JP3623934B2

JP3623934B2 - Buck-boost converter

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Publication number: JP3623934B2
Application number: JP2001306817A
Authority: JP
Inventors: 卓也石井
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2001-10-02
Filing date: 2001-10-02
Publication date: 2005-02-23
Anticipated expiration: 2021-10-02
Also published as: JP2003111392A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バッテリ等の直流電圧を入力して制御された直流電圧を負荷に供給する昇降圧コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
出力直流電圧よりも高い電圧から低い電圧まで変化する入力直流電圧を入力し、一定の出力直流電圧を出力する昇降圧コンバータが、各種電子機器に用いられている。昇降圧コンバータとしては、特許第１２１０６９６号公報に記載されたものが知られている。これを従来例１の昇降圧コンバータとして図６に示す。図６において、従来例１の昇降圧コンバータ６０１の入力部１には、電圧Ｅｉの直流電源１３が接続されており、その出力部８には負荷１４が接続されている。昇降圧コンバータ６０１は、入力部１、第１のスイッチ２、ダイオードからなる第１の整流器３、インダクタ４、第２のスイッチ５、ダイオードからなる第２の整流器６、出力コンデンサ７及び出力部８を有する。出力部８は、電圧Ｖｏの出力直流電圧を負荷１４に供給する。
【０００３】
入力部１は、従来例及び実施例において直流電源１３と昇降圧コンバータとを接続する端子である。しかしこれに限られず入力部１は、１つのプリント基板上に配置された電池等の直流電源と昇降圧コンバータとを接続する導体経路等であっても良い。同様に出力部８は、従来例及び実施例において昇降圧コンバータと負荷１４とを接続する端子である。しかしこれに限られず出力部８は、１つのプリント基板上に配置された昇降圧コンバータと負荷とを接続する導体経路等であっても良い。
【０００４】
第１のスイッチ２と第２のスイッチ５は、制御部６１によって、それぞれデューティ比δ１、δ２で周期的にオンオフされる（１周期の時間長を１とする。）。これらデューティ比の関係は１≧δ１＞δ２≧０とし、さらに、第２のスイッチ５のオン期間は第１のスイッチ２のオン期間のみに発生するように設定される。まず、第１のスイッチ２と第２のスイッチ５がともにオン状態の時、インダクタ４には入力直流電圧Ｅｉが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。次に、第１のスイッチ２がオン状態で、第２のスイッチ５がオフ状態の時は、インダクタ４には入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｖｏとの差Ｅｉ−Ｖｏが印加され、電流は第２の整流器６を介して出力コンデンサ７へ流れる。そして、第１のスイッチ２と第２のスイッチ５がともにオフ状態の時には、インダクタ４は出力直流電圧Ｖｏが印加され、蓄積した磁気エネルギーを放出する電流源として機能する。インダクタ４の出力電流は第２の整流器６を介して出力コンデンサ７及び負荷１４に流れ、第１の整流器３を通じてインダクタ４に戻る。この状態が終わると、再び第１のスイッチ２と第２のスイッチ５がともにオン状態となる。
【０００５】
以上のような動作が繰返され、インダクタ４に蓄積・放出される磁気エネルギーが均衡している時、次式が成り立つ。
Ｖｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）
制御部６１がδ１及びδ２を調整することにより、出力直流電圧Ｖｏを入力直流電圧Ｅｉに対し、理論上任意の電圧値に制御できる。以後、このような動作状態を昇降圧モードと呼ぶ。また、第１のスイッチ２が常時オン状態の場合、δ１＝１であるから昇降圧コンバータはＶｏ＞Ｅｉの昇圧コンバータの変換特性を示す。以後、このような動作状態を昇圧モードと呼ぶ。さらに、第２のスイッチ５が常時オフ状態の場合、δ２＝０であるから昇降圧コンバータはＶｏ＜Ｅｉの降圧コンバータの変換特性を示す。以後、このような動作状態を降圧モードと呼ぶ。制御部６１は入力直流電圧Ｅｉを検知し、Ｅｉが制御したい出力直流電圧値Ｅｏよりも高い場合は降圧モード、低い場合は昇圧モード、所定の差異内にある場合は昇降圧モードを選択するものとする。
【０００６】
昇降圧コンバータは、出力端の短絡等の異常事態により容易に破壊されないように過電流保護機能を有することが好ましい。図７ａ、図７ｂ、図８ａ及び図８ｂを用いて、過電流保護機能を有する従来例２及び従来例３の昇降圧コンバータを説明する。
図７ａは従来例２の昇降圧コンバータ７０１の構成を示す図である。従来例２の昇降圧コンバータ７０１は、過電流を検出する抵抗７２、及び制御部６１に代えて制御部７１を有する点で、従来例１の昇降圧コンバータ６０１と異なる。それ以外の点は同一である。図７ａにおいて、図６と同一のブロックには同一の符号を付している。図６と同一ブロックについては説明を省略する。
図７ａにおいて、抵抗７２は、昇降圧コンバータ７０１の出力電流を検出する。制御部７１は、従来例１の制御部６１と同様の機能を有する他、抵抗７２の両端電圧を入力し、抵抗７２での電圧降下が所定値（一定値）を越えないようにδ１とδ２の値を制限する。昇降圧コンバータに限らず、最も一般的な過電流保護の方法である。図７ｂはその垂下特性である。
【０００７】
図８ａは従来例３の昇降圧コンバータ８０１の構成を示す図である。従来例３の昇降圧コンバータ８０１は、過電流を検出する抵抗８２、８３、及び制御部６１に代えて制御部８１を有する点で、従来例１の昇降圧コンバータ６０１と異なる。それ以外の点は同一である。図８ａにおいて、図６と同一のブロックには同一の符号を付している。図６と同一ブロックについては説明を省略する。
図８ａにおいて、抵抗８２は第１のスイッチ２を流れる電流を検出する。同様に抵抗８３は第２のスイッチ５を流れる電流を検出する。制御部８１は、従来例１の制御部６１と同様の機能を有する他、抵抗８２の両端電圧及び抵抗８３の両端電圧を入力し、抵抗８２、８３での電圧降下が所定値（一定値）に達するとスイッチを強制的にオフ状態にする。高周波でスイッチングするスイッチの１スイッチング周期ごとに過電流動作するため、パルスバイパルス過電流保護と呼ばれる方法である。保護機能が高速に応答できるスイッチの過電流保護の方法として、昇降圧コンバータに限らず、一般的な過電流保護の方法である。図８ｂはその垂下特性である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図７ａに示した従来例２の昇降圧コンバータの過電流保護方法では、スイッチの過電流保護としては応答が遅いという問題点がある。また、図８ａに示した従来例３の昇降圧コンバータの過電流保護方法では、各スイッチに対して保護機能が高速に応答できるが、図８ｂに示すように過電流保護機能が動作する出力電流値が入力電圧によって変動し、垂下特性も安定しないという問題点がある。例えば昇圧モードの過電流動作で、第２のスイッチ５に過電流保護が働く場合（図８ｂのＥｏ＞Ｅｉのカーブ）、出力直流電圧が垂下して入力直流電圧に等しくなると、第２のスイッチ５が常時オフ状態となる。この場合、第１のスイッチ２に過電流保護が働くまで出力電流は大きくなる。一方、昇圧モードの過電流動作で、第１のスイッチ２が過電流保護によってターンオフすると、動作モードが変わるので出力電圧もしくは出力電流が急変する。
