JP3718337B2 - 適応可変指向性アンテナ - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル信号系列を直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式により無線伝送を行う無線通信システムに好適な適応可変指向性アンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル方式の無線による情報通信システムが注目されている。例えば、現行アナログ方式で運用されている地上波テレビ放送のディジタル化や次世代ディジタルマルチメディアサービスの実現など、高度なディジタル無線伝送技術の開発が必要となっている。
【０００３】
ＰＨＳやＰＤＣに代表されるディジタル方式による携帯電話サービスでは、伝送情報内容が音声に代表される低速データであることから、無線電波伝播環境の影響を受け難いシステムである。これに対し、地上波テレビ放送や次世代のマルチメディア通信では、取り扱う情報に大量の画像データ等が含まれるため、高い無線周波数（高周波）と速い伝送速度（広帯域）を利用しなければ実現できない。高周波の利用は、フェージングによる受信特性の劣化を招きやすく、端末局や受信局のモビリティを損なうことになる。また、広帯域の利用は、マルチパス（多重反射電波伝播）による受信特性の劣化を招くことになり、フェージングの場合と同様に端末局や受信局との伝送距離の確保が困難になる。
【０００４】
地上波テレビ放送では、一つの放送局でカバーする放送エリアが極めて広大であるため、マルチパスの影響による受信画像の劣化が生じ易い。このマルチパスの規模は、先述した携帯電話で生じるマルチパスの規模より遙かに大きいため、何らかの耐マルチパス技術を取り込まねば実用化は不可能である。一般に耐マルチパス技術として適応自動等化器が用いられることが多いが、装置規模が対応すべきマルチパス量に依存して大きくなることから、移動しながら受信する受信局のモビリティやポータビリティを著しく損なう問題がある。
【０００５】
次世代マルチメディア通信システムでは、音声や画像、そしてデータを含め、あらゆるディジタル化した情報をシームレスに取り扱いユーザに提供することを目的としている。また、テレビ放送とは異なり、ユーザーごとに要求する情報が異なるため、効率よくユーザーに情報提供するために、小ゾーン構成で高速な無線伝送（広帯域無線伝送）を実現しなければならない。
【０００６】
このシステムでは小ゾーン構成であることから、地上波テレビ放送ほどの厳しいマルチパス伝播歪みは生じないものの、広帯域通信ゆえに完全に無視することはできない。また、ゾーン構成の実現を前提にすると、周波数の繰り返し利用による周波数利用効率を高くしなければならず、これによる同一周波数干渉の緩和策も考慮する必要がある。しかしながら、前述の放送システムの場合と同様に、受信端末局のモビリティやポータビリティを損なってしまうという問題がある。
【０００７】
以上のように、今後注目される無線放送システムや無線通信システムにおいては、耐マルチパス対策や耐フェージング対策を考慮した広帯域通信の実現が最大の課題である。そこで、劣悪なマルチパス伝播環境においても原理的に耐性を持ち、高品質な情報伝送が可能である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式が注目されており、欧州をはじめとして、日本国内でも、地上波テレビ放送や次世代マルチメディア通信に採用する動きがある。
【０００８】
究極のマルチキャリア伝送方式と呼ばれるＯＦＤＭ伝送方式では、送信信号の一部を複製したガード期間を冗長として設けており、このガード期間がガード期間長以下のマルチパス伝播を吸収し、受信品質の致命的な劣化を防いでいる。しかしながら、ＯＦＤＭの耐マルチパス伝播特性だけでは十分ではなく、マルチパス伝番により生じる厳しい周波数選択性フェージングの影響による受信特性の劣化を避けることはできない。
【０００９】
特に、今後のディジタル地上波テレビ放送や次世代マルチメディア通信で期待される高品質な画像（高精細画像）やデータ伝送には、音声通信よりも著しく高品質（小さいビットエラー率）な伝送路を必要とする。つまり、より良好な受信特性を実現する受信手段を適用しなければならない。更に、このＯＦＤＭ伝送方式は、受信局や端末局が移動することにより生じるフェージングの影響や同一周波数干渉に強い伝送方式ではないので、このような歪み対策を施す必要性がある。
【００１０】
最近、マルチパス干渉や同一周波数干渉、そしてフェージングの緩和策として、適応可変指向性アンテナ（アダプティブアレイアンテナ）が採用されることがある。適応可変指向性アンテナは、空間的に電波の到来方向を選択することができるようになっており、同一方向から干渉となる電波（マルチパス波や同一周波数波）が到来しない限り、所望の電波だけを受信することができる。
【００１１】
適応可変指向性アンテナは、複数の同一特性アンテナ素子を通信に利用する無線周波数の波長よりも短い間隔で所定形状（等間隔直線状、等間隔円形状、等間隔多角形状等）に配列し、適宜の励振ウェイトで各アンテナ素子を励振することによって、所望の電波到来方向にアンテナ指向性ビームを形成し、不要電波到来方向にアンテナ指向性ヌルを形成することを可能にしたものである。従って、適応可変指向性アンテナを用いることによって、マルチパス干渉や同一周波数干渉に強いシステムを設計することができる。
【００１２】
しかしながら、適応可変指向性アンテナは、通信に使用する無線周波数（波長）に依存して設計され、形成する指向性パターン（指向性ビーム及び指向性ヌル）は、その通信周波数のみに有効である。従って、広帯域な通信に適応可変指向性アンテナを採用した場合には、その帯域内の全ての信号成分（周波数成分）に対して所望の指向性パターンを形成することはできず、有効なマルチパス干渉対策をとることはできない。
【００１３】
特に、ＯＦＤＭ伝送方式においては、ＯＦＤＭ信号を構成する数十〜数千もの複数のサブキャリアのうちの、ある特定のサブキャリアのみが有効な指向性パターンとなり、他のサブキャリアの指向性パターンはマルチパス干渉等に有効ではない。今後のディジタル地上波テレビ放送や次世代マルチメディアで実現する数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚという極めて広帯域な通信における、特にＯＦＤＭ伝送方式の全通信帯域で有効な適応可変指向性アンテナの実現が期待されている。
【００１４】
このように、ディジタル信号系列を直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式で無線伝送する次世代マルチメディア通信システム又は地上波テレビ放送システムでは、ＯＦＤＭ伝送方式の耐マルチパス伝送特性を有効に利用しつつもマルチパス干渉波の到来を軽減することが望ましく、そして、セル構成を前提とした通信システムで障害となる同一周波数干渉波の到来をも軽減することができる広帯域送受信ＯＦＤＭ信号波の空間制御が可能な適応可変指向性アンテナが必要となる。
【００１５】
特に、従来のような帯域幅のある信号波に対し、唯一の励振ウェイトしか持たない適応可変指向性アンテナではＯＦＤＭ伝送帯域内の全ての周波数成分に対して制御したい方向にアンテナ指向性が向けられないという問題があった。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来の適応可変指向性アンテナにおいては、広帯域の到来波の全ての周波数成分に対して有効なアンテナ指向性を得ることができないという問題点があった。
【００１７】
本発明は、広帯域な伝送信号の帯域内の全周波数成分に均一なアンテナ指向性ビームを得ることにより、広帯域信号を伝送する場合でも妨害波等の影響を受けにくい送受信を可能にすることができる適応可変指向性アンテナを提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る適応可変指向性アンテナは、ＯＦＤＭ信号を送受信するための同一特性の複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子の素子間隔及び前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔に基づいて、前記複数のアンテナ素子を各アンテナ素子毎で且つ前記サブキャリア毎に励振制御可能な励振ウェイトを算出する励振ウェイト算出手段と、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号又は前記複数のアンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号に前記励振ウェイト算出手段が算出した励振ウェイトを付与する励振ウェイト付与手段とを具備し、前記励振ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ受信信号のサブキャリアのうち少なくとも一本のサブキャリアを用いて基準励振ウェイトを算出する第１の基準励振ウェイト算出手段と、前記第１の基準励振ウェイト算出手段が算出した基準励振ウェイトに基づいて送受信ＯＦＤＭ信号のサブキャリア毎に励振ウェイトを算出する第２のサブキャリア励振ウェイト算出手段とを具備したことを特徴とする。
【００１９】
本発明の請求項２に係る適応可変指向性アンテナは、ＯＦＤＭ信号を送受信するための同一特性の複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子の素子間隔及び前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔に基づいて、前記複数のアンテナ素子を各アンテナ素子毎で且つ前記サブキャリア毎に励振制御可能な励振ウェイトを算出する励振ウェイト算出手段と、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号又は前記複数のアンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号に前記励振ウェイト算出手段が算出した励振ウェイトを付与する励振ウェイト付与手段とを具備し、前記励振ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号と前記ＯＦＤＭ信号に対応する参照ＯＦＤＭ信号との相関値を算出する第１の相関値算出手段と、前記第１の相関値算出手段の出力である相関値を用いて基準励振ウェイトを算出する第２の基準励振ウェイト算出手段と、前記第２の基準励振ウェイト算出手段で算出された基準励振ウェイトに基づいて送受信ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの励振ウェイトを算出する第３のサブキャリア励振ウェイト算出手段とを具備したことを特徴とする。
【００２０】
本発明の請求項３に係る適応可変指向性アンテナは、ＯＦＤＭ信号を送受信するための同一特性の複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子の素子間隔及び前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔に基づいて、前記複数のアンテナ素子を各アンテナ素子毎で且つ前記サブキャリア毎に励振制御可能な励振ウェイトを算出する励振ウェイト算出手段と、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号又は前記複数のアンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号に前記励振ウェイト算出手段が算出した励振ウェイトを付与する励振ウェイト付与手段とを具備し、前記励振ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子のうちの所定の基準アンテナ素子で受信したＯＦＤＭ受信信号と前記基準アンテナ素子以外のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ受信信号との相関値を算出する第２の相関値算出手段と、前記第２の相関値算出手段の出力である相関値を用いて基準励振ウェイトを算出する第３の基準励振ウェイト算出手段と、前記第３の基準励振ウェイト算出手段で算出された基準励振ウェイトに基づいて送受信ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの励振ウェイトを算出する第４のサブキャリア励振ウェイト算出手段とを具備したことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明に係る適応可変指向性アンテナの一実施の形態を示すブロック図である。本実施の形態は例えばＯＦＤＭ信号送受信用のアンテナに適用することができる。
【００２２】
なお、図１においては、実際の受信機及び送信機構成に必要なアナログ送受信部等は省略しており、特にＯＦＤＭ変復調部については省略している。
【００２３】
図１において、例えばＯＦＤＭ信号送受信用の適応可変指向性アンテナ１１は、同一特性の複数のアンテナ素子１からなるアンテナ部１２、送受信信号を分離するデュープレクサ又はスイッチ２、励振ウェイト算出部３、励振ウェイト付与部４、受信励振ウェイト付与部７、送信励振ウェイト付与部８、受信部９及び送信部１０によって構成されている。
【００２４】
アンテナ部１２は、一般的には、無線周波数の波長よりも短い（通例０．５波長）間隔で配列された同一特性の複数のアンテナ素子１によって構成されている。同一特性の複数のアンテナ素子１の素子間隔は通信周波数に依存している。アンテナ部１２によって受信したＯＦＤＭ受信信号は、ＯＦＤＭ送信信号との混合を防ぐためのデュープレクサ又はＲＦスイッチ２を介して励振ウェイト算出部３に入力される。
【００２５】
励振ウェイト算出部３は、アンテナ素子１の素子間隔とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔を基準にＯＦＤＭ受信信号の到来方向を推定し、最適な受信アンテナパターンを形成するための励振ウェイトを算出する。ＯＦＤＭ信号は直交する複数のサブキャリアによって情報を伝送するようになっており、受信信号を各線スペクトルに分割することができる。これにより、各アンテナ毎に、且つ各サブキャリア毎に励振制御を行うための励振ウェイトの算出が可能である。即ち、励振ウェイトを素子間隔とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいて決定しているので、各アンテナ毎に、全てのサブキャリアについて有効な指向性パターンを形成することが可能となる。
【００２６】
励振ウェイト算出部３で算出した励振ウェイトは、ＯＦＤＭ受信信号から算出されているため受信用となるが、同一周波数で時分割多重方式送信する場合には送信用ともなる。また、周波数分割多重の場合は、受信周波数と送信周波数との差を考慮して励振ウェイトに補正を行う。
【００２７】
励振ウェイト付与部４は、受信励振ウェイト発生部５及び送信励振ウェイト発生部６を有している。受信励振ウェイト発生部５は励振ウェイト算出部３の算出結果に基づいて受信励振ウェイトを発生し、発生した受信励振ウェイトを受信励振ウェイト付与部７に送る。受信励振ウェイト付与部７は、同一特性のアンテナ素子１で受信され、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２を介して入力されたＯＦＤＭ受信信号に受信励振ウェイトを付与して受信部９に出力する。
