JP3667015B2

JP3667015B2 - 電力増幅器

Info

Publication number: JP3667015B2
Application number: JP34870896A
Authority: JP
Inventors: 光雄三留; 信貴徳田
Original assignee: 日本インター株式会社
Priority date: 1996-12-26
Filing date: 1996-12-26
Publication date: 2005-07-06
Anticipated expiration: 2016-12-26
Also published as: JPH10190370A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、リニアモード／ＰＷＭモードの２つのモードで安定動作する電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、モーター等の負荷を駆動する際、高い位置決め精度や滑らかな駆動が要求される場合には、リニア制御型の電力増幅器を用いてリニア制御し、高い応答性と高効率が要求される場合には、ＰＷＭ方式（Palse Width Modulation方式；パルス幅変調方式）の電力増幅器を用いてＰＷＭ制御（パルス幅変調制御）するのが一般的である。これは、ＰＷＭ駆動は、出力段の素子をスイッチング動作させて使用しているので出力電流（駆動電流）にリップルが発生し、モータに振動が発生してしまうので、高い位置決め精度や滑らかな駆動が要求される場合にはリニア駆動させ、粗動時など精度が要求されない場合には、ＰＷＭ駆動させて電力の効率化を計るためである。
【０００３】
従来の技術では、電力増幅器におけるリニア制御とＰＷＭ制御の切り替えは、リニア制御用とＰＷＭ制御用の２つの出力段回路を用意して入力信号電圧の値により入力する回路を切り換えることにより行ったり、リニア制御用の電源とは別にＰＷＭ制御用の電源を設け、ある値以上の入力信号電圧が入力されると出力段回路に供給される電源電圧を切り替えて、出力段回路の素子をスイッチング動作させることにより行われていた。
【０００４】
また、図２記載のように、モーター等の負荷をリニア／ＰＷＭの２領域で駆動する電力増幅器としてのリニア増幅器４０を使用する場合、従来よりのリニア増幅器４０は、最大出力よりも低い領域でのリニア動作を前提に設計されており、出力電圧Ｖoutの最大値は電源電圧Ｖsよりも、出力段にトランジスタを用いた場合には約２〜３Ｖ、ＭＯＳＦＥＴを用いた場合には約５〜１０Ｖ低くなってしまうのが通常である。これは、出力段素子の内部抵抗による電圧降下が原因であり、この電圧降下は、図３に記載のように、リニア増幅器４０の出力段がトランジスタ４１，４２の場合にはコレクタエミッタ間電圧Ｖｃｅに相当し、Ｖｃｅ＝約２〜３Ｖもある状態では電力損失が大きく、リニア増幅器が飽和領域で動作しているとはいえない。また、最大出力電圧付近の動作では、出力電圧に歪みが発生する場合があり、良好な動作は期待できない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、モータ等の負荷をリニア／ＰＷＭの両駆動領域で動作させようとする場合、上記の様に、入力信号電圧の値により入力切り換えを行う様な方法だと、入力の切替時に、入力信号が不明確で出力段がリニアモード動作／ＰＷＭモード動作のどちらでもない期間であるデッドタイムが発生し、モータ制御を行う場合、デッドタイムにより発生する駆動電流のリップル分のためモータに微振動が発生する。また、入力の値に応じて出力段の素子に供給する電源電圧を変化させることにより、出力段の素子をスイッチング動作させるような方法だと、電源が別に必要となり、回路が複雑で大きくなりコストもかかってしまう。
