JP3598909B2 - 同期モータ制御装置及び電気車制御装置並びに同期モータ制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は同期モータの制御装置および制御方法あるいはそれらを用いた電気車制御装置に関する。なお本発明では同期モータはリラクタンスモータをも含んでいる。
【０００２】
【従来の技術】
同期モータの速度やトルクを制御するためには、磁極位置を検出あるいは推定することが必要である。検出した磁極位置に基づいて電流制御あるいは電圧制御を行うことで、同期モータのトルクや速度を制御できる。
【０００３】
以前は位置検出器で上記磁極位置を検出していた。しかし近年磁極位置検出器で磁極位置を検出する方式とは異なる、磁極位置を推定して同期モータを制御する方式、すなわち磁極位置センサレス制御方式が提案されている。
【０００４】
例えば、電気学会論文集Ｖｏｌ．１１７−Ｄ，Ｎｏ．１，１９９７に記載されている「速度起電力推定に基づくセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ制御」（竹下，市川他）には、モータモデルを用いて速度起電力を推定しながら、速度制御を行う方法が提案されている。
【０００５】
また、特開平８−２０５５７８ 号公報には、パルス幅制御（ＰＷＭ制御）により同期モータに印加する電圧のベクトルとそれに対するモータ電流のベクトルのリプル成分の相関関係から同期モータの突極性を検出する方法が記載されている。
【０００６】
前記論文に記載の技術は制御モデルで演算される電流と実際に流れているモータ電流の差から磁極位置を推定する方法であり、コントローラの制御演算だけで制御系を構成できる特徴がある。
【０００７】
また、特開平８−２０５５７８ 号公報に記載の技術は同期モータの電圧を制御する一般的なＰＷＭ信号を利用しているため、検出のための追加信号を付加する必要がないという利点がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
制御モデルで演算される電流と実際に流れているモータ電流の差から磁極位置を推定する方式では、何らかの原因で同期モータが脱調した場合には制御不能となってしまうという課題を解決しなければならない。
【０００９】
それに対して、特開平８−２０５５７８ 号公報に記載の技術は常に同期モータの磁極位置を突極性で検出できるため、制御不能状態に陥ることはない。
【００１０】
しかし、同期モータの磁極位置を突極性で検出する方式では、ＰＷＭ信号が変化する毎にモータ電流の状態と印加電圧の相関関係を検出する必要がある。
【００１１】
つまり、搬送波の１周期に対して、少なくとも６回、モータ電流の状態を検出すること、印加電圧の状態を把握することが必要となる。このため高性能のコントローラを用いなければ演算スピードが追いつかないという問題点がある。
【００１２】
本発明の第１の目的は低コストの同期モータ制御装置を提供することである。
本発明の第２の目的は信頼性の高い制御システムを提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明の解決手段の一つは、同期モータが短絡状態のときのモータ電流の変化量、または変化方向に基づいて前記同期モータの磁極位置を演算すなわち推定し、上記演算した磁極位置に基づいて前記同期モータを制御することである。
【００１４】
他の解決手段は、発明の実施の形態の記載で説明する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の一形態を図１により説明する。
【００１６】
図１は円筒形同期モータ１をバッテリー２の直流エネルギーで駆動するモータの制御装置の構成図である。バッテリー２の直流電圧はインバータ３により３相の交流電圧に変換され、円筒形同期モータ１に印加される。インバータ３はコントローラ４の出力に基づき制御される。
【００１７】
コントローラ４の出力は次のような演算の結果に基づいて決定される。ここでコントローラ４は機能ブロック図で構成されているが、これらはハードウエアで実現するのみならずソフトウエアで実現できる。以下に説明する電流微分回路１２および電流検出部１０、またＰＷＭ信号発生部９はコンピュータの入出力回路を一部使用する。例えば入出力回路とはアナログ・ディジタル変換機やパルス出力回路であり、これらを使用することでプログラムですべて処理できる。
【００１８】
まず、電流指令値発生部６では、モータが発生すべきトルク指令値τｒに対してｄ軸電流指令値ｉｄｒやｑ軸電流指令値ｉｑｒを決定する。なおトルク指令値τｒはコントローラ４の上位の制御装置あるいは制御プログラムから電流指令値発生部６に対して指令が出る。
【００１９】
ｄ軸は磁極位置（磁束）の方向、ｑ軸は電気的にｄ軸に直交する方向を示しており、ｄ−ｑ軸座標系を構成する。磁石を有する回転子が回転すると、ｄ−ｑ軸座標系も回転するので、静止座標系（α−β軸座標系）からの位相をθとする。つまり、本実施例は磁極の位相θ（以下、磁極位置θとよぶことにする。）を電流から検出することが目的である。
【００２０】
図１７に座標系及び電流の関係の一例を示すベクトル図を示す。ｄ軸電流とｑ軸電流を指令値どおりに制御できれば、同期モータ１はトルク指令値τｒと一致したトルクを発生することができる。なお、トルク指令値τｒは直接その値を指示される場合も、図示していない速度制御演算回路から指令される場合もある。また、電流センサ５ａ，５ｂからｕ相電流ｉｕ，ｖ相電流ｉｖの値を示す信号が電流検出部１０に送られ、この電流検出部１０において後述する検出用パルスＰ１のタイミングにより検出される。検出された電流値はそれぞれ座標変換部１１でｄ−ｑ軸座標系のｄ軸電流ｉｄ，ｑ軸電流ｉｑに変換される。
【００２１】
この実施例では、電流検出部１０で検出する電流はＵ相とＶ相の２つの相電流ｉｕ，ｉｖであるが、Ｗ相電流ｉｗはｉｕ，ｉｖから求めることができるので、Ｗ相電流ｉｗの検出を省略している。当然、３相電流をすべて検出するものでも良い。
【００２２】
電流制御部７では、ｄ軸電流指令値ｉｄｒとｄ軸電流ｉｄのｄ軸電流偏差，ｑ軸電流指令値ｉｑｒとｑ軸電流ｉｑのｑ軸電流偏差を演算し、それぞれの電流偏差に対して比例・積分制御演算によってｄ軸電圧指令値Ｖｄｒ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒを得る。
【００２３】
ｄ軸電圧指令値Ｖｄｒ，ｑ軸電圧指令値Ｖｑｒを入力する座標変換部８では、磁極位置θにより静止座標系の３相電圧指令値Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒを演算し、ＰＷＭ信号発生部９に出力している。
【００２４】
ＰＷＭ信号発生部９における演算により、３相のＰＷＭパルスＰｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐ，Ｐｕｎ，Ｐｖｎ，Ｐｗｎをインバータ３に出力する。
【００２５】
インバータ３の結線方法とＰＷＭパルスの関係を図２に示す。例えば、Ｐｕｐがｈｉｇｈの場合にはスイッチング素子Ｓｕｐがオン、Ｐｕｐがｌｏｗ の場合にはスイッチング素子Ｓｕｐがオフとなる。
【００２６】
また、ＰＷＭパルスＰｕｐとＰｕｎは基本的にはｈｉｇｈ，ｌｏｗ が反対する関係にある。ただし、電源短絡を防止するために、ＰＷＭパルスが反転するとき、どちらもｌｏｗ 状態とする短絡防止期間を設けている。
【００２７】
ＰＷＭ信号発生部９の処理内容を図３に示すタイミングチャートで説明する。三角波状の搬送波に対して、各相の電圧指令値Ｖｕｒ，Ｖｖｒ，Ｖｗｒの波形を比較することにより、３相のＰＷＭパルスＰｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐを得ることができる。なお、上述した短絡防止期間については、説明を簡単にするために省略している。
【００２８】
つまり、図３において、ＰＷＭパルスＰｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐがｈｉｇｈの場合には図２の上アームのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがそれぞれオン状態、下アームのスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがそれぞれオフ状態となる。ＰＷＭパルスＰｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐがｌｏｗ の場合にはスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがそれぞれオン状態、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがそれぞれオフ状態となる。
