れ、直流成分
が重畳するなどして図１３に示すような上下いずれかの
山が鈍ったような歪み方であれば偶数次の高調波（入力
信号周波数の２倍，４倍，６倍，…）が現れてしまうと
いう不具合が存在するのである。
に示すような入力波形に対して出力波形の上下の山が均
等に鈍ったような歪み方であれば奇数次の高調波（入力
信号周波数の３倍，５倍，７倍，…）が現れ、直流成分
が重畳するなどして図１３に示すような上下いずれかの
山が鈍ったような歪み方であれば偶数次の高調波（入力
信号周波数の２倍，４倍，６倍，…）が現れてしまうと
いう不具合が存在するのである。
【００１１】なお、このような出力が歪んでしまうとい
う不具合は、ラウドスピーカに限られるものではなく、
電磁ソレノイド等によって可動板を変位させて制御振動
を発生させる能動型の振動低減装置（例えば、特開平２
−４２２２８号公報参照。）であっても同様の理由から
生じるものである。上記のような不具合は、コーン５４
が線形の動きをする範囲を大きくする、具体的には大型
のラウドスピーカを用いることにより解決することもで
きるが、それでも構造上の不具合であるため限界がある
し、極端に大きなラウドスピーカは車両のようにスペー
ス的な余裕が小さい場合には搭載すること自体が不可能
な場合もある。また、このような不具合を解決するため
の対策として、モーショナル・フィードバック・スピー
カ（ＭＦＢスピーカ）が存在するが（例えば、「SANYO
TECHNICAL REVIEW VOL.13 NO.2 AUG.1981 」ｐ３７〜４
５に詳しい。）、ＭＦＢスピーカでは、振動ピックアッ
プやフィードバック回路の追加が必要であるため、コス
トの増加及び信頼性の低下を招く恐れがあるし、特に車
両のようにアンプとスピーカとが離れて配置される場合
には信号をフィードバックするために新たなハーネスが
必要となって顕著なコスト増加及び信頼性低下を招いて
しまうのである。
う不具合は、ラウドスピーカに限られるものではなく、
電磁ソレノイド等によって可動板を変位させて制御振動
を発生させる能動型の振動低減装置（例えば、特開平２
−４２２２８号公報参照。）であっても同様の理由から
生じるものである。上記のような不具合は、コーン５４
が線形の動きをする範囲を大きくする、具体的には大型
のラウドスピーカを用いることにより解決することもで
きるが、それでも構造上の不具合であるため限界がある
し、極端に大きなラウドスピーカは車両のようにスペー
ス的な余裕が小さい場合には搭載すること自体が不可能
な場合もある。また、このような不具合を解決するため
の対策として、モーショナル・フィードバック・スピー
カ（ＭＦＢスピーカ）が存在するが（例えば、「SANYO
TECHNICAL REVIEW VOL.13 NO.2 AUG.1981 」ｐ３７〜４
５に詳しい。）、ＭＦＢスピーカでは、振動ピックアッ
プやフィードバック回路の追加が必要であるため、コス
トの増加及び信頼性の低下を招く恐れがあるし、特に車
両のようにアンプとスピーカとが離れて配置される場合
には信号をフィードバックするために新たなハーネスが
必要となって顕著なコスト増加及び信頼性低下を招いて
しまうのである。
【００１２】本発明は、このような従来の技術が有する
未解決の課題に着目しなされたものであって、コストの
大幅な増大や信頼性の低下等を招くことなく、上述した
ような出力波形の歪みを除去することができる能動型騒
音制御装置及び能動型振動制御装置を提供することを目
的としている。
未解決の課題に着目しなされたものであって、コストの
大幅な増大や信頼性の低下等を招くことなく、上述した
ような出力波形の歪みを除去することができる能動型騒
音制御装置及び能動型振動制御装置を提供することを目
的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る発明は、その基本構成図である図１
に示すように、騒音源から騒音が伝達される空間に制御
音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態
を検出し基準信号として出力する基準信号生成手段と、
前記空間内の所定位置における残留騒音を検出し残留騒
音信号として出力する残留騒音検出手段と、前記基準信
号をフィルタ処理して前記制御音源を駆動する駆動信号
を生成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号及び前記残留騒音信号に基づいて前記
空間内の騒音が低減するように前記適応ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備え
た能動型騒音制御装置において、前記制御音源に供給さ
れる前の駆動信号を下記（１）式に基づいて補正する駆
動信号補正手段と、補正係数ａ 3 を下記（４）式に基づ
いて更新する補正係数更新手段と、を設けたものであ
る。
に、請求項１に係る発明は、その基本構成図である図１
に示すように、騒音源から騒音が伝達される空間に制御
音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態
を検出し基準信号として出力する基準信号生成手段と、
前記空間内の所定位置における残留騒音を検出し残留騒
音信号として出力する残留騒音検出手段と、前記基準信
号をフィルタ処理して前記制御音源を駆動する駆動信号
を生成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号及び前記残留騒音信号に基づいて前記
空間内の騒音が低減するように前記適応ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備え
た能動型騒音制御装置において、前記制御音源に供給さ
れる前の駆動信号を下記（１）式に基づいて補正する駆
動信号補正手段と、補正係数ａ 3 を下記（４）式に基づ
いて更新する補正係数更新手段と、を設けたものであ
る。
【００１４】また、上記目的を達成するために、請求項
２に係る発明は、その基本構成図である図２に示すよう
に、騒音源から騒音が伝達される空間に制御音を発生可
能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態を検出し基
準信号として出力する基準信号生成手段と、前記空間内
の所定位置における残留騒音を検出し残留騒音信号とし
て出力する残留騒音検出手段と、前記基準信号をフィル
タ処理して前記制御音源を駆動する駆動信号を生成する
フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタと、前記基
準信号及び前記残留騒音信号に基づいて前記空間内の騒
音が低減するように前記適応ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えた能動型騒
音制御装置において、前記制御音源に供給される前の駆
動信号を下記（２）式に基づいて補正する駆動信号補正
手段と、補正係数ａ 2 ，ａ 3 を下記（３），（４）式に
基づいて更新する補正係数更新手段と、を設けたもので
ある。
２に係る発明は、その基本構成図である図２に示すよう
に、騒音源から騒音が伝達される空間に制御音を発生可
能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態を検出し基
準信号として出力する基準信号生成手段と、前記空間内
の所定位置における残留騒音を検出し残留騒音信号とし
て出力する残留騒音検出手段と、前記基準信号をフィル
タ処理して前記制御音源を駆動する駆動信号を生成する
フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタと、前記基
準信号及び前記残留騒音信号に基づいて前記空間内の騒
音が低減するように前記適応ディジタルフィルタのフィ
ルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えた能動型騒
音制御装置において、前記制御音源に供給される前の駆
動信号を下記（２）式に基づいて補正する駆動信号補正
手段と、補正係数ａ 2 ，ａ 3 を下記（３），（４）式に
基づいて更新する補正係数更新手段と、を設けたもので
ある。
【００１５】一方、上記目的を達成するために、請求項
３に係る発明は、振動源から発せられた振動と干渉する
制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動
発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
手段と、前記干渉した後の残留振動を検出し残留振動信
号として出力する残留振動検出手段と、前記基準信号を
フィルタ処理して前記制御振動源を駆動する駆動信号を
生成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号及び前記残留振動信号に基づいて前記
干渉後の振動が低減するように前記適応ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備え
