JP3646711B2

JP3646711B2 - Switching power supply circuit

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Publication number: JP3646711B2
Application number: JP2002281022A
Authority: JP
Inventors: 昌之安村
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-02-15
Filing date: 2002-09-26
Publication date: 2005-05-11
Anticipated expiration: 2022-09-26
Also published as: JP2004007940A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図１８は先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の一構成例を示す回路図である。この電源回路には自励式の電流共振形コンバータが採用されている。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力する整流平滑回路として、［整流ダイオードＤi1，Ｄi2，平滑コンデンサＣi1，Ｃi2］から成る倍電圧整流回路が設けられる。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣi1−Ｃi2の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅiを生成する。
この電源回路のスイッチングコンバータは、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣi1の正極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2にはバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用される。
【０００５】
このスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1，ＲS2が挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベース−エミッタ間にはクランプダイオードＤD1，ＤD2がそれぞれ挿入されている。この場合、クランプダイオードＤD1のカソードはスイッチング素子Ｑ1のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ1のエミッタと接続される。また、同様にクランプダイオードＤD2のカソードはスイッチング素子Ｑ2のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ2のエミッタと接続される。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ1のベースとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1、共振用コンデンサＣB1、駆動巻線ＮB1の直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣB1は自身のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1と共に直列共振回路を形成する。
同様に、スイッチング素子Ｑ2のベースと一次側アース間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2、共振用コンデンサＣB2、駆動巻線ＮB2の直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2と共に自励発振用の直列共振回路を形成する。
【０００７】
直交形制御トランスＰＲＴ（Power Regulating Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行うために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流を検出する共振電流検出巻線ＮDが巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮCが直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとして構成される。
駆動巻線ＮB1の一端は、共振用コンデンサＣB1−抵抗ＲB1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに接続され、他端はスイッチング素子Ｑ2のコレクタに接続される。駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は共振用コンデンサＣB2−抵抗ＲB2の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ2のベースと接続されている。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
また、共振電流検出巻線ＮDの一端はスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他端は後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1の一端に対して接続される。なお、共振電流検出巻線ＮDの巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）程度とされている。
【０００８】
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD、及び駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１（Power Isolation Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の構造としては、図２０に示すように、例えばフェライト材によるＥ字形コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥ−Ｅ字形コアが備えられ、このＥ−Ｅ字形コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2（Ｎ3）とが分割された状態で巻装されている。この場合、分割ボビンＢには、約６０ｍｍφのリッツ線を、がら捲きにより巻回して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2（Ｎ3）とをそれぞれ構成するようにしている。
またこの場合、Ｅ−Ｅ字形コアの中央磁脚に対しては０．５ｍｍ〜１．０ｍｍのギャップＧが形成されており、これによって、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2（Ｎ3）の結合係数ｋが、例えばｋ≒０．８５という疎結合の状態が得られるようにしている。
【００１０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1の一端は、共振電流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1の他端は、例えばフィルムコンデンサからなる一次側直列共振コンデンサＣr1を介して一次側アースに接地されている。
この場合、上記一次側直列共振コンデンサＣr1、及び一次巻線Ｎ1は直列に接続され、この一次側直列共振コンデンサＣr1のキャパシタンス及び一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンスＬ1）成分とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための直列共振回路を形成するようにしている。
【００１１】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側部分電圧共振用の一次側並列共振コンデンサＣr2が並列に接続されており、この一次側並列共振コンデンサＣr2によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ：Zero Voltage Switching）動作、及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ：Zero Current Switching）動作させるようにしている。
【００１２】
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電流共振形とするための直列共振回路と、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の動作を共振動作とするための一次側部分電圧共振回路とが備えられている。なお、本明細書では、このような一次側電流共振回路に対して部分電圧共振回路などの他の共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータのことを「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいう。
【００１３】
また、この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の二次側には、二次巻線Ｎ2，Ｎ3がそれぞれ独立して巻装されている。そして、二次巻線Ｎ2に対してはブリッジ整流ダイオードＤBR及び平滑コンデンサＣO1を接続することで、直流出力電圧ＥO1を生成するようにしている。また、二次巻線Ｎ3に対してはセンタータップを設けた上で、二次巻線Ｎ3に、それぞれ整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO2を図のように接続することで［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO2］から成る全波整流回路を形成して直流出力電圧ＥO2を生成するようにしている。
この場合、直流出力電圧ＥO1は制御回路１に対しても分岐して入力される。
【００１４】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥO1のレベルに応じてそのレベルが可変される直流電流を、制御電流として直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに供給することにより後述するようにして定電圧制御を行う。
【００１５】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベースに起動電流が供給され、例えばスイッチング素子Ｑ1が先にオンになったとすれば、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1の出力として、共振電流検出巻線ＮD→一次巻線Ｎ1→一次側直列共振コンデンサＣr1に共振電流が流れ、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣiの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2，Ｎ3に交番出力を得る。
【００１６】
また、直交形制御トランスＰＲＴによる定電圧制御は次のようにして行われる。
例えば、交流入力電圧や負荷電力の変動によって二次側直流出力電圧ＥO1が変動したとすると、制御回路１では二次側直流出力電圧ＥO1の変動に応じて制御巻線ＮCに流れる制御電流のレベルを可変制御する。
この制御電流により直交形制御トランスＰＲＴに発生する磁束の影響で、直交形制御トランスＰＲＴにおいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスを変化させるように作用するが、これにより自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波数ｆｓが変化するように制御される。
この図に示す電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣr1及び一次巻線Ｎ1の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチング周波数ｆｓを設定しているが、例えばスイッチング周波数ｆｓが高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数ｆｓが離れていくようにされる。これにより、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共振インピーダンスは高くなる。
このようにして共振インピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給されるドライブ電流が抑制される結果、二次側直流出力電圧が抑制されることになって、定電圧制御が図られることになる。
なお、本明細書では、このような二次側直流出力電圧ＥO1の変動に応じて直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに流れる制御電流のレベルを可変制御して行う定電圧制御方式のことを「スイッチング周波数制御方式」と呼ぶ。
【００１７】
また、図１９は、先に本出願人により提案された発明に基づいて構成することのできる他の電源回路の構成例を示す回路図である。なお、図１８に示した電源回路と同一部分には同一符号を付して説明は省略する。
この図１９に示す電源回路も、２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12スイッチング素子をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータが備えられているが、その駆動方式は他励式とされている。この場合、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12にはＭＯＳ−ＦＥＴもしくはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が採用される。
【００１８】
またこの場合は、ブリッジ整流回路Ｄi及び平滑コンデンサＣiからなる整流平滑回路により、商用交流電源ＡＣの交流入力電圧ＶACを整流平滑化して、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧を生成するようにされる。
【００１９】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートは、発振・ドライブ回路１１に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ11のドレインは、平滑コンデンサＣiの正極と接続され、ソースは一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣr1を介して一次側アースに接続される。また、スイッチング素子Ｑ12のドレインは、上記スイッチング素子Ｑ11のソースと接続され、そのソースは一次側アースに接続されている。
また、ここでも、一次側部分電圧共振用の一次側並列共振コンデンサＣr2がスイッチング素子Ｑ12のドレイン−ソース間に対して並列に接続される。
更に、各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続されている。
【００２０】
上記スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12は、発振・ドライブ回路１１によって、先に図１８にて説明したスイッチング動作が得られるようにスイッチング駆動される。
つまり、この場合の制御回路１は直流出力電圧ＥO1の変動に応じて変動したレベルの電流又は電圧を、フォトカプラＰＣを介して一次側の発振・ドライブ回路１１に対して供給する。発振・ドライブ回路１１では、直流出力電圧ＥO1の安定化が図られるように制御回路１からの出力レベルに応じて、その周期が可変されたスイッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のゲートに対して交互に出力する。これによって、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング周波数ｆｓが可変されることになる。
【００２１】
この場合、発振・ドライブ回路１１には、起動抵抗ＲSを介して起動電圧が供給されていると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次側に追加的に巻装された巻線Ｎ4の出力をコンデンサＣ1で平滑した平滑出力が駆動電圧として供給されている。
【００２２】
図２１は、上記図１８に示した電源回路の要部の動作波形を示した図である。なお、図１９に示した電源回路の動作波形もほぼ同様とされる。
この場合、先ず、商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに起動電流が供給され、スイッチング素子Ｑ1がオンになると、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1の出力として、一次巻線Ｎ1→一次側直列共振コンデンサＣr1に共振電流が流れるが、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。以降はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなるように制御される。これにより、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間ＴOFFにおけるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、図２１（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ2のコレクタには、図２１（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩQ2が流れることになる。
【００２３】
この場合、一次側直列共振コンデンサＣr1に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図２１（ｃ）に示されているような正弦波となり、スイッチング素子Ｑ1に負方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れると、スイッチング素子Ｑ2には正方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れることになる。このようにスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流が供給され、二次巻線Ｎ2に接続されているブリッジ整流ダイオードＤBRから図２１（ｅ）に示すような波形のブリッジ出力電圧Ｖ2が得られることになる。
【００２４】
また、スイッチング素子Ｑ2に対して並列に接続されている一次側並列共振コンデンサＣr2には、図２１（ｄ）に示されているように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が、それぞれターンオンまたはターンオフ時の短期間のみ共振電流ＩC2が流れることになる。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をＺＶＳ動作及びＺＣＳ動作としてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2におけるスイッチング損失の低減を図るようにしている。
【００２５】
図２２は、上記図１８に示した電源回路の特性例として、二次側直流出力電圧ＥO1の負荷電力Ｐｏが０Ｗ〜２００Ｗまで変動した時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ2の期間ＴONの変化特性を示した図である。
ただし、この図に示す特性は、ＡＣ２００Ｖ系の条件に対応して、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2の巻数をそれぞれ４５Ｔ（ターン）、一次側直列共振コンデンサＣr1として０．０５６μＦ、一次側並列共振コンデンサＣr2として３３０ｐＦを選定した時の特性を示した図である。
【００２６】
この図に示すように、図１８に示した電源回路では負荷電力Ｐｏが重くなるにしたがって、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。またこれと同時にスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONが長くなるように制御されている。
そして、この場合の電力変換効率ηAC→DCは、負荷電力Ｐｏが２００Ｗの時に約９１．８％、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗの時に約９２．４％となり、負荷電力Ｐｏが１５０Ｗの時に最も効率が良いことが見て取れる。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図１８，図１９に示した電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCは、図１８に示されているような倍電圧整流回路により商用交流電圧を整流した場合は約９２％、図１９に示されているような全波整流回路により整流した場合は約９０％とされるが、このようなＡＣ−ＤＣ電力変換に伴う電力損失は、できるだけ少ないほうが好ましい。
ＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCを向上させる１つの手段としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１を形成するＥ−Ｅ字形磁心の中央磁脚にギャップＧを形成しないようにすることが考えられる。
【００２８】
しかしながら、上記した先行技術としての電源回路の場合、例えば図１８に示した電源回路の場合は、交流入力電圧ＶACが最小交流入力電圧（例えば９０Ｖ）、負荷電力Ｐｏが最大負荷電力（例えば２００Ｗ）のときでも、所定の二次側直流出力電圧ＥO1（例えば１３５Ｖ）が得られるようにスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓの範囲を設定しておく必要がある。つまり、交流入力電圧ＶACが最小交流入力電圧を考慮して一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量と絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の一次巻線Ｎ1の漏洩インダクタンスによって決まる直列共振周波数ｆｏの範囲を決定しておく必要がある。
このため、図１８に示した電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値として、どうしても小さい静電容量値に選定せざるをえず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の中央磁脚に０．５ｍｍ〜１．０ｍｍ程度のギャップＧを形成しなければ、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をＺＶＳ及びＺＣＳより安定して動作させることができなくなるという欠点があった。
【００２９】
また、図２０に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の中央磁脚に形成するギャップＧは、フェライト磁心を研磨して形成するようにしているため、研磨工程が必要であり、その分のコストアップが発生するという欠点があった。
【００３０】
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１のギャップ近辺の一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2は、フリンジ磁束による渦電流損失によって温度が上昇するという欠点もあった。さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴ１は疎結合トランスであるため、トランスの外周に銅板により形成したショートリングを巻回するなどの漏洩磁束シールド対策が必要になるという欠点もあった。
【００３１】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
つまり、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合して形成され、直流入力電圧についてスイッチングを行うスイッチング手段と、ギャップが形成されていない磁心に一次巻線と二次巻線とが形成され、スイッチング手段により一次巻線に得られる出力を二次巻線に伝送する絶縁コンバータトランスと、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に対して直列に接続される一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング素子のスイッチング動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。そして、上記２石のスイッチング素子のいずれかに並列に接続され、上記２石のスイッチング素子のターンオフ時に対応するタイミングで部分共振する一次側部分共振コンデンサと、上記２石のスイッチング素子に対してスイッチング駆動信号を印加してスイッチング動作をさせるスイッチング駆動手段と、上記一次側直列共振コンデンサに対して並列に接続され、少なくとも、上記一次側部分共振コンデンサが接続されたスイッチング素子がターンオフするタイミングに対応してオン期間が得られるようにスイッチング動作を行う補助スイッチング素子と、所要以上の静電容量値が選定されたコンデンサとを直列に接続した直列回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、所定の二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧の定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備えて構成することとした。
【００３２】
上記構成によれば、絶縁コンバータトランスにギャップを形成しないようにすることで、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率の向上、および漏洩磁束の低減を図るようにする。このとき一次側直列共振コンデンサと並列に接続される直列回路の補助スイッチング素子を、一次側部分共振コンデンサが並列に接続されたスイッチング素子がオンとなる期間のみ動作させ、この期間において、一次側直列共振コンデンサに直列回路のコンデンサを並列に接続することで、絶縁コンバータトランスのギャップを零にした場合でも、スイッチング素子をゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチングで安定して動作させることが可能になる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成を示している。
この図１に示す電源回路は、一次側に電流共振形コンバータを備えた共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
【００３４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶAC）を入力する整流平滑回路として、［整流ダイオードＤi1，Ｄi2，平滑コンデンサＣi1，Ｃi2］から成る倍電圧整流回路が設けられる。この倍電圧整流回路では、直列接続された平滑コンデンサＣi1−Ｃi2の両端に、交流入力電圧ＶACの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅiを生成する。
この電源回路のスイッチングコンバータは、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣiの正極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続されている。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2にはバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用される。
【００３５】
このスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1，ＲS2が挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベース−エミッタ間にはクランプダイオードＤD1，ＤD2がそれぞれ挿入されている。この場合、クランプダイオードＤD1のカソードはスイッチング素子Ｑ1のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ1のエミッタと接続される。また、同様にクランプダイオードＤD2のカソードはスイッチング素子Ｑ2のベースと接続され、アノードはスイッチング素子Ｑ2のエミッタと接続される。
【００３６】
スイッチング素子Ｑ1のベースとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1、共振用コンデンサＣB1、駆動巻線ＮB1の直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣB1は自身のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1と共に直列共振回路を形成する。
同様に、スイッチング素子Ｑ2のベースと一次側アース間に対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2、共振用コンデンサＣB2、駆動巻線ＮB2の直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2と共に自励発振用の直列共振回路を形成する。
【００３７】
直交形制御トランスＰＲＴ（Power Regulating Transformer）は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行うために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流を検出する共振電流検出巻線ＮDが巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮCが直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとして構成される。
駆動巻線ＮB1の一端は、共振用コンデンサＣB1−抵抗ＲB1の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに接続され、他端はスイッチング素子Ｑ2のコレクタに接続される。駆動巻線ＮB2の一端はアースに接地されると共に、他端は共振用コンデンサＣB2−抵抗ＲB2の直列接続を介してスイッチング素子Ｑ2のベースと接続されている。駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
