JP3628764B2

JP3628764B2 - Light modulator using external modulation system

Info

Publication number: JP3628764B2
Application number: JP21578795A
Authority: JP
Inventors: 雅俊中尾; 博之井辺; 仁高平; 周山本
Original assignee: Toshiba Corp; KDDI Corp
Current assignee: Toshiba Corp; KDDI Corp
Priority date: 1995-08-24
Filing date: 1995-08-24
Publication date: 2005-03-16
Anticipated expiration: 2015-08-24
Also published as: JPH0961768A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信システムの光送信装置や光中継器等に用いられ、光出力波形を良好な状態に維持でき、光遮断機能を容易に実現できる外部変調方式による光変調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、光通信システムにあっては、情報量の増大に伴って通信容量の飛躍的な増大が望まれており、１０Ｇｂｐｓでの伝送実験も行われている。一方、回線コストの低下を図る面から、中継間隔の増大が図られており、１００ｋｍ程度の無中継伝送が実験により確かめられている。
【０００３】
このような長距離大容量の光通信システムにおいて、光送信装置や光中継器等に用いられる光変調装置には、光出力波形を良好な状態に維持でき、確実な光遮断特性を有することが強く望まれる。
【０００４】
ここで、光変調方式としては、レーザを直接変調する方法がよく用いられる。しかしながら、この直接変調方式では、チャーピングとして知られるレーザ発振波長の変化とファイバの波長分散の影響により、受信端での光波形が劣化する。このため、チャーピングの影響の少ない外部変調方式の光変調装置を用いた光伝送が検討されている。
【０００５】
外部変調方式に用いられる光変調器としては、ニオブ酸リチウムを用いたマッハツェンダー形の光強度変調器（以下、ＭＺ変調器と記す）がよく知られている。このＭＺ変調器は入力された光を分岐し、分岐された一方の光の位相を変化させて合波することによって光のオン／オフを行う光変調器である。ＭＺ変調器の入出力特性を図６（ａ）に示す。
【０００６】
図６（ａ）中のＰｍａｘはＭＺ変調器から出力される光の最大値で、入力光より変調器の損失分だけ小さい値となる。通常のＭＺ変調器では、入力電気信号が０ＶレベルのときにほぼＰｍａｘが得られるようになっている。入力信号として図６（ｂ）に示すような振幅Ｖπの電気信号を加えた場合、図６（ｃ）に示すように逆位相の光信号が出力される。図６（ａ）から明らかなように、図６（ｃ）に示すような光信号を得るためには入力電気信号にＤＣ成分（バイアス電圧Ｖｂ）が必要である。
【０００７】
例えばチタン酸リチウムを利用したＭＺ変調器では、温度、湿度、当該変調器に加わる電圧歪等により、その入出力特性が図７（ａ）に示すようにドリフトする。このように入出力特性がドリフトした場合、図７（ｂ）に示すような電気信号が入力されると、図７（ｃ）に示すように出力光波形に折り返しが見られるようになる。そこで、入出力特性のドリフトを補償するために、バイアス電圧Ｖｂをシフトする必要がある。
【０００８】
入出力特性のドリフトを補償する方法の先行技術として、特公平３−２５１８１５号公報（以下、先行技術例と記す）に入力電気信号に低周波を重畳し、ドリフトを検出する方法が記載されている。図８にこの先行技術例の構成を示す。
【０００９】
図８において、レーザダイオード等の光源１から出射される光はＭＺ変調器２に入射される。また、入力電気信号はＡＧＣアンプ３により低周波発振器４で発生される所定の周波数の低周波信号で振幅変調され、さらにＭＺ変調器２の駆動に必要なレベルまで駆動アンプ５で増幅されて、カップリングコンデンサ６を介してＭＺ変調器２に供給される。
【００１０】
また、ＭＺ変調器２の変調に供された電気信号はインダクタＬ及びキャパシタＣによるバイアスＴ回路７を介して終端抵抗８に導かれる。ＭＺ変調器２からの光出力の一部は光分岐回路９で取り出され、フォトダイオード等の光電変換器１０で検出され、その検出信号はバッファアンプ１１で増幅されて乗算器１２に入力され、低周波発振器４からの低周波信号と混合される。
【００１１】
すなわち、光電変換器１０で検出された信号にはＡＧＣアンプ３で重畳された低周波信号が乗っており、乗算器１２で参照低周波と混合することで位相検波することができる。この位相検波出力は低域通過フィルタ１３で不要な高周波成分が除去され、レベル比較器１４で基準レベル（例えばグランドレベル）と比較される。この比較結果は誤差信号としてバイアスＴ回路７に供給され、誤差を修正するようバイアス値が可変制御される。
【００１２】
上記構成において、バイアスが最適の場合、図９（ａ）〜（ｃ）に示すように、出力光には重畳した低周波信号が現れない。入出力特性が図１０（ａ）に示すように、高電圧側（特性Ａ）または低電圧側（特性Ｂ）にドリフトしたときには、図１０（ｃ１），（ｃ２）に示すように、出力光に重畳した低周波信号が、ドリフト方向の違いにより位相が反転して現れる。このため、乗算器１２からの低周波混合信号でバイアス電圧を制御することで、入出力特性のドリフトを補償することができる。
【００１３】
ところで、伝送速度が高速になると、光出力波形の立ち上がり時間ｔｒ、立ち下がり時間ｔｆがデータ１タイムスロットの長さに比べて無視できない時間となる。ｔｒ、ｔｆが長くなると光送信波形の開口部の面積が小さくなって伝送特性に重大の影響を与えることになる。このため、高速の光伝送システムではｔｒ、ｔｆをできる限り短くする必要がある。