【００２９】
図３からわかるように、各相の電圧指令値が搬送波の最小値と最大値を含む所定の範囲内のときには、上アーム、あるいは、下アームが３相短絡状態になっている期間がある。ここで、検出用パルスＰ１を搬送波の最大値、及び、最小値のときに発生するように処理を行うと、同期モータが３相短絡状態になっているときに検出用パルスＰ１が発生することになる。
【００３０】
なお、電流検出部１０において、パルスＰ１が発生するときに各相の電流を検出すると、その電流の瞬時値はほぼその相の電流の平均値になることが知られている。なお同期モータの相巻線が短絡状態は図３に示す搬送波の最小値と最大値の瞬間だけでなくこれを含む所定の範囲である。この所定の範囲とはＰＷＭパルスＰｕｐ，Ｐｖｐ，Ｐｗｐの内の幅が最も狭いパルスの範囲、および最も広いパルスの隣パルスとの間の時間である。時刻ｔ１ではＰｖｐのパルス幅の範囲、時刻ｔ２ではＰｕｐと次のＰｕｐとの間、時刻ｔ３ではＰｖｐのパルス幅の範囲、時刻ｔ４ではＰｕｐと次のＰｕｐとの間、時刻ｔ５ではＰｗｐのパルス幅の範囲、時刻ｔ６ではＰｕｐと次のＰｕｐとの間である。また上記ｔ１からｔ５は上記搬送波の最小値と最大値の瞬間を示す。上記の如く各最小値と最大値の瞬間を含む所定の期間、相巻線の短絡状態が生じ、これが繰り返される。相巻線の短絡状態での巻線の電流を取り込むため、パルスＰ１が作られる。このパルスＰ１は上記所定の期間内に発生すれば良い。この実施例の如く搬送波の最小値と最大値で発生させる方法は、パルスを作り易い、あるいは短絡状態の略中央であり誤動作の可能性が少ないなどの利点がある。
【００３１】
次に、図１の実施例の特徴を説明する。
【００３２】
電流微分回路１２にはＵ相電流ｉｕやＶ相電流ｉｖを表わす信号が入力され、それら電流値の微分（あるいは疑似微分）値を表わす信号である電流微分値ｐｉｕやｐｉｖが出力される。
【００３３】
それらの値ｐｉｕやｐｉｖは検出部１３に入力され、検出用パルスＰ１が発生するときに保持されて出力される。すなわちパルスＰ１のタイミングで電流微分値ｐｉｕやｐｉｖが検出される。つまり演算部１４に取り込まれる。
【００３４】
演算部１４は磁極位置を演算する磁極位置演算部１４で、図４に示したフローチャートの処理を行うことで、磁極位置θを算出している。
【００３５】
まず、ステップ１０１において、３相短絡時の電流微分値ｐｉｕ，ｐｉｖを入力として演算部１４に取り込む。
【００３６】
ステップ１０２では、３相短絡時の電流微分ベクトルｐｉｓの位相γを求める演算を行う。
【００３７】
図１７に電流微分ベクトルｐｉｓの位相関係を示している。３相短絡時の電流微分値ｐｉｕ，ｐｉｖから、α軸電流微分値ｐｉα，β軸電流微分値ｐｉβを求めることができる。
【００３８】
Ｕ相軸がα軸と一致している場合には、次式で得られる。
【００３９】
【数１】
ｐｉα＝（√３／２）ｐｉｕ …（１）
【００４０】
【数２】
ｐｉβ＝（１／√２）（ｐｉｕ−２ｐｉｖ） …（２）
次に、図１７の関係を用いて、ｐｉα，ｐｉβから位相γを演算する。
【００４１】
ステップ１０３では、磁極位置θを次式により求める。
【００４２】
【数３】
θ＝γ＋π／２ …（３）
磁極位置θと３相短絡電流の位相γの関係が近似的に式（３）で表されることを新たに見い出した点が、本実施例の特徴である。その理由を以下に説明する。同期モータの基本式はｄ−ｑ軸座標系では次の式で表すことができる。ここで、ｐ＝ｄ／ｄｔである。また、ωはモータの回転速度である。
【００４３】
【数４】
Ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ−ωＬｑ ｉｑ …（４）
【００４４】
【数５】
Ｖｑ＝（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ＋ω（Ｌｄ ｉｄ＋Φ） …（５）
同期モータを３相短絡状態にすると、同期モータの印加電圧はＶｄ＝Ｖｑ＝０となるので、３相短絡状態の方程式は次のようになる。
【００４５】
【数６】
ｐｉｄ＝（ωＬｑ ｉｑ−Ｒ ｉｄ）／Ｌｄ …（６）
【００４６】
【数７】
ｐｉｑ＝−｛ω（Ｌｄ ｉｄ＋Φ）＋Ｒ ｉｑ｝／Ｌｑ …（７）
静止座標系のα−β軸座標系における電流微分ベクトルはｄ−ｑ軸座標系の電流微分ベクトルとｄ−ｑ軸座標系が速度ωで回転することにより発生する電流微分ベクトルとの和である。そのため、α−β軸座標系で見たｄ軸電流微分値ｐｉｄｓ，ｑ軸電流微分値ｐｉｑｓはそれぞれ
【００４７】
【数８】
ｐｉｄｓ＝｛ω（Ｌｑ−Ｌｄ）ｉｑ−Ｒ ｉｄ｝／Ｌｄ …（８）
【００４８】
【数９】
ｐｉｑｓ＝−｛ω（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄ＋Φ）＋Ｒ ｉｑ｝／Ｌｑ …（９）
となる。従って、ｄ軸、つまり、磁極位置θに対して、３相短絡電流微分ベクトルの位相δは次式で得られる。
【００４９】
【数１０】
ｔａｎ（δ）≡ｐｉｑｓ／ｐｉｄｓ
＝−Ｌｄ［ω｛（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄ＋Φ｝＋Ｒ ｉｑ］
／［Ｌｑ｛ω（Ｌｑ−Ｌｄ）ｉｑ− Ｒ ｉｄ｝］ …（１０）
本実施例の場合、円筒形同期モータなので、Ｌｄ＝Ｌｑという条件が与えられるので、
【００５０】
【数１１】
ｔａｎ（δ）＝Ｌｄ（ωΦ＋Ｒ ｉｑ）／（Ｌｑ Ｒ ｉｄ） …（１１）
となる。ここで、ｉｄ＜０であれば、位相δは次式で近似される。
【００５１】
【数１２】
δ≒−π／２ …（１２）
このため、ステップ１０３の演算内容は式（３）となる。
【００５２】
モータ速度ωが低いときには、式（１２）の誤差が大きくなるため、式（１１）により漸近的に求めることもできる。この手法は後述する他の実施例で説明する。
【００５３】
このように、図１の演算部１４では、簡単な演算により磁極位置θを求めることができる。この磁極位置θを用いて、座標変換部８，１１の座標変換を行えば、モータが要求されているトルク指令値どおりのトルクを発生するように制御することができる。
【００５４】
従って、本実施例を用いると、円筒形同期モータに対して、レゾルバやエンコーダなどの機械的な回転位置を直接計測するような磁極位置センサを用いることなく、電流センサだけで比較的容易な演算により磁極位置を検出できる特徴を持っている。このため制御装置が安価である。
【００５５】
また同期モータが何らかの理由により脱調した場合にも磁極位置を検出できるので、無制御状態に陥ることはない。
【００５６】
しかも、通常のＰＷＭ制御を行いながら、そのＰＷＭ制御を実施するときに得られる情報だけでセンサレス制御システムを構成できるので、検出用付加信号を加えて磁極位置を検出する方法よりも騒音やトルク脈動が少なくできる特徴を持っている。
【００５７】
図５は他の実施の形態、すなわち電流微分回路を用いないで磁極位置を検出することができる円筒形同期モータのための制御装置である。この実施例も図１と同じく、電気回路のみならずプログラムでも実現できる。
【００５８】
図１に示す実施の形態と異なる主な点は電流微分回路１２を用いないこと、検出用パルスＰ２により電流検出のタイミングを変えたこと、演算部１５の処理内容が図１の演算部１４と異なることである。この実施例は、３相短絡電流を直接検出しない点が重要である。
【００５９】
まず、電流検出部１０の検出のタイミングを制御する検出用パルスＰ２について図６を用いて説明する。図６は図３のＰＷＭ信号と同じ状態を示したものであるが、図３の検出用パルスＰ１に対して、図６の検出用パルスＰ２は次の点が異なる。
【００６０】
図２に示す１８０度通電形３相インバータの各相は通常、上アームのスイッチング素子、あるいは、下アームのスイッチング素子のいずれか一方がオン状態，他方がオフ状態になっている。そのため、３相のうち、少なくとも２つの相は常に短絡状態になっている。
【００６１】
図６はその区間を示している。例えば、時刻ｔ（ｎ−２）から時刻ｔ（ｎ−１）までの区間はＶ相とＷ相の下アームのスイッチング素子Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となって、同期モータ１のＶ相とＷ相を短絡状態としている。
【００６２】
また、時刻ｔ（ｎ−１）から時刻ｔ（ｎ）までの区間はＵ相とＶ相の上アームが短絡状態になっていることを示している。
【００６３】
このように、１８０度通電形のインバータにおいては、搬送波１周期の間に２つのモードの２相短絡状態が存在する。
【００６４】
図６に示すように、検出用パルスＰ２はこの２相短絡状態のモードが切り替わるときに発生する。
【００６５】