また、共振電流検出巻線ＮDの一端はスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタとの接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他端は後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端に対して接続される。なお、共振電流検出巻線ＮDの巻数（ターン数）は例えば１Ｔ（ターン）程度とされている。
【００３８】
直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮD、駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記共振電流検出巻線ＮD、及び駆動巻線ＮB1，ＮB2に対して直交する方向に巻装して構成される。
【００３９】
そして、本実施の形態としての電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するための絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造が、先行技術としての絶縁コンバータトランスＰＩＴ１の構造と異なるものとされる。
図２に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴもまた、上記図２０に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴ１と同様、フェライト材によるＥ字形コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥ−Ｅ字形コアを備え、このＥ−Ｅ字形コアの中央磁脚に対して、分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを分割した状態で巻装するようにしているが、図２に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、Ｅ−Ｅ字形コアの中央磁脚に形成されていたギャップＧを形成しないようにした点が、上記図２０に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴ１とは異なるものとされる。
そして、この場合は分割ボビンＢに、約６０ｍｍφのリッツ線を、がら捲きにより巻回して一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とをそれぞれ構成することで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2の結合係数ｋが、例えばｋ≒０．９０程度の結合状態を得るようにしている。
【００４０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一端は、共振電流検出巻線ＮDを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1の他端は、例えばフィルムコンデンサからなる一次側直列共振コンデンサＣr1を介して一次側アースに接地されている。
この場合、上記一次側直列共振コンデンサＣr1、及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この一次側直列共振コンデンサＣr1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1（直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンスＬ1）成分とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための直列共振回路を形成している。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対しては、一次側部分電圧共振用の一次側並列共振コンデンサＣr2が並列に接続される。
この一次側並列共振コンデンサＣr2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のＺＶＳ動作、及びＺＣＳ（Zero Current Switching）動作させるために設けられる。
即ち、この図１に示す電源回路は、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を採るものとされる。
【００４２】
そして、このような第１の実施の形態としての電源回路においては、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に、一次側直列共振コンデンサＣr1のキャパシタンス電圧制御用のコンデンサＣr3と補助スイッチング素子Ｑ3との直列回路を接続するようにしている。
補助スイッチング素子Ｑ3のドレインはコンデンサＣr3と接続され、そのドレイン−ソース間にはクランプダイオードＤD3が並列に接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ3のソースは一次側アースに対して接地される。
この場合、コンデンサＣr3の静電容量値は、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値の３倍以上のものが選定される。また、補助スイッチング素子Ｑ3には、ＭＯＳ−ＦＥＴもしくはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が採用される。
【００４３】
補助スイッチング素子Ｑ3の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに対して、コンデンサＣｇ−抵抗Ｒｇ1−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。またゲートと一次側アースとの間には抵抗Ｒｇ2が接続されている。このような直列接続回路は、補助スイッチング素子Ｑ3のための自励発振駆動回路を形成する。
また、ドライブ巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に独立するようにして形成される。なお、ドライブ巻線Ｎｇのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、ドライブ巻線Ｎｇのターン数は１Ｔに限定されるものではない。
【００４４】
また、この図における絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2，Ｎ3がそれぞれ巻装されている。そして、二次巻線Ｎ2に対してはブリッジ整流ダイオードＤBR及び平滑コンデンサＣO1を接続することで、直流出力電圧ＥO1を生成する。また、二次巻線Ｎ3に対してはセンタータップを設けた上で、それぞれ整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO2を図のように接続することで［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO2］から成る全波整流回路を形成して直流出力電圧ＥO2を生成する。
この場合、直流出力電圧ＥO1は、制御回路１に対しても分岐して入力される。
【００４５】
制御回路１は、例えば二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて、そのレベルを可変した直流電流を、制御電流として直交形制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮCに供給することにより後述するようにして定電圧制御を行う。
【００４６】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1，ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のベースに起動電流が供給されるが、例えばスイッチング素子Ｑ1が先にオンになったとすれば、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1の出力として、共振電流検出巻線ＮD→一次巻線Ｎ1→一次側直列共振コンデンサＣr1に共振電流が流れ、この共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣiの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2，Ｎ3に交番出力を得る。
【００４７】
また、直交形制御トランスＰＲＴによる定電圧制御は次のようにして行われる。
例えば、交流入力電圧や負荷電力の変動によって二次側直流出力電圧ＥO1が変動したとすると、制御回路１は二次側直流出力電圧ＥO1の変動に応じて制御巻線ＮCに流れる制御電流のレベルを可変制御する。
この制御電流により直交形制御トランスＰＲＴに発生する磁束の影響で、直交形制御トランスＰＲＴにおいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスを変化させるように作用して、自励発振回路の条件が変化し、スイッチング周波数ｆｓが変化するように制御される。
この図１に示す電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣr1及び一次巻線Ｎ1の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチング周波数ｆｓを設定しているため、例えばスイッチング周波数ｆｓが高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数ｆｓが離れていくようにされる。これにより、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共振インピーダンスは高くなる。
このようにして共振インピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1に供給されるドライブ電流が抑制される結果、二次側直流出力電圧ＥO1が抑制され、二次側直流出力電圧ＥO1の定電圧制御が図られることになる。
【００４８】
図３及び図４は、上記図１に示した電源回路における要部の動作を示す波形図である。なお、図３には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷）時の動作波形が示され、図４には交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ（軽負荷）時の動作波形が示されている。
【００４９】
先ず、図３に示すように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷）時においては、商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1を介してスイッチング素子Ｑ1のベースに起動電流が供給され、スイッチング素子Ｑ1がオンになると、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1の出力として、一次巻線Ｎ1→一次側直列共振コンデンサＣr1に共振電流が流れる。そして共振電流が零となる近傍でスイッチング素子Ｑ2がオン、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるように制御される。以降はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオンとなるように制御される。
これにより、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間におけるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、図３（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ2のコレクタには、図３（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩQ2が流れる。
【００５０】
この時、一次側直列共振コンデンサＣr1に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図３（ｃ）に示されているような正弦波となり、スイッチング素子Ｑ1に負方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れると、スイッチング素子Ｑ2には正方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れることになる。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互に開閉を繰り返すことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に共振電流波形に近いドライブ電流が供給され、二次巻線Ｎ2に接続されているブリッジ整流ダイオードＤBRでは、図３（ｈ）に示すような波形のブリッジ出力電圧Ｖ2が得られることになる。
【００５１】
また、スイッチング素子Ｑ2に対して並列に接続されている一次側並列共振コンデンサＣr2には、図３（ｄ）に示されているように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が、それぞれターンオンまたはターンオフする短期間のみ共振電流ＩC2が流れることになる。つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と一次側並列共振コンデンサＣr2とにより、一次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
【００５２】
さらに、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に接続されている補助スイッチング素子Ｑ3には、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に施したドライブ巻線Ｎｇから抵抗Ｒ１−コンデンサＣｇを介して、ゲート閾値電圧ＶGS（th）が供給される。
補助スイッチング素子Ｑ3は、ゲート閾値電圧ＶGS（th）が所定電圧（例えば３．５Ｖ）より高い時にオン、所定電圧以下の時にオフとなる。このため、補助スイッチング素子Ｑ3のオン時間Ｔ’ONは、ドライブ巻線Ｎｇから得られるゲート閾値電圧ＶGS（th）と、補助スイッチング素子Ｑ3のゲート入力容量Ｃissの放電時間によって決定されることになる。
【００５３】
ここで、ドライブ巻線Ｎｇに誘起される誘起電圧は、交流入力電圧ＶACの電圧レベル、及び負荷電力Ｐｏによって変化し、交流入力電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐｏが増加するにしたがって大きくなる。従って、補助スイッチング素子Ｑ3のオン時間Ｔ’ONは、交流入力電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐｏが増加するにしたがって長くなるように制御されることになる。
この結果、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース間電圧ＶQ3、及び補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン電流ＩQ3の波形は、それぞれ図３（ｅ），（ｆ）のように示される。また、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間Ｔ’ONでは、一次側直列共振コンデンサＣr1に対してコンデンサＣr3が並列を接続された状態になることから共振電流波形は図３（ｇ）に示されることになる。
【００５４】
一方、図４に示すように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ（軽負荷）時においても、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間ＴOFFにおけるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、図４（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ2のコレクタには、図４（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩQ2が流れる。
この時、一次側直列共振コンデンサＣr1に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図４（ｃ）に示されているような正弦波となる。
また、スイッチング素子Ｑ2に対して並列に接続されている一次側並列共振コンデンサＣr2には、図４（ｄ）に示されているように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が、それぞれターンオンまたはターンオフ時の短期間のみ共振電流ＩC2が流れることになる。
【００５５】
ただし、この場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのドライブ巻線Ｎｇから得られるゲート閾値電圧ＶGS（th）が所定電圧（例えば３．５Ｖ）以下となり、補助スイッチング素子Ｑ3のオフ状態のままとなっている。このことから、補助スイッチング素子Ｑ3は、負荷電力Ｐｏに応じてオン期間Ｔ’ONが変化していることがわかる。
【００５６】
そして、これら図３及び図４の波形図と、上記図２１に示した波形図とを比較すると、図１に示した電源回路におけるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作は、図１８，図１９に示した先行技術としての電源回路におけるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作とほぼ同様のＺＶＳ動作、及びＺＣＳ動作になっている。
【００５７】
即ち、例えば図１８に示した電源回路においては、先においても説明したように、交流入力電圧ＶACが低い時でも、所定の二次側直流出力電圧ＥO1が得られるように、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値が小さい値になるため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚に０．５ｍｍ〜１．０ｍｍ程度のギャップＧを形成しなければ、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳにより安定して動作させることができなかった。
【００５８】
これに対して、図１に示した電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値は小さい値となるが、この一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に、コンデンサＣr3と補助スイッチング素子Ｑ3との直列回路を接続するように構成したうえで、コンデンサＣr3の静電容量値を一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値の３倍より大きい値を選定しておくようにしている。
このようにすれば、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時に補助スイッチング素子Ｑ3が導通すると、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して、静電容量値の大きいコンデンサＣr3が並列接続されることから、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成しなくても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳにより安定して動作させることが可能になる。
【００５９】
また、図１に示す電源回路の二次側直流電圧ＥO1の負荷電力Ｐｏを０Ｗ〜２００Ｗまで変化させた時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ2の期間ＴON、及び補助スイッチング素子Ｑ3の期間Ｔ’ONの変化特性は図５に示すようになる。
【００６０】
この図５に示すように、図１に示す電源回路においては、負荷電力Ｐｏが重くなるに従い、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。またこれと同時にスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONも長くなっており、二次側直流出力電圧ＥO1の定電圧動作が行われていることが分かる。
さらに補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間Ｔ’ONも長くなるように制御されており、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時において一次側直列共振コンデンサＣr1に対してコンデンサＣr3が並列に接続されている期間が長くなっていることが分かる。
【００６１】
そしてこのような図１に示す実施の形態の電源回路においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを形成しないようにしたことで、一次巻線Ｎ1の巻数を増加することができるため、一次側直流共振電流Ｉ1を低減することが可能になる。
また絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にしたことで、ギャップ近辺の一次巻線Ｎ1，二次巻線Ｎ2がフリンジ磁束による渦電流損失によって温度が上昇するのを防止することが可能になる。
これにより、図１に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷）時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCを約９１．８％から９２．５％まで向上させることができる。また、最も効率の良い負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCも約９２．４％から９３．３％まで向上させることができる。
この結果、図１に示した電源回路では、図１８に示した先行技術としての電源回路に比べてＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約０．７％向上し、交流入力電圧ＶACを約０．７Ｗ低減することが可能になる。
【００６２】
また、負荷変動時（Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗ）に対するスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチ周波数ｆｓの制御範囲は、図１８に示した電源回路ではｆｓ＝５６．８ＫＨｚ〜１７２．４ＫＨｚであったのに対して、図１に示した電源回路ではｆｓ＝６１ＫＨｚ〜１４７ＫＨｚとなるため、スイッチ周波数ｆｓの制御範囲を約７５％まで縮小することが可能になる。
さらに、交流入力電圧変動（ＶAC＝９０Ｖ〜１２０Ｖ）に対するスイッチ周波数ｆｓの制御範囲は、図１８に示した電源回路ではｆｓ＝５０ＫＨｚ〜６９ＫＨｚであったのに対して、図１に示した電源回路ではｆｓ＝５６ＫＨｚ〜７０ＫＨｚとなるため、入力電圧変動に対するスイッチ周波数ｆｓの制御範囲も約７５％まで縮小することが可能になる。
【００６３】
実験によれば、図１に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にしたことで、一次巻線Ｎ1の巻数を４５Ｔから５２Ｔまで増加することができる。そしてこの場合は、二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ、一次側直列共振コンデンサＣr1＝０．０３３μＦ、コンデンサＣr3＝０．１５μＦ、一次側並列共振コンデンサＣr2＝３３０ｐＦ、抵抗Ｒｇ1＝３３Ω、コンデンサＣｇ＝０．３３μＦ、ドライブ巻線Ｎｇ＝１Ｔを選定すれば実現することができる。
【００６４】
図６は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成例を示した図である。なお、図１と同一部位には同一番号を付して説明は省略する。
この図６に示す電源回路は、上記図１に示した電源回路と同様に、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するための絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対してギャップＧを形成しないように構成したうえで、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に、コンデンサＣr3と補助スイッチング素子Ｑ3との直列回路を接続するようにしている。
【００６５】
ただし、図１に示した電源回路が直交形制御トランスＰＲＴによってスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓを制御して定電圧制御を行うようにしていたのに対して、図６に示す電源回路では、直交形制御トランスＰＲＴによるスイッチング周波数制御を行うことなく、補助スイッチング素子Ｑ3の導通角を制御して定電圧制御を行うようにした点が異なっている。
【００６６】
このため、図６に示す電源回路では、上記図１に示した電源回路において定電圧制御のために設けられていた直交形制御トランスＰＲＴの代わりにコンバータトランスＣＴＤが設けられている。なお、コンバータトランスＣＴＤは、直交形制御トランスＰＲＴに比べて相当に小型軽量なものとなる。
【００６７】
この場合の制御回路２は、例えば直流出力電圧ＥO1のレベルに応じたＰＷＭ制御信号（誤差電圧信号）をフォトカプラＰＣを介して補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに供給するように構成されている。
このため、制御回路２には、フォトカプラＰＣのフォトダイオードのアノードが接続される。また、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタが補助スイッチング素子Ｑ3のゲートに接続されている。
【００６８】
この図６に示す電源回路の補助スイッチング素子Ｑ3による定電圧制御は次のようになる。
この場合は、制御回路２からは二次側直流出力電圧ＥO1レベルに応じてフォトカプラＰＣのフォトダイオードに流れる電流が変化することになる。これにより、一次側のフォトトランジスタを流れる電流レベルも変化し、これに伴って、補助スイッチング素子Ｑ3のゲート電圧レベルを変化させることが可能になる。
このようにして、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて変化するゲート電圧により補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御を行うようにすれば、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間Ｔ’ONを二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて可変することが可能になる。これにより、一次側直列共振コンデンサＣr1とコンデンサＣr3を含む直列共振回路のキャパシタンスを可変する作用が得られることになる。この結果、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して、補助スイッチング素子Ｑ3による定電圧制御を行うことが可能になる。
【００６９】
つまり、この図６に示す電源回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の安定したＺＶＳ及びＺＣＳを実現するために設けられている直列回路の補助スイッチング素子Ｑ3を利用して、二次側直流出力電圧ＥO1の定電圧制御を行うようにしたものである。
【００７０】
図７は、図６に示した電源回路における要部の動作を示す波形図である。
なお、図６に示す電源回路の交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷）時の動作波形は、図３とほぼ同様の波形になるので、ここでは交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ（軽負荷）時の動作波形だけが示されている。
【００７１】
この図７に示すように、図６に示した電源回路は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２５Ｗ（軽負荷）時においては、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間におけるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、図７（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ2のコレクタには、図７（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩQ2が流れる。
この時、一次側直列共振コンデンサＣr1に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図７（ｃ）に示されているような正弦波となる。
また、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に接続されている直列回路の補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン−ソース間電圧ＶQ3、及びドレイン電流ＩQ3の波形は、それぞれ図７（ｄ）（ｅ）のように示され、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間Ｔ’ONは図示するようになる。
【００７２】
従って、図６に示す電源回路の軽負荷時の動作波形（図７）と、図１に示す電源回路の軽負荷時の動作波形（図４）を比較すれば分かるように、図６に示す電源回路では、負荷電力Ｐｏが軽負荷の時も補助スイッチング素子Ｑ3が導通する導通期間Ｔ’ONが発生しており、補助スイッチング素子Ｑ3の導通期間Ｔ’ONが制御回路２からの二次側直流出力電圧ＶO1のレベルに応じた制御電圧によって制御されていることが分かる。
【００７３】
また図６に示す電源回路の重負荷時の動作波形である図３と、図１８に示す先行技術としての電源回路の重負荷時の動作波形である図２１とを比較すると、図６に示した電源回路におけるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作は、図１８に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作とほぼ同様のＺＶＳ動作、及びＺＣＳ動作になっている。
【００７４】
即ち、図６に示すように電源回路を構成した場合も、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値として小さい値を選定したとしても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時には、補助スイッチング素子Ｑ3が導通して、一次側直列共振コンデンサＣr1に対してコンデンサＣr3が並列接続されるので、コンデンサＣr3の静電容量値を、例えば一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値の３倍より大きい値を選定しておけば、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成しなくても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳにより安定して動作させることが分かる。
【００７５】