【００１４】
しかしながら、上述の先行技術例に示される外部変調方式の光変調装置では、可変利得アンプと駆動アンプを用いている。可変利得アンプはその性質上リニアアンプで構成される。駆動アンプも低周波で振幅変調された信号を増幅するためにリニアアンプで構成される。リニアアンプでは、入力信号の振幅に応じてｔｒ、ｔｆが変化し、同じアンプをリミッティング動作させた場合に比べて長くなる。前述したように、伝送特性の観点からｔｒ、ｔｆは短いことが望ましいので、何らかの処置が望まれる。
【００１５】
また、前述のように低周波信号を重畳するためにＡＧＣアンプを使用しているが、伝送速度が高速になると、ＡＧＣアンプは構成が難しくなる。信頼性の向上、低価格化の観点から、できるだけ簡単な構成のアンプを使用することが望ましい。
【００１６】
一方、光変調装置の保守点検を行う際に作業者の目を保護する観点から、保守作業中に光出力を遮断する機能が必要となっている。このことはＣＣＩＴＴ（国際電信電話諮問委員会）でも勧告されている。光出力の遮断方法としては、入力電気信号が遮断されたときに自動的に光出力も遮断される方法が望ましい。
【００１７】
ところが、前記先行技術例の装置では、ＡＧＣアンプのゲインを変えて変調器のバイアス制御信号を重畳しており、入力電気信号が遮断された場合、バイアスには制御信号が現れない。このため、バイアスの制御は行われず、変調器の光信号出力レベルを定めることができず、自動的に光出力を遮断することはできない。
【００１８】
さらに、前記先行技術例の装置ではＡＧＣアンプをバイアス制御信号の重畳手段として使用しており、出力振幅を一定にする手段がない。従って、入力信号の振幅の変化に伴って、出力光波形が変化してしまう。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、従来の外部変調方式の光変調装置では、入力電気信号の増幅部にリニアアンプの使用が前提となっているため、光送信波形の立上がり時間、立下がり時間が比較的長く、かつ入力電気信号の振幅依存性が高い。よって、伝送速度の高速化に対応するためには入力増幅部の構成が複雑となる。しかも、入力電気信号遮断時に自動的に光遮断をすることができないため、保守作業時の安全性が問題となっている。
【００２０】
この発明は上記の課題を解決するためになされたもので、比較的簡単な構成で伝送速度の高速化に対応することができ、光送信波形の立上がり時間、立下がり時間が短く、入力電気信号の振幅依存性が少なく、入力電気信号の遮断時に自動的に光遮断をすることのできる外部変調方式の光変調装置を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明に係る外部変調方式の光変調装置は、被変調光信号を入力して２分岐し、外部からの電気信号により位相変化を与え、分岐された光を再度合波して光信号を変調出力する光変調器と、入力電気信号の振幅をリミッティングレベルまで増幅して前記光変調器に供給するリミッティングアンプと、前記光変調器に入力される電気信号にバイアス電圧を加えるバイアス電圧供給手段と、バイアス制御用の低周波信号を発生する低周波発振器と、この低周波発振器から出力される低周波信号で前記リミッティングアンプの出力電圧レベルを変調する電圧変調手段と、前記光変調器から出力される光信号を分岐する光分岐器と、前記光分岐器により分岐された光信号を電気信号に変換する光電変換器と、前記光電変換器から出力される電気信号に含まれる低周波信号の周波数成分と前記低周波発振器の出力との位相を比較する位相比較回路と、前記位相比較回路の比較結果に基づいて前記バイアス電圧供給手段で発生されるバイアス電圧をレベル制御するバイアス制御手段とを具備し、前記リミッティングアンプは、出力段に電界効果型トランジスタが用いられ、当該トランジスタのドレインに現れる電圧をアンプ出力とし、前記電圧制御手段は、前記ドレイン電圧を変調するようにしたことを特徴とする。
【００２３】
上記構成による外部変調方式の光変調装置では、入力電気信号をリミッティングアンプでリミッティングレベルまで増幅して光変調器に供給し、バイアスを制御するための低周波信号を光変調器の入力電圧を変調することで光信号に重畳しているため、ＡＧＣアンプを用いる必要がなく、比較的簡単な装置構成で光信号の立上がり、立下がり時間を短くすることができ、入力信号の振幅依存性の少ない光出力波形が得られる。また、入力電気信号が遮断された場合にも、リミッティングアンプの出力電圧に重畳された低周波信号を検出できるため、自動的に光遮断状態を得ることができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施形態を図１乃至図４を参照して詳細に説明する。
図１はこの発明に係る外部変調方式の光変調装置の構成を示すもので、２１は光変調器であり、入力される光信号を２分岐し、分岐された光に外部から入力される電気信号で位相変化を与えた後、再度合波することにより、光信号を変調出力する。
【００２５】
２２は光変調器２１に電気信号を供給する駆動アンプであり、前置増幅部２２１とソース接地のＦＥＴ（電界効果型トランジスタ、図中Ｄはドレイン、Ｇはゲート、Ｓはソースを意味する）増幅部２２２で構成され、入力電気信号の振幅を前置増幅部２２１でリミッティングレベルまで増幅してＦＥＴのゲートＧに入力し、そのドレインＤから出力する。この駆動アンプ２２から出力される電気信号は、インダクタＬ及びキャパシタＣによる第１のバイアスＴ回路２３で適当なドレイン電圧が加算された後、光変調器２１に供給される。尚、ＦＥＴのドレインＤにつながるＬは省略することもできる。
【００２６】
