JP3677541B2

JP3677541B2 - Charger

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Publication number: JP3677541B2
Application number: JP2002042701A
Authority: JP
Inventors: 光造坂本; 将弘岩村; 正寿桝本
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Car Engineering Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Astemo Ltd
Priority date: 2002-02-20
Filing date: 2002-02-20
Publication date: 2005-08-03
Anticipated expiration: 2022-02-20
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、車両用交流発電機の交流電流を整流し、バッテリを充電する充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、車両用交流発電機の交流電流を整流し、バッテリに充電する充電回路において、複数のＭＯＳＦＥＴからなる整流ブリッジ回路と、このＦＥＴのいずれかにバッテリの両端電圧より高い逆ドレイン・ソース電圧が印加されたときにＭＯＳＦＥＴにゲート電圧を印加する制御手段とを備える充電回路が特開平４-１３８０３０号公報に開示されている。また、ＭＯＳＦＥＴとしてソース領域またはドレイン領域とウエル領域との間のどちらか一方の内蔵ダイオードと並列に高抵抗体を設け、界磁巻線電流制御を行わない車両用交流発電機が特開平７ー１６３１４９号公報に、また、ソース電極とウエル領域とを高抵抗体で接続する車両用交流発電機が特開平７ー１７０７４６号公報に、また、ＭＯＳＦＥＴとしてＳｉＣを使用した場合の制御方法が特開平８ー３３６２３８号公報に開示されている。
さらに、特開平９−２１９９３８号公報には、電機子巻線に生じる発電電圧が規定電圧以上かどうかを検出し、異常電圧発生時にはトランジスタを導通させて発電電圧を抑圧する短絡回路部とを備える車両用発電装置が開示され、また、ローサイド素子をなすＭＯＳトランジスタのドレイン・ゲート間に定電圧降下素子を設け、電機子巻線に生じる発電電圧に異常電圧が発生した時にトランジスタをオンさせる方法も開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記した特開平９−２１９９３８号公報には、電機子巻線に生じる発電電圧が規定電圧以上かどうかを検出し、異常電圧が発生したトランジスタをオンさせる方法が開示されているが、このとき異常電圧が発生したトランジスタと対になる逆アーム側に配置されているトランジスタや他の相のトランジスタを異常電圧発生に対応させて最適に制御し、高信頼化する方法に関しては十分な検討がなされていない。
また、特開平９−２１９９３８号公報には、ＭＯＳＦＥＴの内蔵ダイオードを整流素子として使用し、過電圧発生時のみにＭＯＳＦＥＴのゲート・ドレイン間に設けた定電圧ダイオードでオンさせて保護する方法が記載されているが、同期整流制御による低損失化も同時に満たした高効率な回路構成の検討は十分になされていない。
また、同期整流を用いたオールタネータ回路を実現するための通常状態の制御方法や過電圧状態での制御方法やこれらの制御方法における具体的な過電圧保護を実現するために必要な制御情報の検出方法やその後の制御方法に関して十分な検討がなされていない。
【０００４】
本発明の課題は、上記事情に鑑み、充電装置、特に車両用オールタネータを高効率化、高信頼化することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、整流に用いる一方向性素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを使用し、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、整流出力電圧を低減するようにパワーＭＯＳＦＥＴのうち、ソースからドレインに電流が流れていたパワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御し、オフ制御されていたパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御する。
ここで、この制御は、上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワーＭＯＳＦＥＴのゲート制御回路に、発電機の相電流とその向きを検出する相電流検出回路、または、発電機が発生する相電圧を検出し、上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧を求め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路、または、上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワーＭＯＳＦＥＴに流れる電流を検出する相電流検出回路を設けることにより行う。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１の実施形態を示す充電装置の回路図であり、図２（ａ）は、本実施形態の通常状態における駆動表、図２（ｂ）は、本実施形態が過負荷状態になった場合を含む駆動表、図３は、本実施形態の動作フローチャート図、図４は、本実施形態の通常状態における主要電流の流れ、図５は、本実施形態の過負荷状態における主要電流の流れを示す。
図１には、ステータのコイル１ａ、１ｂ、１ｃとフィールドコイル１ｘを有する発電機２００の交流出力端子（Ｕ相：５０６，Ｖ相：５０７，Ｗ相：５０８）から出入りする電流を上アームトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃと下アームトランジスタ１１ａ、１１ｂ、１１ｃからなるブリッジ回路で整流し、基準電圧端子５００と整流出力端子５０２との間に整流出力電圧Ｖ１を出力し、バッテリ３を充電する自動車用オルタネータ回路を示す。
ブリッジ回路を構成するトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、パワーＭＯＳＦＥＴでソースからドレインへ低損失で電流を同期整流ダイオードとして動作させる。同期整流ダイオードとして動作させるということは、パワーＭＯＳＦＥＴのソースからドレイン方向を順方向電流とし、順方向電流が流れる場合にはゲートに電圧を印加して低損失なＭＯＳＦＥＴ電流を流し、ドレインからソース方向の逆方向電流は流れないようにパワーＭＯＳＦＥＴをオフ駆動することである。ここで、１１ａと２１ａ、１１ｂと２１ｂ、１１ｃと２１ｃはブリッジ回路において対となるパワーＭＯＳＦＥＴである。
図１において、エンジン停止時にイグニッションスイッチ５をオンすると、０Ｖ判別回路３３の動作によりトランジスタ９がオンし、チャージランプ６を点灯させる。一方、エンジンが始動し、発電機２００が回転し始めると、フィールドコイル１ｘに十分な電流が流れ、ステータコイル１ａ〜１ｃに交流電圧が誘起される。また、ステータコイル１ａ〜１ｃの電圧が上昇すると、トランジスタ９がオフし、チャージランプ６が消灯し、発電状態であることを示す。ダイオード３２は、トランジスタ１１ｅがオフになったときに、フィールドコイル１ｘに電流を流し続けさせるために設けてある。また、本実施形態ではトランジスタ９、１１ｅをＭＯＳＦＥＴの例で示したため、ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に存在する内蔵ダイオード１０、１２ｅも示してある。
【０００７】
本実施形態の充電装置では、同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを制御するために、相電流検出抵抗５１１，５１２，５１３に発生する電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓから判断される相電流の向きに応じ、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路（ゲート制御回路）１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、２６ａ、２６ｂ、２６ｃの出力電圧を図２の駆動表並びに図３の動作フローチャート図に従い制御することに特徴がある。
整流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１は、基準電圧回路（Ｒｅｆ１）３５で生成される電圧Ｖｒ１（Ｖｍｉｎ，Ｖｍａｘ）と制御回路３１で比較し、その結果により過電圧状態かどうかを配線Ｆ１によりパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。基準電圧Ｖｒ２は基準電圧回路（Ｒｒｅｆ２）３６で生成されるが、本実施形態の場合にはＶｒ２を０Ｖとして構わない。このため、基準電圧端子５００から直接配線を延ばすだけでも構わない。
まず、バッテリ３の電圧が低く、整流出力電圧Ｖ１がＶｍｉｎ（例えば、９Ｖ）未満の場合にはパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧はＬ状態にしておく。これはボルテージレギュレータ３０へ供給する電源端子５０５が低い場合には、同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを駆動するための電力を節約するためである。パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧を低電圧状態（Ｌ状態）にしている時、パワーＭＯＳＦＥＴはオフ状態であるが、内蔵ダイオード１２ａ〜１２ｃ、２２ａ〜２２ｃが存在するため、従来のダイオードを用いた充電回路として動作する。
バッテリ３の電圧がＶｍｉｎ以上となると、相電流の値により同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを同期整流駆動する。相電流検出回路１５ａ〜１５ｃは、相電流をモニタするために電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓを検出し、基準電圧Ｖｒ２と比較する。一方、制御回路３１は、整流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１と基準電圧回路（Ｒｅｆ１）３５で生成される電圧Ｖｒ１（＝Ｖｍａｘ）を比較し、Ｖ１が規定の最大電圧Ｖｍａｘ以下であるかどうかを判断する。その結果により過電圧状態かどうかを配線Ｆ１によりパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。
【０００８】
本実施形態の通常状態（Ｖｍｉｎ≦Ｖ１≦Ｖｍａｘ）では、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、図２（ａ）に示すように駆動することが特徴である。相電流の値により同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを同期整流駆動する。相電流検出回路１５ａ〜１５ｃは、相電流をモニタするために電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓを検出し、基準電圧Ｖｒ２と比較する。すなわち、この結果、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが正となる（発電機からブリッジ回路に電流が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５０８に接続された上アームトランジスタはオン制御またはオンするデューティを増加し、対となる逆アームに配置された下アームトランジスタはオフ制御またはオフするデューティを増加して制御する。また、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回路から電流が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５０８に接続された下アーム用トランジスタはオン制御またはオンするデューティを増加し、対となる逆アームに配置された上アームトランジスタはオフ制御またはオフするデューティを増加して制御する。
本実施形態の場合には、従来のようにトランジスタ１１ｅのオンするデューティを制御させて発電機のフィールド電流を制御して整流出力電圧を制御する方法を併用させることにより、更に高速に整流出力電圧を制御できるため、信頼性が向上する。あるいは、従来のようにトランジスタ１１ｅをなくし、フィールド電流の制御をせずに整流出力電圧を適正値に制御することも可能であり、この場合にはシステムの低コスト化が図れる。
本実施形態において、１２Ｖバッテリシステムの場合、同期整流ダイオードとして使用されるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン耐圧の最大定格は３０Ｖ程度、１７５℃におけるオン抵抗は５ｍΩ以下であることが望ましい。このように、高温でも低オン抵抗のパワーＭＯＳＦＥＴを使用することにより、例えば１００Ａの電流が流れても０．５Ｖの電圧ドロップに抑えられる。従って、整流素子としてダイオードを使用した従来の場合に比べ、オルタネータ回路を高効率化できるという効果がある。
ここで、ダイオード１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、２２ａ、２２ｂ、２２ｃは、各々パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、２１ａ、２１ｂ、２１ｃのドレイン・ソース間に存在する内蔵ダイオードである。また、電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓは発電機２００からブリッジ回路に電流が流れる場合を正にとってある。
【０００９】
次に、ロードダンプ不良のように整流出力端子５０２とバッテリ側端子５０３との間のワイヤが切断し、整流出力端子５０２に高電圧が印加される過電圧状態の場合の動作を説明する。
従来回路と同様に制御回路３１は、整流出力電圧（配線Ｆ０を用いて伝達）が設定電圧以上（例えば、２０Ｖ以上）に上昇した場合には、トランジスタ１１ｅをオフまたはオフするデューティを増加することによりフィールド電流を低減し、フィールドコイル１ｘに流れる電流を低下させるだけではなく、本実施形態では、ブリッジ回路を構成するパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに整流出力電圧が設定電圧以上に上昇したことを配線Ｆ１を用いて伝達し、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの制御モードを逆位相に変える。すなわち、この条件の場合、パワーＭＯＳＦＥＴは、同期整流ダイオードとしての動作ではなく、ドレインからソースへ電流を流すように動作する。
本実施形態では、過電圧状態（Ｖｍａｘ＜Ｖ１）になると、配線Ｆ１により過電圧状態となったことをパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。この結果、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、図２（ｂ）に示すように、過電圧状態では通常状態とは逆位相でパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する。すなわち、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが正となる（発電機からブリッジ回路に電流が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５０８に接続された下アームトランジスタはオン制御またはオンするデューティを増加する。この時、対となる逆アームに配置された上アームトランジスタもオン駆動またはオンするデューティを増加する駆動のままでも構わないが、発電機２００から整流出力電圧端子５０２に流れる電流を低減するためには、オフ制御またはオフするデューティを増加して制御することが望ましい。また、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回路から電流が流れる）場合には、交流出力端子に接続された上アーム用トランジスタはオン制御またはオンするデューティを増加する。この時、対となる逆アームに配置された下アームトランジスタもオン駆動またはオンするデューティを増加する駆動のままでも構わないが、基準電圧端子５００から発電機２００に流れる電流を低減するためには、オフ制御またはオフするデューティを増加して制御することが望ましい。
【００１０】
以上の動作を更に詳しく説明すると、以下のとおりである。
図２(ａ)の通常状態の駆動表に示す３Ｔ／６から６Ｔ／６までの主要電流の流れを図４に、また、図２（ｂ）に示す過電圧負荷状態の３Ｔ／６から６Ｔ／６までの主要電流の流れを図５に示す。
本実施形態では、通常状態にはソースからドレインに電流が流れるパワーＭＯＳＦＥＴについてはオン制御またはオンするデューティを増加してソースからドレインに同期整流ダイオードとして低損失に電流を流すが、パワーＭＯＳＦＥＴが過電圧状態になると、オフ制御またはオフするデューティを増加する制御にする。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴに流れていた電流は、ＭＯＳＦＥＴ電流ではなく、内蔵ダイオード１２ａ〜１２ｃ、２２ａ〜１２ｃに電流が移る。このため、パワーＭＯＳＦＥＴに流れる全電流（ＭＯＳＦＥＴ電流と内蔵ダイオードに流れる電流の合計）の絶対値は減少する。これに対し、前記パワーＭＯＳＦＥＴと対になって配置されている逆アーム側にあるパワーＭＯＳＦＥＴは、対となるパワーＭＯＳＦＥＴと逆位相で制御する。すなわち、通常状態ではオフ制御またはオフするデューティを増加する制御にするが、過電圧状態ではオン制御またはオンするデューティを増加する制御にする。
これにより、整流出力電圧Ｖ１が過電圧になった時に、ドレイン・ソース間の電圧も抑制でき、さらに整流出力電圧Ｖ１からグランド側に電流を戻すことにより、整流出力電圧Ｖ１を通常の電圧に抑制させることができる。
上記動作内容をフローチャート図で示すと、図３となる。これにより、整流出力電圧端子５０２から基準電圧端子５００側に電流を流すことにより、整流出力電圧端子５０２と基準電圧端子５００との間に発生する整流出力電圧が規定電圧より過度に高い電圧となることが防止できる。
【００１１】
さらに、本実施形態では、一方向性素子として使用するパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間に電圧クランプ素子として使用する電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、２３ａ、２３ｂ、２３ｃを接続することにより、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、パワーＭＯＳＦＥＴの内部ゲート電圧が増加し、パワーＭＯＳＦＥＴをアクティブクランプさせる。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には定格電圧以上の電圧が印加されることを防止できるため、パワーＭＯＳＦＥＴの破壊を防止できる。ここで、アクティブクランプ動作を開始する整流出力電圧の値は、パワーＭＯＳＦＥＴが同期整流ダイオードとして動作しなくなるときの整流出力電圧の値より高くすることが望ましい。
また、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃは、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力端子と電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃの間に配置する。例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力端子がパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソース間電圧を下げてパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃをオフに駆動しているときにも、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのドレイン・ゲート間に設定電圧以上の過電圧が印加されると、電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃによりパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソース間に電圧を印加してドレイン電流を流し、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのドレイン・ソース間に過電圧が印加されないように保護する。ここで、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃは、トランジスタを抵抗性素子として使用してもよい。また、ゲート抵抗は回路構成上パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路の中に配置しても構わない。