た能動型振動制御装置において、前記制御振動源に供給
される前の駆動信号を下記（１）式に基づいて補正する
駆動信号補正手段と、補正係数ａ 3 を下記（４）に基づ
いて更新する補正係数更新手段と、を設けたものであ
る。
３に係る発明は、振動源から発せられた振動と干渉する
制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動
発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
手段と、前記干渉した後の残留振動を検出し残留振動信
号として出力する残留振動検出手段と、前記基準信号を
フィルタ処理して前記制御振動源を駆動する駆動信号を
生成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号及び前記残留振動信号に基づいて前記
干渉後の振動が低減するように前記適応ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備え
た能動型振動制御装置において、前記制御振動源に供給
される前の駆動信号を下記（１）式に基づいて補正する
駆動信号補正手段と、補正係数ａ 3 を下記（４）に基づ
いて更新する補正係数更新手段と、を設けたものであ
る。
【００１６】また、上記目的を達成するために、請求項
４に係る発明は、振動源から発せられた振動と干渉する
制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動
発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
手段と、前記干渉した後の残留振動を検出し残留振動信
号として出力する残留振動検出手段と、前記基準信号を
フィルタ処理して前記制御振動源を駆動する駆動信号を
生成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号及び前記残留振動信号に基づいて前記
干渉後の振動が低減するように前記適応ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備え
た能動型振動制御装置において、前記制御振動源に供給
される前の駆動信号を下記（２）式に基づいて補正する
駆動信号補正手段と、補正係数ａ 2 ，ａ 3 を下記
（３），（４）式に基づいて更新する補正係数更新手段
と、を設けたものである。
４に係る発明は、振動源から発せられた振動と干渉する
制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動
発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
手段と、前記干渉した後の残留振動を検出し残留振動信
号として出力する残留振動検出手段と、前記基準信号を
フィルタ処理して前記制御振動源を駆動する駆動信号を
生成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号及び前記残留振動信号に基づいて前記
干渉後の振動が低減するように前記適応ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備え
た能動型振動制御装置において、前記制御振動源に供給
される前の駆動信号を下記（２）式に基づいて補正する
駆動信号補正手段と、補正係数ａ 2 ，ａ 3 を下記
（３），（４）式に基づいて更新する補正係数更新手段
と、を設けたものである。
【００１７】ｙ'
＝ｙ＋ａ3 ×ｙ3 ……（１）
ｙ' ＝ｙ＋ａ2 ×ｙ2 ＋ａ3 ×ｙ3 ……（２）
ａ2 （ｎ＋１）＝ν2 ×ａ2 （ｎ）−μ2 ×ｅ（ｎ）×
ｔ2 ……（３） ａ3 （ｎ＋１）＝ν3 ×ａ3 （ｎ）−μ3 ×ｅ（ｎ）×
ｔ3 ……（４） ただし、ｙ' は補正された後の駆動信号、ｙは補正され
る前の駆動信号、ａ2，ａ3 は補正係数、ν2 ，ν3 は
発散抑制係数、μ2 ，μ3 は収束係数、ｅは残留騒音信
号若しくは残留振動信号であって、（ｎ），（ｎ＋１）
が付く項はそれぞれ離散時刻ｎ，ｎ＋１における値であ
ることを表している。
ｔ2 ……（３） ａ3 （ｎ＋１）＝ν3 ×ａ3 （ｎ）−μ3 ×ｅ（ｎ）×
ｔ3 ……（４） ただし、ｙ' は補正された後の駆動信号、ｙは補正され
る前の駆動信号、ａ2，ａ3 は補正係数、ν2 ，ν3 は
発散抑制係数、μ2 ，μ3 は収束係数、ｅは残留騒音信
号若しくは残留振動信号であって、（ｎ），（ｎ＋１）
が付く項はそれぞれ離散時刻ｎ，ｎ＋１における値であ
ることを表している。
【００１８】また、ｔ2 ，ｔ3 は下記（５），（６）式
で定義される畳み込み演算により求められる値であっ
て、Ｃ＾i は、制御音源及び残留騒音検出手段間若しく
は制御振動源及び残留振動検出手段間の伝達関数Ｃを有
限インパルス応答関数の形でモデル化した伝達関数フィ
ルタＣ＾のｉ番目のフィルタ係数、Ｊは伝達関数フィル
タＣ＾のタップ数（フィルタ係数の個数）である。
で定義される畳み込み演算により求められる値であっ
て、Ｃ＾i は、制御音源及び残留騒音検出手段間若しく
は制御振動源及び残留振動検出手段間の伝達関数Ｃを有
限インパルス応答関数の形でモデル化した伝達関数フィ
ルタＣ＾のｉ番目のフィルタ係数、Ｊは伝達関数フィル
タＣ＾のタップ数（フィルタ係数の個数）である。
【００１９】
【００２０】
【作用】先ず、図１２に示したような奇数次の歪みは、
３次よりも高次の項を無視すると下記の（７）式で近似
できる。 ｖ（ｎ）＝ｙ（ｎ）＋ｂ3 ×ｙ（ｎ）3 ……（７） ただし、ｙ（ｎ）は離散時刻ｎにおける駆動信号、ｖ
（ｎ）はスピーカコーンの実際の動き（加速度）に対応
する信号、ｂ3 は３次の歪み係数であり、コーンを動き
難くする方向に作用することからｂ3 ＜０である。
３次よりも高次の項を無視すると下記の（７）式で近似
できる。 ｖ（ｎ）＝ｙ（ｎ）＋ｂ3 ×ｙ（ｎ）3 ……（７） ただし、ｙ（ｎ）は離散時刻ｎにおける駆動信号、ｖ
（ｎ）はスピーカコーンの実際の動き（加速度）に対応
する信号、ｂ3 は３次の歪み係数であり、コーンを動き
難くする方向に作用することからｂ3 ＜０である。
【００２１】次に、この（７）式における駆動信号ｙ
（ｎ）を予め下記の（８）式で処理した信号ｙ' （ｎ）
で置き換えた場合を考える。 ｙ' （ｎ）＝ｙ（ｎ）＋ａ3 ×ｙ（ｎ）3 ……（８） つまり、適応ディジタルフィルタの出力である駆動信号
ｙ（ｎ）を、そのまま制御音源に供給するのではなく、
上記（８）式のように駆動信号ｙ（ｎ）の３乗に基づい
て補正した値を、新たな駆動信号ｙ' （ｎ）と考えるの
である。
（ｎ）を予め下記の（８）式で処理した信号ｙ' （ｎ）
で置き換えた場合を考える。 ｙ' （ｎ）＝ｙ（ｎ）＋ａ3 ×ｙ（ｎ）3 ……（８） つまり、適応ディジタルフィルタの出力である駆動信号
ｙ（ｎ）を、そのまま制御音源に供給するのではなく、
上記（８）式のように駆動信号ｙ（ｎ）の３乗に基づい
て補正した値を、新たな駆動信号ｙ' （ｎ）と考えるの
である。
【００２２】すると、スピーカコーンの実際の動きを表
す信号ｖ（ｎ）は、下記のように表されることになる。 ｖ（ｎ）＝ｙ' （ｎ）＋ｂ3 ×ｙ' （ｎ）3 ＝ｙ（ｎ）＋ａ3 ×ｙ（ｎ）3 ＋ｂ3 （ｙ（ｎ）＋ａ3 ×ｙ（ｎ）3 ）3 ＝ｙ（ｎ）＋（ａ3 ＋ｂ3 ）ｙ（ｎ）3 ＋３ａ3 ×ｂ3 ×ｙ（ｎ）5 ＋３ａ3 2×ｂ3 ×ｙ（ｎ）7 ＋ａ3 3×ｂ3 ×ｙ（ｎ）9 ……（10） そして、この（10）式において、５次以上の高次の項は
３次以下の項に比べて極めて小さいから無視すれば、駆
動信号ｙ（ｎ）と信号ｖ（ｎ）との差は、 ａ3 ＝−ｂ3 ……（11） であるときに最小となることが判る。
す信号ｖ（ｎ）は、下記のように表されることになる。 ｖ（ｎ）＝ｙ' （ｎ）＋ｂ3 ×ｙ' （ｎ）3 ＝ｙ（ｎ）＋ａ3 ×ｙ（ｎ）3 ＋ｂ3 （ｙ（ｎ）＋ａ3 ×ｙ（ｎ）3 ）3 ＝ｙ（ｎ）＋（ａ3 ＋ｂ3 ）ｙ（ｎ）3 ＋３ａ3 ×ｂ3 ×ｙ（ｎ）5 ＋３ａ3 2×ｂ3 ×ｙ（ｎ）7 ＋ａ3 3×ｂ3 ×ｙ（ｎ）9 ……（10） そして、この（10）式において、５次以上の高次の項は
３次以下の項に比べて極めて小さいから無視すれば、駆
動信号ｙ（ｎ）と信号ｖ（ｎ）との差は、 ａ3 ＝−ｂ3 ……（11） であるときに最小となることが判る。
【００２３】以上から、請求項１に係る発明において、
駆動信号補正手段が上記（１）式に基づいて駆動信号ｙ
を補正すると、補正係数ａ3 を適宜選定することによ
り、制御音源から発せられる制御音に含まれる奇数次の
高調波歪みが除去されるのである。さらに、上記（11）
式を満足するような補正係数ａ3 を、適応的に求めるこ
とを考える。即ち、駆動信号ｙ（ｎ）は、基準信号生成
手段が生成した基準信号ｘ（ｎ）を適応ディジタルフィ
ルタＷでフィルタ処理することにより得られる信号であ
ることから、下記の（12）式のように表される。
駆動信号補正手段が上記（１）式に基づいて駆動信号ｙ