２４はバイアス制御用の低周波信号を発生する低周波発振器であり、その出力はドレイン電圧変調回路２５に供給される。このドレイン電圧変調回路２５は、図２に示すように、差動アンプ２５１の（＋）入力端を接地し、出力端及び（−）入力端間に帰還抵抗２５２を接続し、さらに（−）入力端を抵抗２５３を介して可変電圧源２５４に接続すると共に抵抗２５５を介して低周波発振器２４の出力端に接続して構成される。
【００２７】
すなわち、上記構成によるドレイン電圧変調回路２５は、低周波発振器２４からの低周波信号に応じてＦＥＴ増幅部２２２のドレイン電圧をバイアスＴ回路２３、直流負荷抵抗３５を通じて制御することで、光変調器２１に供給される電気信号に低周波信号を重畳する。重畳レベルは可変電圧源２５４の出力調整によって可変できる。光変調器２１に入力された電気信号は光信号変調後、インダクタＬ及びキャパシタＣによる第２のバイアスＴ回路２６を介して終端抵抗２７に導びかれる。
【００２８】
上記光変調器２１から出力される光信号は光分岐回路２８で２系統に分岐され、一方は光変調出力となり、他方は光電変換器２９に導かれて電気信号に変換される。ここで得られた電気信号はバッファアンプ３０で増幅された後、乗算器３１に供給される。
【００２９】
この乗算器３１は上記低周波発振器２４で発生された低周波信号を移相器３２を介して入力し、バッファアンプ３０からの光電変換信号と混合する。尚、移相器３２はバイアス制御ループの時間遅れを補償するためのものである。
【００３０】
乗算器３１で低周波信号が混合された信号は低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３３で不要な高周波成分が除去された後、レベル比較器３４で基準レベル（例えばグランドレベル）と比較される。この比較結果は誤差信号として第２のバイアスＴ回路２６に供給され、誤差を修正するようバイアス値が可変制御される。
【００３１】
すなわち、上記構成による光変調装置では、入力電気信号は前置増幅部２２１及びＦＥＴ増幅部２２２を用いた駆動アンプ２２によってリミッティングレベルまで増幅され、第１のバイアスＴ回路２３を介して光変調器２１に供給される。この場合、駆動アンプ２２では低周波信号を重畳する必要がないため、構成の比較的簡単なリミッティングアンプを使用することができる。また、リミッティング動作のため、立ち上がり時間ｔｒ、立ち下がり時間ｔｆは、同じアンプをリニア動作で使用したより短くなる。
【００３２】
ここで、駆動アンプ２２において、ソース接地ＦＥＴ増幅部２２２の立ち上がり時間をｔｒ、前置増幅部２２１の立ち上がり時間を、リニア動作させたときにはＦＥＴ増幅部２２２と同じｔｒ、リミッティング動作をさせたときには（ｔｒ−δｔｒ）と仮定する。このとき、前置増幅部２２１とＦＥＴ増幅部２２２を合わせたときの立ち上がり時間は、
【００３３】
【数１】

となる。上式より、同じアンプをリニア動作させて用いるよりもδｔｒ／２ｔｒだけ立ち上がり時間が短くなることがわかる。
【００３４】
また、前置増幅部２２１をリミッティングアンプとして使用しているために、入力される電気信号の振幅が多少変動しても、ＦＥＴ増幅部２２２に入力される信号の振幅は常に一定となる。このため、出力信号振幅の入力信号振幅に対する依存性を小さくすることができる。
【００３５】
低周波の重畳は低周波発振器２４の出力をＤＣ電圧に重畳し、直流負荷抵抗３５を通してＦＥＴ増幅部２２２のドレインＤに印加することによって行うことができる。このＦＥＴ増幅部２２２の出力信号は光変調器２１に入力され、ここで変調された光信号はその一部が光分岐回路２８で取り出され、光電変換器２９で電気信号に変換される。変換された電気信号はバッファアンプ３０で増幅されて、低周波発振器２４の出力と乗算器３１に入力される。
【００３６】
光変調器２１のバイアス電圧が最適状態にあるときの光出力波形は、図９に示したように、光変調器２１の入出力特性から、低周波発振器２４から出力された低周波の成分が含まれない。また、光変調器２１の入出力特性が左右にずれた場合の光出力波形は図１０に示した通りであり、ずれる方向に応じて光出力波形の位相が反転する。
【００３７】
そこで、乗算器３１において、低周波発振器２４からの低周波信号と混合し、その出力を低域通過フィルタ３３で濾波する。これにより、バイアス電圧が最適であれば、フィルタ３３の通過後の電圧として“０”となり、入出力特性のずれる方向により極性が反転するバイアス制御電圧を得ることができる。
【００３８】
このフィルタ３３で炉波された電圧により、光変調器２１の静特性の変動を検出し、第２のバイアスＴ回路２６を通じてバイアス電圧を制御することで、最適状態を保つことが可能となる。
【００３９】
したがって、上記構成による光変調装置によれば、入力電気信号をリミッティングレベルまで増幅して光変調器２１に供給すると共に、バイアスを制御するための低周波信号を、光変調器２１の入力電圧を変調することで光信号に重畳しているので、ＡＧＣアンプを用いる必要がない。しかも、比較的簡単な装置構成で光信号の立上がり、立下がり時間を短くすることができ、入力信号の振幅依存性の少ない光出力波形が得られるようになる。また、入力電気信号が遮断された場合にも、リミッティング出力電圧に重畳された低周波信号を検出できるため、自動的に光遮断状態を得ることができる。
【００４０】
ところで、上記実施形態ではバイアスＴ回路を２つ使用しているが、図３に示すように、ＦＥＴ増幅部２２２のドレインＤをキャパシタＣ１を介して光変調器２１の電気信号入力端に接続し、キャパシタＣ１の入力側をインダクタＬ１を介して直流負荷抵抗３５に接続し、レベル比較器３４の出力端をインダクタＬ２を介してキャパシタＣ１の出力側に接続し、光変調器２１の電気信号出力端をキャパシタＣ２を介して終端抵抗２７に接続するようにしてもよい。この場合も、前述のようにドレインＤにつながるＬ１を省略することもできる。
【００４１】