【０００６】
一方、リニア増幅器をコンパレータ動作させてＰＷＭ駆動した場合には、出力段素子による電圧降下により電力損失が大きい（即ち、降下電圧と出力電流の積が素子の発熱等により損失される）という問題がある。
【０００７】
以上のような課題を鑑み、本発明の目的は、入力信号電圧を変化させるだけで自動的にリニア／ＰＷＭの２つの動作モードが切り替わる回路構成を持つ電力増幅器とし、リニア／ＰＷＭの２つの駆動領域の切替時にデッドタイムが発生することなく、コンパレータ動作時、即ちＰＷＭ駆動時に飽和領域で動作可能な電力増幅器を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
以上の課題を解決するために、
請求項１記載の発明は、
モータ等の負荷を駆動する電力増幅器において、
電力増幅器は、該電力増幅器への入力信号電圧を増幅する電圧増幅段、電圧増幅段からの出力電圧に応じて出力段を駆動するドライバ段、及び負荷を駆動する出力段から構成されるとともに、モータ等の負荷をリニア駆動するリニアモードとＰＷＭ駆動するＰＷＭモードの２つのモードで動作することが可能であり、
前記電力増幅器のＰＷＭモードでの動作は、リニアモード時と同一の動作回路で行われるとともに、入力信号電圧の値に応じて前記電力増幅器の電圧増幅段の出力電圧に制限が加えられることで、前記電力増幅器の出力段の素子に飽和領域で動作させるのに適した電圧が印加されることにより行われることを特徴とする。
【０００９】
この請求項１記載の発明によれば、
モータ等の負荷を駆動する電力増幅器において、リニアモードとＰＷＭモードの２つのモードで動作させるために、入力切り替えや別電源を設ける必要がなく、１系統の簡単な増幅回路で済むようになり、その結果、電力増幅器の設計が容易になるとともに、製造コストの削減及びデバイスとしての信頼性の向上が計れる。
【００１０】
請求項２記載の発明は、
請求項１に記載の電力増幅器において、
電力増幅器における、リニアモードとＰＷＭモード間の動作モードの切替は、電力増幅器に入力される入力信号電圧を変化させるだけで自動的に行われることを特徴とする。
【００１１】
この請求項２記載の発明によれば、
電力増幅器におけるリニアモードとＰＷＭモード間の動作モードの切替は、入力信号を切り替えることなく行われるので、それに伴うデッドタイム（入力信号が不明確な状態）の発生がなく、出力電流に発生するリップル成分を小さくできる。その結果、例えば、モータを制御する場合に、モードの切り替えに伴う微振動の発生を抑えることができる。
【００１２】
請求項３記載の発明は、
請求項１及び２に記載の電力増幅器において、
電力増幅器は、１つのデバイスにより構成されることを特徴とする。
【００１３】
ここで、１つのデバイスとは、オペアンプやモノリシックＩＣ等のワンパッケージ化されたデバイスのことである。
【００１４】
この請求項３記載の発明によれば、
リニアモードとＰＷＭモードの２つのモードで安定動作する電力増幅器をワンパッケージ化されたデバイスで提供できるので、精密かつ高効率なモータ等の負荷の制御が必要な場合に、システム設計が容易になるとともに、省スペース化が可能になる。また、ワンパッケージ化することで設置及び交換も容易になるので、メンテナンス性及びデバイスとしての信頼性も向上する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、図を参照しつつ本発明に係わるリニア／ＰＷＭデュアルモード電力増幅器の実施の形態の詳細を説明する。
【００１６】
先ず、本実施の形態の構成について説明する。
【００１７】