【００２８】
なお、ＯＦＤＭ受信信号への受信励振ウェイトの付与の仕方は、時間波形で行ってもよく、周波数スペクトルで行ってもよい。即ち、励振ウェイトを時間波形で付与する場合には、時間波形の形状で励振ウェイトが算出され、励振ウェイトを周波数スペクトルで付与する場合には、周波数スペクトルの形状で励振ウェイトが算出される。受信部９は入力されたＯＦＤＭ受信信号を復調して復調出力を出力する。
【００２９】
一方、送信系においては、送信データが送信部１０に入力される。送信部１０は、送信データに対して所定の変調処理等の信号処理を施し、ＯＦＤＭ送信信号を得る。ＯＦＤＭ送信信号は、送信励振ウェイト付与部８に供給される。また、励振ウェイト付与部４の送信励振ウェイト発生部６は、ＯＦＤＭ送信信号に付与する送信励振ウェイトを発生して送信励振ウェイト付与部８に供給する。
【００３０】
送信励振ウェイト付与部８は、送信励振ウェイト発生部６からの送信励振ウェイトをＯＦＤＭ送信信号に付与し、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２を介して複数の同一特性アンテナ素子１に供給する。アンテナ素子１は供給されたＯＦＤＭ送信信号に基づいて励振して送信信号を空間に放射する。
【００３１】
ＯＦＤＭ送信信号への送信励振ウェイトの付与の仕方は、受信時と同様に時間波形で行ってもよく、周波数スペクトルで行ってもよい。
【００３２】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【００３３】
いま、ＯＦＤＭ信号を受信するものとする。アンテナ部１２の各アンテナ素子１に誘起した信号は、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２を介して励振ウェイト算出部３に供給される。励振ウェイト算出部３は、アンテナ素子１の素子間隔とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔を基準にして、ＯＦＤＭ受信信号の到来方向を推定し最適な受信アンテナパターンを形成するための励振ウェイトを算出する。
【００３４】
励振ウェイト算出部３が算出した結果は、励振ウェイト付与部４に供給される。励振ウェイト付与部４の受信励振ウェイト発生部５は、励振ウェイト算出部３の算出結果に基づいて、各アンテナ素子１からの信号に付与する励振ウェイトを夫々発生して、各アンテナ素子１に夫々対応した受信励振ウェイト付与部７に出力する。
【００３５】
これにより、各アンテナ素子１からの受信信号は、受信励振ウェイト付与部７において受信励振ウェイトが付与される。これにより、アンテナ部１２の各アンテナ素子１は、全てのサブキャリアに対して最適な指向性パターン、即ち、所望の電波到来方向にアンテナ指向性ビームを形成し不要電波到来方向にアンテナ指向性ヌルを形成することができ、マルチパス干渉及び同一周波数干渉を受けにくい受信が可能となる。
【００３６】
受信励振ウェイト付与部７からの受信信号は受信部９に与えられて復調される。
【００３７】
一方、送信時には、送信信号が送信部１０において変調されて、各アンテナ素子１に対応した送信励振ウェイト付与部８に供給される。励振ウェイト付与部４の送信励振ウェイト発生部６は、各アンテナ素子１を全ての帯域において最適な指向性パターンに設定するための送信励振ウェイトを発生する。
【００３８】
これらの送信励振ウェイトは各アンテナ素子１に対応した送信励振ウェイト付与部８に夫々供給されて、送信信号に付与される。送信励振ウェイト付与部８からの送信信号はデュープレクサ又はＲＦスイッチ２を介して各アンテナ素子１に供給される。こうして、アンテナ素子１が励振されて、送信信号が放射される。
【００３９】
こうして、各アンテナ素子１には全帯域に対応した励振ウェイトが付与された送信信号が供給され、各アンテナ素子１は全帯域において、共通の最適化された指向性パターンを発生する。
【００４０】
このように、本実施の形態においては、励振ウェイトをアンテナ素子の素子間隔とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいて決定しているので、ＯＦＤＭ送受信信号の帯域内の全周波成分に均一なアンテナ指向性ビームを設定することが可能になる。従って、マルチパスやフェージング、そして同一周波数干渉などの干渉波が到来する無線伝播環境下においても、広帯域なＯＦＤＭ信号波をこれらの妨害波の悪影響を受けることなく送受信することができる。特に、従来の適応可変指向性アンテナでは実現することができなかった広帯域のＯＦＤＭ信号波を空間的に送受信することができ、受信特性（通信品質）の向上及び耐干渉特性に強い無線通信システム又は無線放送システムを構築することができる。
【００４１】
図２は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。本実施の形態は、本発明を装置化する場合の具体的な処理ブロックを示したものである。また、本実施の形態は、ＯＦＤＭ送受信信号への励振ウェイトの付与を周波数スペクトル（周波数軸）で行うものに適用した例である。なお、図２では同一特性のアンテナ素子を２つ示しているが、アンテナ素子数は２に限らない複数であってもよいことは明らかである。
【００４２】
アンテナ部２０は、一般的には同一特性の複数のアンテナ素子２１によって構成される。アンテナ素子２１の素子間隔は、無線周波数の波長より短い（通例０．５波長程度）。アンテナ素子２１で受信したＯＦＤＭ受信信号は、送信信号と受信信号を分離するために設けられたデュープレクサ又はＲＦスイッチ２２を介して受信部２３に入力される。デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２は図１のデュープレクサ又はＲＦスイッチ２と同一構成である。
【００４３】
受信系においては、受信部２３は、ＯＦＤＭ受信信号に種々の処理、例えば、増幅処理、帯域制限処理、周波数変換処理及びＡＤ変換処理等を行ってベースバンドディジタル信号に変換する。更に、受信部２３は、周波数オフセット除去処理、同期処理及びガード除去処理等を行う。受信部２３の出力は、第１の変換部２５に供給される。第１の変換部２５は、入力された信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理等を施すことによって、各周波数スペクトル信号に変換した後に、受信励振ウェイト付与部２９及び受信励振ウェイト算出部２７に出力する。
【００４４】
受信励振ウェイト算出部２７は、通信周波数に依存した同一特性の複数のアンテナ素子２１の素子間距離とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいた受信励振ウェイトを算出する。受信励振ウェイトは、アンテナ素子毎に且つ受信ＯＦＤＭサブキャリア毎に算出される。
【００４５】
算出された受信励振ウェイトは、各アンテナ素子２１に対応する受信励振ウェイト付与部２９に供給される。各受信励振ウェイト付与部２９は、第１の変換部２５からの周波数スペクトル毎に受信励振ウェイトを付与して合成部２１１に出力する。即ち、受信励振ウェイト付与部２９によって、各アンテナ素子毎に且つ受信ＯＦＤＭサブキャリア毎に励振ウェイトが付与されることになる。
【００４６】
合成部２１１は、受信励振ウェイト付与部２９で受信ＯＦＤＭサブキャリア毎に異なる受信励振ウェイトが付与されたＯＦＤＭ信号を合成する。こうして、所望方向から到来するＯＦＤＭ信号以外の信号成分（遅延波成分、干渉波成分等）が抑圧される。
【００４７】
合成部２１１の出力は検波部２１３に供給される。検波部２１３は、ＯＦＤＭサブキャリアに施された変調方式に従った検波処理を行って復調部２１４に出力する。復調部２１４は、検波部２１３の出力をディジタル信号系列（ビット系列）に復調して出力する。
【００４８】
一方、送信系においては、変調部２１５に送信するディジタル信号系列（ビット系列）が入力される。変調部２１５は、入力されたディジタル信号系列（ビット系列）を所定の変調方式によってＯＦＤＭサブキャリアに変調する。変調されたＯＦＤＭ送信信号は、分配部２１２に供給される。分配部２１２はＯＦＤＭ送信信号を各アンテナ素子２１に均等に分配して、各アンテナ素子２１に対応する送信励振ウェイト付与部２１０に出力する。
【００４９】
送信励振ウェイト算出部２８は、受信励振ウェイト算出部２７で算出された受信励振ウェイトを基準にして、送信信号に付与する送信励振ウェイトを算出する。なお、時分割多重（ＴＤＤ）方式で送受信する場合には、送受信無線周波数は同一であるので、送信励振ウェイト算出部２８は、受信励振ウェイトと同一の送信励振ウェイトを発生する。また、周波数分割多重（ＦＤＤ）方式で送受信する場合には、送信励振ウェイト算出部２８は、受信無線周波数と送信無線周波数との差に基づく補正処理を受信励振ウェイトに対し施した結果を送信励振ウェイトとして算出することになる。
【００５０】
送信励振ウェイト付与部２１０は、分配部２１２の出力に対して、所望方向へ送信するための送信励振ウェイトを付与して第２の変換部２６に出力する。
【００５１】
第２の変換部２６は、入力された周波数スペクトル信号を逆フーリエ変換等によって時間波形に変換して送信部２４に出力する。送信部２４は、入力されたＯＦＤＭ送信信号にガードの付加処理及びＤＡ変換処理を施し、更に、周波数変換処理、増幅処理及び帯域制限処理等の送信に必要な種々の処理を施した後に、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２に出力する。
【００５２】
デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２は入力されたＯＦＤＭ送信信号を各アンテナ素子２１に供給する。アンテナ素子２１はＯＦＤＭ送信信号に基づいて励振して、送信信号を空間に放射する。
【００５３】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【００５４】
受信時においては、アンテナ素子２１において受信されたＯＦＤＭ受信信号は、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２を介して受信部２３に供給される。受信部２３においてＯＦＤＭ受信信号はベースバンドディジタル信号に変換され、更に、第１の変換部２５において高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理によって周波数スペクトル信号に変換される。
【００５５】
本実施の形態においては、この周波数スペクトルの状態で励振ウェイトを付与する。受信励振ウェイト算出部２７は、通信周波数に依存した素子間距離とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいて受信励振ウェイトを算出する。受信ウェイト算出部２７は、各アンテナ素子毎で且つ各サブキャリア毎に励振ウェイトを算出しており、受信ウェイト算出部２７は算出した励振ウェイトを対応する受信励振ウェイト付与部２９に出力する。
【００５６】
こうして、各アンテナ素子２１に夫々対応した受信励振ウェイト付与部２９において、第１の変換部２５からの各スペクトル信号毎に励振ウェイトが付与される。各受信励振ウェイト付与部２９の出力は合成部２１１において合成される。これにより、所望方向から到来するＯＦＤＭ信号の信号成分のみが合成され、他の遅延波成分及び干渉波成分等は抑圧される。
【００５７】
合成部２１１の出力は、検波部２１３によって検波され、復調部２１４においてディジタル信号系列（ビット系列）に復調される。
【００５８】
こうして、広帯域な到来波の帯域内の全周波数成分に均一なアンテナ指向性ビームを得ることができ、マルチパス干渉及び同一周波数干渉等の影響を受けにくいＯＦＤＭ信号の受信が可能となる。
【００５９】
一方、送信時には、ディジタル信号系列（ビット系列）を受け取った変調部２１５は、ＯＦＤＭサブキャリアの変調を行う。変調されたＯＦＤＭ送信信号は、分配部２１２にて各アンテナ素子に均等分配されて、送信励振ウェイト付与部２１０に供給される。
【００６０】
送信励振ウェイト算出部２８は、受信励振ウェイト算出部２７で算出された受信励振ウェイトに基づいて送信励振ウェイトを算出する。ＯＦＤＭ送信信号は、送信励振ウェイト付与部２１０において送信励振ウェイトが付与される。
【００６１】
送信励振ウェイト付与部２１０からのＯＦＤＭ送信信号は、第２の変換部２６に与えられて、逆フーリエ変換等により時間波形に変換される。送信部２４において、ＯＦＤＭ送信信号にはガードの付加処理及びＤＡ変換処理が行われ、更に、周波数変換処理、増幅処理、帯域制限処理等が行われて、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２を介してアンテナ素子２１から空間に送信される。
【００６２】
このように、本実施の形態においても、マルチパスやフェージング、そして同一周波数干渉などの干渉波が到来する無線伝播環境下においても、これらの妨害波の影響を受けないＯＦＤＭ信号波の送受信が可能である。
【００６３】
図３は、本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図３において図２と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は、ＯＦＤＭ送受信信号への励振ウェイトの付与を時間波形（時間軸）で行う場合の例である。本実施の形態においても、アンテナ素子の数は２に限らない複数である。
【００６４】
本実施の形態においては、受信部２３の出力は、受信励振ウェイト算出部３７及び受信励振ウェイト付与部３５に供給されるようになっている。受信励振ウェイト算出部３７は、通信周波数に依存した同一特性の複数のアンテナ素子の素子間距離とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいた受信励振ウェイトを算出して各アンテナ素子２１に対応した受信励振ウェイト付与部３５に出力する。
【００６５】
なお、ここで算出される受信励振ウェイトは、アンテナ素子毎且つ受信ＯＦＤＭサブキャリア毎に励振を制御するものであるが、本実施の形態においては、励振ウェイトの付与を時間波形で行うことから、受信励振ウェイト算出部３７で算出した受信励振ウェイトは時間波形に相当する。
【００６６】
受信励振ウェイト付与部３５は、受信励振ウェイトをＯＦＤＭ受信信号に付与して合成部３９に出力する。合成部３９は各受信励振ウェイト付与部３５の出力を合成する。これにより、所望方向から到来するＯＦＤＭ信号以外の信号成分（遅延波成分、干渉波成分等）が抑圧される。
【００６７】
合成部３９の出力は、第１の変換部３１１に供給される。第１の変換部３１１は図２の第１の変換部２５と同一構成であり、入力されたＯＦＤＭ受信信号を周波数スペクトル信号に変換する。第１の変換部３１１の出力は検波部２１３に供給される。
【００６８】
一方、送信系においては、変調部２１５の出力は、第２の変換部３１２に供給される。第２の変換部３１２は図２の第２の変換部２６と同一構成であり、入力されたＯＦＤＭ送信信号を時間波形に変換して分配部３１０に出力する。分配部３１０は入力されたＯＦＤＭ送信信号を各アンテナ素子２１に均等分配して、送信励振ウェイト付与部３６に出力する。
【００６９】