ＰＷＭ信号発生部９において、３つの相電圧指令値のうち、２番目に大きな値、つまり中間の値（継続時間すなわちパルス幅）を持つ電圧指令値の相が発生するＰＷＭ信号の変化に同期して検出用パルスＰ２を生成する処理を行う。
【００６６】
電流検出部１０では、検出用パルスＰ２が発生する毎に電流センサ５ａと５ｂが出力する２相の電流値、例えばＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖの値を示す信号ｉｕとｉｖを取り込む。
【００６７】
このタイミングで得られたＵ相，Ｖ相電流を電流検出部１０から演算部１５に入力し、演算部１５では図７に示すような処理を行っている。ここで演算で選られたＵ相電流の平均値ｉｕａとＶ相電流の平均値ｉｖａは演算部１５から座標変換部１１に入力される。また演算された磁極位置θは座標変換部８と１１に演算部１５からそれぞれ入力される。図５の座標変換部８と１１は図１のそれらと同じ動作を行っている。
【００６８】
演算部１５で行う処理内容を示した図７のフローチャートについて説明する。ステップ１１１で検出用パルスＰ２に基づいて電流センサ５ａと５ｂから電流検出部１０に入力した時刻ｔ（ｎ）のＵ相電流ｉｕ（ｎ）とＶ相電流ｉｖ（ｎ）を用いて、Ｕ相平均値ｉｕａ（ｎ），Ｖ相電流平均値ｉｖａ（ｎ）をステップ１１２で算出する。時刻ｔ（ｎ−１）のＵ相電流ｉｕ（ｎ−１）と時刻ｔ（ｎ）のＵ相電流 ｉｕ（ｎ）の平均を計算すれば、図３の時刻ｔ５のＵ相電流ｉｕとほぼ同じ値になる。検出用パルスＰ１が発生するときのＵ相電流がほぼその平均値であるので、ステップ１１２の処理を行っている。
【００６９】
次のステップ１１３では、時刻ｔ（ｎ−１）と時刻ｔ（ｎ）の各相の電流の差分値すなわち微分値を計算する。
【００７０】
ステップ１１４は時刻ｔ（ｎ−１）から時刻ｔ（ｎ）までの区間においてどの相が２相短絡状態にあるかの２相短絡モードＭｓｃを判断する。この場合、図６から上アームのＵ相とＶ相であることがわかるが、これをステップ１１４で判断し、２相短絡モードＭｓｃ（ｎ）は「Ｕ−Ｖ相短絡」とする。なお、前回の時刻 ｔ（ｎ−２）から時刻ｔ（ｎ−１）までの区間の２相短絡モードＭｓｃ（ｎ−１）は「Ｖ−Ｗ相短絡」である。
【００７１】
ステップ１１５においては、図８の表に示す演算式を用いて短絡電流差分値演算を行い、短絡軸の短絡電流差分値ｐｉｓｃを求める。
【００７２】
短絡軸の短絡電流差分値ｐｉｓｃについて説明する。図１８において、短絡軸とは、Ｖ−Ｗ相短絡のときのβ軸，Ｗ−Ｕ相短絡のときのβ′軸，Ｕ−Ｖ相短絡のときのβ″軸のことをそれぞれいう。
【００７３】
例えば、３相電圧をα−β軸座標系（α軸をＵ相軸と一致させる）に変換するとき、β軸電圧Ｖβは次式で表される。
【００７４】
【数１３】
Ｖβ＝（Ｖｖ−Ｖｗ）／（√２） …（１３）
ここで、Ｖ−Ｗ相短絡状態であれば、Ｖｖ＝Ｖｗなので、Ｖβ＝０となる。つまり、β軸が短絡状態であるといえるので、この軸を短絡軸と称する。同様に、Ｗ−Ｕ相短絡のとき、β軸から１２０度回転したβ′軸が、Ｕ−Ｖ相短絡のとき、β軸から２４０度回転したβ″軸がそれぞれ短絡軸となるわけである。
【００７５】
円筒形同期モータの場合、この短絡軸の短絡電流差分値ｐｉｓｃは３相短絡電流微分ベクトルｐｉｓの短絡軸成分と一致する。このベクトル図の関係を図１８に示している。
【００７６】
なぜ、図１８のベクトル図が成り立つかについて式（４）および式（５）を展開することで説明する。
【００７７】
α軸電流微分値ｐｉα，β軸電流微分値ｐｉβは式（４），（５）から次式となる。
【００７８】
【数１４】

【００７９】
【数１５】

ただし、Ｌ０＝（Ｌｄ＋Ｌｑ）／２，Ｌ１＝（Ｌｄ−Ｌｑ）／２，ｋ１（θ），ｋ２（θ），ｋ３（θ），ｋ４（θ），ｋ５（θ），ｋ６（θ）はそれぞれθに関する関数となっている。
【００８０】
円筒形同期モータの場合には、Ｌ１＝０なので、β軸電流微分値ｐｉβはα軸電圧Ｖαには影響しないことがわかる。
【００８１】
Ｖ−Ｗ相短絡状態のとき、α軸電圧ＶαだけがＵ相電圧Ｖｕの状態により印加されていることになるが、β軸電流微分値ｐｉβはＶα＝０のときと変わらない。しかも、Ｖ−Ｗ相短絡状態なので、Ｖβ＝０となっているので、３相短絡状態のときのβ軸電流微分値ｐｉβと一致することを意味している。以上のことから、図１８が成り立つことがわかる。
【００８２】
また、Ｗ−Ｕ相短絡のときも同様に、β′軸電流微分値ｐｉβ′は３相短絡電流微分ベクトルｐｉｓのβ′軸成分と同じになる。従って、２相短絡状態の短絡軸の電流微分値（差分値）を検出すると、３相短絡電流微分ベクトルの位相γを図１８のベクトル図を計算することにより算出することができる。
【００８３】
今回の２相短絡モードＭｓｃ（ｎ）と前回の２相短絡モードＭｓｃ（ｎ−１）から、３相短絡電流微分ベクトルの位相γを求める場合、その短絡モードの組合わせにより、演算方法が異なる。
【００８４】
そのため、ステップ１１６では、図８のようなモードに分けた演算式を用いて３相短絡電流微分ベクトルの位相γを求めている。
【００８５】
ステップ１１７については、図４のステップ１０３と同様にして磁極位置θを得ることができる。
【００８６】
以上のように、本実施例を用いれば、比較的継続時間の長い２相短絡状態の電流の変化量すなわち差分値から３相短絡状態の電流微分ベクトルの方向を決定すなわち演算できるので、高精度の磁極位置検出を少ない電流の取り込みにより得られる効果がある。
【００８７】
また、この実施例の方式は微分回路を用いないので、ノイズに強く、比較的安価なコントローラで実現できる有利点も持っている。
【００８８】
図９の実施例は突極形同期モータ１６に本発明を適用したときの制御装置の構成図である。コントローラ４は先の実施例と同じく電気回路でもまたソフトウエアででも実現できる。図１の実施例に対して、図９の実施例は２相スイッチング演算部１８を用いること、ＰＷＭ信号発生部９からの検出用パルスＰ３とＰ４を使用すること，演算部１７の処理方法が異なる。
【００８９】
２相スイッチング演算部１８の処理内容について、図１０のタイムチャートを用いて説明する。
【００９０】
２相スイッチングとは３相のＰＷＭ信号のうち、１相のスイッチングを停止しながら３相スイッチングと同じ正弦波電流を流す手法をいう。
【００９１】
図１０において例えばＵ相のスイッチングを停止しながら３相スイッチングと同じ正弦波電流を流す手法を説明する。Ｕ相以外のＶ相またはＷ相も同じ考え方でスイッチングを停止する相とすることができる。Ｕ相電圧指令値Ｖｕｒを常に搬送波の最大値と同じ値になるように付加電圧Ｖ０を強制的に加算している。これにより、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｐｕｐは常にｈｉｇｈ状態になるので、スイッチング素子Ｓｕｐがオン状態となっている。
【００９２】
Ｖ相電圧指令値Ｖｖｒ，Ｗ相電圧指令値Ｖｗｒには、通常の指令値に付加電圧Ｖ０をそれぞれ加算した値を演算し、それによりＰＷＭ信号Ｐｖｐ，Ｐｗｐを発生している。
【００９３】
すべての相に同一の電圧を加算しても線間電圧には影響しないので、同期モータ１６を流れる電流は付加電圧Ｖ０を加えないときの電流と同じになる。これが２相スイッチングであり、よく知られている方法である。この方法を用いると、図１０に示す１回あたりの３相短絡状態は図３の場合よりも長く継続していることがわかる。
【００９４】
ＰＷＭ信号発生部９から発生する検出用パルスＰ３，Ｐ４も図１０に示す。
【００９５】
検出用パルスＰ３は搬送波の最大値に同期して発生するようになっており、図９の電流検出部１０で各相の電流平均値ｉｕａ，ｉｖａを得るために用いている。
【００９６】
また、電流検出用パルスＰ４は延長された３相短絡状態の開始時と終了時に発生するようになっている。図９の電流検出部２７では、電流検出用パルスＰ４によりＵ相電流ｉｕ，Ｖ相電流ｉｖを入力している。
【００９７】
これらの電流値は演算部１７に入力され、図１１のフローチャートに示す処理を行って磁極位置θを演算する。
【００９８】
図１１の処理方法は次のようにして行われる。ステップ１２１において、３相短絡状態の開始時刻ｔ（ｎ−１）のＵ相電流ｉｕ（ｎ−１），Ｖ相電流ｉｖ（ｎ−１）と、終了時刻ｔ（ｎ）のＵ相電流ｉｕ（ｎ），Ｖ相電流ｉｖ（ｎ）を用いて、各相の電流差分値ｐｉｕ，ｐｉｖ，ｐｉｗを演算する。その処理方法は図７のステップ１１３と同じである。
【００９９】
次のステップ１２２では、電流差分値ｐｉｕ，ｐｉｖ，ｐｉｗを用いて、３相短絡電流の微分ベクトルの位相γを演算する。この処理は図４のステップ１０２と同様である。
【０１００】
以下の手法では、コントローラ４内でその時点で制御に用いている磁極位置をθ′、同期モータ１６の実際の磁極位置をθとする。また、コントローラ４内の磁極位置θ′により演算されたｄ軸電流，ｑ軸電流をｉｄ′，ｉｑ′、同期モータ１６の実際のｄ軸電流，ｑ軸電流をそれぞれｉｄ，ｉｑとして説明する。
