JP3570207B2

JP3570207B2 - Array antenna control method and device

Info

Publication number: JP3570207B2
Application number: JP05000498A
Authority: JP
Inventors: 幸宏神谷; 好男唐沢
Original assignee: KDDI Corp
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 1998-02-17
Filing date: 1998-02-17
Publication date: 2004-09-29
Anticipated expiration: 2018-02-17
Also published as: JPH11234025A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種無線通信に使用されるアレーアンテナの制御方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
適応型アレーアンテナは、各アンテナ素子で受信した信号に、適当な重み係数を掛け合わせて合成することにより、ある方向に強い指向性を持たせたり、逆にある方向から到来する信号に対してのみ、感度を０として受信しなくすることを可能とする。このようなアンテナは、電波環境の変化に応じて適切な重み係数を供給することにより、最適なビーム形成を行って空間フィルタリングを実現し、他の無線通信システムとの干渉を避けるために利用される。
【０００３】
近年、ディジタル信号処理技術の発展及び装置の小型化に伴い、ディジタル信号処理を用いたアレーアンテナの移動体通信への適用が注目を集めている。移動体通信システムへの適用を考慮したとき、マルチパスフェージング環境への対応が問題となる。理想的には、希望信号と無相関な干渉信号は空間的にキャンセルする一方、希望信号の遅延信号は取り込んで希望信号に同相合成して、出力信号のＳ／（Ｎ＋Ｉ）を改善に貢献させるべきである。遅延信号の同相合成は、遅延素子（ＴＤＬ；ＴａｐｐｅｄＤｅｌａｙＬｉｎｅ）を用いた時間軸上の信号処理を行う構成と、完全再構成フィルタを用いた周波数軸上の信号処理を行う構成が有効であることが文献で知られている。このような文献には、Ｒ．Ｔ．Ｃｏｍｐｔｏｎ，Ｊｒ．， ”ＴｈｅＲｅｌａ−ｔｉｏｎｓｈｉｐＢｅｔｗｅｅｎＴａｐｐｅｄＤｅｌａｙ−ＬｉｎｅａｎｄＦＦＴＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇｉｎＡｄａｐｔｉｖｅＡｒｒａｙｓ”，ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＡｎｔｅｎｎａｓａｎｄＰｒｏｐａｇａｔｉｏｎ，ｖｏｌ．３６，Ｎｏ．１，Ｊａｎｕａｒｙ
１９８８がある。
【０００４】
ここで、図４に同文献による従来のアレーアンテナ制御装置を示すと、各アンテナ素子４１−１〜４１−Ｑ（Ｑは正の整数）の出力はそれぞれＡ／Ｄ変換器４２−２〜４２−Ｑによって所定のサンプリング周波数でサンプリングされる。アンテナ素子毎に、Ａ／Ｄ変換器４２−２〜４２−Ｑによって得られたＫ個のサンプリングは一旦入力バッファ４３−２〜４３−Ｑに格納されてＦＦＴ４４−２〜４４−Ｑを用いて変換にされ、変換されたアンテナ素子のＫ個の周波数領域サンプルは各々重み係数が乗算される。各アンテナ素子の周波数領域毎における重み係数が乗算されたサンプルは合計されてＩＦＦＴ４５に供給され、時間領域の信号に再構成される。このように、上述した２つの有効な構成の性能に本質的な違いはない。しかし、周波数帯域分割信号処理を行う構成では、分割した帯域に対する重み係数の乗算のような信号処理を並列に行えるために、重み係数の更新周期を長くすることができるので、装置化にあたっては計算機への計算負荷を軽減でき有利となる。
【０００５】
周波数帯域分割信号処理を行う従来のアレーアンテナにおいては、受信信号を周波数軸上に分割し、この分割した信号を再構成するフィルタの組み合わせが必要となり、このようなフィルタは完全再構成フィルタと呼ばれている。ＦＦＴ／ＩＦＦＴの組み合わせは、完全再構成フィルタの一つである。ディジタル信号処理を行う際には、計算負荷の問題からも、ＦＦＴ／ＩＦＦＴの組み合わせによる完全再構成フィルタを採用するのが有効である。
【０００６】
一方、装置化を考慮すると、重み係数計算アルゴリズムへの計算機への計算負荷の軽減は、重要な問題となる。重み係数を得るための計算負荷の軽減手法として、従来、重み係数計算アルゴリズムの前段で、予め固定的なマルチビームを構成し、各ビーム出力に信号処理を行うビームスペース方式がある。このビームスペース方式は、アレーアンテナのビーム形成のための信号処理を行うに当たって、素子出力を直接用いるのではなく、前処理として予め固定的なマルチビームを形成し、ビームの出力に対して信号処理を行う手法である。このような固定的なマルチビームは、アナログ領域ではバトラーマトリックス、ディジタル領域では空間ＦＦＴにより形成されるのが一般的である。ビームスペース方式を適用して、形成された固定的なビームの出力を利用することにより、空間分割を行っているので、希望信号電力は特定のビームに集中することになり、Ｓ／Ｎ比を改善した受信信号が得られるメリットがある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このようなメリットを持つ帯域分割型アレーアンテナであるが、移動体通信システムへの適用を考えたとき、その環境の特徴として、マルチパスフェージング環境により生じた希望信号の遅延信号が多数存在し、その数はアレーアンテナの自由度を通常越えていることがあげられる。このような環境は、アンテナが最適受信を行える重み係数をなんらかの方法により探索する途中において、最適解でなく、局所的な解に陥り易くする。結果として、アレーアンテナの性能を劣化させることになる。