送信励振ウェイト算出部３８は、受信ウェイト算出部３７の出力から送信励振ウェイトを算出する。送信励振ウェイト算出部３８は、時分割多重（ＴＤＤ）方式で送受信する場合には、受信励振ウェイトと同一の送信励振ウェイトを出力する。また、送信励振ウェイト算出部３８は、周波数分割（ＦＤＤ）方式で送受信する場合には、受信無線周波数と送信無線周波数との差に基づく補正処理を受信励振ウェイトに対して施した結果を送信励振ウェイトとして算出する。
【００７０】
送信励振ウェイト付与部３６は、分配部３１０からの時間波形信号に送信励振ウェイトを付与して送信部２４に出力する。他の構成は図２と同様である。
【００７１】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【００７２】
受信時においては、受信部２３から各アンテナ素子２１の出力に基づく時間波形が受信励振ウェイト算出部３７及び受信励振ウェイト付与部３５に供給される。受信ウェイト算出部３７は、入力された時間波形に基づいて、アンテナ素子の素子間距離とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいた受信励振ウェイトを算出する。
【００７３】
ＯＦＤＭ信号においては、所定のタイミングにおいて所定の基準波形を伝送するようになっている、例えばこの基準波形を用いることによって、各アンテナ素子で受信する受信波形の位相差を検出することができる。例えば、受信励振ウェイト算出部３７は、この位相差に基づいて受信励振ウェイトを算出することができる。なお、算出された受信励振ウェイトは時間波形に相当する。
【００７４】
受信部２３からのＯＦＤＭ受信信号には、受信励振ウェイト付与部３５において受信励振ウェイトが付与される。各受信励振ウェイト付与部３５からのＯＦＤＭ受信信号は合成部３９において合成された後、第１の変換部３１１において周波数スペクトル信号に変換される。
【００７５】
第１の変換部３１１の出力は、検波部２１３において検波され、復調部２１４においてディジタル信号系列（ビット系列）に復調される。
【００７６】
送信時においては、ディジタル信号系列は変調部２１５に与えられて、ＯＦＤＭサブキャリアが変調される。変調部２１５からのＯＦＤＭ送信信号は、第２の変換部３１２において時間波形に変換される。この場合には、ＯＦＤＭ信号特有のガードが付加される。
【００７７】
第２の変換部３１２からのＯＦＤＭ送信信号は、分配部３１０によって各アンテナ素子毎に均等分配されて送信励振ウェイト付与部３６に供給される。送信励振ウェイト付与部３６は、ＯＦＤＭ送信信号に送信励振ウェイト算出部３８からの送信励振ウェイトを付与して送信部２４に供給する。
【００７８】
送信励振ウェイトが付与されたＯＦＤＭ送信信号は、送信部２４において所定の送信処理が施された後、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２を介してアンテナ素子２１に供給されて、空間に送信される。
【００７９】
このように、本実施の形態においても、図２の実施の形態と同様の効果を得ることができる。また、図２の実施の形態においては、各アンテナ素子毎に第１の変換部を設けたが、本実施の形態においては、１つの第１の変換部によって構成することができ、回路規模を低減することができるという利点がある。
【００８０】
図４は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図４において図２と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は図２の実施の形態における励振ウェイトの算出方法を具体的に実現した一例を示している。図４においては、受信系及び送信系の一部のみを示しており、同一特性の複数のアンテナ素子、デュープレクサ又はＲＦスイッチ等は省略してある。本実施の形態は図示しない同一特性のｎ個のアンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎを用いた例である。なお、図４では、各部の配線は図面の簡略化のためにｎ本設けていない。
【００８１】
図４において、ｎ個のアンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎからの受信信号は夫々受信部２３＃１乃至２３＃ｎに供給される。受信部２３＃１乃至２３＃ｎは図２の受信部２３と同様の構成であり、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を夫々第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎに出力する。
【００８２】
第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎは、図２の第１の変換部２５と同様の構成であり、ＯＦＤＭ信号を周波数スペクトル信号に変換して、夫々受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎに出力すると共に、第１のサブキャリア励振ウェイト算出部４２にも出力する。なお、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数はｍ本であるものとする。受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎは、図２の受信励振ウェイト付与部２９と同様の構成であり、周波数スペクトル信号に受信励振ウェイトを付与して出力するようになっている。
【００８３】
本実施の形態においては、受信励振ウェイト及び送信励振ウェイトは、第１のサブキャリア励振ウェイト算出部４２において発生するようになっている。第１のサブキャリア励振ウェイト算出部４２は、図２の受信励振ウェイト算出部２７及び送信励振ウェイト算出部２８の機能を有する。
【００８４】
第１のサブキャリア励振ウェイト算出部４２は、受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍ及び送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎを有している。第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎからの同一サブキャリアの周波数スペクトル信号同士が対応するサブキャリア用の受信励振ウェイト算出部に供給される。受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍは、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎから各サブキャリアの出力が与えられて、夫々、サブキャリア＃１乃至サブキャリア＃ｍを夫々励振するための受信励振ウェイトを発生するようになっている。サブキャリア＃１乃至サブキャリア＃ｍ用の各受信励振ウェイトは、各アンテナ素子毎にまとめられて、各アンテナ素子に対応した送信ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎ及び受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎに供給される。
【００８５】
送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎは、算出されたサブキャリア＃１乃至サブキャリア＃ｍ用の各受信励振ウェイトを用いて、アンテナ素子毎に、且つサブキャリア＃１乃至サブキャリア＃ｍ毎に送信励振ウェイトを算出して、各アンテナ素子に対応した送信励振ウェイト付与部２１０＃１乃至２１０＃ｎに出力する。送信励振ウェイト付与部２１０＃１乃至２１０＃ｎの構成は、図２の送信励振ウェイト付与部２１０と同様であり、図示しない分配部からのＯＦＤＭ送信信号に送信励振ウェイトを付与するようになっている。
【００８６】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図５の説明図を参照して説明する。図５は送受信励振ウェイトの算出を説明するためのものであり、図５（ａ）はアンテナ素子の配列を示し、図５（ｂ）はＯＦＤＭサブキャリアを示している。
【００８７】
同一特性のｎ個のアンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎで受信したＯＦＤＭ受信信号は、夫々受信部２３＃１乃至２３＃ｎに供給される。受信部２３＃１乃至２３＃ｎによって、ＯＦＤＭ受信信号はベースバンドディジタル信号に変換される。受信部２３＃１乃至２３＃ｎの出力は、夫々第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎに与えられて、周波数スペクトル信号に変換される。
【００８８】
第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎからのサブキャリア＃１の周波数スペクトル信号は受信励振ウェイト算出部４０＃１に供給され、同様に、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎからのサブキャリア＃２乃至＃ｍの各周波数スペクトル信号は夫々受信励振ウェイト算出部４０＃２乃至４０＃ｍに供給される。
【００８９】
ここで、励振ウェイトの算出について図５を参照して説明する。図５（ａ）は同一特性の複数のアンテナ素子を素子間隔ｄで配列した状態を示しており、一般的には、Ｍ素子等間隔線形アレイアンテナと呼ばれる。
【００９０】
図５（ａ）において、隣接するアンテナ素子間で生じる伝播遅延（距離及び時間）をアンテナ素子２１＃１を基準に考えると、伝播遅延距離ｌは下記（１）式によって示される。
【００９１】
ＯＦＤＭ信号が平面波で到来すると仮定すると、隣接するアンテナ素子間の伝播遅延時間はτは下記（２）式によって示すことができる。
【００９２】
なお、ｃは光速である。従って、アンテナ素子２１＃ｉでのアンテナ素子２１＃１との相対遅延時間τi は、（２）式の（ｉ−１）倍となる。したがって、受信周波数ｆR （Ｈｚ）とした場合のアンテナ素子２１＃ｉが受信する第ｊサブキャリア信号は次のように記述することができる。
【００９３】
（３）式のサブキャリア信号をベースバンドに周波数変換した結果（（４）式）が、図４の受信励振ウェイト算出部の入力となる。
【００９４】
第ｊサブキャリアを全アンテナ素子で受信合成して利得を得るためには、伝播遅延時間を補正すればよい。つまり、アンテナ素子２１＃ｉの第ｊサブキャリアに対する受信励振ウェイトｗi,j は、下記（５）式で表される。
【００９５】
（５）式に示す受信励振ウェイトｗi,j を受信周波数ｆR と到来角度θを用いて記述すると、
となる。ここで、ｄ＝λ／ｋとした。λは受信周波数の波長である。
【００９６】
（６）式に示すように、アンテナ素子２１＃ｉの最適な受信励振ウェイトは、受信周波数ｆR とサブキャリア周波数ｆj に依存する。以上より、適応可変指向性アンテナでＯＦＤＭ信号の送受信を適切に行うには、送受信周波数に依存したアンテナ素子間隔ｄとＯＦＤＭサブキャリア周波数間隔とに基づく送受信励振ウェイトを算出すればよい。一般的にＯＦＤＭサブキャリアは均等間隔で配列されているので、図５（ｂ）に示すようにサブキャリア間隔をｆs とすれば、上述した（１）〜（６）式のｆj は、下記（７）式で表現することができる。
【００９７】
ｆj ＝ｊ×ｆs …（７）
図４において、受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍは、上記（６）式に示す受信励振ウェイトｗi,j を算出する。受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍが求めた受信励振ウェイトは、各アンテナ素子毎にまとめられて、受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎに供給される。受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎは、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎからの周波数スペクトル信号に、対応するサブキャリアの受信励振ウェイトを付与して出力する。受信系における他の作用は図２と同様である。
【００９８】
一方、送信系においては、サブキャリア毎の受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍで算出された受信励振ウェイトは、送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎに入力され、所定のアクセス方式に併せて補正処理が施される。
【００９９】
時分割多重（ＴＤＤ）方式で送受信をする場合には、送信励振ウェイトは受信励振ウェイトと同一であるので、送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎは受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍの出力をそのまま出力する。周波数分割多重（ＦＤＤ）方式で送受信をする場合には、送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎは、受信無線周波数と送信無線周波数との差に基づく補正処理を受信励振ウェイトに施した結果を送信励振ウェイトとして出力することになる。
【０１００】
即ち、送信周波数ｆT が受信周波数ｆR と異なる場合には、上記（６）式を下記（８）式のように変形すればよい。
【０１０１】
送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎは、（８）式の送信励振ウェイトを発生して、送信励振ウェイト付与部２１０＃１乃至２１０＃ｎに出力する。送信励振ウェイト付与部２１０＃１乃至２１０＃ｎにおいて、図示しない分配部からのＯＦＤＭ送信信号に送信励振ウェイトが付与される。他の作用は図２の実施の形態と同様である。
【０１０２】
このように本実施の形態においても、ＯＦＤＭ信号がサブキャリア（線スペクトル）で構成されている利点を活かして、各サブキャリア（線スペクトル）毎にＯＦＤＭ信号の到来方向の推定を行うことにより、マルチパスやフェージング及び同一周波数干渉等の干渉波が到来する無線伝播環境下において、これらの妨害波の影響を受けることなく、広帯域のＯＦＤＭ信号波を空間的に送受信することを可能にしている。つまり、ＯＦＤＭ送受信信号の帯域内の全周波数成分に均一なアンテナ指向性ビームを制御することが可能である。
【０１０３】
なお、上記（６）式は第ｊサブキャリアを基準に導出される受信励振ウェイトであり、このウェイトを仮にｆj ’＝ｆj ＋δｆの周波数サブキャリアにも使用したと想定すると、各アンテナ素子で生じるベクトル誤差Δは、下記（９）式に示すものとなる。
【０１０４】
受信励振ウェイト算出対象となるｆj サブキャリアであれば、δｆ＝０ゆえにΔ＝０となる。すなわち、ｆj 以外のサブキャリアは最大比合成が不可能になり、θ方向からの到来波は減衰受信する結果になる（アンテナ利得が得られない）。この減衰量の算出した結果を図１１の図表に示す。図１１における通信システムは、通信周波数５（ＧＨｚ）、帯域幅４０（ＭＨｚ）を想定している。また、放送システムは、通信周波数１００（ＭＨｚ）、帯域幅８（ＭＨｚ）を想定している。
【０１０５】
図６は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図６において図４と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は励振ウェイトの算出方法が図４の実施の形態と異なる。本実施の形態は図４の第１サブキャリア励振ウェイト算出部４２に代えて励振ウェイト算出部６０を採用した点が図４の実施の形態と異なる。
