JP3653809B2 - Antenna excitation method - Google Patents

Description

【００１１】
式（１）において、ｋは波数、ｒ_m は素子アンテナ２ｍの位置ベクトル、ｄ₀ は素子アンテナ２ｍの主ビーム方向の単位ベクトル、ｄ₁ は素子アンテナ２ｍから零点形成方向の単位方向ベクトルである。Ｅ _0m は素子アンテナ２ｍの単位方向ベクトルｄ₀ 方向の遠方界素子放射電界強度、Ｅ _1m は素子アンテナ２ｍの単位方向ベクトルｄ₁ の遠方界素子放射電界強度、Ｇ₀ は主ビーム方向の所望利得である。
具体的には、式（１）で示す評価関数Ｆを最小にする励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）は、最急降下法や共役勾配法などによって算出することができる。
【００１２】
次に、移相器制御手段４は、上述のようにして算出された励振移相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）に合わせて素子を励振させるよう移相器３１〜３Ｍを制御する（Ｓ８）。
算出された励振移相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）によって各素子アンテナ２１〜２Ｍの素子が励振され、電波が送出される（Ｓ９）。
送出された電波は、対向アンテナに対して適切に受信できる電波となる。
【００１３】
上述の従来のアンテナ励振方法の問題点について図１２〜１３に基づいて説明する。
図１２は、フェーズドアレーアンテナ１の近傍界にフェーズドアレーアンテナ１以外のアンテナからの電波を受信するアンテナＲ₁ が設置されている状況を示した図である。
図１２においてＲ₀ は、フェーズドアレーアンテナ１からの電波を受信する受信アンテナであり、受信アンテナＲ₀ はフェーズドアレーアンテナ１の遠方界に設置されている。Ｒ₁ は、フェーズドアレーアンテナ１以外のアンテナからの電波を受信するアンテナであり、フェーズドアレーアンテナ１の近傍界に設置されている。
【００１４】
このようにフェーズドアレーアンテナ１の近傍界にアンテナＲ₁ が設置されているという状況は、室内無線ＬＡＮや移動体基地局アンテナなど電波環境が複雑化している現在の状況下では十分に考えられるものである。
【００１５】
上述の従来のアンテナ励振方法では、フェーズドアレーアンテナ１の素子アンテナの遠方界放射パターンに零点を形成することはできるが、近傍界に設置されたアンテナＲ₁ の地点に零点を形成することはできなかった。したがって、アンテナＲ₁ への干渉波を抑制することはできなかった。
【００１６】
その理由について次に述べる。
図１３（ａ）は、フェーズドアレーアンテナ１の素子アンテナから遠方界に設置された受信アンテナＲ₀ に対して送出されるビームの単位方向ベクトルを示した図である。
【００１７】
遠方界に設置された受信アンテナＲ₀ に対して送出されるビームの単位方向ベクトルは、図１３（ａ）に示したようにフェーズドアレーアンテナの素子アンテナ２１〜２Ｍ全てについて同一となる。
また、各素子アンテナ２１〜２Ｍから遠方界に設置された受信アンテナＲ₀ までの距離は全て同一距離Ｄと近似できる。
【００１８】
一方図１３（ｂ）は、フェーズドアレーアンテナの素子アンテナ２１〜２Ｍから近傍界に置かれたアンテナＲ₁ に対して送出されるビームの方向ベクトルを示した図である。
【００１９】
近傍界に設置されたアンテナＲ₁ に対して送出される電波の単位方向ベクトルは、図１３（ｂ）に示すように各素子アンテナ２１〜２Ｍごとに異なる。
また、各素子アンテナ２１〜２Ｍから近傍界に設置されたアンテナＲ₁ までの距離も各素子アンテナ２１〜２Ｍごとに異なる。例えば、素子アンテナ２１からアンテナＲ₁ までの距離はＤ₁ であるのに対し、素子アンテナ２ＭからアンテナＲ₁ までの距離はＤ_M となる。
【００２０】
式（１）では、各素子アンテナ２１〜２Ｍごとに零点形成地点までの距離を変化させることなく同一のｄ₁ を用いているため、図１３（ｂ）に示したように各素子アンテナ２１〜２Ｍから近傍界に設置されたアンテナＲ₁ までの距離が異なる場合については、式（１）では対応できず、式（１）で示すような評価関数を用いてもアンテナＲ₁ に対する干渉波の影響は除去できないことになる。
【００２１】
近傍界に存在するアンテナ等への干渉を除去する方法としては、「ＡｒｒａｙＰａｔｔｅｒｎ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｗｉｔｈ Ｎｅａｒ−Ｆｉｅｌｄ Ｎｕｌｌｓ，Ｈ．Ｓｔｅｙｓｋａｌ，１９９４ ＩＥＥＥ ＡＰ−Ｓ，ｐｐ．５４４−５４７」に示されているアンテナ励振方法がある。このアンテナ励振方法は、フェーズドアレーアンテナを構成する複数の素子アンテナの励振振幅および励振位相の両方を制御するものである。
図１４に、このアンテナ励振方法を実現する回路のブロック図を示す。
【００２２】
図１４において、素子アンテナ２、移相器３、移相器制御手段４、励振位相演算手段５、分配器６、送信機７は、図１０に示したものと同様であるので説明は省略する。
８１〜８Ｍは各素子アンテナ２１〜２Ｍの励振振幅を調整する振幅調整器であり、振幅調整器８１〜８Ｍそれぞれは分配器６の出力側および移相器３１〜３Ｍの入力側に接続されている。
９は、振幅調整器８１〜８Ｍを制御する振幅調整器制御手段であり、後述の励振振幅演算手段１０の出力側および振幅調整器８１〜８Ｍの入力側に接続されている。
１０は、各振幅調整器８１〜８Ｍの励振振幅値を算出する励振振幅演算手段であり、振幅調整制御手段９の出力側に接続されている。
【００２３】
「Ａｒｒａｙ Ｐａｔｔｅｒｎ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ ｗｉｔｈ Ｎｅａｒ−Ｆｉｅｌｄ Ｎｕｌｌｓ，Ｈ．Ｓｔｅｙｓｋａｌ，１９９４ ＩＥＥＥ ＡＰ−Ｓ，ｐｐ．５４４−５４７」に示されている従来のアンテナ励振方法においては、所望の地点に零点を形成するために、各素子アンテナの励振振幅を励振振幅演算手段１０によって算出し、各素子アンテナの励振位相を励振位相演算手段５によって算出する。
励振振幅演算手段１０によって算出した励振振幅に合わせるように振幅調整器８１〜８Ｍが制御され、励振位相演算手段５によって算出した励振位相に合わせるように移相器３１〜３Ｍが制御される。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】
上記のような従来のアレーアンテナの励振方法では、近傍界の所定の地点に零点を形成することはできなかったため、アレーアンテナから送出される電波によって、近傍界における所定の地点に対して干渉波が放射されるのを防止することができなかった。
【００２５】
また、励振位相と励振振幅とを制御する従来のアンテナ励振方法の場合には、アレーアンテナの近傍界に零点を形成することができるが、励振位相と励振振幅とをそれぞれ制御するための装置および処理が必要となり、制御が複雑化する、装置が大規模になる、処理負荷が大きい、コストが高くなる等の問題があった。
【００２６】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナの励振位相のみを制御して、アレーアンテナの近傍界、遠方界にかかわらず所定の地点への干渉波の放射を抑制することを代１の目的としている。
【００２７】
さらに、例えば素子間相互結合および反射波等を考慮して所定の地点への干渉波の抑制をより効果的に行うことを第２の目的としている。
【００２８】
さらにまた、上記アレーアンテナから送出される電波によって生じる複数の所定地点への干渉波の放射を同時に抑制することを第３の目的としている。
【００２９】
また、上記アレーアンテナから送出される電波によって生じる所定地点への干渉波を、上記電波の複数の周波数設定値について同時に抑制することを第４の目的としている。
【００３０】
さらに、上記アレーアンテナから送出される電波の主ビーム方向の利得を確保するとともに、上記アレーアンテナから送出される電波によって生じる上記所定地点への干渉波を抑制することを第５の目的としている。
【００３１】
さらにまた、所定の地点への干渉波の放射を抑制し得る素子アンテナの励振位相を迅速に算出することを第６の目的としている。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
この発明におけるアンテナ励振方法は、アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナからアレーアンテナの主ビーム方向にある第１の地点に送出される電波が、全て同一の距離を伝搬して減衰するとする遠方界近似を用いてアレーアンテナの第１の地点における利得を算出する第１の利得算出ステップと、複数の素子アンテナから第１の地点よりもアレーアンテナに近い位置にあり、アレーアンテナの零点形成方向にある第２の地点に送出される電波が、それぞれ当該素子アンテナから第２の地点までの距離を伝搬して減衰するとしてアレーアンテナの第２の地点における利得を算出する第２の利得算出ステップと、第１の利得算出ステップにおいて算出された第１の地点における利得と所定の利得との差及び第２の利得算出ステップにおいて算出された第２の地点における利得をもとに複数の素子アンテナの励振位相を決定する励振位相決定ステップとを有するものである。
【００３３】
また、アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナからアレーアンテナの主ビーム方向にある第１の地点に送出される電波が、全て同一の距離を伝搬して減衰するとする遠方界近似を用いてアレーアンテナの第１の地点における利得を算出する第１の利得算出ステップと、複数の素子アンテナから第１の地点よりもアレーアンテナに近い位置にあり、アレーアンテナの零点形成方向にある第２の地点に送出されるそれぞれの電波の第２の地点における電界強度を測定する電界強度測定ステップと、電界強度測定ステップにおいて測定された電界強度をもとにアレーアンテナの第２の地点における利得を算出する第２の利得算出ステップと、第１の利得算出ステップにおいて算出された第１の地点における利得と所定の利得との差及び第２の利得算出ステップにおいて算出された第２の地点における利得をもとに複数の素子アンテナの励振位相を決定する励振位相決定ステップとを有するものである。
【００３４】
さらに、アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナからアレーアンテナの主ビーム方向にある第１の地点に送出される電波が、全て同一の距離を伝搬して減衰するとする遠方界近似を用いてアレーアンテナの第１の地点における利得を算出する第１の利得算出ステップと、複数の素子アンテナから第１の地点よりもアレーアンテナに近い位置にあり、アレーアンテナの零点形成方向にある第２の地点に送出される電波が、それぞれ当該素子アンテナから第２の地点までの距離を伝搬して減衰するとしてアレーアンテナの第２の地点における利得を算出する第２の利得算出ステップと、複数の素子アンテナから第１の地点よりもアレーアンテナに近い位置にあり、アレーアンテナの零点形成方向にある第３の地点に送出される電波が、それぞれ当該素子アンテナから第３の地点までの距離を伝搬して減衰するとしてアレーアンテナの第３の地点における利得を算出する第３の利得算出ステップと、第２の利得算出ステップにおいて算出された第２の地点における利得と第３の利得算出ステップにおいて算出された第３の地点における利得の和を算出する利得和算出ステップと、第１の利得算出ステップにおいて算出された第１の地点における利得と所定の利得との差及び利得和算出ステップにおいて算出された利得の和をもとに複数の素子アンテナの励振位相を決定する励振位相決定ステップとを有するものである。
【００３５】
また、アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナからアレーアンテナの主ビーム方向にある第１の地点に送出される電波が、全て同一の距離を伝搬して減衰するとする遠方界近似を用いてアレーアンテナの第１の地点における利得を算出する第１の利得算出ステップと、複数の素子アンテナから第１の地点よりもアレーアンテナに近い位置にあり、アレーアンテナの零点形成方向にある第２の地点に送出されるそれぞれの電波の第２の地点における電界強度を算出して、素子電界メモリに格納する素子電界格納ステップと、素子電界格納ステップにおいて素子電界メモリに格納された電界強度をもとにアレーアンテナの第２の地点における利得を算出する第２の利得算出ステップと、第１の利得算出ステップにおいて算出された第１の地点における利得と所定の利得との差及び第２の利得算出ステップにおいて算出された第２の地点における利得をもとに複数の素子アンテナの励振位相を決定する励振位相決定ステップとを有するものである。
【００３９】
【作用】
この発明におけるアンテナ励振方法では、