実験によれば、図６に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零としたことで、一次巻線Ｎ1の巻数を５２Ｔ、二次巻線Ｎ2の巻数を４５Ｔ、一次側直列共振コンデンサＣr1＝０．０２２μＦ、コンデンサＣr3＝０．１５μＦ、一次側並列共振コンデンサＣr2＝３３０ｐＦを選定すれば、実現することができる。
【００７６】
この場合の負荷電力Ｐｏ（０〜２００Ｗ）に対する、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ2の期間ＴON、及び補助スイッチング素子Ｑ3の期間Ｔ’ONの変化特性は図８に示すようになる。
【００７７】
この図８に示すように、図６に示す電源回路においては、負荷電力Ｐｏが重くなっていくに従って、スイッチング周波数ｆｓが低くなるように制御されている。またこれと同時にスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及び補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間Ｔ’ONも長くなるように制御されている。
【００７８】
そしてこのような図６に示す電源回路においても、上記図１に示した電源回路と同様に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の巻数を、従来の４５Ｔから５２Ｔまで増加を図ることができるため、この一次巻線Ｎ1の増加による一次側直流共振電流Ｉ1の低減、及び絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にしたことにより、ギャップ近辺の一次巻線Ｎ1 ，二次巻線Ｎ2 がフリンジ磁束による渦電流損失によって発生する温度上昇を防止することが可能になる。
これにより、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCを約９１．８％から９２．５％まで向上させることができる。
また、最も高効率となる負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCも約９２．４％から９３．０％まで向上させることができる。
この結果、図６に示した電源回路では、図１８に示した電源回路に比べてＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約０．４％向上し、交流入力電圧ＶACを約１．０Ｗ低減することができる。
【００７９】
また、負荷電力Ｐｏ（０〜２００Ｗ）における補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間Ｔ’ONは４μ〜２μであり、これに伴うスイッチング周波数ｆｓの変化はｆｓ＝７１．４ＫＨｚ〜９６．２ＫＨｚとなる。従って、スイッチ周波数ｆｓの制御範囲を図１８に示した電源回路の約２１．５％に縮小することができる。
さらに、交流入力電圧ＶAC（９０Ｖ〜１２０Ｖ）におけるスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチ周波数ｆｓの制御範囲は、図１８に示した電源回路ではスイッチング周波数ｆｓの制御範囲が５０ＫＨｚ〜６９ＫＨｚであったのに対して、図６に示す電源回路ではスイッチング周波数ｆｓの制御範囲を７３．５ＫＨｚ〜６５．８ＫＨｚとすることができ、制御範囲を約４６％に縮小することが可能になる。
【００８０】
図９は、本発明の第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成例を示した図である。なお、図６と同一部位には同一番号を付して説明は省略する。
この図９に示す電源回路も、２つのスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12スイッチング素子をハーフブリッジ結合した電流共振形コンバータが備えられているが、その駆動方式は他励式となっている点が、上記図１に示した電源回路とは異なるものとされる。この場合、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12にはＭＯＳ−ＦＥＴもしくはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が採用される。
【００８１】
またこの場合は、ブリッジ整流回路Ｄi及び平滑コンデンサＣiからなる整流平滑回路により、商用交流電源ＡＣの交流入力電圧ＶACを整流平滑化して、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧を生成するようにされる。
【００８２】
スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12の各ゲートは、発振・ドライブ回路１１に接続されている。この場合、発振・ドライブ回路１１に対しては、起動抵抗ＲSを介して起動電圧が供給されていると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された巻線Ｎ4の出力をコンデンサＣ1で平滑した平滑出力が駆動電圧が供給されている。
【００８３】
また、スイッチング素子Ｑ11のドレインは、平滑コンデンサＣiの正極と接続され、ソースは一次巻線Ｎ1、一次側直列共振コンデンサＣr1を介して一次側アースに接続される。また、スイッチング素子Ｑ12のドレインは、上記スイッチング素子Ｑ11のソースと接続され、そのソースは一次側アースに接続されている。また、ここでも、一次側並列共振コンデンサＣr2がスイッチング素子Ｑ12ドレイン−ソース間に対して並列に接続される。
更に、各スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続されている。
【００８４】
この場合、制御回路１は直流出力電圧ＥO1の変動に応じて変動したレベルの電流又は電圧を、フォトカプラＰＣを介して一次側の発振・ドライブ回路１１に対して供給する。発振・ドライブ回路１１では、直流出力電圧ＥO1の安定化が図られるように制御回路１からの出力レベルに応じて、その周期が可変されたスイッチング駆動信号（電圧）をスイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のゲートに対して交互に出力する。これによって、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12のスイッチング周波数ｆｓが可変されることになる。これにより、スイッチング素子Ｑ11，Ｑ12は、発振・ドライブ回路１１によって、先に図１にて説明したような直流出力電圧ＥO1の安定化が図られることになる。
【００８５】
従って、このように構成した場合も、上記図１に示した電源回路と同様の作用効果が得られ、図１８に示した電源回路に比べてＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約０．５％向上し、交流入力電圧ＶACを約０．６Ｗ低減することができる。つまり、図１に示した電源回路を交流入力電圧ＶACをブリッジ整流回路Ｄi及び平滑コンデンサＣiにより全波整流して直流入力電圧を得るようにした場合もＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCの向上が図られるものである。
【００８６】
また、図示は省略するが、上記図６に示した自励式の電源回路を、他励式の電源回路によって構成した場合も、上記図１に示した電源回路と同様の作用効果が得られ、この場合も図１８に示した電源回路に比べてＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約０．４％向上し、交流入力電圧ＶACを約０．５Ｗ低減することができ、図６に示した電源回路を交流入力電圧ＶACを全波整流して直流入力電圧を得るようにした場合もＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCの向上が図られるものである。
【００８７】
図１０は、本発明の第４の実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成例を示した図である。なお、図６と同一部位には同一番号を付して説明は省略する。
この図１０に示す電源回路もまた、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するための絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ字形コアの中央磁脚に対してギャップＧを形成しないように構成したうえで、一次側直列共振コンデンサＣr1に対して並列に、コンデンサＣr3と補助スイッチング素子Ｑ3との直列回路を接続するようにしている。そして、この補助スイッチング素子Ｑ3の導通角をフォトカプラＰＣを介して制御回路２により制御するようにしている。
【００８８】
ただし、図１０に示す電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側部分電圧共振用の二次側並列共振コンデンサＣ2を接続するようにした点が上記図６に示す電源回路と異なっている。
また、上記図６に示した電源回路では、コンデンサＣr3の静電容量値が、一次側直列共振コンデンサＣr1の静電容量値の３倍より大きい値が選定されていたのに対して、この図１０に示す電源回路では、重負荷時における一次側共振回路の一次側共振周波数が、例えば７０ＫＨｚ以下となるように、一次側直列共振コンデンサＣr1とコンデンサＣr3の静電容量値を選定するようにしている点も上記図６に示した電源回路とは異なるものとされる。なお、二次側並列共振コンデンサＣ2は、例えばフィルムコンデンサによって形成される。
【００８９】
即ち、この図１０に示す電源回路は、一次側電流共振回路に対して一次側部分電圧共振回路と、二次側部分電圧共振回路とが備えられて動作する「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を採るものとされる。
【００９０】
この図１０に示す電源回路の定電圧制御は次のようになる。
この場合も、上記図６に示した電源回路と同様、制御回路２からは二次側直流出力電圧ＥO1レベルに応じてフォトカプラＰＣのフォトダイオードに流れる電流が変化する。これにより、一次側のフォトトランジスタを流れる電流レベルが変化し、これに伴って、補助スイッチング素子Ｑ3のゲート電圧レベルを変化させることが可能になる。これにより、一次側直列共振コンデンサＣr1とコンデンサＣr3を含む直列共振回路のキャパシタンスを可変する作用が得られることになる。この結果、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して、補助スイッチング素子Ｑ3による定電圧制御を行うことが可能になる。
このようにして、二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて変化するゲート電圧により補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御を行うことで、補助スイッチング素子Ｑ3のオン期間Ｔ’ONを二次側直流出力電圧ＥO1のレベルに応じて可変することが可能になる。これにより、一次側直列共振コンデンサＣr1とコンデンサＣr3を含む直列共振回路のキャパシタンスを可変する作用が得られる。
この結果、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化して補助スイッチング素子Ｑ3による定電圧制御を行うことが可能になる。
【００９１】
ただし、図１０に示す電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に二次側並列共振コンデンサＣ2を設けたことで、二次側負荷が軽負荷になるにしたがって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側並列共振回路が一次側直列共振回路の共振インピーダンスに影響を与え、コンバータトランスＣＴＤの共振電流検出巻線ＮDを流れる共振電流が変化することになる。この結果、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓを可変させる作用が得られることになる。
即ち、図１０に示す電源回路では、重負荷時は補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御によって定電圧制御が行われ、軽負荷時はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓの可変制御と補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御との複合動作によって定電圧制御が行われることになる。
【００９２】
図１１は、図１０に示した電源回路における要部の動作を示す波形図である。
なお、図１１には、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ（重負荷）時の動作波形が示されている。
この図１１に示すように、図１０に示す電源回路においても、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴON、及びオフとなる期間におけるスイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、図１１（ａ）に示すような波形となり、スイッチング素子Ｑ2のコレクタには、図１１（ｂ）に示すような波形のコレクタ電流ＩQ2が流れる。
この時、一次側直列共振コンデンサＣr1に流れる一次側直流共振電流Ｉ1は、図１１（ｃ）に示するような波形となり、スイッチング素子Ｑ1に負方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れると、スイッチング素子Ｑ2には正方向の一次側直流共振電流Ｉ1が流れることになる。
また、一次側直列共振コンデンサＣr1の両端電圧Ｖ1、及び補助スイッチング素子Ｑ3のドレイン電流ＩQ3の波形は、それぞれ図１１（ｄ）（ｅ）に示すような波形になる。
【００９３】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2を接続したことで、二次側並列共振コンデンサＣ2には、図１１（ｆ）に示されているブリッジ整流ダイオードＤBRのブリッジ出力電圧Ｖ2の極性が反転するタイミングで、図１１（ｇ）に示すような共振電流ＩC3が流れ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。この結果、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側を流れる二次側電流Ｉ2は図１１（ｆ）に示すような波形となる。
【００９４】
この図１１に示す動作波形と、上記図２１に示した動作波形を比較すれば分かるように、図１０に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作は、図１８に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作とほぼ同様のＺＶＳ動作、及びＺＣＳ動作になっていることが分かる。従って、この場合も、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成しなくても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳにより安定して動作させることができることになる。
【００９５】
また、図１０に示した電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2を接続したことで、一次側直流共振電流Ｉ1のピーク値（図１１（ｃ））は、図１８に示した電源回路の一次側直流共振電流Ｉ1（図２１（ｃ））の約６８％まで低減することができる。
【００９６】
即ち、図１０に示した電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2を接続することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にした場合でも、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作が、交流入力電圧ＶACと負荷電力Ｐｏの変動に対して、ＺＶＳ動作又はＺＣＳ動作を安定して行うことが可能になる。また同時に、一次側を流れる一次側直流共振電流Ｉ1と、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に流れる電流のピーク値を流れる電流の低減を図るようにしたものである。
【００９７】
また、図１０に示す電源回路の二次側直流電圧ＥO1の負荷電力Ｐｏを０Ｗ〜２００Ｗまで変化させた時のＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DC、スイッチング周波数ｆｓ、スイッチング素子Ｑ2の期間ＴON、及び補助スイッチング素子Ｑ3の期間Ｔ’ONの変化特性は図１２に示すようになる。
【００９８】
この図１２に示すように、図１０に示す電源回路においては、負荷電力Ｐｏが２００Ｗ（重負荷）〜１００Ｗまでの期間では、スイッチング周波数ｆｓは７２ＫＨｚでほぼ一定しており、補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間Ｔ’ONが長くなるように制御されている。
また、負荷電力Ｐｏが１００Ｗ〜２５Ｗの期間では、スイッチング周波数ｆｓが急激に変化し、またこれに伴って補助スイッチング素子Ｑ3がオンとなる期間Ｔ’ONが急激に短くなるように制御されている。
このことからも、図１０に示す電源回路は、先に説明したように、重負荷時の時は補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御によって定電圧制御が図られ、軽負荷時の時はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓの可変制御と補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御によって二次側直流出力電圧ＥO1の定電圧制御が図られていることが分かる。
【００９９】
従って、図１０に示す電源回路においても、一次側直流共振電流Ｉ1の低減及び絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にしたことにより、ギャップ近辺の一次巻線Ｎ1 ，二次巻線Ｎ2 がフリンジ磁束による渦電流損失によって温度上昇するのを防止することが可能になる。
これにより、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCを約９１．８％から９２．８％まで向上させることができる。
また、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時の電力変換効率ηAC→DCも約８７．０％から９０．０％まで向上させることができる。
【０１００】
この結果、図１０に示した電源回路と図１８に示したように電源回路とを比較すると、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約１．０％向上し、交流入力電圧ＶACを約２．４Ｗ低減することができる。
また、図１０に示した電源回路の入力整流回路を図１９に示したような全波整流回路により構成した場合は、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率ηAC→DCが約２．０％向上し、交流入力電圧ＶACを約３．０Ｗ低減することができる。
【０１０１】
また、図１８に示した電源回路の負荷電力Ｐｏ（０〜２００Ｗ）における補助スイッチング素子Ｑ3のスイッチング周波数ｆｓの制御に伴う変化は約１０７ＫＨｚであったのに対して、図１０に示した電源回路のスイッチング周波数ｆｓの制御に伴う変化は約２５ＫＨｚとなり、スイッチ周波数ｆｓの制御範囲を図１８の電源回路の約２３．３％に縮小することができる。
【０１０２】
実験によれば、図１８に示した電源回路では、一次側直列共振周波数は５０ＫＨｚ程度であり、最小交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖで、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時において、二次側直流出力電圧ＥO1を１３５Ｖで定電圧化を図るには、スイッチング周波数ｆｓを５３ＫＨｚにする必要があるため、一次側直列共振コンデンサＣr1＝０．０５６μＦ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを１ｍｍ〜２ｍｍとしなければ、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳで動作させることができなかった。
【０１０３】
これに対して、図１０に示した電源回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップＧを零にすることができるため、一次巻線Ｎ1、二次巻線Ｎ2をそれぞれ４５Ｔ、一次側直列共振コンデンサＣr1＝０．０２２μＦ、一次側並列共振コンデンサＣr2＝６８０ｐＦ、コンデンサＣr3＝６８００ｐＦ、二次側並列共振コンデンサＣr4＝０．０４７μＦを選定すれば、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオンまたはターンオフ時の動作をＺＶＳ及びＺＣＳで動作させることが可能になる。
【０１０４】
図１３は、上記図１０に示した電源回路の二次側回路の他の構成例を示した図である。
この図１３（ａ）に示す二次側回路は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2にセンタータップを設けたうえで、二次巻線Ｎ2に対して、それぞれ整流ダイオードＤO11，ＤO12、及び平滑コンデンサＣO1を図のように接続して全波整流回路を形成し、二次側直流出力電圧ＥO1を生成するようにされる。このように二次側回路を構成した場合は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサＣ2の静電容量を１５００ＰＦに小容量化することができる。
【０１０５】
また図１３（ｂ）に示す二次側回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対して、それぞれ整流ダイオードＤO21，ＤO22、及び平滑コンデンサＣO11，ＣO12を図のように接続することで、倍電圧整流回路を形成して二次側直流出力電圧ＥO1を生成するようにされる。このように二次側化回路を構成した場合は、二次側並列共振コンデンサＣ2の静電容量が０．０２２μＦまで増加するものの、二次巻線Ｎ2の巻線数を２３Ｔまで低減することが可能になる。
【０１０６】
また、図示は省略するが、上記図１０に示した自励式の電源回路を、他励式の電源回路によって構成した場合も、上記図１０に示した電源回路と同様の作用効果が得られることになる。ただし、他励式の場合は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数ｆｓは固定とされるため、負荷が軽負荷になったとしても補助スイッチング素子Ｑ3の導通角制御により定電圧制御が図られることになる。
【０１０７】
続いて、図１４に、本発明における第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成例を示す。なお、これまでに説明した各実施の形態の電源回路と同一となる部位には同一番号を付して説明は省略する。
この図１４に示す第５の実施の形態としてのスイッチング電源回路も、上記図１０に示した電源回路と同様、一次側電流共振回路に対して一次側部分電圧共振回路と、二次側部分電圧共振回路とが備えられて動作する「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を採るものとされる。そして、重負荷時における一次側共振回路の一次側共振周波数が、例えば７０ＫＨｚ以下となるように、一次側直列共振コンデンサＣr1とコンデンサＣr3の静電容量値を選定するようにしている点も上記図１０に示した電源回路と同様となる。
【０１０８】
但し、この図に示す電源回路では、二次側直流出力電圧ＥO1についての定電圧制御回路系として、先に図１において示した電源回路と同様に、図のような制御回路１と直交形制御トランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer)とを備えるようにされる。
すなわち、この図１４に示す電源回路における定電圧制御動作としても、図１の場合と同様、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線Ｎｃに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1を可変制御するようにされる。そして、これにより、駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1を含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件を変化させて、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変するようにされているものである。
【０１０９】
また、この場合、この第５の実施の形態の電源回路には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側に対し、図１に示した電源回路と同様に二次巻線Ｎ3が巻回される。そして、この二次巻線Ｎ3に対してはセンタータップが設けられた上で、それぞれ整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO2を図のように接続することで［整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO2］から成る全波整流回路を形成して直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。
【０１１０】
図１５は、上記のようにして構成される第５の実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。この図に示す波形は、これまでの各実施の形態の波形図と同様に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の条件での実験結果を示している。
また、図１６には、この第５の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
なお、図１５及び図１６に示す実験結果を得るのにあたっては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子を選定した。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝２２００ｐＦ
コンデンサＣ4＝０．０３３μＦ
【０１１１】
先ず、図１５の波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．２Ａｐ−ｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．４Ａｐ−ｐとなっている。これに対して、先行技術として示した図１８の電源回路における一次巻線電流Ｉ1は、６．０Ａｐ−ｐである。つまり、この第５の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図１８の電源回路よりも、一次巻線電流Ｉ1が低減されている。
【０１１２】
また、この図においても、小容量の二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3は、二次側の高速リカバリ型の整流ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、二次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応して、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転する際の波形形状に傾斜が与えられている。
【０１１３】
また、図１６に示す特性図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図１８に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第５の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．６％にまで向上している。また、第５の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図１８に示した電源回路に対して、４．２Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
【０１１４】
このようにして、第５の実施の形態において電力変換効率が向上されるのは、これまでの各実施の形態の説明と同様にして、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップを形成しないことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける渦電流損失などが解消されることと、上記図１５の波形図にも示したように、一次巻線電流Ｉ1が低減されたことによる。つまり、渦電流損失による電力損失が解消されたと共に、スイッチング損失が低減されたことによるものである。
さらにこの場合には、二次巻線Ｎ2に対して並列接続した部分電圧共振のための二次側並列共振コンデンサＣ2と、高速リカバリ型整流ダイオードから成るブリッジ整流回路ＤBRとの組み合わせにより、二次側の全波整流回路（ＤBR，ＣO1）が整流動作を行う際の、上記高速リカバリ型整流ダイオードのスイッチング損失が低減されることも、電力変換効率向上の要素となっている。
【０１１５】
また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されていることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御されていることが分かる。
【０１１６】
また、第５の実施の形態の電源回路としては、第４の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図１３（ａ）及び図１３（ｂ）に示した回路構成を採ることができる。図１３（ａ）に示した全波整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は、５０Ｔ＋５０Ｔとしてセンタータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝４７０ｐＦを選定するようにされる。
また、図１３（ｂ）に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2＝２５Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝８２００ｐＦを選定するようにされる。
【０１１７】
なお、これまで説明した本実施の形態では、絶縁コンバータトランスＰＩＴをＥ−Ｅ字形コアによって形成する場合を例に挙げて説明したがこれはあくまでも一例であり、例えば図１７に示すような、各Ｕ型コアＣＲ１の磁脚端部と、Ｕ型コアＣＲ２の磁脚端部との対向する部分にギャップＧが形成されていないＵ−Ｕ字形コアＣＲを用いて構成することも勿論可能である。この場合は、Ｕ−Ｕ字形コアＣＲの一方の磁脚に対して、分割ボビンＢとを取り付け、この分割ボビンＢに対してそれぞれ一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とが分割して巻装されることになる。