本発明は、過電流保護機能が動作する出力電流値の入力電圧による変動を抑制し、良好な垂下特性を有するようにパルスバイパルス過電流保護機能を改善した昇降圧コンバータの提供を目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る昇降圧コンバータは下記の構成を有する。
第１の発明は、入力直流電圧を入力する入力部と、前記入力部に両端が接続された第１の分枝と、出力直流電圧を出力する出力部と、前記出力部に両端が接続された第２の分枝と、前記出力部に両端が接続され、インダクタを前記第１の分枝と共有する第３の分枝と、を有し、前記第１の分枝は、直列に接続された第１のスイッチと、前記インダクタと、第２のスイッチと、を有し、前記第２の分枝は、出力コンデンサを有し、前記第３の分枝は、直列に接続された第１の整流器と、前記インダクタと、第２の整流器と、を有する昇降圧コンバータであって、前記第１及び第２のスイッチのオンオフを調整して前記出力直流電圧を制御する制御部と、前記第１のスイッチに流れる電流を検出する電流検出部と、前記入力直流電圧が前記出力直流電圧以上の時に、前記電流検出部の出力値が、前記入力直流電圧又は前記出力直流電圧の関数である第１の電流制限値に達すると、所定の時間だけ前記第１のスイッチをオフ状態にし、前記入力直流電圧が前記出力直流電圧より低い時は動作しない第１の過電流制限部と、前記電流検出部の出力値が、前記入力直流電圧又は前記出力直流電圧の関数である第２の電流制限値に達すると、所定の時間だけ前記第２のスイッチをオフ状態にする第２の過電流制限部と、を有する昇降圧コンバータである。
【００１０】
第２の発明は、前記第１の電流制限値は、前記入力直流電圧が高いほど大きくなるように設定され、前記第２の電流制限値は、前記入力直流電圧が高いほど小さくなるように設定された第１の発明の昇降圧コンバータである。
【００１１】
第３の発明は、前記第２の電流制限値は、前記出力直流電圧が高いほど大きくなるように設定された第１の発明の昇降圧コンバータである。
【００１２】
第４の発明は、前記入力直流電圧と前記出力直流電圧が等しい場合に、前記第１の電流制限値と前記第２の電流制限値とが等しくなるように設定された第２の発明又は第３の発明の昇降圧コンバータである。
【００１３】
第５の発明は、前記電流検出部は前記第１の分枝に挿入された検出抵抗であり、前記第１及び第２の過電流制限部は、前記入力直流電圧を分割する第１の抵抗対と、前記第１の抵抗対の内の一端が接地された抵抗と並列に接続された定電流回路とを有し、前記第１の抵抗対及び前記定電流回路の分割電圧を出力する第４の分枝を共有し、前記第１の過電流制限部は、前記第４の分枝と、前記入力直流電圧と前記検出抵抗の出力電圧とを分割してその分割電圧を出力する第２の抵抗対と、前記第４の分枝の出力電圧と前記第２の抵抗対の出力電圧とを入力してそれらの比較結果を出力する第１の比較器と、を有し、前記第２の過電流制限部は、前記第４の分枝と、前記出力直流電圧と前記検出抵抗の出力電圧とを分割してその分割電圧を出力する第３の抵抗対と、前記第４の分枝の出力電圧と前記第３の抵抗対の出力電圧とを入力してそれらの比較結果を出力する第２の比較器と、を有し、前記第２の抵抗対と前記第３の抵抗対の分割比が等しくなるように設定された第４の発明の昇降圧コンバータである。
【００１４】
本発明は、過電流保護機能が動作する出力電流値の入力電圧による変動が少なく、垂下特性の良好なパルスバイパルス過電流保護機能を有する昇降圧コンバータを実現出来るという作用を有する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る昇降圧コンバータの好ましい実施の形態について添付の図面を参照しつつ説明する。
【００１６】
《実施例１》
図１〜４を用いて、本発明の実施例１の昇降圧コンバータを説明する。
図１は本発明に係る実施例１の昇降圧コンバータ１０１の構成を示す回路図である。図１に示すように、実施例１の昇降圧コンバータ１０１の入力部１には電圧Ｅｉの直流電源１３が接続されており、その出力部８には負荷１４が接続されている。昇降圧コンバータ１０１は、入力部１、第１のスイッチ２、ダイオードからなる第１の整流器３、インダクタ４、第２のスイッチ５、ダイオードからなる第２の整流器６、出力コンデンサ７、出力部８、制御部９、検出抵抗１００からなる電流検出部１０、第１の過電流制限部１１及び第２の過電流制限部１２を有する。出力部８は、電圧Ｖｏの出力直流電圧を負荷１４に供給する。第１のスイッチ２と第２のスイッチ５は、制御部９によって、それぞれデューティ比δ１、δ２で周期的にオンオフされる（１周期の時間長を１とする。）。これらデューティ比の関係は１≧δ１＞δ２≧０とし、さらに、第２のスイッチ５のオン期間は第１のスイッチ２のオン期間のみに発生するように設定される。
【００１７】
以上のような昇降圧コンバータとしての構成は従来のものと同様なので詳細な説明は省略する。昇降圧モードにおいて、Ｖｏ／Ｅｉ＝δ１／（１−δ２）の変換式が得られ、δ１＝１では昇圧モード、δ２＝０では降圧モードとなるのも同様である。制御部９は入力直流電圧Ｅｉを検知し、Ｅｉが制御したい出力直流電圧値Ｅｏよりも高い場合は降圧モード、低い場合は昇圧モード、所定の差異内にある場合は昇降圧モードを選択するものとする。
【００１８】
次に本実施例の過電流保護動作について説明する。
抵抗値Ｒを有する検出抵抗１００よりなる電流検出部１０は、第１のスイッチ２と直列に接続され、第１のスイッチ２に流れる電流Ｉによる電圧降下Ｒ・Ｉを検出信号として出力する。第１の過電流制限部１１は、入力直流電圧Ｅｉが高いほど大きくなる第１の電流制限値Ｖ１を下記の式により設定する。
Ｖ１＝ａ・Ｅｉ＋Ｖ１０（１）
ａはａ＞０を満たす定数であり、入力直流電圧Ｅｉによる過電流動作設定点の変動を補正する。
第２の過電流制限部１２は、入力直流電圧Ｅｉが高いほど小さく、出力直流電圧Ｖｏが低いほど小さくなる第２の電流制限値Ｖ２を下記の式により設定する。Ｖ２＝−ｂ・Ｅｉ＋ｃ・Ｖｏ＋Ｖ２０（２）
ｂ，ｃはｂ＞０、ｃ＞０を満たす定数であり、入力直流電圧Ｅｉによる過電流動作設定点の変動を補正すると共に、過電流垂下特性を改善する。
【００１９】
また、第１の電流制限値Ｖ１と第２の電流制限値Ｖ２は、Ｅｉ＝Ｖｏの時に等しくなるように設定する。即ち、ａ＋ｂ−ｃ＝０且つ、Ｖ１０＝Ｖ２０＝Ｖ０として、Ｖ１＝ａ・Ｅｉ＋Ｖ０，Ｖ２＝−ｂ・Ｅｉ＋（ａ＋ｂ）Ｖｏ＋Ｖ０とする。このように設定すると、
Ｖ１−Ｖ２＝（ａ＋ｂ）（Ｅｉ−Ｖｏ）（３）
となるので、Ｅｉ≧ＶｏにおいてはＶ１≧Ｖ２となる。
第１の過電流制限部１１は、入力直流電圧Ｅｉと出力直流電圧Ｖｏを検知し、Ｅｉ≧Ｖｏの場合に、第１の電流制限値Ｖ１と検出信号Ｒ・Ｉを比較し、検出信号が第１の電流制限値に達すると第１のスイッチ２をオフ状態にする指令を制御部９に伝送する。制御部９は、第１のスイッチ２をオフ状態にする。第１の過電流制限部１１は、Ｅｉ＜Ｖｏの場合に動作しない。
また、第２の過電流制限部１２は、検出信号Ｒ・Ｉを第２の電流制限値Ｖ２と比較し、検出信号Ｒ・Ｉが第２の電流制限値Ｖ２に達すると第２のスイッチ５をオフ状態にするする指令を制御部９に伝送する。制御部９は、第２のスイッチ５をオフ状態にする。
【００２０】
まず、入力直流電圧Ｅｉ＞制御したい出力直流電圧Ｅｏ（目標出力直流電圧）の降圧モードにおける過電流保護動作を説明する。出力電流が過大となり、検出信号Ｒ・Ｉが第１の制限信号Ｖ１に達すると第１のスイッチ２がオフ状態にされる。第１のスイッチ２のオン時間が、制御部９によって設定されるよりも短くなるので、実際の出力直流電圧Ｖｏは目標出力直流電圧Ｅｏから低下する。このため制御部９は、実際の出力直流電圧ＶｏをＥｏに近づけるように（回路動作を安定化するように）第１のスイッチ２のオン時間を延ばす方向に働く。しかし、第１のスイッチ２は、第１の過電流制限部１１によって実際のオン時間は制限された動作となる。
【００２１】
一方、第２のスイッチ５は、Ｅｉ＞ＶｏであるのでＶ１＞Ｖ２となり（（３）式参照）、第１の過電流制限部１１が働くような状況では、既に第２の過電流制限部１２が動作して、結果的に第２のスイッチ５は常時オフ状態となる。あるいは、制御部９の機能として、降圧モードとなる入力直流電圧Ｅｉでは、第２のスイッチ５を常時オフ状態としてもよい。