干渉評価値算出ステップにおいて、第１素子アンテナから所定地点までの第１の距離と、第２素子アンテナから上記所定地点までの第２の距離と、干渉評価のための上記第１素子アンテナの励振位相と、干渉評価のための上記第２素子アンテナの励振位相とから、上記第１、第２素子アンテナから送出する電波による上記所定地点への干渉波の影響を評価する干渉評価値を算出し、
励振位相決定ステップにおいて、上記干渉評価値算出ステップで算出された上記干渉評価値に基づいて上記第１素子アンテナの励振位相と上記第２素子アンテナの励振位相とを決定し、
決定された励振位相に応じて上記第１、第２素子アンテナの素子を励振させる。
【００４０】
また、素子電界測定ステップにおいて、上記第１素子アンテナから送出される電波の上記所定地点における第１素子電界強度と、第２素子アンテナから送出される電波の上記所定地点における第２素子電界強度とを測定し、
上記干渉評価値算出ステップにおいて、上記素子電界測定ステップで測定された上記第１、第２素子電界強度と、上記第１素子アンテナから上記所定地点までの第１の距離と、第２素子アンテナから上記所定地点までの第２の距離と、干渉評価のための上記第１素子アンテナの励振位相と、干渉評価のための上記第２素子アンテナの励振位相とから、上記干渉評価値を算出する。
【００４１】
さらに、上記干渉評価値算出ステップにおいて、上記第１素子アンテナから複数の所定地点までの距離と、上記第２素子アンテナから上記複数の所定地点までの距離と、干渉評価のための上記第１素子アンテナの励振位相と、干渉評価のための上記第２素子アンテナの励振位相とから、上記第１、第２素子アンテナから送出する電波が上記複数の所定地点に与える影響を評価する評価値を算出する。
【００４２】
さらにまた、上記干渉評価値算出ステップを複数の周波数設定値について実行することにより、上記複数の周波数設定値に対応する複数の上記干渉評価値を算出し、
上記励振位相決定ステップにおいて、上記複数の周波数設定値に対応する複数の上記干渉評価値に基づいて上記第１素子アンテナの励振位相と上記第２素子アンテナの励振位相とを決定する。
【００４３】
また、利得評価値算出ステップにおいて、上記干渉評価のための上記第１素子アンテナの励振位相と、上記干渉評価のための上記第２素子アンテナの励振位相とから、上記アレーアンテナから主ビーム方向に送出される電波の利得を評価する利得評価値を算出し、
上記励振位相決定ステップにおいて、上記干渉評価値算出ステップで算出された干渉評価値と、上記利得評価値算出ステップで算出された利得評価値とに基づき、上記第１素子アンテナの励振位相と上記第２素子アンテナの励振位相とを決定し、
決定された励振位相に応じて上記第１、第２素子アンテナの素子を励振させる。
【００４４】
さらに、上記第１、第２の素子アンテナは、アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナのうちの一部の素子アンテナであり、これら一部の素子アンテナについて励振位相を決定する。
【００４５】
さらにまた、素子電界格納ステップにおいて、上記第１素子アンテナから送出される電波の上記所定地点における第１素子電界強度と、第２素子アンテナから送出される電波の上記所定地点における第２素子電界強度とを算出して素子電界メモリに格納し、
上記干渉評価値算出ステップにおいて、上記素子電界格納ステップにおいて上記素子電界メモリに格納された上記第１、第２素子電界強度と、上記第１素子アンテナから上記所定地点までの第１の距離と、第２素子アンテナから上記所定地点までの第２の距離と、干渉評価のための上記第１素子アンテナの励振位相と、干渉評価のための上記第２素子アンテナの励振位相とから、上記干渉評価値を算出する。
【００４６】
【実施例】
実施例１．
この実施例は、各素子アンテナから近傍界における零点を形成すべき地点までの距離に対応させて各素子アンテナの励振位相を制御するアンテナ励振方法である。
【００４７】
まず、このアンテナ励振方法の原理について図１３（ｂ）に基づいて説明する。素子アンテナから送出される電波は、素子アンテナからある地点までの距離に応じ、その地点における位相と振幅とが変化する。
具体的には、図１３（ｂ）に示したように素子アンテナ２１〜２ＭからアンテナＲ₁ までの距離が各素子アンテナごとに異なると、素子アンテナ２１〜２Ｍそれぞれから送出される電波のアンテナＲ₁ 地点での位相および振幅は異なってしまう。
【００４８】
式（１）においては、素子アンテナ２１〜２ＭからアンテナＲ₁ までの距離の相違については考慮されていないため、式（１）を用いた従来のアンテナ励振方法ではアンテナＲ₁ の位置での位相および振幅を調整することはできなかった。したがって、近傍界におけるアンテナＲ₁ の位置に零点を形成させることができなかった。
【００４９】
近傍界におけるアンテナＲ₁ の地点に零点を形成させるようアンテナＲ₁ の位置での位相および振幅を調整するのを可能にするためには、後述の式（２）に示すような評価関数Ｆが考えられる。式（２）では、素子アンテナ２１〜２ＭからアンテナＲ₁ までのそれぞれの距離を考慮している。
【００５０】
【数２】

【００５１】
次に式（２）について説明する。
式（２）において、ｄ_1mは素子アンテナ２ｍ（ｍ＝１〜Ｍ）から近傍界における零点を形成すべき地点までのベクトルであり、ｅ_1mは素子アンテナ２ｍ（ｍ＝１〜Ｍ）から近傍界においた零点を形成すべき観測点を見た方向の素子電界強度である。式（１）のＥ_1mは遠方での電界強度であるのに対し、式（２）のｅ_1mは近傍での電界強度である点で区別している。
そのほかの記号は、式（１）と同一であるので説明は省略する。
【００５２】
式（２）の内第１項は、主ビーム方向の電界強度が所望の利得に達しているか否かを評価する項、式（２）の内第２項は、所定地点に対する干渉波の放射を評価する項である。
【００５３】
式（２）に示した評価関数Ｆの値が最小となるよう最適化することにより各素子アンテナごとの励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出し、位相調整することによって、結果的に近傍界における零点を形成すべき地点での振幅、位相を調整することができるようになり、近傍界の所定の地点に零点を形成することができる。
【００５４】
次にこの実施例におけるアンテナ励振方法を実現するための回路構成について図１に基づいて説明する。
図１において、素子アンテナ２、移相器３、移相器制御手段４、分配器６および送信機７については従来例と同様であるので、説明は適宜省略する。
１１は、移相器制御手段４の入力側に接続された第１近傍界干渉波抑圧手段であり、第１近傍界干渉波抑圧手段１１は各素子アンテナ２１〜２Ｍに対応する励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を決定する。
１２は、移相器制御手段４および第１近傍界干渉波抑圧手段１１の入力側に接続された素子電界メモリである。素子電界メモリには、式（２）の要素である素子電界強度ｅ_1m（ｍ＝１〜Ｍ）の値を保持している。
【００５５】
次にこの実施例におけるアンテナ励振方法の手順を図２を用いて説明する。
以降、図１２において示したフェーズドアレーアンテナ１の近傍界に設置されたアンテナＲ₁ の地点に零点を形成する場合について説明する。
まず、第１近傍界干渉波抑圧手段１１は、素子電界メモリ１２によって保持される素子電界強度ｅ_1m（ｍ＝１〜Ｍ）の値を利用し、式（２）によって算出される評価値Ｆを最小にするように各素子アンテナ２１〜２Ｍごとの励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を決定する（Ｓ１）。この励振位相φ_m の算出方法としては、最急降下法や共役勾配法等がある。
【００５６】
第１近傍界干渉波抑圧手段１１によって算出された各素子アンテナ２１〜２Ｍごとの励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）が、第１近傍界干渉波抑圧手段１１から移相器制御手段４に対して通知される（Ｓ２）。
各素子アンテナ２１〜２Ｍごとの励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を受信した移相器制御手段４は、受信した励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）に合わせて各素子アンテナ２１〜２Ｍの励振位相を調整するよう移相器３１〜３Ｍを制御する（Ｓ３）。
【００５７】
移相器制御手段４による制御によって移相器３１〜３Ｍそれぞれは、素子アンテナ２１〜２Ｍの素子を励振させる励振位相を調整する（Ｓ４）。
その後、素子アンテナ２１〜２Ｍから適切な励振位相の電波が送出される。
以上の手順を経て、フェーズドアレーアンテナ１の近傍界に置かれたアンテナＲ₁ の位置に零点を形成し得る電波を送出することができる。
【００５８】
次に、上述のようなアンテナ励振方法によって励振位相を制御した場合の実験結果について説明する。
まず実験装置のレイアウトについて図３を用いて説明する。
実験では、移相器３１〜３Ｍとして５ビットデジタル移相器を用い、素子アンテナ２１〜２ＭとしてＸ帯８素子のマイクロストリップリニアアレーアンテナを用いた。また、素子アンテナから送出される電波の周波数は、９．７ＧＨｚとした。
【００５９】
アレーアンテナの遠方領域（アレーアンテナから５ｍ）であり図３に示すように角度θをとった場合のθ＝０°の位置を観測点Ａとし、アレーアンテナの近傍領域（アレーアンテナから１２０ｍｍ）でありθ＝２０°の位置を観測点Ｂとする。
上述の観測点Ａ、Ｂそれぞれに観測用アンテナを設置し、観測用アンテナによって観測点Ａ、Ｂそれぞれにおける電界強度を測定した。
【００６０】
Ｘ帯８素子のマイクロストリップリニアアレーアンテナから観測点Ａの方向に主ビームを向け、観測点Ｂに零点を形成するよう上述の式（２）を用いたアンテナ励振方法によって制御を行った場合の実験結果を図４に示す。
【００６１】
図４の内、（ａ）は観測点Ａにおける放射パターンであり、（ｂ）は観測点Ｂにおける放射パターンである。
図４（ａ）（ｂ）において、点線は上述の式（２）を用いたアンテナ励振方法によって制御する前の初期放射パターンであり、実線は上述の式（２）を用いたアンテナ励振方法によって制御を行った後の放射パターンである。図４（ａ）（ｂ）の縦軸は、電界強度レベルを示し、横軸は角度θを示す。
【００６２】
図４（ａ）に示したように観測点Ａにおける電界強度は初期値と比べて０．３ｄＢしか減少していないのに対し、図４（ｂ）に示したように観測点Ｂにおける電界強度は初期値と比べて２２．４ｄＢ減少した。
つまり、主ビーム方向である観測点Ａでの電界強度を確保しつつ、近傍界における観測点Ｂに零点を形成させることができた。
【００６３】
この実施例におけるアンテナ励振方法の効果について説明する。
この実施例におけるアンテナ励振方法は、実験結果からもわかるように遠方界の所望の方向に主ビームを向けつつ、近傍界の所定の地点への干渉波の放射を抑制することができる。
また、各素子アンテナごとの最適な励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を演算処理によって決定するので、容易にかつ小規模な回路構成で実現できる。
【００６４】
さらに、算出した励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）に合わせて素子アンテナ２１〜２Ｍの励振位相をそれぞれ調整するようにしているので、素子アンテナ２１〜２Ｍの内一部の素子アンテナの位相のみを調整する場合に比べてより精度良い零点形成を実現することができる。
さらにまた、最適化によって最も適切な励振移相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出するようにしているので、効果的に近傍界の所定の地点への干渉波の放射を抑制することができる。
【００６５】
なお、この実施例では、評価関数として式（２）を用いているが、その他の評価関数を用いて所定地点における干渉波の影響を評価することもできる。ただし、他の評価関数を用いる場合でも、各素子アンテナ２１〜２Ｍから所定地点までのそれぞれの距離または各素子アンテナ２１〜２Ｍから所定地点を見た方向ベクトルを評価要素とする評価関数である必要がある。
【００６６】
また、この実施例では評価値Ｆを最小にする励振移相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出するようにしているが、評価値Ｆがある基準値を満足するような励振移相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出するようにしてもよい。
【００６７】
この実施例における素子電界メモリ内に保持される素子電界強度ｅ_1m（ｍ＝１〜Ｍ）としては、素子相互結合および反射波等を考慮した素子放射電界を用いてもよい。素子相互結合および反射波等を考慮した素子電界強度ｅ_1m（ｍ＝１〜Ｍ）は、起電力法、ＦＤＴＤ法、幾何光学近似法などを利用して数値計算によって求めることができる。