図１は、本実施の形態に係わる電力増幅器１の内部回路の概略構成を記載した図である。
【００１８】
電力増幅器１は、電圧増幅段１０、ドライバ段２０、出力段３０の３つのステージから構成されており、出力段３０の素子としてＭＯＳＦＥＴをドレインコモンで使用している。
【００１９】
いま、電力増幅器１への入力電圧をＶin、出力電圧をＶoutとする。また、電力増幅器１の入出力間には、ＮＦ（Negative Feedback）をかけるためのフィードバック抵抗３（抵抗値Ｒf）が接続され、入力抵抗２の抵抗値をＲinとすると、この電力増幅器のゲインはＲf／Ｒinとなる。
【００２０】
電圧増幅段１０は、反転増幅器１１の反転入力と出力の間にツェナダイオード１２とツェナダイオード１３を向きを逆にして図のように接続し、プラス側で片側接地した回路構成になっている。このとき、ツェナダイオード１２及びツェナダイオード１３のツェナー電圧をＶzdとすると、入力電圧Ｖinが、出力電圧Ｖ1＝Ｖzdを満たす値以上になると、電圧増幅段１０の出力電圧、即ち、ドライバ段の入力電圧Ｖ1がＶzdに制限される（実際には、ツェナダイオード１２とツェナダイオード１３は、逆向きに接続されているので、入力信号の正負に応じてどちらか一方のツェナダイオードの順方向バイアス電圧約０．６Ｖが加わり、制限電圧は、Ｖzd＋0.6（Ｖ）位になる）。
【００２１】
次に、ドライバ段２０は、ＮＰＮ型バイボーラトランジスタ２１とＰＮＰ型バイボーラトランジスタ２２の対称回路により構成され、バイボーラトランジスタ２１は抵抗値Ｒeのエミッタ抵抗２３により、バイボーラトランジスタ２２は抵抗値Ｒeのエミッタ抵抗２４により、それぞれエミッタ接地されている。ドライバ段２０において、各バイボーラトランジスタ２１，２２のベースには、入力電圧Ｖ１の値に応じてベース電流Ｉbが流れ込み、コレクタにはベース電流Ｉbのｈfe倍のコレクタ電流Ｉcが流れる。よって、バイボーラトランジスタ２１，２２のベースエミッタ間にはＩe＝Ｉb＋Ｉc＝（１＋ｈfe）×Ｉbの電流が流れる。このとき、ベースエミッタ間電圧をＶbeとすると、ＧＮＤに対するベース電圧、即ちドライバ段２０の入力電圧Ｖ1は、Ｖ1＝Ｖbe＋Ｉe×Ｒeとなる。
【００２２】
出力段３０は、Ｐチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３１とＮチャンネル型ＭＯＳＦＥＴ３２をドレインコモン接続した対称回路で構成され、それぞれのＭＯＳＦＥＴには、抵抗値Ｒgsのゲートソース間の抵抗２５，２６とドライバ段２０のトランジスタのコレクタ電流Ｉcによって定まるゲートソース間電圧Ｖgs＝Ｉc×Ｒgsが印加される。また、各ＭＯＳＦＥＴには、電源電圧Ｖｃの電源４,５から電源電圧が供給され、入力電圧に応じた出力電流を流して負荷を電流駆動する。
【００２３】
尚、出力段３０のＭＯＳＦＥＴをソースコモンやトーテムポール接続にて使用したり、出力段３０の素子としてＭＯＳＦＥＴの代わりにＩＧＢＴ（Inslated Gate Bipolar Transistor）を使用することも可能である。
【００２４】
次に、本実施の形態の作用について説明する。
【００２５】
図１記載の電力増幅器１の内部回路の動作について説明する。
【００２６】
先ず、電力増幅器１に入力信号電圧Ｖinが入力されると、電圧増幅段１０の反転増幅器１１の入力端子にＶinが印加される、反転増幅器１１は、出力電圧Ｖ１がツェナーダイオード１２,１３のツェナー電圧Ｖzd（実際には、Ｖzd+0.6位）になるまでは、入力電圧をリニアに増幅するが、出力電圧Ｖ１がＶzdになると、より大きな入力電圧を加えても出力電圧Ｖ１はＶzdに制限される。即ち、Ｖ１≦Ｖzdの範囲では、入力信号電圧Ｖinはリニアに増幅されるが、Ｖ１＝Ｖzdとなる入力電圧以上の入力信号電圧Ｖinが入力されてもＶzdまでしか増幅されない。