【００２２】
第１の過電流制限部１１によって制限される電流値をＩｐ１（＝Ｖ１／Ｒ）、インダクタ４のインダクタンスをＬ、スイッチング周期をＴとすると、降圧モードにおいて、出力電流Ｉｏは次式で表される。
Ｉｏ＝Ｉｐ１−（Ｖｏ／Ｅｉ）（Ｅｉ−Ｖｏ）Ｔ／（２Ｌ）（４）
この式（４）はＶｏ＝Ｅｏとし、Ｉｐ１，Ｌ，Ｔを固定とすると、Ｅｉが大きいほどＩｏが小さくなる傾向を示す。
入力電圧Ｅｉが高いほど、第１のスイッチ２のデューティδ１は小さくなり、第１のスイッチ２を流れる電流のピーク値は高くなる。入力電圧Ｅｉの変動にかかわらず過電流動作点となる出力電流Ｉｏを一定に保つことが好ましい。実施例１においては、Ｅｉが大きいほど制限電流値Ｉｐ１を大きくすることにより、過電流動作点となる出力電流ＩｏのＥｉによる変動を抑制できる。第１の電流制限値Ｖ１を、入力直流電圧Ｅｉが高いほど大きくなるようにＶ１＝ａ・Ｅｉ＋Ｖ０（１）と設定したのはこのためである。
図２（ａ）は本発明の実施例１の昇降圧コンバータのＥｉ＞Ｅｏである場合の垂下特性を示す図である。垂下特性は、負荷１４の抵抗値を無限大から次第に小さくした場合の出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係を意味する。式（４）において、ＶｏはＥｏから０へ変動する。Ｖｏの低下とともにＩｏは一旦減少した後に再び増加し、Ｖｏ＝０でＩｏ＝Ｉｐ１となる。
【００２３】
次に、昇降圧モードで、Ｅｉ≧Ｅｏの場合の過電流保護動作を説明する。Ｅｉ≧ＶｏよりＶ１≧Ｖ２が成立する（（３）式参照）。出力電流Ｉｏが過大となり、検出信号Ｒ・Ｉが第２の制限信号Ｖ２に達すると第２のスイッチ５がオフ状態にされる。第２のスイッチ５のオン時間が、制御部９によって設定されるよりも短くなるので、実際の出力直流電圧Ｖｏは目標出力直流電圧Ｅｏから低下する。このため制御部９は実際の出力直流電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｅｏに近づけるように、第１のスイッチ２及び第２のスイッチ５のオン時間を延ばす方向に働く。しかし、第２のスイッチ５のオン時間は第２の過電流制限部１２によって制限されるため、延びるのは第１のスイッチ２のオン時間のみである。
【００２４】
更に出力電流Ｉｏが増大すると、やがて検出信号Ｒ・Ｉが第１の制限信号Ｖ１に達し、第１のスイッチ２がオフ状態にされるようになる。このように検出信号Ｒ・Ｉが第１の電流制限値Ｖ１に達するような状況では、第１のスイッチ２のオフ状態が終了して再び各スイッチがオン状態になろうとする際、インダクタ４が過大な出力電流Ｉｏを流し続けている故に、検出信号Ｒ・Ｉが第２の電流制限値Ｖ２以上になっている。即ち、結果的に第２のスイッチ５は常時オフ状態となる。従って、この場合の過電流保護動作は前述の降圧モードの場合と同様になる。
【００２５】
昇降圧モードでＥｉ＜Ｅｏの場合の過電流保護動作を説明する。Ｅｉ＜ＶｏよりＶ１＜Ｖ２が成立する（（３）式参照）。出力電流Ｉｏが過大となり、検出信号Ｒ・Ｉが第２の電流制限値Ｖ２に達すると第２のスイッチ５がオフ状態にされる。第２のスイッチ５のオン時間が、制御部９によって設定されるよりも短くなるので、実際の出力直流電圧Ｖｏは目標出力直流電圧Ｅｏから低下する。このため制御部９は実際の出力直流電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｅｏに近づけるように、第１のスイッチ２及び第２のスイッチ５のオン時間を延ばす方向に働く。しかし、第２のスイッチ５のオン時間は第２の過電流制限部１２によって制限されるため、延びるのは第１のスイッチ２のオン時間のみである。しかしＥｉ＜Ｖｏであるため、第１の過電流制限部１１は動作せず、第１のスイッチ２は常時オン状態の昇圧モードになる。従って、昇降圧モードでＥｉ＜Ｅｏの場合の過電流保護動作は、次に説明する昇圧モードの過電流保護動作と同様になる。
【００２６】
昇圧モード（Ｅｉ＜Ｖｏ）の過電流保護動作を説明する。Ｅｉ＜Ｖｏにおいては、第１の過電流制限部１１は動作しない。出力電流Ｉｏが過大となり、検出信号Ｒ・Ｉが第２の電流制限値Ｖ２に達すると第２のスイッチ５がオフ状態にされる。第２のスイッチ５のオン時間が、制御部９によって設定されるよりも短くなるので、実際の出力直流電圧Ｖｏは目標出力直流電圧Ｅｏから低下する。このため制御部９は実際の出力直流電圧Ｖｏを目標直流電圧Ｅｏに近づけるように、第２のスイッチ５のオン時間を延ばす方向に働く。しかし、第２のスイッチ５は、第２の過電流制限部１２によって実際のオン時間は制限された動作となる。一方、第１のスイッチ２は、常時オン状態のままである。第２の過電流制限部１２によって制限される電流値をＩｐ２（＝Ｖ２／Ｒ）とすると、昇圧モードにおいて、出力電流Ｉｏは次式で表される。
Ｉｏ＝（Ｅｉ／Ｖｏ）｛Ｉｐ２−（Ｅｉ／Ｖｏ）（Ｖｏ−Ｅｉ）Ｔ／（２Ｌ）｝（５）この式（５）は、Ｖｏ＝Ｅｏとし、Ｉｐ１，Ｌ，Ｔを固定とすると、Ｅｉが大きいほどＩｏが大きくなる傾向を示す。実施例１においては、Ｅｉが大きいほど制限電流値Ｉｐ２を小さくすることにより（（２）式参照）、過電流動作点となる出力電流ＩｏのＥｉによる変動を抑制できる。
【００２７】
また、垂下特性は、ＶｏをＥｏから低下させることにより得ることができる。Ｉｐ２が固定値の場合、Ｖｏの低下とともにＩｏは大きくなる。やがてＶｏ＝ＥｉでＩｏ＝Ｉｐ２となり、第２のスイッチ５は常時オフ状態となる。垂下特性を改善するには、Ｖｏの低下とともに制限電流値Ｉｐ２を小さくすればよい。第２の電流制限値Ｖ２を、入力直流電圧Ｅｉが高いほど小さく、そして出力直流電圧Ｖｏが低いほど小さくなるようにＶ２＝−ｂ・Ｅｉ＋（ａ＋ｂ）Ｖｏ＋Ｖ０（２）と設定したのはこのためである。
【００２８】
出力直流電圧Ｖｏが低下して、入力直流電圧Ｅｉに至ると、第１の過電流制限部１１が動作するようになる。この時、第１の電流制限値Ｖ１は第２の電流制限値Ｖ２と等しいので、常時オン状態であった第１のスイッチ２がターンオフするようになる。即ち、降圧モードの過電流垂下特性となる。Ｖｏ＝Ｅｉの時にＶ１＝Ｖ２となるように設定したのは、昇圧モードの過電流動作から降圧モードの過電流動作へ連続的に切換わるようにするためである。
図２（ｂ）は本発明の実施例１の昇降圧コンバータのＥｉ＜Ｅｏである場合の垂下特性を示す図である。
【００２９】
図３は第１の過電流制限部１１の具体的な回路構成を示す。第１の過電流制限部１１は、抵抗１１０及び１１１、定電流回路１１２、比較器１１３及び１１４を有する。抵抗１１０、１１１の抵抗値をそれぞれ、Ｒ１１０，Ｒ１１１とし、定電流回路１１２の電流をＩ１とする。抵抗１１０及び１１１並びに定電流回路１１２は、入力直流電圧を分割し、分割電圧を出力する。比較器１１３は、当該分割電圧をその非反転入力端子に入力し、検出抵抗１００の出力電圧（入力直流電圧から検出抵抗１００で電圧降下した電圧）を反転入力端子に入力し、それらの比較結果を制御部９に出力する。検出抵抗１００の出力電圧が抵抗１１０等の分割電圧より低くなると（検出抵抗１００での降下電圧Ｒ・Ｉが、抵抗１１０での降下電圧Ｖ１より低くなると）、比較器１１３はＨｉｇｈレベル（過電流検出信号）を出力する。比較器１１３の出力がＨｉｇｈになると、制御部９は第１のスイッチ２をオフ状態とし、スイッチング周期の残りをオフ状態に維持する。
【００３０】
抵抗１１０での降下電圧Ｖ１（過電流制限閾値）は、Ｖ１＝Ｒ１１０（Ｅｉ＋Ｒ１１１・Ｉ１）／（Ｒ１１０＋Ｒ１１１）である。これと（１）式とを比較すると、Ｒ１１０／（Ｒ１１０＋Ｒ１１１）＝ａ，Ｒ１１０・Ｒ１１１・Ｉ１／（Ｒ１１０＋Ｒ１１１）＝Ｖ０となる。実施例１においては、これらの等式が成立するようにＲ１１０、Ｒ１１１、Ｉ１の値を決定している。
【００３１】
比較器１１４は、出力直流電圧Ｖｏをその非反転入力端子に入力し、入力直流電圧Ｅｉをその反転入力端子に入力し、それらの比較結果を出力する。比較器１１４の出力端子は、比較器１１３の非反転入力端子に接続されている。入力直流電圧Ｅｉ＜出力直流電圧Ｖｏの時比較器１１４がＬｏｗレベルを出力し（実施例１の比較器１１４はオープンコレクタ出力である。）、比較器１１３の非反転入力端子の電圧は０Ｖになる。これにより比較器１１３はＬｏｗレベル（過電流ではない状態を示す。）を出力する。比較器１１４により、第１の過電流制限部１１は、入力直流電圧Ｅｉ＜出力直流電圧Ｖｏの時に動作しない。
