JP3614808B2

JP3614808B2 - Band pass filter

Info

Publication number: JP3614808B2
Application number: JP2001323207A
Authority: JP
Inventors: 功深井; 寛近藤; 暢安野
Original assignee: Toko Inc
Current assignee: Toko Inc
Priority date: 2001-10-22
Filing date: 2001-10-22
Publication date: 2005-01-26
Anticipated expiration: 2021-10-22
Also published as: JP2003133904A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、集積回路化が容易で、クォドラチャ検波回路に組み込み使用される位相シフト回路等を構成するのに好適なＱ値可変型のバンドパスフィルタに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来におけるクォドラチャ検波回路に組み込み使用される位相シフト回路は、一例として図３に示すようなＬＣ回路網によって構成されていた。
図３の位相シフト回路は、端子１と端子２の間に接続されたインダクタンスＬ１とその内部抵抗ｒ１からなるＲＬ直列回路と、端子２とグランドとの間に接続されたインダクタンスＬ２とコンデンサＣ２からなるＬＣ並列共振回路（バンドパスフィルタ３）から構成されている。なお、インダクタンスＬ２、コンデンサＣ２にさらに並列接続された抵抗ｒ２は、インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２に存在する全内部抵抗を等価的に一つの並列抵抗の形で表わしたものである。
【０００３】
このような位相シフト回路では、バンドパスフィルタ３の共振（同調）周波数を中心として、出力信号の位相を入力信号に対しておよそ９０°変移させるよう機能する。例えば、インダクタンスＬ２とコンデンサＣ２によって定まる共振周波数と同じ周波数を持つ信号を端子１から供給すると、入力信号に対して位相が９０°だけ変移した出力信号が端子２の位置に生じる。ただし、共振周波数から外れた周波数を持つ入力信号が供給された時には、出力信号の位相の変移量は、信号周波数と共振周波数の差に応じた分だけ９０°からズレた大きさとなる。
【０００４】
バンドパスフィルタを内蔵した一般的な位相シフト回路では、共振周波数と異なった周波数を持つ信号の位相の変移量はバンドパスフィルタのＱ値で決まる。周知のように、ＬＣ並列共振回路のＱ値は、それと直列あるいは並列に存在する抵抗成分に依存する。このため、図３の位相シフト回路では、バンドパスフィルタ３に更にダンピング抵抗Ｒ_Ｄを並列接続し、これによりＱ値を変化させて信号の位相の変移量を調整することになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ダンピング抵抗Ｒ_Ｄの付加やその抵抗値の変更には機械的な作業が伴い、Ｑ値を電子的に変化させるのは難しい。Ｑ値を電子的に変化させるには、例えば、抵抗とトランジスタを組み合わせた可変抵抗回路をバンドパスフィルタ３に並列に接続するという方策も考えられる。しかし、ＬＣ回路網によるバンドパスフィルタでは、共振周波数に応じたインダクタンス値あるいは容量値を確保するために、インダクタンスＬ２やコンデンサＣ２にディスクリート素子が使用される。このため、可変抵抗回路とバンドパスフィルタ３を一体に構成し、ＩＣ化するのが難しいという問題が有った。
そこで本発明は、ＩＣ化が容易で電子的にＱ値を変化させることができるバンドパスフィルタを提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための本発明のバンドパスフィルタは、第１のトランスコンダクタンスアンプと第１の容量素子からなり、その入出力端子がそれぞれフィルタの入出力端子に接続された第１の積分回路と、第２のトランスコンダクタンスアンプと第２の容量素子からなり、第１の積分回路の出力側から信号の供給を受け、その出力を第１の積分回路の入力側に負帰還させる第２の積分回路と、第１の積分回路の出力側から信号の供給を受け、その出力を該第１の積分回路の入力側に負帰還させる電圧増幅回路と、を具備することを特徴とする。