すなわち、上記構成によっても、入力電気信号が遮断されたとき、バイアス制御用の低周波信号がＦＥＴのドレイン電極Ｄに印加されているので、図３中に示すキャパシタＣ１を通じて光変調器２１のバイアスに重畳される。従って、入力電気信号を遮断した瞬間の光出力波形は、図４（ａ）〜（ｃ）に示すようにバイアス制御用の低周波信号がそのまま出力される。
【００４２】
ここで、光変調器２１を入力電圧−光出力特性の傾きが負の領域で使用してれば、入力電気信号が遮断されたときに自動的に光出力を遮断することができる。また、電気信号が入力されているとき、バイアス電圧が最適電圧からずれていれば、図１０（ｃ１），（ｃ２）に示すように光出力に低周波信号成分が出力される。図１０（ａ）の特性Ｂのように最適点より低電圧側にずれていた場合には、バイアス電圧を大きくする方向に制御電圧が加わり、最適バイアスになるようにバイアス電圧を制御する。
【００４３】
すなわち、入力電気信号が遮断された直後の場合は、図４（ｃ）中実線で示すような光信号が出力される。このときの乗算器３１に入力される電気信号の位相は図１０（ｃ１）と同じであり、バイアス電圧を大きくする方向に制御が働く。この場合には、図４（ｃ）中点線で示すようにＶπで示した電圧で光出力に低周波信号成分が現れなくなるため、この電圧によりバイアスを制御することで光出力を遮断することができる。
【００４４】
また、駆動アンプ２２が複数のＦＥＴで構成される場合、最終段がオープンドレインのＦＥＴであれば、最終段のドレイン電圧を変調することによりバイアス制御用の低周波信号を重畳することができる。
【００４５】
他の実施形態として、図５に示すように、駆動アンプとしてＦＥＴ増幅部２２３を設けると共に、そのＦＥＴのソースＳ、ゲートＧのバイアスを制御するバイアス制御回路３６を設け、ドレイン電圧変調回路２５の出力で各Ｓ，Ｇ電位をドレインＤの電位と共に可変するようにすれば、ＦＥＴの出力振幅を一定にしたまま出力ＤＣレベルのみ変化させることができる。さらに、位相比較回路３１の出力でＦＥＴのソースＳ、ゲートＧ、ドレインＤの電圧を制御することにより、ＦＥＴと光変調器２１を結合するキャパリシタＣを省略して光変調器２１のバイアス制御を行うことができる。
この発明は上記実施形態に限定されるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形しても同様に実施可能であることはいうまでもない。
【００４６】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、比較的簡単な構成で伝送速度の高速化に対応することができ、光送信波形の立上がり時間、立下がり時間が短く、入力電気信号の振幅依存性が少なく、入力電気信号の遮断時に自動的に光遮断をすることのできる外部変調方式の光変調装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に係る外部変調方式の光変調装置の第１の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図２】同実施形態のドレイン電圧変調回路の具体的な構成を示す回路図である。
【図３】この発明に係る外部変調方式の光変調装置の第２の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図４】この発明による自動出力遮断の制御動作を説明するための波形図である。
【図５】この発明に係る外部変調方式の光変調装置の第３の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図６】光変調器の制御動作を説明するための波形図である。
【図７】光変調器のドリフト発生時の動作を説明するための波形図である。
【図８】先行技術例に記載される外部変調方式の光変調装置の構成を示すブロック回路図である。
【図９】図８の構成において、バイアス電圧が適正レベルの時の動作を説明するための波形図である。
【図１０】図８の構成において、光変調器の入出力特性にドリフトが生じた場合の動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
１…光源、２…ＭＺ変調器、３…ＡＧＣアンプ、４…低周波発振器、５…駆動アンプ、６…キャパシタ（カップリングコンデンサ）、７…バイアスＴ回路、８…終端抵抗、９…光分岐回路、１０…光電変換器、１１…バッファアンプ、１２…乗算器、１３…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１４…レベル比較器、２１…光変調器、２２…駆動アンプ、２２１…入力増幅部、２２２，２２３…ＦＥＴ増幅部、２３…バイアスＴ回路、２４…低周波発振器、２５…ドレイン電圧変調回路、２５１…差動アンプ、２５２，２５３，２５５…抵抗、２５４…可変電圧源、２６…バイアスＴ回路、２７…終端抵抗、２８…光分岐回路、２９…光電変換器、３０…バッファアンプ、３１…乗算器、３２…移相器、３３…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、３４…レベル比較器、３５…直流負荷抵抗、３６…バイアス制御回路。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an optical modulation device using an external modulation method that can be used in an optical transmission device, an optical repeater, or the like of an optical communication system, can maintain an optical output waveform in a good state, and can easily realize an optical blocking function.