【００３２】
図４は第２の過電流制限部１２の具体的な回路構成を示す。第２の過電流制限部１２は、抵抗１２０〜１２３、カレントミラーを構成するＰＮＰトランジスタ１２４及び１２５（その電流値は、（Ｅｉ−Ｖｂｅ）／Ｒ１２２）、カレントミラーを構成するＮＰＮトランジスタ１２６及び１２７（その電流値は、（Ｖｏ−Ｖｂｅ）／Ｒ１２３）、定電流回路１２８、比較器１２９で構成される。抵抗１２０と１２２と１２３の抵抗値をそれぞれ、Ｒ１２０，Ｒ１２２，Ｒ１２３とし、定電流回路１２８の電流をＩ２とし、トランジスタのベース・エミッタ電圧をＶｂｅする。抵抗１２０での降下電圧Ｖ２（過電流制限閾値）は、Ｖ２＝Ｒ１２０（−Ｅｉ／Ｒ１２２＋Ｖｏ／Ｒ１２３＋Ｉ２＋Ｖｂｅ／Ｒ１２２−Ｖｂｅ／Ｒ１２３）となる。これと（２）式とを比較すると、Ｒ１２０／Ｒ１２２＝ｂ，Ｒ１２０／Ｒ１２３＝ａ＋ｂ，Ｒ１２０（Ｉ２＋Ｖｂｅ／Ｒ１２２−Ｖｂｅ／Ｒ１２３）＝Ｖ０である。実施例１においては、これらの等式が成立するように各素子の値を決定している。
【００３３】
この電圧Ｖ２と検出抵抗１００での電圧降下Ｒ・Ｉを、比較器１２９が比較する。比較器１２９の出力がＨｉｇｈレベル（過電流検出信号）になると、制御部９は第２のスイッチ５をオフ状態とし、スイッチング周期の残りをオフ状態に維持する。
以上のように本実施例による昇降圧コンバータは、過電流保護機能が動作する出力電流値の入力電圧による変動を抑制することができ、さらに良好な垂下特性を有する。
【００３４】
《実施例２》
図５を用いて、本発明の実施例１の昇降圧コンバータを説明する。
図５は本発明に係る実施例２の昇降圧コンバータの構成のうち、第１及び第２の過電流制限部に相当する部分の回路図である。その他の部分については、図１に示した実施例１の昇降圧コンバータと同様であるので省略した。本実施例２の昇降圧コンバータでは、第１及び第２の過電流制限部が共有する部分がある。以下のその動作を説明する。
本実施例２の昇降圧コンバータの過電流制限部は、抵抗１３０〜１３５、定電流回路１３６、比較器１３７〜１３９を有する。第１及び第２の過電流制限部が共有する部分は、抵抗１３０と抵抗１３１と定電流回路１３６である。抵抗１３０と１３１の抵抗値をそれぞれＲ１３０，Ｒ１３１とし、抵抗分割比ｋ＝Ｒ１３０／（Ｒ１３０＋Ｒ１３１）とし、定電流回路１３６の電流をＩｘとすると、抵抗１３０の電圧降下Ｖｘは、Ｖｘ＝ｋ（Ｅｉ＋Ｒ１３１・Ｉｘ）となる。Ｅｉ−Ｖｘが比較器１３７及び比較器１３８の非反転入力端子に接続される。
【００３５】
第１の過電流制限部に相当する部分は、上記共有部分と抵抗１３２と抵抗１３３と比較器１３７である。検出抵抗１００での電圧降下Ｒ・Ｉは抵抗１３２と抵抗１３３で分割される。各抵抗値をそれぞれＲ１３２，Ｒ１３３とし、分割比ｋ１＝Ｒ１３３／（Ｒ１３２＋Ｒ１３３）とすると、抵抗１３３の電圧降下Ｖ３は、Ｖ３＝ｋ１・Ｒ・Ｉとなる。（Ｅｉ−Ｖ３）が比較器１３７の反転入力端子に接続される。比較器１３７の出力がＨｉｇｈレベル（過電流検出信号）になると、制御部９は第１のスイッチ２をオフ状態とし、スイッチング周期の残りをオフ状態に維持する。従って、第１の電流制限値Ｖ１は、Ｖ１＝Ｒ・Ｉｐ１＝（ｋ／ｋ１）（Ｅｉ＋Ｒ１３１・Ｉｘ）となる。実施例１と同様に、Ｖ１＝ａ・Ｅｉ＋Ｖ０とすると、ｋ／ｋ１＝ａ，（ｋ／ｋ１）（Ｒ１３１・Ｉｘ）＝Ｖ０となる。実施例２においては、これらの等式が成立するように各素子の値を決定している。
【００３６】
比較器１３９は、出力直流電圧Ｖｏをその非反転入力端子に入力し、入力直流電圧Ｅｉをその反転入力端子に入力し、それらの比較結果を出力する。比較器１３７及び１３９の出力端子は共通の線に接続されている（実施例１においては比較器１３７〜１３９はオープンコレクタ出力である。）。入力直流電圧Ｅｉ＜出力直流電圧Ｖｏの時比較器１３９がＬｏｗレベルを出力し、比較器１３７及び１３９の出力端子の電圧はＬｏｗレベル（過電流ではない状態を示す。）になる。比較器１３９により、第１の過電流制限部１１は、入力直流電圧Ｅｉ＜出力直流電圧Ｖｏの時に動作しない。
【００３７】
次に、第２の過電流制限部に相当する部分は、上記共用部分と抵抗１３４と抵抗１３５と比較器１３８である。抵抗１３４及び１３５は、検出抵抗１００の出力電圧と昇降圧コンバータの出力部８の出力電圧Ｖｏとを入力して分割し、分割電圧を出力する。各抵抗値をそれぞれＲ１３４，Ｒ１３５とし、分割比ｋ２＝Ｒ１３５／（Ｒ１３４＋Ｒ１３５）すると、抵抗１３４の電圧降下Ｖ４は、Ｖ４＝（１−ｋ２）・（Ｅｉ−Ｒ・Ｉ−Ｖｏ）となる。比較器１３８は、その非反転入力端子に抵抗１３０、１３１及び定電流回路１３６の分割電圧を入力し、その反転入力端子に抵抗１３４及び１３５の分割電圧（Ｅｉ−Ｒ・Ｉ−Ｖ４）を入力し、比較結果を出力する。比較器１３７の出力がＨｉｇｈ（過電流検出信号）になると、制御部９は第２のスイッチ５をオフ状態とし、スイッチング周期の残りをオフ状態に維持する。従って、第２の電流制限値Ｖ２は、Ｖ２＝Ｒ・Ｉｐ２＝｛（ｋ−１＋ｋ２）／ｋ２｝・Ｅｉ＋｛（１−ｋ２）／ｋ２｝・Ｖｏ＋（ｋ／ｋ２）（Ｒ１３１・Ｉｘ）となる。実施例１と同様に、Ｖ２＝−ｂ・Ｅｉ＋（ａ＋ｂ）Ｖｏ＋Ｖ０とすると、（ｋ−１＋ｋ２）／ｋ２＝−ｂ，（１−ｋ２）／ｋ２＝ａ＋ｂ，（ｋ／ｋ２）（Ｒ１３１・Ｉｘ）＝Ｖ０となる。ここで、ｋ１＝ｋ２であれば、以上の各式が矛盾無く成立する。実施例２においては、これらの等式が成立するように各素子の値を決定している。
以上のように本実施例による昇降圧コンバータは、安価で簡単な回路構成によって、過電流保護機能が動作する出力電流値の入力電圧による変動を抑制するとともに、良好な垂下特性を示す過電流制限部を有する。
【００３８】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、過電流保護機能が動作する出力電流値の入力電圧による変動が少なく、良好な垂下特性の過電流制限部を具備する昇降圧コンバータを実現できるという有利な効果が得られる。
また、本発明によれば過電流保護機能が改善されることにより、構成部品の電流ストレスが軽減されるので、安価で小型な昇降圧コンバータを実現できるという有利な効果も得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１の昇降圧コンバータの構成を示す回路図
【図２】図２（ａ）は本発明の実施例１の昇降圧コンバータのＥｉ＞Ｅｏである場合の垂下特性を示す図、図２（ｂ）はそのＥｉ＜Ｅｏである場合の垂下特性を示す図
【図３】本発明の実施例１の昇降圧コンバータの第１の過電流制限部の構成を示す図
【図４】本発明の実施例１の昇降圧コンバータの第２の過電流制限部の構成を示す図
【図５】本発明の実施例２の昇降圧コンバータの第１及び第２の過電流制限部の構成を示す図
【図６】従来例１の昇降圧コンバータの構成を示す回路図
【図７ａ】従来例２の昇降圧コンバータの構成を示す回路図
【図７ｂ】従来例２の昇降圧コンバータの構成を示す回路の垂下特性を示す図
【図８ａ】従来例３の昇降圧コンバータの構成を示す回路図
【図８ｂ】従来例３の昇降圧コンバータの構成を示す回路の垂下特性を示す図
【符号の説明】
１入力部
２第１のスイッチ
３第１の整流器
４インダクタ
５第２のスイッチ
６第２の整流器
７出力コンデンサ
８出力部
９、６１、７１、８１制御部
１０電流検出部
１１第１の過電流制限部
１２第２の過電流制限部
１３直流電源
１４負荷
１０１、６０１、７０１、８０１昇降圧コンバータ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a step-up / down converter that inputs a DC voltage such as a battery and supplies a controlled DC voltage to a load.