を補正すると、補正係数ａ3 を適宜選定することによ
り、制御音源から発せられる制御音に含まれる奇数次の
高調波歪みが除去されるのである。さらに、上記（11）
式を満足するような補正係数ａ3 を、適応的に求めるこ
とを考える。即ち、駆動信号ｙ（ｎ）は、基準信号生成
手段が生成した基準信号ｘ（ｎ）を適応ディジタルフィ
ルタＷでフィルタ処理することにより得られる信号であ
ることから、下記の（12）式のように表される。
【００２４】
ただし、Ｗi は適応ディジタルフィルタＷのｉ番目のフ
ィルタ係数、Ｉは適応ディジタルフィルタＷのタップ数
である。そして、制御音源から発せられて残留騒音検出
手段に到達した時点の音は、下記の（13）式のように表
される。
ィルタ係数、Ｉは適応ディジタルフィルタＷのタップ数
である。そして、制御音源から発せられて残留騒音検出
手段に到達した時点の音は、下記の（13）式のように表
される。
【００２５】
また、残留騒音信号ｅ（ｎ）は、騒音源以外から到達し
ている音ｄ（ｎ）と制御音源から発せられた音ｏ（ｎ）
とが重畳したものであるから、下記の（14）式のように
表される。
ている音ｄ（ｎ）と制御音源から発せられた音ｏ（ｎ）
とが重畳したものであるから、下記の（14）式のように
表される。
【００２６】
ｅ（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋ｏ（ｎ） ……（14）
ここで、評価関数Ｊを
Ｊ＝ｅ（ｎ）2 ……（15）
と定義し、この評価関数Ｊを最小にすることを考える。
つまり、評価関数Ｊを補正係数ａ3 で微分すると、 となり、この（16）式で５次以上の高次の項を無視する
と、 となる。
つまり、評価関数Ｊを補正係数ａ3 で微分すると、 となり、この（16）式で５次以上の高次の項を無視する
と、 となる。
【００２７】従って、ＬＭＳアルゴリズムに従った補正
係数ａ3 の更新式は、発散抑制係数をν3 ，収束係数を
μ3 とすれば、 ａ3 （ｎ＋１）＝ν3 ａ3 （ｎ）−μｅ（ｎ）ｔ3 となり、上記（４）式と等しくなる。なお、発散抑制係
数とは、更新される値が不測の原因（例えば、高次の項
を無視したことによる影響）により発散することを防止
するための係数であって、通常は１よりも若干小さい値
を採るが、発散する可能性の小さい安定した系の場合に
はν3 ＝１としてもよい。また、収束係数とは、収束す
る速度及び収束する際の安定性に寄与する係数である。
係数ａ3 の更新式は、発散抑制係数をν3 ，収束係数を
μ3 とすれば、 ａ3 （ｎ＋１）＝ν3 ａ3 （ｎ）−μｅ（ｎ）ｔ3 となり、上記（４）式と等しくなる。なお、発散抑制係
数とは、更新される値が不測の原因（例えば、高次の項
を無視したことによる影響）により発散することを防止
するための係数であって、通常は１よりも若干小さい値
を採るが、発散する可能性の小さい安定した系の場合に
はν3 ＝１としてもよい。また、収束係数とは、収束す
る速度及び収束する際の安定性に寄与する係数である。
【００２８】以上から、請求項１に係る発明にあって
は、補正係数ａ3 が適応的に最適値に収束するため、制
御音源から発せられる制御音に含まれる奇数次の高調波
歪みが確実に除去されるのである。ここで、通常のスピ
ーカコーンは進退両方向に同じ特性を示すように設計さ
れることから、図１２に示したように出力波形の上下の
山が均等に鈍る奇数次の高調波歪みが生じる場合がほと
んどであるが、進退両方向の特性が異なる場合や、或い
はそれらが等しくても直流成分が重畳される場合には図
１３に示したような偶数次の高調波歪みも生じることが
ある。
は、補正係数ａ3 が適応的に最適値に収束するため、制
御音源から発せられる制御音に含まれる奇数次の高調波
歪みが確実に除去されるのである。ここで、通常のスピ
ーカコーンは進退両方向に同じ特性を示すように設計さ
れることから、図１２に示したように出力波形の上下の
山が均等に鈍る奇数次の高調波歪みが生じる場合がほと
んどであるが、進退両方向の特性が異なる場合や、或い
はそれらが等しくても直流成分が重畳される場合には図
１３に示したような偶数次の高調波歪みも生じることが
ある。
【００２９】そこで、駆動信号ｙ（ｎ）を予め下記の
（18）式で処理した信号ｙ' （ｎ）で置き換えた場合を
考える。 ｙ' （ｎ）＝ｙ（ｎ）＋ａ2 ｙ（ｎ）2 ＋ａ3 ｙ（ｎ）3 ……（18） すると、信号ｖ（ｎ）は、 ｖ（ｎ）＝ｙ' （ｎ）＋ｂ2 ｙ' （ｎ）2 ＋ｂ3 ｙ' （ｎ）3 ＝ｙ（ｎ）＋ａ2 ｙ（ｎ）2 ＋ａ3 ｙ（ｎ）3 ＋ｂ2 ｛ｙ（ｎ）2 ＋ａ2 2ｙ（ｎ）4 ＋ａ3 2ｙ（ｎ）6 ＋２ａ2 ｙ（ｎ）3 ＋２ａ2 ａ3 ｙ（ｎ）5 ＋２ａ3 ｙ（ｎ）4 ｝ ＋ｂ3 ｛ｙ（ｎ）3 ＋ａ2 2ｙ（ｎ）5 ＋ａ3 2ｙ（ｎ）7 ＋２ａ2 ｙ（ｎ）4 ＋２ａ2 ａ3 ｙ（ｎ）6 ＋２ａ3 ｙ（ｎ）5 ＋ａ2 ｙ（ｎ）4 ＋ａ2 3ｙ（ｎ）6 ＋ａ2 ａ3 2ｙ（ｎ）8 ＋２ａ2 2ｙ（ｎ）5 ＋２ａ2 2ａ3 ｙ（ｎ）7 ＋２ａ2 ａ3 ｙ（ｎ）6 ＋ａ3 ｙ（ｎ）5 ＋ａ2 2ａ3 ｙ（ｎ）7 ＋ａ3 3ｙ（ｎ）9 ＋２ａ2 ａ3 ｙ（ｎ）6 ＋２ａ2 ａ3 2ｙ（ｎ）8 ＋２ａ3 2ｙ（ｎ）7 ｝ ＝ｙ（ｎ）＋（ａ2 ＋ｂ2 ）ｙ（ｎ）2 ＋（ａ3 ＋２ａ2 ｂ2 ＋ｂ3 ）ｙ（ｎ）3 ＋… ……（19） となる。
（18）式で処理した信号ｙ' （ｎ）で置き換えた場合を
考える。 ｙ' （ｎ）＝ｙ（ｎ）＋ａ2 ｙ（ｎ）2 ＋ａ3 ｙ（ｎ）3 ……（18） すると、信号ｖ（ｎ）は、 ｖ（ｎ）＝ｙ' （ｎ）＋ｂ2 ｙ' （ｎ）2 ＋ｂ3 ｙ' （ｎ）3 ＝ｙ（ｎ）＋ａ2 ｙ（ｎ）2 ＋ａ3 ｙ（ｎ）3 ＋ｂ2 ｛ｙ（ｎ）2 ＋ａ2 2ｙ（ｎ）4 ＋ａ3 2ｙ（ｎ）6 ＋２ａ2 ｙ（ｎ）3 ＋２ａ2 ａ3 ｙ（ｎ）5 ＋２ａ3 ｙ（ｎ）4 ｝ ＋ｂ3 ｛ｙ（ｎ）3 ＋ａ2 2ｙ（ｎ）5 ＋ａ3 2ｙ（ｎ）7 ＋２ａ2 ｙ（ｎ）4 ＋２ａ2 ａ3 ｙ（ｎ）6 ＋２ａ3 ｙ（ｎ）5 ＋ａ2 ｙ（ｎ）4 ＋ａ2 3ｙ（ｎ）6 ＋ａ2 ａ3 2ｙ（ｎ）8 ＋２ａ2 2ｙ（ｎ）5 ＋２ａ2 2ａ3 ｙ（ｎ）7 ＋２ａ2 ａ3 ｙ（ｎ）6 ＋ａ3 ｙ（ｎ）5 ＋ａ2 2ａ3 ｙ（ｎ）7 ＋ａ3 3ｙ（ｎ）9 ＋２ａ2 ａ3 ｙ（ｎ）6 ＋２ａ2 ａ3 2ｙ（ｎ）8 ＋２ａ3 2ｙ（ｎ）7 ｝ ＝ｙ（ｎ）＋（ａ2 ＋ｂ2 ）ｙ（ｎ）2 ＋（ａ3 ＋２ａ2 ｂ2 ＋ｂ3 ）ｙ（ｎ）3 ＋… ……（19） となる。
【００３０】そして、ａ2 ＜１，ｂ2 ＜１よりａ2 ｂ2
≪１として無視するとともに、３次よりも高次の項は影
響が小さいとして無視すると、結局、駆動信号ｙ（ｎ）
と信号ｖ（ｎ）との差は、 ａ2 ＝−ｂ2 ａ3 ＝−ｂ3 のときに最小となることが判る。
≪１として無視するとともに、３次よりも高次の項は影
響が小さいとして無視すると、結局、駆動信号ｙ（ｎ）
と信号ｖ（ｎ）との差は、 ａ2 ＝−ｂ2 ａ3 ＝−ｂ3 のときに最小となることが判る。
【００３１】以上から、請求項２に係る発明において、
駆動信号補正手段が上記（２）式に基づいて駆動信号ｙ
を補正すると、補正係数ａ2 ，ａ3 を適宜選定すること
により、制御音源から発せられる制御音に含まれる奇数
次の高調波歪み及び偶数次の高調波歪みが除去されるの
である。さらに、補正係数ａ2 ，ａ3 の更新式は、上記
と同様の考え方により、 ａ2 （ｎ＋１）＝ν2 ａ2 （ｎ）−μ2 ｅ（ｎ）ｔ2 ａ3 （ｎ＋１）＝ν3 ａ3 （ｎ）−μ3 ｅ（ｎ）ｔ3 となり、上記（３），（４）式と等しくなる。なお、発
散抑制係数ν2 及び収束係数μ2 の具体的内容は、上述
した発散抑制係数ν3 及び収束係数μ3 と同様である。
駆動信号補正手段が上記（２）式に基づいて駆動信号ｙ
を補正すると、補正係数ａ2 ，ａ3 を適宜選定すること
により、制御音源から発せられる制御音に含まれる奇数
次の高調波歪み及び偶数次の高調波歪みが除去されるの
である。さらに、補正係数ａ2 ，ａ3 の更新式は、上記
と同様の考え方により、 ａ2 （ｎ＋１）＝ν2 ａ2 （ｎ）−μ2 ｅ（ｎ）ｔ2 ａ3 （ｎ＋１）＝ν3 ａ3 （ｎ）−μ3 ｅ（ｎ）ｔ3 となり、上記（３），（４）式と等しくなる。なお、発
散抑制係数ν2 及び収束係数μ2 の具体的内容は、上述
した発散抑制係数ν3 及び収束係数μ3 と同様である。
【００３２】以上から、請求項２に係る発明にあって
は、補正係数ａ2 ，ａ3 が適応的に最適値に収束するた
め、制御音源から発せられる制御音に含まれる奇数次の
高調波歪み偶数次の高調波歪みが確実に除去されるので
ある。ここで、上記請求項１及び請求項２に係る発明は
いずれも騒音を対象としているのに対し請求項３及び請
求項４に係る発明は振動を対象としている。従って、そ
れら請求項３及び請求項４に係る発明の作用は、音と振
動との違いはあるが、実質的に上記請求項１及び請求項
２に係る発明と同様である。
は、補正係数ａ2 ，ａ3 が適応的に最適値に収束するた
め、制御音源から発せられる制御音に含まれる奇数次の
高調波歪み偶数次の高調波歪みが確実に除去されるので