[0002]
[Prior art]
In recent years, in optical communication systems, a dramatic increase in communication capacity is desired as the amount of information increases, and transmission experiments at 10 Gbps are also being conducted. On the other hand, in order to reduce the line cost, the relay interval has been increased, and non-relay transmission of about 100 km has been confirmed by experiments.
[0003]
In such a long-distance and large-capacity optical communication system, an optical modulation device used for an optical transmission device, an optical repeater, or the like can maintain an optical output waveform in a good state and has a reliable light blocking characteristic. Strongly desired.
[0004]
Here, as a light modulation method, a method of directly modulating a laser is often used. However, in this direct modulation method, the optical waveform at the receiving end deteriorates due to the influence of the change in laser oscillation wavelength known as chirping and the chromatic dispersion of the fiber. For this reason, optical transmission using an optical modulation device of an external modulation system with little influence of chirping has been studied.
[0005]
As an optical modulator used in the external modulation system, a Mach-Zehnder type light intensity modulator (hereinafter referred to as an MZ modulator) using lithium niobate is well known. This MZ modulator is an optical modulator that branches input light and turns the light on and off by changing the phase of one of the branched lights and combining them. The input / output characteristics of the MZ modulator are shown in FIG.
[0006]
Pmax in FIG. 6A is the maximum value of the light output from the MZ modulator, and is smaller than the input light by the loss of the modulator. In a normal MZ modulator, Pmax can be obtained approximately when the input electric signal is at 0V level. When an electric signal having an amplitude Vπ as shown in FIG. 6B is added as an input signal, an optical signal having an opposite phase is output as shown in FIG. 6C. As is clear from FIG. 6A, a DC component (bias voltage Vb) is required for the input electric signal in order to obtain an optical signal as shown in FIG.
[0007]
For example, in an MZ modulator using lithium titanate, its input / output characteristics drift as shown in FIG. 7A due to temperature, humidity, voltage distortion applied to the modulator, and the like. When the input / output characteristic drifts as described above, when an electrical signal as shown in FIG. 7B is input, the output light waveform is turned back as shown in FIG. 7C. Therefore, it is necessary to shift the bias voltage Vb in order to compensate for the drift of the input / output characteristics.
[0008]
As a prior art of a method for compensating for drift of input / output characteristics, Japanese Patent Publication No. 3-251815 (hereinafter referred to as a prior art example) describes a method of detecting a drift by superimposing a low frequency on an input electric signal. Yes. FIG. 8 shows the configuration of this prior art example.
[0009]
In FIG. 8, light emitted from a light source 1 such as a laser diode enters an MZ modulator 2. The input electric signal is amplitude-modulated by a low-frequency signal having a predetermined frequency generated by the low-frequency oscillator 4 by the AGC amplifier 3, and further amplified by the drive amplifier 5 to a level necessary for driving the MZ modulator 2. It is supplied to the MZ modulator 2 through the coupling capacitor 6.
[0010]
In addition, the electric signal supplied to the modulation of the MZ modulator 2 is guided to the termination resistor 8 via the bias T circuit 7 formed by the inductor L and the capacitor C. A part of the optical output from the MZ modulator 2 is taken out by the optical branch circuit 9 and detected by the photoelectric converter 10 such as a photodiode, and the detection signal is amplified by the buffer amplifier 11 and input to the multiplier 12. It is mixed with the low frequency signal from the low frequency oscillator 4.
[0011]
That is, a low frequency signal superimposed by the AGC amplifier 3 is carried on the signal detected by the photoelectric converter 10, and phase detection can be performed by mixing with the reference low frequency by the multiplier 12. From this phase detection output, unnecessary high frequency components are removed by the low-pass filter 13 and compared with a reference level (for example, ground level) by the level comparator 14. The comparison result is supplied as an error signal to the bias T circuit 7, and the bias value is variably controlled so as to correct the error.
[0012]
In the above configuration, when the bias is optimum, the superimposed low frequency signal does not appear in the output light, as shown in FIGS. When the input / output characteristics drift to the high voltage side (characteristic A) or the low voltage side (characteristic B) as shown in FIG. 10 (a), the output light is output as shown in FIGS. 10 (c1) and (c2). The low frequency signal superimposed on the signal appears with the phase reversed due to the difference in drift direction. For this reason, by controlling the bias voltage with the low-frequency mixed signal from the multiplier 12, the drift of the input / output characteristics can be compensated.
[0013]
By the way, when the transmission speed is increased, the rise time tr and the fall time tf of the optical output waveform become non-negligible times compared to the length of the data 1 time slot. As tr and tf become longer, the area of the opening of the optical transmission waveform becomes smaller, which seriously affects transmission characteristics. For this reason, it is necessary to shorten tr and tf as much as possible in a high-speed optical transmission system.
[0014]
However, the external modulation type optical modulation device shown in the above prior art example uses a variable gain amplifier and a drive amplifier. The variable gain amplifier is composed of a linear amplifier because of its nature. The drive amplifier is also composed of a linear amplifier in order to amplify a signal whose amplitude is modulated at a low frequency. In the linear amplifier, tr and tf change according to the amplitude of the input signal, which is longer than when the same amplifier is subjected to the limiting operation. As described above, since tr and tf are preferably short from the viewpoint of transmission characteristics, some measures are desired.