[0002]
[Prior art]
A buck-boost converter that inputs an input DC voltage that changes from a voltage higher than an output DC voltage to a lower voltage and outputs a constant output DC voltage is used in various electronic devices. As the step-up / down converter, one described in Japanese Patent No. 1210696 is known. This is shown in FIG. 6 as the buck-boost converter of Conventional Example 1. In FIG. 6, a DC power source 13 having a voltage Ei is connected to the input unit 1 of the buck-boost converter 601 of Conventional Example 1, and a load 14 is connected to the output unit 8 thereof. The step-up / down converter 601 includes an input unit 1, a first switch 2, a first rectifier 3 including a diode, an inductor 4, a second switch 5, a second rectifier 6 including a diode, an output capacitor 7, and an output unit 8. Have The output unit 8 supplies the output DC voltage of the voltage Vo to the load 14.
[0003]
The input unit 1 is a terminal for connecting the DC power supply 13 and the buck-boost converter in the conventional example and the embodiment. However, the present invention is not limited to this, and the input unit 1 may be a conductor path or the like that connects a DC power source such as a battery disposed on one printed circuit board and a step-up / down converter. Similarly, the output unit 8 is a terminal for connecting the buck-boost converter and the load 14 in the conventional example and the example. However, the present invention is not limited to this, and the output unit 8 may be a conductor path or the like that connects a step-up / down converter disposed on one printed circuit board and a load.
[0004]
The first switch 2 and the second switch 5 are periodically turned on and off by the control unit 61 at duty ratios δ1 and δ2 (the time length of one cycle is 1). The relationship between these duty ratios is 1 ≧ δ1> δ2 ≧ 0, and the ON period of the second switch 5 is set to occur only during the ON period of the first switch 2. First, when both the first switch 2 and the second switch 5 are in an on state, the input DC voltage Ei is applied to the inductor 4 and magnetic energy is stored. Next, when the first switch 2 is on and the second switch 5 is off, a difference Ei−Vo between the input DC voltage Ei and the output DC voltage Vo is applied to the inductor 4 and the current is It flows to the output capacitor 7 via the second rectifier 6. When both the first switch 2 and the second switch 5 are off, the output DC voltage Vo is applied to the inductor 4 and functions as a current source that releases the accumulated magnetic energy. The output current of the inductor 4 flows through the second rectifier 6 to the output capacitor 7 and the load 14, and returns to the inductor 4 through the first rectifier 3. When this state ends, both the first switch 2 and the second switch 5 are turned on again.
[0005]
When the above operation is repeated and the magnetic energy stored and released in the inductor 4 is balanced, the following equation holds.
Vo / Ei = δ1 / (1-δ2)
The controller 61 adjusts δ1 and δ2, so that the output DC voltage Vo can be theoretically controlled to an arbitrary voltage value with respect to the input DC voltage Ei. Hereinafter, such an operation state is referred to as a step-up / step-down mode. Further, when the first switch 2 is always on, δ1 = 1, so that the step-up / step-down converter exhibits the conversion characteristics of the step-up converter with Vo> Ei. Hereinafter, such an operation state is referred to as a boost mode. Further, when the second switch 5 is always in an off state, since δ2 = 0, the step-up / step-down converter exhibits the conversion characteristics of the step-down converter with Vo <Ei. Hereinafter, such an operation state is referred to as a step-down mode. The controller 61 detects the input DC voltage Ei, and selects the step-down mode when Ei is higher than the output DC voltage value Eo to be controlled, the step-up mode when it is lower, and the step-up / step-down mode when it is within a predetermined difference. And
[0006]
The buck-boost converter preferably has an overcurrent protection function so as not to be easily destroyed by an abnormal situation such as a short circuit of the output end. The buck-boost converters of Conventional Example 2 and Conventional Example 3 having an overcurrent protection function will be described with reference to FIGS. 7a, 7b, 8a and 8b.
FIG. 7 a is a diagram showing the configuration of the buck-boost converter 701 of Conventional Example 2. The buck-boost converter 701 of Conventional Example 2 is different from the buck-boost converter 601 of Conventional Example 1 in that it has a control unit 71 instead of the resistor 72 that detects overcurrent and the control unit 61. The other points are the same. In FIG. 7a, the same reference numerals are assigned to the same blocks as in FIG. The description of the same blocks as those in FIG. 6 is omitted.
In FIG. 7a, the resistor 72 detects the output current of the buck-boost converter 701. The control unit 71 has a function similar to that of the control unit 61 of the first conventional example, and also inputs the voltage across the resistor 72 so that the voltage drop at the resistor 72 does not exceed a predetermined value (a constant value). Limit the value of. This is the most common overcurrent protection method, not limited to a buck-boost converter. FIG. 7b shows the drooping characteristic.
[0007]
FIG. 8 a is a diagram showing the configuration of the buck-boost converter 801 of Conventional Example 3. The buck-boost converter 801 of Conventional Example 3 is different from the buck-boost converter 601 of Conventional Example 1 in that it has a control unit 81 instead of the resistors 82 and 83 for detecting overcurrent and the control unit 61. The other points are the same. In FIG. 8a, the same reference numerals are given to the same blocks as in FIG. The description of the same blocks as those in FIG. 6 is omitted.
In FIG. 8 a, the resistor 82 detects the current flowing through the first switch 2. Similarly, the resistor 83 detects a current flowing through the second switch 5. The control unit 81 has a function similar to that of the control unit 61 of the first conventional example, and also inputs the voltage across the resistor 82 and the voltage across the resistor 83, and the voltage drop across the resistors 82 and 83 is a predetermined value (a constant value). When is reached, the switch is forcibly turned off. This is a method called pulse-by-pulse overcurrent protection because an overcurrent operation is performed for each switching period of a switch that switches at a high frequency. A method for overcurrent protection of a switch that can respond at high speed to a protection function is not limited to a buck-boost converter, and is a general overcurrent protection method. FIG. 8b shows the drooping characteristic.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, the overcurrent protection method for the buck-boost converter of the second conventional example shown in FIG. 7a has a problem that the response is slow as the overcurrent protection of the switch. Further, in the overcurrent protection method for the buck-boost converter of Conventional Example 3 shown in FIG. 8a, the protection function can respond to each switch at high speed, but the output current at which the overcurrent protection function operates as shown in FIG. 8b. There is a problem that the value varies depending on the input voltage and the drooping characteristic is not stable. For example, when overcurrent protection is applied to the second switch 5 in the overcurrent operation in the boost mode (Eo> Ei curve in FIG. 8b), when the output DC voltage droops and becomes equal to the input DC voltage, the second switch 5 is always off. In this case, the output current increases until overcurrent protection is applied to the first switch 2. On the other hand, when the first switch 2 is turned off by overcurrent protection in the overcurrent operation in the boost mode, the operation mode is changed, so that the output voltage or output current changes suddenly.