ある。ここで、上記請求項１及び請求項２に係る発明は
いずれも騒音を対象としているのに対し請求項３及び請
求項４に係る発明は振動を対象としている。従って、そ
れら請求項３及び請求項４に係る発明の作用は、音と振
動との違いはあるが、実質的に上記請求項１及び請求項
２に係る発明と同様である。
【００３３】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図３及び図４は本発明の第１実施例の構成を示
す図であり、これは、本発明に係る能動型騒音制御装置
を、車両２の車室３内の騒音の低減を図る車両用能動型
騒音制御装置１に適用したものである。
明する。図３及び図４は本発明の第１実施例の構成を示
す図であり、これは、本発明に係る能動型騒音制御装置
を、車両２の車室３内の騒音の低減を図る車両用能動型
騒音制御装置１に適用したものである。
【００３４】先ず、構成を説明すると、図３に示すよう
に、この車両用能動型騒音制御装置１は、騒音源として
のエンジン４から、空間としての車室３内に伝達される
騒音としてのこもり音の低減を図る装置であって、エン
ジン４には、エンジン４のクランク軸の回転に同期した
パルス信号であるクランク角信号ＣＰを出力するクラン
ク角センサ５が取り付けられている。
に、この車両用能動型騒音制御装置１は、騒音源として
のエンジン４から、空間としての車室３内に伝達される
騒音としてのこもり音の低減を図る装置であって、エン
ジン４には、エンジン４のクランク軸の回転に同期した
パルス信号であるクランク角信号ＣＰを出力するクラン
ク角センサ５が取り付けられている。
【００３５】一方、車室３内には、車室３内に残留する
騒音の音圧を測定する残留騒音検出手段としての複数
（図３には二つのみ示す）のマイクロフォン８ａ，８ｂ
と、車室３内に制御音を発生する制御音源としての複数
（図３には一つのみ示す）のラウドスピーカ９が配設さ
れている。そして、クランク角センサ５から出力された
クランク角信号ＣＰ及びマイクロフォン８ａ，８ｂから
出力された残留騒音信号ｅが、マイクロコンピュータ等
から構成されるコントローラ１０に供給されている。
騒音の音圧を測定する残留騒音検出手段としての複数
（図３には二つのみ示す）のマイクロフォン８ａ，８ｂ
と、車室３内に制御音を発生する制御音源としての複数
（図３には一つのみ示す）のラウドスピーカ９が配設さ
れている。そして、クランク角センサ５から出力された
クランク角信号ＣＰ及びマイクロフォン８ａ，８ｂから
出力された残留騒音信号ｅが、マイクロコンピュータ等
から構成されるコントローラ１０に供給されている。
【００３６】コントローラ１０は、供給される各信号Ｃ
Ｐ，ｅに基づいて所定の演算処理を実行し、エンジン４
から車室３内に伝達されるこもり音が打ち消されるよう
な制御音がラウドスピーカ９から発せられるように、ラ
ウドスピーカ９に駆動信号ｙを供給する。コントローラ
１０は、その機能構成をブロック図で表した図４に示す
ように、クランク角センサ５から供給されるクランク角
信号ＣＰと同じ周期の正弦波状の信号でなる基準信号ｘ
を生成する基準信号生成部１１と、基準信号ｘをフィル
タ処理することにより（具体的には、畳み込み積分する
ことにより）駆動信号ｙmを生成するフィルタ係数可変
の適応ディジタルフィルタＷm （ｍ＝１，２，…，Ｍ：
Ｍはラウドスピーカの個数）と、この適応ディジタルフ
ィルタＷm から出力された駆動信号ｙm を補正する駆動
信号補正部１２とを有していて、駆動信号補正部１２で
補正された結果が最終的な駆動信号ｙm として各ラウド
スピーカ９に供給されるようになっている。
Ｐ，ｅに基づいて所定の演算処理を実行し、エンジン４
から車室３内に伝達されるこもり音が打ち消されるよう
な制御音がラウドスピーカ９から発せられるように、ラ
ウドスピーカ９に駆動信号ｙを供給する。コントローラ
１０は、その機能構成をブロック図で表した図４に示す
ように、クランク角センサ５から供給されるクランク角
信号ＣＰと同じ周期の正弦波状の信号でなる基準信号ｘ
を生成する基準信号生成部１１と、基準信号ｘをフィル
タ処理することにより（具体的には、畳み込み積分する
ことにより）駆動信号ｙmを生成するフィルタ係数可変
の適応ディジタルフィルタＷm （ｍ＝１，２，…，Ｍ：
Ｍはラウドスピーカの個数）と、この適応ディジタルフ
ィルタＷm から出力された駆動信号ｙm を補正する駆動
信号補正部１２とを有していて、駆動信号補正部１２で
補正された結果が最終的な駆動信号ｙm として各ラウド
スピーカ９に供給されるようになっている。
【００３７】そして、駆動信号補正部１２は、適応ディ
ジタルフィルタＷm が生成した駆動信号ｙm を３乗した
値を演算する演算部１２ａと、この演算部１２ａの出力
に補正係数ａ3 を乗じて出力する演算部１２ｂと、適応
ディジタルフィルタＷm の出力に演算部１２ｂの出力を
加算してこれを補正された駆動信号ｙm とする加算部１
２ｃと、から構成されている。つまり、駆動信号補正部
１２は、上記（１）式に基づいて駆動信号ｙm を補正す
るようになっている。なお、この駆動信号補正部１２
も、実際にはＭ個の駆動信号ｙm に対応してＭ個備えら
れているが、説明を判り易くするために、図４には一つ
の駆動信号補正部１２を示している。
ジタルフィルタＷm が生成した駆動信号ｙm を３乗した
値を演算する演算部１２ａと、この演算部１２ａの出力
に補正係数ａ3 を乗じて出力する演算部１２ｂと、適応
ディジタルフィルタＷm の出力に演算部１２ｂの出力を
加算してこれを補正された駆動信号ｙm とする加算部１
２ｃと、から構成されている。つまり、駆動信号補正部
１２は、上記（１）式に基づいて駆動信号ｙm を補正す
るようになっている。なお、この駆動信号補正部１２
も、実際にはＭ個の駆動信号ｙm に対応してＭ個備えら
れているが、説明を判り易くするために、図４には一つ
の駆動信号補正部１２を示している。
【００３８】また、コントローラ１０は、基準信号ｘが
入力される伝達関数フィルタＣ＾lmと、基準信号ｘを伝
達関数フィルタＣ＾lmで処理した値ｒlm及び残留騒音信
号ｅに基づいて適応ディジタルフィルタＷm のフィルタ
係数Ｗmiを更新するフィルタ係数更新部１５と、を備え
ている。なお、伝達関数フィルタＣ＾lm（ｌ＝１，２，
…，Ｌ、ｍ＝１，２，…，Ｍ）は、ラウドスピーカ９と
マイクロフォン８ａ，８ｂとの間の伝達関数Ｃlmを有限
インパルス応答関数の形でモデル化したディジタルフィ
ルタであって、Ｍ個のラウドスピーカ及びＬ個のマイク
ロフォンの全ての組み合わせ（Ｌ×Ｍ）について構築さ
れている。
入力される伝達関数フィルタＣ＾lmと、基準信号ｘを伝
達関数フィルタＣ＾lmで処理した値ｒlm及び残留騒音信
号ｅに基づいて適応ディジタルフィルタＷm のフィルタ
係数Ｗmiを更新するフィルタ係数更新部１５と、を備え
ている。なお、伝達関数フィルタＣ＾lm（ｌ＝１，２，
…，Ｌ、ｍ＝１，２，…，Ｍ）は、ラウドスピーカ９と
マイクロフォン８ａ，８ｂとの間の伝達関数Ｃlmを有限
インパルス応答関数の形でモデル化したディジタルフィ
ルタであって、Ｍ個のラウドスピーカ及びＬ個のマイク
ロフォンの全ての組み合わせ（Ｌ×Ｍ）について構築さ
れている。
【００３９】そして、フィルタ係数更新部１５は、伝達
関数フィルタＣ＾lmから供給される処理信号ｒlmとマイ
クロフォン８ａ，８ｂから供給される残留騒音信号ｅl
とに応じて、適応ディジタルフィルタＷm のフィルタ係
数Ｗmi（ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉは適応ディジ
タルフィルタＷm のタップ数）を、ＬＭＳアルゴリズム
に従った下記の（20）式に基づいて更新するようになっ
ている。
関数フィルタＣ＾lmから供給される処理信号ｒlmとマイ
クロフォン８ａ，８ｂから供給される残留騒音信号ｅl
とに応じて、適応ディジタルフィルタＷm のフィルタ係
数Ｗmi（ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉは適応ディジ
タルフィルタＷm のタップ数）を、ＬＭＳアルゴリズム
に従った下記の（20）式に基づいて更新するようになっ
ている。
【００４０】
なお、νw は発散抑制係数、μw は収束係数、ｒmi（ｎ
−ｉ）は下記の（21）式で定義される値である。
−ｉ）は下記の（21）式で定義される値である。
【００４１】
またさらに、コントローラ１０は、駆動信号補正部１２
の演算部１２ａの出力が入力される伝達関数フィルタＣ
＾lmと、その伝達関数フィルタＣ＾lmが生成した値ｔ3
（上記（６）式参照）と残留騒音信号ｅl とに基づいて
上記（４）式に従って演算部１２ｂの補正係数ａ3 を更
新する補正係数更新部１６と、を有している。
の演算部１２ａの出力が入力される伝達関数フィルタＣ
＾lmと、その伝達関数フィルタＣ＾lmが生成した値ｔ3
（上記（６）式参照）と残留騒音信号ｅl とに基づいて
上記（４）式に従って演算部１２ｂの補正係数ａ3 を更
新する補正係数更新部１６と、を有している。