[0015]
Further, as described above, the AGC amplifier is used to superimpose the low-frequency signal. However, when the transmission speed is increased, the configuration of the AGC amplifier becomes difficult. From the viewpoint of improving reliability and reducing the price, it is desirable to use an amplifier having the simplest possible configuration.
[0016]
On the other hand, from the viewpoint of protecting the eyes of the operator when performing maintenance and inspection of the light modulation device, a function for blocking the light output during maintenance work is required. This is also recommended by CCITT (International Telegraph and Telephone Consultative Committee). As a method for shutting off the optical output, it is desirable that the optical output be automatically shut off when the input electric signal is shut off.
[0017]
However, in the device of the above prior art example, the gain control signal is changed to superimpose the modulator bias control signal, and when the input electric signal is cut off, the control signal does not appear in the bias. For this reason, bias control is not performed, the optical signal output level of the modulator cannot be determined, and the optical output cannot be automatically cut off.
[0018]
Further, the apparatus of the prior art example uses an AGC amplifier as a bias control signal superimposing means, and there is no means for making the output amplitude constant. Therefore, the output light waveform changes with a change in the amplitude of the input signal.
[0019]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the conventional external modulation type optical modulation device, it is assumed that a linear amplifier is used for the amplification part of the input electric signal, so the rise time and fall time of the optical transmission waveform are relatively long. In addition, the amplitude dependence of the input electric signal is high. Therefore, the configuration of the input amplification unit becomes complicated in order to cope with an increase in transmission speed. In addition, since the light cannot be automatically cut off when the input electric signal is cut off, safety during maintenance work is a problem.
[0020]
The present invention has been made to solve the above-described problems, and can cope with an increase in transmission speed with a relatively simple configuration. The rise time and fall time of the optical transmission waveform are short, and the input electric signal It is an object of the present invention to provide an external modulation type light modulation device that has a small amplitude dependency and can automatically block light when an input electric signal is blocked.
[0021]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an external modulation type optical modulation device according to the present invention receives a modulated optical signal and splits it into two, gives a phase change by an external electric signal, and outputs the branched light. An optical modulator that re-combines and modulates and outputs an optical signal, a limiting amplifier that amplifies the amplitude of the input electrical signal to a limiting level and supplies it to the optical modulator, and an electrical input to the optical modulator Bias voltage supply means for applying a bias voltage to the signal, a low frequency oscillator for generating a low frequency signal for bias control, and the output voltage level of the limiting amplifier is modulated by the low frequency signal output from the low frequency oscillator A voltage modulation unit; an optical splitter that branches an optical signal output from the optical modulator; a photoelectric converter that converts the optical signal branched by the optical splitter into an electrical signal; and the photoelectric converter A phase comparison circuit for comparing the phase of the frequency component of the low frequency signal contained in the electrical signal output from the detector and the output of the low frequency oscillator, and the bias voltage supply means based on the comparison result of the phase comparison circuit Bias control means for level-controlling the generated bias voltage, and the limiting amplifier uses a field effect transistor in the output stage, and the voltage appearing at the drain of the transistor is the amplifier output, and the voltage control means Is characterized in that the drain voltage is modulated.
[0023]
In the external modulation type optical modulation device having the above configuration, the input electric signal is amplified to the limiting level by the limiting amplifier and supplied to the optical modulator, and the low frequency signal for controlling the bias is input to the optical modulator. Since the signal is superimposed on the optical signal, it is not necessary to use an AGC amplifier, the rise and fall times of the optical signal can be shortened with a relatively simple device configuration, and the amplitude dependence of the input signal A light output waveform with less can be obtained. In addition, even when the input electrical signal is interrupted, the low frequency signal superimposed on the output voltage of the limiting amplifier can be detected, so that the light blocking state can be automatically obtained.
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to FIGS.
FIG. 1 shows the configuration of an external modulation type optical modulation apparatus according to the present invention. Reference numeral 21 denotes an optical modulator, which splits an input optical signal into two, and supplies the branched light to an external input. After changing the phase with the signal, the optical signal is modulated and output by re-multiplexing.
[0025]
Reference numeral 22 denotes a drive amplifier that supplies an electric signal to the optical modulator 21. The preamplifier 221 and a common source FET (field effect transistor, D in the figure, D means drain, G means gate, and S means source) The amplifier 222 is configured to amplify the amplitude of the input electric signal to the limiting level by the preamplifier 221, input to the gate G of the FET, and output from the drain D thereof. The electrical signal output from the drive amplifier 22 is supplied to the optical modulator 21 after an appropriate drain voltage is added by the first bias T circuit 23 including the inductor L and the capacitor C. Note that L connected to the drain D of the FET can be omitted.
[0026]
A low frequency oscillator 24 generates a low frequency signal for bias control, and its output is supplied to the drain voltage modulation circuit 25. As shown in FIG. 2, the drain voltage modulation circuit 25 grounds the (+) input terminal of the differential amplifier 251, connects a feedback resistor 252 between the output terminal and the (−) input terminal, and (−) The input end is connected to the variable voltage source 254 via the resistor 253 and is connected to the output end of the low frequency oscillator 24 via the resistor 255.
[0027]
That is, the drain voltage modulation circuit 25 configured as described above controls the drain voltage of the FET amplifier 222 through the bias T circuit 23 and the DC load resistor 35 in accordance with the low frequency signal from the low frequency oscillator 24, thereby providing an optical modulator. A low-frequency signal is superimposed on the electrical signal supplied to 21. The superimposition level can be varied by adjusting the output of the variable voltage source 254. The electrical signal input to the optical modulator 21 is guided to the terminating resistor 27 through the second bias T circuit 26 composed of the inductor L and the capacitor C after optical signal modulation.