なお、本実施形態では、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃを用いてパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃを保護する例を示したが、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの電流吸込み能力を抑えても同様の効果がある。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を下げている（オフ駆動をしている）ときでも、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間に設けた電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃにクランプ電圧以上の電圧が印加されようとすると、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃでは、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を０Ｖにできなくなる。このため、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソース間電圧が上昇し、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃがオンすることにより、過電圧が印加されないようにできる。
【００１２】
なお、図１では、紙面の都合上、前記トランジスタのゲート・ドレイン間に配置するダイオードの数は、ゲートに対してドレイン電圧をクランプするために２個を直列接続し、ドレインに対してゲート電圧をクランプするために２個を直列接続しているが、例えば１２Ｖバッテリシステムや３６Ｖバッテリシステムの場合では、前記トランジスタのクランプ電圧は、ゲートに対してドレイン電圧をクランプする電圧は、整流出力電圧の上限値との関係で決まり、２０Ｖ以上（１２Ｖバッテリシステムならば２５Ｖ程度）である。また、ドレインに対してゲート電圧をクランプする電圧は、ゲート酸化膜の保護の目的とゲート電圧が変化してもゲートからドレインへのリーク電流が流れないようにする必要があることから、５Ｖ以上３０Ｖ以下（例えば、２０Ｖ程度）であることが望ましい。
また、このダイオードは、パワーＭＯＳＦＥＴと同一チップ上に形成される多結晶シリコンダイオードを使用することにより、低コスト化と小型化を図ることができる。例えば、前記トランジスタのゲート・ドレイン間に配置するダイオードは、耐圧が約６Ｖの多結晶シリコンダイオードとし、ゲートに対してドレイン電圧をクランプするために４個（２個以上８個以下）を直列接続し、ドレインに対してゲート電圧をクランプするために３個（１個以上３個以下）を直列接続することにより実現できる。ここで、ゲートに対してドレイン電圧をクランプする電圧は、上述のパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃが過電圧状態と判断する最大整流出力電圧Ｖｍａｘより高く設定することが望ましい。
このように、ドレイン・ゲート間にダイオードのクランプ電圧を設定することにより、整流出力電圧が上昇した場合、まず、フィールド電流を低減させ、ゲート駆動方法も変えて、それでも整流出力電圧が抑えられない場合にパワーＭＯＳＦＥＴを保護するためにアクティブクランプが動作し、パワーＭＯＳＦＥＴを保護するように設定できる。
以上の構成により、本実施形態では、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００１３】
図６は、本発明の第２の実施形態として、第１の実施形態を示す充電装置（図１の回路図）において、過電圧状態でパワーＭＯＳＦＥＴの外部ゲート電圧（パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路２６ａ〜２６ｃ、１６ａ〜１６ｃの出力電圧）を全てＬ状態に駆動する場合の駆動表を示し、図７は、その動作フローチャート図を示す。
本実施形態では、図１の回路図において、過電圧状態で全てのパワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を下げ（図６、図７のＬ状態）、全てのパワーＭＯＳＦＥＴをオフ駆動する。この時、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃのドレイン・ゲート間に印加される電圧がクランプダイオード２３ａ〜２３ｃ、１３ａ〜１３ｃのクランプ電圧より高くなる場合がある。この場合には、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間電圧は、一定電圧に保とうとするため、ゲート・ソース間電圧が増加し、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃは自動的にオンする。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には規定以上の電圧が印加されないため、パワーＭＯＳＦＥＴは、破壊せず、保護されることになる。
さらに、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃが自動的にオンすることにより、同時に整流出力電圧端子５０２からの電流を基準電圧端子５００側にバイパスさせる。このため、整流出力電圧端子５０２と基準電圧端子５００との間に発生する整流出力電圧が過大にならないように制御される。
なお、本実施形態の場合も、第１の実施形態で述べたように、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃを用いるか、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの電流吸込み能力を抑えておくことが必要である。
本実施形態でも、過電圧保護の応答速度はやや低減するものの、第１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００１４】
図８は、本発明の第３の実施形態を示す充電装置の回路図であり、図９は、本実施形態の動作フローチャート図である。
本実施形態では、発電機２００の交流出力端子５０６，５０７，５０８に発生する相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃをモニタすることにより、過電圧状態を検出し、保護動作することが特徴である。本実施形態の場合にも、第１の実施形態の場合と同様に、過負荷保護のためにはパワーＭＯＳＦＥＴを通常状態とは逆位相でゲート駆動するが、保護動作をかける場合の判断を相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの値を利用して判断することが特徴である。すなわち、ブリッジ回路に使われるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖ１−Ｖａ、Ｖ１−Ｖｂ、Ｖ１−Ｖｃを基準電圧（Ｖｒ２）３６、基準電圧（Ｖｒ３）３７と比較することにより実現する。基準電圧Ｖｒ２、Ｖｒ３はゼロ電圧とすることが望ましい。
【００１５】
本実施形態の通常状態（Ｖｍｉｎ≦Ｖ１≦Ｖｍａｘ）では、パワーＭＯＳＦＥＴのソースからドレイン方向に電流が流れる時、すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧がゼロ電圧以下になるときには、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧はＨ（高電位）にしてパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御して低損失に電流を導通させる。また、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧は正電圧となっているため、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧はＬ（低電位）にしてパワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御させる。このような同期整流ダイオード動作により低損失駆動できる。
なお、整流出力電圧を目標電圧に設定するために、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧がゼロ電圧以下になるときに、パワーＭＯＳＦＥＴをオン制御するものの、整流出力電圧の値によりオン制御するデューティを調整して駆動し、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴには逆位相の電圧を印加させて駆動しても構わない。
過電圧状態（Ｖｍａｘ＜Ｖ１）になると、配線Ｆ１により過電圧状態となったことをパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。この時、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、ドレイン・ソース間電圧が０Ｖまたは負電圧となるトランジスタと対になるアームのトランジスタをオンまたはオンするデューティが増加する制御をする。これにより、過電圧が印加されているパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧を低減でき、さらに、整流出力電圧Ｖ１からグランド側に電流を戻すことにより、整流出力電圧Ｖ１を通常の電圧に抑制させることができる。
なお、相電圧は、ゲート電圧を印加することより大きく変化してしまうため、相電圧（ドレイン・ソース間電圧）の検出は、トランジスタをオフさせたときに実行することが望ましい。
以上の構成により、本実施形態でも第１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
また、本実施形態では、上アーム用ＭＯＳＦＥＴも下アーム用ＭＯＳＦＥＴもそれぞれ独立してドレイン・ソース間電圧をモニタして制御する方法を示したが、例えば下アーム用ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧だけを基準電圧Ｖｒ２と比較して、上アーム用ＭＯＳＦＥＴは対となる下アーム用ＭＯＳＦＥＴと逆位相で制御するようにしても同様の効果がえられる。
また、本実施形態では、整流出力電圧Ｖ１が規定電圧以上かどうかで過電圧保護をかける場合を示したが、発電機の相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃのいずれかが規定電圧以上になった場合に、図９に示した駆動方法により、規定電圧以上にならない相も含め、ブリッジ回路を構成する全てのパワーＭＯＳＦＥＴの駆動方法を変えて駆動することにより、過負荷保護動作させてもよい。この場合には、電流出力端子から基準電圧端子への電流パスが増加するため、規定電圧以上にならない相も含め、ブリッジ回路を構成する全てのパワーＭＯＳＦＥＴの駆動方法を変えて過電圧保護動作すると、過電圧保護を迅速に実行できるという効果がある。
【００１６】
図１０は、本発明の第４の実施形態として、第３の実施形態を示す充電装置（図８の回路図）において、過電圧状態になった場合に、保護動作のためにパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する条件が異なる場合の動作フローチャート図を示す。
本実施形態では、発電機２００の相電圧をモニタすることにより、過負荷状態を検出するという点では第３の実施形態と同じであるが、過電圧状態になった場合に、保護動作のためにパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する条件が少し異なる。すなわち、本実施形態では、過負荷保護のために、上アーム用ＭＯＳＦＥＴと下アーム用ＭＯＳＦＥＴのうちドレイン・ソース間電圧が高い方のパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御するために、相電圧Ｖａ、Ｖｂ，Ｖｃが整流出力電圧Ｖ１の１／２の電圧より大きいか小さいかを比較することにより実現することが特徴である。このため、これまでの実施形態のように通常動作の場合と全く逆位相の駆動をしているわけではない。
本実施形態でも、第１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００１７】
図１１は、本発明の第５の実施形態を示す充電装置の回路図であり、図１２は、本実施形態の動作フローチャート図である。
本実施形態は、本発明の自動車用オルタネータ回路等の充電装置において、整流に用いるパワーＭＯＳＦＥＴの制御のために、相電流ではなく、パワーＭＯＳＦＥＴに流れる電流を使用することが特徴である。このために、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴのソース側、ドレイン側に接続した抵抗１７ａ〜１７ｃ、２７ａ〜２７ｃで電流検出することが特徴である。
本実施形態において、通常状態では、抵抗１７ａ〜１７ｃの電圧Ｖ１７ａ〜Ｖ１７ｃがＶｒ２（基準電圧Ｖｒ２は例えば０ボルト）以下になる期間ならびに抵抗２７ａ〜２７ｃの電圧Ｖ２７ａ〜Ｖ２７ｃがＶｒ３（基準電圧Ｖｒ３は例えば０ボルト）以下になる期間には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃをオン制御またはオンするデューティが増加する制御をして損失を低減する。このため、１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力は高電圧または高電圧にするデューティが増加する制御にする。一方、抵抗１７ａ〜１７ｃの電圧Ｖ１７ａ〜Ｖ１７ｃがＶｒ２（基準電圧Ｖｒ２は例えば０ボルト）を超える期間ならびに抵抗２７ａ〜２７ｃの電圧Ｖ２７ａ〜Ｖ２７ｃがＶｒ３（基準電圧Ｖｒ３は例えば０ボルト）を超える期間には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃをオフ制御またはオフするデューティが増加する制御をする。このため、１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力は低電圧または低電圧にするデューティが増加する制御をする。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃを低損失な同期整流駆動する。
これに対し、本実施形態は、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合には、上記駆動とは逆位相で駆動して整流出力電圧がが過大となることを防止することが特徴である。
なお、本実施形態では、下アーム用ＭＯＳＦＥＴの電流検出抵抗１７ａ〜１７ｃと比較に用いる電圧Ｖｒ２を発生する基準電圧３６、上アーム用ＭＯＳＦＥＴの電流検出抵抗２７ａ〜２７ｃと比較に用いる電圧Ｖｒ３を発生する基準電圧３７を設ける場合を示したが、上アーム用ＭＯＳＦＥＴを必ず下アームと逆位相で駆動する場合には、上アーム用の電流検出抵抗２７ａ〜２７ｃと基準電圧３７をなくし、下アーム側だけで電流検出して可電圧保護をすることも可能である。
【００１８】
また、本実施形態で示した図１１の回路図で図１３に示す動作フローチャートに従い制御すると、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃに過電流が流れることにより、パワーＭＯＳＦＥＴが破壊することを防止する過電流保護を実現できる。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃに過大電流が流れているかどうかを抵抗２７ａ〜２７ｃ、１７ａ〜１７ｃで検出しながら、図１２のフローチャートの通常状態動作と同じように駆動する。図１３では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａの過電流検出フローだけを示すが、他のパワーＭＯＳＦＥＴについても同様である。
図１１の回路図において、仮に、特定のＭＯＳＦＥＴに過大電流が流れた場合、例えば、通常状態動作のパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａだけに過大電流が流れた場合を考えると、電流検出抵抗１７ａの電圧Ｖ１７ａの絶対値が増加する。もしも、電圧Ｖ１７ａの絶対値｜Ｖ１７ａ｜が規定電圧Ｖｒ２ｍａｘを超えると、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａにはソースからドレインに過電流が流れていると判断する。ソースからドレインに流れる電流はゲート・ソース間電圧では適切に制御できないため、この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａに過電流が流れつづけ、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａは熱により破壊する可能性がある。
そこで、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａが過電流状態になった場合には、１１ａと対になって接続してあるパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａをオン制御またはオンするデューティが増加する制御をすることが特徴である。
発電機２００に流れ込む電流は、発電機内のコイルに流れる電流であるため、急には低減しないが、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａを流れる電流が過電流となった場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａと対になるパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａからも発電機に電流が提供されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａに流れる電流を抑制することが可能とある。
Ｖ１７ａがＶｒ２（例えば基準電圧Ｖｒ２は０ボルト）より高い電圧となった場合には、通常状態動作と同様に１６ａの出力電圧は低電圧、２６ａの出力電圧は高電圧に制御する。
ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ以外のパワーＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｃ２１ｂ、２１ｃは過電流となっていないため、各々Ｖ１７ｂとＶｒ２の比較、Ｖ１７ｃとＶｒ２の比較、Ｖ１−Ｖ１７ｂとＶｒ３の比較、Ｖ１−Ｖ１７ｃとＶｒ３の比較を行い、通常状態動作と同じ駆動をする（図１３では、紙面の都合上Ｖ１７ｃとＶｒ２の比較とＶ１−Ｖ１７ｃとＶｒ３は示してない。）。
なお、パワーＭＯＳＦＥＴ１１が過電流状態のときに、パワーＭＯＳＦＥＴ１１のゲート・ソース間電圧は、通常状態動作と同じように、高電圧にして電圧降下を抑えてもよいし、逆に、パワーＭＯＳＦＥＴ１１のゲート・ソース間電圧は、０ボルトにして、パワーＭＯＳＦＥＴ１１に流れる電流が減衰する速度を速くするようにしても構わない。
このようにして、同期整流駆動されたパワーＭＯＳＦＥＴの過電流保護動作が可能となる。
なお、本実施形態では、ブリッジを構成するパワーＭＯＳＦＥＴに過大電流が流れる場合の保護として説明したが、ブリッジ回路を構成する個々のパワーＭＯＳＦＥＴに温度検出回路を設け、規定温度以上になるパワーＭＯＳＦＥＴに過大な電流が流れなくなるように、対となるパワーＭＯＳＦＥＴをオンさせて電流を分散するように駆動することにより、パワーＭＯＳＦＥＴを保護することも可能である。
ここで、抵抗１７ａ〜１７ｃ、２７ａ〜２７ｃは、配線等の寄生抵抗を使用した場合には低コスト化と小型化が図れるという効果もある。
本実施形態でも、第１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００１９】
図１４は、本発明の第６の実施形態を示す充電装置の回路図である。
本実施形態では、図１の回路に発電機２００のＹ結線の中点端子５０１に対して上アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ２１ｄと下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄを追加することを特徴とする。
従来回路では、中点端子５０１と基準電圧端子５００との間ならびに中点端子５０１と整流出力端子５０２との間にはそれぞれダイオードを配置し、効率を向上させていたが、本実施形態では、その効率向上に用いるダイオードの代わりにＭＯＳＦＥＴを使用し、更に効率向上を図っている。
ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、２１ｄの駆動方法は他のパワーＭＯＳＦＥＴと同様である。すなわち、抵抗５１４の電圧Ｖｘｓを検出し、ソースからドレインに電流が流れるときにはパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御し、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴはオフ制御するが、過電圧状態では逆位相で駆動させる。さらに、過電圧保護動作をさせる場合には、ソースからドレインに電流が流れるパワーＭＯＳＦＥＴと対となるパワーＭＯＳＦＥＴはオン制御またはオンするデューティを増加する駆動をする。この時、対となる逆アームに配置されたトランジスタもオン駆動またはオンするデューティを増加する駆動のままでも構わないが、中点電圧端子５０１から整流出力端子５０２への電流または基準電圧端子５００から中点電圧端子５０１に流れる電流を低減するために、オフ制御またはオフするデューティを増加して制御することが望ましい。