【００６８】
素子相互結合および反射波等を考慮した素子電界強度ｅ_1m（ｍ＝１〜Ｍ）を用いてφ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出することにより、零点を形成させたい地点での実際の素子電界強度により則した素子電界強度ｅ_1m（ｍ＝１〜Ｍ）を用いることになり、より効果的に干渉波を抑制することができる。
また、あらかじめ算出した素子相互結合および反射波等を考慮した素子電界強度をメモリに保持させるだけでよく、特別な装置を必要としない点で有効である。
【００６９】
実施例２．
この実施例は、近傍界の所定の地点に零点を形成すべく、素子間相互結合および反射波を考慮して励振位相を算出し、調整するアンテナ励振方法であり、以下図５に基づいて説明する。
図５は、この実施例におけるアンテナ励振方法を実現する回路を示すブロック図である。
【００７０】
図５において、１４は素子アンテナ２１〜２Ｍそれぞれから送出される電波の素子電界強度を測定するための素子電界測定用受信アンテナである。素子電界測定用受信アンテナ１４は、近傍界における零点を形成させたい地点に設置される。
１５は、素子電界測定用受信アンテナ１４の出力側に接続された素子電界測定用受信機である。
【００７１】
１３は、素子電界測定用受信機１５から出力される受信電力から各素子アンテナ２１〜２Ｍごとの素子電界強度を測定する素子電界測定手段であり、移相器制御手段４の入力側および第１近傍界干渉波抑制手段１１の入力側に接続される。
素子アンテナ２、移相器３、移相器制御手段４、分配器６、送信機７および第１近傍界干渉波抑制手段１１は、実施例１と同様であるので説明は省略する。
【００７２】
次に、この実施例におけるアンテナ励振方法の手順について図６に基づいて説明する。
まず、素子電界測定用受信アンテナ１４はフェーズドアレーアンテナ１から送出される電波を受信する。そして受信結果を素子電界測定用受信機１５を介して受信電力Ｑとして素子電界測定手段１３に対して出力する（Ｓ１）。
【００７３】
素子電界測定手段１３は、素子電界測定用受信機１５から出力される受信電力Ｑに基づき、各素子アンテナ２１〜２Ｍそれぞれから近傍界における零点を形成させたい地点までの距離を考慮した素子電界強度ｅ_1m／｜ｄ_1m｜（ｍ＝１〜Ｍ）を測定する（Ｓ２）。素子電界測定手段１３によって測定される素子電界強度ｅ_1m／｜ｄ_1m｜（ｍ＝１〜Ｍ）は、素子相互結合および散乱波の影響を含んだ状態での値となる。
素子電界測定手段１３によって測定した各素子アンテナ２１〜２Ｍの素子電界強度ｅ_1m／｜ｄ_1m｜（ｍ＝１〜Ｍ）は、第１近傍界干渉波抑制手段１１に対して通知される（Ｓ３）。
【００７４】
第１近傍界干渉波抑制手段１１は、式（２）を用いて評価関数Ｆが最小となる励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出する。算出の際、式（２）におけるｅ_1m／｜ｄ_1m｜には、素子電界測定手段１３によって測定された値が代入される。
以降、実施例１におけるＳ１〜Ｓ４と同様の手順を経て、素子アンテナ２１〜２Ｍから適切な励振位相の電波が送出される（Ｓ４〜Ｓ７）。
【００７５】
この実施例におけるアンテナ励振方法の効果について述べる。
この実施例におけるアンテナ励振方法は、素子相互結合および散乱波の影響を含んだ状態での素子電界強度ｅ_1m／｜ｄ_1m｜（ｍ＝１〜Ｍ）を式（２）に代入しして励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出するので、近傍界における零点を形成させたい地点での実際の素子電界強度に則して、より効果的に所定の位置に零点を形成させることができる。
【００７６】
また、励振位相調整後に素子電界測定用受信アンテナを１４を用いて電波を受信し、することにより、近傍界における零点を形成させたい地点で干渉波の抑制が実現されているか否かを確認することができる。
【００７７】
実施例３．
この実施例は、近傍界における複数の地点において零点を形成するアンテナ励振方法である。
図７は、この実施例におけるアンテナ励振方法を実現する回路のブロック図である。
図７において、素子アンテナ２、移相器３、分配器６、送信機７、移相器制御手段４は実施例１と同様であるので説明は省略する。
１６は、後述の式（３）を基に各素子アンテナ２１〜２Ｍに対する励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出する第２近傍界干渉波抑圧手段である。
【００７８】
次にこの実施例におけるアンテナ励振方法の手順を説明する。
まず、第２近傍界干渉波抑圧手段１６は、式（３）に示す評価関数Ｆを最小にする励振位相φ_m を求める。励振位相φ_m の算出の方法には、最急降下法や共役勾配法等がある。
式（３）においては、近傍界にある零点を形成すべき複数の地点で零点を形成することができるように、評価関数Ｆは零点を形成すべき複数の地点（ｎ＝１〜Ｎ）に対しての評価値の総和となっている。
【００７９】
【数３】

【００８０】
ここで、ｄ_1mn は素子アンテナ２ｍから近傍界にある零点を形成すべき複数の地点（ｎ＝１〜Ｎ）までのベクトルである。その他の記号は式（１）（２）と同一である。
【００８１】
そして、第２近傍界干渉波抑圧手段１６によって算出された励振位相φ_m は、移相器制御手段４に対して通知される。
以降、実施例１におけるＳ３〜Ｓ４と同様の処理を経て、フェーズドアレーアンテナ１の近傍界における複数の地点に零点を形成し得る電波を送出することができる。
【００８２】
この実施例におけるアンテナ励振方法の効果について述べる。
この実施例におけるアンテナ励振方法では、近傍界の複数の地点への干渉波の放射を同時に抑制することができる。
したがって、近傍界の複数の地点に設置されている複数の他のアンテナ等に対する干渉波の放射を抑制することができる。
【００８３】
また、他のアンテナが例えば移動体通信の移動局の受信アンテナ等の場合には、受信アンテナ自体が移動することもある。このような場合であっても、あらかじめ移動する受信アンテナ周辺の複数の地点において干渉波の影響を抑制させておくことにより、移動する受信アンテナに対しての干渉波の影響を低減させることができる。
【００８４】
実施例４．
この実施例は、フェーズドアレーアンテナから送出される電波の複数の周波数ポイントについて、近傍界のある地点に零点を形成するアンテナ励振方法であり、以下図８に基づいて説明する。
フェーズドアレーアンテナによって大容量の情報を伝送する場合等では、その情報を伝送するマイクロ波の帯域も広くとらなければならないため、フェーズドアレーアンテナから送出されるマイクロ波はある程度の周波数帯域を有することになる。
【００８５】
したがって、近傍界のある地点に対しての干渉波の放射抑制を広い周波数帯域に渡って行わなければならない。
フェーズドアレーアンテナから送出される電波の複数の周波数ポイントについて、近傍界のある地点に零点を形成するアンテナ励振方法は、以下のようにして実現できる。
【００８６】
まず、この実施例におけるアンテナ励振方法を実現するための回路構成を説明する。
図８は、この実施例におけるアンテナ励振方法を実現する回路のブロック図である。
図８において、素子アンテナ２、移相器３、分配器６、送信機７、移相器制御手段４は実施例１と同様であるので説明は省略する。
１７は、後述の式（４）を基に各素子アンテナ２１〜２Ｍに対する励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出する第３近傍界干渉波抑制手段である。
【００８７】
次に、この実施例におけるアンテナ励振方法の手順を説明する。
第３近傍界干渉波抑圧手段１７は、式（４）によって算出される評価値Ｆを最小にするように励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を求める。励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）の算出の方法には、最急降下法や共役勾配法等がある。
【００８８】
式（４）においては、ある程度の周波数帯域を有する電波の内、複数の周波数ポイントについて近傍界の所定地点に零点を形成することができるように、評価関数Ｆは複数の周波数ポイントｌ（ｌ＝１〜Ｌ）についての評価値の総和となっている。
【００８９】
【数４】

ここで、Ｅ_0ml は周波数ポイントｌ（ｌ＝１〜Ｌ）における素子アンテナ２ｍ（ｍ＝１〜Ｍ）の主ビームの単位方向ベクトルｄ₀ の遠方界素子放射電界強度、Ｇ _0l は周波数ポイントｌ（ｌ＝１〜Ｌ）における主ビーム方向の所望利得、ｅ_lmｌ は周波数ポイントｌ（ｌ＝１〜Ｌ）における素子アンテナ２ｍ（ｍ＝１〜Ｍ）から近傍界における零点を形成すべき地点を見た方向についての素子放射電界強度である。ｋ _ｌ は、周波数ポイントｌ（ｌ＝１〜Ｌ）における波数である。
【００９１】
そして、第３近傍界干渉波抑圧手段１７によって算出された励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）は、移相器制御手段４に対して通知される。
以降、実施例１におけるＳ３〜Ｓ４と同様の処理を経て、フェーズドアレーアンテナ１から送出されるある程度の周波数帯域を有する電波の複数の周波数ポイントについて、近傍界の所定地点に零点を形成させることができる。
【００９２】
この実施例におけるアンテナ励振方法の効果について述べる。
この実施例におけるアンテナ励振方法では、近傍界の所定地点への干渉波の放射を周波数ポイントについて同時に抑制することができる。
したがって、アレーアンテナから送出する電波が周波数帯域を有する電波であった場合でも、所定地点への干渉波の影響を低減させることができる。
【００９３】
実施例５．
この実施例におけるアンテナ励振方法は、上述の式（１）〜（４）から励振位相を算出する際に量子化位相誤差を考慮して最適化を行うものである。
【００９４】
次に量子化位相誤差を考慮した励振位相の決定手順について説明する。
まず、量子化位相誤差がない場合には、各素子アンテナ２１〜２Ｍから送信される電波の電界ベクトルすなわち各素子電界ベクトルｄ_m （ｍ＝１〜Ｍ）は、図９（ａ）に示すような状態となる。
つまり、量子化位相誤差がない場合には、各素子電界ベクトルｄ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を結合していくと、ベクトルの始点と終点とが一致するようになる。
図９において、Ｐ₁ 点がベクトルの始点であり、Ｐ₂ 点がベクトルの終点を示す。
【００９５】
しかし、量子化位相誤差がある場合には、各素子電界ベクトルｄ_m （ｍ＝１〜Ｍ）が量子化位相誤差の影響をうけて図９（ｂ）の実線で示したようになる。つまり、ベクトルの始点Ｐ₁ と終点Ｐ₂ とが一致しなくなる。この場合のベクトルの終点Ｐ₂ からベクトルの始点Ｐ₁ までのベクトルが、量子化位相誤差の影響によって生じる誤差ベクトルである。
この誤差ベクトルを解消するよう各素子電界ベクトルｄ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を調整することで、量子化位相誤差を排除することができる。
【００９６】
具体的には、各素子電界ベクトルｄ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を回転させることによりベクトルの始点とベクトルの終点とが一致するように調整する。図９（ｂ）における点線で示したように各素子電界ベクトルｄ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を回転調整する。
そして、調整後の各素子電界ベクトルｄ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を式（２）〜式（４）に代入することによって、実施例１〜４に示したのと同様に励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出する。
以降は、実施例１〜４に示したのと同様の手順で各素子アンテナの素子を励振させる。
【００９７】
この実施例におけるアンテナ励振方法の効果について述べる。
この実施例におけるアンテナ励振方法においては、量子化位相誤差を考慮して調整した各素子電界ベクトルｄ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を用いて励振位相φ_m を算出するため、零点の形成を精度よく行うことができる。
したがって、量子化位相誤差を考慮しない場合に比べ、近傍界のある地点に対する干渉波の放射をより効果的に抑制することができる。
【００９８】
実施例６．
この実施例におけるアンテナ励振方法は、上述の式（１）〜（４）から励振位相を算出する際に主ビーム方向の所望利得Ｇ₀ に許容範囲をもたせて最適化を行うものである。
【００９９】