【０００８】
また、実際の装置化を考慮した場合、周波数分割型アレーアンテナは、信号処理に要する重み係数の数がアレーの素子数及び帯域分割を行うＦＦＴの次数に比例して増大するので、重み係数計算アルゴリズムの次数が大きくなり、計算量が膨大となる。希望信号の遅延信号を取り込んで、希望信号に同相合成させる能力は、ＴＤＬを用いた時間領域信号処理を行う構成ではＴＤＬの長さ、ＦＦＴ／ＩＦＦＴを用いる周波数帯域分割信号処理を行う構成ではＦＦＴの次数、すなわち帯域分割の数が直接のパラメータとなり、双方ともそれが長い程取り込みを行える遅延量が大きくなることが知られている。しかし、両方式とも、遅延信号を取り込む能力を追及するほど、計算するべき重み係数の数が増えることになり、これはたとえば入力信号の３乗に計算量が増大するＲＬＳ（ＲｅｃｕｒｓｉｖｅＬｅａｓｔＳｑｕａ−ｒｅ）法のようなアルゴリズムを重み係数計算アルゴリズムとして採用する場合は影響が大きい。
【０００９】
一方、前述のビームスペース方式の適用により、特定のビームに希望信号電力を集中させることができれば、逆に希望信号電力がほとんどないビーム出力も得られることになる。そこで、従来から固定的マルチビームを形成した後、その各出力を所定の基準で比較し、良好なもののみを選択してビーム数を削減する手法がある。しかし、このような構成では、電力やＳ／Ｎを比較するにあたって全周波数帯域を対象としているため、マルチパスフェージング環境で特に広帯域通信において生じ易いとされる周波数軸上でのスペクトルの歪を含んだままでビームの選択をすることになる。このため、全帯域のスペクトルの一部が選択的に低くなっている場合、この歪はそのまま残留することになるので、時間領域において波形に歪が残る。
【００１０】
本発明はこれらの問題点を解決するためのもので、ビームスペース方式を採用し、かつ完全再構成フィルタの構成をなすことにより、全帯域のスペクトルにおける局所的な落ち込み等の歪をさけ、良好なビームをより細かく選択でき、出力信号のＳ／（Ｎ＋Ｉ）を改善できると共に、オーバーサンプリング分だけの情報信号成分を含まないサブバンドの出力は採用しないこととすることにより、遅延信号取り込み能力を落とすことなく、計算量を削減できるアレーアンテナの制御方法及び装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
以上のような問題点を解決するために、本発明はビームスペース方式を帯域分割型アレーアンテナに適用する。前述のように、ビームスペース方式は、アレーアンテナのビーム形成のための信号処理を行うに当たって、素子出力を直接用いるのではなく、前処理として予め固定的なマルチビームを形成し、ビームの出力に対して信号処理を行う手法であり、Ｓ／Ｎ比を改善した受信信号が得られるメリットがある。このため、何らかの重み係数計算アルゴリズムが最適受信を行う重み係数の探索を行うに当たって局所的な解に落ち着くことなく、より最適に近い重み係数の組み合わせを求めやすくなる。
【００１２】
一方、計算量軽減のための手法としての従来のビームスペース方式の構成におけるビーム選択法は、選択する指標はなんであれ、選択の対象が当該受信信号の全帯域のスペクトルが対象となっていた。このため、周波数選択性フェージング環境において生じるスペクトルの歪の影響を受けることになる。
【００１３】
この問題点を解決するための手段として、ディジタル信号処理を行うアレーアンテナの制御方法においては、各素子アンテナの受信信号に空間ＦＦＴを施して、固定的な直交マルチビームを生成し、当該各直交マルチビーム出力のすべてを周波数領域に分割し、分割されたそれぞれの周波数帯域の信号に適応的に制御された重み係数を乗算し、該乗算結果を周波数帯域毎に合計し、周波数帯域毎の各合計出力を処理して時間領域の信号に復元する。よって、本発明によれば、全帯域のスペクトルにおける局所的な落ち込み等の歪をさけ、良好なビームをより細かく選択できる。
【００１４】
また、各直交マルチビーム出力のすべてに時間領域のＦＦＴを施して周波数領域に分割し、重み係数を乗算した乗算結果を周波数帯域毎に合計した各出力を逆ＦＦＴ処理して時間領域の信号に復元する。更に、複数のビーム出力を分割した周波数帯域毎に比較し、所定の基準に照らして所定の数のビームのみを選択する。このため、全帯域のスペクトルにおける局所的な落ち込み等の歪をさけ、良好なビームをより細かく選択できる。結果として、出力信号のＳ／（Ｎ＋Ｉ）を改善できる。
【００１５】