【０１０１】
ステップ１２３では、磁極位置θ′と電流検出部１０から入力した電流平均値ｉｕａ，ｉｖａを用いて、ｄ軸電流ｉｄ′，ｑ軸電流ｉｑ′を算出する。
【０１０２】
ステップ１２４では、ｉｄ，ｉｑの代わりに、ｉｄ′，ｉｑ′を用いて、式 （１０）の演算を行い、磁極位置（ｄ軸）から３相短絡電流微分ベクトルまでの位相δを求める。
【０１０３】
モータ速度ωが所定値以上の場合には次の近似式により求めてもよい。
【０１０４】
【数１６】
ｔａｎ（δ）≒−Ｌｄ｛（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄ＋Φ｝／｛Ｌｑ（Ｌｑ−Ｌｄ）ｉｑ｝…（１６）
ステップ１２５では、ステップ１２２で得られた位相γを用いて、磁極位置θを次式で求める。
【０１０５】
【数１７】
θ＝γ−δ …（１７）
この関係は図１７のベクトル図に示している。
【０１０６】
ステップ１２６では、ステップ１２５で求めた磁極位置θがステップ１２３のｉｄ′，ｉｑ′を求めるときの磁極位置θ′とほぼ一致しているかを判断する。一致していない場合には、再びステップ１２３からステップ１２５までの処理を行い、磁極位置θを算出する。
【０１０７】
実際の磁極位置θとコントローラ内の磁極位置θ′とが異なると、ｉｄ′，ｉｑ′がｉｄ，ｉｑと一致しないため、位相δには誤差が生じる。しかし、その誤差はステップ１２３からステップ１２５までの処理を行う毎に減少していき、コントローラ内の磁極位置θ′は真の磁極位置θに収束する。これをステップ１２６で判断し、ほぼ磁極位置θの演算が収束したとき、演算を終了する。
【０１０８】
また、この演算は２，３回で数度以内に収束することが見込まれるため、収束の判断を磁極位置θの演算結果でなく、演算回数で例えば２回の演算で終了するようにしてもよい。
【０１０９】
さらに、磁極位置を検出するサンプリング時間とモータ速度との関係によっては、ステップ１２６を省略して、数回のサンプリングで磁極位置を検出する方法を採用することもできる。
【０１１０】
このように、突極形同期モータの磁極位置を検出する場合には、誤差を含んだｄ軸電流ｉｄ′，ｑ軸電流ｉｑ′を用いて演算する必要があるが、これを収束できるようにしたアルゴリズムを設けた点に本実施例の特徴がある。そのため、３相短絡状態の電流の変化を利用して突極形同期モータのセンサレス制御システムを構築できる利点がある。
【０１１１】
本システムでは、２相スイッチング方式のように３相短絡時間を延長する方式を併用することにより、３相短絡期間における電流の変化幅を大きくできる。そのため、微分回路を用いることなく、３相短絡電流微分ベクトルを直接計測でき、ノイズに強い磁極位置検出方式を簡単なソフトウエア処理により実現できる。図１２は２相短絡状態から磁極位置を検出する突極形同期モータの実施例で、電気自動車に適用するための高信頼化システムの構成を示している。この実施例でコントローラ４は電気回路ばかりでなくソフトウエアによっても実現できる。先の実施例と同様、コントローラ４の各ブロックはソフトウエアの処理機能を表わしている。
【０１１２】
図５の円筒形同期モータの場合と比べて、図１２の異なる点は、演算部２０の処理内容が異なる点、突極形同期モータ１６で電気自動車のタイヤ２４，２５を駆動する機構になっている点、電気自動車の信頼性を向上する目的でモータ１６の磁極位置を機械的に直接に検出する磁極位置センサ２３を備えている点である。
【０１１３】
まず、演算部２０の処理内容を説明する。この処理内容のフローチャートを図１３に示す。
【０１１４】
ステップ１３１からステップ１３４までの処理は図７のステップ１１１からステップ１１４までの処理と同じである。
【０１１５】
ステップ１３５の突極性補正位相εは同期モータ１６の突極性の影響を考慮するために必要な補正量である。
【０１１６】
式（１５）で示したように、突極形同期モータ１６の場合、Ｌ１≠０なので、β軸電流微分値ｐｉβはα軸電圧Ｖαにより変化する。そのため、３相短絡電流微分ベクトルのβ軸成分とは異なる値になる。
【０１１７】
図１９はα軸電圧Ｖαにより発生するα軸電流微分値ｐｉα１，β軸電流微分値ｐｉβ１、及び、その合成である電流微分ベクトルｐｉ１を示している。
【０１１８】
電流微分ベクトルｐｉ１と一致した方向の軸をｘ軸、それに直交する軸をｙ軸とすると、電流微分ベクトルｐｉ１のｙ軸成分はα軸電圧Ｖαによらず常に０であることがわかる。そのため、ｐｉ１のｙ軸成分は３相短絡電流微分ベクトル
ｐｉｓのｙ軸成分と一致する。これを突極性補正位相εとよぶ。
【０１１９】
そこで、突極形同期モータの場合、β軸でなく、突極性補正位相εだけ進んだｙ軸の電流微分値（差分値）を検出する。
【０１２０】
実際には３つの２相短絡状態があるので、Ｖ−Ｗ相短絡，Ｗ−Ｕ相短絡，Ｕ−Ｖ相短絡の場合の突極性補正位相をそれぞれε１，ε２，ε３とし、その方向の軸をｙ′軸，ｙ″軸とする。
【０１２１】
突極性補正位相ε１，ε２，ε３は式（１４）および式（１５）からそれぞれ次式となる。
【０１２２】
【数１８】
ｔａｎ（ε１）＝−（Ｌ１ｓｉｎ２θ）／（Ｌ０−Ｌ１ｃｏｓ２θ） …（１８）
【０１２３】
【数１９】

【０１２４】
【数２０】

以上のことから、ステップ１３５では、２相短絡状態に応じて式（１８），式（１９）、および式（２０）のいずれかの演算を行い、突極性補正位相を求めている。
【０１２５】
これらの演算で用いる磁極位置θはコントローラ４での値であり、誤差を含んでいるが、図１１のように収束させながら正確な磁極位置を求めていくこともできる。
【０１２６】
ステップ１３６においては、電流差分値ｐｉｕ（ｎ），ｐｉｖ（ｎ）から図１３の表を用いて補正した短絡軸（ｙ軸，ｙ′軸，ｙ″軸のいずれか）の短絡電流差分値演算を行い、短絡軸の短絡電流差分値ｐｉｓｃを算出する。
【０１２７】
短絡軸とは既に説明したように、α軸電圧により電流微分値（差分値）に影響を受けない方向の軸をいう。
【０１２８】
次のステップ１３７では、図１４に示したように、今回と前回の２相短絡状態により計算するモードを変更し、図１４の演算式を用いて３相短絡電流微分ベクトルの位相γを得る。
【０１２９】
このときのベクトル図の一例を図２０に示すが、この関係を図１４の演算式により求めていることになる。
【０１３０】
ステップ１３８からステップ１４０までの処理は図１１のステップ１２３からステップ１２５までの処理と同じで、突極形同期モータ１６における磁極位置から電流微分ベクトルまでの位相を考慮したものである。
【０１３１】
以上のように、演算部２０を用いれば、突極形同期モータ１６に対しても、２相短絡状態の電流を検出するだけで磁極位置を検出することができる。
【０１３２】
図１２の電気自動車駆動システムでは、磁極位置センサ２３からの信号を磁極位置検出部２１に入力して、磁極位置θ１を検出している。
【０１３３】
磁極位置異常検出部２２では、磁極位置検出部２１からの磁極位置θ１と演算部２０からの磁極位置θを入力し、図１５に示す処理を行っている。
【０１３４】
ステップ１４１で入力した磁極位置θとθ１を比較し、その差が予め決められた正常範囲内にあるかをステップ１４２で判断する。
【０１３５】
正常と判断した場合には、ステップ１４３で磁極位置θ１を出力用磁極位置θ２にストアし、ステップ１４４でθ２を座標変換部８，１１に出力している。ステップ１４２において、２つの磁極位置を比較して正常範囲にないと判断したときには、ステップ１４５で電気自動車を一旦停止する処理を行う。
【０１３６】
ステップ１４６は同期モータ１６の回転が停止したか否かを判断する。停止したと判断した場合に、ステップ１４７で正常な磁極位置を用いて安全速度内で走行が行えるように処理する。安全速度内で走行とは自動車の車速の上限を時速４０ｋｍあるいは５０ｋｍに制限し、この速度以下で走行するように図示しない制御装置で制御し、この制御のもとで走行することである。
【０１３７】
このように、本実施例を用いれば、通常の磁極位置センサ２３を設けることで、磁極位置センサ２３の出力に基づき磁極位置を求めると共にこれとは別にモータ電流から演算処理により磁極位置を求めているので、信頼性の高い電気自動車を提供できる効果がある。
【０１３８】
特に、リラクタンストルクを用いてモータの小型化，電気自動車の軽量化を図るためには、本実施例は適している。
【０１３９】
図１６は電流センサだけで磁極位置を検出し、しかも、その特性に異常がないかを自己診断する機能を有した磁極位置センサレスの制御システムの実施例を示す。
【０１４０】
図１２の実施例に対して、自己診断部２６を設けた点が図１６の実施例の特徴である。
【０１４１】
演算部２０では、図１３の処理に加え、モータ速度ωを検出するための演算を行う。
【０１４２】