実施例１〜４において上述の式（１）〜（４）から励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出する際に、主ビーム方向の所望利得Ｇ₀ を一定値に固定せず、許容範囲をもたせて最適化を行うことで評価関数Ｆを最小にする励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出する。
【０１００】
主ビーム方向の所望利得Ｇ₀ に許容範囲をもたせて最適化を行うことにより、一定値に固定する場合に比べて励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）の自由度が高まり、より評価関数Ｆの値を小さくできる励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を得ることができる。
したがって、近傍界のある地点に対する干渉波の放射をより効果的に抑制することができる。
【０１０１】
実施例７．
この実施例におけるアンテナ励振方法は、上述の式（１）〜（４）から励振位相を算出する際に、複数の素子アンテナの内一部の素子アンテナの励振位相を固定値とし、残りの素子アンテナの励振位相を最適化によって求めるものである。
【０１０２】
実施例１〜４においては、素子アンテナ２１〜２Ｍに対する励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）すべてを算出するようにしているが、素子アンテナ２１〜２Ｍの内一部の素子アンテナの励振位相を最適化によって算出するようにしてもよい。
【０１０３】
具体的には、式（１）〜式（４）を用いて励振位相φ_m （ｍ＝１〜Ｍ）を算出する際に、例えば素子アンテナ２１〜２５の励振位相として固定値を代入する。
その他の素子アンテナ２６〜２Ｍの励振位相については変化させて、評価関数Ｆを最小にするために最適な励振位相φ_m （ｍ＝６〜Ｍ）を算出する。
【０１０４】
上述のような方法によって最適化を行う場合には、近傍界におけるある地点に対する干渉波について影響が少ない素子アンテナの励振位相を固定値にするのが効果的である。
【０１０５】
具体的には、図１２に示したような位置に干渉波を放射してはならないアンテナＲ₁ が存在する場合には、アンテナＲ₁ への干渉波に対して影響が少ない素子アンテナは、素子アンテナ２１側の素子アンテナと考えることができる。アンテナＲ₁ への干渉波に対して影響が大きいアンテナは、素子アンテナ２Ｍ側の素子アンテナと考えることができる。
したがってこのような場合には、素子アンテナ２１側の素子アンテナの励振位相を固定値に設定し、素子アンテナ２Ｍ側の素子アンテナの励振位相を変化させて最適値を算出するようにするのが効果的である。
【０１０６】
このように素子アンテナ２１〜２Ｍの内一部の素子アンテナの励振位相を最適化によって算出する場合には、一部の素子アンテナについての励振位相のみを調整するだけでよいので、位相制御が簡単になる。
また、最適化によって励振位相を算出する場合の計算処理が簡単になるとともに、迅速な計算処理が可能となる。
【０１０７】
【発明の効果】
アレーアンテナを構成する第１、第２素子アンテナから所定地点までの第１、第２の距離と、干渉評価のための上記第１素子アンテナの励振位相と、干渉評価のための上記第２素子アンテナの励振位相とから上記所定地点への干渉波の影響を評価する干渉評価値を算出し、算出結果に基づいて上記第１、第２素子アンテナの励振位相を決定するので、上記アレーアンテナから送出される電波によって生じる上記所定地点への干渉波を抑制することができる。
【０１０８】
上記所定地点における実際の素子電界強度の測定結果を用いて干渉評価値を算出するので、例えば上記素子アンテナの素子間相互結合または反射波等の影響を含んだ状態での干渉評価値の算出ができ、上記アレーアンテナから送出される電波によって生じる上記所定地点への干渉波をより効果的に抑制することができる。
【０１０９】
上記第１素子アンテナから複数の所定地点までの距離と、上記第２素子アンテナから上記複数の所定地点までの距離と、干渉評価のための上記第１、第２素子アンテナの励振位相とから干渉評価値を算出し、算出結果に基づいて上記第１、第２素子アンテナの励振位相を決定するので、上記アレーアンテナから送出される電波によって生じる上記複数の所定地点への干渉波を同時に抑制することができる。
【０１１０】
複数の周波数設定値について対応する上記干渉評価値を算出し、算出結果に基づいて上記第１、第２素子アンテナの励振位相を決定するので、上記アレーアンテナから送出される電波によって生じる上記所定地点への干渉波を、上記電波の複数の周波数設定値について同時に抑制することができる。
【０１１１】
上記干渉評価のための上記第１素子アンテナの励振位相と、上記干渉評価のための上記第２素子アンテナの励振位相とから、上記アレーアンテナから主ビーム方向に送出される電波の利得を評価する利得評価値を算出し、上記干渉評価値と上記利得評価値とに基づいて上記第１、第２素子アンテナの励振位相を決定するので、上記アレーアンテナから送出される電波の主ビーム方向の利得を確保しつつ、上記アレーアンテナから送出される電波によって生じる上記所定地点への干渉波を抑制することができる。
【０１１２】
アレーアンテナを構成する複数の素子アンテナのうち一部の素子アンテナである上記第１、第２の素子アンテナについて励振位相を決定するので、干渉評価値の算出を迅速に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施例１におけるアンテナ励振方法を実現する回路のブロック図である。
【図２】 実施例１におけるアンテナ励振方法の手順を示すフローチャートである。
【図３】 実験装置のレイアウトを示す図である。
【図４】 上述の式（２）を用いたアンテナ励振方法の実験結果を示す図である。
【図５】 実施例２におけるアンテナ励振方法を実現する回路のブロック図である。
【図６】 実施例２におけるアンテナ励振方法の手順を示すフローチャートである。
【図７】 実施例３におけるアンテナ励振方法を実現する回路のブロック図である。
【図８】 実施例４におけるアンテナ励振方法を実現する回路のブロック図である。
【図９】 量子化位相誤差が無い場合（ａ）と、量子化位相誤差がある場合（ｂ）の素子電界ベクトルの様子を示した図である。
【図１０】 従来のアンテナ励振方法を実現する回路のブロック図である。
【図１１】 従来のアンテナ励振方法の手順を示すフローチャートである。
【図１２】 フェーズドアレーアンテナの遠方界および近傍界での、アンテナ設置状況の一例を示した図である。
【図１３】 各素子アンテナから送出される電波の単位方向ベクトルおよび、各素子アンテナからの距離の相違を示した図である。
【図１４】 励振位相および励振振幅を制御する従来のアンテナ励振方法を実現する回路のブロック図である。
【符号の説明】
１ フェーズドアレーアンテナ、２１〜２Ｍ 素子アンテナ、３１〜３Ｍ 移相器、４ 移相器制御手段、５ 励振位相演算手段、６ 分配器、７ 送信機、８１〜８Ｍ 振幅調整器、９ 振幅調整器制御手段、１１ 第１近傍界干渉波抑圧手段、１２ 素子電界メモリ、１３ 素子電界測定手段、１４ 素子電界測定用アンテナ、１５ 素子電界測定用受信機、１６ 第２近傍界干渉波抑圧手段、１７ 第３近傍界干渉波抑圧手段。[0001]
[Industrial application fields]
The present invention relates to an antenna excitation method for determining an excitation phase value of a plurality of element antennas constituting an array antenna and exciting elements of the plurality of element antennas according to the determined value, and is placed in a near field of the element antenna. This is to reduce radio wave interference to other devices.
[0002]
[Prior art]
JP-A-2-276302
FIG. 10 is a block diagram of a circuit for realizing the conventional method for exciting a phased array antenna disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2-276302.
[0003]
In FIG. 10, reference numeral 1 denotes a phased array antenna including a plurality of element antennas 2, a phase shifter 3, a distributor 6, and a transmitter 7, which will be described later.
Reference numerals 21 to 2M denote element antennas, and radio waves are simultaneously transmitted from the respective element antennas 21 to 2M. Hereinafter, the element antennas 21 to 2M are collectively referred to as the element antenna 2.
[0004]
Reference numerals 31 to 3M denote phase shifters connected to the respective element antennas 21 to 2M. Each of the phase shifters 31 to 3M changes the phase of the radio wave transmitted from each of the element antennas 21 to 2M by changing the excitation phase for exciting the elements of the element antennas 21 to 2M. Hereinafter, the phase shifters 31 to 3 </ b> M are collectively referred to as a phase shifter 3.
[0005]
Reference numeral 4 denotes phase shifter control means for controlling each of the phase shifters 31 to 3M. The phase shifter control means 4 is connected to the input side of each of the phase shifters 31 to 3M.
Reference numeral 5 denotes excitation phase calculation means for calculating the excitation phase value of each of the phase shifters 31 to 3M. The excitation phase calculation means 5 is connected to the input side of the phase shifter control means 4.
Reference numeral 6 denotes a distributor that distributes power to the element antennas 21 to 2M via the phase shifters 31 to 3M. The distributor 6 receives power supplied from a transmitter 7 to be described later, and receives each element antenna 21 to 21M. Distributes power to 2M.
A transmitter 7 is connected to the input side of the distributor 6 and supplies transmission power to the distributor 6.
[0006]
Next, the procedure of the conventional antenna excitation method will be described with reference to FIG.
FIG. 11 is a flowchart showing functions for each block.