なお、ダイオード１２ｄ、２２ｄは、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、２１ｄの内蔵ダイオードであり、ダイオード１３ｄ、２３ｄと抵抗１４ｄ、２４ｄは、過電圧保護のために設けてある。
本実施形態でも、第１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
また、本実施形態は、相電流を検出する回路に中点端子用のパワーＭＯＳＦＥＴを追加した場合であるが、Ｙ結線型の発電機ならどのような回路にも適用でき、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００２０】
図１５は、本発明の第７の実施形態を示す充電装置の回路図である。
本実施形態は、本発明の自動車用オルタネータ回路等の充電装置において、発電機２０１としてΔ結線型で回転子磁石２を使用することを特徴とする。すなわち、本実施形態は、フィールドコイルを使用せずとも、オールタネータ回路を実現できるようにした。
発電機２０１は、ＵＶ相のコイル１ａｂ、ＶＷ相のコイル１ｂｃ、ＷＵ相のコイル１ａｃ、回転子磁石２からなる。
本実施形態の場合には、オールタネータを低コストに実現できるという効果がある。このため、本実施形態では、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図られ、さらに低コスト化が図れるという効果がある。
【００２１】
図１６は、本発明の第８の実施形態を示す充電装置の回路図である。
本実施形態では、整流出力端子電圧Ｖ１が過大になっても、負荷４に過電圧が印加されないようにスイッチ素子としてパワーＭＯＳＦＥＴ４２を追加することを特徴とする。
すなわち、本実施形態では、整流出力電圧Ｖ１が規定電圧以上になった場合に、整流出力端子５０２とバッテリー側端子５０３とを遮断するためのパワーＭＯＳＦＥＴ４２を設ける。通常は、パワーＭＯＳＦＥＴ４２はオン状態であるが、整流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１が過剰に高くなる過電圧状態の場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ４２をオフする。これにより、バッテリー側端子５０３に過剰な電圧パルスが印加されないため、バッテリー３に接続されている負荷４が過電圧により破壊することを防止できる。
なお、抵抗４４とダイオード４３はパワーＭＯＳＦＥＴ４２の他のパワーＭＯＳＦＥＴと同様に破壊強度を増加するために設けてある。
従って、本実施形態の場合にも、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００２２】
なお、上述した実施形態では対となる上アームトランジスタと下アームトランジスタは同時にオンすることがないように駆動することを原則として述べてきたが、過電圧保護のため、故意に対となる上アームトランジスタと下アームトランジスタを同時にオンさせて貫通電流を増加させ、整流出力電圧Ｖ１が過電圧とならないように制御させるようにしても構わない。
【００２３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、充電装置、特に車両用オールタネータの高効率化と信頼性向上を図ることができ、同時に低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の通常状態（ａ）と過負荷状態（ｂ）の場合の駆動表である。
【図３】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の動作フロー図である。
【図４】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の通常状態における主要電流の流れを示した図である。
【図５】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の過負荷状態における主要電流の流れを示した図である。
【図６】本発明の第２の実施形態として図１に示す充電回路図の駆動表である。
【図７】本発明の第２の実施形態として図１に示す充電回路図の動作フロー図である。
【図８】本発明の第３の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【図９】本発明の第３の実施形態を示す充電装置の動作フロー図である。
【図１０】本発明の第４の実施形態として図８に示す充電回路図の動作フロー図である。
【図１１】本発明の第５の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【図１２】本発明の第５の実施形態を示す充電装置の動作フロー図である。
【図１３】本発明の第５の実施形態を示す充電装置の動作フロー図である。
【図１４】本発明の第６の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【図１５】本発明の第７の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【図１６】本発明の第８の実施形態を示す充電装置の回路図である。
【符号の説明】
１ａ…Ｕ相のコイル、１ｂ…Ｖ相のコイル、１ｃ…Ｗ相のコイル、１ａｂ…ＵＶ相のコイル、１ｂｃ…ＶＷ相のコイル、１ａｃ…ＷＵ相のコイル、１ｘ…フィールドコイル、２…回転子磁石、３…バッテリー、４…負荷、５…イグニッションスイッチ、６…チャージランプ、１１ａ〜１１ｃ…下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１１ｄ…中点下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１２ａ〜１２ｃ…下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１２ｄ…中点下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１３ａ〜１３ｄ、２３ａ〜２３ｄ…電圧クランプ素子用（アクティブクランプ用）ダイオード、１４ａ〜１４ｄ、２４ａ〜２４ｄ…電圧クランプ素子用（アクティブクランプ用）抵抗、１５ａ〜１５ｄ…相電流検出回路、１６ａ〜１６ｄ、２６ａ〜２６ｄ…パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路（ゲート制御回路）、１７ａ〜１７ｄ、２７ａ〜２７ｄ…センス抵抗（または、寄生抵抗）、２１ａ〜２１ｃ…上アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、２１ｄ…中点上アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、２２ａ〜２２ｄ…パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間ダイオード、３０…ボルテージレギュレータ、３１…制御回路、３３…０Ｖ判別回路、３５，３６，３７…基準電圧、Ｖａ〜Ｖｃ…相電流検出電圧端子、５０２…整流出力電圧端子、５００…基準電圧端子、５０５…ボルテージレギュレータの電圧端子、５０３…バッテリ側高電圧端子、２００，２０１…発電機[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a charging device that rectifies an alternating current of an automotive alternator and charges a battery.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in a charging circuit that rectifies the alternating current of an alternating current generator for a vehicle and charges the battery, a rectifier bridge circuit composed of a plurality of MOSFETs and a reverse drain / source voltage higher than the both-ends voltage of the battery in one of the FETs. Japanese Laid-Open Patent Publication No. 4-138030 discloses a charging circuit including control means for applying a gate voltage to a MOSFET when it is applied. Further, a vehicular AC generator in which a high resistance is provided in parallel with either a built-in diode between a source region or a drain region and a well region as a MOSFET and does not perform field winding current control is disclosed in No. 163149, an automotive alternator for connecting a source electrode and a well region with a high resistance is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 7-170746, and a control method when SiC is used as a MOSFET is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. This is disclosed in Japanese Patent No. 8-336238.
Further, Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-219938 includes a short-circuit circuit unit that detects whether or not the generated voltage generated in the armature winding is equal to or higher than a specified voltage and suppresses the generated voltage by turning on the transistor when an abnormal voltage occurs. A vehicle power generation device is disclosed, and there is also a method in which a constant voltage drop element is provided between the drain and gate of a MOS transistor forming a low side element, and the transistor is turned on when an abnormal voltage is generated in the generated voltage generated in the armature winding. It is disclosed.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
Japanese Patent Laid-Open No. 9-219938 described above discloses a method of detecting whether or not the generated voltage generated in the armature winding is equal to or higher than a specified voltage and turning on the transistor in which the abnormal voltage is generated. Thorough investigations have been made on the method of achieving high reliability by optimally controlling the transistors arranged on the opposite arm side that is paired with the transistor that generated the voltage and other phase transistors in response to abnormal voltage generation. Absent.
Japanese Patent Laid-Open No. 9-219938 describes a method in which a built-in diode of a MOSFET is used as a rectifying element and is turned on and protected by a constant voltage diode provided between the gate and drain of the MOSFET only when an overvoltage occurs. However, a high-efficiency circuit configuration that satisfies the reduction in loss due to synchronous rectification control has not been sufficiently studied.
In addition, a control method in a normal state for realizing an alternator circuit using synchronous rectification, a control method in an overvoltage state, a detection method of control information necessary to realize specific overvoltage protection in these control methods, Sufficient studies have not been made on the subsequent control method.
[0004]
In view of the above circumstances, an object of the present invention is to increase the efficiency and reliability of a charging device, particularly a vehicular alternator.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, a charging device that charges a battery by rectifying the current flowing in and out of the AC output terminal of the generator and generating a rectified output voltage between the reference voltage terminal and the rectified output terminal for rectification. When a power MOSFET is used as a unidirectional element to be used, and the rectified output voltage exceeds a specified voltage, a power MOSFET in which a current flows from the source to the drain among the power MOSFETs is reduced so as to reduce the rectified output voltage. The power MOSFET that has been off-controlled is controlled to be on-controlled.
Here, this control is performed by applying the phase current detection circuit for detecting the phase current of the generator and its direction to the gate control circuit of the upper arm side power MOSFET and the lower arm side power MOSFET, or the phase voltage generated by the generator. Detects and calculates the drain-source voltage of the upper arm side power MOSFET and the lower arm side power MOSFET and compares the voltage with a reference voltage, or flows to the upper arm side power MOSFET and the lower arm side power MOSFET This is done by providing a phase current detection circuit for detecting current.
[0006]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram of a charging apparatus showing a first embodiment of the present invention. FIG. 2A is a driving table in a normal state of the present embodiment, and FIG. FIG. 3 is an operation flowchart of the present embodiment, FIG. 4 is a flow of main current in a normal state of the present embodiment, and FIG. 5 is an overload of the present embodiment. The main current flow in the state is shown.
In FIG. 1, the current flowing in and out of the AC output terminal (U phase: 506, V phase: 507, W phase: 508) of the generator 200 having the coils 1a, 1b, 1c of the stator and the field coil 1x is the upper arm transistor. Rectified by a bridge circuit composed of 21a, 21b, 21c and lower arm transistors 11a, 11b, 11c, and outputs a rectified output voltage V1 between a reference voltage terminal 500 and a rectified output terminal 502 to charge the battery 3. An alternator circuit is shown.
The transistors 21a, 21b, 21c, 11a, 11b, and 11c constituting the bridge circuit are power MOSFETs that operate current as a synchronous rectifier diode with low loss from the source to the drain. Operating as a synchronous rectifier diode means that the forward direction is from the source to the drain of the power MOSFET, and when forward current flows, a voltage is applied to the gate to flow a low-loss MOSFET current, and from the drain to the source. The power MOSFET is turned off so that no reverse current flows. Here, 11a and 21a, 11b and 21b, and 11c and 21c are power MOSFETs that are paired in the bridge circuit.