【０１０６】
励振ウェイト算出部６０は、第１の基準励振ウェイト算出部６１及び第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２によって構成されている。第１の基準励振ウェイト算出部６１には、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎの出力のうち所定のサブキャリア＃ｊの周波数スペクトル信号が供給される。
【０１０７】
第１の基準励振ウェイト算出部６１は、各アンテナ素子におけるサブキャリア＃ｊの受信励振ウェイトを算出する。この受信励振ウェイトを基準励振ウェイトとして、第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２のサブキャリア受信励振ウェイト算出部６３及びサブキャリア送信励振ウェイト算出部６４に供給する。
【０１０８】
サブキャリア受信励振ウェイト算出部６３は、基準励振ウェイトを基準にサブキャリア間隔に従った補正を基準励振ウェイトに対して行い、各アンテナ素子で受信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの受信励振ウェイトを算出する。また、サブキャリア送信励振ウェイト算出部６４は、基準励振ウェイトを基準にサブキャリア間隔と送受信周波数の差に従った補正を基準励振ウェイトに対して行い、各アンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの送信励振ウェイトを算出する。
【０１０９】
サブキャリア受信励振ウェイト算出部６３の算出結果は、受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎに与えられて、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎの変換結果である周波数スペクトル信号に受信励振ウェイトが付与される。サブキャリア送信励振ウェイト算出部６４の算出結果は、送信励振ウェイト付与部２１０＃１乃至２１０＃ｎに供給され、送信されるＯＦＤＭ信号周波数スペクトル信号に送信励振ウェイトが付与される。
【０１１０】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【０１１１】
第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎから周波数スペクトル信号が得られることは図４の実施の形態と同様である。本実施の形態においては、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎからの第１乃至第ｍサブキャリアのうち第ｊサブキャリアの周波数スペクトル信号のみを第１の基準励振ウェイト算出部６１に供給するようになっている。
【０１１２】
第１の基準励振ウェイト算出部６１は、入力された第ｊサブキャリアの周波数スペクトル信号から第ｊサブキャリアの励振ウェイトを算出して基準励振ウェイトとして第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２に供給する。
【０１１３】
第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２のサブキャリア受信励振ウェイト算出部６３は、基準励振ウェイトを基準にサブキャリア間隔に従った補正を基準励振ウェイトに対して行い、各アンテナ素子で受信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの受信励振ウェイトを算出する。
【０１１４】
また、サブキャリア送信励振ウェイト算出部６４では、基準励振ウェイトを基準にサブキャリア間隔と送受信周波数の差に従った補正を基準励振ウェイトに対して行い、各アンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの送信励振ウェイトを算出する。サブキャリア送受信励振ウェイト算出部６３，６４における具体的な算出過程及び算出結果は、上記（１）式乃至（８）式に示すものと同様である。
【０１１５】
こうして算出された受信励振ウェイト及び送信励振ウェイトが夫々受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎ及び送信励振ウェイト付与部２１０＃１乃至２１０＃ｎに供給される。
【０１１６】
他の作用は図４の実施の形態と同様である。
【０１１７】
このように、本実施の形態においても、図４の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１１８】
図７は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図７において図３及び図６と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は図３の実施の形態における励振ウェイトの算出方法を具体的に実現した一例を示している。図７においては、受信系及び送信系の一部のみを示しており、同一特性の複数のアンテナ素子、デュープレクサ又はＲＦスイッチ等は省略してある。本実施の形態は図示しない同一特性のｎ個のアンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎを用いた例である。なお、図７では、各部の配線は図面の簡略化のためにｎ本設けていない。
【０１１９】
図７においては、受信部２３＃１乃至２３＃ｎの出力（時間波形）は、夫々、そのまま受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃及び第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎに供給される。
【０１２０】
参照ＯＦＤＭ信号生成部７６は、所定のタイミングでＯＦＤＭ信号に挿入されている参照ＯＦＤＭ信号と同一波形の参照ＯＦＤＭ信号を生成して第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎに出力する。第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎは、受信部２３＃１乃至２３＃ｎからの時間波形と参照ＯＦＤＭ信号との相関値を求めて励振ウェイト算出部７０に出力するようになっている。
【０１２１】
励振ウェイト算出部７０は第２の基準励振ウェイト算出部７１及び第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２によって構成されている。第２の基準励振ウェイト算出部７１に入力される相関値は、各アンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎで受信される受信波形の位相差に相当する。第２の基準励振ウェイト算出部７１は、入力された相関値に基づいて、所定の中心周波数における基準励振ウェイトを算出する。この基準励振ウェイトは第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２に供給される。
【０１２２】
基準励振ウェイトは、ＯＦＤＭ受信信号の平均周波数（中心周波数）の受信励振ウェイトに相当するので、サブキャリア励振ウェイト算出部６２は、基準励振ウェイトから受信ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの励振ウェイトを算出すると共に、送信ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの励振ウェイトを算出する。
【０１２３】
第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２からの受信励振ウェイトは受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃ｎに与えられ、送信励振ウェイトは送信励振ウェイト付与部３６＃１乃至３６＃ｎに与えられる。受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃ｎは、図３の受信励振ウェイト付与部３５と同様の構成であり、時間軸信号に受信励振ウェイトを付与して出力するようになっている。また、送信励振ウェイト付与部３６＃１乃至３６＃ｎの構成は、図３の送信励振ウェイト付与部３６と同様であり、図示しない分配部からのＯＦＤＭ送信信号に送信励振ウェイトを付与するようになっている。
【０１２４】
なお、受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃ｎの出力が図示しない合成部を介して第１の変換部に供給されて、周波数スペクトル信号に変換されるようになっている。
【０１２５】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【０１２６】
受信部２３＃１乃至２３＃ｎからベースバンドのＯＦＤＭ信号が得られることは図３の実施の形態と同様である。本実施の形態においても、受信部２３＃１乃至２３＃ｎからの時間波形を受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃ｎに供給する。
【０１２７】
また、受信部２３＃１乃至２３＃ｎからの時間波形は第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎにも供給される。第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎには、参照ＯＦＤＭ信号も入力されており、第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎは、夫々受信部２３＃１乃至２３＃ｎからの時間波形と参照ＯＦＤＭ信号との相関値を求めて第２の基準励振ウェイト算出部７１に出力する。
【０１２８】
相関値は、所定の中心周波数における位相ずれを示しており、第２の基準励振ウェイト算出部７１は、各アンテナ素子に対応した相関値に基づいて、基準励振ウェイトを求める。この基準励振ウェイトは、ＯＦＤＭ受信信号の平均周波数（中心周波数）の受信励振ウェイトに相当する。
【０１２９】
この基準励振ウェイトを第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２に与えて各アンテナ素子毎の受信励振ウェイト及び送信励振ウェイトを算出することは図６の実施の形態と同様である。
【０１３０】
受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃ｎは、受信部２３＃１乃至２３＃ｎからの時間波形に受信励振ウェイトを付与して出力する。また、送信励振ウェイト付与部３６＃１乃至３６＃ｎは、分配部からの送信ＯＦＤＭ信号に送信励振ウェイトを付与して出力する。他の作用は図３及び図６の実施の形態と同様である。
【０１３１】
このように、本実施の形態においても、図３及び図６の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１３２】
図８は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図８において図７と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は参照ＯＦＤＭ信号生成部を省略した例である。
【０１３３】
本実施の形態は参照ＯＦＤＭ信号生成部７６を省略すると共に、第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎに夫々代えて第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎを設け、第２の基準励振ウェイト算出部７１に代えて第３の基準励振ウェイト算出部８１を有する励振ウェイト算出部８０を設けた点が図７の実施の形態と異なる。
【０１３４】
第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎには夫々受信部２３＃１乃至２３＃ｎの出力が供給されると共に、受信部２３＃１の出力も供給されるようになっている。第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎは、アンテナ素子２１＃１に対応した受信部２３＃１の出力と各アンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎに対応した受信部２３＃１乃至２３＃ｎの出力との相関を求めるようになっている。この場合においても、第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎからの相関値は、各アンテナ素子が受信する受信信号の位相差に基づくものとなる。
【０１３５】
第３の基準励振ウェイト算出部８１は、第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎからの相関値に基づいて、受信ＯＦＤＭ信号の所定の中心周波数に対応する基準励振ウェイトを求めて第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２に供給するようになっている。
【０１３６】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【０１３７】
受信部２３＃１乃至２３＃ｎからのベースバンドのＯＦＤＭ受信信号は、第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎに供給される。第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎは、受信部２３＃１乃至２３＃ｎの出力と受信部２３＃１の出力との相関値を算出する。これらの相関値が第３の基準励振ウェイト算出部８１に供給されて、基準励振ウェイトが求められる。
【０１３８】
第３の基準励振ウェイト算出部８１が求めた基準励振ウェイトは、ＯＦＤＭ受信信号の平均周波数（中心周波数）の受信励振ウェイトに相当する。この基準励振ウェイトを第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２に供給して、受信励振ウェイト及び送信励振ウェイトを得る。
【０１３９】
他の作用は図７の実施の形態と同様である。
【０１４０】
本実施の形態においては、図７の実施の形態と同様の効果を得ることができると共に、参照ＯＦＤＭ信号生成部を省略して回路規模を縮小することができるという利点を有する。
【０１４１】
図９及び図１０は本発明に係る適応可変指向性アンテナのアンテナ部を説明するための説明図である。
【０１４２】
図９は同一特性の複数のアンテナ素子を直線状に配列した線形アレイ（リニアアレイ）を上方から見て模式的に示している。同一特性の複数のアンテナ素子９１は素子間隔０．５λ〜１．０λ（λは波長）で等間隔に配置される。このような配置により均一なアンテナ指向性ビームを制御することが可能になる。
【０１４３】
また、図１０は、同一特性の複数のアンテナ素子１０１を円形状、又は多角形状に配列した円形アレイ又は多角形アレイを上方より見て模式的に示している。同一特性の複数のアンテナ素子１０１は素子間隔０．５λ〜１．０λで等間隔に配置される。このような配置により均一なアンテナ指向性ビームを制御することが可能になる。