Here, the case where the phased array antenna 1 is used as a transmission antenna and radio waves are transmitted to a counter antenna (not shown) will be described.
[0007]
First, the transmitter 7 supplies power to the distributor 6 (S1), and the distributor 6 distributes the power supplied from the transmitter 7 to the elements of the element antennas 21 to 2M (S2). ).
The power distributed by the distributor 6 is sent to the elements of the element antennas 21 to 2M via the phase shifters 31 to 3M in which the initial setting phase is set (S3).
The elements of the element antennas 21 to 2M are excited by the initial setting phase, and radio waves are transmitted (S4).
[0008]
The opposing antenna receives the radio wave transmitted from the transmitting antenna (S5), and determines whether or not it has been normally received (S6).
As a result of the discrimination, if the signal cannot be normally received, the excitation phase calculation means 5 on the transmitting antenna side calculates the optimum excitation phase by the following equation (1) using the reception level of the opposing antenna (S7). .
[0009]
At this time, the unit direction vector of the desired radio wave radiation direction is d₀ , The unit direction vector of the formation direction of the zero is d₁ Then d₀ Maximize the gain in the direction of d₁ The excitation phase φ of the element antenna 2m provided to form the zero point of the radiation pattern in the direction of_m (M = 1 to M) is obtained, for example, by minimizing the evaluation function F of the equation (1).
[0010]
[Expression 1]

[0011]
  In Equation (1), k is the wave number, r_m Is the position vector of the element antenna 2m, d₀ Is a unit vector in the main beam direction of the element antenna 2m, d₁ Is a unit direction vector in the direction of zero formation from the element antenna 2m. E _0m Is the unit direction vector d of the element antenna 2m₀ Direction far field element radiation field strength, E _1m Is the unit direction vector d of the element antenna 2m₁ Far-field element radiation field strength, G₀ Is the desired gain in the main beam direction.
  Specifically, the excitation phase φ that minimizes the evaluation function F shown in Equation (1)_m (M = 1 to M) can be calculated by a steepest descent method or a conjugate gradient method.
[0012]
Next, the phase shifter control means 4 provides the excitation phase shift φ calculated as described above._m The phase shifters 31 to 3M are controlled so as to excite the elements in accordance with (m = 1 to M) (S8).
Calculated excitation phase shift φ_m The elements of the element antennas 21 to 2M are excited by (m = 1 to M), and radio waves are transmitted (S9).
The transmitted radio wave is a radio wave that can be appropriately received by the opposing antenna.
[0013]
Problems of the above-described conventional antenna excitation method will be described with reference to FIGS.
FIG. 12 shows an antenna R that receives radio waves from antennas other than the phased array antenna 1 in the near field of the phased array antenna 1.₁ It is the figure which showed the condition where is installed.
In FIG. 12, R₀ Is a receiving antenna for receiving radio waves from the phased array antenna 1, and the receiving antenna R₀ Is installed in the far field of the phased array antenna 1. R₁ Is an antenna that receives radio waves from antennas other than the phased array antenna 1, and is installed in the near field of the phased array antenna 1.
[0014]
In this way, the antenna R is placed in the near field of the phased array antenna 1.₁ The situation where is installed is fully conceivable under the current situation where the radio wave environment is complicated, such as indoor wireless LAN and mobile base station antennas.
[0015]
In the above-described conventional antenna excitation method, a zero point can be formed in the far-field radiation pattern of the element antenna of the phased array antenna 1, but the antenna R installed in the near field can be formed.₁ It was not possible to form a zero at this point. Therefore, the antenna R₁ It was not possible to suppress the interference wave.
[0016]
The reason will be described next.
FIG. 13A shows a receiving antenna R installed in the far field from the element antenna of the phased array antenna 1.₀ It is the figure which showed the unit direction vector of the beam sent with respect to.
[0017]
Receiving antenna R installed in the far field₀ As shown in FIG. 13A, the unit direction vector of the beam transmitted to is the same for all the element antennas 21 to 2M of the phased array antenna.
Moreover, the receiving antenna R installed in the far field from each element antenna 21-2M.₀ Can be approximated to the same distance D.
[0018]
On the other hand, FIG. 13B shows an antenna R placed in the near field from the element antennas 21 to 2M of the phased array antenna.₁ It is the figure which showed the direction vector of the beam sent with respect to.
[0019]
Antenna R installed in the near field₁ The unit direction vector of the radio wave transmitted to is different for each of the element antennas 21 to 2M as shown in FIG.
Moreover, the antenna R installed in the near field from each element antenna 21-2M.₁ The distance is also different for each of the element antennas 21 to 2M. For example, the element antenna 21 to the antenna R₁ Distance to D₁ In contrast, the element antenna 2M to the antenna R₁ Distance to D_M It becomes.
[0020]
In equation (1), the same d is obtained without changing the distance to the zero point formation point for each of the element antennas 21 to 2M.₁ As shown in FIG. 13 (b), the antenna R installed in the near field from each of the element antennas 21 to 2M is used.₁ When the distance to is different, the equation (1) cannot be used, and the antenna R can be used even if the evaluation function as shown in the equation (1) is used.₁ The influence of the interference wave on cannot be removed.
[0021]
As a method for removing interference with an antenna or the like existing in the near field, an antenna excitation method described in “Array Pattern Synthesis with Near-Field Nulls, H. Steyskal, 1994 IEEE AP-S, pp. 544-547” is used. There is. This antenna excitation method controls both the excitation amplitude and the excitation phase of a plurality of element antennas constituting the phased array antenna.
FIG. 14 shows a block diagram of a circuit for realizing this antenna excitation method.
[0022]
In FIG. 14, the element antenna 2, the phase shifter 3, the phase shifter control means 4, the excitation phase calculation means 5, the distributor 6, and the transmitter 7 are the same as those shown in FIG. .
Reference numerals 81 to 8M denote amplitude adjusters for adjusting the excitation amplitudes of the respective element antennas 21 to 2M. The amplitude adjusters 81 to 8M are connected to the output side of the distributor 6 and the input side of the phase shifters 31 to 3M. Yes.
Reference numeral 9 denotes amplitude adjuster control means for controlling the amplitude adjusters 81 to 8M, and is connected to an output side of an excitation amplitude calculating means 10 described later and an input side of the amplitude adjusters 81 to 8M.
Reference numeral 10 denotes excitation amplitude calculation means for calculating the excitation amplitude values of the amplitude adjusters 81 to 8M, and is connected to the output side of the amplitude adjustment control means 9.
[0023]
In the conventional antenna excitation method shown in “Array Pattern Synthesis with Near-Field Nulls, H. Steyskal, 1994 IEEE AP-S, pp. 544-547”, a zero point is formed at a desired point. The excitation amplitude of each element antenna is calculated by the excitation amplitude calculation means 10, and the excitation phase of each element antenna is calculated by the excitation phase calculation means 5.
The amplitude adjusters 81 to 8M are controlled to match the excitation amplitude calculated by the excitation amplitude calculating means 10, and the phase shifters 31 to 3M are controlled to match the excitation phase calculated by the excitation phase calculating means 5.
[0024]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional array antenna excitation method as described above, since a zero point could not be formed at a predetermined point in the near field, an interference wave with respect to a predetermined point in the near field is generated by the radio wave transmitted from the array antenna. Could not be prevented from being emitted.
[0025]
Further, in the case of the conventional antenna excitation method for controlling the excitation phase and the excitation amplitude, a zero point can be formed in the near field of the array antenna, and an apparatus for controlling the excitation phase and the excitation amplitude respectively. There are problems such as requiring processing, complicating control, large-scale apparatus, large processing load, and high cost.
[0026]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and controls only the excitation phases of a plurality of element antennas constituting an array antenna, so that a predetermined value can be obtained regardless of the near field or far field of the array antenna. The purpose of the first generation is to suppress the radiation of the interference wave to the point.
[0027]
Furthermore, the second object is to more effectively suppress interference waves to a predetermined point in consideration of, for example, mutual coupling between elements and reflected waves.
[0028]
A third object is to simultaneously suppress the radiation of interference waves to a plurality of predetermined points caused by the radio waves transmitted from the array antenna.
[0029]
A fourth object is to simultaneously suppress interference waves to a predetermined point caused by radio waves transmitted from the array antenna for a plurality of frequency setting values of the radio waves.
[0030]
Furthermore, a fifth object is to secure a gain in the main beam direction of radio waves transmitted from the array antenna and to suppress interference waves to the predetermined point generated by the radio waves transmitted from the array antenna.
[0031]
Furthermore, the sixth object is to quickly calculate the excitation phase of the element antenna that can suppress the radiation of the interference wave to a predetermined point.
[0032]
[Means for Solving the Problems]
  An antenna excitation method according to the present invention constitutes an array antenna.The gain at the first point of the array antenna using a far-field approximation in which radio waves transmitted from a plurality of element antennas to a first point in the main beam direction of the array antenna all propagate through the same distance and attenuate. A first gain calculating step for calculating a signal, and radio waves transmitted from a plurality of element antennas to a second point located closer to the array antenna than the first point and in the zero point formation direction of the array antenna, A second gain calculating step for calculating the gain at the second point of the array antenna as being propagated and attenuated from the element antenna to the second point, and a first gain calculated in the first gain calculating step. A plurality of element antennas based on the difference between the gain at the point and the predetermined gain and the gain at the second point calculated in the second gain calculating step. Excitation phase ofAnd an excitation phase determination step for determining.
[0033]
  Also,The far-field approximation of the array antenna is performed using a far-field approximation in which radio waves transmitted from a plurality of element antennas constituting the array antenna to the first point in the main beam direction of the array antenna all propagate along the same distance and attenuate. A first gain calculating step for calculating a gain at one point; and a plurality of element antennas that are closer to the array antenna than the first point and are sent to a second point in the direction of zero formation of the array antenna. A field strength measuring step for measuring a field strength at a second point of each radio wave, and a second for calculating a gain at the second point of the array antenna based on the field strength measured in the field strength measuring step. A gain calculation step, a difference between the gain at the first point calculated in the first gain calculation step and the predetermined gain, and a second gain calculation Excitation phase determination step of determining the excitation phase of a plurality of antenna elements based on the gain in the second point calculated in stepIt has.
[0034]
further,The far-field approximation of the array antenna is performed using a far-field approximation in which radio waves transmitted from a plurality of element antennas constituting the array antenna to the first point in the main beam direction of the array antenna all propagate along the same distance and attenuate. A first gain calculating step for calculating a gain at one point; and a plurality of element antennas that are closer to the array antenna than the first point and are transmitted to a second point in the direction of zero formation of the array antenna. A second gain calculating step of calculating a gain at the second point of the array antenna, assuming that each radio wave propagates a distance from the element antenna to the second point and attenuates. The radio wave transmitted to the third point in the direction of the zero formation of the array antenna is closer to the array antenna than A third gain calculating step for calculating a gain at the third point of the array antenna as a result of propagation and attenuation of the distance from the child antenna to the third point; and a second gain calculated in the second gain calculating step. A gain sum calculation step for calculating the sum of the gain at the point and the gain at the third point calculated in the third gain calculation step; a gain at the first point calculated in the first gain calculation step; An excitation phase determining step for determining excitation phases of a plurality of element antennas based on a difference from the gain and a sum of gains calculated in the gain sum calculating step;It is what has.