【０００７】
【発明の実施の形態】
４入力型の第１のトランスコンダクタンスアンプと第１のコンデンサからなる第１の積分回路と、２入力型の第２のトランスコンダクタンスアンプと第２のコンデンサからなる第２の積分回路を設ける。第１の積分回路はフィルタの入出力端子間に接続し、第２の積分回路は信号の負帰還経路を形成するように第１の積分回路の入出力間に接続して、バンドパスフィルタを構成する。ここで、さらに電圧増幅回路を設け、それを信号の別の負帰還経路を形成するように第１の積分回路の入出力間に接続する。
この電圧増幅回路を利得可変型とし、その利得を変化させることでフィルタのＱ値を変化させる。
【０００８】
【実施例】
ＩＣ化が容易で電子的にＱ値を変化させることが可能な本発明によるバンドパスフィルタの概略の構成を図１に示した。
図１に示すバンドパスフィルタは、４入力型の第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１とコンデンサＣ１１からなる積分回路１３と、２入力型の第２のトランスコンダクタンスアンプＧＭ２とコンデンサＣ１２からなる積分回路１４と、電圧増幅回路ＡＭＰとから構成され、具体的な各構成要素間の接続関係は以下のようになっている。なお、第１のトランスコンダクタンスアンプＡＭ１は、例えば、特公平５−４７８６８号に開示されているような構造を持つものとする。
【０００９】
第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の第１の非反転入力端子（＋）をフィルタ入力側の端子１１に接続し、第２の非反転入力端子（＋）をグランドに接続する。第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の出力端子とグランドとの間にコンデンサＣ１１を接続し、第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の出力端子をフィルタ出力側の端子１２に接続する。第２のトランスコンダクタンスアンプＧＭ２の非反転入力端子（＋）を第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の出力端子に接続し、反転入力端子（−）をグランドに接続する。第２のトランスコンダクタンスアンプＧＭ２の出力端子とグランドとの間にコンデンサＣ１２を接続し、第２のトランスコンダクタンスアンプＧＭ２の出力端子を第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の第２の反転入力端子（−）に接続する。そして、第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の出力端子と第１の反転入力端子（−）との間に電圧増幅回路ＡＭＰを接続する。
【００１０】
上記構成となっている図１の回路をシグナル図で表わすと、図２に示すようになる。
図２において、点線で囲まれた部分２１は第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１とコンデンサＣ１１で構成される積分回路１３での信号処理の状態を示している。そして、ボックス２２は第２のトランスコンダクタンスアンプＧＭ２とコンデンサＣ１２で構成される積分回路１４での信号処理を示し、ボックス２３は電圧増幅回路ＡＭＰでの信号処理を示している。
【００１１】
ここで、図２中のｇｍ_１とｇｍ_２は、それぞれ４端子型の第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１で提供される利得を表し、Ｃ_１１はコンデンサＣ１１の容量値を表している。同様にｇｍ_３は第２のトランスコンダクタンスアンプＧＭ２の利得を表し、Ｃ_１２はコンデンサＣ１２の容量値を表している。またＡは電圧増幅回路ＡＭＰの利得を表している。
この図２のシグナル図から図１の回路の伝達関数を求めると、次の（１）式のようになる。
【００１２】
【数１】