【０１４４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、広帯域な到来波の帯域内の全周波数成分に均一なアンテナ指向性ビームを得ることにより、広帯域信号であっても妨害波の影響を受けない送受信を可能にすることができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る適応可変指向性アンテナの一実施の形態を示すブロック図。
【図２】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図３】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図４】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図５】励振ウェイトの算出方法を説明するための説明図。
【図６】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図７】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図８】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図９】アンテナ素子のと配列を示す説明図。
【図１０】アンテナ素子のと配列を示す説明図。
【図１１】実施の形態を説明するための図表。
【符号の説明】
１…アンテナ素子、３…励振ウェイト算出部、４…励振ウェイト付与部、７…受信励振ウェイト付与部、８…送信励振ウェイト付与部
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル信号系列を直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式により無線伝送を行う無線通信システムに好適な適応可変指向性アンテナに関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル方式の無線による情報通信システムが注目されている。例えば、現行アナログ方式で運用されている地上波テレビ放送のディジタル化や次世代ディジタルマルチメディアサービスの実現など、高度なディジタル無線伝送技術の開発が必要となっている。
【０００３】
ＰＨＳやＰＤＣに代表されるディジタル方式による携帯電話サービスでは、伝送情報内容が音声に代表される低速データであることから、無線電波伝播環境の影響を受け難いシステムである。これに対し、地上波テレビ放送や次世代のマルチメディア通信では、取り扱う情報に大量の画像データ等が含まれるため、高い無線周波数（高周波）と速い伝送速度（広帯域）を利用しなければ実現できない。高周波の利用は、フェージングによる受信特性の劣化を招きやすく、端末局や受信局のモビリティを損なうことになる。また、広帯域の利用は、マルチパス（多重反射電波伝播）による受信特性の劣化を招くことになり、フェージングの場合と同様に端末局や受信局との伝送距離の確保が困難になる。
【０００４】
地上波テレビ放送では、一つの放送局でカバーする放送エリアが極めて広大であるため、マルチパスの影響による受信画像の劣化が生じ易い。このマルチパスの規模は、先述した携帯電話で生じるマルチパスの規模より遙かに大きいため、何らかの耐マルチパス技術を取り込まねば実用化は不可能である。一般に耐マルチパス技術として適応自動等化器が用いられることが多いが、装置規模が対応すべきマルチパス量に依存して大きくなることから、移動しながら受信する受信局のモビリティやポータビリティを著しく損なう問題がある。
【０００５】
次世代マルチメディア通信システムでは、音声や画像、そしてデータを含め、あらゆるディジタル化した情報をシームレスに取り扱いユーザに提供することを目的としている。また、テレビ放送とは異なり、ユーザーごとに要求する情報が異なるため、効率よくユーザーに情報提供するために、小ゾーン構成で高速な無線伝送（広帯域無線伝送）を実現しなければならない。
【０００６】
このシステムでは小ゾーン構成であることから、地上波テレビ放送ほどの厳しいマルチパス伝播歪みは生じないものの、広帯域通信ゆえに完全に無視することはできない。また、ゾーン構成の実現を前提にすると、周波数の繰り返し利用による周波数利用効率を高くしなければならず、これによる同一周波数干渉の緩和策も考慮する必要がある。しかしながら、前述の放送システムの場合と同様に、受信端末局のモビリティやポータビリティを損なってしまうという問題がある。
【０００７】
以上のように、今後注目される無線放送システムや無線通信システムにおいては、耐マルチパス対策や耐フェージング対策を考慮した広帯域通信の実現が最大の課題である。そこで、劣悪なマルチパス伝播環境においても原理的に耐性を持ち、高品質な情報伝送が可能である直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）伝送方式が注目されており、欧州をはじめとして、日本国内でも、地上波テレビ放送や次世代マルチメディア通信に採用する動きがある。
【０００８】
究極のマルチキャリア伝送方式と呼ばれるＯＦＤＭ伝送方式では、送信信号の一部を複製したガード期間を冗長として設けており、このガード期間がガード期間長以下のマルチパス伝播を吸収し、受信品質の致命的な劣化を防いでいる。しかしながら、ＯＦＤＭの耐マルチパス伝播特性だけでは十分ではなく、マルチパス伝番により生じる厳しい周波数選択性フェージングの影響による受信特性の劣化を避けることはできない。
【０００９】
特に、今後のディジタル地上波テレビ放送や次世代マルチメディア通信で期待される高品質な画像（高精細画像）やデータ伝送には、音声通信よりも著しく高品質（小さいビットエラー率）な伝送路を必要とする。つまり、より良好な受信特性を実現する受信手段を適用しなければならない。更に、このＯＦＤＭ伝送方式は、受信局や端末局が移動することにより生じるフェージングの影響や同一周波数干渉に強い伝送方式ではないので、このような歪み対策を施す必要性がある。
【００１０】
最近、マルチパス干渉や同一周波数干渉、そしてフェージングの緩和策として、適応可変指向性アンテナ（アダプティブアレイアンテナ）が採用されることがある。適応可変指向性アンテナは、空間的に電波の到来方向を選択することができるようになっており、同一方向から干渉となる電波（マルチパス波や同一周波数波）が到来しない限り、所望の電波だけを受信することができる。
【００１１】
適応可変指向性アンテナは、複数の同一特性アンテナ素子を通信に利用する無線周波数の波長よりも短い間隔で所定形状（等間隔直線状、等間隔円形状、等間隔多角形状等）に配列し、適宜の励振ウェイトで各アンテナ素子を励振することによって、所望の電波到来方向にアンテナ指向性ビームを形成し、不要電波到来方向にアンテナ指向性ヌルを形成することを可能にしたものである。従って、適応可変指向性アンテナを用いることによって、マルチパス干渉や同一周波数干渉に強いシステムを設計することができる。
【００１２】
しかしながら、適応可変指向性アンテナは、通信に使用する無線周波数（波長）に依存して設計され、形成する指向性パターン（指向性ビーム及び指向性ヌル）は、その通信周波数のみに有効である。従って、広帯域な通信に適応可変指向性アンテナを採用した場合には、その帯域内の全ての信号成分（周波数成分）に対して所望の指向性パターンを形成することはできず、有効なマルチパス干渉対策をとることはできない。
【００１３】
特に、ＯＦＤＭ伝送方式においては、ＯＦＤＭ信号を構成する数十〜数千もの複数のサブキャリアのうちの、ある特定のサブキャリアのみが有効な指向性パターンとなり、他のサブキャリアの指向性パターンはマルチパス干渉等に有効ではない。今後のディジタル地上波テレビ放送や次世代マルチメディアで実現する数ＭＨｚ〜数十ＭＨｚという極めて広帯域な通信における、特にＯＦＤＭ伝送方式の全通信帯域で有効な適応可変指向性アンテナの実現が期待されている。
【００１４】
このように、ディジタル信号系列を直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）方式で無線伝送する次世代マルチメディア通信システム又は地上波テレビ放送システムでは、ＯＦＤＭ伝送方式の耐マルチパス伝送特性を有効に利用しつつもマルチパス干渉波の到来を軽減することが望ましく、そして、セル構成を前提とした通信システムで障害となる同一周波数干渉波の到来をも軽減することができる広帯域送受信ＯＦＤＭ信号波の空間制御が可能な適応可変指向性アンテナが必要となる。
【００１５】
特に、従来のような帯域幅のある信号波に対し、唯一の励振ウェイトしか持たない適応可変指向性アンテナではＯＦＤＭ伝送帯域内の全ての周波数成分に対して制御したい方向にアンテナ指向性が向けられないという問題があった。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
このように、従来の適応可変指向性アンテナにおいては、広帯域の到来波の全ての周波数成分に対して有効なアンテナ指向性を得ることができないという問題点があった。
【００１７】
本発明は、広帯域な伝送信号の帯域内の全周波数成分に均一なアンテナ指向性ビームを得ることにより、広帯域信号を伝送する場合でも妨害波等の影響を受けにくい送受信を可能にすることができる適応可変指向性アンテナを提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に係る適応可変指向性アンテナは、ＯＦＤＭ信号を送受信するための同一特性の複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子の素子間隔及び前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔に基づいて、前記複数のアンテナ素子を各アンテナ素子毎で且つ前記サブキャリア毎に励振制御可能な励振ウェイトを算出する励振ウェイト算出手段と、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号又は前記複数のアンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号に前記励振ウェイト算出手段が算出した励振ウェイトを付与する励振ウェイト付与手段とを具備し、前記励振ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ受信信号のサブキャリアのうち少なくとも一本のサブキャリアを用いて基準励振ウェイトを算出する第１の基準励振ウェイト算出手段と、前記第１の基準励振ウェイト算出手段が算出した基準励振ウェイトに基づいて送受信ＯＦＤＭ信号のサブキャリア毎に励振ウェイトを算出する第２のサブキャリア励振ウェイト算出手段とを具備したことを特徴とする。
【００１９】
本発明の請求項２に係る適応可変指向性アンテナは、ＯＦＤＭ信号を送受信するための同一特性の複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子の素子間隔及び前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔に基づいて、前記複数のアンテナ素子を各アンテナ素子毎で且つ前記サブキャリア毎に励振制御可能な励振ウェイトを算出する励振ウェイト算出手段と、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号又は前記複数のアンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号に前記励振ウェイト算出手段が算出した励振ウェイトを付与する励振ウェイト付与手段とを具備し、前記励振ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号と前記ＯＦＤＭ信号に対応する参照ＯＦＤＭ信号との相関値を算出する第１の相関値算出手段と、前記第１の相関値算出手段の出力である相関値を用いて基準励振ウェイトを算出する第２の基準励振ウェイト算出手段と、前記第２の基準励振ウェイト算出手段で算出された基準励振ウェイトに基づいて送受信ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの励振ウェイトを算出する第３のサブキャリア励振ウェイト算出手段とを具備したことを特徴とする。
【００２０】
本発明の請求項３に係る適応可変指向性アンテナは、ＯＦＤＭ信号を送受信するための同一特性の複数のアンテナ素子と、前記複数のアンテナ素子の素子間隔及び前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔に基づいて、前記複数のアンテナ素子を各アンテナ素子毎で且つ前記サブキャリア毎に励振制御可能な励振ウェイトを算出する励振ウェイト算出手段と、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号又は前記複数のアンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号に前記励振ウェイト算出手段が算出した励振ウェイトを付与する励振ウェイト付与手段とを具備し、前記励振ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子のうちの所定の基準アンテナ素子で受信したＯＦＤＭ受信信号と前記基準アンテナ素子以外のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ受信信号との相関値を算出する第２の相関値算出手段と、前記第２の相関値算出手段の出力である相関値を用いて基準励振ウェイトを算出する第３の基準励振ウェイト算出手段と、前記第３の基準励振ウェイト算出手段で算出された基準励振ウェイトに基づいて送受信ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの励振ウェイトを算出する第４のサブキャリア励振ウェイト算出手段とを具備したことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。図１は本発明に係る適応可変指向性アンテナの一実施の形態を示すブロック図である。本実施の形態は例えばＯＦＤＭ信号送受信用のアンテナに適用することができる。
【００２２】
なお、図１においては、実際の受信機及び送信機構成に必要なアナログ送受信部等は省略しており、特にＯＦＤＭ変復調部については省略している。
【００２３】
図１において、例えばＯＦＤＭ信号送受信用の適応可変指向性アンテナ１１は、同一特性の複数のアンテナ素子１からなるアンテナ部１２、送受信信号を分離するデュープレクサ又はスイッチ２、励振ウェイト算出部３、励振ウェイト付与部４、受信励振ウェイト付与部７、送信励振ウェイト付与部８、受信部９及び送信部１０によって構成されている。
【００２４】
アンテナ部１２は、一般的には、無線周波数の波長よりも短い（通例０．５波長）間隔で配列された同一特性の複数のアンテナ素子１によって構成されている。同一特性の複数のアンテナ素子１の素子間隔は通信周波数に依存している。アンテナ部１２によって受信したＯＦＤＭ受信信号は、ＯＦＤＭ送信信号との混合を防ぐためのデュープレクサ又はＲＦスイッチ２を介して励振ウェイト算出部３に入力される。
【００２５】