[0035]
  Also,The far-field approximation of the array antenna is performed using a far-field approximation in which radio waves transmitted from a plurality of element antennas constituting the array antenna to the first point in the main beam direction of the array antenna all propagate along the same distance and attenuate. A first gain calculating step for calculating a gain at one point; and a plurality of element antennas that are closer to the array antenna than the first point and are sent to a second point in the direction of zero formation of the array antenna. The electric field strength at the second point of each radio wave is calculated and stored in the element electric field memory. The element electric field storing step, and the electric field intensity stored in the element electric field memory in the element electric field storing step A second gain calculating step for calculating a gain at the second point; and a first point calculated in the first gain calculating step. The difference and the excitation phase determination step of determining the excitation phase of the second plurality of antenna elements to gain based on the second point, which is calculated in the gain calculation step of that gain and a predetermined gainIt has.
[0039]
[Action]
In the antenna excitation method according to the present invention,
In the interference evaluation value calculation step, a first distance from the first element antenna to the predetermined point, a second distance from the second element antenna to the predetermined point, and excitation of the first element antenna for interference evaluation From the phase and the excitation phase of the second element antenna for interference evaluation, an interference evaluation value for evaluating the influence of the interference wave on the predetermined point by the radio wave transmitted from the first and second element antennas is calculated. ,
In the excitation phase determination step, the excitation phase of the first element antenna and the excitation phase of the second element antenna are determined based on the interference evaluation value calculated in the interference evaluation value calculation step,
The elements of the first and second element antennas are excited according to the determined excitation phase.
[0040]
In the element electric field measurement step, the first element electric field intensity at the predetermined point of the radio wave transmitted from the first element antenna and the second element electric field intensity at the predetermined point of the radio wave transmitted from the second element antenna Measure and
In the interference evaluation value calculation step, the first and second element electric field strengths measured in the element electric field measurement step, a first distance from the first element antenna to the predetermined point, and a second element antenna The interference evaluation value is calculated from the second distance to the predetermined point, the excitation phase of the first element antenna for interference evaluation, and the excitation phase of the second element antenna for interference evaluation.
[0041]
Further, in the interference evaluation value calculating step, the distance from the first element antenna to a plurality of predetermined points, the distance from the second element antenna to the plurality of predetermined points, and the first element for interference evaluation An evaluation value for evaluating the influence of the radio waves transmitted from the first and second element antennas on the plurality of predetermined points is calculated from the excitation phase of the antenna and the excitation phase of the second element antenna for interference evaluation. To do.
[0042]
Furthermore, by performing the interference evaluation value calculation step for a plurality of frequency setting values, a plurality of interference evaluation values corresponding to the plurality of frequency setting values are calculated,
In the excitation phase determination step, an excitation phase of the first element antenna and an excitation phase of the second element antenna are determined based on the plurality of interference evaluation values corresponding to the plurality of frequency setting values.
[0043]
Further, in the gain evaluation value calculating step, from the excitation phase of the first element antenna for the interference evaluation and the excitation phase of the second element antenna for the interference evaluation, from the array antenna to the main beam direction. Calculate a gain evaluation value that evaluates the gain of the transmitted radio wave,
In the excitation phase determination step, based on the interference evaluation value calculated in the interference evaluation value calculation step and the gain evaluation value calculated in the gain evaluation value calculation step, the excitation phase of the first element antenna and the first Determine the excitation phase of the two-element antenna,
The elements of the first and second element antennas are excited according to the determined excitation phase.
[0044]
Further, the first and second element antennas are part of the plurality of element antennas constituting the array antenna, and the excitation phase is determined for these part of the element antennas.
[0045]
Furthermore, in the element electric field storing step, the first element electric field intensity at the predetermined point of the radio wave transmitted from the first element antenna and the second element electric field intensity at the predetermined point of the radio wave transmitted from the second element antenna. Is calculated and stored in the element electric field memory,
In the interference evaluation value calculating step, the first and second element electric field strengths stored in the element electric field memory in the element electric field storing step, a first distance from the first element antenna to the predetermined point, From the second distance from the second element antenna to the predetermined point, the excitation phase of the first element antenna for interference evaluation, and the excitation phase of the second element antenna for interference evaluation, the interference evaluation Calculate the value.
[0046]
【Example】
Example 1.
This embodiment is an antenna excitation method for controlling the excitation phase of each element antenna in accordance with the distance from each element antenna to a point where a zero point in the near field is to be formed.
[0047]
First, the principle of this antenna excitation method will be described with reference to FIG. The radio wave transmitted from the element antenna changes in phase and amplitude at the point according to the distance from the element antenna to the point.
Specifically, as shown in FIG. 13B, the antenna R is changed from the element antennas 21 to 2M.₁ Is different for each element antenna, the radio wave antenna R transmitted from each of the element antennas 21 to 2M₁ The phase and amplitude at the point will be different.
[0048]
In the expression (1), the element antennas 21 to 2M to the antenna R₁ Is not considered, the conventional antenna excitation method using Equation (1) does not have the antenna R₁ The phase and amplitude at the position could not be adjusted. Therefore, the antenna R in the near field₁ The zero point could not be formed at the position.
[0049]
Antenna R in the near field₁ Antenna R to form a zero at the point₁ In order to make it possible to adjust the phase and amplitude at the position of, an evaluation function F as shown in the following equation (2) is conceivable. In the formula (2), the element antennas 21 to 2M to the antenna R₁ Each distance is taken into account.
[0050]
[Expression 2]

[0051]
Next, equation (2) will be described.
In equation (2), d_1mIs a vector from the element antenna 2m (m = 1 to M) to a point where a zero in the near field is to be formed, e_1mIs the element electric field strength in the direction from the element antenna 2m (m = 1 to M) when viewing the observation point where a zero point in the near field is to be formed. E in formula (1)_1mIs the electric field strength at a distance, whereas e in equation (2)_1mIs distinguished by the field strength in the vicinity.
Since other symbols are the same as those in the formula (1), description thereof is omitted.
[0052]
The first term in the equation (2) is a term for evaluating whether or not the electric field intensity in the main beam direction has reached a desired gain, and the second term in the equation (2) is the radiation of the interference wave to the predetermined point. Is a term that evaluates.
[0053]
The excitation phase φ for each element antenna is optimized by minimizing the value of the evaluation function F shown in Equation (2)._m By calculating (m = 1 to M) and adjusting the phase, it becomes possible to adjust the amplitude and phase at the point where the zero point in the near field should be formed as a result. A zero can be formed in
[0054]
Next, a circuit configuration for realizing the antenna excitation method in this embodiment will be described with reference to FIG.
In FIG. 1, the element antenna 2, the phase shifter 3, the phase shifter control means 4, the distributor 6 and the transmitter 7 are the same as those in the conventional example, and therefore description thereof will be omitted as appropriate.
Reference numeral 11 denotes first near-field interference wave suppression means connected to the input side of the phase shifter control means 4, and the first near-field interference wave suppression means 11 is an excitation phase φ corresponding to each of the element antennas 21 to 2M._m (M = 1 to M) is determined.
An element electric field memory 12 is connected to the input side of the phase shifter control means 4 and the first near-field interference wave suppression means 11. The element electric field memory has an element electric field strength e which is an element of the formula (2)._1mThe value of (m = 1 to M) is held.
[0055]
Next, the procedure of the antenna excitation method in this embodiment will be described with reference to FIG.
Thereafter, the antenna R installed in the near field of the phased array antenna 1 shown in FIG.₁ A case where a zero point is formed at this point will be described.
First, the first near-field interference wave suppressing unit 11 includes an element electric field intensity e held by the element electric field memory 12._1mUsing the value of (m = 1 to M), the excitation phase φ for each of the element antennas 21 to 2M so as to minimize the evaluation value F calculated by Expression (2)._m (M = 1 to M) is determined (S1). This excitation phase φ_m As a calculation method, there are a steepest descent method and a conjugate gradient method.
[0056]
Excitation phase φ for each of the element antennas 21 to 2M calculated by the first near-field interference wave suppressing means 11_m (M = 1 to M) is notified from the first near-field interference wave suppression unit 11 to the phase shifter control unit 4 (S2).
Excitation phase φ for each element antenna 21 to 2M_m The phase shifter control means 4 that receives (m = 1 to M) receives the received excitation phase φ_m The phase shifters 31 to 3M are controlled so as to adjust the excitation phases of the element antennas 21 to 2M in accordance with (m = 1 to M) (S3).
[0057]
Each of the phase shifters 31 to 3M adjusts the excitation phase for exciting the elements of the element antennas 21 to 2M under the control of the phase shifter control means 4 (S4).
Thereafter, radio waves having an appropriate excitation phase are transmitted from the element antennas 21 to 2M.
Through the above procedure, the antenna R placed in the near field of the phased array antenna 1₁ It is possible to transmit a radio wave that can form a zero at the position.
[0058]
Next, an experimental result when the excitation phase is controlled by the antenna excitation method as described above will be described.
First, the layout of the experimental apparatus will be described with reference to FIG.
In the experiment, a 5-bit digital phase shifter was used as the phase shifters 31 to 3M, and an X-band 8-element microstrip linear array antenna was used as the element antennas 21 to 2M. The frequency of the radio wave transmitted from the element antenna was 9.7 GHz.
[0059]
In the far field of the array antenna (5 m from the array antenna), the position of θ = 0 ° when the angle θ is taken as shown in FIG. 3 is the observation point A, and the area near the array antenna (120 mm from the array antenna). A position of θ = 20 ° is an observation point B.
An observation antenna was installed at each of the observation points A and B described above, and the electric field strength at each of the observation points A and B was measured with the observation antenna.
[0060]
When the main beam is directed from the X-band 8-element microstrip linear array antenna toward the observation point A and the zero point is formed at the observation point B, the control is performed by the antenna excitation method using the above equation (2). The experimental results are shown in FIG.
[0061]
4A shows the radiation pattern at observation point A, and FIG. 4B shows the radiation pattern at observation point B. FIG.
4 (a) and 4 (b), a dotted line is an initial radiation pattern before being controlled by the antenna excitation method using the above-described equation (2), and a solid line is an antenna excitation method using the above-described equation (2). It is a radiation pattern after performing control. 4A and 4B, the vertical axis indicates the electric field strength level, and the horizontal axis indicates the angle θ.
[0062]
As shown in FIG. 4A, the electric field intensity at the observation point A is reduced by only 0.3 dB compared to the initial value, whereas the electric field intensity at the observation point B as shown in FIG. Decreased by 22.4 dB compared to the initial value.
In other words, it was possible to form a zero at the observation point B in the near field while securing the electric field strength at the observation point A that is the main beam direction.
[0063]
The effect of the antenna excitation method in this embodiment will be described.
As can be seen from the experimental results, the antenna excitation method in this embodiment can suppress emission of interference waves to a predetermined point in the near field while directing the main beam in a desired direction in the far field.
Also, the optimum excitation phase φ for each element antenna_m Since (m = 1 to M) is determined by arithmetic processing, it can be easily realized with a small circuit configuration.
[0064]
Furthermore, the calculated excitation phase φ_m Since the excitation phases of the element antennas 21 to 2M are adjusted according to (m = 1 to M), respectively, compared with the case where only the phase of some of the element antennas 21 to 2M is adjusted. More accurate zero point formation can be realized.
Furthermore, the most suitable excitation phase shift φ can be achieved by optimization._m Since (m = 1 to M) is calculated, it is possible to effectively suppress the emission of interference waves to a predetermined point in the near field.