更に、ディジタル信号処理を施すにあたって、受信信号がアナログ／ディジタル信号変換を受けるとき、その際のサンプリング周波数はナイキスト周波数より高く設定されるのが普通である。この状態を周波数軸上で見れば、オーバーサンプリング分だけの情報信号成分を含まないサブバンドが生成されていることになる。情報信号を本来含まないサブバンドでは、その成分のほとんどは雑音であり、重み係数を与えて乗算する必要はない。しかし、遅延信号の取り込みには貢献していることになる。よって、各直交マルチビーム出力のすべてを周波数領域でサブバンドに分割し、分割したサブバンド出力の内、ナイキスト周波数より高い周波数でサンプリングを行ったことによって得られているサブバンド出力及び受信希望信号が帯域制限を受けていることから希望信号成分を含まないサブバンド出力は０として後段に供給せず、希望信号の通過帯域にあたるサブバンドのみを供給し、供給された各サブバンド毎の信号に適応的に制御された重み係数を乗算する。結果として、オーバーサンプリングにより生じているサブバンドの出力は採用しないこととすることで、遅延信号取り込み能力を落とすことなく、計算量を削減できる。なお、このような計算量削減の方法は、時間領域の信号処理を行うＴＤＬを用いた構成では不可能である。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例を図面により説明する。
図１は、本発明の第１の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。同図の装置は、複数のアンテナ素子１０−１〜１０−ｎ（ｎは正の整数）からなるアレーアンテナ１０、およびこれを制御するための制御装置である。なお、本発明によるアレーアンテナの制御装置は、２次元アレーアンテナにも適用可能であるが、以下に示す実施形態例において説明を簡単にするため、１次元アレーアンテナ（等間隔線形アレーアンテナ）へ適用した場合を示すこととする。同図において、１１はアンテナ素子１０−１〜１０−ｎからのアナログ出力をディジタル信号に変換するアナログ／ディジタル信号変換手段（以下、Ａ／Ｄ変換手段と称す）、１２はＡ／Ｄ変換手段１１の出力をＩ／Ｑ直交チャネルに分離して各直交信号を生成する信号直交化手段、１３は信号直交化手段１２の各出力から直交マルチビーム出力を生成する空間ＦＦＴ計算手段、１４−１〜１４−ｎは空間ＦＦＴ計算手段１３の各出力をそれぞれｍ個（ｍは正の整数）割するｍ次ＦＦＴ計算手段、１５−１−１〜１５−ｍ−ｎはｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎの各々から得られたサブバンド毎出力に後述する重み係数計算手段１８により計算された重み係数を乗算する重み係数乗算手段、１６−１〜１６−ｍは各ビーム出力の内で同じ周波数帯域のサブバンドを加算する加算手段、１７は同時に得られたｍ個の入力を用いてｍ個の時間領域の信号に復元する逆ＦＦＴ計算手段、１８は後述するフィードバック信号１９又は２０を入力子として、あるいは適応的に重み係数を算出する重み係数計算手段である。
【００１７】
次に、本発明の第１の実施の形態例におけるアレーアンテナの制御装置の動作について図１に基づいて説明する。各アンテナ素子１０−１〜１０−ｎで受信された信号は、Ａ／Ｄ変換手段１１により所定のサンプリング周波数でディジタル信号に変換され、信号直交化手段１２でＩ／Ｑ直交チャネルに分離されたあと、空間ＦＦＴ計算手段１３によりマルチビームを形成する。形成された各ビームの出力は、それぞれｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎにより周波数字軸上でｍ個の周波数帯域に分割される。ここで、分割された周波数帯域をサブバンドと呼ぶ。ｎ個のビーム出力のそれぞれがｍ個のサブバンドに分割されるため、結果としてｎｍ個のサブバンド出力が得られることになる。
【００１８】
そして、得られたサブバンドはそれぞれ重み係数乗算手段１５−１−１〜１５−ｍ−ｎにより重み係数を乗算された後、加算手段１６−１〜１６−ｍにより各ビーム出力で同じ周波数帯域のサブバンドを加算する。得られたｍ個の出力は、逆ＦＦＴ計算手段１７に入力され、同時に得られるｍ個の入力を用いてｍ個の時間領域の信号を復元する。
【００１９】
一方、重み係数計算手段１８は、フィードバック信号１９又は２０のいずれかを入力として所定のアルゴリズムにより重み係数を算出し、前出の重み係数乗算手段１５−１−１〜１５−ｍ−ｎに供給する。フィードバック信号１９は前出の加算手段１６−１〜１６−ｍを取り込んだ信号であり、フィードバック信号２０は、逆ＦＦＴ計算手段１７の出力である。
【００２０】
図２は、本発明の第２の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。同図において、図１のアレーアンテナの制御装置と同じ構成要件は同じ参照符号を付与する。異なる構成要件として、２１−１〜２１−ｍはｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎからの各ビーム間の同じ周波数帯域のサブバンド毎に設けられ、入力されたｎ個のサブバンドを所定の基準にしたがってその特性を比較し、良好なものからｐ（ｐは正の整数、ｐ≦ｎ）個のビーム出力を選択するビーム選択手段である。
【００２１】
次に、本発明の第２の実施の形態例におけるアレーアンテナの制御装置の動作について図２に基づいて説明する。アンテナ素子１０−１〜１０−ｎで受信された信号は、Ａ／Ｄ変換手段１１により所定のサンプリング周波数でディジタル信号に変換され、信号直交化手段１２でＩ／Ｑ直交チャネルに分離されたあと、空間ＦＦＴ計算手段１３によりマルチビームを形成する。形成された各ビームの出力は、それぞれｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎにより周波数字軸上でｍ個の帯域に分割される。ここで、分割された帯域をサブバンドと呼ぶ。