励振ウェイト算出部３は、アンテナ素子１の素子間隔とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔を基準にＯＦＤＭ受信信号の到来方向を推定し、最適な受信アンテナパターンを形成するための励振ウェイトを算出する。ＯＦＤＭ信号は直交する複数のサブキャリアによって情報を伝送するようになっており、受信信号を各線スペクトルに分割することができる。これにより、各アンテナ毎に、且つ各サブキャリア毎に励振制御を行うための励振ウェイトの算出が可能である。即ち、励振ウェイトを素子間隔とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいて決定しているので、各アンテナ毎に、全てのサブキャリアについて有効な指向性パターンを形成することが可能となる。
【００２６】
励振ウェイト算出部３で算出した励振ウェイトは、ＯＦＤＭ受信信号から算出されているため受信用となるが、同一周波数で時分割多重方式送信する場合には送信用ともなる。また、周波数分割多重の場合は、受信周波数と送信周波数との差を考慮して励振ウェイトに補正を行う。
【００２７】
励振ウェイト付与部４は、受信励振ウェイト発生部５及び送信励振ウェイト発生部６を有している。受信励振ウェイト発生部５は励振ウェイト算出部３の算出結果に基づいて受信励振ウェイトを発生し、発生した受信励振ウェイトを受信励振ウェイト付与部７に送る。受信励振ウェイト付与部７は、同一特性のアンテナ素子１で受信され、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２を介して入力されたＯＦＤＭ受信信号に受信励振ウェイトを付与して受信部９に出力する。
【００２８】
なお、ＯＦＤＭ受信信号への受信励振ウェイトの付与の仕方は、時間波形で行ってもよく、周波数スペクトルで行ってもよい。即ち、励振ウェイトを時間波形で付与する場合には、時間波形の形状で励振ウェイトが算出され、励振ウェイトを周波数スペクトルで付与する場合には、周波数スペクトルの形状で励振ウェイトが算出される。受信部９は入力されたＯＦＤＭ受信信号を復調して復調出力を出力する。
【００２９】
一方、送信系においては、送信データが送信部１０に入力される。送信部１０は、送信データに対して所定の変調処理等の信号処理を施し、ＯＦＤＭ送信信号を得る。ＯＦＤＭ送信信号は、送信励振ウェイト付与部８に供給される。また、励振ウェイト付与部４の送信励振ウェイト発生部６は、ＯＦＤＭ送信信号に付与する送信励振ウェイトを発生して送信励振ウェイト付与部８に供給する。
【００３０】
送信励振ウェイト付与部８は、送信励振ウェイト発生部６からの送信励振ウェイトをＯＦＤＭ送信信号に付与し、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２を介して複数の同一特性アンテナ素子１に供給する。アンテナ素子１は供給されたＯＦＤＭ送信信号に基づいて励振して送信信号を空間に放射する。
【００３１】
ＯＦＤＭ送信信号への送信励振ウェイトの付与の仕方は、受信時と同様に時間波形で行ってもよく、周波数スペクトルで行ってもよい。
【００３２】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【００３３】
いま、ＯＦＤＭ信号を受信するものとする。アンテナ部１２の各アンテナ素子１に誘起した信号は、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２を介して励振ウェイト算出部３に供給される。励振ウェイト算出部３は、アンテナ素子１の素子間隔とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔を基準にして、ＯＦＤＭ受信信号の到来方向を推定し最適な受信アンテナパターンを形成するための励振ウェイトを算出する。
【００３４】
励振ウェイト算出部３が算出した結果は、励振ウェイト付与部４に供給される。励振ウェイト付与部４の受信励振ウェイト発生部５は、励振ウェイト算出部３の算出結果に基づいて、各アンテナ素子１からの信号に付与する励振ウェイトを夫々発生して、各アンテナ素子１に夫々対応した受信励振ウェイト付与部７に出力する。
【００３５】
これにより、各アンテナ素子１からの受信信号は、受信励振ウェイト付与部７において受信励振ウェイトが付与される。これにより、アンテナ部１２の各アンテナ素子１は、全てのサブキャリアに対して最適な指向性パターン、即ち、所望の電波到来方向にアンテナ指向性ビームを形成し不要電波到来方向にアンテナ指向性ヌルを形成することができ、マルチパス干渉及び同一周波数干渉を受けにくい受信が可能となる。
【００３６】
受信励振ウェイト付与部７からの受信信号は受信部９に与えられて復調される。
【００３７】
一方、送信時には、送信信号が送信部１０において変調されて、各アンテナ素子１に対応した送信励振ウェイト付与部８に供給される。励振ウェイト付与部４の送信励振ウェイト発生部６は、各アンテナ素子１を全ての帯域において最適な指向性パターンに設定するための送信励振ウェイトを発生する。
【００３８】
これらの送信励振ウェイトは各アンテナ素子１に対応した送信励振ウェイト付与部８に夫々供給されて、送信信号に付与される。送信励振ウェイト付与部８からの送信信号はデュープレクサ又はＲＦスイッチ２を介して各アンテナ素子１に供給される。こうして、アンテナ素子１が励振されて、送信信号が放射される。
【００３９】
こうして、各アンテナ素子１には全帯域に対応した励振ウェイトが付与された送信信号が供給され、各アンテナ素子１は全帯域において、共通の最適化された指向性パターンを発生する。
【００４０】
このように、本実施の形態においては、励振ウェイトをアンテナ素子の素子間隔とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいて決定しているので、ＯＦＤＭ送受信信号の帯域内の全周波成分に均一なアンテナ指向性ビームを設定することが可能になる。従って、マルチパスやフェージング、そして同一周波数干渉などの干渉波が到来する無線伝播環境下においても、広帯域なＯＦＤＭ信号波をこれらの妨害波の悪影響を受けることなく送受信することができる。特に、従来の適応可変指向性アンテナでは実現することができなかった広帯域のＯＦＤＭ信号波を空間的に送受信することができ、受信特性（通信品質）の向上及び耐干渉特性に強い無線通信システム又は無線放送システムを構築することができる。
【００４１】
図２は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。本実施の形態は、本発明を装置化する場合の具体的な処理ブロックを示したものである。また、本実施の形態は、ＯＦＤＭ送受信信号への励振ウェイトの付与を周波数スペクトル（周波数軸）で行うものに適用した例である。なお、図２では同一特性のアンテナ素子を２つ示しているが、アンテナ素子数は２に限らない複数であってもよいことは明らかである。
【００４２】
アンテナ部２０は、一般的には同一特性の複数のアンテナ素子２１によって構成される。アンテナ素子２１の素子間隔は、無線周波数の波長より短い（通例０．５波長程度）。アンテナ素子２１で受信したＯＦＤＭ受信信号は、送信信号と受信信号を分離するために設けられたデュープレクサ又はＲＦスイッチ２２を介して受信部２３に入力される。デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２は図１のデュープレクサ又はＲＦスイッチ２と同一構成である。
【００４３】
受信系においては、受信部２３は、ＯＦＤＭ受信信号に種々の処理、例えば、増幅処理、帯域制限処理、周波数変換処理及びＡＤ変換処理等を行ってベースバンドディジタル信号に変換する。更に、受信部２３は、周波数オフセット除去処理、同期処理及びガード除去処理等を行う。受信部２３の出力は、第１の変換部２５に供給される。第１の変換部２５は、入力された信号に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理等を施すことによって、各周波数スペクトル信号に変換した後に、受信励振ウェイト付与部２９及び受信励振ウェイト算出部２７に出力する。
【００４４】
受信励振ウェイト算出部２７は、通信周波数に依存した同一特性の複数のアンテナ素子２１の素子間距離とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいた受信励振ウェイトを算出する。受信励振ウェイトは、アンテナ素子毎に且つ受信ＯＦＤＭサブキャリア毎に算出される。
【００４５】
算出された受信励振ウェイトは、各アンテナ素子２１に対応する受信励振ウェイト付与部２９に供給される。各受信励振ウェイト付与部２９は、第１の変換部２５からの周波数スペクトル毎に受信励振ウェイトを付与して合成部２１１に出力する。即ち、受信励振ウェイト付与部２９によって、各アンテナ素子毎に且つ受信ＯＦＤＭサブキャリア毎に励振ウェイトが付与されることになる。
【００４６】
合成部２１１は、受信励振ウェイト付与部２９で受信ＯＦＤＭサブキャリア毎に異なる受信励振ウェイトが付与されたＯＦＤＭ信号を合成する。こうして、所望方向から到来するＯＦＤＭ信号以外の信号成分（遅延波成分、干渉波成分等）が抑圧される。
【００４７】
合成部２１１の出力は検波部２１３に供給される。検波部２１３は、ＯＦＤＭサブキャリアに施された変調方式に従った検波処理を行って復調部２１４に出力する。復調部２１４は、検波部２１３の出力をディジタル信号系列（ビット系列）に復調して出力する。
【００４８】
一方、送信系においては、変調部２１５に送信するディジタル信号系列（ビット系列）が入力される。変調部２１５は、入力されたディジタル信号系列（ビット系列）を所定の変調方式によってＯＦＤＭサブキャリアに変調する。変調されたＯＦＤＭ送信信号は、分配部２１２に供給される。分配部２１２はＯＦＤＭ送信信号を各アンテナ素子２１に均等に分配して、各アンテナ素子２１に対応する送信励振ウェイト付与部２１０に出力する。
【００４９】
送信励振ウェイト算出部２８は、受信励振ウェイト算出部２７で算出された受信励振ウェイトを基準にして、送信信号に付与する送信励振ウェイトを算出する。なお、時分割多重（ＴＤＤ）方式で送受信する場合には、送受信無線周波数は同一であるので、送信励振ウェイト算出部２８は、受信励振ウェイトと同一の送信励振ウェイトを発生する。また、周波数分割多重（ＦＤＤ）方式で送受信する場合には、送信励振ウェイト算出部２８は、受信無線周波数と送信無線周波数との差に基づく補正処理を受信励振ウェイトに対し施した結果を送信励振ウェイトとして算出することになる。
【００５０】
送信励振ウェイト付与部２１０は、分配部２１２の出力に対して、所望方向へ送信するための送信励振ウェイトを付与して第２の変換部２６に出力する。
【００５１】
第２の変換部２６は、入力された周波数スペクトル信号を逆フーリエ変換等によって時間波形に変換して送信部２４に出力する。送信部２４は、入力されたＯＦＤＭ送信信号にガードの付加処理及びＤＡ変換処理を施し、更に、周波数変換処理、増幅処理及び帯域制限処理等の送信に必要な種々の処理を施した後に、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２に出力する。
【００５２】
デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２は入力されたＯＦＤＭ送信信号を各アンテナ素子２１に供給する。アンテナ素子２１はＯＦＤＭ送信信号に基づいて励振して、送信信号を空間に放射する。
【００５３】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【００５４】
受信時においては、アンテナ素子２１において受信されたＯＦＤＭ受信信号は、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２を介して受信部２３に供給される。受信部２３においてＯＦＤＭ受信信号はベースバンドディジタル信号に変換され、更に、第１の変換部２５において高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理によって周波数スペクトル信号に変換される。
【００５５】
本実施の形態においては、この周波数スペクトルの状態で励振ウェイトを付与する。受信励振ウェイト算出部２７は、通信周波数に依存した素子間距離とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいて受信励振ウェイトを算出する。受信ウェイト算出部２７は、各アンテナ素子毎で且つ各サブキャリア毎に励振ウェイトを算出しており、受信ウェイト算出部２７は算出した励振ウェイトを対応する受信励振ウェイト付与部２９に出力する。
【００５６】
こうして、各アンテナ素子２１に夫々対応した受信励振ウェイト付与部２９において、第１の変換部２５からの各スペクトル信号毎に励振ウェイトが付与される。各受信励振ウェイト付与部２９の出力は合成部２１１において合成される。これにより、所望方向から到来するＯＦＤＭ信号の信号成分のみが合成され、他の遅延波成分及び干渉波成分等は抑圧される。
【００５７】
合成部２１１の出力は、検波部２１３によって検波され、復調部２１４においてディジタル信号系列（ビット系列）に復調される。
【００５８】
こうして、広帯域な到来波の帯域内の全周波数成分に均一なアンテナ指向性ビームを得ることができ、マルチパス干渉及び同一周波数干渉等の影響を受けにくいＯＦＤＭ信号の受信が可能となる。
【００５９】
一方、送信時には、ディジタル信号系列（ビット系列）を受け取った変調部２１５は、ＯＦＤＭサブキャリアの変調を行う。変調されたＯＦＤＭ送信信号は、分配部２１２にて各アンテナ素子に均等分配されて、送信励振ウェイト付与部２１０に供給される。
【００６０】
送信励振ウェイト算出部２８は、受信励振ウェイト算出部２７で算出された受信励振ウェイトに基づいて送信励振ウェイトを算出する。ＯＦＤＭ送信信号は、送信励振ウェイト付与部２１０において送信励振ウェイトが付与される。
【００６１】
送信励振ウェイト付与部２１０からのＯＦＤＭ送信信号は、第２の変換部２６に与えられて、逆フーリエ変換等により時間波形に変換される。送信部２４において、ＯＦＤＭ送信信号にはガードの付加処理及びＤＡ変換処理が行われ、更に、周波数変換処理、増幅処理、帯域制限処理等が行われて、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２を介してアンテナ素子２１から空間に送信される。
【００６２】
このように、本実施の形態においても、マルチパスやフェージング、そして同一周波数干渉などの干渉波が到来する無線伝播環境下においても、これらの妨害波の影響を受けないＯＦＤＭ信号波の送受信が可能である。
【００６３】
図３は、本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図３において図２と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は、ＯＦＤＭ送受信信号への励振ウェイトの付与を時間波形（時間軸）で行う場合の例である。本実施の形態においても、アンテナ素子の数は２に限らない複数である。
【００６４】
本実施の形態においては、受信部２３の出力は、受信励振ウェイト算出部３７及び受信励振ウェイト付与部３５に供給されるようになっている。受信励振ウェイト算出部３７は、通信周波数に依存した同一特性の複数のアンテナ素子の素子間距離とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいた受信励振ウェイトを算出して各アンテナ素子２１に対応した受信励振ウェイト付与部３５に出力する。