[0028]
The optical signal output from the optical modulator 21 is branched into two systems by an optical branch circuit 28, one of which is an optical modulation output, and the other is guided to a photoelectric converter 29 and converted into an electrical signal. The electrical signal obtained here is amplified by the buffer amplifier 30 and then supplied to the multiplier 31.
[0029]
The multiplier 31 inputs the low frequency signal generated by the low frequency oscillator 24 through the phase shifter 32 and mixes it with the photoelectric conversion signal from the buffer amplifier 30. The phase shifter 32 is for compensating for the time delay of the bias control loop.
[0030]
The signal mixed with the low frequency signal by the multiplier 31 is compared with a reference level (for example, ground level) by a level comparator 34 after unnecessary high frequency components are removed by a low pass filter (LPF) 33. The comparison result is supplied as an error signal to the second bias T circuit 26, and the bias value is variably controlled so as to correct the error.
[0031]
That is, in the optical modulation device having the above-described configuration, the input electrical signal is amplified to the limiting level by the drive amplifier 22 using the preamplifier 221 and the FET amplifier 222, and is optically modulated via the first bias T circuit 23. Is supplied to the vessel 21. In this case, since the drive amplifier 22 does not need to superimpose a low-frequency signal, a limiting amplifier having a relatively simple configuration can be used. Further, because of the limiting operation, the rise time tr and the fall time tf are shorter than when the same amplifier is used in the linear operation.
[0032]
Here, in the drive amplifier 22, when the rising time of the common source FET amplifying unit 222 is tr and the rising time of the preamplifier 221 is linearly operated, the same tr and the limiting operation as the FET amplifying unit 222 are performed. Assume that (tr−δtr). At this time, the rise time when the preamplifier 221 and the FET amplifier 222 are combined is:
[0033]
[Expression 1]

It becomes. From the above equation, it can be seen that the rise time is shorter by δtr / 2tr than when the same amplifier is operated linearly.
[0034]
In addition, since the preamplifier 221 is used as a limiting amplifier, the amplitude of the signal input to the FET amplifier 222 is always constant even if the amplitude of the input electrical signal varies somewhat. For this reason, the dependence of the output signal amplitude on the input signal amplitude can be reduced.
[0035]
The superposition of the low frequency can be performed by superimposing the output of the low frequency oscillator 24 on the DC voltage and applying it to the drain D of the FET amplifier 222 through the DC load resistor 35. The output signal of the FET amplifier 222 is input to the optical modulator 21, and a part of the optical signal modulated here is taken out by the optical branch circuit 28 and converted into an electrical signal by the photoelectric converter 29. The converted electrical signal is amplified by the buffer amplifier 30 and input to the output of the low frequency oscillator 24 and the multiplier 31.
[0036]
As shown in FIG. 9 , the optical output waveform when the bias voltage of the optical modulator 21 is in the optimum state is the low frequency component output from the low frequency oscillator 24 from the input / output characteristics of the optical modulator 21. Not included. The optical output waveform when the input / output characteristics of the optical modulator 21 are shifted to the right and left are as shown in FIG. 10 , and the phase of the optical output waveform is inverted according to the direction of deviation.
[0037]
Therefore, the multiplier 31 mixes the low-frequency signal from the low-frequency oscillator 24 and filters the output by the low-pass filter 33. Thus, if the bias voltage is optimum, the voltage after passing through the filter 33 is “0”, and a bias control voltage whose polarity is inverted depending on the direction in which the input / output characteristics are shifted can be obtained.
[0038]
By detecting the fluctuation of the static characteristics of the optical modulator 21 using the voltage generated by the furnace 33 by the filter 33 and controlling the bias voltage through the second bias T circuit 26, the optimum state can be maintained.
[0039]
Therefore, according to the optical modulation device having the above configuration, the input electrical signal is amplified to the limiting level and supplied to the optical modulator 21, and the low frequency signal for controlling the bias is supplied to the input voltage of the optical modulator 21. Since it is superimposed on the optical signal by modulating the AGC, it is not necessary to use an AGC amplifier. In addition, the rise and fall times of the optical signal can be shortened with a relatively simple device configuration, and an optical output waveform with little amplitude dependency of the input signal can be obtained. Further, even when the input electrical signal is interrupted, the low frequency signal superimposed on the limiting output voltage can be detected, so that the light blocking state can be automatically obtained.
[0040]
In the above embodiment, two bias T circuits are used. As shown in FIG. 3, the drain D of the FET amplifying unit 222 is connected to the electric signal input terminal of the optical modulator 21 through the capacitor C1. The input side of the capacitor C1 is connected to the DC load resistor 35 via the inductor L1, the output terminal of the level comparator 34 is connected to the output side of the capacitor C1 via the inductor L2, and the electric signal output of the optical modulator 21 The end may be connected to the termination resistor 27 via the capacitor C2. Also in this case, L1 connected to the drain D can be omitted as described above.
[0041]
That is, even with the above configuration, when the input electric signal is cut off, a low frequency signal for bias control is applied to the drain electrode D of the FET, so that the bias of the optical modulator 21 is passed through the capacitor C1 shown in FIG. Is superimposed on. Therefore, as the optical output waveform at the moment when the input electric signal is cut off, the low frequency signal for bias control is output as it is, as shown in FIGS.