【００２２】
次に、得られたサブバンド出力は、各ビーム間の同じ帯域のサブバンド毎にビーム選択手段２１−１〜２１−ｍに入力される。ここでは、入力されたｎ個のサブバンドを所定の基準にしたがってその特性を比較し、良好なものからｐ個のビーム出力を選択して出力する。選択されたｐ個のビーム出力のそれぞれがｍ個のサブバンドに分割されるため、結果としてｐｍ個のサブバンド出力が得られることになる。
【００２３】
そして、得られたサブバンドはそれぞれ重み係数乗算手段１５−１−１〜１５−ｍ−ｐより重み係数を乗算された後、加算手段１６−１〜１６−ｍにより各ビーム出力で同じ周波数帯域のサブバンドを加算する。得られたｍ個の出力は、逆ＦＦＴ計算手段１７に入力され、同時に得られるｍ個の入力を用いてｍ個の時間領域の信号を復元する。なお、重み係数計算手段１８については第１の実施の形態例において前述したことと同様である。
【００２４】
図３は、本発明の第３の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。同図において、図１のアレーアンテナの制御装置と同じ構成要件は同じ参照符号を付与する。異なる構成要件として、ｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎにおいて、Ａ／Ｄ変換に当たってオーバーサンプリングしていることによって得られているもの、また、受信後の帯域制限により信号成分がなくなっているサブバンドは後段に供給しない点であり、図中では０と表記している。
【００２５】
次に、本発明の第３の実施の形態例におけるアレーアンテナの制御装置の動作について図３に基づいて説明する。アンテナ素子１０−１〜１０−ｎで受信された信号は、Ａ／Ｄ変換手段１１により所定のサンプリング周波数でディジタル信号に変換される。次に、信号直交化手段１２でＩ／Ｑ直交チャネルに分離されたあと、空間ＦＦＴ計算手段１３によりマルチビームを形成する。形成された各ビームの出力は、それぞれｍ次ＦＦＴ計算手段１４−１〜１４−ｎにより周波数字軸上でｍ個の帯域に分割される。ここで、分割された帯域をサブバンドと呼ぶ。ｎ個のビーム出力のそれぞれがｍ個のサブバンドに分割されるため、結果としてｎｍ個のサブバンド出力が得られることになる。
【００２６】
そして、得られたサブバンドのうち、Ａ／Ｄ変換に当たってオーバーサンプリングしていることによって得られているもの、つまりナイキスト周波数より高い周波数でサンプリングを行ったことによって得れるもの、また受信後の帯域制限により信号成分がなくなっているサブバンドは、後段に供給しない。こうして得られた信号成分が存在するサブバンドはそれぞれ重み係数乗算手段１５−１−１〜１５−ｍ−ｎにより重み係数を乗算された後、加算手段１６−１〜１６−ｍにより各ビーム出力で同じ帯域のサブバンドを加算する。得られたｍ個の出力は、逆ＦＦＴ計算手段１７に入力され、同時に得られるｍ個の入力を用いてｍ個の時間領域の信号を復元する。なお、重み係数計算手段１８については第１の実施の形態例において前述したことと同様である。
【００２７】
なお、上述した各実施の形態例の構成は単なる一例であり、各実施の形態例の組み合わせも可能であり、その組み合わせも任意に構成できるものである。また、以上述べた実施の形態例は本発明の一例を示すものであって限定するものではなく、本発明は他の変形なる態様及び変更なる態様で実施することができるものである。よって、本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。
【００２８】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明によれば、ビームスペース方式を採用し、かつ完全再構成フィルタの構成をなすことにより、全帯域のスペクトルにおける局所的な落ち込み等の歪をさけ、良好なビームをより細かく選択でき、結果として、出力信号のＳ／（Ｎ＋Ｉ）を改善できる。また、オーバーサンプリング分だけの情報信号成分を含まないサブバンドの出力は採用しないこととすることにより、遅延信号取り込み能力を落とすことなく、計算量を削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図４】従来のアレーアンテナ制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０アレーアンテナ
１０−１〜１０−ｎアンテナ素子
１１アナログ／ディジタル変換手段
１２信号直交化手段
１３空間ＦＦＴ計算手段
１４−１〜１４−ｎｍ次ＦＦＴ計算手段
１５−１−１〜１５−ｍ−ｎ重み係数乗算手段
１６−１〜１６−ｍ加算手段
１７逆ＦＦＴ計算手段
１８重み係数計算手段
２１−１〜２１−ｍビーム選択手段[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a method and an apparatus for controlling an array antenna used for various wireless communications.