【００４２】つまり、本実施例では、適応ディジタルフ
ィルタＷm の出力がそのままラウドスピーカ９に供給さ
れるのではなく、駆動信号補正部１２で補正されてから
ラウドスピーカ９に供給されるようになっているととも
に、その駆動信号補正部１２内の補正係数ａ3 が、適応
的に更新されるようになっている。なお、各請求項に記
載された発明にあっては、システムのチャンネル数を限
定しないで、例えば３次の歪みを低減するような出力信
号ｙ' （ｎ）を計算するために、 ｙ' （ｎ）＝ｙ（ｎ）＋ａ3 ｙ3 （ｎ） ａ3 （ｎ＋１）＝ν3 ａ3 （ｎ）−μ3 ｅ（ｎ）ｔ3 としているが、本実施例のように多チャンネル、例えば
Ｍ個のラウドスピーカ，Ｌ個のマイクロフォンのシステ
ムの場合には、以下のようにして演算することができ
る。
ィルタＷm の出力がそのままラウドスピーカ９に供給さ
れるのではなく、駆動信号補正部１２で補正されてから
ラウドスピーカ９に供給されるようになっているととも
に、その駆動信号補正部１２内の補正係数ａ3 が、適応
的に更新されるようになっている。なお、各請求項に記
載された発明にあっては、システムのチャンネル数を限
定しないで、例えば３次の歪みを低減するような出力信
号ｙ' （ｎ）を計算するために、 ｙ' （ｎ）＝ｙ（ｎ）＋ａ3 ｙ3 （ｎ） ａ3 （ｎ＋１）＝ν3 ａ3 （ｎ）−μ3 ｅ（ｎ）ｔ3 としているが、本実施例のように多チャンネル、例えば
Ｍ個のラウドスピーカ，Ｌ個のマイクロフォンのシステ
ムの場合には、以下のようにして演算することができ
る。
【００４３】
ｙ' m （ｎ）＝ｙm （ｎ）＋ａ3mｙ3 m （ｎ）
ａ3m（ｎ＋１）＝ν3 ａ3m（ｎ）−μ3 Σｅl （ｎ）ｔ
3lm ただし、ｌはマイクロフォンの番号で、ｌ＝１，２，
…，Ｌ、ｍはラウドスピーカの番号で、ｍ＝１，２，
…，Ｍ、Ｃ＾lmi はｍ番目のラウドスピーカからｌ番目
のマイクロフォンまでの伝達関数Ｃ＾lmのｉ番目のフィ
ルタ係数、ｅl はｌ番目のマイクロフォンの出力、ｙ'
m （ｎ）はｍ番目のラウドスピーカに出力される制御信
号である。
3lm ただし、ｌはマイクロフォンの番号で、ｌ＝１，２，
…，Ｌ、ｍはラウドスピーカの番号で、ｍ＝１，２，
…，Ｍ、Ｃ＾lmi はｍ番目のラウドスピーカからｌ番目
のマイクロフォンまでの伝達関数Ｃ＾lmのｉ番目のフィ
ルタ係数、ｅl はｌ番目のマイクロフォンの出力、ｙ'
m （ｎ）はｍ番目のラウドスピーカに出力される制御信
号である。
【００４４】図５はコントローラ１０内で実行される処
理の概要を示すフローチャートであり、以下、図５に従
って本実施例の動作を説明する。即ち、図５に示す処理
は所定のサンプリング・クロックに同期して実行される
ようになっていて、先ず、そのステップ１０１におい
て、クランク角信号ＣＰの入力タイミングに基づいて現
在の離散時刻ｎにおける基準信号ｘ（ｎ）を生成する。
理の概要を示すフローチャートであり、以下、図５に従
って本実施例の動作を説明する。即ち、図５に示す処理
は所定のサンプリング・クロックに同期して実行される
ようになっていて、先ず、そのステップ１０１におい
て、クランク角信号ＣＰの入力タイミングに基づいて現
在の離散時刻ｎにおける基準信号ｘ（ｎ）を生成する。
【００４５】次いで、ステップ１０２に移行し、図５の
処理が実行されるたびに次々と生成される基準信号ｘ
（ｎ）と適応ディジタルフィルタＷm の各フィルタ係数
Ｗmiとを畳み込んで、駆動信号ｙm を生成する。そし
て、ステップ１０３に移行し、上記（１）式に従って、
駆動信号ｙm を補正する。具体的には、駆動信号ｙm を
３乗した値ｙ3 を求めるとともに、その結果に補正係数
ａ3 を乗じ、さらにその結果と元の駆動信号ｙm とを加
算し、その加算結果を補正された駆動信号ｙm とする。
処理が実行されるたびに次々と生成される基準信号ｘ
（ｎ）と適応ディジタルフィルタＷm の各フィルタ係数
Ｗmiとを畳み込んで、駆動信号ｙm を生成する。そし
て、ステップ１０３に移行し、上記（１）式に従って、
駆動信号ｙm を補正する。具体的には、駆動信号ｙm を
３乗した値ｙ3 を求めるとともに、その結果に補正係数
ａ3 を乗じ、さらにその結果と元の駆動信号ｙm とを加
算し、その加算結果を補正された駆動信号ｙm とする。
【００４６】補正された駆動信号ｙm が求められたら、
ステップ１０４に移行し、その駆動信号ｙm を各ラウド
スピーカ９に出力する。次いで、ステップ１０５に移行
し、残留騒音信号ｅl を読み込むとともに、ステップ１
０６に移行して基準信号ｘ（ｎ）と伝達関数フィルタＣ
＾lmの各フィルタ係数Ｃ＾lmj とを畳み込んで処理信号
ｒlmを演算し、そして、ステップ１０７に移行し、それ
ら残留騒音信号ｅl 及び処理信号ｒlmに基づいて上記
（20）式に従って適応ディジタルフィルタＷm の各フィ
ルタ係数Ｗmiを更新する。
ステップ１０４に移行し、その駆動信号ｙm を各ラウド
スピーカ９に出力する。次いで、ステップ１０５に移行
し、残留騒音信号ｅl を読み込むとともに、ステップ１
０６に移行して基準信号ｘ（ｎ）と伝達関数フィルタＣ
＾lmの各フィルタ係数Ｃ＾lmj とを畳み込んで処理信号
ｒlmを演算し、そして、ステップ１０７に移行し、それ
ら残留騒音信号ｅl 及び処理信号ｒlmに基づいて上記
（20）式に従って適応ディジタルフィルタＷm の各フィ
ルタ係数Ｗmiを更新する。
【００４７】次いで、ステップ１０８に移行し、上記
（６）式に従って駆動信号ｙm を補正する際に求めた値
ｙ3 と伝達関数フィルタＣ＾lmの各フィルタ係数Ｃ＾
lmj とを畳み込んで値ｔ3 を求めるとともに、ステップ
１０９に移行し、その値ｔ3 と残留騒音信号ｅl とに基
づき上記（４）式に従って補正係数ａ3 を更新する。ス
テップ１０９の処理を終えたら今回の処理を終了し、次
のサンプリング・クロックのタイミングでステップ１０
１から再び処理を実行する。
（６）式に従って駆動信号ｙm を補正する際に求めた値
ｙ3 と伝達関数フィルタＣ＾lmの各フィルタ係数Ｃ＾
lmj とを畳み込んで値ｔ3 を求めるとともに、ステップ
１０９に移行し、その値ｔ3 と残留騒音信号ｅl とに基
づき上記（４）式に従って補正係数ａ3 を更新する。ス
テップ１０９の処理を終えたら今回の処理を終了し、次
のサンプリング・クロックのタイミングでステップ１０
１から再び処理を実行する。
【００４８】このような処理が実行されると、各ラウド
スピーカ９には次々と駆動信号ｙmが供給されるため、
車室３内にはその駆動信号ｙm に応じた制御音が発生す
るようになるが、制御開始直後は適応ディジタルフィル
タＷm の各フィルタ係数Ｗmiが最適値に収束していると
は限らないので、ラウドスピーカ９から発せられる制御
音によって、エンジン４から車室３内に伝達されるこも
り音が低減されるとはいえない。
スピーカ９には次々と駆動信号ｙmが供給されるため、
車室３内にはその駆動信号ｙm に応じた制御音が発生す
るようになるが、制御開始直後は適応ディジタルフィル
タＷm の各フィルタ係数Ｗmiが最適値に収束していると
は限らないので、ラウドスピーカ９から発せられる制御
音によって、エンジン４から車室３内に伝達されるこも
り音が低減されるとはいえない。
【００４９】しかし、図５に示す処理が繰り返し実行さ
れると、フィルタ係数更新部１５がＬＭＳアルゴリズム
に基づき適応ディジタルフィルタＷm のフィルタ係数Ｗ
miを更新していくので、ラウドスピーカ９から発せられ
る制御音によってこもり音が打ち消され、車室３内の騒
音が低減されるようになる。しかも、本実施例にあって
は、適応ディジタルフィルタＷm のフィルタ出力をその
まま駆動信号としてラウドスピーカ９に供給するのでは
なく、駆動信号補正部１２で適宜補正してからラウドス
ピーカ９に供給するようになっており、その補正内容も
理論的に導き出した上記（１）式に従っているため、Ｍ
ＦＢスピーカのように特に複雑な構成としなくても、ラ
ウドスピーカ９から発せられる制御音に含まれる奇数次
の高調波歪みを除去することができるのである。
れると、フィルタ係数更新部１５がＬＭＳアルゴリズム
に基づき適応ディジタルフィルタＷm のフィルタ係数Ｗ
miを更新していくので、ラウドスピーカ９から発せられ
る制御音によってこもり音が打ち消され、車室３内の騒
音が低減されるようになる。しかも、本実施例にあって
は、適応ディジタルフィルタＷm のフィルタ出力をその
まま駆動信号としてラウドスピーカ９に供給するのでは
なく、駆動信号補正部１２で適宜補正してからラウドス
ピーカ９に供給するようになっており、その補正内容も
理論的に導き出した上記（１）式に従っているため、Ｍ
ＦＢスピーカのように特に複雑な構成としなくても、ラ
ウドスピーカ９から発せられる制御音に含まれる奇数次
の高調波歪みを除去することができるのである。
【００５０】そして、補正量を決める補正係数ａ3 を、
理論的に導き出した上記（４）式に従って適応的に更新
するような構成としたため、例えばラウドスピーカ９の
特性自体が劣化するなどしても、制御音に含まれる奇数