[0042]
Here, if the light modulator 21 is used in a region where the slope of the input voltage-light output characteristic is negative, the light output can be automatically cut off when the input electric signal is cut off. Further, when an electrical signal is input, if the bias voltage is deviated from the optimum voltage, a low-frequency signal component is output to the optical output as shown in FIGS. 10 (c1) and (c2). When the voltage is shifted to the lower voltage side than the optimum point as shown by the characteristic B in FIG. 10A, the control voltage is applied in the direction of increasing the bias voltage, and the bias voltage is controlled so that the optimum bias is obtained.
[0043]
That is, immediately after the input electric signal is cut off, an optical signal as indicated by a solid line in FIG. 4C is output. At this time, the phase of the electric signal input to the multiplier 31 is the same as in FIG. 10C1, and the control works in the direction of increasing the bias voltage. In this case, as shown by the dotted line in FIG. 4C, the low frequency signal component does not appear in the optical output at the voltage indicated by Vπ. Therefore, the optical output can be cut off by controlling the bias with this voltage. it can.
[0044]
Further, when the drive amplifier 22 is composed of a plurality of FETs, if the final stage is an open drain FET, a low frequency signal for bias control can be superimposed by modulating the drain voltage of the final stage.
[0045]
As another embodiment, as shown in FIG. 5, a FET amplifier 223 is provided as a drive amplifier, and a bias control circuit 36 for controlling the bias of the source S and gate G of the FET is provided. If the S and G potentials are made variable together with the drain D potential at the output, only the output DC level can be changed while the output amplitude of the FET is kept constant. Further, by controlling the voltages of the source S, gate G, and drain D of the FET by the output of the phase comparison circuit 31, the capacitor C for coupling the FET and the optical modulator 21 is omitted, and the bias control of the optical modulator 21 is performed. It can be carried out.
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and it goes without saying that various modifications can be made without departing from the gist of the present invention.
[0046]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the transmission speed can be increased with a relatively simple configuration, the rise time and fall time of the optical transmission waveform are short, and the amplitude dependence of the input electric signal is reduced. Thus, it is possible to provide an external modulation type light modulation device that can automatically cut off light when the input electric signal is cut off.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block circuit diagram showing a configuration of a first embodiment of an external modulation type optical modulation device according to the present invention;
FIG. 2 is a circuit diagram showing a specific configuration of the drain voltage modulation circuit of the same embodiment;
FIG. 3 is a block circuit diagram showing a configuration of a second embodiment of an external modulation type optical modulation device according to the present invention;
FIG. 4 is a waveform diagram for explaining an automatic output cutoff control operation according to the present invention;
FIG. 5 is a block circuit diagram showing a configuration of a third embodiment of an external modulation type optical modulation device according to the present invention;
FIG. 6 is a waveform diagram for explaining a control operation of the optical modulator.
FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the operation of the optical modulator when a drift occurs.
FIG. 8 is a block circuit diagram showing a configuration of an external modulation type optical modulation device described in a prior art example;
9 is a waveform diagram for explaining the operation when the bias voltage is at an appropriate level in the configuration of FIG. 8; FIG.
10 is a waveform diagram for explaining the operation when drift occurs in the input / output characteristics of the optical modulator in the configuration of FIG. 8;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Light source, 2 ... MZ modulator, 3 ... AGC amplifier, 4 ... Low frequency oscillator, 5 ... Drive amplifier, 6 ... Capacitor (coupling capacitor), 7 ... Bias T circuit, 8 ... Termination resistor, 9 ... Optical branching Circuit 10, photoelectric converter 11, buffer amplifier, 12 multiplier, 13 low pass filter (LPF), 14 level comparator, 21 optical modulator, 22 drive amplifier, 221 input amplifier , 222, 223... FET amplification unit, 23... Bias T circuit, 24... Low frequency oscillator, 25... Drain voltage modulation circuit, 251 .. differential amplifier, 252 253, 255. Bias T circuit 27 ... Terminating resistor 28 ... Optical branch circuit 29 ... Photoelectric converter 30 ... Buffer amplifier 31 ... Multiplier 32 ... Phase shifter 33 ... Low pass filter (LPF) 34 ... Bell comparator, 35 ... DC load resistance, 36 ... bias control circuit.

Claims

An optical modulator that inputs a modulated optical signal, splits it into two, gives a phase change by an external electrical signal, re-multiplexes the split light, and modulates and outputs the optical signal;
A limiting amplifier that amplifies the amplitude of the input electrical signal to a limiting level and supplies the amplified signal to the optical modulator;
Bias voltage supply means for applying a bias voltage to the electrical signal input to the optical modulator;
A low-frequency oscillator that generates a low-frequency signal for bias control; and
Voltage modulating means for modulating the output voltage level of the limiting amplifier with a low frequency signal output from the low frequency oscillator;
An optical branching device for branching an optical signal output from the optical modulator;
A photoelectric converter that converts an optical signal branched by the optical branching device into an electrical signal;
A phase comparison circuit that compares the phase of the frequency component of the low frequency signal included in the electrical signal output from the photoelectric converter and the output of the low frequency oscillator;
Bias control means for level-controlling the bias voltage generated by the bias voltage supply means based on the comparison result of the phase comparison circuit ,
The limiting amplifier uses a field effect transistor in an output stage, and a voltage appearing at a drain of the transistor is used as an amplifier output, and the voltage control unit modulates the drain voltage. Modulation type light modulation device.