[0002]
[Prior art]
Adaptive array antennas provide signals with strong directivity in a certain direction or conversely for signals arriving from a certain direction by combining the signals received by each antenna element by multiplying them by an appropriate weighting factor. Only when the sensitivity is set to 0, it is possible to prevent reception. Such an antenna is used to supply an appropriate weighting factor in accordance with a change in a radio wave environment, thereby performing optimal beamforming, achieving spatial filtering, and avoiding interference with other wireless communication systems. You.
[0003]
In recent years, with the development of digital signal processing technology and miniaturization of devices, application of an array antenna using digital signal processing to mobile communication has attracted attention. Considering the application to a mobile communication system, a problem with respect to a multipath fading environment becomes a problem. Ideally, the interference signal uncorrelated with the desired signal is spatially canceled, while the delayed signal of the desired signal is fetched and synthesized in phase with the desired signal, thereby contributing to the improvement of S / (N + I) of the output signal. Should. For the in-phase synthesis of the delay signal, a configuration in which signal processing on the time axis using a delay element (TDL: Tapered Delay Line) and a configuration in which signal processing on the frequency axis using a perfect reconstruction filter are effective. This is known in the literature. Such documents include R.S. T. Compton, Jr. , "The Rela-tionship Between Tapered Delay-Line and FFT Processing in Adaptive Arrays", IEEE Transactions on Antennas and Propagation. 36, no. 1, January
1988.
[0004]
Here, FIG. 4 shows a conventional array antenna control device according to the document. The outputs of the antenna elements 41-1 to 41-Q (Q is a positive integer) are A / D converters 42-2 to 42-42, respectively. -Q samples at a predetermined sampling frequency. For each antenna element, the K samples obtained by the A / D converters 42-2 to 42-Q are temporarily stored in the input buffers 43-2 to 43-Q, and are used by the FFTs 44-2 to 44-Q. The transformed K frequency domain samples of the transformed antenna elements are each multiplied by a weighting factor. Samples of each antenna element multiplied by the weight coefficient for each frequency domain are summed and supplied to the IFFT 45 to be reconstructed into a signal in the time domain. Thus, there is no essential difference in the performance of the two valid configurations described above. However, in a configuration in which frequency band division signal processing is performed, signal processing such as multiplication of weighted coefficients on the divided bands can be performed in parallel, so that the update cycle of the weighted coefficients can be lengthened. This is advantageous because the calculation load on the computer can be reduced.
[0005]
In a conventional array antenna that performs frequency band division signal processing, it is necessary to divide a received signal on a frequency axis and combine filters that reconstruct the divided signals. Such a filter is called a perfect reconstruction filter. Have been. The FFT / IFFT combination is one of the perfect reconstruction filters. When performing digital signal processing, it is effective to employ a complete reconstruction filter using a combination of FFT / IFFT from the viewpoint of computational load.
[0006]
On the other hand, in consideration of realization of a device, reducing the calculation load on the computer for the weight coefficient calculation algorithm is an important problem. As a method of reducing the calculation load for obtaining the weighting coefficient, there is conventionally a beam space method in which a fixed multi-beam is formed in advance in the preceding stage of the weighting coefficient calculation algorithm and signal processing is performed on each beam output. In this beam space method, in performing signal processing for beam formation of an array antenna, instead of directly using the element output, a fixed multi-beam is formed in advance as preprocessing, and signal processing is performed on the beam output. It is a method of performing. Such a fixed multi-beam is generally formed by a Butler matrix in the analog domain and by a spatial FFT in the digital domain. Since the space division is performed by applying the beam space method and using the output of the formed fixed beam, the desired signal power is concentrated on a specific beam, and the S / N ratio is reduced. There is an advantage that an improved received signal can be obtained.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
Although it is a band division type array antenna having such advantages, when considering application to a mobile communication system, as a feature of the environment, there are many delayed signals of a desired signal caused by a multipath fading environment, That number usually exceeds the degree of freedom of the array antenna. Such an environment makes it easier for the antenna to fall into a local solution instead of an optimal solution while searching for a weighting coefficient that enables the antenna to perform optimal reception. As a result, the performance of the array antenna is degraded.
[0008]
Also, in consideration of actual device implementation, the frequency division type array antenna requires a weighting factor calculation since the number of weighting factors required for signal processing increases in proportion to the number of elements in the array and the order of the FFT for performing band division. The order of the algorithm increases, and the amount of calculation becomes enormous. The ability to capture the delayed signal of the desired signal and combine it in phase with the desired signal depends on the length of the TDL in a configuration that performs time domain signal processing using TDL, and the FFT in a configuration that performs frequency band division signal processing using FFT / IFFT. , Ie, the number of band divisions, is a direct parameter, and it is known that the longer the length of both, the greater the amount of delay that can be captured. However, in both methods, the number of weighting factors to be calculated increases as the ability to capture the delayed signal increases. This is due to the fact that the calculation amount increases to, for example, the cube of the input signal, which is an RLS (Recursive Least Square-rear). If an algorithm such as the method is adopted as the weighting coefficient calculation algorithm, the effect is large.