[0065]
In this embodiment, the expression (2) is used as the evaluation function, but the influence of the interference wave at a predetermined point can also be evaluated using other evaluation functions. However, even when other evaluation functions are used, the evaluation function needs to be the distance from each of the element antennas 21 to 2M to the predetermined point or the direction vector viewed from the respective element antennas 21 to 2M as the evaluation element. There is.
[0066]
In this embodiment, the excitation phase shift φ that minimizes the evaluation value F_m (M = 1 to M) is calculated, but the excitation phase shift φ such that the evaluation value F satisfies a certain reference value._m (M = 1 to M) may be calculated.
[0067]
Element electric field intensity e held in the element electric field memory in this embodiment_1mAs (m = 1 to M), an element radiation electric field in consideration of element mutual coupling and reflected waves may be used. Element electric field strength e considering element mutual coupling and reflected wave_1m(M = 1 to M) can be obtained by numerical calculation using an electromotive force method, an FDTD method, a geometric optical approximation method, or the like.
[0068]
Element electric field strength e considering element mutual coupling and reflected wave_1m(M = 1 to M)_m By calculating (m = 1 to M), the element electric field strength e in accordance with the actual element electric field intensity at the point where the zero point is desired to be formed._1m(M = 1 to M) is used, and interference waves can be suppressed more effectively.
Further, it is only necessary to store the element electric field intensity in consideration of the element mutual coupling and the reflected wave calculated in advance in the memory, which is effective in that no special device is required.
[0069]
Example 2
This embodiment is an antenna excitation method in which an excitation phase is calculated and adjusted in consideration of mutual coupling between elements and a reflected wave so as to form a zero at a predetermined point in the near field, which will be described below with reference to FIG. To do.
FIG. 5 is a block diagram showing a circuit for realizing the antenna excitation method in this embodiment.
[0070]
In FIG. 5, 14 is an element electric field measurement receiving antenna for measuring the element electric field strength of the radio wave transmitted from each of the element antennas 21 to 2M. The element electric field measurement receiving antenna 14 is installed at a point where a zero point in the near field is desired to be formed.
Reference numeral 15 denotes an element electric field measurement receiver connected to the output side of the element electric field measurement reception antenna 14.
[0071]
13 is an element electric field measuring means for measuring the element electric field strength for each of the element antennas 21 to 2M from the received power output from the element electric field measuring receiver 15, and the input side of the phase shifter control means 4 and the first It is connected to the input side of the near-field interference wave suppressing means 11.
Since the element antenna 2, the phase shifter 3, the phase shifter control means 4, the distributor 6, the transmitter 7, and the first near-field interference wave suppression means 11 are the same as those in the first embodiment, description thereof is omitted.
[0072]
Next, the procedure of the antenna excitation method in this embodiment will be described with reference to FIG.
First, the element electric field measurement receiving antenna 14 receives a radio wave transmitted from the phased array antenna 1. Then, the reception result is output as reception power Q to the element electric field measurement means 13 through the element electric field measurement receiver 15 (S1).
[0073]
The element electric field measurement means 13 is based on the received power Q output from the element electric field measurement receiver 15 and takes into account the distance from each of the element antennas 21 to 2M to the point where the zero in the near field is desired to be formed. e_1m/ | D_1m| (M = 1 to M) is measured (S2). Element electric field strength e measured by element electric field measuring means 13_1m/ | D_1m| (M = 1 to M) is a value in a state including element mutual coupling and the influence of scattered waves.
Element electric field intensity e of each of the element antennas 21 to 2M measured by the element electric field measuring means 13_1m/ | D_1m| (M = 1 to M) is notified to the first near-field interference wave suppressing unit 11 (S3).
[0074]
The first near-field interference wave suppressing unit 11 uses the equation (2) to determine the excitation phase φ that minimizes the evaluation function F._m (M = 1 to M) is calculated. When calculating, e in equation (2)_1m/ | D_1mA value measured by the element electric field measuring means 13 is substituted for |.
Thereafter, radio waves having an appropriate excitation phase are transmitted from the element antennas 21 to 2M through the same procedure as S1 to S4 in the first embodiment (S4 to S7).
[0075]
The effect of the antenna excitation method in this embodiment will be described.
In this embodiment, the antenna excitation method includes an element electric field strength e including the influence of element mutual coupling and scattered waves._1m/ | D_1mSubstituting | (m = 1 to M) into equation (2), the excitation phase φ_m Since (m = 1 to M) is calculated, the zero can be formed at a predetermined position more effectively in accordance with the actual element electric field intensity at the point where the zero in the near field is desired to be formed.
[0076]
In addition, after adjusting the excitation phase, it is confirmed whether interference wave suppression is realized at a point where a zero point in the near field is to be formed by receiving a radio wave using the receiving antenna 14 for measuring the element electric field. be able to.
[0077]
Example 3
This embodiment is an antenna excitation method in which zeros are formed at a plurality of points in the near field.
FIG. 7 is a block diagram of a circuit for realizing the antenna excitation method in this embodiment.
In FIG. 7, the element antenna 2, the phase shifter 3, the distributor 6, the transmitter 7, and the phase shifter control means 4 are the same as those in the first embodiment, and thus description thereof is omitted.
16 is an excitation phase φ for each of the element antennas 21 to 2M based on the formula (3) described later._m It is the 2nd near field interference wave suppression means which calculates (m = 1-M).
[0078]
Next, the procedure of the antenna excitation method in this embodiment will be described.
First, the second near-field interference wave suppressing means 16 generates an excitation phase φ that minimizes the evaluation function F shown in Expression (3)._m Ask for. Excitation phase φ_m Examples of the calculation method include the steepest descent method and the conjugate gradient method.
In the equation (3), the evaluation function F is applied to a plurality of points (n = 1 to N) where the zeros should be formed so that the zeros can be formed at a plurality of points where the zeros in the near field should be formed. This is the sum of the evaluation values.
[0079]
[Equation 3]

[0080]
Where d_1mn Is a vector from the element antenna 2m to a plurality of points (n = 1 to N) where zero points in the near field are to be formed. Other symbols are the same as those in the formulas (1) and (2).
[0081]
Then, the excitation phase φ calculated by the second near-field interference wave suppressing means 16_m Is notified to the phase shifter control means 4.
Thereafter, radio waves that can form zeros at a plurality of points in the near field of the phased array antenna 1 can be transmitted through the same processing as S3 to S4 in the first embodiment.
[0082]
The effect of the antenna excitation method in this embodiment will be described.
In the antenna excitation method in this embodiment, it is possible to simultaneously suppress the emission of interference waves to a plurality of points in the near field.
Therefore, it is possible to suppress the emission of interference waves to a plurality of other antennas installed at a plurality of points in the near field.
[0083]
In addition, when the other antenna is, for example, a reception antenna of a mobile station for mobile communication, the reception antenna itself may move. Even in such a case, it is possible to reduce the influence of the interference wave on the moving reception antenna by suppressing the influence of the interference wave at a plurality of points around the reception antenna moving in advance. .
[0084]
Example 4
This embodiment is an antenna excitation method in which a zero point is formed at a certain point in the near field for a plurality of frequency points of radio waves transmitted from a phased array antenna, which will be described below with reference to FIG.
When transmitting a large amount of information using a phased array antenna, the microwave band for transmitting the information must be wide, so that the microwave transmitted from the phased array antenna has a certain frequency band. Become.
[0085]
Therefore, it is necessary to suppress radiation of interference waves to a point in the near field over a wide frequency band.
An antenna excitation method for forming a zero point at a certain point in the near field for a plurality of frequency points of radio waves transmitted from the phased array antenna can be realized as follows.
[0086]
First, a circuit configuration for realizing the antenna excitation method in this embodiment will be described.
FIG. 8 is a block diagram of a circuit for realizing the antenna excitation method in this embodiment.
In FIG. 8, the element antenna 2, the phase shifter 3, the distributor 6, the transmitter 7, and the phase shifter control means 4 are the same as those in the first embodiment, and thus description thereof is omitted.
17 is an excitation phase φ for each of the element antennas 21 to 2M based on the formula (4) described later._m It is the 3rd near field interference wave suppression means which calculates (m = 1-M).
[0087]
Next, the procedure of the antenna excitation method in this embodiment will be described.
The third near-field interference wave suppression means 17 excites the excitation phase φ so as to minimize the evaluation value F calculated by the equation (4)._m (M = 1 to M) is obtained. Excitation phase φ_m Methods for calculating (m = 1 to M) include a steepest descent method and a conjugate gradient method.
[0088]
In the equation (4), the evaluation function F has a plurality of frequency points l (l = l = l) so that a zero point can be formed at a predetermined point in the near field for a plurality of frequency points in a radio wave having a certain frequency band. 1 to L) is the sum of the evaluation values.
[0089]
[Expression 4]

  Where E_{0m l} Is the unit direction vector d of the main beam of the element antenna 2m (m = 1 to M) at the frequency point l (l = 1 to L).₀ Far-field element radiation field strength, G_{0 l} Is the desired gain in the main beam direction at frequency point l (l = 1 to L), e_{lm l} Is the element radiated electric field intensity in a direction in which a point where a zero point in the near field is to be formed is viewed from the element antenna 2m (m = 1 to M) at the frequency point l (l = 1 to L). k _l Is the wave number at frequency point l (l = 1 to L).
[0091]
Then, the excitation phase φ calculated by the third near-field interference wave suppressing means 17_m (M = 1 to M) is notified to the phase shifter control means 4.
Thereafter, through a process similar to S3 to S4 in the first embodiment, zero points are formed at predetermined points in the near field for a plurality of frequency points of radio waves having a certain frequency band transmitted from the phased array antenna 1. it can.
[0092]
The effect of the antenna excitation method in this embodiment will be described.
In the antenna excitation method according to this embodiment, it is possible to simultaneously suppress the emission of interference waves to a predetermined point in the near field for the frequency point.
Therefore, even when the radio wave transmitted from the array antenna is a radio wave having a frequency band, the influence of the interference wave on the predetermined point can be reduced.
[0093]
Embodiment 5 FIG.
The antenna excitation method in this embodiment performs optimization in consideration of the quantization phase error when calculating the excitation phase from the above equations (1) to (4).
[0094]
Next, the procedure for determining the excitation phase in consideration of the quantization phase error will be described.
First, when there is no quantization phase error, the electric field vector of the radio wave transmitted from each element antenna 21 to 2M, that is, each element electric field vector d_m (M = 1 to M) is as shown in FIG.
That is, when there is no quantization phase error, each element electric field vector d_m When (m = 1 to M) are combined, the starting point and the ending point of the vector coincide.
In FIG. 9, P₁ The point is the starting point of the vector and P₂ The point indicates the end point of the vector.
[0095]
However, if there is a quantization phase error, each element electric field vector d_m (M = 1 to M) is affected by the quantization phase error and becomes as shown by the solid line in FIG. 9B. That is, the starting point P of the vector₁ And end point P₂ Does not match. The end point P of the vector in this case₂ To the starting point P of the vector₁ The vectors up to are error vectors generated by the influence of the quantization phase error.
Each element electric field vector d so as to eliminate this error vector._m By adjusting (m = 1 to M), the quantization phase error can be eliminated.
[0096]
Specifically, each element electric field vector d_m By rotating (m = 1 to M), adjustment is made so that the start point of the vector coincides with the end point of the vector. Each element electric field vector d as shown by the dotted line in FIG._m (M = 1 to M) is rotationally adjusted.