【０１１８】
また、本発明としては、上記各実施の形態として各図に示した構成に限定されるものではない。例えば、二次側の構成は図示した以外の回路構成による整流回路が備えられて構わないものである。
【０１１９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、２石構成のスイッチング素子のハーフブリッジ結合による共振形コンバータにおいて、絶縁コンバータトランスにギャップを形成しないことで、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率の向上を図ると共に、一次側直列共振コンデンサに対して並列に接続される直列回路の補助スイッチング素子を、一次側部分共振コンデンサが並列に接続されたスイッチング素子がオンとなる期間のみ動作させて、直列コンデンサに直列回路のコンデンサが並列に接続されるようにしている。これにより、スイッチング素子のゼロ電圧スイッチ及びゼロ電流スイッチの安定動作を確保しつつ、ＡＣ−ＤＣ電力変換効率の向上を図ることができる。
【０１２０】
また、絶縁コンバータトランスの中央磁脚にギャップを形成する必要がないため、フェライト磁心の研磨工程が不要になり、その分のコストアップを削減することができる。
また、絶縁コンバータトランスは、Ｅ−Ｅ字形コア、またはＵ−Ｕ字形コアを用いて構成することが可能になるため、コアの選択の自由度を広げることができる。
【０１２１】
さらに、絶縁コンバータトランスにギャップを形成しないことにより、絶縁コンバータトランスの結合係数を約０．９程度まで向上させることができる。
これにより、絶縁コンバータトランスの漏洩磁束を低減させることができるため、ショートリングを巻回するなどの漏洩磁束シールド対策が不要になる。
また、ギャップ近辺の一次巻線と二次巻線に発生するフリンジ磁束による局部的な温度上昇も解消することができ、スイッチング電源回路の信頼性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態としての電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】第１の実施の形態としての電源回路の重負荷時における動作を示す波形図である。
【図４】第１の実施の形態としての電源回路の軽負荷時における動作を示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態としての電源回路の負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間Ｔ ON の特性を示した特性図である。
【図６】第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】第２の実施の形態としての電源回路の軽負荷時における動作を示す波形図である。
【図８】第２の実施の形態としての電源回路の負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴONの特性を示した特性図である。
【図９】第３の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１０】第４の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１１】第４の実施の形態としての電源回路の動作を示す波形図である。
【図１２】第４の実施の形態としての電源回路の負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴONの特性を示した特性図である。
【図１３】第４の実施の形態としての電源回路の二次側整流回路の他の構成例を示した図である。
【図１４】第５の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１５】第５の実施の形態としての電源回路の動作を示す波形図である。
【図１６】第５の実施の形態としての電源回路の負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴONの特性を示した特性図である。
【図１７】第１〜第５の実施の形態としての電源回路に適用可能な絶縁コンバータトランスの他の構造例を示す断面図である。
【図１８】先行技術としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１９】先行技術としての電源回路の他の構成を示す回路図である。
【図２０】先行技術としての電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図２１】先行技術としての電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図２２】先行技術としての電源回路の負荷電力に対する、電力変換効率、スイッチング周波数、期間ＴONの特性を示した特性図である。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power source for various electronic devices.
[0002]
[Prior art]
As a switching power supply circuit, a circuit using a switching converter such as a flyback converter or a forward converter is widely known. Since these switching converters have a rectangular switching operation waveform, there is a limit to suppression of switching noise. Further, it has been found that there is a limit to improving the power conversion efficiency due to its operating characteristics.
Therefore, various types of switching power supply circuits using various resonant converters have been previously proposed by the present applicant. The resonant converter can easily obtain high power conversion efficiency, and low noise is realized by making the switching operation waveform sinusoidal. In addition, there is an advantage that it can be configured with a relatively small number of parts.
[0003]
FIG. 18 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit that can be configured based on the invention previously proposed by the present applicant. This power supply circuit employs a self-excited current resonance type converter.
[0004]
In the switching power supply circuit shown in this figure, a voltage doubler rectifier circuit composed of [rectifier diodes Di1, Di2, smoothing capacitors Ci1, Ci2] is provided as a rectifier smoothing circuit for inputting a commercial AC power supply (AC input voltage VAC). In this voltage doubler rectifier circuit, a rectified and smoothed voltage Ei corresponding to twice the AC input voltage VAC is generated at both ends of smoothing capacitors Ci1 to Ci2 connected in series.
The switching converter of this power supply circuit is connected so as to be inserted between the connection point on the positive electrode side of the smoothing capacitor Ci1 and the ground after the two switching elements Q1 and Q2 are half-bridge coupled as shown in the figure. Yes. In this case, bipolar transistors (BJT; junction type transistors) are employed as the switching elements Q1, Q2.
[0005]
Starting resistors RS1 and RS2 are inserted between the collectors and bases of the switching elements Q1 and Q2, respectively.
Clamp diodes DD1 and DD2 are inserted between the base and emitter of the switching elements Q1 and Q2, respectively. In this case, the cathode of the clamp diode DD1 is connected to the base of the switching element Q1, and the anode is connected to the emitter of the switching element Q1. Similarly, the cathode of the clamp diode DD2 is connected to the base of the switching element Q2, and the anode is connected to the emitter of the switching element Q2.
[0006]
A series connection circuit of a base current limiting resistor RB1, a resonance capacitor CB1, and a drive winding NB1 is inserted between the base of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2. The resonance capacitor CB1 forms a series resonance circuit together with its own capacitance and the inductance LB1 of the drive winding NB1.
Similarly, a series connection circuit of a base current limiting resistor RB2, a resonance capacitor CB2, and a drive winding NB2 is inserted between the base of the switching element Q2 and the primary side ground, and the resonance capacitor CB2 and the drive winding are inserted. A series resonant circuit for self-oscillation is formed together with the inductance LB2 of the line NB2.
[0007]
An orthogonal control transformer PRT (Power Regulating Transformer) is provided to drive the switching elements Q1 and Q2 and to perform constant voltage control as described later.
This orthogonal control transformer PRT is wound with drive windings NB1, NB2 and a resonance current detection winding ND for detecting a resonance current, and the control winding NC is wound in a direction perpendicular to each of these windings. It is constructed as an orthogonal saturable reactor.
One end of the drive winding NB1 is connected to the base of the switching element Q1 through a series connection of a resonance capacitor CB1 and a resistor RB1, and the other end is connected to the collector of the switching element Q2. One end of the drive winding NB2 is grounded, and the other end is connected to the base of the switching element Q2 via a series connection of a resonance capacitor CB2 and a resistance RB2. The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are wound so that voltages having opposite polarities are generated.
One end of the resonance current detection winding ND is connected to a connection point (switching output point) between the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2, and the other end is a primary winding of an insulating converter transformer PIT1 described later. Connected to one end of N1. Note that the number of turns (number of turns) of the resonance current detection winding ND is, for example, about 1T (turns).
[0008]
As a structure of this orthogonal control transformer PRT, although not shown, a three-dimensional core is formed by joining the ends of the magnetic legs of two double U-shaped cores having four magnetic legs. . Then, the resonance current detection winding ND and the drive winding NB are wound in the same winding direction on the predetermined two magnetic legs of the three-dimensional core, and the control winding NC is further connected to the resonance current detection. It is configured by winding in a direction orthogonal to the winding ND and the drive winding NB.
[0009]
An insulating converter transformer PIT1 (Power Isolation Transformer) transmits the switching outputs of the switching elements Q1, Q2 to the secondary side.
As shown in FIG. 20, the insulating converter transformer PIT1 includes an EE-shaped core in which E-shaped cores CR1 and CR2 made of, for example, a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The primary winding N1 and the secondary winding N2 (N3) are wound in a state of being divided using the divided bobbin B around the central magnetic leg of the E-shaped core. In this case, about 60 mmφ litz wire is wound around the divided bobbin B by scrambling to form the primary winding N1 and the secondary winding N2 (N3).
Further, in this case, a gap G of 0.5 mm to 1.0 mm is formed with respect to the central magnetic leg of the EE-shaped core, whereby the primary winding N1 and the secondary winding N2 (N3) are formed. The coupling coefficient k is set so as to obtain a loosely coupled state, for example, k≈0.85.
[0010]
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT1 is connected to the contact (switching output point) of the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding ND, so that the switching output is generated. To be obtained. The other end of the primary winding N1 is grounded to the primary side ground via a primary side series resonance capacitor Cr1 made of, for example, a film capacitor.
In this case, the primary side series resonance capacitor Cr1 and the primary winding N1 are connected in series, and the leakage of the insulating converter transformer PIT1 including the capacitance of the primary side series resonance capacitor Cr1 and the primary winding N1 (series resonance winding). A series resonance circuit for making the operation of the switching converter into a current resonance type is formed by the inductance (leakage inductance L1) component.
[0011]
A primary side parallel resonant capacitor Cr2 for primary side partial voltage resonance is connected in parallel between the collector and the emitter of the switching element Q2, and the switching elements Q1, Q2 are connected by the primary side parallel resonant capacitor Cr2. Are operated by a zero voltage switching (ZVS) operation and a zero current switching (ZCS) operation.
[0012]
That is, in this power supply circuit, the primary side is provided with a series resonance circuit for making the switching operation a current resonance type, and a primary side partial voltage resonance circuit for making the operation of the switching elements Q1 and Q2 a resonance operation. ing. In the present specification, a switching converter configured to operate with such a primary side current resonance circuit provided with another resonance circuit such as a partial voltage resonance circuit is also referred to as a “composite resonance type switching converter”. .
[0013]
Also, secondary windings N2 and N3 are wound independently on the secondary side of the insulating converter transformer PIT1 in this figure. A DC output voltage EO1 is generated by connecting a bridge rectifier diode DBR and a smoothing capacitor CO1 to the secondary winding N2. Further, a center tap is provided for the secondary winding N3, and rectifier diodes DO1 and DO2 and a smoothing capacitor CO2 are respectively connected to the secondary winding N3 as shown in FIG. , D02, and smoothing capacitor C02] are formed to generate a DC output voltage E02.
In this case, the DC output voltage E01 is also branched and input to the control circuit 1.
[0014]
As will be described later, the control circuit 1 supplies, for example, a direct current whose level is variable according to the level of the secondary side direct-current output voltage E01 to the control winding NC of the orthogonal control transformer PRT as a control current. To perform constant voltage control.
[0015]
As a switching operation of the power supply circuit having the above configuration, when commercial AC power is first turned on, for example, a starting current is supplied to the bases of the switching elements Q1 and Q2 via the starting resistors RS1 and RS2, for example, the switching element Q1 is first connected. If the switching element Q2 is turned on, the switching element Q2 is controlled to be turned off. Then, as an output of the switching element Q1, a resonance current flows from the resonance current detection winding ND → the primary winding N1 → the primary side series resonance capacitor Cr1, and when the resonance current becomes zero, the switching element Q2 is turned on, and the switching element Q1 Is controlled to be turned off. Then, a resonant current in the opposite direction flows through the switching element Q2. Thereafter, a self-excited switching operation in which the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on is started.
In this way, the switching elements Q1 and Q2 alternately open and close using the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci as the operating power supply, thereby supplying a drive current close to the resonance current waveform to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT1. An alternating output is obtained at the windings N2 and N3 on the next side.
[0016]
The constant voltage control by the orthogonal control transformer PRT is performed as follows.
For example, if the secondary side DC output voltage EO1 fluctuates due to fluctuations in the AC input voltage or load power, the control circuit 1 causes the level of the control current flowing in the control winding NC according to the fluctuation in the secondary side DC output voltage EO1. Is variably controlled.
Due to the influence of the magnetic flux generated in the orthogonal control transformer PRT by this control current, the saturation control state changes in the orthogonal control transformer PRT and acts to change the inductance of the drive windings NB1 and NB2. As a result, the conditions of the self-excited oscillation circuit change and the switching frequency fs is controlled to change.
In the power supply circuit shown in this figure, the switching frequency fs is set in a frequency region higher than the resonance frequency of the series resonance circuit of the primary side series resonance capacitor Cr1 and the primary winding N1, but when the switching frequency fs becomes high, for example, The switching frequency fs is separated from the resonance frequency of the series resonance circuit. Thereby, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit with respect to a switching output becomes high.