[0009]
On the other hand, if the desired signal power can be concentrated on a specific beam by applying the above-described beam space method, a beam output having almost no desired signal power can be obtained. Therefore, conventionally, there is a method of forming a fixed multi-beam, comparing the respective outputs based on a predetermined standard, and selecting only a good one to reduce the number of beams. However, in such a configuration, since power and S / N are compared in the entire frequency band, spectrum distortion on the frequency axis, which is likely to occur particularly in wideband communication in a multipath fading environment, is included. The beam will be selected as it is. For this reason, when a part of the spectrum of the entire band is selectively lowered, this distortion remains as it is, so that the distortion remains in the waveform in the time domain.
[0010]
The present invention is intended to solve these problems, and adopts a beam space method and configures a perfect reconstruction filter to avoid distortion such as a local drop in the spectrum of the entire band, thereby improving the performance. In addition to being able to select finer beams more finely and improving the S / (N + I) of the output signal, and not employing the output of the subband that does not include the information signal component corresponding to the oversampling, the delay signal capturing capability is improved. An object of the present invention is to provide an array antenna control method and apparatus capable of reducing the amount of calculation without dropping.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention applies a beam space method to a band division type array antenna. As described above, in the beam space method, in performing signal processing for beam formation of an array antenna, instead of directly using the element output, a fixed multi-beam is formed in advance as preprocessing, and the beam output is output. On the other hand, this is a method of performing signal processing, and has an advantage that a received signal with an improved S / N ratio can be obtained. For this reason, when a weighting factor calculation algorithm searches for a weighting factor for performing optimal reception, it is easy to find a combination of weighting factors that is closer to optimal without settingtle down on a local solution.
[0012]
On the other hand, in the beam selection method in the configuration of the conventional beam space method as a method for reducing the amount of calculation, the target of selection is the spectrum of the entire band of the received signal regardless of the index to be selected. For this reason, it is affected by spectrum distortion generated in a frequency selective fading environment.
[0013]
As means for solving this problem, in the control method for an array antenna which performs de Ijitaru signal processing, by performing spatial FFT on the received signal of each antenna element, to produce a fixed orthogonal multibeam, the respective All of the orthogonal multi-beam outputs are divided into the frequency domain, the divided signals in the respective frequency bands are multiplied by adaptively controlled weighting factors, and the multiplication results are summed for each frequency band. Each sum output is processed and restored to a signal in the time domain. Therefore, according to the present invention, a good beam can be more finely selected by avoiding distortion such as a local drop in the spectrum of the entire band.
[0014]
In addition, all the orthogonal multi-beam outputs are subjected to FFT in the time domain and divided into frequency domains, and the outputs obtained by summing the multiplication results obtained by multiplying by the weighting factors for each frequency band are subjected to inverse FFT processing to generate signals in the time domain. Restore. Further, a plurality of beam outputs are compared for each divided frequency band, and only a predetermined number of beams are selected based on a predetermined reference. Therefore, distortion such as a local drop in the spectrum of the entire band can be avoided, and a good beam can be selected more finely. As a result, S / (N + I) of the output signal can be improved.
[0015]
Further, in performing digital signal processing, when a received signal undergoes analog / digital signal conversion, the sampling frequency at that time is usually set higher than the Nyquist frequency. When this state is viewed on the frequency axis, subbands that do not include information signal components corresponding to oversampling are generated. In a subband that does not originally include an information signal, most of its components are noise, and there is no need to multiply by giving a weight coefficient. However, this contributes to the capture of the delayed signal. Therefore, all of the orthogonal multi-beam outputs are divided into sub-bands in the frequency domain, and among the divided sub-band outputs, a sub-band output and a desired reception signal obtained by performing sampling at a frequency higher than the Nyquist frequency. Since the signal is subject to the band limitation, the subband output not including the desired signal component is not supplied to the subsequent stage as 0, and only the subband corresponding to the passband of the desired signal is supplied. Multiply by adaptively controlled weighting factors. As a result, by not using the output of the subband generated by oversampling, the amount of calculation can be reduced without lowering the ability to capture a delayed signal. It is to be noted that such a method of reducing the amount of calculation is impossible with a configuration using TDL for performing signal processing in the time domain.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a control device for an array antenna according to a first embodiment of the present invention. The device shown in FIG. 1 is an array antenna 10 including a plurality of antenna elements 10-1 to 10-n (n is a positive integer) and a control device for controlling the same. Although the array antenna control device according to the present invention can be applied to a two-dimensional array antenna, a simple one-dimensional array antenna (equally spaced linear array antenna) will be described in the following embodiments. The case where it is applied will be shown. In the figure, reference numeral 11 denotes analog / digital signal conversion means (hereinafter referred to as A / D conversion means) for converting analog outputs from the antenna elements 10-1 to 10-n into digital signals, and 12 denotes A / D conversion means. 11 is a signal orthogonalization means for separating each output into I / Q orthogonal channels to generate orthogonal signals, 13 is a spatial FFT calculation means for generating orthogonal multi-beam outputs from each output of the signal orthogonalization means 12, 14-1 14-n are m-th order FFT calculating means for dividing each output of the spatial FFT calculating means 13 into m (m is a positive integer), and 15-1-1 to 15-mn are m-th order FFT calculating means 14. Weight coefficient multiplying means for multiplying the output for each subband obtained from each of -1 to 14-n by a weight coefficient calculated by a weight coefficient calculating means 18 described later, and 16-1 to 16-m: Within Adding means for adding the sub-bands of the frequency band; 17 is an inverse FFT calculating means for restoring m time-domain signals using m simultaneously obtained inputs; and 18 is a feedback signal 19 or 20 to be described later. Weight coefficient calculating means for calculating weight coefficients as children or adaptively.