前述した実施例では、電流微分ベクトルについては、その位相γを検出することで磁極位置θを得る方式であるため、電流微分ベクトルの大きさに関する情報を無視している。
【０１４３】
そこで、式（６），式（７）から逆にモータ速度ωを求めることにする。つまり、
【０１４４】
【数２１】
ω＝（Ｌｄ ｐｉｄ＋Ｒ ｉｄ）／Ｌｑ ｉｑ …（２１）
【０１４５】
【数２２】
ω＝−（Ｌｑｐｉｑ＋Ｒ ｉｑ）／（Ｌｄ ｉｄ＋Φ） …（２２）
の一方、あるいは、両方の式を用いて、モータ速度ωを演算する。
【０１４６】
なお、式（２１），式（２２）において、抵抗Ｒを無視する簡易式を用いてもよい。このモータ速度ωを自己診断部２６に出力する。
【０１４７】
また、図１３のステップ１４０で得られた磁極位置θも自己診断部２６に出力する。
【０１４８】
自己診断部２６では、磁極位置θの変化状態とモータ速度ωを比較することにより、何らかの異常がないか否かを判断する。
【０１４９】
もし、異常があると判断した場合には、異常診断信号Ｓｅを出力し、センサレス制御システムを停止するようにシステム的な処理を行う。
【０１５０】
このように電流微分ベクトルの独立した変数を複数用いてモータ速度を推定することで、他のセンサを用いることなく、自己診断機能を持たせることができる。
【０１５１】
以上が、電流センサだけを用いて同期モータの磁極位置を検出する実施例である。
【０１５２】
同期モータの他に、リラクタンスモータでも突極性を利用して本発明を適用することができる。
【０１５３】
また、本実施例では、説明が複雑になるために省略したが、モータの回転子がサンプリング時間中に回転することによる影響を考慮して磁極位置を演算するようにしても、本実施例を適用できることはいうまでもない。
【０１５４】
ここでは電気自動車の例を述べたが、現在１２０度通電方式のインバータ制御を用いてセンサレス制御している磁石モータに対しても、本実施例を用いることにより、１８０度通電方式のインバータ制御によりトルク脈動と低騒音のセンサレスシステムを提供できる。
【０１５５】
図１から図２０を用いて説明した実施の形態は、モータ１が所定回転速度以上で回転している状態での制御に最適である。ここで所定回転速度以上とは例えば８００回転／分以上である。モータが停止状態を含む低速状態では後で説明する理由で磁極位置の検知を更に高精度に行う必要性がある場合が考えられる。モータの停止状態を含む低速状態の磁極位置を高精度に行える実施例を図２１を用いて説明する。図１と図２１との大きな相違点は、停止状態を含むモータの低速回転時の磁極位置を検知する演算部５２を設けたことである。なおコントローラ４は他の実施例と同様、電気回路ばかりでなくソフトウエアによっても実現できる。ソフトウエアで実現する場合、コントローラ４の各ブロックはソフトウエアの処理機能を表わしている。
【０１５６】
演算部１４で磁極位置を検出する処理は図１で説明した通りである。また電流指令値発生部６や電流制御部７，座標変換部８，ＰＷＭ信号発生部９，電流検出部１０，座標変換部１１，インバータ３の動作は図１と基本的に同じである。上で同期モータが３相短絡状態のときのモータ電流の変化量、または、変化方向に基づいてモータの磁極位置を演算する処理方法について説明したが再度説明する。
【０１５７】
この磁極位置の演算方法では、インバータからの印加電圧の影響を受けない３相短絡状態でのモータ電流の変化量または変化方向に基づいて演算し、磁極位置を求める。上記３相短絡状態でのモータ電流の変化量または変化方向を検出するため、図３で説明の通り、この３相短絡状態でタイミングを制御するためにパルスＰ１を発生する。その代表例として図３に示す搬送波の最高値あるいは最低値あるいはその両方でパルスＰ１を発生し、このパルスＰ１に同期して電流値あるいは電流値の微分値を検出する。すなわちＰＷＭ信号発生部９でパルスＰ１発生し、パルスＰ１をモータの３相短絡状態を表わす信号とし、このパルスＰ１をトリガとしてモータ電流の変化量を検出する。このときに検出される３相短絡時のモータ電流変化量のベクトル、すなわち、微分ベクトルの関係は先に説明した図１７の通りである。
【０１５８】
図１７において、検出すべき磁極位置は静止座標α軸と回転座標ｄ軸との間の位相θであり、先の式（１７）で表すことができる。
【０１５９】
【数１７】
θ＝γ−δ …（１７）
ここで、γは３相短絡時のモータ電流微分ベクトルｐＩｓのα軸に対する位相であり、δはモータ電流微分ベクトルｐＩｓのｄ軸に対する位相である。上記位相γについては、まず、図１に示す電流微分回路１２においてモータ電流ｉｕとｉｖを微分し、さらに電流微分値検出部１３において、モータ短絡状態の検出用パルスＰ１に同期して短絡時のモータ電流の微分値ｐｉｕ，ｐｉｖを取り込む。さらに、この短絡時のモータ電流の微分値ｐｉｕ，ｐｉｖを式（１）と式（２）に従いα−β軸の電流微分値ｐｉαとｐｉβを算出し、式（２３）に基づき位相γを算出する。
【０１６０】
【数１】
ｐｉα＝（√３／２）ｐｉｕ …（１）
【０１６１】
【数２】
ｐｉβ＝（１／√２）（ｐｉｕ＋２ｐｉｖ） …（２）
【０１６２】
【数２３】
γ＝ｔａｎ^−１（ｐｉβ／ｐｉα） …（２３）
なお、ここではｐｉα，ｐｉβを求めるのにｐｉｕ，ｐｉｖの２相分を用いているが、ｐｉｕ，ｐｉｖ，ｐｉｗの３相電流の微分値を用いても演算可能である。さらに、３相短絡時の電流微分値を演算するために微分回路を用いているが、微分回路の構成が不可能な場合には電流微分値の代わりに３相短絡区間での電流変化量を演算し、電流変化量を短絡時間で割ることによって求められる電流変化率を用いても実現可能である。加えて、短絡区間が非常に短く、３相短絡区間の電流変化率の演算が不可能な場合には、３相短絡区間より確実に短絡区間が長い２相短絡区間を用いても３相短絡区間の電流変化率を演算することは可能である。詳細は上で述べた通りである。
【０１６３】
以上のようにして、３相短絡時のモータ電流微分ベクトルｐＩｓのα軸に対する位相γは求められる。次にモータ電流微分ベクトルｐＩｓのｄ軸に対する位相δは以下のようにして求める。まず、回転座標ｄ−ｑ軸での同期モータの基本式は次の式で表すことができる。なおこれらの式は先に説明の通りである。
【０１６４】
【数４】
Ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ−ωＬｑ ｉｑ …（４）
【０１６５】
【数５】
Ｖｑ＝（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ＋ω（Ｌｄ ｉｄ＋Φ） …（５）
ここで、Ｖｄ，Ｖｑはｄ−ｑ軸電圧、Ｌｄ，Ｌｑはｄ−ｑ軸のインダクタンス、Ｒは巻線抵抗、ωはモータ角速度、φは界磁主磁束、ｐはｄ／ｄｔである。上記基本式において、３相短絡時はｄ−ｑ軸での印加電圧は０となるので、３相短絡状態での基本式は以下のようになる。
【０１６６】
【数６】
ｐｉｄ＝（ωＬｑ ｉｑ−Ｒ ｉｄ）／Ｌｄ …（６）
【０１６７】
【数７】
ｐｉｑ＝−｛ω（Ｌｄ ｉｄ＋Φ）＋Ｒ ｉｑ｝／Ｌｑ …（７）
静止座標α−β軸における電流微分ベクトルは、式（６）と式（７）で表される回転座標ｄ−ｑ軸の電流微分ベクトルとｄ−ｑ軸がモータ角速度ωで回転することにより発生する電流微分ベクトルの和で表される。よって、α−β軸で見たｄ−ｑ軸の電流微分値は以下のようになる。
【０１６８】
【数８】
ｐｉｄｓ＝｛ω（Ｌｑ−Ｌｄ）ｉｑ−Ｒ ｉｄ｝／Ｌｄ …（８）
【０１６９】
【数９】
ｐｉｑｓ＝−｛ω（Ｌｄ−Ｌｑ）ｉｄ＋Φ）＋Ｒ ｉｑ｝／Ｌｑ …（９）
従って、モータ電流微分ベクトルｐＩｓ のｄ軸に対する位相δは式（２４）で表される。
【０１７０】
【数２４】

よって、上記式（１７）と式（２３）と式（２４）により磁極位置を求めることができる。ここで、式（２４）に含まれるωは位相推定値の変化量より求められる角速度の推定値を用いることになる。また、角速度が十分大きく、Ｒ成分を無視できる領域であればωの影響はなくなる。
【０１７１】
以上が同期モータ３相短絡時のモータ電流の変化量、または、変化方向に基づいて同期モータの磁極位置を検出する位置検出方式の概要である。この方式は突極型の同期モータのみならず、円筒型の同期モータにも適用可能である。
【０１７２】
上記位置検出方式では、通常のＰＷＭ動作時に発生するモータ短絡状態の電流変化量を用いるため、特別な推定信号を印加することなく高速領域まで磁極位置の推定が可能となる。
【０１７３】
しかし、以下の動作範囲においては、この検出方式だけでは位置検出精度が低下する可能性がある。図２２にその動作範囲を示す。速度が零すなわちモータ１が回転を停止している状態はモータ１のトルクも零である。モータの回転停止状態例えばモータを起動しようとする状態ではモータ電流がまだ流れていないために、ＰＷＭ制御を行おうとしても短絡時の電流の変化量を検出することができない。さらに起動後であっても回転速度が低くトルクの小さいときは電流値が小さく、上記測定が難しい。磁極位置の検出精度が低下する。さらには速度ゼロ付近で電流が流れている領域においては、短絡時の電流の変化量により磁束の方向は検出できるものの誘起電圧の影響が非常に小さいために、検出した方向がＮ極か，Ｓ極か、すなわち極性を判別することができない。