In FIG. 1, when the ignition switch 5 is turned on when the engine is stopped, the transistor 9 is turned on by the operation of the 0V discrimination circuit 33, and the charge lamp 6 is turned on. On the other hand, when the engine is started and the generator 200 starts to rotate, a sufficient current flows in the field coil 1x, and an alternating voltage is induced in the stator coils 1a to 1c. Further, when the voltages of the stator coils 1a to 1c are increased, the transistor 9 is turned off, the charge lamp 6 is turned off, and the power generation state is indicated. The diode 32 is provided to keep the current flowing in the field coil 1x when the transistor 11e is turned off. Further, in the present embodiment, the transistors 9 and 11e are shown as an example of a MOSFET, so that the built-in diodes 10 and 12e existing between the drain and source of the MOSFET are also shown.
[0007]
In the charging device of this embodiment, in order to control the power MOSFET for synchronous rectification, the power MOSFET is controlled according to the direction of the phase current determined from the voltages Vas, Vbs, and Vcs generated in the phase current detection resistors 511, 512, and 513. It is characterized in that the output voltages of the drive circuits (gate control circuits) 16a, 16b, 16c, 26a, 26b, and 26c are controlled according to the drive table of FIG. 2 and the operation flowchart of FIG.
The rectified output voltage V1 of the rectified output terminal 502 is compared with the voltage Vr1 (Vmin, Vmax) generated by the reference voltage circuit (Ref1) 35 by the control circuit 31, and the power MOSFET is determined by the wiring F1 as to whether or not the result is an overvoltage state. This is transmitted to the drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c. The reference voltage Vr2 is generated by the reference voltage circuit (Rref2) 36. However, in this embodiment, Vr2 may be set to 0V. For this reason, it is only necessary to extend the wiring directly from the reference voltage terminal 500.
First, when the voltage of the battery 3 is low and the rectified output voltage V1 is less than Vmin (for example, 9 V), the output voltages of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c are set to the L state. This is to save power for driving the synchronous rectification power MOSFET when the power supply terminal 505 supplied to the voltage regulator 30 is low. When the output voltages of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c are in the low voltage state (L state), the power MOSFET is in the off state, but the built-in diodes 12a to 12c and 22a to 22c exist. It operates as a charging circuit using a conventional diode.
When the voltage of the battery 3 becomes equal to or higher than Vmin, the synchronous rectification power MOSFET is driven in synchronous rectification according to the value of the phase current. The phase current detection circuits 15a to 15c detect the voltages Vas, Vbs, and Vcs in order to monitor the phase current, and compare them with the reference voltage Vr2. On the other hand, the control circuit 31 compares the rectified output voltage V1 at the rectified output terminal 502 with the voltage Vr1 (= Vmax) generated by the reference voltage circuit (Ref1) 35, and determines whether or not V1 is equal to or less than the specified maximum voltage Vmax. Judging. As a result, it is transmitted to the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c by the wiring F1 whether or not it is in an overvoltage state.
[0008]
In the normal state (Vmin ≦ V1 ≦ Vmax) of this embodiment, the output voltages of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c are characterized in that they are driven as shown in FIG. The synchronous rectification power MOSFET is driven in synchronous rectification according to the value of the phase current. The phase current detection circuits 15a to 15c detect the voltages Vas, Vbs, and Vcs in order to monitor the phase current, and compare them with the reference voltage Vr2. That is, as a result, when Vas, Vbs, and Vcs are positive (current flows from the generator to the bridge circuit), the upper arm transistors connected to the AC output terminals 506, 507, and 508 are turned on or turned on. The duty is increased, and the lower arm transistor arranged on the opposite arm to be paired is controlled to be turned off or increased. Further, when Vas, Vbs, and Vcs are negative (current flows from the bridge circuit to the generator), the lower arm transistors connected to the AC output terminals 506, 507, and 508 have on-control or duty to turn on. The upper arm transistor disposed in the paired reverse arm is increased and controlled by increasing the duty to turn off or turn off.
In the case of this embodiment, the conventional method of controlling the rectified output voltage by controlling the duty of the transistor 11e to control the field current of the generator and controlling the rectified output voltage, as in the prior art, further increases the rectified output voltage. Therefore, reliability can be improved. Alternatively, it is possible to eliminate the transistor 11e as in the prior art and control the rectified output voltage to an appropriate value without controlling the field current. In this case, the cost of the system can be reduced.
In this embodiment, in the case of a 12V battery system, it is desirable that the maximum rating of the drain withstand voltage of the power MOSFET used as a synchronous rectifier diode is about 30V, and the on-resistance at 175 ° C. is 5 mΩ or less. Thus, by using a power MOSFET having a low on-resistance even at a high temperature, a voltage drop of 0.5 V can be suppressed even when a current of 100 A flows, for example. Therefore, there is an effect that the alternator circuit can be made more efficient than the conventional case using a diode as a rectifying element.
Here, the diodes 12a, 12b, 12c, 22a, 22b, and 22c are built-in diodes that exist between the drains and sources of the power MOSFETs 11a, 11b, 11c, 21a, 21b, and 21c, respectively. The voltages Vas, Vbs, and Vcs are positive when a current flows from the generator 200 to the bridge circuit.
[0009]
Next, an operation in an overvoltage state in which a high voltage is applied to the rectified output terminal 502 when the wire between the rectified output terminal 502 and the battery-side terminal 503 is cut like a load dump failure will be described.
Similar to the conventional circuit, the control circuit 31 increases the duty for turning the transistor 11e off or off when the rectified output voltage (transmitted using the wiring F0) rises to a set voltage or higher (for example, 20 V or higher). In this embodiment, the rectified output voltage exceeds the set voltage in the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c constituting the bridge circuit. The rise is transmitted using the wiring F1, and the control mode of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c is changed to the opposite phase. That is, under this condition, the power MOSFET does not operate as a synchronous rectifier diode but operates so that a current flows from the drain to the source.
In the present embodiment, when the overvoltage state (Vmax <V1) is reached, the overvoltage state is transmitted to the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c by the wiring F1. As a result, as shown in FIG. 2B, the output voltages of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c drive the power MOSFET in the opposite phase to the normal state in the overvoltage state. That is, when Vas, Vbs, and Vcs are positive (current flows from the generator to the bridge circuit), the lower arm transistors connected to the AC output terminals 506, 507, and 508 are on-controlled or increase the duty to be turned on. To do. At this time, the upper arm transistor arranged in the paired opposite arm may be turned on or driven to increase the duty to turn on, but in order to reduce the current flowing from the generator 200 to the rectified output voltage terminal 502. It is desirable to control by increasing the off-control or off-duty. Further, when Vas, Vbs, and Vcs are negative (current flows from the bridge circuit to the generator), the upper arm transistor connected to the AC output terminal is turned on or increased. At this time, the lower arm transistor arranged in the paired reverse arm may be turned on or driven to increase the duty to turn on, but in order to reduce the current flowing from the reference voltage terminal 500 to the generator 200, It is desirable to control by increasing the duty to turn off or turn off.
[0010]
The above operation will be described in more detail as follows.
The main current flow from 3T / 6 to 6T / 6 shown in the normal state driving table of FIG. 2A is shown in FIG. 4, and the overvoltage load state 3T / 6 to 6T / 6 shown in FIG. The main current flow up to 6 is shown in FIG.