[0017]
Next, the operation of the control device for the array antenna according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The signals received by the antenna elements 10-1 to 10-n are converted into digital signals at a predetermined sampling frequency by the A / D converter 11 and separated into I / Q orthogonal channels by the signal orthogonalizer 12. Then, a multi-beam is formed by the spatial FFT calculation means 13. The output of each formed beam is divided into m frequency bands on the frequency axis by m-th order FFT calculation means 14-1 to 14-n. Here, the divided frequency band is called a subband. Each of the n beam outputs is divided into m subbands, resulting in nm subband outputs.
[0018]
The obtained subbands are respectively multiplied by weighting coefficients by weighting coefficient multiplying means 15-1-1 to 15-mn, and then added by the adding means 16-1 to 16-m to output the same frequency band for each beam output. Are added. The obtained m outputs are input to the inverse FFT calculation means 17, and m time domain signals are restored by using the simultaneously obtained m inputs.
[0019]
On the other hand, the weight coefficient calculating means 18 calculates a weight coefficient by a predetermined algorithm by using either the feedback signal 19 or 20 as an input and supplies the weight coefficient to the weight coefficient multiplying means 15-1-1 to 15-mn. I do. The feedback signal 19 is a signal obtained by taking in the above-mentioned adding means 16-1 to 16-m, and the feedback signal 20 is an output of the inverse FFT calculating means 17.
[0020]
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the array antenna control device according to the second embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those of the array antenna control device of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. As different configuration requirements, 21-1 to 21-m are provided for each subband of the same frequency band between beams from the m-th order FFT calculation means 14-1 to 14-n, and input n subbands Is a beam selection means for comparing its characteristics according to a predetermined criterion and selecting p (p is a positive integer, p ≦ n) beam outputs from the best ones.
[0021]
Next, the operation of the array antenna control device according to the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The signals received by the antenna elements 10-1 to 10-n are converted into digital signals at a predetermined sampling frequency by the A / D converter 11 and separated into I / Q orthogonal channels by the signal orthogonalizer 12. , A multi-beam is formed by the spatial FFT calculation means 13. The output of each formed beam is divided into m bands on the frequency axis by m-th order FFT calculation means 14-1 to 14-n. Here, the divided bands are called subbands.
[0022]
Next, the obtained sub-band outputs are input to beam selecting means 21-1 to 21-m for each sub-band of the same band between the beams. Here, the characteristics of the input n subbands are compared in accordance with a predetermined standard, and p beam outputs are selected and output from the best ones. Each of the selected p beam outputs is divided into m subbands, resulting in pm subband outputs.
[0023]
Then, the obtained subbands are multiplied by weighting factors by weighting factor multiplying means 15-1-1 to 15-mp, respectively, and then added by the adding means 16-1 to 16-m to output the same frequency band in each beam output. Are added. The obtained m outputs are input to the inverse FFT calculation means 17, and m time domain signals are restored by using the simultaneously obtained m inputs. The weight coefficient calculating means 18 is the same as that described in the first embodiment.
[0024]
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a control device for an array antenna according to a third embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those of the array antenna control device of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. As different constituent requirements, the m-th order FFT calculating means 14-1 to 14-n are obtained by performing oversampling upon A / D conversion, and signal components are lost due to band limitation after reception. This sub-band is not supplied to the subsequent stage, and is indicated as 0 in the figure.
[0025]
Next, the operation of the control device for the array antenna according to the third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The signals received by the antenna elements 10-1 to 10-n are converted by the A / D converter 11 into digital signals at a predetermined sampling frequency. Next, after being separated into I / Q orthogonal channels by the signal orthogonalization means 12, a multi-beam is formed by the spatial FFT calculation means 13. The output of each formed beam is divided into m bands on the frequency axis by m-th order FFT calculation means 14-1 to 14-n. Here, the divided bands are called subbands. Each of the n beam outputs is divided into m subbands, resulting in nm subband outputs.
[0026]
Then, of the obtained sub-bands, those obtained by performing oversampling upon A / D conversion, that is, those obtained by performing sampling at a frequency higher than the Nyquist frequency, and the bands after reception Subbands that have no signal components due to restrictions are not supplied to the subsequent stage. The subbands in which the signal components thus obtained are present are multiplied by weighting factors by weighting factor multiplying means 15-1-1 to 15-mn, respectively, and then output by the adding means 16-1 to 16-m. Add the sub-bands of the same band. The obtained m outputs are input to the inverse FFT calculation means 17, and m time domain signals are restored by using the simultaneously obtained m inputs. The weight coefficient calculating means 18 is the same as that described in the first embodiment.