And each element electric field vector d after adjustment_m By substituting (m = 1 to M) into the equations (2) to (4), the excitation phase φ is similar to that shown in the first to fourth embodiments._m (M = 1 to M) is calculated.
Thereafter, the elements of each element antenna are excited in the same procedure as shown in the first to fourth embodiments.
[0097]
The effect of the antenna excitation method in this embodiment will be described.
In the antenna excitation method in this embodiment, each element electric field vector d adjusted in consideration of the quantization phase error._m (M = 1 to M) is used to drive the excitation phase φ_m Therefore, the zero point can be formed with high accuracy.
Therefore, compared to the case where the quantization phase error is not taken into account, it is possible to more effectively suppress the emission of the interference wave to a point in the near field.
[0098]
Example 6
The antenna excitation method in this embodiment uses the desired gain G in the main beam direction when calculating the excitation phase from the above equations (1) to (4).₀ Is optimized with an allowable range.
[0099]
In the first to fourth embodiments, the excitation phase φ is obtained from the above equations (1) to (4)._m When calculating (m = 1 to M), desired gain G in the main beam direction₀ The excitation phase φ that minimizes the evaluation function F by performing the optimization with the allowable range not fixed to a constant value_m (M = 1 to M) is calculated.
[0100]
Desired gain G in main beam direction₀ By optimizing with an allowable range, the excitation phase φ_m The degree of freedom of (m = 1 to M) is increased, and the excitation phase φ that can further reduce the evaluation function F_m (M = 1 to M) can be obtained.
Therefore, it is possible to more effectively suppress the emission of interference waves to a point in the near field.
[0101]
Example 7
In the antenna excitation method in this embodiment, when the excitation phase is calculated from the above formulas (1) to (4), the excitation phases of some of the plurality of element antennas are fixed values, and the remaining elements The excitation phase of the antenna is obtained by optimization.
[0102]
In Examples 1 to 4, the excitation phase φ for the element antennas 21 to 2M_m Although all (m = 1 to M) are calculated, the excitation phases of some of the element antennas 21 to 2M may be calculated by optimization.
[0103]
Specifically, the excitation phase φ is expressed by using the equations (1) to (4)._m When calculating (m = 1 to M), for example, a fixed value is substituted as the excitation phase of the element antennas 21 to 25.
The excitation phase φ optimum for minimizing the evaluation function F by changing the excitation phase of the other element antennas 26 to 2M._m (M = 6 to M) is calculated.
[0104]
When the optimization is performed by the above-described method, it is effective to set the excitation phase of the element antenna having a small influence on the interference wave with respect to a certain point in the near field to a fixed value.
[0105]
Specifically, an antenna R that should not radiate interference waves to the position as shown in FIG.₁ Is present, the antenna R₁ The element antenna that has less influence on the interference wave can be considered as an element antenna on the element antenna 21 side. Antenna R₁ An antenna having a large influence on the interference wave to the antenna can be considered as an element antenna on the element antenna 2M side.
Therefore, in such a case, it is effective to set the excitation phase of the element antenna on the element antenna 21 side to a fixed value and change the excitation phase of the element antenna on the element antenna 2M side to calculate the optimum value. Is.
[0106]
In this way, when the excitation phases of some of the element antennas 21 to 2M are calculated by optimization, it is only necessary to adjust the excitation phase of some of the element antennas, so phase control is simple. become.
In addition, calculation processing when calculating the excitation phase by optimization is simplified, and quick calculation processing is possible.
[0107]
【The invention's effect】
First and second distances from the first and second element antennas constituting the array antenna to a predetermined point, the excitation phase of the first element antenna for interference evaluation, and the second element for interference evaluation An interference evaluation value for evaluating the influence of the interference wave on the predetermined point is calculated from the excitation phase of the antenna, and the excitation phase of the first and second element antennas is determined based on the calculation result. Interference waves to the predetermined point caused by the transmitted radio wave can be suppressed.
[0108]
Since the interference evaluation value is calculated using the measurement result of the actual element electric field strength at the predetermined point, for example, the interference evaluation value in the state including the influence of the mutual coupling or reflected wave of the element antenna is calculated. In addition, it is possible to more effectively suppress the interference wave to the predetermined point generated by the radio wave transmitted from the array antenna.
[0109]
Interference from distances from the first element antenna to a plurality of predetermined points, distances from the second element antenna to the plurality of predetermined points, and excitation phases of the first and second element antennas for interference evaluation Since the evaluation values are calculated and the excitation phases of the first and second element antennas are determined based on the calculation results, interference waves to the plurality of predetermined points generated by the radio waves transmitted from the array antenna are simultaneously suppressed. be able to.
[0110]
The interference evaluation values corresponding to a plurality of frequency setting values are calculated, and the excitation phases of the first and second element antennas are determined based on the calculation results. Therefore, the predetermined point generated by the radio wave transmitted from the array antenna Can be simultaneously suppressed for a plurality of frequency setting values of the radio wave.
[0111]
The gain of the radio wave transmitted from the array antenna in the main beam direction is evaluated from the excitation phase of the first element antenna for the interference evaluation and the excitation phase of the second element antenna for the interference evaluation. Since the gain evaluation value is calculated and the excitation phases of the first and second element antennas are determined based on the interference evaluation value and the gain evaluation value, the gain in the main beam direction of the radio wave transmitted from the array antenna is determined. The interference wave to the predetermined point generated by the radio wave transmitted from the array antenna can be suppressed while securing the above.
[0112]
Since the excitation phase is determined for the first and second element antennas which are some of the plurality of element antennas constituting the array antenna, the interference evaluation value can be quickly calculated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a circuit that realizes an antenna excitation method according to a first embodiment.
FIG. 2 is a flowchart illustrating a procedure of an antenna excitation method according to the first embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing a layout of an experimental apparatus.
FIG. 4 is a diagram showing an experimental result of an antenna excitation method using the above equation (2).
FIG. 5 is a block diagram of a circuit that realizes an antenna excitation method according to a second embodiment.
FIG. 6 is a flowchart illustrating a procedure of an antenna excitation method according to the second embodiment.
7 is a block diagram of a circuit that realizes an antenna excitation method according to Embodiment 3. FIG.
FIG. 8 is a block diagram of a circuit that realizes an antenna excitation method according to a fourth embodiment.
FIG. 9 is a diagram showing the state of an element electric field vector when there is no quantization phase error (a) and when there is a quantization phase error (b).
FIG. 10 is a block diagram of a circuit for realizing a conventional antenna excitation method.
FIG. 11 is a flowchart showing a procedure of a conventional antenna excitation method.
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of an antenna installation state in a far field and a near field of a phased array antenna.
FIG. 13 is a diagram showing a difference between a unit direction vector of a radio wave transmitted from each element antenna and a distance from each element antenna.
FIG. 14 is a block diagram of a circuit that realizes a conventional antenna excitation method for controlling the excitation phase and the excitation amplitude.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Phased array antenna, 21-2M element antenna, 31-3M phase shifter, 4 phase shifter control means, 5 excitation phase calculating means, 6 distributor, 7 transmitter, 81-8M amplitude adjuster, 9 amplitude adjuster Control means, 11 First near-field interference wave suppression means, 12-element electric field memory, 13-element electric field measurement means, 14-element electric field measurement antenna, 15-element electric field measurement receiver, 16 Second near-field interference wave suppression means, 17 Third near-field interference wave suppression means.

Claims (6)

The array antenna using a far field approximation in which radio waves transmitted from a plurality of element antennas constituting the array antenna to a first point in the main beam direction of the array antenna all propagate through the same distance and attenuate. A first gain calculating step of calculating a gain at the first point of
Radio waves transmitted from the plurality of element antennas to a second point located closer to the array antenna than the first point and in the zero point formation direction of the array antenna are respectively transmitted from the element antennas to the second point. A second gain calculating step of calculating a gain at the second point of the array antenna as being propagated and attenuated to a point of
Based on the difference between the gain at the first point calculated in the first gain calculating step and the predetermined gain and the gain at the second point calculated in the second gain calculating step. antenna excitation method with the excitation phase determination step of determining the excitation phase of the antenna elements. The array antenna using a far field approximation in which radio waves transmitted from a plurality of element antennas constituting the array antenna to a first point in the main beam direction of the array antenna all propagate through the same distance and attenuate. A first gain calculating step of calculating a gain at the first point of
The electric field at the second point of each radio wave transmitted from the plurality of element antennas to a second point located closer to the array antenna than the first point and in the zero point formation direction of the array antenna. An electric field strength measuring step for measuring the strength;
A second gain calculating step of calculating a gain at the second point of the array antenna based on the electric field strength measured in the electric field strength measuring step;
Based on the difference between the gain at the first point calculated in the first gain calculating step and the predetermined gain and the gain at the second point calculated in the second gain calculating step. antenna excitation method with the excitation phase determination step of determining the excitation phase of the antenna elements. The array antenna using a far field approximation in which radio waves transmitted from a plurality of element antennas constituting the array antenna to a first point in the main beam direction of the array antenna all propagate through the same distance and attenuate. A first gain calculating step of calculating a gain at the first point of
Radio waves transmitted from the plurality of element antennas to a second point located closer to the array antenna than the first point and in the zero point formation direction of the array antenna are respectively transmitted from the element antennas to the second point. A second gain calculating step of calculating a gain at the second point of the array antenna as being propagated and attenuated to a point of
Radio waves transmitted from the plurality of element antennas to a third point located closer to the array antenna than the first point and in the zero point formation direction of the array antenna are respectively transmitted from the element antennas to the third point. A third gain calculating step of calculating a gain at the third point of the array antenna as being propagated and attenuated at a distance to the point;
A gain sum calculating step for calculating a sum of the gain at the second point calculated in the second gain calculating step and the gain at the third point calculated in the third gain calculating step;
Excitation phases of the plurality of element antennas based on the difference between the gain at the first point calculated in the first gain calculation step and a predetermined gain and the sum of the gains calculated in the gain sum calculation step antenna excitation method with the excitation phase determination step of determining. By executing the first gain calculating step and the second gain calculating step for a plurality of frequency setting values, the gain at the plurality of first points corresponding to the plurality of frequency setting values and the second gain are calculated. Calculate the gain at the point,
The excitation phase determination step includes a difference between a gain at a plurality of the first points corresponding to the plurality of frequency setting values and a predetermined gain, and a plurality of the second points corresponding to the plurality of frequency setting values. 2. The antenna excitation method according to claim 1, wherein excitation phases of the plurality of element antennas are determined based on a gain.   2. The antenna excitation method according to claim 1, wherein a part of the plurality of element antennas constituting the array antenna is used instead of the plurality of element antennas constituting the array antenna. The array antenna using a far field approximation in which radio waves transmitted from a plurality of element antennas constituting the array antenna to a first point in the main beam direction of the array antenna all propagate through the same distance and attenuate. A first gain calculating step of calculating a gain at the first point of
The electric field at the second point of each radio wave transmitted from the plurality of element antennas to a second point located closer to the array antenna than the first point and in the zero point formation direction of the array antenna. An element electric field storing step of calculating the intensity and storing the intensity in an element electric field memory;
A second gain calculating step of calculating a gain at the second point of the array antenna based on the electric field intensity stored in the element electric field memory in the element electric field storing step;
Based on the difference between the gain at the first point calculated in the first gain calculating step and the predetermined gain and the gain at the second point calculated in the second gain calculating step. antenna excitation method with the excitation phase determination step of determining the excitation phase of the antenna elements.

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