【０１７４】
上記のような動作範囲例えば８００ｒｐｍ（回転／分）においては、本実施例は検出部５２を新たに設けることにより、磁極位置の検出制度を向上することができる。検出部５２を図２３により説明する。検出部５２は基本的には磁石位置の推定用信号を発生する信号発生部５４と極性判別部５６を有している。
【０１７５】
磁石位置の推定用信号を発生する信号発生部５４は、電流が流れていない領域あるいは電流値が小さい領域で磁極位置を検出する場合、例えばモータ１の起動時に、モータ短絡電流の変化量が検出できる程度の電流が流れるように位置検出用の電流指令値ｉｄｈｒを発生し、電流指令値発生部６に電流指令値ｉｄｈｒを与える。
【０１７６】
電流指令値発生部６の構成を図２４に示す。図１から図２０の実施例および図２１の制御系では、コントローラ４の上位の制御部より電流指令値発生部６にトルク指令Ｔｒが入力される。電流指令値発生部６は、トルク制御部６３を有しており、同期モータ１が指令通りのトルクを発生するようにｄ−ｑ軸の電流指令ｉｄｒ，ｉｑｒを演算する。通常は、トルク指令とモータ速度（図２４には図示せず）を入力として、現動作点において最高効率となるようなｉｄｒとｉｑｒをマップ検索等を使用して演算する。ここで通常とは例えば同期モータ１がある決められた回転速度である８００回転／分より早い速度で回転している状態である。
【０１７７】
上記で説明したように、同期モータの起動時などの８００回転／分以下の低速回転時に磁極位置を検出するための電流指令ｉｄｈｒが信号発生部５４から出力され、加算器６５に印加される。この電流指令ｉｄｈｒは加算器６５でｄ軸方向の電流指令ｉｄｒ１に加算され、加算結果がｄ軸電流指令ｉｄｒとして、電流指令値発生部６から電流制御部７に加えられる。本実施例では磁極位置を検出するための電流指令ｉｄｈｒはｄ軸方向の電流指令に印加している。これは、ｉｄｈｒの印加による余計なトルク発生を防ぐためである。すなわちｑ軸方向の電流が零ならば基本的にはｄ軸に電流を印加してもトルクの発生はない。しかし、ｑ軸方向にｉｄｈｒを印加した場合でも、もしくはｄ、ｑ軸双方に印加した場合でも磁極位置の検出は可能である。従ってトルクの発生が制御全体において許容できるものであれば、磁石位置の検出のためにｑ軸方向の電流指令に加算することができる。さらに測定に対応した短い時間のみ加えるようにしても良い。
【０１７８】
さらに、印加する位置推定用の電流指令ｉｄｈｒは交流信号でも直流信号でも位置検出は可能である。このうち電流指令ｉｄｈｒが交流信号である場合は、推定動作初期に生じる位置検出値とモータの磁極位置との間にずれによる発生トルクの平均値は零となる。従ってトルク変動の影響を抑えられる。
【０１７９】
以上のようにして、モータの速度が零で、電流が流れていないような動作点、例えば停止状態から回転を開始する起動時、においては、位置推定用の信号を印加することにより、モータ短絡時の電流変化量を用いた位置検出が可能となる。しかし、検出された位置は磁束方向ではあるが、それがＮ極方向であるか、もしくはＳ極方向であるかは不明である。それはモータの角速度ωが零であるために、誘起電圧の影響を受けないためである。
【０１８０】
この課題を解決するために図２３に示す実施例では、極性判別部５６を設けて、演算された位置がＮ極であるか、Ｓ極であるかすなわち磁極の極性を判別する。この極性判別部５６において用いられる判別方法は特に限定されるものではないが、モータの磁気飽和特性を用いる方法が有効である。以下に極性判別方法の一例として磁気飽和特性を用いる方法を説明する。
【０１８１】
同期モータの磁気特性は回転子が永久磁石による磁束を有しているため、図２５に示すように磁束軸であるｄ軸の電流ｉｄが零のときでも磁束が存在する。この磁気特性により、ｄ軸インダクタンスＬｄの特性は図２６のようになる。図２６からｄ軸の電流ｉｄの正負の違いによりインダクタンスＬｄの大きさが異なる領域、図２６中斜線の領域、が存在することがわかる。よって、図２６の斜線領域でｉｄが流れるようなバイアス成分をもつ交流信号をｄ軸に印加すれば、インダクタンスＬｄの大きさにより電流制御系の応答が変化するために、Ｎ極，Ｓ極の極性の違いがモータ電流の振幅の違いに現れ、モータ電流の振幅の大きさを計測することにより磁極の極性を判別することが可能となる。以上が極性判別方法の一例である。
【０１８２】
さらに、この極性判別方法の手順を図２３を用いて表すと次のようになる。まず、磁極位置を検出するための信号を発生する信号発生部５４より直流のバイアス成分を有する交流信号をｄ軸電流指令に印加する。次に検出されたｄ軸電流ｉｄを極性判別部５６に入力し、極性判別部５６においてｉｄの交流成分の振幅値を計測し、現在の位置設定値θ＾の極性を判別する。
【０１８３】
もし、判別された結果がＮ極であったならば、そのまま制御系の位置設定値θ＾を制御に用いる。それに対して判別された結果がＳ極であったならば、位置設定値θ＾に１８０°加えまたは減じ、位置設定値θ＾をＮ極に補正する。また、この極性判別方式では、モータに磁気飽和が生じる程度までｄ軸方向に電流を流すことになるので、位置設定値θ＾に少しでも誤差が生じていたならば、モータに一定方向のトルクが生じる。そこで、起動時の磁極位置検出動作は、このトルクによってモータの軸が回転しないようにモータの回転軸やロータの回転を機械的に一時的に阻止するロック機構を設けておき、回転軸の回転が阻止されている状態において起動するようにしておけば良い。例えば図２１でモータ１のロータ７０あるいは回転軸７２の回転を阻止するロック機構７４を設ける。このロック機構７４は通常のブレーキ機構と同じ機構であり、検出部５２からの信号で一時的に回転を阻止する。なおこの機構が働くのはモータの回転開始時であり、トルクが小さいので簡単な機構であっても目的を達することが可能である。回転を開始するための磁極位置や極性の検知が終わればこのロック機構は検出部５２からの信号で回転の阻止を解除する。
【０１８４】
以上が、極性判別方式の一例の説明である。
【０１８５】
次に、これまで説明してきた零速度における磁極位置の検出部によるモータ起動時の処理手順を図２７のフローチャートにより説明する。図２７で文字Ｓはステップすなわち手順を意味する。まず図２７のステップ３０において、モータの回転軸の回転がロック機構により阻止されている状態かを判定する。その結果、回転軸の回転が阻止されているならば、ステップ３１において磁石位置の検出用の信号ｉｄｈｒを極性判別部５６から出力し、電流指令値発生部６の電流指令ｉｄｒｌと加算演算するために加算器６５に印加する。
【０１８６】
以上の説明はモータの起動時すなわち回転開始時にモータ回転を阻止するロック機構がある場合であり、そのような機構がない場合はステップ３０は不要である。ロック機構がある場合でそのロック機構が動作していない場合は、ステップ３０でロック機構を動作させる指示を出すか、他の制御部からの指示で動作するのを待つ。そしてロック機構が動作した状態でステップ３１へ処理が移る。
【０１８７】
ステップ３２ではＰＷＭ制御中に発生する短絡電流を検出し、先で説明した短絡電流の変化量による磁極位置検出方法によって検出値θ＾の演算を行う。さらにステップ３３において、ステップ３２で得られた磁極位置の検出値θ＾がＮ極方向であるか、もしくはＳ極方向であるかを判定する。この判定の結果、Ｎ極であると判定された場合にはステップ３４において検出値θ＾が現在の磁極位置とされる。それに対して、ステップ３３でＳ極であると判定された場合には、ステップ３５において検出値θ＾は１８０°加算あるいは減算の補正がなされて、現在の磁極位置が求められる。次にステップ３６において、得られた磁極位置の検出値を用いてモータの駆動制御が開始される。
【０１８８】
以上が、モータ回転が零速度の磁極位置の検出方式を用いたモータ起動時の処理手順である。モータの短絡電流の変化量による磁極位置検出方式のみでは検出精度が低い場合は、上記処理を行うことで高精度に磁極位置を検出することが可能となる。なお本実施例では、磁極位置の検出動作の開始の条件としてモータの回転軸がロックされていることとしたが、上述の如く回転軸がロックされていなくても磁極位置の検出は可能である。
【０１８９】