As the resonance impedance is increased in this manner, the drive current supplied to the primary winding N1 of the primary side series resonance circuit is suppressed, and as a result, the secondary side DC output voltage is suppressed. Voltage control will be achieved.
In this specification, the constant voltage control method is performed by variably controlling the level of the control current flowing in the control winding NC of the orthogonal control transformer PRT in accordance with the fluctuation of the secondary side DC output voltage EO1. Is called a “switching frequency control method”.
[0017]
FIG. 19 is a circuit diagram showing a configuration example of another power supply circuit that can be configured based on the invention previously proposed by the present applicant. The same parts as those of the power supply circuit shown in FIG.
The power supply circuit shown in FIG. 19 is also provided with a current resonance type converter in which two switching elements Q11 and Q12 switching elements are half-bridge coupled, and the drive system is a separately excited type. In this case, MOS-FETs or IGBTs (insulated gate bipolar transistors) are employed as the switching elements Q11 and Q12.
[0018]
In this case, the AC input voltage VAC of the commercial AC power supply AC is rectified and smoothed by a rectifying / smoothing circuit including a bridge rectifier circuit Di and a smoothing capacitor Ci, for example, a DC corresponding to one time the peak value of the AC input voltage VAC. An input voltage is generated.
[0019]
The gates of the switching elements Q11 and Q12 are connected to the oscillation / drive circuit 11. The drain of the switching element Q11 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci, and the source is connected to the primary side ground via the primary winding N1 and the primary side series resonance capacitor Cr1. The drain of the switching element Q12 is connected to the source of the switching element Q11, and the source is connected to the primary side ground.
Also in this case, the primary side parallel resonant capacitor Cr2 for primary side partial voltage resonance is connected in parallel to the drain-source of the switching element Q12.
Further, clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel between the drain and source of each of the switching elements Q11 and Q12.
[0020]
The switching elements Q11 and Q12 are driven to be switched by the oscillation / drive circuit 11 so as to obtain the switching operation described above with reference to FIG.
In other words, the control circuit 1 in this case supplies a current or voltage at a level that varies according to the variation of the DC output voltage E01 to the primary oscillation / drive circuit 11 via the photocoupler PC. In the oscillation / drive circuit 11, the switching drive signal (voltage) whose cycle is varied according to the output level from the control circuit 1 so as to stabilize the DC output voltage E01 is applied to the gates of the switching elements Q11 and Q12. Are alternately output. As a result, the switching frequency fs of the switching elements Q11 and Q12 is varied.
[0021]
In this case, a starting voltage is supplied to the oscillation / drive circuit 11 via the starting resistor RS, and the output of the winding N4 additionally wound around the primary side of the insulating converter transformer PIT1 is output by the capacitor C1. A smoothed smooth output is supplied as a drive voltage.
[0022]
FIG. 21 is a diagram showing operation waveforms of the main part of the power supply circuit shown in FIG. The operation waveforms of the power supply circuit shown in FIG. 19 are almost the same.
In this case, first, when the commercial AC power is turned on, for example, the starting current is supplied to the base of the switching element Q1 via the starting resistor RS1, and when the switching element Q1 is turned on, the switching element Q2 is turned off. Be controlled. Then, as an output of the switching element Q1, a resonance current flows from the primary winding N1 to the primary side series resonance capacitor Cr1, so that the switching element Q2 is turned on and the switching element Q1 is turned off in the vicinity where the resonance current becomes zero. Be controlled. Thereafter, the switching elements Q1 and Q2 are controlled to be turned on alternately. As a result, the collector-emitter voltage VQ2 of the switching element Q2 in the period TON in which the switching element Q2 is turned on and in the period TOFF in which the switching element Q2 is turned off has a waveform as shown in FIG. Causes a collector current IQ2 having a waveform as shown in FIG.
[0023]
In this case, the primary side direct current resonance current I1 flowing through the primary side series resonance capacitor Cr1 becomes a sine wave as shown in FIG. 21C, and the negative direction primary side direct current resonance current I1 flows through the switching element Q1. Then, the primary DC resonance current I1 in the positive direction flows through the switching element Q2. As described above, the switching elements Q1 and Q2 alternately open and close, whereby a drive current close to the resonance current waveform is supplied to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT1, and the bridge rectification connected to the secondary winding N2 is performed. A bridge output voltage V2 having a waveform as shown in FIG. 21 (e) is obtained from the diode DBR.
[0024]
Further, as shown in FIG. 21 (d), the switching elements Q1 and Q2 are connected to the primary side parallel resonant capacitor Cr2 connected in parallel with the switching element Q2, respectively. The resonance current IC2 flows only during the interval. As a result, the switching elements Q1, Q2 are set to the ZVS operation and the ZCS operation to reduce the switching loss in the switching elements Q1, Q2.
[0025]
FIG. 22 shows, as an example of the characteristics of the power supply circuit shown in FIG. 18, the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC and the switching frequency fs when the load power Po of the secondary side DC output voltage E01 varies from 0 W to 200 W. FIG. 5 is a diagram showing a change characteristic of a switching element Q2 during a period TON.
However, the characteristics shown in this figure correspond to the conditions of the AC 200V system, and the number of turns of the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT1 is 45T (turn), respectively, and the primary side series resonance capacitor Cr1 is 0. FIG. 10 is a diagram showing characteristics when .05 μF and 330 pF are selected as the primary side parallel resonant capacitor Cr2.
[0026]
As shown in this figure, in the power supply circuit shown in FIG. 18, the switching frequency fs is controlled to decrease as the load power Po increases. At the same time, the period TON during which the switching element Q2 is turned on is controlled to be longer.
In this case, the power conversion efficiency ηAC → DC is about 91.8% when the load power Po is 200 W, about 92.4% when the load power Po is 150 W, and is most efficient when the load power Po is 150 W. I can see good things.
[0027]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC of the power supply circuit shown in FIGS. 18 and 19 is about 92% when the commercial AC voltage is rectified by a voltage doubler rectifier circuit as shown in FIG. When rectified by a full-wave rectifier circuit as shown in FIG. 19, it is about 90%. However, it is preferable that the power loss accompanying such AC-DC power conversion is as small as possible.
One means for improving the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC is to prevent the gap G from being formed in the central magnetic leg of the EE-shaped magnetic core forming the insulating converter transformer PIT1.
[0028]
However, in the case of the above-described power supply circuit as the prior art, for example, in the case of the power supply circuit shown in FIG. 18, the AC input voltage VAC is the minimum AC input voltage (for example, 90 V), and the load power Po is the maximum load power (for example, 200 W). Even in this case, it is necessary to set the range of the switching frequency fs of the switching elements Q1 and Q2 so that a predetermined secondary side DC output voltage E01 (for example, 135V) is obtained. In other words, the AC input voltage VAC determines the range of the series resonance frequency fo determined by the capacitance of the primary side series resonance capacitor Cr1 and the leakage inductance of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT1 in consideration of the minimum AC input voltage. It is necessary to keep.
For this reason, in the power supply circuit shown in FIG. 18, the capacitance value of the primary side series resonance capacitor Cr1 must be selected to be a small capacitance value, and 0. 0 is applied to the central magnetic leg of the insulating converter transformer PIT1. If the gap G of about 5 mm to 1.0 mm is not formed, the switching elements Q1 and Q2 cannot be operated more stably than ZVS and ZCS.
[0029]
Further, since the gap G formed in the central magnetic leg of the insulating converter transformer PIT1 shown in FIG. 20 is formed by polishing the ferrite magnetic core, a polishing step is required, and the cost increases accordingly. There was a drawback of doing.
[0030]
Further, the primary winding N1 and the secondary winding N2 near the gap of the insulating converter transformer PIT1 have a drawback that the temperature rises due to eddy current loss due to the fringe magnetic flux. Furthermore, since the insulating converter transformer PIT1 is a loosely coupled transformer, there is a drawback in that it is necessary to take measures against leakage magnetic flux shielding such as winding a short ring formed of a copper plate around the transformer.
[0031]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above-described problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
That is, a switching means that is formed by half-bridge coupling of two stone switching elements and performs switching with respect to a DC input voltage, and a primary winding and a secondary winding are formed in a magnetic core in which no gap is formed. Insulating converter transformer that transmits the output obtained in the primary winding to the secondary winding and at least a leakage inductance component including the primary winding of the insulating converter transformerAnd aboveFormed by the capacitance of the primary side series resonant capacitor connected in series with the primary winding,the aboveA primary-side series resonance circuit having a current resonance type switching operation of the switching element. Andthe aboveConnected in parallel to one of the two stone switching elements,the aboveA primary-side partial resonance capacitor that partially resonates at a timing corresponding to the turn-off time of a two-stone switching element;the aboveSwitching drive means for applying a switching drive signal to the two stone switching elements to perform a switching operation;the aboveConnected in parallel to the primary side series resonant capacitor, at least,the aboveAn auxiliary switching element that performs a switching operation so as to obtain an ON period corresponding to the timing at which the switching element connected to the primary side partial resonance capacitor is turned off, and a capacitor that has a capacitance value greater than required are connected in series. A series circuit connected tothe aboveDC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and generate a predetermined secondary side DC output voltage;the aboveConstant voltage control means for performing constant voltage control of the secondary side DC output voltage is provided.
[0032]
According to the above configuration, the gap is not formed in the insulating converter transformer, thereby improving the AC-DC power conversion efficiency and reducing the leakage magnetic flux. At this time, the auxiliary switching element of the series circuit connected in parallel with the primary side series resonant capacitor is operated only during the period when the switching element with the primary side partial resonant capacitor connected in parallel is turned on. By connecting the capacitor of the series circuit in parallel with the resonant capacitor, the switching element can be stably operated with zero voltage switching and zero current switching even when the gap of the insulating converter transformer is zero.
[0033]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a configuration of a power supply circuit according to the first embodiment of the present invention.
The power supply circuit shown in FIG. 1 adopts a configuration as a resonant switching converter having a current resonant converter on the primary side.
[0034]
In the switching power supply circuit shown in this figure, a voltage doubler rectifier circuit composed of [rectifier diodes Di1, Di2, smoothing capacitors Ci1, Ci2] is provided as a rectifier smoothing circuit for inputting a commercial AC power supply (AC input voltage VAC). In this voltage doubler rectifier circuit, a rectified and smoothed voltage Ei corresponding to twice the AC input voltage VAC is generated at both ends of smoothing capacitors Ci1 to Ci2 connected in series.
The switching converter of this power supply circuit is connected so that two switching elements Q1 and Q2 are half-bridged as shown in the figure and then inserted between the connection point on the positive electrode side of the smoothing capacitor Ci and the ground. Yes. In this case, bipolar transistors (BJT; junction type transistors) are employed as the switching elements Q1, Q2.
[0035]
Starting resistors RS1 and RS2 are inserted between the collectors and bases of the switching elements Q1 and Q2, respectively.
Clamp diodes DD1 and DD2 are inserted between the base and emitter of the switching elements Q1 and Q2, respectively. In this case, the cathode of the clamp diode DD1 is connected to the base of the switching element Q1, and the anode is connected to the emitter of the switching element Q1. Similarly, the cathode of the clamp diode DD2 is connected to the base of the switching element Q2, and the anode is connected to the emitter of the switching element Q2.
[0036]
A series connection circuit of a base current limiting resistor RB1, a resonance capacitor CB1, and a drive winding NB1 is inserted between the base of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2. The resonance capacitor CB1 forms a series resonance circuit together with its own capacitance and the inductance LB1 of the drive winding NB1.
Similarly, a series connection circuit of a base current limiting resistor RB2, a resonance capacitor CB2, and a drive winding NB2 is inserted between the base of the switching element Q2 and the primary side ground, and the resonance capacitor CB2 and the drive winding are inserted. A series resonant circuit for self-oscillation is formed together with the inductance LB2 of the line NB2.
[0037]
An orthogonal control transformer PRT (Power Regulating Transformer) is provided to drive the switching elements Q1 and Q2 and to perform constant voltage control as described later.
This orthogonal control transformer PRT is wound with drive windings NB1 and NB2 and a resonance current detection winding ND for detecting a resonance current, and the control winding NC is wound in a direction perpendicular to these windings. It is constructed as an orthogonal saturable reactor.
One end of the drive winding NB1 is connected to the base of the switching element Q1 through a series connection of a resonance capacitor CB1 and a resistor RB1, and the other end is connected to the collector of the switching element Q2. One end of the drive winding NB2 is grounded, and the other end is connected to the base of the switching element Q2 via a series connection of a resonance capacitor CB2 and a resistance RB2. The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are wound so that voltages having opposite polarities are generated.
One end of the resonance current detection winding ND is connected to a connection point (switching output point) between the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2, and the other end is a primary winding of an insulating converter transformer PIT described later. Connected to one end of N1. Note that the number of turns (number of turns) of the resonance current detection winding ND is, for example, about 1T (turns).
[0038]
As a structure of the orthogonal control transformer PRT, although not shown, a three-dimensional core is formed by joining the ends of the magnetic legs of two double U-shaped cores having four magnetic legs. Then, the resonance current detection winding ND and the drive winding NB are wound in the same winding direction on the predetermined two magnetic legs of the three-dimensional core, and the control winding NC is further connected to the resonance current detection. The winding ND is wound in a direction perpendicular to the drive windings NB1 and NB2.
[0039]
In the power supply circuit as the present embodiment, the structure of the insulating converter transformer PIT for transmitting the switching outputs of the switching elements Q1, Q2 to the secondary side is different from the structure of the insulating converter transformer PIT1 as the prior art. It is supposed to be.
The insulating converter transformer PIT shown in FIG. 2 is also an EE-shaped core in which E-shaped cores CR1 and CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other, like the insulating converter transformer PIT1 shown in FIG. The primary winding N1 and the secondary winding N2 are wound around the central magnetic leg of the EE-shaped core by using the divided bobbin B. The insulating converter transformer PIT shown in FIG. 2 is different from the insulating converter transformer PIT1 shown in FIG. 20 in that the gap G formed in the central magnetic leg of the EE-shaped core is not formed. The
In this case, a primary winding N1 and a secondary winding are formed by winding a litz wire of about 60 mmφ around the divided bobbin B by winding to form a primary winding N1 and a secondary winding N2, respectively. For example, the coupling coefficient k of N2 is set so as to obtain a coupling state of about k≈0.90.
[0040]
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the contact (switching output point) of the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding ND, so that the switching output is generated. To be obtained. The other end of the primary winding N1 is grounded to the primary side ground via a primary side series resonance capacitor Cr1 made of, for example, a film capacitor.
In this case, the primary side series resonance capacitor Cr1 and the primary winding N1 are connected in series, but the insulation converter includes the capacitance of the primary side series resonance capacitor Cr1 and the primary winding N1 (series resonance winding). A series resonance circuit for making the operation of the switching converter a current resonance type is formed by the leakage inductance (leakage inductance L1) component of the transformer PIT.
[0041]
Further, a primary side parallel resonant capacitor Cr2 for primary side partial voltage resonance is connected in parallel between the collector and the emitter of the switching element Q2.
The primary side parallel resonant capacitor Cr2 is provided for ZVS operation and ZCS (Zero Current Switching) operation of the switching elements Q1 and Q2.
That is, the power supply circuit shown in FIG. 1 is configured as a “composite resonance switching converter”.
[0042]
In such a power supply circuit as the first embodiment, the capacitor Cr3 for controlling the capacitance voltage of the primary side series resonant capacitor Cr1 and the auxiliary switching element Q3 are arranged in parallel with the primary side series resonant capacitor Cr1. The series circuit is connected.
The drain of the auxiliary switching element Q3 is connected to the capacitor Cr3, and a clamp diode DD3 is connected in parallel between the drain and source thereof. The source of the auxiliary switching element Q3 is grounded with respect to the primary side ground.
In this case, the capacitance value of the capacitor Cr3 is selected to be at least three times the capacitance value of the primary side series resonance capacitor Cr1. The auxiliary switching element Q3 is a MOS-FET or IGBT (insulated gate bipolar transistor).
[0043]
As a drive circuit system for the auxiliary switching element Q3, a series connection circuit of a capacitor Cg, a resistor Rg1 and a drive winding Ng is connected to the gate of the auxiliary switching element Q3 as shown in the figure. A resistor Rg2 is connected between the gate and the primary side ground. Such a series connection circuit forms a self-oscillation drive circuit for the auxiliary switching element Q3.