【００２７】
Ｖ１≦Ｖzdの範囲では、図１の回路は、単なる線形増幅回路となり、電源電圧Ｖｃに十分な値（Ｖ１=Ｖzdの時のＶinのＲf／Ｒin倍）があれば、入力信号電圧Ｖinは、リニアに増幅される（出力電圧Ｖout＝Ｖin×Ｒf／Ｒinとなる）。このとき、電力増幅器１はリニアモードで動作することになる。
【００２８】
よって、以下には、Ｖ１がＶzdに制限される場合（ＰＷＭモード動作時）について述べることにする。
【００２９】
電圧増幅段１０の出力電圧Ｖ１は、ドライバ段２０の入力電圧としてバイボーラトランジスタ２１及びバイボーラトランジスタ２２のベースに印加される。このとき、ドライバ段２０の入力電圧Ｖ１がＶzd以下に制限されており、また、Ｖ1＝Ｖｂe＋Ｉe×Ｒeであるから、Ｖbeをほぼ一定（約０．６Ｖ）とすると、Ｉe×Ｒe＝（Ｉb＋Ｉc）×Ｒe＝（１＋ｈfe）×Ｉb×Ｒeも制限される。即ち、ベース電流Ｉbが制限され、Ｉc＝ｈfe×Ｉbで定まるコレクタ電流Ｉｃも制限されることになる。その結果、出力段３０の素子のゲートソース間に接続された抵抗２５，２６の抵抗値をＲgsとすると、出力段３０のＭＯＳＦＥＴ３１，３２にかかるゲート電圧Ｖgs＝Ｉc×Ｒgsが制限されるので、ゲート電圧Ｖgsの最大値Ｖgs(max)が決定される。
【００３０】
ここで、ベース電流Ｉb＝（Ｖ1−Ｖbe）／Ｒe（１＋ｈfe）より、ゲート電圧Ｖgs=Ｉc×Ｒgs=ｈfe×Ｉb×Ｒgs=Ｒgs×ｈfe×（Ｖ1−Ｖbe）／Ｒe（１＋ｈfe）となり、また、Ｖ1はＶzdに制限されているのでＶ1=Ｖzdであるが、片方のツェナダイオードの順方向電圧（約０．６Ｖ）とベース電圧Ｖbe（約０．６Ｖ）をほぼ等しいと見て相殺するとＶ1−Ｖbe=Ｖzdとなる。
【００３１】
よって、ゲート電圧Ｖgsの最大値は、Ｖgs(max)=Ｒgs×ｈfe×Ｖzd／Ｒe（１＋ｈfe）と決定される。
【００３２】
例えば、具体例として、出力段３０の素子を１０Ｖで飽和動作させたい場合、Ｒgs＝５００（Ω）、Ｒe＝２５０（Ω）、ｈfe＝１００、Ｖzd＝５（Ｖ）とすると、出力段３０のＭＯＳＦＥＴにかかるゲート電圧の最大値は、Ｖgs(max)＝Ｒgs×ｈfe（Ｖ1−Ｖbe）／Ｒe（１＋ｈfe）＝約９．９（Ｖ）となる。
【００３３】
尚、実際には、使用するＭＯＳＦＥＴにより飽和領域で動作させるのに適した電圧が異なるので、出力段３０のＭＯＳＦＥＴにかかるゲート電圧の最大値Ｖgs(max)は、回路が安定動作するためのバランスを考慮しつつ、主に、Ｖzd、Ｒe、Ｒgs、ｈfeの値の組み合わせにより調整する。
【００３４】
結局、電圧増幅段１０のツェナダイオード１２，１３で出力電圧を制限することにより、出力段３０のＭＯＳＦＥＴ３１，３２のゲート電圧を一定値に制限でき、入力信号の値に応じて出力段３０のＭＯＳＦＥＴ３１，３２はスイッチング動作を行い負荷を電流駆動する（即ち、ＰＷＭモードで動作する）。
【００３５】
以上のように、本実施の形態の電力増幅器１では、入力信号電圧Ｖinがある値（Ｖ1＝Ｖzdとなる値）以上になると、電圧増幅段１０の出力電圧Ｖ1がＶzd以下に制限され、ドライバ段２０のバイボーラトランジスター２１，２２のベース電流Ｉbが制限される。その結果、コレクタ電流Ｉc＝ｈfe×Ｉbが制限されて、出力段３０のＭＯＳＦＥＴ３１，３２のゲートソース間電圧Ｖgs＝Ｉc×Ｒcgの最大値Ｖgs(max)が決定される。このとき、ゲートソース間電圧の最大値Ｖgs(max)を、出力段３０のＭＯＳＦＥＴ３１，３２が飽和領域で動作させるのに適した電圧に設定することにより、入力信号電圧を変化させるだけで、リニアモード／ＰＷＭモードの２つのモードで安定動作させることが可能になる。