An object of the present invention is to provide a step-up / down converter having an improved pulse-by-pulse overcurrent protection function so as to suppress fluctuation due to an input voltage of an output current value at which the overcurrent protection function operates and to have a good drooping characteristic. .
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a buck-boost converter according to the present invention has the following configuration.
According to a first aspect of the present invention, there is provided an input unit for inputting an input DC voltage, a first branch having both ends connected to the input unit, an output unit for outputting an output DC voltage, and both ends connected to the output unit. And a second branch connected at both ends to the output unit and sharing an inductor with the first branch, the first branch being connected in series. A first switch, the inductor, and a second switch, wherein the second branch has an output capacitor, and the third branch is connected in series. A step-up / step-down converter having one rectifier, the inductor, and a second rectifier, the controller controlling the output DC voltage by adjusting on and off of the first and second switches; A current detection unit for detecting a current flowing through the first switch; and When the output value of the current detector reaches a first current limit value that is a function of the input DC voltage or the output DC voltage when the voltage is equal to or higher than the voltage, the first switch is turned off for a predetermined time. A first overcurrent limiting unit that does not operate when the input DC voltage is lower than the output DC voltage, and a second output value of the current detection unit is a function of the input DC voltage or the output DC voltage. When the current limit value is reached, the step-up / down converter includes a second overcurrent limiting unit that turns off the second switch for a predetermined time.
[0010]
In a second aspect of the invention, the first current limit value is set to increase as the input DC voltage increases, and the second current limit value is set to decrease as the input DC voltage increases. 1 is a step-up / down converter according to the first aspect of the present invention.
[0011]
A third invention is the step-up / down converter according to the first invention, wherein the second current limit value is set so as to increase as the output DC voltage increases.
[0012]
According to a fourth aspect of the present invention, the first current limit value and the second current limit value are set to be equal when the input DC voltage and the output DC voltage are equal. 3 is a step-up / down converter according to the third aspect of the present invention.
[0013]
In a fifth aspect of the invention, the current detection unit is a detection resistor inserted in the first branch, and the first and second overcurrent limiting units are first resistors that divide the input DC voltage. And a constant current circuit connected in parallel with a grounded resistor at one end of the first resistor pair, and outputs a divided voltage of the first resistor pair and the constant current circuit. The first overcurrent limiting unit divides the fourth branch, the input DC voltage, and the output voltage of the detection resistor, and outputs the divided voltage. A first comparator for inputting the output voltage of the fourth branch and the output voltage of the second resistance pair and outputting a comparison result thereof, and the second The overcurrent limiting unit divides the fourth branch, the output DC voltage, and the output voltage of the detection resistor, and outputs the divided voltage. A third resistor pair; and a second comparator that inputs an output voltage of the fourth branch and an output voltage of the third resistor pair and outputs a comparison result thereof, and The step-up / step-down converter according to the fourth aspect of the present invention is set such that the split ratio between the second resistor pair and the third resistor pair is equal.
[0014]
The present invention has an effect that a step-up / down converter having a pulse-by-pulse overcurrent protection function with a good drooping characteristic with little fluctuation due to an input voltage of an output current value at which the overcurrent protection function operates can be realized.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of a buck-boost converter according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
[0016]
Example 1
The buck-boost converter according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a buck-boost converter 101 according to a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, a DC power source 13 having a voltage Ei is connected to the input unit 1 of the buck-boost converter 101 of the first embodiment, and a load 14 is connected to the output unit 8 thereof. The buck-boost converter 101 includes an input unit 1, a first switch 2, a first rectifier 3 made of a diode, an inductor 4, a second switch 5, a second rectifier 6 made of a diode, an output capacitor 7, and an output unit 8. , A control unit 9, a current detection unit 10 including a detection resistor 100, a first overcurrent limiting unit 11, and a second overcurrent limiting unit 12. The output unit 8 supplies the output DC voltage of the voltage Vo to the load 14. The first switch 2 and the second switch 5 are periodically turned on and off by the control unit 9 at duty ratios δ1 and δ2 (the time length of one cycle is 1). The relationship between these duty ratios is 1 ≧ δ1> δ2 ≧ 0, and the ON period of the second switch 5 is set to occur only during the ON period of the first switch 2.
[0017]
Since the configuration as the step-up / step-down converter as described above is the same as that of the conventional one, detailed description is omitted. In the step-up / step-down mode, a conversion formula Vo / Ei = δ1 / (1−δ2) is obtained. Similarly, the step-up mode is set when δ1 = 1 and the step-down mode is set when δ2 = 0. The controller 9 detects the input DC voltage Ei, and selects the step-down mode when Ei is higher than the output DC voltage value Eo to be controlled, the step-up mode when it is lower, and the step-up / step-down mode when it is within a predetermined difference. And
[0018]
Next, the overcurrent protection operation of this embodiment will be described.
A current detection unit 10 including a detection resistor 100 having a resistance value R is connected in series with the first switch 2 and outputs a voltage drop R · I due to the current I flowing through the first switch 2 as a detection signal. The first overcurrent limiting unit 11 sets a first current limit value V1 that increases as the input DC voltage Ei increases according to the following equation.
V1 = a · Ei + V10 (1)
a is a constant that satisfies a> 0, and corrects fluctuations in the overcurrent operation set point due to the input DC voltage Ei.
The second overcurrent limiter 12 sets a second current limit value V2 that decreases as the input DC voltage Ei increases and decreases as the output DC voltage Vo decreases according to the following equation. V2 = −b · Ei + c · Vo + V20 (2)
b and c are constants satisfying b> 0 and c> 0, and correct the fluctuation of the overcurrent operation set point due to the input DC voltage Ei and improve the overcurrent drooping characteristic.
[0019]
The first current limit value V1 and the second current limit value V2 are set to be equal when Ei = Vo. That is, a + b−c = 0 and V10 = V20 = V0, and V1 = a · Ei + V0 and V2 = −b · Ei + (a + b) Vo + V0. With this setting,
V1-V2 = (a + b) (Ei-Vo) (3)
Therefore, when Ei ≧ Vo, V1 ≧ V2.
The first overcurrent limiting unit 11 detects the input DC voltage Ei and the output DC voltage Vo. When Ei ≧ Vo, the first overcurrent limiting unit 11 compares the first current limit value V1 with the detection signal R · I, and the detection signal is When the first current limit value is reached, a command to turn off the first switch 2 is transmitted to the control unit 9. The control unit 9 turns off the first switch 2. The first overcurrent limiting unit 11 does not operate when Ei <Vo.
The second overcurrent limiter 12 compares the detection signal R · I with the second current limit value V2, and when the detection signal R · I reaches the second current limit value V2, the second switch 5 Is transmitted to the control unit 9. The control unit 9 turns off the second switch 5.
[0020]
First, the overcurrent protection operation in the step-down mode of input DC voltage Ei> output DC voltage Eo (target output DC voltage) to be controlled will be described. When the output current becomes excessive and the detection signal R · I reaches the first limit signal V1, the first switch 2 is turned off. Since the ON time of the first switch 2 is shorter than that set by the control unit 9, the actual output DC voltage Vo decreases from the target output DC voltage Eo. For this reason, the control unit 9 works to extend the on-time of the first switch 2 so that the actual output DC voltage Vo approaches Eo (to stabilize the circuit operation). However, the first switch 2 operates with the actual on-time limited by the first overcurrent limiting unit 11.
[0021]
On the other hand, since Ei> Vo, the second switch 5 satisfies V1> V2 (see the expression (3)), and in the situation where the first overcurrent limiting unit 11 works, the second overcurrent limiting unit is already set. As a result, the second switch 5 is always turned off. Alternatively, as a function of the control unit 9, the second switch 5 may be always in an off state at the input DC voltage Ei in the step-down mode.
[0022]
When the current value limited by the first overcurrent limiting unit 11 is Ip1 (= V1 / R), the inductance of the inductor 4 is L, and the switching period is T, the output current Io is expressed by the following equation in the step-down mode. The
Io = Ip1- (Vo / Ei) (Ei-Vo) T / (2L) (4)
In this equation (4), when Vo = Eo and Ip1, L, T are fixed, Io tends to decrease as Ei increases.
As the input voltage Ei is higher, the duty δ1 of the first switch 2 becomes smaller and the peak value of the current flowing through the first switch 2 becomes higher. It is preferable to keep the output current Io as an overcurrent operating point constant regardless of the fluctuation of the input voltage Ei. In Example 1, the fluctuation | variation by Ei of the output current Io used as an overcurrent operating point can be suppressed by enlarging limiting current value Ip1, so that Ei is large. This is why the first current limit value V1 is set to V1 = a · Ei + V0 (1) so that it increases as the input DC voltage Ei increases.