The drive winding Ng is formed so as to be independent on the primary side of the insulating converter transformer PIT. The operation is guaranteed if the number of turns of the drive winding Ng is 1T, but the number of turns of the drive winding Ng is not limited to 1T.
[0044]
Further, secondary windings N2 and N3 are wound on the secondary side of the insulating converter transformer PIT in this figure, respectively. A DC output voltage EO1 is generated by connecting a bridge rectifier diode DBR and a smoothing capacitor CO1 to the secondary winding N2. Further, a center tap is provided for the secondary winding N3, and rectifier diodes DO1, DO2 and a smoothing capacitor CO2 are respectively connected as shown in the figure [rectifier diodes DO1, DO2, smoothing capacitor CO2]. A full-wave rectifier circuit is formed to generate a DC output voltage EO2.
In this case, the DC output voltage EO1 is also branched and input to the control circuit 1.
[0045]
As will be described later, the control circuit 1 supplies, for example, a DC current whose level is variable according to the level of the secondary side DC output voltage E01 as a control current to the control winding NC of the orthogonal control transformer PRT. To perform constant voltage control.
[0046]
As a switching operation of the power supply circuit having the above configuration, when commercial AC power is first turned on, for example, a starting current is supplied to the bases of the switching elements Q1 and Q2 via the starting resistors RS1 and RS2, for example, the switching element Q1 Is turned on first, the switching element Q2 is controlled to turn off. Then, as an output of the switching element Q1, a resonance current flows from the resonance current detection winding ND → the primary winding N1 → the primary side series resonance capacitor Cr1, and when the resonance current becomes zero, the switching element Q2 is turned on, and the switching element Q1 Is controlled to be turned off. Then, a resonant current in the opposite direction flows through the switching element Q2. Thereafter, a self-excited switching operation in which the switching elements Q1, Q2 are alternately turned on is started.
In this way, the switching elements Q1 and Q2 alternately open and close using the terminal voltage of the smoothing capacitor Ci as the operating power supply, thereby supplying a drive current close to the resonance current waveform to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. An alternating output is obtained at the windings N2 and N3 on the next side.
[0047]
The constant voltage control by the orthogonal control transformer PRT is performed as follows.
For example, if the secondary side DC output voltage EO1 fluctuates due to fluctuations in the AC input voltage or load power, the control circuit 1 causes the level of the control current flowing in the control winding NC in accordance with the fluctuations in the secondary side DC output voltage EO1. Is variably controlled.
Due to the influence of magnetic flux generated in the orthogonal control transformer PRT by this control current, the state of saturation tendency changes in the orthogonal control transformer PRT, so that the inductances of the drive windings NB1 and NB2 are changed. Control is performed so that the conditions of the excitation oscillation circuit change and the switching frequency fs changes.
In the power supply circuit shown in FIG. 1, since the switching frequency fs is set in a frequency region higher than the resonance frequency of the series resonance circuit of the primary side series resonance capacitor Cr1 and the primary winding N1, for example, when the switching frequency fs increases. The switching frequency fs is separated from the resonance frequency of the series resonance circuit. Thereby, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit with respect to a switching output becomes high.
As the resonance impedance is increased in this manner, the drive current supplied to the primary winding N1 of the primary side series resonance circuit is suppressed, and as a result, the secondary side DC output voltage E01 is suppressed and the secondary side DC output is reduced. The constant voltage control of the voltage EO1 is achieved.
[0048]
3 and 4 are waveform diagrams showing the operation of the main part of the power supply circuit shown in FIG. FIG. 3 shows operation waveforms when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 200 W (heavy load). FIG. 4 shows the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 25 W (light load). ) Operation waveform is shown.
[0049]
First, as shown in FIG. 3, when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 200 W (heavy load), when the commercial AC power is turned on, for example, the base of the switching element Q1 via the starting resistor RS1. When the starting current is supplied to and the switching element Q1 is turned on, the switching element Q2 is controlled to be turned off. Then, as an output of the switching element Q1, a resonance current flows from the primary winding N1 to the primary side series resonance capacitor Cr1. Then, the switching element Q2 is turned on and the switching element Q1 is turned off in the vicinity of the resonance current becoming zero. Thereafter, the switching elements Q1 and Q2 are controlled to be turned on alternately.
As a result, the collector-emitter voltage VQ2 of the switching element Q2 during the period TON when the switching element Q2 is on and the period when the switching element Q2 is off have a waveform as shown in FIG. A collector current IQ2 having a waveform as shown in FIG.
[0050]
At this time, the primary side DC resonance current I1 flowing through the primary side series resonance capacitor Cr1 becomes a sine wave as shown in FIG. 3C, and the negative side primary side DC resonance current I1 flows through the switching element Q1. Then, the primary DC resonance current I1 in the positive direction flows through the switching element Q2. The switching elements Q1 and Q2 are alternately opened and closed in this way, so that a drive current close to the resonance current waveform is supplied to the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, and the bridge is connected to the secondary winding N2. In the rectifier diode DBR, a bridge output voltage V2 having a waveform as shown in FIG. 3 (h) is obtained.
[0051]
Further, as shown in FIG. 3D, the primary side parallel resonant capacitor Cr2 connected in parallel to the switching element Q2 has a short period during which the switching elements Q1 and Q2 are turned on or off, respectively. Only the resonance current IC2 flows. That is, it can be seen that the partial voltage resonance operation is obtained on the primary side by the switching elements Q1 and Q2 and the primary side parallel resonance capacitor Cr2.
[0052]
Further, the auxiliary switching element Q3 connected in parallel to the primary side series resonance capacitor Cr1 includes a resistor R1-capacitor from a drive winding Ng applied to the primary side of the insulating converter transformer PIT when the switching element Q2 is turned off. A gate threshold voltage VGS (th) is supplied via Cg.
The auxiliary switching element Q3 is turned on when the gate threshold voltage VGS (th) is higher than a predetermined voltage (for example, 3.5 V), and turned off when it is lower than the predetermined voltage. Therefore, the ON time T′ON of the auxiliary switching element Q3 is determined by the gate threshold voltage VGS (th) obtained from the drive winding Ng and the discharge time of the gate input capacitance Ciss of the auxiliary switching element Q3. .
[0053]
Here, the induced voltage induced in the drive winding Ng varies depending on the voltage level of the AC input voltage VAC and the load power Po, and increases as the AC input voltage VAC increases and the load power Po increases. Accordingly, the on-time T′ON of the auxiliary switching element Q3 is controlled to become longer as the AC input voltage VAC increases or the load power Po increases.
As a result, the waveforms of the drain-source voltage VQ3 of the auxiliary switching element Q3 and the drain current IQ3 of the auxiliary switching element Q3 when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 200 W are shown in FIGS. It is shown as f). In addition, in the on-period T′ON of the auxiliary switching element Q3, the capacitor Cr3 is connected in parallel to the primary side series resonance capacitor Cr1, and therefore the resonance current waveform is shown in FIG. Become.
[0054]
On the other hand, as shown in FIG. 4, even when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 25 W (light load), the switching element Q2 has a period TON in which the switching element Q2 is on and a period TOFF in which the switching element Q2 is off. The collector-emitter voltage VQ2 has a waveform as shown in FIG. 4A, and a collector current IQ2 having a waveform as shown in FIG. 4B flows through the collector of the switching element Q2.
At this time, the primary side direct current resonance current I1 flowing through the primary side series resonance capacitor Cr1 becomes a sine wave as shown in FIG.
Further, as shown in FIG. 4 (d), the switching elements Q1 and Q2 are connected to the primary side parallel resonant capacitor Cr2 connected in parallel with the switching element Q2, respectively. The resonance current IC2 flows only during the interval.
[0055]
However, in this case, the gate threshold voltage VGS (th) obtained from the drive winding Ng of the insulating converter transformer PIT is equal to or lower than a predetermined voltage (for example, 3.5 V), and the auxiliary switching element Q3 remains off. . From this, it can be seen that the on-period T'ON of the auxiliary switching element Q3 changes according to the load power Po.
[0056]
3 and 4 are compared with the waveform diagram shown in FIG. 21, the switching operations of the switching elements Q1 and Q2 in the power supply circuit shown in FIG. 1 are shown in FIGS. The ZVS operation and the ZCS operation are almost the same as the switching operation of the switching elements Q1 and Q2 in the power supply circuit shown as the prior art.
[0057]
That is, for example, in the power supply circuit shown in FIG. 18, as described above, the primary side series resonant capacitor is provided so that the predetermined secondary side DC output voltage E01 can be obtained even when the AC input voltage VAC is low. Since the capacitance value of Cr1 is small, unless the gap G of about 0.5 mm to 1.0 mm is formed in the central magnetic leg of the insulating converter transformer PIT, the switching elements Q1 and Q2 are turned on or off. The operation could not be stably performed by ZVS and ZCS.
[0058]
On the other hand, in the power supply circuit shown in FIG. 1, the capacitance value of the primary side series resonance capacitor Cr1 is small, but the capacitor Cr3 and the auxiliary switching are parallel to the primary side series resonance capacitor Cr1. A series circuit with the element Q3 is connected, and the capacitance value of the capacitor Cr3 is selected to be larger than three times the capacitance value of the primary side series resonance capacitor Cr1. .
In this way, when the auxiliary switching element Q3 becomes conductive when the switching elements Q1 and Q2 are turned on or off, the capacitor Cr3 having a large capacitance value is connected in parallel to the primary side series resonant capacitor Cr1. Even when the gap G is not formed in the central magnetic leg of the insulating converter transformer PIT, the switching elements Q1 and Q2 can be stably operated by ZVS and ZCS when the switching elements Q1 and Q2 are turned on or off.
[0059]
Further, the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC when the load power Po of the secondary side DC voltage E01 of the power supply circuit shown in FIG. 1 is changed from 0 W to 200 W, the switching frequency fs, the period TON of the switching element Q2, The change characteristics of the auxiliary switching element Q3 during the period T'ON are as shown in FIG.
[0060]
As shown in FIG. 5, in the power supply circuit shown in FIG. 1, the switching frequency fs is controlled to decrease as the load power Po increases. At the same time, the period TON during which the switching element Q2 is turned on also becomes longer, and it can be seen that the constant voltage operation of the secondary side DC output voltage E01 is performed.
Further, the period T'ON during which the auxiliary switching element Q3 is turned on is also controlled to be long, and the capacitor Cr3 is connected in parallel to the primary side series resonance capacitor Cr1 when the switching elements Q1 and Q2 are turned on or off. It can be seen that the period is longer.
[0061]
In the power supply circuit of the embodiment shown in FIG. 1, the number of turns of the primary winding N1 can be increased by not forming the gap G of the insulating converter transformer PIT. The resonance current I1 can be reduced.
Further, by setting the gap G of the insulating converter transformer PIT to zero, it is possible to prevent the temperature of the primary winding N1 and secondary winding N2 near the gap from rising due to eddy current loss due to the fringe magnetic flux.
As a result, the power supply circuit shown in FIG. 1 can improve the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC from about 91.8% to 92.5% when the load power Po = 200 W (heavy load). Further, the power conversion efficiency ηAC → DC at the time of the most efficient load power Po = 150 W can be improved from about 92.4% to 93.3%.
As a result, in the power supply circuit shown in FIG. 1, the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC is improved by about 0.7% compared to the power supply circuit as the prior art shown in FIG. 18, and the AC input voltage VAC is reduced by about 0.7%. It becomes possible to reduce 0.7W.
[0062]
Further, the control range of the switching frequency fs of the switching elements Q1 and Q2 when the load fluctuates (Po = 0 W to 200 W) is fs = 56.8 KHz to 172.4 KHz in the power supply circuit shown in FIG. In the power supply circuit shown in FIG. 1, fs = 61 KHz to 147 KHz, so that the control range of the switch frequency fs can be reduced to about 75%.
Further, the control range of the switch frequency fs with respect to the AC input voltage fluctuation (VAC = 90V to 120V) is fs = 50 KHz to 69 KHz in the power supply circuit shown in FIG. 18, whereas the power supply circuit shown in FIG. Since fs = 56 KHz to 70 KHz, the control range of the switch frequency fs with respect to the input voltage fluctuation can be reduced to about 75%.
[0063]
According to experiments, the power supply circuit shown in FIG. 1 can increase the number of turns of the primary winding N1 from 45T to 52T by setting the gap G of the insulating converter transformer PIT to zero. In this case, the secondary winding N2 = 45T, the primary side series resonant capacitor Cr1 = 0.033 μF, the capacitor Cr3 = 0.15 μF, the primary side parallel resonant capacitor Cr2 = 330 pF, the resistor Rg1 = 33Ω, the capacitor Cg = 0. This can be realized by selecting 33 μF and drive winding Ng = 1T.
[0064]
FIG. 6 is a diagram showing a circuit configuration example of a switching power supply circuit according to the second embodiment of the present invention. Note that the same parts as those in FIG.
The power supply circuit shown in FIG. 6 is similar to the power supply circuit shown in FIG. 1 above. The central magnetic leg of the EE-shaped core of the insulating converter transformer PIT for transmitting the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side. In contrast, a series circuit of a capacitor Cr3 and an auxiliary switching element Q3 is connected in parallel to the primary side series resonant capacitor Cr1.
[0065]
However, the power supply circuit shown in FIG. 1 performs constant voltage control by controlling the switching frequency fs of the switching elements Q1, Q2 by the orthogonal control transformer PRT, whereas the power supply circuit shown in FIG. The difference is that constant voltage control is performed by controlling the conduction angle of the auxiliary switching element Q3 without performing the switching frequency control by the orthogonal control transformer PRT.
[0066]
Therefore, in the power supply circuit shown in FIG. 6, a converter transformer CTD is provided instead of the orthogonal control transformer PRT provided for constant voltage control in the power supply circuit shown in FIG. Note that the converter transformer CTD is considerably smaller and lighter than the orthogonal control transformer PRT.
[0067]
In this case, the control circuit 2 is configured to supply, for example, a PWM control signal (error voltage signal) corresponding to the level of the DC output voltage E01 to the gate of the auxiliary switching element Q3 via the photocoupler PC.
Therefore, the anode of the photodiode of the photocoupler PC is connected to the control circuit 2. The phototransistor of the photocoupler PC is connected to the gate of the auxiliary switching element Q3.
[0068]
The constant voltage control by the auxiliary switching element Q3 of the power supply circuit shown in FIG. 6 is as follows.
In this case, the current flowing from the control circuit 2 to the photodiode of the photocoupler PC changes according to the secondary side DC output voltage EO1 level. As a result, the level of the current flowing through the primary side phototransistor also changes, and accordingly, the gate voltage level of the auxiliary switching element Q3 can be changed.
In this way, if the conduction angle control of the auxiliary switching element Q3 is performed by the gate voltage that changes according to the level of the secondary side DC output voltage E01, the ON period T′ON of the auxiliary switching element Q3 is set to the secondary. The side DC output voltage EO1 can be varied according to the level. As a result, an effect of varying the capacitance of the series resonance circuit including the primary side series resonance capacitor Cr1 and the capacitor Cr3 is obtained. As a result, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes, and constant voltage control by the auxiliary switching element Q3 can be performed.
[0069]
That is, the power supply circuit shown in FIG. 6 uses the auxiliary switching element Q3 of the series circuit provided to realize stable ZVS and ZCS of the switching elements Q1 and Q2, and uses the secondary side DC output voltage EO1. The constant voltage control is performed.
[0070]
FIG. 7 is a waveform diagram showing the operation of the main part of the power supply circuit shown in FIG.
The operation waveform when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 200 W (heavy load) of the power supply circuit shown in FIG. 6 is substantially the same as that shown in FIG. 3, so the AC input voltage VAC = 100 V here. Only the operation waveform when the load power Po = 25 W (light load) is shown.
[0071]
As shown in FIG. 7, the power supply circuit shown in FIG. 6 has a period TON in which the switching element Q2 is on and an off state when the AC input voltage VAC = 100V and the load power Po = 25W (light load). The collector-emitter voltage VQ2 of the switching element Q2 during the period becomes a waveform as shown in FIG. 7A, and the collector current IQ2 having a waveform as shown in FIG. Flowing.
At this time, the primary side direct current resonance current I1 flowing through the primary side series resonance capacitor Cr1 becomes a sine wave as shown in FIG. 7C.
The waveforms of the drain-source voltage VQ3 and the drain current IQ3 of the auxiliary switching element Q3 in the series circuit connected in parallel to the primary side series resonant capacitor Cr1 are shown in FIGS. 7D and 7E, respectively. The on-period T′ON of the auxiliary switching element Q3 is as shown in the figure.