【００６５】
なお、ここで算出される受信励振ウェイトは、アンテナ素子毎且つ受信ＯＦＤＭサブキャリア毎に励振を制御するものであるが、本実施の形態においては、励振ウェイトの付与を時間波形で行うことから、受信励振ウェイト算出部３７で算出した受信励振ウェイトは時間波形に相当する。
【００６６】
受信励振ウェイト付与部３５は、受信励振ウェイトをＯＦＤＭ受信信号に付与して合成部３９に出力する。合成部３９は各受信励振ウェイト付与部３５の出力を合成する。これにより、所望方向から到来するＯＦＤＭ信号以外の信号成分（遅延波成分、干渉波成分等）が抑圧される。
【００６７】
合成部３９の出力は、第１の変換部３１１に供給される。第１の変換部３１１は図２の第１の変換部２５と同一構成であり、入力されたＯＦＤＭ受信信号を周波数スペクトル信号に変換する。第１の変換部３１１の出力は検波部２１３に供給される。
【００６８】
一方、送信系においては、変調部２１５の出力は、第２の変換部３１２に供給される。第２の変換部３１２は図２の第２の変換部２６と同一構成であり、入力されたＯＦＤＭ送信信号を時間波形に変換して分配部３１０に出力する。分配部３１０は入力されたＯＦＤＭ送信信号を各アンテナ素子２１に均等分配して、送信励振ウェイト付与部３６に出力する。
【００６９】
送信励振ウェイト算出部３８は、受信ウェイト算出部３７の出力から送信励振ウェイトを算出する。送信励振ウェイト算出部３８は、時分割多重（ＴＤＤ）方式で送受信する場合には、受信励振ウェイトと同一の送信励振ウェイトを出力する。また、送信励振ウェイト算出部３８は、周波数分割（ＦＤＤ）方式で送受信する場合には、受信無線周波数と送信無線周波数との差に基づく補正処理を受信励振ウェイトに対して施した結果を送信励振ウェイトとして算出する。
【００７０】
送信励振ウェイト付与部３６は、分配部３１０からの時間波形信号に送信励振ウェイトを付与して送信部２４に出力する。他の構成は図２と同様である。
【００７１】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【００７２】
受信時においては、受信部２３から各アンテナ素子２１の出力に基づく時間波形が受信励振ウェイト算出部３７及び受信励振ウェイト付与部３５に供給される。受信ウェイト算出部３７は、入力された時間波形に基づいて、アンテナ素子の素子間距離とＯＦＤＭサブキャリアの周波数間隔とに基づいた受信励振ウェイトを算出する。
【００７３】
ＯＦＤＭ信号においては、所定のタイミングにおいて所定の基準波形を伝送するようになっている、例えばこの基準波形を用いることによって、各アンテナ素子で受信する受信波形の位相差を検出することができる。例えば、受信励振ウェイト算出部３７は、この位相差に基づいて受信励振ウェイトを算出することができる。なお、算出された受信励振ウェイトは時間波形に相当する。
【００７４】
受信部２３からのＯＦＤＭ受信信号には、受信励振ウェイト付与部３５において受信励振ウェイトが付与される。各受信励振ウェイト付与部３５からのＯＦＤＭ受信信号は合成部３９において合成された後、第１の変換部３１１において周波数スペクトル信号に変換される。
【００７５】
第１の変換部３１１の出力は、検波部２１３において検波され、復調部２１４においてディジタル信号系列（ビット系列）に復調される。
【００７６】
送信時においては、ディジタル信号系列は変調部２１５に与えられて、ＯＦＤＭサブキャリアが変調される。変調部２１５からのＯＦＤＭ送信信号は、第２の変換部３１２において時間波形に変換される。この場合には、ＯＦＤＭ信号特有のガードが付加される。
【００７７】
第２の変換部３１２からのＯＦＤＭ送信信号は、分配部３１０によって各アンテナ素子毎に均等分配されて送信励振ウェイト付与部３６に供給される。送信励振ウェイト付与部３６は、ＯＦＤＭ送信信号に送信励振ウェイト算出部３８からの送信励振ウェイトを付与して送信部２４に供給する。
【００７８】
送信励振ウェイトが付与されたＯＦＤＭ送信信号は、送信部２４において所定の送信処理が施された後、デュープレクサ又はＲＦスイッチ２２を介してアンテナ素子２１に供給されて、空間に送信される。
【００７９】
このように、本実施の形態においても、図２の実施の形態と同様の効果を得ることができる。また、図２の実施の形態においては、各アンテナ素子毎に第１の変換部を設けたが、本実施の形態においては、１つの第１の変換部によって構成することができ、回路規模を低減することができるという利点がある。
【００８０】
図４は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図４において図２と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は図２の実施の形態における励振ウェイトの算出方法を具体的に実現した一例を示している。図４においては、受信系及び送信系の一部のみを示しており、同一特性の複数のアンテナ素子、デュープレクサ又はＲＦスイッチ等は省略してある。本実施の形態は図示しない同一特性のｎ個のアンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎを用いた例である。なお、図４では、各部の配線は図面の簡略化のためにｎ本設けていない。
【００８１】
図４において、ｎ個のアンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎからの受信信号は夫々受信部２３＃１乃至２３＃ｎに供給される。受信部２３＃１乃至２３＃ｎは図２の受信部２３と同様の構成であり、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を夫々第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎに出力する。
【００８２】
第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎは、図２の第１の変換部２５と同様の構成であり、ＯＦＤＭ信号を周波数スペクトル信号に変換して、夫々受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎに出力すると共に、第１のサブキャリア励振ウェイト算出部４２にも出力する。なお、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア数はｍ本であるものとする。受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎは、図２の受信励振ウェイト付与部２９と同様の構成であり、周波数スペクトル信号に受信励振ウェイトを付与して出力するようになっている。
【００８３】
本実施の形態においては、受信励振ウェイト及び送信励振ウェイトは、第１のサブキャリア励振ウェイト算出部４２において発生するようになっている。第１のサブキャリア励振ウェイト算出部４２は、図２の受信励振ウェイト算出部２７及び送信励振ウェイト算出部２８の機能を有する。
【００８４】
第１のサブキャリア励振ウェイト算出部４２は、受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍ及び送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎを有している。第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎからの同一サブキャリアの周波数スペクトル信号同士が対応するサブキャリア用の受信励振ウェイト算出部に供給される。受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍは、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎから各サブキャリアの出力が与えられて、夫々、サブキャリア＃１乃至サブキャリア＃ｍを夫々励振するための受信励振ウェイトを発生するようになっている。サブキャリア＃１乃至サブキャリア＃ｍ用の各受信励振ウェイトは、各アンテナ素子毎にまとめられて、各アンテナ素子に対応した送信ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎ及び受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎに供給される。
【００８５】
送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎは、算出されたサブキャリア＃１乃至サブキャリア＃ｍ用の各受信励振ウェイトを用いて、アンテナ素子毎に、且つサブキャリア＃１乃至サブキャリア＃ｍ毎に送信励振ウェイトを算出して、各アンテナ素子に対応した送信励振ウェイト付与部２１０＃１乃至２１０＃ｎに出力する。送信励振ウェイト付与部２１０＃１乃至２１０＃ｎの構成は、図２の送信励振ウェイト付与部２１０と同様であり、図示しない分配部からのＯＦＤＭ送信信号に送信励振ウェイトを付与するようになっている。
【００８６】
次に、このように構成された実施の形態の動作について図５の説明図を参照して説明する。図５は送受信励振ウェイトの算出を説明するためのものであり、図５（ａ）はアンテナ素子の配列を示し、図５（ｂ）はＯＦＤＭサブキャリアを示している。
【００８７】
同一特性のｎ個のアンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎで受信したＯＦＤＭ受信信号は、夫々受信部２３＃１乃至２３＃ｎに供給される。受信部２３＃１乃至２３＃ｎによって、ＯＦＤＭ受信信号はベースバンドディジタル信号に変換される。受信部２３＃１乃至２３＃ｎの出力は、夫々第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎに与えられて、周波数スペクトル信号に変換される。
【００８８】
第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎからのサブキャリア＃１の周波数スペクトル信号は受信励振ウェイト算出部４０＃１に供給され、同様に、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎからのサブキャリア＃２乃至＃ｍの各周波数スペクトル信号は夫々受信励振ウェイト算出部４０＃２乃至４０＃ｍに供給される。
【００８９】
ここで、励振ウェイトの算出について図５を参照して説明する。図５（ａ）は同一特性の複数のアンテナ素子を素子間隔ｄで配列した状態を示しており、一般的には、Ｍ素子等間隔線形アレイアンテナと呼ばれる。
【００９０】
図５（ａ）において、隣接するアンテナ素子間で生じる伝播遅延（距離及び時間）をアンテナ素子２１＃１を基準に考えると、伝播遅延距離ｌは下記（１）式によって示される。
【００９１】
【００９２】
【００９３】
【００９４】
【００９５】
【００９６】
（６）式に示すように、アンテナ素子２１＃ｉの最適な受信励振ウェイトは、受信周波数ｆR とサブキャリア周波数ｆj に依存する。以上より、適応可変指向性アンテナでＯＦＤＭ信号の送受信を適切に行うには、送受信周波数に依存したアンテナ素子間隔ｄとＯＦＤＭサブキャリア周波数間隔とに基づく送受信励振ウェイトを算出すればよい。一般的にＯＦＤＭサブキャリアは均等間隔で配列されているので、図５（ｂ）に示すようにサブキャリア間隔をｆs とすれば、上述した（１）〜（６）式のｆj は、下記（７）式で表現することができる。
【００９７】
ｆj ＝ｊ×ｆs …（７）
図４において、受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍは、上記（６）式に示す受信励振ウェイトｗi,j を算出する。受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍが求めた受信励振ウェイトは、各アンテナ素子毎にまとめられて、受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎに供給される。受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎは、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎからの周波数スペクトル信号に、対応するサブキャリアの受信励振ウェイトを付与して出力する。受信系における他の作用は図２と同様である。
【００９８】
一方、送信系においては、サブキャリア毎の受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍで算出された受信励振ウェイトは、送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎに入力され、所定のアクセス方式に併せて補正処理が施される。
【００９９】
時分割多重（ＴＤＤ）方式で送受信をする場合には、送信励振ウェイトは受信励振ウェイトと同一であるので、送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎは受信励振ウェイト算出部４０＃１乃至４０＃ｍの出力をそのまま出力する。周波数分割多重（ＦＤＤ）方式で送受信をする場合には、送信励振ウェイト算出部４１＃１乃至４１＃ｎは、受信無線周波数と送信無線周波数との差に基づく補正処理を受信励振ウェイトに施した結果を送信励振ウェイトとして出力することになる。
【０１００】
即ち、送信周波数ｆT が受信周波数ｆR と異なる場合には、上記（６）式を下記（８）式のように変形すればよい。
【０１０１】
【０１０２】
このように本実施の形態においても、ＯＦＤＭ信号がサブキャリア（線スペクトル）で構成されている利点を活かして、各サブキャリア（線スペクトル）毎にＯＦＤＭ信号の到来方向の推定を行うことにより、マルチパスやフェージング及び同一周波数干渉等の干渉波が到来する無線伝播環境下において、これらの妨害波の影響を受けることなく、広帯域のＯＦＤＭ信号波を空間的に送受信することを可能にしている。つまり、ＯＦＤＭ送受信信号の帯域内の全周波数成分に均一なアンテナ指向性ビームを制御することが可能である。
【０１０３】
なお、上記（６）式は第ｊサブキャリアを基準に導出される受信励振ウェイトであり、このウェイトを仮にｆj ’＝ｆj ＋δｆの周波数サブキャリアにも使用したと想定すると、各アンテナ素子で生じるベクトル誤差Δは、下記（９）式に示すものとなる。
【０１０４】
【０１０５】
図６は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図６において図４と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は励振ウェイトの算出方法が図４の実施の形態と異なる。本実施の形態は図４の第１サブキャリア励振ウェイト算出部４２に代えて励振ウェイト算出部６０を採用した点が図４の実施の形態と異なる。
【０１０６】
励振ウェイト算出部６０は、第１の基準励振ウェイト算出部６１及び第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２によって構成されている。第１の基準励振ウェイト算出部６１には、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎの出力のうち所定のサブキャリア＃ｊの周波数スペクトル信号が供給される。
【０１０７】