【００１３】
この（１）式はバンドパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）の１次形の項とほぼ同じ形態となっており、図１の回路がバンドパスフィルタとなっていることを示している。（バンドパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）は様々な文献に紹介されているため、この場での紹介は省略する。）
ここで、バンドパスフィルタの伝達関数Ｔ（ｓ）の１次形の項と（１）式を対比すると、（１）式の分母の第２項、第３項から次の（２）式、（３）式が求められる。
【００１４】
【数２】

【００１５】
上の（２）式から、電圧増幅回路ＡＭＰの利得Ａ、第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１で提供される一方の利得ｇｍ_１、コンデンサＣ１１の容量値Ｃ_１１のいずれかを変化させることでバンドパスフィルタのＱ値を変化させられることが分かる。しかし、（３）式を見て分かるように、コンデンサＣ１１の容量値Ｃ_１１を変化させると共振周波数も変化してしまう。したがって、共振周波数を変化させずにＱ値だけを変化させるには、電圧増幅回路ＡＭＰの利得Ａと第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の利得ｇｍ_１のいずれかを変化させれば良い。
【００１６】
実際には、電圧増幅回路ＡＭＰを図１の回路から取り除き、第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の出力端子と第１の反転入力端子（−）の間を直接接続しても図１の回路はバンドパスフィルタとして機能する。また、このようにした場合、第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の一方の利得ｇｍ_１を変化させることでフィルタのＱ値を変化させることができる。しかし、多入力型の第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の利得（ｇｍ_１）を可変にするに当たっては、第１のトランスコンダクタンスアンプＧＭ１の内部構成が複雑になり、回路設計の負担が増すことが予想される。そこで図１の回路では、利得を可変にするのが容易な電圧増幅回路ＡＭＰを設け、この電圧増幅回路ＡＭＰの利得ＡでＱ値を変化させるようにしているのである。
【００１７】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明によるバンドパスフィルタは、第１のトランスコンダクタンスアンプと第１のコンデンサからなる第１の積分回路と、第２のコンダクタンスアンプと第２のコンデンサからなる第２の積分回路と、電圧増幅回路とを具備し、フィルタの入出力端子間に接続された第１の積分回路の出力信号を、第２の積分回路による第１の帰還経路と電圧増幅回路による第２の帰還経路を介して第１の積分回路の入力側に負帰還させる構成を有する。そして、電圧増幅回路の利得を変化させることによってフィルタのＱ値を変化させるようにした構成を特徴としている。
【００１８】
このような本発明のバンドパスフィルタでは、フィルタの共振周波数がトランスコンダクタンスアンプの利得とコンデンサの容量値によって決定される。トランスコンダクタンスアンプの利得を大きくすればディスクリート素子を使用せずに済むので、コンデンサ、トランスコンダクタンスアンプ、電圧増幅回路を半導体基板上に一体に構成でき、ＩＣ化が容易となる。
さらに本発明のバンドパスフィルタではＱ値が電圧増幅回路の利得によって決定される。電圧増幅回路の利得は電子的に変化されられるため、Ｑ値を電子的に変化させることも可能となる。
したがって、ＩＣ化が容易で電子的にＱ値を変化させることが可能なバンドパスフィルタを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるバンドパスフィルタの回路図。
【図２】図１の回路に対応したシグナル図。
【図３】従来のバンドパスフィルタとそれを使用した位相シフト回路の回路図。
【符号の説明】
ＧＭ１：第１のトランスコンダクタンスアンプ（４入力型）ＧＭ２：第２のトランスコンダクタンスアンプ（２入力型）ＡＭＰ：電圧増幅回路
Ｃ１１：第１のコンデンサＣ１２：第２のコンデンサ１１：フィルタ入力側の端子１２：フィルタ出力側の端子[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a variable Q-value band-pass filter that can be easily integrated and is suitable for constituting a phase shift circuit or the like used in a quadrature detection circuit.
[0002]
[Prior art]
A phase shift circuit incorporated and used in a conventional quadrature detection circuit is configured by an LC network as shown in FIG.
The phase shift circuit of FIG. 3 includes an RL series circuit composed of an inductance L1 connected between the terminal 1 and the terminal 2 and its internal resistance r1, and an inductance L2 and a capacitor C2 connected between the terminal 2 and the ground. LC parallel resonance circuit (bandpass filter 3). The resistor r2 further connected in parallel to the inductance L2 and the capacitor C2 is an equivalent representation of the total internal resistance existing in the inductance L2 and the capacitor C2 in the form of one parallel resistor.
[0003]
Such a phase shift circuit functions to shift the phase of the output signal by approximately 90 ° with respect to the input signal with the resonance (tuning) frequency of the bandpass filter 3 as the center. For example, when a signal having the same frequency as the resonance frequency determined by the inductance L2 and the capacitor C2 is supplied from the terminal 1, an output signal whose phase is shifted by 90 ° with respect to the input signal is generated at the position of the terminal 2. However, when an input signal having a frequency deviating from the resonance frequency is supplied, the phase shift amount of the output signal is shifted from 90 ° by an amount corresponding to the difference between the signal frequency and the resonance frequency.
[0004]
In a general phase shift circuit incorporating a band pass filter, the amount of phase shift of a signal having a frequency different from the resonance frequency is determined by the Q value of the band pass filter. As is well known, the Q value of an LC parallel resonant circuit depends on a resistance component existing in series or in parallel therewith. For this reason, in the phase shift circuit of FIG. 3, a damping resistor _RD is further connected in parallel to the bandpass filter 3, thereby changing the Q value and adjusting the amount of phase shift of the signal.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the addition of the damping resistor _RD and the change of the resistance value involve mechanical work, and it is difficult to change the Q value electronically. In order to change the Q value electronically, for example, a measure of connecting a variable resistance circuit combining a resistor and a transistor to the band-pass filter 3 in parallel is also conceivable. However, in a band-pass filter using an LC network, discrete elements are used for the inductance L2 and the capacitor C2 in order to secure an inductance value or a capacitance value corresponding to the resonance frequency. For this reason, there is a problem that it is difficult to integrate the variable resistance circuit and the bandpass filter 3 into an IC.