[0072]
Therefore, as shown in FIG. 6, as can be understood by comparing the operation waveform at the time of light load of the power supply circuit shown in FIG. 6 (FIG. 7) with the operation waveform at the time of light load of the power supply circuit shown in FIG. In the power supply circuit, the conduction period T′ON in which the auxiliary switching element Q3 is conductive occurs even when the load power Po is light load, and the conduction period T′ON of the auxiliary switching element Q3 is the secondary side from the control circuit 2. It can be seen that the voltage is controlled by a control voltage corresponding to the level of the DC output voltage VO1.
[0073]
FIG. 6 shows a comparison between FIG. 3 which is an operation waveform when the power supply circuit shown in FIG. 6 is under heavy load and FIG. 21 which is an operation waveform when the power supply circuit as a prior art is shown in FIG. The switching operations of the switching elements Q1, Q2 in the power supply circuit are substantially the same ZVS operation and ZCS operation as the switching operations of the switching elements Q1, Q2 of the power supply circuit shown in FIG.
[0074]
That is, when the power supply circuit is configured as shown in FIG. 6 or when a small value is selected as the capacitance value of the primary side series resonance capacitor Cr1, the auxiliary switching element is turned on when the switching elements Q1 and Q2 are turned on or off. Since Q3 conducts and the capacitor Cr3 is connected in parallel to the primary side series resonance capacitor Cr1, the capacitance value of the capacitor Cr3 is larger than, for example, three times the capacitance value of the primary side series resonance capacitor Cr1. If the value is selected, the switching elements Q1 and Q2 can be stably operated by ZVS and ZCS without forming a gap G in the central magnetic leg of the insulating converter transformer PIT. I understand.
[0075]
According to the experiment, the power supply circuit shown in FIG. 6 has the gap G of the insulating converter transformer PIT set to zero, so that the number of turns of the primary winding N1 is 52T, the number of turns of the secondary winding N2 is 45T, and the primary side series resonance. This can be realized by selecting a capacitor Cr1 = 0.022 μF, a capacitor Cr3 = 0.15 μF, and a primary side parallel resonant capacitor Cr2 = 330 pF.
[0076]
The change characteristics of the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC, the switching frequency fs, the period TON of the switching element Q2, and the period T′ON of the auxiliary switching element Q3 with respect to the load power Po (0 to 200 W) in this case are shown in FIG. As shown.
[0077]
As shown in FIG. 8, in the power supply circuit shown in FIG. 6, the switching frequency fs is controlled to decrease as the load power Po increases. At the same time, the period TON in which the switching element Q2 is turned on and the period T'ON in which the auxiliary switching element Q3 is turned on are controlled to be longer.
[0078]
In the power supply circuit shown in FIG. 6, the number of turns of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT can be increased from the conventional 45T to 52T as in the power supply circuit shown in FIG. Therefore, by reducing the primary side DC resonance current I1 due to the increase of the primary winding N1 and making the gap G of the insulating converter transformer PIT zero, the primary winding N1 and the secondary winding N2 in the vicinity of the gap become the fringe magnetic flux. It is possible to prevent the temperature rise caused by the eddy current loss due to.
As a result, the power conversion efficiency ηAC → DC when the load power Po = 200 W can be improved from about 91.8% to 92.5%.
Further, the power conversion efficiency ηAC → DC when the load power Po = 150 W, which is the highest efficiency, can be improved from about 92.4% to 93.0%.
As a result, in the power supply circuit shown in FIG. 6, the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC is improved by about 0.4% compared to the power supply circuit shown in FIG. 18, and the AC input voltage VAC is reduced by about 1.0 W. can do.
[0079]
Further, the ON period T′ON of the auxiliary switching element Q3 at the load power Po (0 to 200 W) is 4 μ to 2 μ, and the change of the switching frequency fs accompanying this is fs = 71.4 KHz to 96.2 KHz. Therefore, the control range of the switch frequency fs can be reduced to about 21.5% of the power supply circuit shown in FIG.
Further, the control range of the switching frequency fs of the switching elements Q1 and Q2 at the AC input voltage VAC (90V to 120V) is 50 kHz to 69 KHz in the control range of the switching frequency fs in the power supply circuit shown in FIG. In the power supply circuit shown in FIG. 6, the control range of the switching frequency fs can be set to 73.5 KHz to 65.8 KHz, and the control range can be reduced to about 46%.
[0080]
FIG. 9 is a diagram showing a circuit configuration example of a switching power supply circuit according to the third embodiment of the present invention. In addition, the same number is attached | subjected to the site | part same as FIG. 6, and description is abbreviate | omitted.
The power supply circuit shown in FIG. 9 is also provided with a current resonance type converter in which two switching elements Q11 and Q12 switching elements are half-bridge coupled, but the drive system is a separate excitation type. The power supply circuit shown in FIG. In this case, MOS-FETs or IGBTs (insulated gate bipolar transistors) are employed as the switching elements Q11 and Q12.
[0081]
In this case, the AC input voltage VAC of the commercial AC power supply AC is rectified and smoothed by a rectifying / smoothing circuit including a bridge rectifier circuit Di and a smoothing capacitor Ci, for example, a DC corresponding to one time the peak value of the AC input voltage VAC. An input voltage is generated.
[0082]
The gates of the switching elements Q11 and Q12 are connected to the oscillation / drive circuit 11. In this case, a starting voltage is supplied to the oscillation / drive circuit 11 via the starting resistor RS, and the output of the winding N4 additionally wound on the primary side of the insulating converter transformer PIT is used as a capacitor. The smoothed output smoothed by C1 is supplied with the drive voltage.
[0083]
The drain of the switching element Q11 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci, and the source is connected to the primary side ground via the primary winding N1 and the primary side series resonance capacitor Cr1. The drain of the switching element Q12 is connected to the source of the switching element Q11, and the source is connected to the primary side ground. Also in this case, the primary side parallel resonant capacitor Cr2 is connected in parallel with the switching element Q12 between the drain and the source.
Further, clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel between the drain and source of each of the switching elements Q11 and Q12.
[0084]
In this case, the control circuit 1 supplies a current or voltage at a level that varies according to the variation of the DC output voltage E01 to the primary oscillation / drive circuit 11 via the photocoupler PC. In the oscillation / drive circuit 11, the switching drive signal (voltage) whose cycle is varied according to the output level from the control circuit 1 so as to stabilize the DC output voltage E01 is applied to the gates of the switching elements Q11 and Q12. Are alternately output. As a result, the switching frequency fs of the switching elements Q11 and Q12 is varied. As a result, the switching elements Q11 and Q12 can stabilize the DC output voltage E01 as described above with reference to FIG.
[0085]
Therefore, even in this configuration, the same effect as that of the power supply circuit shown in FIG. 1 can be obtained, and the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC is about 0. 0 compared with the power supply circuit shown in FIG. The AC input voltage VAC can be reduced by about 0.6 W. That is, the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC can be improved even when the AC input voltage VAC is full-wave rectified by the bridge rectifier circuit Di and the smoothing capacitor Ci to obtain the DC input voltage. Is intended.
[0086]
Although not shown in the figure, even when the self-excited power supply circuit shown in FIG. 6 is configured by a separately-excited power supply circuit, the same effect as that of the power supply circuit shown in FIG. In this case, the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC is improved by about 0.4% compared to the power supply circuit shown in FIG. 18, and the AC input voltage VAC can be reduced by about 0.5 W, which is shown in FIG. The AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC can be improved even when the power supply circuit obtains a DC input voltage by full-wave rectifying the AC input voltage VAC.
[0087]
FIG. 10 is a diagram showing a circuit configuration example of a switching power supply circuit according to the fourth embodiment of the present invention. In addition, the same number is attached | subjected to the site | part same as FIG. 6, and description is abbreviate | omitted.
The power supply circuit shown in FIG. 10 is also configured not to form a gap G with respect to the central magnetic leg of the EE-shaped core of the insulating converter transformer PIT for transmitting the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side. In addition, a series circuit of the capacitor Cr3 and the auxiliary switching element Q3 is connected in parallel to the primary side series resonant capacitor Cr1. The conduction angle of the auxiliary switching element Q3 is controlled by the control circuit 2 via the photocoupler PC.
[0088]
However, in the power supply circuit shown in FIG. 10, the secondary side parallel resonant capacitor C2 for secondary side partial voltage resonance is connected in parallel to the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT. 6 is different from the power supply circuit shown in FIG.
Further, in the power supply circuit shown in FIG. 6, the capacitance value of the capacitor Cr3 is selected to be larger than three times the capacitance value of the primary side series resonance capacitor Cr1, whereas this figure In the power supply circuit shown in FIG. 10, the capacitance values of the primary side series resonance capacitor Cr1 and the capacitor Cr3 are selected so that the primary side resonance frequency of the primary side resonance circuit at heavy load is, for example, 70 KHz or less. This is also different from the power supply circuit shown in FIG. The secondary parallel resonant capacitor C2 is formed by a film capacitor, for example.
[0089]
That is, the power supply circuit shown in FIG. 10 is a “composite resonance type switching converter” that operates by providing a primary side partial voltage resonance circuit and a secondary side partial voltage resonance circuit with respect to the primary side current resonance circuit. It is assumed to take a configuration.
[0090]
The constant voltage control of the power supply circuit shown in FIG. 10 is as follows.
Also in this case, like the power supply circuit shown in FIG. 6, the current flowing from the control circuit 2 to the photodiode of the photocoupler PC changes according to the secondary side DC output voltage EO1 level. As a result, the level of the current flowing through the primary side phototransistor changes, and accordingly, the gate voltage level of the auxiliary switching element Q3 can be changed. As a result, an effect of varying the capacitance of the series resonance circuit including the primary side series resonance capacitor Cr1 and the capacitor Cr3 is obtained. As a result, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes, and constant voltage control by the auxiliary switching element Q3 can be performed.
In this way, the conduction angle control of the auxiliary switching element Q3 is performed by the gate voltage that changes according to the level of the secondary side DC output voltage E01, so that the ON period T′ON of the auxiliary switching element Q3 is changed to the secondary side DC. It becomes possible to vary the output voltage EO1 according to the level. Thereby, the effect | action which varies the capacitance of the series resonance circuit containing the primary side series resonance capacitor Cr1 and the capacitor Cr3 is acquired.
As a result, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes, and constant voltage control by the auxiliary switching element Q3 can be performed.
[0091]
However, the power supply circuit shown in FIG. 10 is provided with the secondary parallel resonant capacitor C2 on the secondary side of the insulating converter transformer PIT, so that as the secondary load becomes lighter, the secondary circuit of the insulating converter transformer PIT increases. The secondary parallel resonance circuit affects the resonance impedance of the primary series resonance circuit, and the resonance current flowing through the resonance current detection winding ND of the converter transformer CTD changes. As a result, the effect of varying the switching frequency fs of the switching elements Q1, Q2 is obtained.
That is, in the power supply circuit shown in FIG. 10, constant voltage control is performed by controlling the conduction angle of the auxiliary switching element Q3 at heavy load, and variable control of the switching frequency fs of the switching elements Q1 and Q2 and auxiliary switching element at light load. The constant voltage control is performed by the combined operation with the conduction angle control of Q3.
[0092]
FIG. 11 is a waveform diagram showing the operation of the main part of the power supply circuit shown in FIG.
FIG. 11 shows operation waveforms when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 200 W (heavy load).
As shown in FIG. 11, also in the power supply circuit shown in FIG. 10, the collector-emitter voltage VQ2 of the switching element Q2 during the period TON when the switching element Q2 is on and the period when the switching element Q2 is off are shown in FIG. The collector current IQ2 having a waveform as shown in FIG. 11B flows through the collector of the switching element Q2.
At this time, the primary side DC resonance current I1 flowing through the primary side series resonance capacitor Cr1 has a waveform as shown in FIG. 11C, and when the primary side DC resonance current I1 in the negative direction flows through the switching element Q1, switching occurs. The primary side direct current resonance current I1 in the positive direction flows through the element Q2.
The waveforms of the voltage V1 across the primary series resonant capacitor Cr1 and the drain current IQ3 of the auxiliary switching element Q3 are as shown in FIGS. 11 (d) and 11 (e), respectively.
[0093]
Further, since the secondary side parallel resonant capacitor C2 is connected to the secondary side of the insulating converter transformer PIT, the secondary side parallel resonant capacitor C2 has a bridge rectifier diode shown in FIG. 11 (f). It can be seen that at the timing when the polarity of the bridge output voltage V2 of DBR is reversed, a resonance current IC3 as shown in FIG. 11 (g) flows, and a partial voltage resonance operation is obtained on the secondary side of the insulating converter transformer PIT. . As a result, the secondary current I2 flowing through the secondary side of the insulating converter transformer PIT has a waveform as shown in FIG.
[0094]
As can be seen by comparing the operation waveform shown in FIG. 11 with the operation waveform shown in FIG. 21, the switching operation of the switching elements Q1 and Q2 of the power supply circuit shown in FIG. It can be seen that the ZVS operation and the ZCS operation are almost the same as the switching operation of the switching elements Q1 and Q2. Therefore, also in this case, the operation at the time of turning on or off of the switching elements Q1 and Q2 can be stably operated by ZVS and ZCS without forming the gap G in the central magnetic leg of the insulating converter transformer PIT. Become.
[0095]
Further, the power supply circuit shown in FIG. 10 connects the secondary side parallel resonant capacitor C2 in parallel with the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT, so that the peak value of the primary side DC resonant current I1 (see FIG. 11 (c)) can be reduced to about 68% of the primary side DC resonance current I1 (FIG. 21 (c)) of the power supply circuit shown in FIG.
[0096]
That is, in the power supply circuit shown in FIG. 10, the gap G of the insulating converter transformer PIT is made zero by connecting the secondary side parallel resonant capacitor C2 in parallel to the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT. Even in this case, the switching operation of the switching elements Q1 and Q2 can stably perform the ZVS operation or the ZCS operation with respect to fluctuations in the AC input voltage VAC and the load power Po. At the same time, the primary side direct current resonance current I1 flowing through the primary side and the current flowing through the peak value of the current flowing through the switching elements Q1 and Q2 are reduced.
[0097]
Further, the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC, the switching frequency fs, the period TON of the switching element Q2 when the load power Po of the secondary side DC voltage E01 of the power supply circuit shown in FIG. 10 is changed from 0 W to 200 W, The change characteristics of the auxiliary switching element Q3 during the period T'ON are as shown in FIG.
[0098]
As shown in FIG. 12, in the power supply circuit shown in FIG. 10, the switching frequency fs is substantially constant at 72 KHz during the period from 200 W (heavy load) to 100 W of the load power Po. It is controlled so that the period T′ON during which it is turned on becomes longer.
In addition, when the load power Po is between 100 W and 25 W, the switching frequency fs changes abruptly, and the period T′ON during which the auxiliary switching element Q3 is on is controlled to be abruptly shortened accordingly. .
Therefore, as described above, the power supply circuit shown in FIG. 10 performs constant voltage control by controlling the conduction angle of the auxiliary switching element Q3 at the time of heavy load, and switching element at the time of light load. It can be seen that constant voltage control of the secondary side DC output voltage EO1 is achieved by variable control of the switching frequency fs of Q1 and Q2 and conduction angle control of the auxiliary switching element Q3.
[0099]
Therefore, also in the power supply circuit shown in FIG. 10, the primary winding N1 and the secondary winding N2 in the vicinity of the gap become fringe magnetic fluxes by reducing the primary side DC resonance current I1 and making the gap G of the insulating converter transformer PIT zero. It is possible to prevent the temperature from rising due to the eddy current loss caused by
As a result, the power conversion efficiency ηAC → DC when the load power Po = 200 W can be improved from about 91.8% to 92.8%.
Further, the power conversion efficiency ηAC → DC when the load power Po = 50 W can be improved from about 87.0% to 90.0%.
[0100]
As a result, when the power supply circuit shown in FIG. 10 and the power supply circuit shown in FIG. 18 are compared, the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC is improved by about 1.0%, and the AC input voltage VAC is about 2%. .4W can be reduced.
In addition, when the input rectifier circuit of the power supply circuit shown in FIG. 10 is configured by a full-wave rectifier circuit as shown in FIG. 19, the AC-DC power conversion efficiency ηAC → DC is improved by about 2.0%, and the AC The input voltage VAC can be reduced by about 3.0 W.