In this embodiment, the power MOSFET in which current flows from the source to the drain in the normal state increases the ON control or the duty to turn on, and the current flows from the source to the drain as a synchronous rectifier diode with low loss. When the state is reached, the control is performed to increase the duty to turn off or turn off. As a result, the current flowing in the power MOSFET is not the MOSFET current, but is transferred to the built-in diodes 12a to 12c and 22a to 12c. For this reason, the absolute value of the total current flowing through the power MOSFET (the sum of the MOSFET current and the current flowing through the built-in diode) decreases. On the other hand, the power MOSFET on the opposite arm side arranged in a pair with the power MOSFET is controlled in the opposite phase to the paired power MOSFET. That is, in the normal state, the off control or the control to increase the duty to be turned off is performed, but in the overvoltage state, the on control or the control to increase the duty to be turned on is performed.
As a result, when the rectified output voltage V1 becomes an overvoltage, the voltage between the drain and the source can also be suppressed, and the rectified output voltage V1 is suppressed to a normal voltage by returning the current from the rectified output voltage V1 to the ground side. be able to.
The above operation content is shown in a flowchart in FIG. As a result, when a current flows from the rectified output voltage terminal 502 to the reference voltage terminal 500 side, the rectified output voltage generated between the rectified output voltage terminal 502 and the reference voltage terminal 500 becomes a voltage that is excessively higher than the specified voltage. Can be prevented.
[0011]
Furthermore, in this embodiment, by connecting the voltage clamp element diodes 13a, 13b, 13c, 23a, 23b, and 23c used as voltage clamp elements between the drain and gate of the power MOSFET used as the unidirectional element, When the rectified output voltage exceeds the specified voltage, the internal gate voltage of the power MOSFET increases, and the power MOSFET is actively clamped. Thereby, since it is possible to prevent a voltage higher than the rated voltage from being applied between the drain and source of the power MOSFET, it is possible to prevent destruction of the power MOSFET. Here, it is desirable that the value of the rectified output voltage for starting the active clamp operation is higher than the value of the rectified output voltage when the power MOSFET stops operating as a synchronous rectifier diode.
The gate resistors 14a to 14c and 24a to 24c are arranged between the output terminals of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c and the voltage clamp element diodes 13a to 13c and 23a to 23c. For example, when the output terminals of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c drive the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c off by lowering the gate-source voltages of the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c. In addition, when an overvoltage higher than the set voltage is applied between the drains and the gates of the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c, the voltage MOSFETs 13a to 13c and 23a to 23c cause the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c. A voltage is applied between the gate and the source to allow a drain current to flow, thereby protecting the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c from being applied with an overvoltage. Here, the gate resistors 14a to 14c and 24a to 24c may use transistors as resistive elements. Further, the gate resistor may be disposed in the power MOSFET drive circuit in terms of circuit configuration.
In the present embodiment, an example in which the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c are protected using the gate resistors 14a to 14c and 24a to 24c has been shown. However, current sinking of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c is shown. Even if the ability is suppressed, the same effect is obtained. That is, even when the gate voltage of the power MOSFET is lowered (turned off), the voltage clamp element diodes 13a to 13c and 23a to 23c provided between the drain and gate of the power MOSFET have a voltage higher than the clamp voltage. Is applied to the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c, the gate voltage of the power MOSFET cannot be reduced to 0V. For this reason, the gate-source voltages of the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c increase, and the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c are turned on, so that no overvoltage is applied.
[0012]
In FIG. 1, for reasons of space, the number of diodes arranged between the gate and drain of the transistor is two in series to clamp the drain voltage with respect to the gate, and the gate voltage with respect to the drain. For example, in the case of a 12V battery system or a 36V battery system, the clamp voltage of the transistor is such that the drain voltage is clamped to the gate by the rectified output voltage. It is determined by the relationship with the upper limit, and is 20 V or more (about 25 V for a 12 V battery system). The voltage for clamping the gate voltage to the drain is 5 V or more because the purpose of protecting the gate oxide film and the leakage current from the gate to the drain must not flow even if the gate voltage changes. It is desirable that it is 30V or less (for example, about 20V).
In addition, this diode can be reduced in cost and size by using a polycrystalline silicon diode formed on the same chip as the power MOSFET. For example, the diode disposed between the gate and drain of the transistor is a polycrystalline silicon diode having a withstand voltage of about 6 V, and four (2 to 8) are connected in series to clamp the drain voltage to the gate. In order to clamp the gate voltage with respect to the drain, it can be realized by connecting three (1 to 3) in series. Here, it is desirable that the voltage for clamping the drain voltage with respect to the gate is set higher than the maximum rectified output voltage Vmax determined by the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c as being in an overvoltage state.
In this way, when the rectified output voltage rises by setting the diode clamp voltage between the drain and gate, first the field current is reduced, the gate drive method is changed, and the rectified output voltage is still not suppressed. In some cases, the active clamp operates to protect the power MOSFET and can be set to protect the power MOSFET.
With the above configuration, the present embodiment has an effect of improving the efficiency and reliability of the alternator.
[0013]
FIG. 6 shows an external gate voltage (power MOSFET drive circuits 26a to 26c, power MOSFET drive circuits 26a to 26c) in an overvoltage state in the charging apparatus (circuit diagram of FIG. 1) showing the first embodiment as a second embodiment of the present invention. FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the driving table when all the output voltages 16a to 16c) are driven to the L state.
In the present embodiment, in the circuit diagram of FIG. 1, the gate voltages of all the power MOSFETs are lowered in the overvoltage state (L state in FIGS. 6 and 7), and all the power MOSFETs are driven off. At this time, the voltage applied between the drains and gates of the power MOSFETs 21a to 21c and 11a to 11c may be higher than the clamp voltages of the clamp diodes 23a to 23c and 13a to 13c. In this case, since the drain-gate voltage of the power MOSFET tends to be kept constant, the gate-source voltage increases, and the power MOSFETs 21a to 21c and 11a to 11c are automatically turned on. Therefore, since a voltage higher than the specified voltage is not applied between the drain and source of the power MOSFET, the power MOSFET is protected without being destroyed.
Further, the power MOSFETs 21a to 21c and 11a to 11c are automatically turned on to simultaneously bypass the current from the rectified output voltage terminal 502 to the reference voltage terminal 500 side. For this reason, control is performed so that the rectified output voltage generated between the rectified output voltage terminal 502 and the reference voltage terminal 500 does not become excessive.
In this embodiment as well, as described in the first embodiment, the gate resistors 14a to 14c and 24a to 24c are used, or the current sink capability of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c is suppressed. It is necessary to keep it.
Even in the present embodiment, although the response speed of overvoltage protection is slightly reduced, there is an effect that the alternator can be highly efficient and improved in reliability as in the first embodiment.
[0014]
FIG. 8 is a circuit diagram of a charging apparatus showing a third embodiment of the present invention, and FIG. 9 is an operation flowchart of the present embodiment.
The present embodiment is characterized in that an overvoltage state is detected and a protective operation is performed by monitoring phase voltages Va, Vb, and Vc generated at the AC output terminals 506, 507, and 508 of the generator 200. In the case of this embodiment, as in the case of the first embodiment, for overload protection, the power MOSFET is gate-driven in the opposite phase to the normal state. A characteristic is that the determination is made using the values of the voltages Va, Vb, and Vc. That is, the drain-source voltages Va, Vb, Vc, V1-Va, V1-Vb, V1-Vc of the power MOSFET used in the bridge circuit are compared with the reference voltage (Vr2) 36 and the reference voltage (Vr3) 37. To achieve. The reference voltages Vr2 and Vr3 are preferably zero voltages.
[0015]