モータの回転速度が零で、かつモータ電流が流れているような場合での演算部５２の動作を説明する。このような動作環境は、回転停止時において負荷トルクすなわちモータにより駆動される装置の駆動に必要なモータのトルクがモータの発生しているトルクより大きく、さらにノイズ等の影響によりコントローラ内の磁極位置の設定値が消去された（正確でなくなった）場合等である。このような場合、モータ電流が流れているので、先で説明したモータ短絡電流の変化量による磁極位置の検出が可能である。しかし、モータ速度が零なので、極性判別を行う必要がある。ここでの極性判別はモータの回転軸はロックされておらずモータ駆動中なので、先で説明した磁気飽和特性を利用した極性判別方式より次に説明する方式の方が望ましい場合が多い。
【０１９０】
ここで説明する方式は、モータトルクの発生方向とモータ軸の回転方向とから判別する方式である。この判別方式の動作すなわち処理内容を図２８のフローチャートを用いて説明する。まずステップ４０において、モータの短絡電流の変化量によって得られた検出値θ＾を磁極位置の設定値として所望のトルクを発生させる。その後、ステップ４１においてモータ軸の回転方向と発生させたトルクの方向とを参照し、両者の方向が一致しているならば、ステップ４２において、磁極位置の設定値を現在の磁極位置とする。それに対してステップ４１において、モータ軸の回転方向と発生させたトルクの方向とが一致していない場合には極性が反対であると判断し、ステップ４３において設定値を１８０°補正し現在の磁極位置とする。さらに、ステップ４４でトルク指令を増加させる。以上の動作を所定回数繰り返し、設定回数以上連続で、モータ軸の回転方向と発生させたトルクの方向とが一致したときに極性判別を終了させる。以上がトルクの発生方向とモータの回転軸の回転方向とから磁極位置の設定値の極性を判別する方式の処理手順である。この方式では特別な極性判別用の信号の印加は不要である。
【０１９１】
以上、モータの短絡電流の変化量を用いる磁極位置検出方式を用いた、モータ速度が零である場合の磁極位置検出方法について述べたが、本方式は誘起電圧が非常に小さいような極低速時にも適用できる。例えば８００回転／分以下の回転で効果が大きい。
【０１９２】
さらには、本方式は電気自動車やモータとエンジンの両方を有するハイブリッド車をはじめとする電気車の駆動装置にそのまま適用できる。電気自動車やハイブリッド車の駆動装置においては、位置検出用の信号を印加して検出を行う場合や磁気飽和特性を利用した極性判別方式を用いる場合には、ブレーキが掛けられた状態、もしくは動作レンジがパーキングレンジに入っている状態で行えば、不要なトルク発生による車両の振動や移動が避けられる。
【０１９３】
上述の実施例によれば、印加電圧の状態に影響されることなく、かつ安価なコントローラで通常のＰＷＭ制御を行いながら、同期モータの全動作範囲において磁極位置検出が可能となる。
【０１９４】
さらに図２１から図２８の実施例によれば、モータの停止時から正確な制御が可能である。
【０１９５】
さらに図１から図２８に記載の実施例において、モータ電流の変化量、または変化方向から同期モータの磁極位置を求めるので、位置検出器を設けることなく、通常のＰＷＭ制御を行いながら磁極位置を検出することができる。
【０１９６】
また、磁極検出器を備え、磁極検出器で検出した磁極位置と、モータ電流から求めた磁極位置とを比較することにより、通常のＰＷＭ制御を行いながら磁極位置検出器の異常を検知することができる。
【０１９７】
【発明の効果】
本発明によれば、制御性の優れた同期モータの駆動システムを低コストで提供できる。
【０１９８】
また、通常の磁極位置センサを用いる場合には、そのセンサの異常を検出できるので、信頼性の高い同期モータ駆動システムを提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】電流微分回路を用いて円筒形同期モータの磁極位置を検出する本発明を適用したときの一実施例を示す構成図である。
【図２】図１のインバータ３の結線方法を示す構成図である。
【図３】搬送波信号と３相の電圧指令値、ＰＷＭ信号との関係を示すとともに、電流の取り込みタイミングを示したタイムチャートである。
【図４】図１の構成方法のときの磁極位置を検出するためのフローチャートである。
【図５】円筒形同期モータの２相短絡状態のときの電流を検出して磁極位置を演算するための実施例を示す構成図である。
【図６】３相のＰＷＭ信号と図５の電流の検出タイミングを示すタイムチャートである。
【図７】図５の構成方法のときの磁極位置を検出するためのフローチャートである。
【図８】図７の２相短絡電流差分値、及び、３相短絡電流微分ベクトルの位相を演算するための演算式の一覧表である。
【図９】３相短絡時間を延長しながら電流の差分を用いて突極形同期モータの磁極位置を検出する他の実施例を示す構成図である。
【図１０】３相のＰＷＭ信号と図９の電流の検出タイミングを示すタイムチャートである。
【図１１】図９の構成方法において、磁極位置を高精度に検出するためのフローチャートである。
【図１２】第１の磁極位置検出器を用いて突極形同期モータを制御する電気自動車において、２相短絡状態の電流で磁極位置を検出する第２の磁極位置検出器を有する他の実施例を示す構成図である。
【図１３】図１２の構成方法において、突極形同期モータの磁極位置を２相短絡状態の電流を用いて検出するためのフローチャートである。
【図１４】図１３の２相短絡電流差分値、及び、３相短絡電流微分ベクトルの位相を演算するための演算式の一覧表である。
【図１５】図１２の磁極位置の異常判断を行うためのフローチャートである。
【図１６】２相短絡状態の電流で磁極位置を検出する磁極位置検出器を有する突極形同期モータにおいて、磁極位置検出の故障を自己診断するための他の実施例を示す構成図である。
【図１７】同期モータの電流ベクトル，電流微分ベクトル，磁極位置（ｄ軸）の関係の一例を示すベクトル図である。
【図１８】図９の円筒形同期モータにおいて２相短絡時の電流微分ベクトルと３相短絡時の電流微分ベクトルの関係を示すベクトル図である。
【図１９】突極形同期モータのα軸に印加した電圧により発生する電流微分ベクトルの関係を示すベクトル図である。
【図２０】図１６の突極形同期モータにおいて２相短絡時の電流微分ベクトルと３相短絡時の電流微分ベクトルの関係を示すベクトル図である。
【図２１】本発明の他の実施例を示すモータ制御システムの構成図である。
【図２２】磁石位置の検出が低下する可能性がある領域を示す図である。
【図２３】演算部５２の構成を示す図である。
【図２４】電流指令値発生部６の構成を示す図である。
【図２５】同期モータの磁気特性を示す図である。
【図２６】ｄ軸インダクタンスの特性を示す図である。
【図２７】モータの起動時の磁極位置を検出する処理手順を示す図である。
【図２８】トルクの発生方向とモータの回転軸の回転方向とから極性を判別する処理手順を示す図である。
【符号の説明】
１…円筒形同期モータ、２…バッテリー、３…インバータ、４…コントローラ、５ａ，５ｂ…電流センサ、６…電流指令値発生部、７…電流制御部、８，１１…座標変換部、９…ＰＷＭ信号発生部、１０，２７…電流検出部、１２…電流微分回路、１３…電流微分検出部、１４，１５，１７，２０，５２…演算部、１６…突極形同期モータ、１８…２相スイッチング演算部、１９…磁極位置・電流演算部、２１…磁極位置検出部、２２…磁極位置異常検出部、２３…磁極位置センサ、２４，２５…タイヤ、２６…自己診断部、５４…信号発生部、５６…極性判別部、６５…加算器。７０…ロータ、７２…回転軸、７４…ロック機構。

Claims (28)

1. 同期モータと、該同期モータを駆動するインバータと、前記同期モータが短絡状態のときのモータ電流の変化量に基づいて前記同期モータの磁極位置を検出し、検出した前記磁極位置に基づいて前記同期モータを制御する制御信号を出力するコントローラとを有し、前記インバータは前記制御信号に基づいて前記同期モータを制御することを特徴とする同期モータ制御装置。
2. 同期モータと、該同期モータを駆動するインバータと、前記同期モータが短絡状態のときのモータ電流の変化方向に基づいて前記同期モータの磁極位置を検出し、検出した前記磁極位置により前記同期モータを制御する制御信号を発生するコントローラとを有し、前記インバータは前記制御信号に基づいて前記同期モータを制御することを特徴とする同期モータ制御装置。
3. 同期モータと、該同期モータを駆動するインバータと、制御信号を発生するコントローラとを有し、前記コントローラの発生した制御信号に基づいて前記インバータが前記同期モータを駆動する同期モータ制御装置であって、
   前記コントローラは、前記同期モータが短絡状態のときのモータ電流の変化方向を検出し、磁束方向をｄ軸，ｄ軸と直交する方向をｑ軸とするｄ−ｑ軸座標系を設定し、設定したｄ−ｑ軸座標系上のｄ軸電流及びｑ軸電流を検出し、検出した前記変化方向，前記ｄ軸電流、及びｑ軸電流に基づいて前記同期モータの磁極位置を演算し、前記磁極位置により前記制御信号を発生することを特徴とする同期モータ制御装置。