次の高調波歪みを確実に除去することができるのであ
る。従って、ラウドスピーカ９を特に大型にしなくて
も、低周波帯域の音響特性を良好にすることができ、例
えば１００Ｈｚ以下のこもり音等に対しても有効な車両
用能動型騒音制御装置とすることができるのである。
理論的に導き出した上記（４）式に従って適応的に更新
するような構成としたため、例えばラウドスピーカ９の
特性自体が劣化するなどしても、制御音に含まれる奇数
次の高調波歪みを確実に除去することができるのであ
る。従って、ラウドスピーカ９を特に大型にしなくて
も、低周波帯域の音響特性を良好にすることができ、例
えば１００Ｈｚ以下のこもり音等に対しても有効な車両
用能動型騒音制御装置とすることができるのである。
【００５１】ここで本実施例では、クランク角センサ
５，基準信号生成部１１及びステップ１０１の処理によ
って基準信号生成手段が構成され、フィルタ係数更新部
１５，その前段に設けられた伝達関数フィルタＣ＾lm及
びステップ１０５〜１０７の処理によって適応処理手段
が構成され、駆動信号補正部１２及びステップ１０３の
処理によって駆動信号補正手段が構成され、補正係数更
新部１６，その前段に設けられた伝達関数フィルタＣ＾
lm及びステップ１０８，１０９の処理によって補正係数
更新手段が構成される。
５，基準信号生成部１１及びステップ１０１の処理によ
って基準信号生成手段が構成され、フィルタ係数更新部
１５，その前段に設けられた伝達関数フィルタＣ＾lm及
びステップ１０５〜１０７の処理によって適応処理手段
が構成され、駆動信号補正部１２及びステップ１０３の
処理によって駆動信号補正手段が構成され、補正係数更
新部１６，その前段に設けられた伝達関数フィルタＣ＾
lm及びステップ１０８，１０９の処理によって補正係数
更新手段が構成される。
【００５２】図６は本発明者等が行ったシミュレーショ
ンの概念図であって、図６（ａ）に示すように、発振回
路２０から出力された振幅１の正弦波状の出力波形の振
幅を、ゲインが1.０又は1.２のいずれかを採る増幅回路
２１で調整した後に、ＬＭＳアルゴリズムに従ってフィ
ルタ係数が更新される適応フィルタ２２に供給し、そし
て、その適応フィルタ２２の出力を、図６（ｂ）に示す
ような振幅１以上の出力が得られない入出力特性を有す
るスピーカモデル２３及び遅延回路２４を介して加算器
２５に供給するとともに、増幅回路２１の出力を直接加
算器２５に供給し、その加算器２５の出力が小さくなる
ように適応フィルタ２２のフィルタ係数を更新するよう
になっている。
ンの概念図であって、図６（ａ）に示すように、発振回
路２０から出力された振幅１の正弦波状の出力波形の振
幅を、ゲインが1.０又は1.２のいずれかを採る増幅回路
２１で調整した後に、ＬＭＳアルゴリズムに従ってフィ
ルタ係数が更新される適応フィルタ２２に供給し、そし
て、その適応フィルタ２２の出力を、図６（ｂ）に示す
ような振幅１以上の出力が得られない入出力特性を有す
るスピーカモデル２３及び遅延回路２４を介して加算器
２５に供給するとともに、増幅回路２１の出力を直接加
算器２５に供給し、その加算器２５の出力が小さくなる
ように適応フィルタ２２のフィルタ係数を更新するよう
になっている。
【００５３】図７は増幅回路２１のゲインを1.０とした
場合のシミュレーション結果を示す図であり、図７
（ａ）は適応フィルタ２２の出力をそのままスピーカモ
デル２３に供給した場合（従来例）の結果であり、図７
（ｄ）は本上記実施例と同様の補正処理を行った場合
（本実施例）の結果である。なお、図７（ｂ）は同
（ａ）の矢印の範囲を拡大した図であり、図７（ｅ）は
同（ｄ）の矢印の範囲を拡大した図であり、図７（ｃ）
は制御前の騒音レベルと比較した従来例及び本実施例に
よる騒音低減効果を示す周波数特性図である。
場合のシミュレーション結果を示す図であり、図７
（ａ）は適応フィルタ２２の出力をそのままスピーカモ
デル２３に供給した場合（従来例）の結果であり、図７
（ｄ）は本上記実施例と同様の補正処理を行った場合
（本実施例）の結果である。なお、図７（ｂ）は同
（ａ）の矢印の範囲を拡大した図であり、図７（ｅ）は
同（ｄ）の矢印の範囲を拡大した図であり、図７（ｃ）
は制御前の騒音レベルと比較した従来例及び本実施例に
よる騒音低減効果を示す周波数特性図である。
【００５４】即ち、従来例では、スピーカモデル２３の
入出力特性の影響を大きく受ける結果、発振回路２０の
出力の３倍の周波数の成分が大きく出ているが、本実施
例では、補正処理を行うため、そのような３倍の周波数
の成分を従来例と比較して低減することができ、しか
も、基本周波数成分に対しても良好な騒音低減効果を得
ることができる。
入出力特性の影響を大きく受ける結果、発振回路２０の
出力の３倍の周波数の成分が大きく出ているが、本実施
例では、補正処理を行うため、そのような３倍の周波数
の成分を従来例と比較して低減することができ、しか
も、基本周波数成分に対しても良好な騒音低減効果を得
ることができる。
【００５５】図８は増幅回路２１のゲインを1.２とした
場合のシミュレーション結果を示す図であり、図８
（ａ）及び（ｂ）は従来例による結果であり、図８
（ｃ）は本実施例による結果である。ただし、図８
（ａ）は、適応フィルタの更新演算における発散抑制係
数νw 及び収束係数μw を、 νw ＝1.０，μw ＝0.５ とし、図８（ｂ）及び同（ｃ）では、 νw ＝0.９９，μw ＝0.４ としている。
場合のシミュレーション結果を示す図であり、図８
（ａ）及び（ｂ）は従来例による結果であり、図８
（ｃ）は本実施例による結果である。ただし、図８
（ａ）は、適応フィルタの更新演算における発散抑制係
数νw 及び収束係数μw を、 νw ＝1.０，μw ＝0.５ とし、図８（ｂ）及び同（ｃ）では、 νw ＝0.９９，μw ＝0.４ としている。
【００５６】即ち、図８（ａ）及び（ｂ）を比較するこ
とから判るように、従来例であっても、発散抑制係数ν
w を適宜設定することにより、基本周波数の３倍の周波
数の成分の騒音レベルを低減することが可能であるが、
これでは、基本周波数における騒音低減効果がそれほど
大きくないという欠点がある。これに対し、本実施例の
構成であれば、基本周波数成分の騒音低減効果を比較的
大きくする一方で、基本周波数の３倍の周波数の成分の
騒音レベルをさらに低減することができるのである。
とから判るように、従来例であっても、発散抑制係数ν
w を適宜設定することにより、基本周波数の３倍の周波
数の成分の騒音レベルを低減することが可能であるが、
これでは、基本周波数における騒音低減効果がそれほど
大きくないという欠点がある。これに対し、本実施例の
構成であれば、基本周波数成分の騒音低減効果を比較的
大きくする一方で、基本周波数の３倍の周波数の成分の
騒音レベルをさらに低減することができるのである。
【００５７】図９は本発明の第２実施例を示す図であ
り、上記第１実施例の図４と同様にコントローラ１０の
機能構成を示すブロック図である。なお、全体構成は上
記第１実施例と同様であるためその図示及び説明は省略
するとともに、上記第１実施例と同様の構成には同じ符
号を付し、その重複する説明は省略する。即ち、本実施
例では、上記第１実施例の構成に加えて、駆動信号補正
部１２に、適応ディジタルフィルタＷm が生成した駆動
信号ｙm を２乗した値を演算する演算部１２ｄと、この
演算部１２ｄの出力に補正係数ａ2 を乗じて出力する演
算部１２ｅと、を設けるとともに、加算部１２ｃは、補
正前の駆動信号ｙm と、演算部１２ｂの演算結果と、演
算部１２ｅの演算結果とを加算し、その加算結果を補正
された駆動信号ｙm として出力するようになっている。
り、上記第１実施例の図４と同様にコントローラ１０の
機能構成を示すブロック図である。なお、全体構成は上
記第１実施例と同様であるためその図示及び説明は省略
するとともに、上記第１実施例と同様の構成には同じ符
号を付し、その重複する説明は省略する。即ち、本実施
例では、上記第１実施例の構成に加えて、駆動信号補正
部１２に、適応ディジタルフィルタＷm が生成した駆動
信号ｙm を２乗した値を演算する演算部１２ｄと、この
演算部１２ｄの出力に補正係数ａ2 を乗じて出力する演
算部１２ｅと、を設けるとともに、加算部１２ｃは、補
正前の駆動信号ｙm と、演算部１２ｂの演算結果と、演
算部１２ｅの演算結果とを加算し、その加算結果を補正
された駆動信号ｙm として出力するようになっている。
【００５８】さらに、コントローラ１０は、演算部１２
ｄの出力が入力される伝達関数フィルタＣ＾lmと、その
伝達関数フィルタＣ＾lmが生成した値ｔ2 （上記（５）
式参照）と残留騒音信号ｅl とに基づいて上記（３）式
に従って演算部１２ｅの補正係数ａ2 を更新する補正係
数更新部１７と、を有している。つまり、本実施例にあ
っては、駆動信号補正部１２は、理論的に導き出した上
記（２）式に基づいて駆動信号ｙm を補正するようにな
っているため、ラウドスピーカ９から発せられる制御音
に含まれる奇数次の高調波歪み及び偶数次の高調波歪み
の両方を除去することができるのである。