In the normal state (Vmin ≦ V1 ≦ Vmax) of the present embodiment, when a current flows from the source to the drain of the power MOSFET, that is, when the drain-source voltage of the power MOSFET is equal to or less than zero voltage, the power MOSFET drive circuit The output voltages of 16a to 16c and 26a to 26c are set to H (high potential) to turn on the power MOSFET to conduct current with low loss. Further, since the drain-source voltage of the power MOSFET on the reverse arm side is a positive voltage, the output voltages of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c are set to L (low potential) and the power MOSFET is controlled off. Let Such a synchronous rectifier diode operation enables low loss driving.
In order to set the rectified output voltage to the target voltage, the power MOSFET is turned on when the drain-source voltage of the power MOSFET becomes zero voltage or less, but the duty to be turned on by the value of the rectified output voltage is set. The power may be adjusted and driven, and a reverse-phase voltage may be applied to the power MOSFET on the reverse arm side.
When the overvoltage state (Vmax <V1) is reached, the overvoltage state is transmitted to the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c through the wiring F1. At this time, in the present embodiment, the output voltages of the power MOSFET drive circuits 16a to 16c and 26a to 26c are duty ratios for turning on or on the transistors of the arm paired with the transistors whose drain-source voltage is 0V or a negative voltage. Control to increase. As a result, the drain-source voltage of the power MOSFET to which the overvoltage is applied can be reduced, and the rectified output voltage V1 can be suppressed to a normal voltage by returning the current from the rectified output voltage V1 to the ground side. it can.
Since the phase voltage changes more greatly than when the gate voltage is applied, it is desirable to detect the phase voltage (drain-source voltage) when the transistor is turned off.
With the above configuration, the present embodiment also has an effect that the alternator can be made highly efficient and reliable as in the first embodiment.
In the present embodiment, the method of monitoring and controlling the drain-source voltage for each of the upper arm MOSFET and the lower arm MOSFET independently is shown. For example, only the drain-source voltage of the lower arm MOSFET is shown. Is compared with the reference voltage Vr2, the same effect can be obtained even if the upper arm MOSFET is controlled in the opposite phase to the paired lower arm MOSFET.
In the present embodiment, the case where the overvoltage protection is applied depending on whether the rectified output voltage V1 is equal to or higher than the specified voltage is shown. However, when any one of the generator phase voltages Va, Vb, Vc is equal to or higher than the specified voltage. The overload protection operation may be performed by changing the driving method of all the power MOSFETs constituting the bridge circuit including the phase not exceeding the specified voltage by the driving method shown in FIG. In this case, since the current path from the current output terminal to the reference voltage terminal increases, the overvoltage protection operation is performed by changing the driving method of all the power MOSFETs constituting the bridge circuit, including the phase not exceeding the specified voltage. There is an effect that overvoltage protection can be executed quickly.
[0016]
FIG. 10 shows a fourth embodiment of the present invention. In the charging apparatus (circuit diagram of FIG. 8) showing the third embodiment, when an overvoltage state occurs, the power MOSFET is driven for protection operation. The operation | movement flowchart figure when conditions differ is shown.
The present embodiment is the same as the third embodiment in that an overload condition is detected by monitoring the phase voltage of the generator 200. However, when an overvoltage condition occurs, the protection operation is performed. The conditions for driving the power MOSFET are slightly different. That is, in this embodiment, in order to control overload, the power voltage MOSFET having the higher drain-source voltage of the upper arm MOSFET and the lower arm MOSFET is controlled to be turned on in order to protect the overload. Is characterized in that it is realized by comparing whether the voltage is larger or smaller than half the voltage of the rectified output voltage V1. For this reason, the driving is not performed in the opposite phase as in the case of the normal operation as in the previous embodiments.
The present embodiment also has an effect that the alternator can be made highly efficient and reliable as in the first embodiment.
[0017]
FIG. 11 is a circuit diagram of a charging apparatus showing a fifth embodiment of the present invention, and FIG. 12 is an operation flowchart of the present embodiment.
This embodiment is characterized in that, in a charging device such as an automotive alternator circuit of the present invention, a current flowing in the power MOSFET is used instead of a phase current for controlling the power MOSFET used for rectification. Therefore, the present embodiment is characterized in that current detection is performed by resistors 17a to 17c and 27a to 27c connected to the source side and the drain side of the power MOSFET.
In this embodiment, in a normal state, the voltage V17a to V17c of the resistors 17a to 17c is equal to or lower than Vr2 (the reference voltage Vr2 is 0 volts, for example), and the voltages V27a to V27c of the resistors 27a to 27c are Vr3 (the reference voltage Vr3 is For example, during a period of 0 volts or less, the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c are turned on or controlled to increase the duty to reduce the loss. For this reason, the outputs of 16a to 16c and 26a to 26c are controlled so as to increase the high voltage or the duty to increase the voltage. On the other hand, in a period in which the voltages V17a to V17c of the resistors 17a to 17c exceed Vr2 (the reference voltage Vr2 is 0 volt, for example) and a period in which the voltages V27a to V27c of the resistors 27a to 27c exceed Vr3 (the reference voltage Vr3 is 0 volt, for example). Controls to turn off the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c or to increase the duty to turn off. For this reason, the outputs of 16a to 16c and 26a to 26c are controlled to increase the low voltage or the duty to make the voltage low. As a result, the power MOSFETs 11a to 11c and 21a to 21c are driven by synchronous rectification with low loss.
On the other hand, the present embodiment is characterized in that when the rectified output voltage becomes equal to or higher than the specified voltage, the rectified output voltage is prevented from becoming excessive by driving in the opposite phase to the above drive. .
In this embodiment, the reference voltage 36 for generating the voltage Vr2 used for comparison with the current detection resistors 17a to 17c of the lower arm MOSFET and the voltage Vr3 used for comparison with the current detection resistors 27a to 27c of the upper arm MOSFET are generated. In the case where the upper arm MOSFET is always driven in the opposite phase to the lower arm, the upper arm current detection resistors 27a to 27c and the reference voltage 37 are eliminated, and the lower arm side is provided. It is also possible to perform voltage protection by detecting the current only.
[0018]
In addition, when control is performed according to the operation flowchart shown in FIG. 13 in the circuit diagram of FIG. 11 shown in the present embodiment, an overcurrent that prevents the power MOSFET from being destroyed due to an overcurrent flowing through the power MOSFETs 21a to 21c and 11a to 11c. Current protection can be realized. That is, while detecting whether excessive current is flowing through the power MOSFETs 21a to 21c and 11a to 11c with the resistors 27a to 27c and 17a to 17c, the power MOSFETs 21a to 21c and 11a to 11c are driven in the same manner as the normal state operation of the flowchart of FIG. FIG. 13 shows only the overcurrent detection flow of the power MOSFET 11a, but the same applies to other power MOSFETs.
In the circuit diagram of FIG. 11, if an excessive current flows through a specific MOSFET, for example, if an excessive current flows only through the power MOSFET 11a operating in a normal state, the absolute value of the voltage V17a of the current detection resistor 17a is considered. Will increase. If the absolute value | V17a | of the voltage V17a exceeds the specified voltage Vr2max, it is determined that an overcurrent flows from the source to the drain in the power MOSFET 11a. Since the current flowing from the source to the drain cannot be appropriately controlled by the gate-source voltage, an overcurrent continues to flow through the power MOSFET 11a in this state, and the power MOSFET 11a may be destroyed by heat.
Therefore, the present embodiment is characterized in that when the power MOSFET 11a is in an overcurrent state, the power MOSFET 21a connected in a pair with the power supply 11a is turned on or controlled to increase the duty to turn on. .
The current that flows into the generator 200 is a current that flows through a coil in the generator, and thus does not decrease suddenly. In the present embodiment, when the current flowing through the power MOSFET 11a becomes an overcurrent, the current flows into the power MOSFET 11a. Since the current is also provided from the power MOSFET 21a to the generator, the current flowing through the power MOSFET 11a can be suppressed.
When V17a becomes higher than Vr2 (for example, the reference voltage Vr2 is 0 volt), the output voltage of 16a is a low voltage as in the normal state operation. of The output voltage is controlled to a high voltage.