Accordingly, an object of the present invention is to provide a bandpass filter that can be easily integrated into an IC and can electronically change the Q value.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a band-pass filter of the present invention comprises a first transconductance amplifier and a first capacitive element, and an input / output terminal connected to an input / output terminal of the filter. And a second transconductance amplifier and a second capacitive element, receiving a signal from the output side of the first integrating circuit, and negatively feeding the output back to the input side of the first integrating circuit. An integration circuit and a voltage amplification circuit that receives a signal from the output side of the first integration circuit and negatively feeds back the output to the input side of the first integration circuit.
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
A first integrating circuit composed of a four-input type first transconductance amplifier and a first capacitor, and a second integrating circuit composed of a two-input type second transconductance amplifier and a second capacitor are provided. The first integrating circuit is connected between the input and output terminals of the filter, and the second integrating circuit is connected between the input and output of the first integrating circuit so as to form a negative feedback path for the signal, and the bandpass filter is connected. Constitute. Here, a voltage amplifying circuit is further provided and connected between the input and output of the first integrating circuit so as to form another negative feedback path for the signal.
This voltage amplification circuit is a variable gain type, and the Q value of the filter is changed by changing the gain.
[0008]
【Example】
FIG. 1 shows a schematic configuration of a band-pass filter according to the present invention that can be easily integrated into an IC and can change the Q value electronically.
The band-pass filter shown in FIG. 1 includes an integration circuit 13 including a first four-input type transconductance amplifier GM1 and a capacitor C11, an integration circuit 14 including a second input type second transconductance amplifier GM2 and a capacitor C12. The voltage amplifying circuit AMP and the specific connection between each component are as follows. The first transconductance amplifier AM1 has a structure disclosed in, for example, Japanese Patent Publication No. 5-47868.
[0009]
The first non-inverting input terminal (+) of the first transconductance amplifier GM1 is connected to the terminal 11 on the filter input side, and the second non-inverting input terminal (+) is connected to the ground. A capacitor C11 is connected between the output terminal of the first transconductance amplifier GM1 and the ground, and the output terminal of the first transconductance amplifier GM1 is connected to the terminal 12 on the filter output side. The non-inverting input terminal (+) of the second transconductance amplifier GM2 is connected to the output terminal of the first transconductance amplifier GM1, and the inverting input terminal (−) is connected to the ground. A capacitor C12 is connected between the output terminal of the second transconductance amplifier GM2 and the ground, and the output terminal of the second transconductance amplifier GM2 is connected to the second inverting input terminal (−) of the first transconductance amplifier GM1. Connect to. A voltage amplifier circuit AMP is connected between the output terminal of the first transconductance amplifier GM1 and the first inverting input terminal (−).
[0010]
The circuit of FIG. 1 having the above configuration is represented by a signal diagram as shown in FIG.
In FIG. 2, a portion 21 surrounded by a dotted line indicates a state of signal processing in the integrating circuit 13 constituted by the first transconductance amplifier GM1 and the capacitor C11. Box 22 shows signal processing in the integrating circuit 14 composed of the second transconductance amplifier GM2 and the capacitor C12, and box 23 shows signal processing in the voltage amplification circuit AMP.
[0011]
Here, gm ₁ and gm ₂ in Figure 2, each represent a gain provided by the first transconductance amplifier GM1 of _{4-terminal, C 11} represents the capacitance value of the capacitor C11. Similarly gm ₃ represents the gain of the second transconductance amplifier _{GM2, C 12} represents the capacitance value of the capacitor C12. A represents the gain of the voltage amplifier circuit AMP.
When the transfer function of the circuit of FIG. 1 is obtained from the signal diagram of FIG. 2, the following equation (1) is obtained.
[0012]
[Expression 1]