FIG. 2A is a diagram illustrating drooping characteristics when Ei> Eo of the buck-boost converter according to the first embodiment of the present invention. The drooping characteristic means a relationship between the output current Io and the output voltage Vo when the resistance value of the load 14 is gradually decreased from infinity. In Expression (4), Vo varies from Eo to 0. As Vo decreases, Io once decreases and then increases again. When Vo = 0, Io = Ip1.
[0023]
Next, the overcurrent protection operation when Ei ≧ Eo in the step-up / step-down mode will be described. From Ei ≧ Vo, V1 ≧ V2 is established (see equation (3)). When the output current Io becomes excessive and the detection signal R · I reaches the second limit signal V2, the second switch 5 is turned off. Since the ON time of the second switch 5 is shorter than that set by the control unit 9, the actual output DC voltage Vo decreases from the target output DC voltage Eo. For this reason, the control part 9 works in the direction which extends the ON time of the 1st switch 2 and the 2nd switch 5 so that the actual output DC voltage Vo may approach the target DC voltage Eo. However, since the on-time of the second switch 5 is limited by the second overcurrent limiting unit 12, only the on-time of the first switch 2 extends.
[0024]
When the output current Io further increases, the detection signal R · I eventually reaches the first limit signal V1, and the first switch 2 is turned off. In such a situation where the detection signal R · I reaches the first current limit value V1, when the first switch 2 is turned off and each switch is turned on again, the inductor 4 Since the excessive output current Io continues to flow, the detection signal R · I is equal to or higher than the second current limit value V2. That is, as a result, the second switch 5 is always off. Therefore, the overcurrent protection operation in this case is the same as that in the above-described step-down mode.
[0025]
An overcurrent protection operation when Ei <Eo in the step-up / step-down mode will be described. From Ei <Vo, V1 <V2 is established (see equation (3)). When the output current Io becomes excessive and the detection signal R · I reaches the second current limit value V2, the second switch 5 is turned off. Since the ON time of the second switch 5 is shorter than that set by the control unit 9, the actual output DC voltage Vo decreases from the target output DC voltage Eo. For this reason, the control part 9 works in the direction which extends the ON time of the 1st switch 2 and the 2nd switch 5 so that the actual output DC voltage Vo may approach the target DC voltage Eo. However, since the on-time of the second switch 5 is limited by the second overcurrent limiting unit 12, only the on-time of the first switch 2 extends. However, since Ei <Vo, the first overcurrent limiting unit 11 does not operate, and the first switch 2 is in the normally-on boost mode. Therefore, the overcurrent protection operation when Ei <Eo in the step-up / step-down mode is the same as the overcurrent protection operation in the boost mode described below.
[0026]
The overcurrent protection operation in the boost mode (Ei <Vo) will be described. When Ei <Vo, the first overcurrent limiting unit 11 does not operate. When the output current Io becomes excessive and the detection signal R · I reaches the second current limit value V2, the second switch 5 is turned off. Since the ON time of the second switch 5 is shorter than that set by the control unit 9, the actual output DC voltage Vo decreases from the target output DC voltage Eo. For this reason, the control unit 9 works to extend the ON time of the second switch 5 so that the actual output DC voltage Vo approaches the target DC voltage Eo. However, the second switch 5 operates with the actual on-time limited by the second overcurrent limiting unit 12. On the other hand, the first switch 2 always remains on. Assuming that the current value limited by the second overcurrent limiting unit 12 is Ip2 (= V2 / R), the output current Io is expressed by the following equation in the boost mode.
Io = (Ei / Vo) {Ip2- (Ei / Vo) (Vo-Ei) T / (2L)} (5) In this equation (5), when Vo = Eo and Ip1, L, and T are fixed, , Eo tends to increase as Ii increases. In the first embodiment, the larger the Ei, the smaller the limit current value Ip2 (see equation (2)), thereby suppressing the fluctuation due to Ei of the output current Io that becomes the overcurrent operating point.
[0027]
The drooping characteristic can be obtained by lowering Vo from Eo. When Ip2 is a fixed value, Io increases as Vo decreases. Eventually, Vo = Ei and Io = Ip2, so that the second switch 5 is always in the OFF state. In order to improve the drooping characteristic, the limit current value Ip2 may be reduced as Vo decreases. This is why the second current limit value V2 is set to V2 = −b · Ei + (a + b) Vo + V0 (2) so that it becomes smaller as the input DC voltage Ei is higher and the output DC voltage Vo is lower. It is.
[0028]
When the output DC voltage Vo decreases and reaches the input DC voltage Ei, the first overcurrent limiting unit 11 starts operating. At this time, since the first current limit value V1 is equal to the second current limit value V2, the first switch 2 that is always on is turned off. That is, the overcurrent drooping characteristic in the step-down mode is obtained. The reason why V1 = V2 is set when Vo = Ei is to continuously switch from the overcurrent operation in the step-up mode to the overcurrent operation in the step-down mode.
FIG.2 (b) is a figure which shows the drooping characteristic in the case of Ei <Eo of the buck-boost converter of Example 1 of this invention.
[0029]
FIG. 3 shows a specific circuit configuration of the first overcurrent limiting unit 11. The first overcurrent limiting unit 11 includes resistors 110 and 111, a constant current circuit 112, and comparators 113 and 114. The resistance values of the resistors 110 and 111 are R110 and R111, respectively, and the current of the constant current circuit 112 is I1. The resistors 110 and 111 and the constant current circuit 112 divide the input DC voltage and output the divided voltage. The comparator 113 inputs the divided voltage to its non-inverting input terminal, inputs the output voltage of the detection resistor 100 (voltage dropped by the detection resistor 100 from the input DC voltage) to the inverting input terminal, and compares the results. Is output to the control unit 9. When the output voltage of the detection resistor 100 becomes lower than the divided voltage of the resistor 110 or the like (when the drop voltage R · I at the detection resistor 100 becomes lower than the drop voltage V1 at the resistor 110), the comparator 113 is at a high level (overcurrent). Detection signal). When the output of the comparator 113 becomes High, the control unit 9 turns off the first switch 2 and maintains the rest of the switching period in the off state.
[0030]
The drop voltage V1 (overcurrent limit threshold) at the resistor 110 is V1 = R110 (Ei + R111 · I1) / (R110 + R111). When this is compared with the equation (1), R110 / (R110 + R111) = a, R110 · R111 · I1 / (R110 + R111) = V0. In the first embodiment, the values of R110, R111, and I1 are determined so that these equations are established.
[0031]
The comparator 114 inputs the output DC voltage Vo to its non-inverting input terminal, inputs the input DC voltage Ei to its inverting input terminal, and outputs the comparison result. The output terminal of the comparator 114 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator 113. When the input DC voltage Ei <the output DC voltage Vo, the comparator 114 outputs a low level (the comparator 114 of the first embodiment is an open collector output), and the voltage at the non-inverting input terminal of the comparator 113 is 0V. Become. As a result, the comparator 113 outputs a low level (indicating a state that is not an overcurrent). Due to the comparator 114, the first overcurrent limiting unit 11 does not operate when the input DC voltage Ei <the output DC voltage Vo.
[0032]
FIG. 4 shows a specific circuit configuration of the second overcurrent limiting unit 12. The second overcurrent limiting unit 12 includes resistors 120 to 123, PNP transistors 124 and 125 constituting a current mirror (its current value is (Ei-Vbe) / R122), and NPN transistors 126 and 127 constituting a current mirror. (The current value is (Vo−Vbe) / R123), a constant current circuit 128, and a comparator 129. The resistance values of the resistors 120, 122, and 123 are R120, R122, and R123, respectively, the current of the constant current circuit 128 is I2, and the base-emitter voltage of the transistor is Vbe. The drop voltage V2 (overcurrent limit threshold) at the resistor 120 is V2 = R120 (−Ei / R122 + Vo / R123 + I2 + Vbe / R122−Vbe / R123). When this is compared with the equation (2), R120 / R122 = b, R120 / R123 = a + b, R120 (I2 + Vbe / R122−Vbe / R123) = V0. In the first embodiment, the value of each element is determined so that these equations are established.
[0033]
The comparator 129 compares this voltage V2 with the voltage drop R · I at the detection resistor 100. When the output of the comparator 129 becomes a high level (overcurrent detection signal), the control unit 9 turns off the second switch 5 and maintains the rest of the switching cycle in the off state.