ｄの出力が入力される伝達関数フィルタＣ＾lmと、その
伝達関数フィルタＣ＾lmが生成した値ｔ2 （上記（５）
式参照）と残留騒音信号ｅl とに基づいて上記（３）式
に従って演算部１２ｅの補正係数ａ2 を更新する補正係
数更新部１７と、を有している。つまり、本実施例にあ
っては、駆動信号補正部１２は、理論的に導き出した上
記（２）式に基づいて駆動信号ｙm を補正するようにな
っているため、ラウドスピーカ９から発せられる制御音
に含まれる奇数次の高調波歪み及び偶数次の高調波歪み
の両方を除去することができるのである。
【００５９】しかも、補正量を決める補正係数ａ2 及び
ａ3 を、理論的に導き出した上記（３）及び（４）式に
従って適応的に更新するような構成としたため、制御音
に含まれる奇数次の高調波歪み及び偶数次の高調波歪み
の両方を確実に除去することができるのである。その他
の作用効果は、上記第１実施例と同様である。ここで、
本実施例では、補正係数更新部１６，その前段に設けら
れた伝達関数フィルタＣ＾lm，補正係数更新部１７及び
その前段に設けられた伝達関数フィルタＣ＾lmによって
補正係数更新手段が構成される。
ａ3 を、理論的に導き出した上記（３）及び（４）式に
従って適応的に更新するような構成としたため、制御音
に含まれる奇数次の高調波歪み及び偶数次の高調波歪み
の両方を確実に除去することができるのである。その他
の作用効果は、上記第１実施例と同様である。ここで、
本実施例では、補正係数更新部１６，その前段に設けら
れた伝達関数フィルタＣ＾lm，補正係数更新部１７及び
その前段に設けられた伝達関数フィルタＣ＾lmによって
補正係数更新手段が構成される。
【００６０】なお、上記各実施例では、本発明に係る能
動型騒音制御装置を、エンジン４から車室６内に伝達さ
れるこもり音の低減を図る車両用能動型騒音制御装置１
に適用した場合について説明したが、本発明の適用対象
はこれに限定されるものではなく、例えばロード・ノイ
ズのようにこもり音以外の騒音を低減する装置、或いは
通常の室内のように車室３以外の空間内の騒音の低減を
図る装置等であってもよい。
動型騒音制御装置を、エンジン４から車室６内に伝達さ
れるこもり音の低減を図る車両用能動型騒音制御装置１
に適用した場合について説明したが、本発明の適用対象
はこれに限定されるものではなく、例えばロード・ノイ
ズのようにこもり音以外の騒音を低減する装置、或いは
通常の室内のように車室３以外の空間内の騒音の低減を
図る装置等であってもよい。
【００６１】また、低減の対象は騒音に限定されるもの
ではなく、例えば、エンジン４及びメンバ間に能動的な
制御力を発生するエンジンマウント（制御振動発生手
段）を介在させるとともに、そのメンバ側に残留振動を
検出する加速度センサ（残留振動検出手段）を配設し、
そして、かかるエンジンマウントを上記実施例と同様の
基準信号ｘ及び加速度センサの出力信号（残留振動信
号）に基づいて制御すれば、エンジン４からメンバ側に
伝達される振動を低減し得る車両用能動型振動制御装置
となる。
ではなく、例えば、エンジン４及びメンバ間に能動的な
制御力を発生するエンジンマウント（制御振動発生手
段）を介在させるとともに、そのメンバ側に残留振動を
検出する加速度センサ（残留振動検出手段）を配設し、
そして、かかるエンジンマウントを上記実施例と同様の
基準信号ｘ及び加速度センサの出力信号（残留振動信
号）に基づいて制御すれば、エンジン４からメンバ側に
伝達される振動を低減し得る車両用能動型振動制御装置
となる。
【００６２】さらに、上記各実施例では、適応ディジタ
ルフィルタの更新アルゴリズムとしていわゆるＦｉｌｔ
ｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムを適用した場合につ
いて説明したが、これに限定されるものではなく、例え
ば同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズム
（日本音響学会講演論文集 平成４年３月の５１５〜５
１６頁に詳しい。）等の他のアルゴリズムであってもよ
い。
ルフィルタの更新アルゴリズムとしていわゆるＦｉｌｔ
ｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズムを適用した場合につ
いて説明したが、これに限定されるものではなく、例え
ば同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−Ｘ ＬＭＳアルゴリズム
（日本音響学会講演論文集 平成４年３月の５１５〜５
１６頁に詳しい。）等の他のアルゴリズムであってもよ
い。
【００６３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
適応ディジタルフィルタの出力をそのまま駆動信号とし
て制御音源又は制御振動源に供給するのではなく、理論
的に導き出した式に基づいて補正した駆動信号を制御音
源又は制御振動源に供給する構成とし、さらに、補正係
数が適応的に更新される構成としたため、特に複雑な構
成としなくても、制御音や制御振動に含まれる高調波歪
みを除去することができるという効果がある。
適応ディジタルフィルタの出力をそのまま駆動信号とし
て制御音源又は制御振動源に供給するのではなく、理論
的に導き出した式に基づいて補正した駆動信号を制御音
源又は制御振動源に供給する構成とし、さらに、補正係
数が適応的に更新される構成としたため、特に複雑な構
成としなくても、制御音や制御振動に含まれる高調波歪
みを除去することができるという効果がある。
【００６４】
【図１】請求項１に係る発明の基本構成を示すブロック
図である。
図である。
【図２】請求項２に係る発明の基本構成を示すブロック
図である。
図である。
【図３】第１実施例の全体構成を示す図である。
【図４】第１実施例のコントローラの機能構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図５】コントローラ内で実行される処理の概要を示す
フローチャートである。
フローチャートである。
【図６】シミュレーションの構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図７】シミュレーションの結果を示す図である。
【図８】シミュレーションの結果を示す図である。
【図９】第２実施例のコントローラの機能構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１０】一般的なスピーカの構造を示す断面図であ
る。
る。
【図１１】図１０の部分拡大図である。
【図１２】奇数次の高調波歪みの説明図である。
【図１３】偶数次の高調波歪みの説明図である。
１ 車両用能動型騒音制御装置
２ 車両
３ 車室（空間）
４ エンジン（騒音源）
５ クランク角センサ
８ａ，８ｂ マイクロフォン（残留騒音検出手段）
９ ラウドスピーカ（制御音源）
１０ コントローラ
１１ 基準信号生成部
１２ 駆動信号補正部
１５ フィルタ係数更新部
１６，１７ 補正係数更新部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G10K 11/16
B60R 11/00
H03H 21/00
Claims (4)
- 【請求項１】 騒音源から騒音が伝達される空間に制御
音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態
を検出し基準信号として出力する基準信号生成手段と、
前記空間内の所定位置における残留騒音を検出し残留騒
音信号として出力する残留騒音検出手段と、前記基準信
号をフィルタ処理して前記制御音源を駆動する駆動信号
を生成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号及び前記残留騒音信号に基づいて前記
空間内の騒音が低減するように前記適応ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備え
た能動型騒音制御装置において、前記制御音源に供給さ
れる前の駆動信号を下記式に基づいて補正する駆動信号
補正手段と、補正係数ａ 3 を下記式に基づいて更新する
補正係数更新手段と、を設けたことを特徴とする能動型
騒音制御装置。 ｙ' ＝ｙ＋ａ3 ×ｙ3 ａ 3 （ｎ＋１）＝ν 3 ×ａ 3 （ｎ）−μ 3 ×ｅ（ｎ）×
ｔ 3 ただし、ｙ' は補正された後の駆動信号、ｙは補正され
る前の駆動信号、ａ3は補正係数、ν 3 は発散抑制係
数、μ 3 は収束係数、ｅは残留騒音信号であって、
（ｎ），（ｎ＋１）が付く項はそれぞれ離散時刻ｎ，ｎ
＋１における値であることを表している。また、ｔ 3 は
次式で定義される畳み込み演算により求められる値であ
って、Ｃ＾ i は制御音源及び残留騒音検出手段間の伝達
関数Ｃを有限インパルス応答関数の形でモデル化した伝
達関数フィルタＣ＾のｉ番目のフィルタ係数、Ｊは伝達
関数フィルタＣ＾のタップ数である。 - 【請求項２】 騒音源から騒音が伝達される空間に制御