[0101]
Further, the change accompanying the control of the switching frequency fs of the auxiliary switching element Q3 in the load power Po (0 to 200 W) of the power supply circuit shown in FIG. 18 was about 107 KHz, whereas the power supply circuit shown in FIG. The change accompanying the control of the switching frequency fs is about 25 KHz, and the control range of the switch frequency fs can be reduced to about 23.3% of the power supply circuit of FIG.
[0102]
According to the experiment, in the power supply circuit shown in FIG. 18, the primary side series resonance frequency is about 50 KHz, the secondary side direct current output voltage EO1 when the minimum alternating current input voltage VAC = 90 V and the maximum load power Pomax = 200 W. Since the switching frequency fs needs to be 53 KHz in order to achieve a constant voltage of 135 V, switching is performed unless the primary side series resonant capacitor Cr1 = 0.056 μF and the gap G of the insulating converter transformer PIT is set to 1 mm to 2 mm. The operation at the time of turn-on or turn-off of the elements Q1 and Q2 could not be operated by ZVS and ZCS.
[0103]
On the other hand, since the gap G of the insulating converter transformer PIT can be zero in the power supply circuit shown in FIG. 10, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are 45T, respectively, and the primary side series resonant capacitor Cr1. = 0.022 μF, primary side parallel resonant capacitor Cr 2 = 680 pF, capacitor Cr 3 = 6800 pF, secondary side parallel resonant capacitor Cr 4 = 0.047 μF, the switching element Q 1, Q 2 is turned on or turned off. It is possible to operate with ZCS.
[0104]
FIG. 13 is a diagram showing another configuration example of the secondary side circuit of the power supply circuit shown in FIG.
In the secondary side circuit shown in FIG. 13 (a), a center tap is provided in the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT, and rectifier diodes DO11, DO12, and A smoothing capacitor CO1 is connected as shown in the figure to form a full-wave rectifier circuit, and a secondary side DC output voltage EO1 is generated. When the secondary side circuit is configured in this way, the capacitance of the secondary side parallel resonant capacitor C2 connected in parallel to the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT is reduced to 1500 PF. Can do.
[0105]
In the secondary circuit shown in FIG. 13B, rectifier diodes DO21 and DO22 and smoothing capacitors CO11 and CO12 are respectively connected to the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT as shown in the figure. Then, a voltage doubler rectifier circuit is formed to generate the secondary side DC output voltage EO1. When the secondary side circuit is configured in this way, the number of turns of the secondary winding N2 can be reduced to 23T, although the capacitance of the secondary side parallel resonant capacitor C2 increases to 0.022 μF. It becomes possible.
[0106]
Although not shown, even when the self-excited power supply circuit shown in FIG. 10 is configured by a separately-excited power supply circuit, the same effects as the power supply circuit shown in FIG. 10 can be obtained. Become. However, in the case of the separate excitation type, the switching frequency fs of the switching elements Q1 and Q2 is fixed, so that even if the load becomes light, constant voltage control is achieved by the conduction angle control of the auxiliary switching element Q3. Become.
[0107]
Next, FIG. 14 shows a circuit configuration example of a switching power supply circuit as a fifth embodiment of the present invention. In addition, the same number is attached | subjected to the site | part same as the power supply circuit of each embodiment demonstrated so far, and description is abbreviate | omitted.
The switching power supply circuit according to the fifth embodiment shown in FIG. 14 is similar to the power supply circuit shown in FIG. 10 in that the primary side partial voltage resonance circuit and the secondary side partial voltage are compared with the primary side current resonance circuit. A configuration as a “composite resonance type switching converter” operating with a resonance circuit is adopted. Further, the above-mentioned figure also shows that the capacitance values of the primary side series resonance capacitor Cr1 and the capacitor Cr3 are selected so that the primary side resonance frequency of the primary side resonance circuit under heavy load is, for example, 70 KHz or less. The power supply circuit shown in FIG.
[0108]
However, in the power supply circuit shown in this figure, as the constant voltage control circuit system for the secondary side DC output voltage EO1, the control circuit 1 and the orthogonal control shown in FIG. 1 are used similarly to the power supply circuit shown in FIG. A transformer PRT (Power Regulating Transformer) is provided.
That is, also in the constant voltage control operation in the power supply circuit shown in FIG. 14, the control current (DC current) passed through the control winding Nc in accordance with the level change of the secondary side DC output voltage E01 as in the case of FIG. By varying the level, the inductance LB1 of the drive winding NB1 wound around the orthogonal control transformer PRT is variably controlled. This changes the resonance condition of the series resonant circuit in the self-oscillation drive circuit for the main switching element Q1 formed including the inductance LB1 of the drive winding NB1, thereby changing the switching frequency of the main switching element Q1. Is designed to be variable.
[0109]
In this case, in the power supply circuit of the fifth embodiment, the secondary winding N3 is wound around the secondary side of the insulating converter transformer PIT similarly to the power supply circuit shown in FIG. A center tap is provided for the secondary winding N3, and rectifier diodes DO1 and DO2 and a smoothing capacitor CO2 are respectively connected as shown in the figure [rectifier diodes DO1 and DO2, smoothing capacitors. A full-wave rectifier circuit composed of CO2] is formed to generate a DC output voltage EO2.
[0110]
FIG. 15 is a waveform diagram showing the operation of the main part of the power supply circuit according to the fifth embodiment configured as described above. The waveforms shown in this figure show the experimental results under the conditions when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 200 W, as in the waveform diagrams of the respective embodiments so far.
Further, FIG. 16 shows AC → DC power conversion characteristics (ηAC → DC), switching frequency fs, and fluctuation frequency in the fluctuation range of load power Po = 0 W to 200 W for the power supply circuit as the fifth embodiment. The change characteristic of the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1) is shown.
In obtaining the experimental results shown in FIGS. 15 and 16, for example, each element forming the power supply circuit was selected as follows.
Primary winding N1 = 45T
Secondary winding N2 = 50T
Primary side series resonant capacitor C1 = 0.033μF
Partial resonance capacitor Cp = 470 pF
Secondary side parallel resonant capacitor C2 = 2200pF
Capacitor C4 = 0.033μF
[0111]
First, as shown in the waveform diagram of FIG. 15, the collector current IQ2 of the switching element Q2 is 2.2 Ap-p, so that the primary winding current I1 flowing through the primary winding N1 is 4. 4 Ap-p. On the other hand, the primary winding current I1 in the power supply circuit of FIG. 18 shown as the prior art is 6.0 Ap-p. That is, also in the power supply circuit of the fifth embodiment, the primary winding current I1 is reduced as compared with the power supply circuit of FIG. 18 shown as the prior art.
[0112]
Also in this figure, the resonance current IC3 flowing through the small-capacity secondary parallel resonant capacitor C2 flows at the timing when the secondary high-speed recovery rectifier diode is turned on and turned off. It can be seen that voltage resonance operation is obtained. In correspondence with the period during which the resonance current IC3 flows, the waveform shape when the applied voltage (V2) of the fast recovery diode forming the bridge rectifier circuit DBR is inverted is given a slope.
[0113]
Further, according to the characteristic diagram shown in FIG. 16, for AC → DC power conversion efficiency (ηAC → DC), for example, when the maximum load power Pomax = 200 W, the power circuit of the prior art shown in FIG. = 91.8%, the power supply circuit of the fifth embodiment is improved to ηAC → DC = 93.6%. Further, an experimental result was obtained that the AC input power of the power supply circuit according to the fifth embodiment was reduced by 4.2 W with respect to the power supply circuit shown in FIG.
[0114]
In this way, the power conversion efficiency is improved in the fifth embodiment because the gap is not formed in the insulating converter transformer PIT as in the description of each of the previous embodiments, so that the insulating converter This is because eddy current loss in the transformer PIT is eliminated and the primary winding current I1 is reduced as shown in the waveform diagram of FIG. That is, this is because power loss due to eddy current loss has been eliminated and switching loss has been reduced.
Further, in this case, the secondary side resonant capacitor C2 for partial voltage resonance connected in parallel with the secondary winding N2 and the bridge rectifier circuit DBR composed of a fast recovery type rectifier diode are combined to provide the secondary side. The switching loss of the fast recovery rectifier diode when the full-wave rectifier circuit (DBR, CO1) on the side performs the rectification operation is also a factor for improving the power conversion efficiency.
[0115]
Further, it can be seen that the switching frequency fs is controlled to be lower as the load becomes heavier. At the same time, it can be seen that the period TON, which is the ON period of the switching element Q2, is controlled to become longer as the switching frequency is controlled to be lower.
[0116]
As in the case of the fourth embodiment, the power supply circuit of the fifth embodiment has the circuit configuration shown in FIGS. 13A and 13B as the secondary side configuration. Can be taken. When the configuration of the full-wave rectifier circuit shown in FIG. 13A is adopted, the number of turns of the secondary winding N2 is 50T + 50T, a center tap is applied, and the secondary side parallel resonant capacitor C2 = 470 pF is selected. To be.
Further, when the voltage doubler rectifier circuit configuration shown in FIG. 13B is adopted, the secondary winding N2 = 25T and the secondary side parallel resonant capacitor C2 = 8200 pF are selected.
[0117]
In the present embodiment described so far, the case where the insulating converter transformer PIT is formed of an EE-shaped core has been described as an example. However, this is merely an example, and each of the examples shown in FIG. Of course, it is also possible to use a U-U-shaped core CR in which a gap G is not formed at a portion where the magnetic leg end portion of the U-shaped core CR1 and the magnetic leg end portion of the U-shaped core CR2 face each other. . In this case, a divided bobbin B is attached to one magnetic leg of the U-U-shaped core CR, and the primary winding N1 and the secondary winding N2 are divided and wound on the divided bobbin B, respectively. Will be disguised.
[0118]
Further, the present invention is not limited to the configurations shown in the drawings as the above-described embodiments. For example, the secondary side configuration may be provided with a rectifier circuit having a circuit configuration other than that shown.
[0119]
【The invention's effect】
As described above, the present invention aims to improve AC-DC power conversion efficiency and reduce the primary side by not forming a gap in the insulating converter transformer in the resonant converter using half-bridge coupling of switching elements having a two-stone structure. The auxiliary switching element of the series circuit connected in parallel to the series resonant capacitor is operated only during the period when the switching element connected in parallel with the primary side partial resonant capacitor is turned on, and the series circuit capacitor is connected to the series capacitor. They are connected in parallel. Thereby, the AC-DC power conversion efficiency can be improved while ensuring the stable operation of the zero voltage switch and the zero current switch of the switching element.
[0120]
Further, since it is not necessary to form a gap in the central magnetic leg of the insulating converter transformer, the ferrite core polishing step is not required, and the cost increase can be reduced.
Further, since the insulating converter transformer can be configured using an EE-shaped core or a U-U-shaped core, the degree of freedom in selecting the core can be expanded.
[0121]
Furthermore, by not forming a gap in the insulating converter transformer, the coupling coefficient of the insulating converter transformer can be improved to about 0.9.
As a result, the leakage magnetic flux of the insulating converter transformer can be reduced, and a leakage magnetic flux shielding measure such as winding a short ring becomes unnecessary.
Moreover, the local temperature rise by the fringe magnetic flux generated in the primary winding and the secondary winding near the gap can be eliminated, and the reliability of the switching power supply circuit can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
[Figure 2]It is sectional drawing which shows the structural example of the insulation converter transformer with which the power supply circuit as 1st Embodiment is equipped.
[Fig. 3]It is a wave form diagram which shows the operation | movement at the time of heavy load of the power supply circuit as 1st Embodiment.
[Fig. 4]It is a wave form diagram which shows the operation | movement at the time of light load of the power supply circuit as 1st Embodiment.
[Figure 5]Power conversion efficiency, switching frequency, period T with respect to load power of the power supply circuit as the first embodiment ON It is the characteristic view which showed the characteristic.
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a power supply circuit according to a second embodiment.
FIG. 7 is a waveform diagram showing the operation of the power supply circuit according to the second embodiment when the load is light.
FIG. 8 is a characteristic diagram showing characteristics of power conversion efficiency, switching frequency, and period TON with respect to load power of the power supply circuit as the second embodiment.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example of a power supply circuit as a third embodiment;
FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a power supply circuit according to a fourth embodiment.
FIG. 11 is a waveform diagram showing an operation of a power supply circuit as a fourth embodiment.
FIG. 12 is a characteristic diagram showing characteristics of power conversion efficiency, switching frequency, and period TON with respect to load power of a power supply circuit as a fourth embodiment.
FIG. 13 is a diagram illustrating another configuration example of the secondary side rectifier circuit of the power supply circuit according to the fourth embodiment.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration example of a power supply circuit as a fifth embodiment;
FIG. 15 is a waveform diagram showing an operation of a power supply circuit according to a fifth embodiment.
FIG. 16 is a characteristic diagram showing characteristics of power conversion efficiency, switching frequency, and period TON with respect to load power of the power supply circuit as the fifth embodiment.
FIG. 17 is a cross-sectional view showing another structural example of the insulating converter transformer applicable to the power supply circuit as the first to fifth embodiments.
FIG. 18 is a circuit diagram showing a configuration of a power supply circuit as a prior art.
FIG. 19 is a circuit diagram showing another configuration of a power supply circuit as a prior art.
FIG. 20 is a cross-sectional view showing a structural example of an insulating converter transformer provided in a power supply circuit as a prior art.
FIG. 21 is a waveform diagram showing an operation of a main part of a power supply circuit as a prior art.
FIG. 22 is a characteristic diagram showing characteristics of power conversion efficiency, switching frequency, and period TON with respect to load power of a power supply circuit as a prior art.

Claims

A switching means which is formed by connecting two stone switching elements by a half bridge, and performs switching with respect to a DC input voltage;
An insulating converter transformer in which a primary winding and a secondary winding are formed in a magnetic core in which no gap is formed, and an output obtained by the switching means to the primary winding is transmitted to the secondary winding;
At least, is formed by the primary side series resonant capacitor connected in series with the leakage inductance component and the primary winding including a primary winding of the insulating converter transformer capacitance, current resonance switching operation of the switching element A primary side series resonant circuit having a shape;
A primary-side partial resonance capacitor connected in parallel to one of the two stone switching elements and partially resonating at a timing corresponding to the turn-off time of the two stone switching elements;
Switching drive means for applying a switching drive signal to the two stone switching elements to perform a switching operation;
Auxiliary switching element connected in parallel to the primary side series resonance capacitor and performing a switching operation so that at least an on period is obtained corresponding to a timing at which the switching element connected to the primary side partial resonance capacitor is turned off. A series circuit in which a capacitor having a capacitance value greater than required is connected in series;
DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained in the secondary winding of the insulating converter transformer and generate a predetermined secondary side DC output voltage;
Constant voltage control means for performing constant voltage control of the secondary side DC output voltage;
A switching power supply circuit comprising:

Constant voltage control means for performing constant voltage control of the secondary side DC output voltage by variably controlling the switching frequency of the switching drive means according to the level of the secondary side DC output voltage ;
The switching power supply circuit according to claim 1, further comprising:

In accordance with the level of the secondary side DC output voltage, the conduction angle of the auxiliary switching element is varied to change the switching frequency of the switching drive means. Constant voltage control means for performing constant voltage control of the secondary side DC output voltage by variably controlling the number,
The switching power supply circuit according to claim 1, further comprising:

A timing at which the rectifier diode element included in the DC output voltage generating means is turned off, comprising a secondary side winding of the insulating converter transformer and a secondary side partial resonance capacitor connected in parallel to the secondary side winding. And further comprising a secondary side partial resonance circuit that partially resonates corresponding to
The capacitance value of the primary side series resonant capacitor and the capacitor in the series circuit is set so that the primary side resonance frequency when the load supplied with the secondary side DC output voltage requires maximum load power is not more than a predetermined value. The switching power supply circuit according to claim 3 , wherein the switching power supply circuit is selected as described above.

The switching drive means is
2. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching power supply circuit is formed by a self-oscillation drive circuit that drives the two-stone switching element by self-excitation.

The switching drive means is
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching power supply circuit is formed by a separately-excited oscillation drive circuit that drives the two-stone switching element by a separately-excited type.

The insulation converter transformer is
The primary winding and the secondary winding are respectively wound around a central magnetic leg of an EE-shaped magnetic core formed by joining a pair of E-shaped magnetic cores. The switching power supply circuit according to claim 1.

The insulation converter transformer is
The primary winding and the secondary winding are respectively wound around one magnetic leg of a U-U-shaped magnetic core formed by joining a pair of U-shaped magnetic cores. The switching power supply circuit according to claim 1.