【００３６】
尚、上記実施例では、電圧増幅段１０の出力電圧を制限する方法としてツェナダイオードを使用しているが、他の素子を使用してもよいし、或いは他の構成の回路を用いて出力電圧を制限してもよい。
【００３７】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、
モータ等の負荷を駆動する電力増幅器において、リニアモードとＰＷＭモードの２つのモードで動作させるために、入力切り替えや別電源を設ける必要がなく、１系統の簡単な増幅回路で済むようになり、その結果、電力増幅器の設計が容易になるとともに、製造コストの削減及びデバイスとしての信頼性の向上が計れる。
【００３８】
請求項２記載の発明によれば、
電力増幅器におけるリニアモードとＰＷＭモード間の動作モードの切替は、入力信号を切り替えることなく行われるので、それに伴うデッドタイム（入力信号が不明確な状態）の発生がなく、出力電流に発生するリップル成分を小さくできる。その結果、例えば、モータを制御する場合に、モードの切り替えに伴う微振動の発生を抑えることができる。
【００３９】
請求項３記載の発明によれば、
リニアモードとＰＷＭモードの２つのモードで安定動作する電力増幅器をワンパッケージ化されたデバイスで提供できるので、精密かつ高効率なモータ等の負荷の制御が必要な場合に、システム設計が容易になるとともに、省スペース化が可能になる。また、ワンパッケージ化することで設置及び交換も容易になるので、メンテナンス性及びデバイスとしての信頼性も向上する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に係わる電力増幅器１の内部回路の概略構成を記載した図である。
【図２】リニア増幅器４０の回路を記載した図である。
【図３】リニア増幅器４０内部の出力段を記載した図である。
【符号の説明】
１電力増幅器
２入力抵抗
３フィードバック抵抗
４出力段の電源
５出力段の電源
１０電圧増幅段
１１反転増幅器
１２ツェナダイオード
１３ツェナダイオード
２０ドライバ段
２１ＮＰＮ型バイボーラトランジスタ
２２ＰＮＰ型バイボーラトランジスタ
２３バイボーラトランジスタ２１のエミッタ抵抗
２４バイボーラトランジスタ２２のエミッタ抵抗
２５ゲートソース間抵抗
２６ゲートソース間抵抗
３０出力段
３１ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
３２ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ

Claims

モータ等の負荷を駆動する電力増幅器において、
前記電力増幅器は、該電力増幅器への入力信号電圧を増幅する電圧増幅段、電圧増幅段からの出力電圧に応じて出力段を駆動するドライバ段、及び負荷を駆動する出力段から構成されるとともに、モータ等の負荷をリニア駆動するリニアモードとＰＷＭ駆動するＰＷＭモードの２つのモードで動作することが可能であり、
前記電力増幅器のＰＷＭモードでの動作は、リニアモード時と同一の動作回路で行われるとともに、入力信号電圧の値に応じて前記電力増幅器の電圧増幅段の出力電圧に制限が加えられることで、前記電力増幅器の出力段の素子に飽和領域で動作させるのに適した電圧が印加されることにより行われることを特徴とする電力増幅器。
前記電力増幅器における、前記リニアモードと前記ＰＷＭモード間の動作モードの切替は、前記電力増幅器に入力される入力信号電圧を変化させるだけで自動的に行われることを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
前記電力増幅器は、１つのデバイスにより構成されていることを特徴とする請求項１及び２に記載の電力増幅器。