Here, since the power MOSFETs 11b, 11c21b, and 21c other than the power MOSFET 11a are not overcurrent, the comparison between V17b and Vr2, the comparison between V17c and Vr2, the comparison between V1-V17b and Vr3, and the comparison between V1-V17c and Vr3, respectively. And the same driving as that in the normal state operation is performed (in FIG. 13, the comparison between V17c and Vr2 and V1-V17c and Vr3 are not shown for the sake of space).
When the power MOSFET 11 is in an overcurrent state, the voltage between the gate and the source of the power MOSFET 11 may be set to a high voltage to suppress the voltage drop as in the normal state operation. The source voltage may be set to 0 volt so as to increase the rate at which the current flowing through the power MOSFET 11 is attenuated.
In this way, the overcurrent protection operation of the synchronously rectified power MOSFET can be performed.
Although this embodiment has been described as protection when an excessive current flows in the power MOSFET that constitutes the bridge, a temperature detection circuit is provided in each power MOSFET that constitutes the bridge circuit, and the power MOSFET that exceeds the specified temperature is provided. It is also possible to protect the power MOSFET by driving the paired power MOSFETs so as to disperse the current so that an excessive current does not flow.
Here, the resistors 17a to 17c and 27a to 27c also have an effect that the cost and size can be reduced when a parasitic resistor such as a wiring is used.
The present embodiment also has an effect that the alternator can be made highly efficient and reliable as in the first embodiment.
[0019]
FIG. 14 is a circuit diagram of a charging device showing a sixth embodiment of the present invention.
The present embodiment is characterized in that an upper arm power MOSFET 21d and a lower arm power MOSFET 11d are added to the Y-connection midpoint terminal 501 of the generator 200 in the circuit of FIG.
In the conventional circuit, diodes are arranged between the midpoint terminal 501 and the reference voltage terminal 500 and between the midpoint terminal 501 and the rectified output terminal 502 to improve the efficiency. MOSFETs are used in place of the diodes used to improve the efficiency to further improve the efficiency.
Here, the driving method of the power MOSFETs 11d and 21d is the same as other power MOSFETs. That is, the voltage Vxs of the resistor 514 is detected, and when the current flows from the source to the drain, the power MOSFET is controlled to be on and the power MOSFET on the reverse arm side is controlled to be off. Further, when the overvoltage protection operation is performed, the power MOSFET that is paired with the power MOSFET in which a current flows from the source to the drain is driven to turn on or increase the duty to turn on. At this time, the transistors arranged in the paired opposite arms may be kept on or driven to increase the duty to turn on, but the current from the midpoint voltage terminal 501 to the rectified output terminal 502 or the reference voltage terminal 500 In order to reduce the current flowing through the midpoint voltage terminal 501, it is desirable to perform off control or control by increasing the duty to be turned off.
The diodes 12d and 22d are built-in diodes of the power MOSFETs 11d and 21d, and the diodes 13d and 23d and the resistors 14d and 24d are provided for overvoltage protection.
The present embodiment also has an effect that the alternator can be made highly efficient and reliable as in the first embodiment.
This embodiment is a case where a power MOSFET for the midpoint terminal is added to the circuit for detecting the phase current, but any circuit can be applied to any Y-connection type generator, and the efficiency of the alternator is increased. This has the effect of improving reliability.
[0020]
FIG. 15 is a circuit diagram of a charging device showing a seventh embodiment of the present invention.
The present embodiment is characterized in that, in the charging device such as an alternator circuit for an automobile of the present invention, the rotor magnet 2 is used as the generator 201 in a Δ connection type. In other words, in this embodiment, an alternator circuit can be realized without using a field coil.
The generator 201 includes a UV phase coil 1ab, a VW phase coil 1bc, a WU phase coil 1ac, and a rotor magnet 2.
In the case of the present embodiment, there is an effect that the alternator can be realized at low cost. For this reason, in the present embodiment, there is an effect that the alternator can be highly efficient and reliable, and the cost can be further reduced.
[0021]
FIG. 16 is a circuit diagram of a charging apparatus showing an eighth embodiment of the present invention.
The present embodiment is characterized in that a power MOSFET 42 is added as a switching element so that an overvoltage is not applied to the load 4 even when the rectified output terminal voltage V1 becomes excessive.
That is, in the present embodiment, the power MOSFET 42 is provided for cutting off the rectified output terminal 502 and the battery side terminal 503 when the rectified output voltage V1 becomes equal to or higher than the specified voltage. Normally, the power MOSFET 42 is in an on state. However, when the rectified output voltage V1 at the rectified output terminal 502 is excessively high, the power MOSFET 42 is turned off. Thereby, since an excessive voltage pulse is not applied to the battery side terminal 503, it is possible to prevent the load 4 connected to the battery 3 from being destroyed by the overvoltage.
The resistor 44 and the diode 43 are provided in order to increase the breakdown strength like the other power MOSFETs of the power MOSFET 42.
Therefore, also in the case of this embodiment, there is an effect that the efficiency and reliability of the alternator can be improved.
[0022]
In the above-described embodiments, the upper arm transistor and the lower arm transistor that are paired are driven in principle so that they do not turn on at the same time. And the lower arm transistor may be simultaneously turned on to increase the through current, and the rectified output voltage V1 may be controlled so as not to become an overvoltage.
[0023]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to improve the efficiency and reliability of the charging device, particularly the vehicular alternator, and simultaneously reduce the cost.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a charging apparatus showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a driving table in the normal state (a) and the overload state (b) of the charging apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an operation flow diagram of the charging apparatus showing the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a main current flow in a normal state of the charging apparatus according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing a flow of main current in an overload state of the charging apparatus showing the first embodiment of the present invention.
6 is a drive table of the charging circuit diagram shown in FIG. 1 as a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an operation flow diagram of the charging circuit diagram shown in FIG. 1 as a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit diagram of a charging device showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is an operation flow diagram of a charging device showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an operation flow diagram of the charging circuit diagram shown in FIG. 8 as a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a circuit diagram of a charging device showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is an operation flow diagram of the charging apparatus showing the fifth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is an operation flow diagram of a charging apparatus showing a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a circuit diagram of a charging device showing a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a circuit diagram of a charging device showing a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a circuit diagram of a charging device showing an eighth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1a ... U phase coil, 1b ... V phase coil, 1c ... W phase coil, 1ab ... UV phase coil, 1bc ... VW phase coil, 1ac ... WU phase coil, 1x ... field coil, 2 ... rotation Child magnet, 3 ... Battery, 4 ... Load, 5 ... Ignition switch, 6 ... Charge lamp, 11a-11c ... Lower arm power MOSFET, 11d ... Middle lower arm power MOSFET, 12a-12c ... Lower arm power MOSFET , 12d... Power MOSFET for midpoint lower arm, 13a to 13d, 23a to 23d... Diode for voltage clamp element (for active clamp), 14a to 14d, 24a to 24d. ~ 15d ... phase current detection circuit, 16a ~ 16d, 26a ~ 26d ... power MOSF T drive circuit (gate control circuit), 17a to 17d, 27a to 27d ... sense resistor (or parasitic resistance), 21a to 21c ... upper arm power MOSFET, 21d ... middle point upper arm power MOSFET, 22a to 22d ... Power MOSFET drain-source diode, 30 ... voltage regulator, 31 ... control circuit, 33 ... 0V discrimination circuit, 35, 36, 37 ... reference voltage, Va to Vc ... phase current detection voltage terminal, 502 ... rectified output voltage terminal , 500 ... Reference voltage terminal, 505 ... Voltage terminal of voltage regulator, 503 ... Battery side high voltage terminal, 200, 201 ... Generator