[0027]
The configuration of each embodiment described above is merely an example, and a combination of each embodiment is also possible, and the combination can be arbitrarily configured. The embodiments described above are merely examples of the present invention and are not intended to limit the present invention. The present invention can be implemented in other modified forms and modified forms. Therefore, the scope of the present invention is defined only by the appended claims and their equivalents.
[0028]
【The invention's effect】
As described in detail above, according to the present invention, by adopting the beam space method and forming the configuration of the perfect reconstruction filter, distortion such as local drop in the spectrum of the entire band can be avoided, and a favorable The beam can be selected more finely, and as a result, S / (N + I) of the output signal can be improved. In addition, by not using the output of the sub-band that does not include the information signal component corresponding to the oversampling, the amount of calculation can be reduced without lowering the delayed signal capturing capability.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a control device for an array antenna according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a control device for an array antenna according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a control device for an array antenna according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional array antenna control device.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 10 array antenna 10-1 to 10-n antenna element 11 analog / digital conversion means 12 signal orthogonalization means 13 spatial FFT calculation means 14-1 to 14-n m-th order FFT calculation means 15-1-1 to 15-m- n weight coefficient multiplying means 16-1 to 16-m adding means 17 inverse FFT calculating means 18 weight coefficient calculating means 21-1 to 21-m beam selecting means

Claims

In the control method of the array antenna which performs the digital signal processing by adaptively controlling the weight coefficient of the adaptive array antenna which adaptively forms the radiation beam according to the change of the radio wave environment,
Perform a spatial FFT on the received signal of each element antenna to generate a fixed orthogonal multi-beam,
All of the respective orthogonal multi-beam outputs are divided into frequency domains,
Multiplying the divided frequency band signals by adaptively controlled weighting factors,
Sum the multiplication results for each frequency band,
A method for controlling an array antenna, comprising processing each total output for each frequency band to restore a signal in a time domain.

All the orthogonal multi-beam outputs are subjected to FFT in the time domain to divide them into the frequency domain, and the outputs obtained by summing the multiplication results obtained by multiplying the weighting coefficients for each frequency band are subjected to inverse FFT processing to generate signals in the time domain. 2. The method for controlling an array antenna according to claim 1, wherein the array antenna is restored.

Compared for each of a plurality of frequency bands obtained by dividing a beam output, control method according to claim 1 or 2 wherein the array antenna selecting only a predetermined number of beams in the light of the predetermined criteria.

All of the orthogonal multi-beam outputs are divided into sub-bands in the frequency domain, and among the divided sub-band outputs, a sub-band output and a desired reception signal obtained by performing sampling at a frequency higher than the Nyquist frequency are obtained. Because of the band limitation, the subband output that does not include the desired signal component is set to 0 and not supplied to the subsequent stage, but only the subband corresponding to the passband of the desired signal is supplied and adapted to the supplied signal for each subband. The method according to any one of claims 1 to 3 , wherein the weighting coefficient is multiplied by a dynamically controlled weighting coefficient.

In an array antenna control device including a plurality of element antennas,
Analog / digital signal conversion means for converting the output of each element antenna from an analog signal to a digital signal;
Signal orthogonalization means for separating a signal output from the analog / digital signal conversion means into orthogonal signals;
Spatial FFT calculating means for performing spatial FFT on the signal sequence output from the signal orthogonalizing means to generate orthogonal multi-beams;
A band division filter that performs frequency division of each beam output obtained by the spatial FFT calculation means into sub-bands in a frequency domain;
Weight coefficient calculating means for adaptively calculating a weight coefficient and calculating a weight coefficient;
Weight coefficient multiplying means for multiplying a predetermined number of beam outputs selected by the spatial FFT calculating means by a weight coefficient calculated by the weight coefficient calculating means;
An adder for summing each beam output multiplied by the weight coefficient by the weight coefficient multiplying means for each same subband;
A signal reconstruction filter for processing the output of each subband summed by the adder to restore the original band;
A control device for an array antenna, comprising:

The band division filter is FFT calculation means for performing FFT in the time domain on each beam output obtained by the spatial FFT calculation means to perform frequency division into subbands in the frequency domain, and the signal reconstruction filter is 6. The array antenna control device according to claim 5 , wherein the inverse-FFT calculation means performs an inverse FFT on the output of each sub-band summed by the adder.

Beam selecting means for comparing the same sub-band of each beam among predetermined sub-bands among the sub-bands divided by the spatial FFT calculating means in accordance with a predetermined criterion, and selecting a predetermined number of beams from beams satisfying the predetermined criterion. The control device for an array antenna according to claim 5 or 6 , further comprising:

Of the divided subband outputs, the subband output obtained by performing sampling at a frequency higher than the Nyquist frequency and the subband output that does not include the desired signal component because the desired signal to be received is band-limited The control device for an array antenna according to any one of claims 5 to 7 , further comprising output control means for supplying only a sub-band corresponding to a pass band of a desired signal without supplying the signal to a subsequent stage as 0.