音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態
を検出し基準信号として出力する基準信号生成手段と、
前記空間内の所定位置における残留騒音を検出し残留騒
音信号として出力する残留騒音検出手段と、前記基準信
号をフィルタ処理して前記制御音源を駆動する駆動信号
を生成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号及び前記残留騒音信号に基づいて前記
空間内の騒音が低減するように前記適応ディジタルフィ
ルタのフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備え
た能動型騒音制御装置において、前記制御音源に供給さ
れる前の駆動信号を下記式に基づいて補正する駆動信号
補正手段と、補正係数ａ 2 ，ａ 3 を下記式に基づいて更
新する補正係数更新手段と、を設けたことを特徴とする
能動型騒音制御装置。 ｙ' ＝ｙ＋ａ2 ×ｙ2 ＋ａ3 ×ｙ3 ａ 2 （ｎ＋１）＝ν 2 ×ａ 2 （ｎ）−μ 2 ×ｅ（ｎ）×
ｔ 2 ａ 3 （ｎ＋１）＝ν 3 ×ａ 3 （ｎ）−μ 3 ×ｅ（ｎ）×
ｔ 3 ただし、ｙ' は補正された後の駆動信号、ｙは補正され
る前の駆動信号、ａ2，ａ3 は補正係数、ν 2 ，ν 3 は
発散抑制係数、μ 2 ，μ 3 は収束係数、ｅは残留騒音信
号であって、（ｎ），（ｎ＋１）が付く項はそれぞれ離
散時刻ｎ，ｎ＋１における値であることを表している。
また、ｔ 2 ，ｔ 3 は次式で定義される畳み込み演算によ
り求められる値であって、Ｃ＾ i は制御音源及び残留騒
音検出手段間の伝達関数Ｃを有限インパルス応答関数の
形でモデル化した伝達関数フィルタＣ＾のｉ番目のフィ
ルタ係数、Ｊは伝達関数フィルタＣ＾のタップ数であ
る。 - 【請求項３】 振動源から発せられた振動と干渉する制
御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動発
生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手
段と、前記干渉した後の残留振動を検出し残留振動信号
として出力する残留振動検出手段と、前記基準信号をフ
ィルタ処理して前記制御振動源を駆動する駆動信号を生
成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタと、
前記基準信号及び前記残留振動信号に基づいて前記干渉
後の振動が低減するように前記適応ディジタルフィルタ
のフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えた能
動型振動制御装置において、前記制御振動源に供給され
る前の駆動信号を下記式に基づいて補正する駆動信号補
正手段と、補正係数ａ 3 を下記式に基づいて更新する補
正係数更新手段と、を設けたことを特徴とする能動型振
動制御装置。 ｙ' ＝ｙ＋ａ3 ×ｙ3 ａ 3 （ｎ＋１）＝ν 3 ×ａ 3 （ｎ）−μ 3 ×ｅ（ｎ）×
ｔ 3 ただし、ｙ' は補正された後の駆動信号、ｙは補正され
る前の駆動信号、ａ3は補正係数、ν 3 は発散抑制係
数、μ 3 は収束係数、ｅは残留振動信号であって、
（ｎ），（ｎ＋１）が付く項はそれぞれ離散時刻ｎ，ｎ
＋１における値であることを表している。また、ｔ 3 は
次式で定義される畳み込み演算により求められる値であ
って、Ｃ＾ i は制御振動源及び残留振動検出手段間の伝
達関数Ｃを有限インパルス応答関数の形でモデル化した
伝達関数フィルタＣ＾のｉ番目のフィルタ係数、Ｊは伝
達関数フィルタＣ＾のタップ数である。 - 【請求項４】 振動源から発せられた振動と干渉する制
御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動発
生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手
段と、前記干渉した後の残留振動を検出し残留振動信号
として出力する残留振動検出手段と、前記基準信号をフ
ィルタ処理して前記制御振動源を駆動する駆動信号を生
成するフィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタと、
前記基準信号及び前記残留振動信号に基づいて前記干渉
後の振動が低減するように前記適応ディジタルフィルタ
のフィルタ係数を更新する適応処理手段と、を備えた能
動型振動制御装置において、前記制御振動源に供給され
る前の駆動信号を下記式に基づいて補正する駆動信号補
正手段と、補正係数ａ 2 ，ａ 3 を下記式に基づいて更新
する補正係数更新手段と、を設けたことを特徴とする能
動型振動制御装置。 ｙ' ＝ｙ＋ａ2 ×ｙ2 ＋ａ3 ×ｙ3 ａ 2 （ｎ＋１）＝ν 2 ×ａ 2 （ｎ）−μ 2 ×ｅ（ｎ）×
ｔ 2 ａ 3 （ｎ＋１）＝ν 3 ×ａ 3 （ｎ）−μ 3 ×ｅ（ｎ）×
ｔ 3 ただし、ｙ' は補正された後の駆動信号、ｙは補正され
る前の駆動信号、ａ2，ａ3 は補正係数、ν 2 ，ν 3 は
発散抑制係数、μ 2 ，μ 3 は収束係数、ｅは残留振動信
号であって、（ｎ），（ｎ＋１）が付く項はそれぞれ離
散時刻ｎ，ｎ＋１における値であることを表している。
また、ｔ 2 ，ｔ 3 は次式で定義される畳み込み演算によ
り求められる値であって、Ｃ＾ i は制御振動源及び残留
振動検出手段間の伝達関数Ｃを有限インパルス応答関数
の形でモデル化した伝達関数フィルタＣ＾のｉ番目のフ
ィルタ係数、Ｊは伝達関数フィルタＣ＾のタップ数であ
る。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26270593A JP3503155B2 (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | 能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26270593A JP3503155B2 (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | 能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07114391A JPH07114391A (ja) | 1995-05-02 |
| JP3503155B2 true JP3503155B2 (ja) | 2004-03-02 |
Family
ID=17379455
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26270593A Expired - Fee Related JP3503155B2 (ja) | 1993-10-20 | 1993-10-20 | 能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3503155B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8155333B2 (en) | 2008-04-18 | 2012-04-10 | Fujitsu Limited | Active noise control apparatus |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6961023B2 (ja) * | 2020-01-21 | 2021-11-05 | 本田技研工業株式会社 | 能動型振動騒音低減装置 |
| DE102022118015A1 (de) * | 2022-07-19 | 2024-01-25 | recalm GmbH | Geräuschreduzierungssystem mit einer nichtlinearen Filtereinheit, Verfahren zum Betreiben des Systems und Verwendung desselben |
| JP2025092003A (ja) * | 2023-12-08 | 2025-06-19 | ヤマハ株式会社 | 音響処理方法、音響処理システムおよびプログラム |
-
1993
- 1993-10-20 JP JP26270593A patent/JP3503155B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8155333B2 (en) | 2008-04-18 | 2012-04-10 | Fujitsu Limited | Active noise control apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07114391A (ja) | 1995-05-02 |
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