4. ３相の同期モータと、３相電圧指令値に基づいたＰＷＭ信号を発生するコントローラと、前記ＰＷＭ信号により前記同期モータを駆動するインバータとを有し、
   前記コントローラは、前記３相電圧指令値のうち中間の値を指令する相のＰＷＭ信号に同期して電流を検出し、その電流により前記同期モータの磁極位置を検出し、検出した前記磁極位置に基づき前記３相電圧指令値を決定することを特徴とする同期モータ制御装置。
5. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の同期モータ制御装置において、前記同期モータの短絡状態とは、すべての相が短絡した状態である同期モータ制御装置。
6. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の同期モータ制御装置において、前記コントローラは、前記インバータがＰＷＭ制御により前記同期モータを制御するときに発生する２相が短絡状態のときの前記モータ電流の変化量または変化方向を検出すること特徴とする同期モータ制御装置。
7. 請求項１または請求項２のいずれかに記載の同期モータ制御装置において、前記コントーラは、前記インバータがＰＷＭ制御により前記同期モータを制御するときに発生する３相短絡状態のときの前記モータ電流の変化量または変化方向を検出することを特徴とする同期モータ制御装置。
8. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の同期モータ制御装置において、前記コントローラは、前記短絡状態のモータ電流の変化量または変化方向は前記モータの３相の短絡状態でのモータ電流の変化量または変化方向であって、この変化量または変化方向を、前記同期モータの異なる複数の２相の短絡状態のときのモータ電流の変化量または変化方向から得ることを特徴とする同期モータ制御装置。
9. 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の同期モータ制御装置において、前記コントローラは、３相の短絡状態を長くする延長手段を備えたことを特徴とする同期モータ制御装置。
10. 請求項９に記載の同期モータ制御装置において、前記延長手段は、２相スイッチング動作を行うことで３相の短絡状態を長くすることを特徴とする同期モータ制御装置。
11. 請求項１乃至４の内の１つの同期モータ制御装置において、前記コントローラ３は、検出した前記磁極位置の変化状態から得られる第１のモータ速度と、前記モータ電流の変化量により得られる第２のモータ速度とを比較することにより異常を判断することを特徴とする同期モータ制御装置。
12. 同期モータと、該同期モータの磁極位置を検出する磁極位置検出器と、前記磁極位置検出器で検出した磁極位置により前記同期モータを制御するコントローラと、該コントローラの信号に基づき前記同期モータを駆動するインバータとを有し、前記コントローラは、前記同期モータが短絡状態のときのモータ電流の変化量または変化方向に基づいて前記同期モータの磁極位置を求め、前記磁極位置検出器で検出した磁極位置と、モータ電流の変化量または変化方向から得た磁極位置を比較して磁極位置検出器またはコントローラの異常を検出することを特徴とする同期モータ制御装置。
13. 請求項１２に記載の同期モータ制御装置において、前記コントローラは、磁極位置検出器の異常を検出したとき、モータ電流の変化量または変化方向から得た磁極位置に基づいて前記同期モータを制御することを特徴とする同期モータ制御装置。
14. 車両を駆動する同期モータと、該同期モータの磁極位置を検出する磁極位置検出器と、前記磁極位置検出器で検出した磁極位置により前記同期モータを制御するコントローラと、該コントローラの信号に基づき前記同期モータを駆動するインバータとを有し、前記コントローラは、前記同期モータが短絡状態のときのモータ電流の変化量または変化方向に基づいて前記同期モータの磁極位置を求め、前記磁極位置検出器で検出した磁極位置と、モータ電流の変化量または変化方向から得た磁極位置を比較して磁極位置検出器またはコントローラの異常を検出する電気車制御装置。
15. 請求項１２に記載の電気車制御装置において、前記コントローラは、磁極位置検出器の異常を検出したとき、モータ電流の変化量または変化方向から得た磁極位置に基づいて前記同期モータを制御することを特徴とする電気車制御装置。
16. 請求項１４に記載の電気車制御装置において、前記コントローラは、前記異常を検出したとき、前記車両を停止することを特徴とする電気車制御装置。
17. 請求項１６に記載の電気車制御装置において、前記コントローラは、前記車両を停止した後、磁極位置検出器から得た磁極位置、または正常なコントローラによってモータ電流から得た磁極位置のうち、いずれか正常な磁極位置検出手段を用いて前記車両を駆動することを特徴とする電気車制御装置。
18. 同期モータが短絡状態のときのモータ電流の変化方向を検出する第１のステップと、磁束方向をｄ軸，ｄ軸と直交する方向をｑ軸とするｄ−ｑ軸座標系を設定する第２のステップと、設定したｄ−ｑ軸座標系上のｄ軸電流及びｑ軸電流を検出する第３のステップと、検出した前記変化方向，前記ｄ軸電流、及びｑ軸電流に基づいて前記同期モータの磁極位置を演算する第４のステップと、前記磁極位置により前記同期モータを制御する第５のステップを含む同期モータ制御方法。
19. 請求項１８に記載の同期モータ制御方法において、前記第２のステップで設定したｄ−ｑ軸座標系の磁極位置と、前記第４のステップで演算した磁極位置との差が所定値の範囲内にあったとき、前記第４のステップで演算した磁極位置に基づいて前記同期モータを制御することを特徴とする同期モータ制御方法。
20. 同期モータと、コントローラと、前記コントローラの出力に基づき前記同期モータを駆動するインバータとを備え、
    前記コントローラは、前記同期モータが短絡状態のときのモータ電流の変化量または変化方向に基づいて前記同期モータの磁極位置を検出する第１の検出部と、検出した磁極位置に基づき前記出力を発生する制御部とを備え、
    更に、前記同期モータの速度が回転停止状態を含む低速での磁極位置を検出する第２の検出部を備え、前記同期モータの速度が回転停止状態を含む低速では前記第２の検出部の出力に基づいてモータを制御し、上記低速より回転速度の大きい領域では第１の検出部の出力に基づいてモータを制御することを特徴とする同期モータの制御装置。
21. 請求項２０に記載の制御装置において、
    前記第２の検出部は、磁極位置を演算するのに使用する電流を検出するために信号を発生する信号発生手段と、演算された磁極位置がＮ極方向かあるいはＳ極方向かを判別する極性判別部と、から構成されることを特徴とする同期モータの制御装置。
22. 請求項２１に記載の制御装置において、
    前記信号発生手段の出力に基づいて前記モータに電流が流れるように前記コントローラから前記インバータにＰＷＭパルスが送られ、上記信号発生手段の出力に基づくモータの電流を検知して磁極位置を演算し、モータを制御することを特徴とする同期モータの制御装置。
23. 請求項２１に記載の制御装置において、前記制御装置はモータのトルクを制御する電流制御部を有し、
    前記極性判別部は、前記電流制御部のｄ軸方向に極性判別のための電流指令を印加し、前記同期モータの応答特性の相違に基づいて磁極の極性を判別することを特徴とする同期モータの制御装置。
24. 請求項２１に記載の制御装置において、
    前記極性判別部は、演算された磁極位置に基づいて得られた磁極位置によって発生される同期モータのトルクと、前記同期モータの回転軸の回転方向と、に基づいて極性を判別することを特徴とする同期モータの制御装置。
25. 請求項２０に記載の制御装置において、同期モータの回転を阻止する機構を設け、前記同期モータの回転が阻止されている状態において、
    前記第２の検出部の出力信号に基づく電流がモータに供給されることを特徴とする同期モータの制御装置。
26. 請求項２０ないし請求項２５のうち少なくとも一つに記載された同期モータの制御装置を備えたことを特徴とする電気車用制御装置。
27. 請求項２６に記載の電気車用制御装置において、
    前記第２の検出部の出力に基づくモータへの電流供給の開始時は、車のブレーキが動作している状態を含む前記電気車の駆動輪の回転が阻止された状態で行われることを特徴とする電気車用制御装置。
28. 請求項２６に記載の電気車用制御装置において、
    前記第２の検出部の出力に基づくモータへの電流供給の開始時は、前記電気車の動作レンジがパーキングレンジである状態において行われることを特徴とする電気車用制御装置。

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