As described above, the buck-boost converter according to the present embodiment can suppress the fluctuation due to the input voltage of the output current value at which the overcurrent protection function operates, and further has a good drooping characteristic.
[0034]
Example 2
The buck-boost converter according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 5 is a circuit diagram of a portion corresponding to the first and second overcurrent limiting units in the configuration of the buck-boost converter according to the second embodiment of the present invention. Other parts are the same as those of the buck-boost converter according to the first embodiment shown in FIG. In the buck-boost converter according to the second embodiment, there is a portion shared by the first and second overcurrent limiting units. The operation will be described below.
The overcurrent limiting unit of the buck-boost converter according to the second embodiment includes resistors 130 to 135, a constant current circuit 136, and comparators 137 to 139. The parts shared by the first and second overcurrent limiting units are the resistor 130, the resistor 131, and the constant current circuit 136. When the resistance values of the resistors 130 and 131 are R130 and R131, the resistance division ratio k = R130 / (R130 + R131), and the current of the constant current circuit 136 is Ix, the voltage drop Vx of the resistor 130 is Vx = k (Ei + R131). -Ix). Ei-Vx is connected to the non-inverting input terminals of the comparator 137 and the comparator 138.
[0035]
The parts corresponding to the first overcurrent limiting unit are the shared part, the resistor 132, the resistor 133, and the comparator 137. The voltage drop R · I at the detection resistor 100 is divided by the resistor 132 and the resistor 133. When the resistance values are R132 and R133, respectively, and the division ratio k1 = R133 / (R132 + R133), the voltage drop V3 of the resistor 133 is V3 = k1 · R · I. (Ei-V3) is connected to the inverting input terminal of the comparator 137. When the output of the comparator 137 becomes a high level (overcurrent detection signal), the control unit 9 turns off the first switch 2 and maintains the rest of the switching cycle in the off state. Accordingly, the first current limit value V1 is V1 = R · Ip1 = (k / k1) (Ei + R131 · Ix). Similarly to the first embodiment, when V1 = a · Ei + V0, k / k1 = a and (k / k1) (R131 · Ix) = V0. In the second embodiment, the value of each element is determined so that these equations are established.
[0036]
The comparator 139 inputs the output DC voltage Vo to its non-inverting input terminal, inputs the input DC voltage Ei to its inverting input terminal, and outputs the comparison result. The output terminals of the comparators 137 and 139 are connected to a common line (in the first embodiment, the comparators 137 to 139 are open collector outputs). When the input DC voltage Ei <the output DC voltage Vo, the comparator 139 outputs a low level, and the voltages at the output terminals of the comparators 137 and 139 become a low level (indicating a state where there is no overcurrent). Due to the comparator 139, the first overcurrent limiting unit 11 does not operate when the input DC voltage Ei <the output DC voltage Vo.
[0037]
Next, parts corresponding to the second overcurrent limiting unit are the common part, the resistor 134, the resistor 135, and the comparator 138. The resistors 134 and 135 receive and divide the output voltage of the detection resistor 100 and the output voltage Vo of the output unit 8 of the buck-boost converter, and output a divided voltage. When the resistance values are R134 and R135, respectively, and the division ratio k2 = R135 / (R134 + R135), the voltage drop V4 of the resistor 134 is V4 = (1−k2) · (Ei−R · I−Vo). The comparator 138 inputs the divided voltages of the resistors 130 and 131 and the constant current circuit 136 to its non-inverting input terminal, and inputs the divided voltage (Ei-R · I-V4) of the resistors 134 and 135 to its inverting input terminal. And output the comparison result. When the output of the comparator 137 becomes High (overcurrent detection signal), the control unit 9 turns off the second switch 5 and maintains the rest of the switching cycle in the off state. Therefore, the second current limit value V2 is V2 = R · Ip2 = {(k−1 + k2) / k2} · Ei + {(1−k2) / k2} · Vo + (k / k2) (R131 · Ix) Become. As in the first embodiment, when V2 = −b · Ei + (a + b) Vo + V0, (k−1 + k2) / k2 = −b, (1−k2) / k2 = a + b, (k / k2) (R131 · Ix ) = V0. Here, if k1 = k2, the above formulas are established without contradiction. In the second embodiment, the value of each element is determined so that these equations are established.
As described above, the buck-boost converter according to the present embodiment has an inexpensive and simple circuit configuration, and suppresses fluctuation due to the input voltage of the output current value at which the overcurrent protection function operates, and also has an overcurrent limit exhibiting a good drooping characteristic. Part.
[0038]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, there is an advantageous effect that it is possible to realize a buck-boost converter including an overcurrent limiter having a good drooping characteristic with little fluctuation due to the input voltage of the output current value at which the overcurrent protection function operates. Is obtained.
Further, according to the present invention, since the overcurrent protection function is improved, the current stress of the component parts is reduced, so that an advantageous effect that an inexpensive and small step-up / step-down converter can be realized is also obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a buck-boost converter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2A is a diagram showing drooping characteristics when Ei> Eo of the buck-boost converter according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 2B is drooping characteristics when Ei <Eo. Figure showing
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a first overcurrent limiting unit of the buck-boost converter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of a second overcurrent limiting unit of the buck-boost converter according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of first and second overcurrent limiting units of a buck-boost converter according to a second embodiment of the present invention.
6 is a circuit diagram showing a configuration of a buck-boost converter according to Conventional Example 1. FIG.
FIG. 7a is a circuit diagram showing a configuration of a buck-boost converter according to Conventional Example 2;
FIG. 7B is a diagram showing drooping characteristics of a circuit showing the configuration of the buck-boost converter of Conventional Example 2;
FIG. 8a is a circuit diagram showing a configuration of a buck-boost converter according to Conventional Example 3;
FIG. 8b is a diagram showing drooping characteristics of a circuit showing the configuration of the buck-boost converter of Conventional Example 3;
[Explanation of symbols]
1 Input section
2 First switch
3 First rectifier
4 Inductor
5 Second switch
6 Second rectifier
7 Output capacitor
8 Output section
9, 61, 71, 81 Control unit
10 Current detector
11 First overcurrent limiting unit
12 Second overcurrent limiting unit
13 DC power supply
14 Load
101, 601, 701, 801 Buck-Boost Converter

Claims

An input unit for inputting an input DC voltage, a first branch having both ends connected to the input unit, an output unit for outputting an output DC voltage, and a second branch having both ends connected to the output unit And a third branch having both ends connected to the output unit and sharing an inductor with the first branch,
The first branch includes a first switch connected in series, the inductor, and a second switch;
The second branch has an output capacitor;
The third branch is a step-up / step-down converter having a first rectifier connected in series, the inductor, and a second rectifier,
A controller that controls on / off of the first and second switches to control the output DC voltage;
A current detection unit for detecting a current flowing through the first switch;
When the input DC voltage is equal to or higher than the output DC voltage, when the output value of the current detection unit reaches a first current limit value that is a function of the input DC voltage or the output DC voltage, the output value is a predetermined time. A first overcurrent limiting unit that is turned off when the first switch is turned off and the input DC voltage is lower than the output DC voltage;
When the output value of the current detection unit reaches a second current limit value that is a function of the input DC voltage or the output DC voltage, a second excess of turning the second switch off for a predetermined time. A current limiter;
A buck-boost converter.

The first current limit value is set to be larger as the input DC voltage is higher, and the second current limit value is set to be smaller as the input DC voltage is higher. The buck-boost converter described.

The step-up / step-down converter according to claim 1, wherein the second current limit value is set to increase as the output DC voltage increases.

The step-up / step-down voltage according to claim 2 or 3, wherein when the input DC voltage and the output DC voltage are equal, the first current limit value and the second current limit value are set to be equal. converter.

The current detection unit is a detection resistor inserted in the first branch;
The first and second overcurrent limiting units include a first resistor pair that divides the input DC voltage, and a constant current connected in parallel with a resistor having one end of the first resistor pair grounded. And a fourth branch for outputting a divided voltage of the first resistor pair and the constant current circuit,
The first overcurrent limiting unit includes the fourth branch, a second resistor pair that divides the input DC voltage and the output voltage of the detection resistor and outputs the divided voltage, and the fourth A first comparator that inputs an output voltage of the second branch and an output voltage of the second resistor pair and outputs a comparison result thereof,
The second overcurrent limiting unit includes the fourth branch, a third resistor pair that divides the output DC voltage and the output voltage of the detection resistor and outputs the divided voltage, and the fourth And a second comparator that inputs the output voltage of the branch of the second branch and the output voltage of the third resistor pair and outputs a comparison result thereof,
The step-up / step-down converter according to claim 4, wherein division ratios of the second resistance pair and the third resistance pair are set to be equal.