[0013]
This equation (1) has almost the same form as the first-order term of the transfer function T (s) of the bandpass filter, and indicates that the circuit of FIG. 1 is a bandpass filter. (Because the transfer function T (s) of the bandpass filter has been introduced in various documents, the introduction on this occasion is omitted.)
Here, when the term of the first-order form of the transfer function T (s) of the bandpass filter is compared with the equation (1), the following terms (2) from the second term and the third term of the denominator of the equation (1): Equation (3) is obtained.
[0014]
[Expression 2]

[0015]
From equation (2) above, the voltage gain A of the amplifier circuit AMP, one of the gain gm ₁ provided in the first transconductance amplifier GM1, bandpass by changing either the capacitance value _{C 11} of the capacitor C11 It can be seen that the Q value of the filter can be changed. However, (3) As can be seen from equation would also change the resonance frequency to vary the capacitance value C ₁₁ of the capacitor C11. Therefore, in order to change only the Q value without changing the resonance frequency, it is only necessary to change either the gain A of the voltage amplifier circuit AMP or the gain gm ₁ of the _first transconductance amplifier GM1.
[0016]
Actually, even if the voltage amplifier circuit AMP is removed from the circuit of FIG. 1 and the output terminal of the first transconductance amplifier GM1 is directly connected to the first inverting input terminal (−), the circuit of FIG. Functions as a path filter. Further, in this case, the Q value of the filter can be changed by changing _one gain gm1 of the _first transconductance amplifier GM1. However, when the gain (gm ₁ ) of the first multi-input type transconductance amplifier GM1 is made variable, the internal configuration of the first transconductance amplifier GM1 is complicated, and it is expected that the burden of circuit design will increase. Is done. Therefore, in the circuit of FIG. 1, a voltage amplification circuit AMP whose gain is easily variable is provided, and the Q value is changed by the gain A of the voltage amplification circuit AMP.
[0017]
【The invention's effect】
As described above, the band-pass filter according to the present invention includes the first integration circuit including the first transconductance amplifier and the first capacitor, the second integration circuit including the second conductance amplifier and the second capacitor. An integration circuit and a voltage amplification circuit are provided, and an output signal of the first integration circuit connected between the input and output terminals of the filter is converted into a first feedback path by the second integration circuit and a second output by the voltage amplification circuit. Negative feedback to the input side of the first integrating circuit through the feedback path. The configuration is characterized in that the Q value of the filter is changed by changing the gain of the voltage amplifier circuit.
[0018]
In such a bandpass filter of the present invention, the resonance frequency of the filter is determined by the gain of the transconductance amplifier and the capacitance value of the capacitor. If the gain of the transconductance amplifier is increased, it is not necessary to use a discrete element. Therefore, the capacitor, the transconductance amplifier, and the voltage amplification circuit can be integrally formed on the semiconductor substrate, and an IC can be easily formed.
Furthermore, in the band-pass filter of the present invention, the Q value is determined by the gain of the voltage amplifier circuit. Since the gain of the voltage amplification circuit is electronically changed, the Q value can be electronically changed.
Therefore, it is possible to provide a bandpass filter that can be easily integrated and can electronically change the Q value.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a bandpass filter according to the present invention.
FIG. 2 is a signal diagram corresponding to the circuit of FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram of a conventional bandpass filter and a phase shift circuit using the same.
[Explanation of symbols]
GM1: first transconductance amplifier (4-input type) GM2: second transconductance amplifier (2-input type) AMP: voltage amplifier circuit C11: first capacitor C12: second capacitor 11: terminal on the filter input side 12: Filter output terminal

Claims

A first integration comprising a first multi-input transconductance amplifier having at least two inverting input terminals and a first capacitor, wherein the non-inverting input terminal of the first transconductance amplifier is connected to the input terminal of the filter. Circuit,
A second transconductance amplifier and a second capacitive element, which are supplied with a signal from the output side of the first integration circuit, and that output is fed back to the first inverting input terminal of the first transconductance amplifier. A second integrating circuit for causing
A voltage amplifying circuit which receives a signal from the output side of the first integrating circuit and feeds back the output to the second inverting input terminal of the first transconductance amplifier ;
A band-pass filter characterized by comprising:

The band-pass filter according to claim 1, wherein a gain of the voltage amplifier circuit is variable, and a Q value is changed according to the gain of the voltage amplifier circuit.