Claims

A charging device that charges a battery by rectifying current flowing in and out of the AC output terminal of the generator by a bridge circuit composed of an upper arm transistor and a lower arm transistor, generating a rectified output voltage between the reference voltage terminal and the rectified output terminal A phase current detection circuit for detecting the phase current of the generator and its direction is provided in the gate control circuit of the upper arm transistor and the lower arm transistor, and the rectified output voltage generated between the rectified output terminal and the reference voltage terminal is The upper arm transistor connected to the AC output terminal in a state in which the phase current flows from the AC output terminal to the generator when the voltage becomes equal to or higher than the specified voltage is controlled to turn on or increase the duty to turn on. Charging device.

A charging device that charges a battery by rectifying current flowing in and out of the AC output terminal of the generator by a bridge circuit composed of an upper arm transistor and a lower arm transistor, generating a rectified output voltage between the reference voltage terminal and the rectified output terminal The phase current detection circuit for detecting the phase current and direction of the generator is provided in the gate control circuit of the upper arm transistor and the lower arm transistor, and the rectified output voltage generated between the rectified output terminal and the reference voltage terminal is defined. The lower arm transistor connected to the AC output terminal in a state in which the phase current flows out from the generator to the AC output terminal when the voltage becomes equal to or higher than the voltage is controlled to turn on or increase the duty to turn on. Charging device.

A charging device that charges a battery by rectifying current flowing in and out of the AC output terminal of the generator by a bridge circuit composed of an upper arm transistor and a lower arm transistor, generating a rectified output voltage between the reference voltage terminal and the rectified output terminal A phase current detection circuit for detecting the phase current and direction of the generator is provided in the gate control circuit of the upper arm transistor and the lower arm transistor, and based on the phase current and direction of the generator, the rectified output terminal and the reference When the rectified output voltage generated between the voltage terminals becomes equal to or higher than the first specified voltage, it is driven in the opposite phase to the normal gate drive voltage control and is equal to or lower than the second specified voltage lower than the first specified voltage. Then, the charging device is characterized in that the gate-source voltage is controlled to be below the threshold voltage and the cutoff control is performed.

A charging device that charges a battery by rectifying current flowing in and out of the AC output terminal of the generator by a bridge circuit composed of an upper arm transistor and a lower arm transistor, generating a rectified output voltage between the reference voltage terminal and the rectified output terminal A comparison circuit for detecting a phase voltage generated by the generator, obtaining a drain-source voltage of the upper arm transistor and the lower arm transistor, and comparing the voltage with a reference voltage. Provided in a gate control circuit of a transistor, when the rectified output voltage becomes equal to or higher than a specified voltage, a duty for turning on or on a transistor paired with a transistor whose drain-source voltage is detected as 0 V or a negative voltage is A charging device characterized by increasing control.

A charging device that charges a battery by rectifying current flowing in and out of the AC output terminal of the generator by a bridge circuit composed of an upper arm transistor and a lower arm transistor, generating a rectified output voltage between the reference voltage terminal and the rectified output terminal A comparison circuit for detecting a phase voltage generated by the generator, obtaining a drain-source voltage of the upper arm transistor and the lower arm transistor, and comparing the voltage with a reference voltage. Among the two transistors paired to be connected to the AC output terminal so as to reduce the rectified output voltage when the rectified output voltage is equal to or higher than a specified voltage, provided in a gate control circuit of the transistor, Increases the duty to turn on or turn on the transistor that is detected when the source voltage is high Charging device, characterized by a control for.

A charging device that charges a battery by rectifying current flowing in and out of the AC output terminal of the generator by a bridge circuit composed of an upper arm transistor and a lower arm transistor, generating a rectified output voltage between the reference voltage terminal and the rectified output terminal A comparison circuit for detecting a phase voltage generated by the generator, obtaining a drain-source voltage of the upper arm transistor and the lower arm transistor, and comparing the voltage with a reference voltage. provided in the gate control circuit of the transistor, when the voltage between the AC output terminal and a reference voltage terminal or rectification output terminal becomes equal to or higher than the specified voltage, one of the two transistors connected to the front Ki交 flow output terminal The transistor that is paired with the transistor whose drain-source voltage is a negative voltage is turned on or off. The charging device is characterized in that control is performed such that the duty to be increased increases.

A charging device that charges a battery by rectifying current flowing in and out of the AC output terminal of the generator by a bridge circuit composed of an upper arm transistor and a lower arm transistor, generating a rectified output voltage between the reference voltage terminal and the rectified output terminal A phase current detection circuit for detecting a current flowing in the upper arm transistor and the lower arm transistor is provided in the gate control circuit of the upper arm transistor and the lower arm transistor, and when the rectified output voltage is equal to or higher than a specified voltage, A charging device comprising: a lower arm transistor paired with an upper arm transistor in which a current flows in a direction from an AC output terminal to the rectified output terminal;

A charging device that charges a battery by rectifying current flowing in and out of the AC output terminal of the generator by a bridge circuit composed of an upper arm transistor and a lower arm transistor, generating a rectified output voltage between the reference voltage terminal and the rectified output terminal A phase current detection circuit for detecting a current flowing in the upper arm transistor and the lower arm transistor is provided in the gate control circuit of the upper arm transistor and the lower arm transistor, and when the rectified output voltage is equal to or higher than a specified voltage, A charging device, wherein an upper arm transistor paired with a lower arm transistor in which a current flows in a direction from a reference voltage terminal to an AC output terminal is controlled to be turned on or increased in duty to be turned on.

A charging device that charges a battery by rectifying current flowing in and out of the AC output terminal of the generator by a bridge circuit composed of an upper arm transistor and a lower arm transistor, generating a rectified output voltage between the reference voltage terminal and the rectified output terminal A phase current detection circuit for detecting a current flowing in the upper arm transistor and the lower arm transistor is provided in a gate control circuit of the upper arm transistor and the lower arm transistor, and a current flowing from the source to the drain of the transistor exceeds a specified current. In this case, the charging device is characterized in that the on-control of the transistor paired with the transistor or the control to increase the duty to turn on is performed.

The generator 200 according to any one of claims 1 to 9 , wherein the generator 200 has a Y connection, an intermediate arm upper-arm transistor between the Y connection and the rectification output terminal, and the Y connection A charging device comprising a middle point lower arm transistor between a middle point terminal and the reference voltage terminal.

The phase current for detecting the midpoint current and the direction of the generator 200 in the gate control circuit of each of the midpoint upper arm transistor and the midpoint lower arm transistor as in the bridge circuit according to claim 10 . A comparison circuit for detecting a midpoint voltage generated by the detection circuit or the generator, obtaining a drain-source voltage of the midpoint upper arm transistor and the midpoint lower arm transistor, and comparing the voltage with a reference voltage Alternatively, a charging device comprising a phase current detection circuit for detecting a current flowing through the middle point upper arm transistor and the middle point lower arm transistor.

10. The charging device according to claim 1 , wherein the generator 200 is a Δ connection.

The load rectifying transistor according to any one of claims 1 to 12 , wherein a load cutoff transistor is provided between the rectified output terminal and a load side terminal, and the rectified output terminal and the load side are provided when the rectified output voltage is equal to or higher than a specified voltage. A charging device characterized in that the terminal is disconnected.