第１の基準励振ウェイト算出部６１は、各アンテナ素子におけるサブキャリア＃ｊの受信励振ウェイトを算出する。この受信励振ウェイトを基準励振ウェイトとして、第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２のサブキャリア受信励振ウェイト算出部６３及びサブキャリア送信励振ウェイト算出部６４に供給する。
【０１０８】
サブキャリア受信励振ウェイト算出部６３は、基準励振ウェイトを基準にサブキャリア間隔に従った補正を基準励振ウェイトに対して行い、各アンテナ素子で受信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの受信励振ウェイトを算出する。また、サブキャリア送信励振ウェイト算出部６４は、基準励振ウェイトを基準にサブキャリア間隔と送受信周波数の差に従った補正を基準励振ウェイトに対して行い、各アンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの送信励振ウェイトを算出する。
【０１０９】
サブキャリア受信励振ウェイト算出部６３の算出結果は、受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎに与えられて、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎの変換結果である周波数スペクトル信号に受信励振ウェイトが付与される。サブキャリア送信励振ウェイト算出部６４の算出結果は、送信励振ウェイト付与部２１０＃１乃至２１０＃ｎに供給され、送信されるＯＦＤＭ信号周波数スペクトル信号に送信励振ウェイトが付与される。
【０１１０】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【０１１１】
第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎから周波数スペクトル信号が得られることは図４の実施の形態と同様である。本実施の形態においては、第１の変換部２５＃１乃至２５＃ｎからの第１乃至第ｍサブキャリアのうち第ｊサブキャリアの周波数スペクトル信号のみを第１の基準励振ウェイト算出部６１に供給するようになっている。
【０１１２】
第１の基準励振ウェイト算出部６１は、入力された第ｊサブキャリアの周波数スペクトル信号から第ｊサブキャリアの励振ウェイトを算出して基準励振ウェイトとして第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２に供給する。
【０１１３】
第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２のサブキャリア受信励振ウェイト算出部６３は、基準励振ウェイトを基準にサブキャリア間隔に従った補正を基準励振ウェイトに対して行い、各アンテナ素子で受信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの受信励振ウェイトを算出する。
【０１１４】
また、サブキャリア送信励振ウェイト算出部６４では、基準励振ウェイトを基準にサブキャリア間隔と送受信周波数の差に従った補正を基準励振ウェイトに対して行い、各アンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの送信励振ウェイトを算出する。サブキャリア送受信励振ウェイト算出部６３，６４における具体的な算出過程及び算出結果は、上記（１）式乃至（８）式に示すものと同様である。
【０１１５】
こうして算出された受信励振ウェイト及び送信励振ウェイトが夫々受信励振ウェイト付与部２９＃１乃至２９＃ｎ及び送信励振ウェイト付与部２１０＃１乃至２１０＃ｎに供給される。
【０１１６】
他の作用は図４の実施の形態と同様である。
【０１１７】
このように、本実施の形態においても、図４の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１１８】
図７は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図７において図３及び図６と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は図３の実施の形態における励振ウェイトの算出方法を具体的に実現した一例を示している。図７においては、受信系及び送信系の一部のみを示しており、同一特性の複数のアンテナ素子、デュープレクサ又はＲＦスイッチ等は省略してある。本実施の形態は図示しない同一特性のｎ個のアンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎを用いた例である。なお、図７では、各部の配線は図面の簡略化のためにｎ本設けていない。
【０１１９】
図７においては、受信部２３＃１乃至２３＃ｎの出力（時間波形）は、夫々、そのまま受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃及び第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎに供給される。
【０１２０】
参照ＯＦＤＭ信号生成部７６は、所定のタイミングでＯＦＤＭ信号に挿入されている参照ＯＦＤＭ信号と同一波形の参照ＯＦＤＭ信号を生成して第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎに出力する。第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎは、受信部２３＃１乃至２３＃ｎからの時間波形と参照ＯＦＤＭ信号との相関値を求めて励振ウェイト算出部７０に出力するようになっている。
【０１２１】
励振ウェイト算出部７０は第２の基準励振ウェイト算出部７１及び第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２によって構成されている。第２の基準励振ウェイト算出部７１に入力される相関値は、各アンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎで受信される受信波形の位相差に相当する。第２の基準励振ウェイト算出部７１は、入力された相関値に基づいて、所定の中心周波数における基準励振ウェイトを算出する。この基準励振ウェイトは第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２に供給される。
【０１２２】
基準励振ウェイトは、ＯＦＤＭ受信信号の平均周波数（中心周波数）の受信励振ウェイトに相当するので、サブキャリア励振ウェイト算出部６２は、基準励振ウェイトから受信ＯＦＤＭ信号の各サブキャリアの励振ウェイトを算出すると共に、送信ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの励振ウェイトを算出する。
【０１２３】
第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２からの受信励振ウェイトは受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃ｎに与えられ、送信励振ウェイトは送信励振ウェイト付与部３６＃１乃至３６＃ｎに与えられる。受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃ｎは、図３の受信励振ウェイト付与部３５と同様の構成であり、時間軸信号に受信励振ウェイトを付与して出力するようになっている。また、送信励振ウェイト付与部３６＃１乃至３６＃ｎの構成は、図３の送信励振ウェイト付与部３６と同様であり、図示しない分配部からのＯＦＤＭ送信信号に送信励振ウェイトを付与するようになっている。
【０１２４】
なお、受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃ｎの出力が図示しない合成部を介して第１の変換部に供給されて、周波数スペクトル信号に変換されるようになっている。
【０１２５】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【０１２６】
受信部２３＃１乃至２３＃ｎからベースバンドのＯＦＤＭ信号が得られることは図３の実施の形態と同様である。本実施の形態においても、受信部２３＃１乃至２３＃ｎからの時間波形を受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃ｎに供給する。
【０１２７】
また、受信部２３＃１乃至２３＃ｎからの時間波形は第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎにも供給される。第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎには、参照ＯＦＤＭ信号も入力されており、第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎは、夫々受信部２３＃１乃至２３＃ｎからの時間波形と参照ＯＦＤＭ信号との相関値を求めて第２の基準励振ウェイト算出部７１に出力する。
【０１２８】
相関値は、所定の中心周波数における位相ずれを示しており、第２の基準励振ウェイト算出部７１は、各アンテナ素子に対応した相関値に基づいて、基準励振ウェイトを求める。この基準励振ウェイトは、ＯＦＤＭ受信信号の平均周波数（中心周波数）の受信励振ウェイトに相当する。
【０１２９】
この基準励振ウェイトを第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２に与えて各アンテナ素子毎の受信励振ウェイト及び送信励振ウェイトを算出することは図６の実施の形態と同様である。
【０１３０】
受信励振ウェイト付与部３５＃１乃至３５＃ｎは、受信部２３＃１乃至２３＃ｎからの時間波形に受信励振ウェイトを付与して出力する。また、送信励振ウェイト付与部３６＃１乃至３６＃ｎは、分配部からの送信ＯＦＤＭ信号に送信励振ウェイトを付与して出力する。他の作用は図３及び図６の実施の形態と同様である。
【０１３１】
このように、本実施の形態においても、図３及び図６の実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【０１３２】
図８は本発明の他の実施の形態を示すブロック図である。図８において図７と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。本実施の形態は参照ＯＦＤＭ信号生成部を省略した例である。
【０１３３】
本実施の形態は参照ＯＦＤＭ信号生成部７６を省略すると共に、第１の相関値算出部７５＃１乃至７５＃ｎに夫々代えて第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎを設け、第２の基準励振ウェイト算出部７１に代えて第３の基準励振ウェイト算出部８１を有する励振ウェイト算出部８０を設けた点が図７の実施の形態と異なる。
【０１３４】
第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎには夫々受信部２３＃１乃至２３＃ｎの出力が供給されると共に、受信部２３＃１の出力も供給されるようになっている。第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎは、アンテナ素子２１＃１に対応した受信部２３＃１の出力と各アンテナ素子２１＃１乃至２１＃ｎに対応した受信部２３＃１乃至２３＃ｎの出力との相関を求めるようになっている。この場合においても、第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎからの相関値は、各アンテナ素子が受信する受信信号の位相差に基づくものとなる。
【０１３５】
第３の基準励振ウェイト算出部８１は、第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎからの相関値に基づいて、受信ＯＦＤＭ信号の所定の中心周波数に対応する基準励振ウェイトを求めて第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２に供給するようになっている。
【０１３６】
次に、このように構成された実施の形態の動作について説明する。
【０１３７】
受信部２３＃１乃至２３＃ｎからのベースバンドのＯＦＤＭ受信信号は、第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎに供給される。第２の相関値算出部８５＃１乃至８５＃ｎは、受信部２３＃１乃至２３＃ｎの出力と受信部２３＃１の出力との相関値を算出する。これらの相関値が第３の基準励振ウェイト算出部８１に供給されて、基準励振ウェイトが求められる。
【０１３８】
第３の基準励振ウェイト算出部８１が求めた基準励振ウェイトは、ＯＦＤＭ受信信号の平均周波数（中心周波数）の受信励振ウェイトに相当する。この基準励振ウェイトを第２のサブキャリア励振ウェイト算出部６２に供給して、受信励振ウェイト及び送信励振ウェイトを得る。
【０１３９】
他の作用は図７の実施の形態と同様である。
【０１４０】
本実施の形態においては、図７の実施の形態と同様の効果を得ることができると共に、参照ＯＦＤＭ信号生成部を省略して回路規模を縮小することができるという利点を有する。
【０１４１】
図９及び図１０は本発明に係る適応可変指向性アンテナのアンテナ部を説明するための説明図である。
【０１４２】
図９は同一特性の複数のアンテナ素子を直線状に配列した線形アレイ（リニアアレイ）を上方から見て模式的に示している。同一特性の複数のアンテナ素子９１は素子間隔０．５λ〜１．０λ（λは波長）で等間隔に配置される。このような配置により均一なアンテナ指向性ビームを制御することが可能になる。
【０１４３】
また、図１０は、同一特性の複数のアンテナ素子１０１を円形状、又は多角形状に配列した円形アレイ又は多角形アレイを上方より見て模式的に示している。同一特性の複数のアンテナ素子１０１は素子間隔０．５λ〜１．０λで等間隔に配置される。このような配置により均一なアンテナ指向性ビームを制御することが可能になる。
【０１４４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、広帯域な到来波の帯域内の全周波数成分に均一なアンテナ指向性ビームを得ることにより、広帯域信号であっても妨害波の影響を受けない送受信を可能にすることができるという効果を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る適応可変指向性アンテナの一実施の形態を示すブロック図。
【図２】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図３】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図４】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図５】励振ウェイトの算出方法を説明するための説明図。
【図６】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図７】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図８】本発明の他の実施の形態を示すブロック図。
【図９】アンテナ素子のと配列を示す説明図。
【図１０】アンテナ素子のと配列を示す説明図。
【図１１】実施の形態を説明するための図表。
【符号の説明】
１…アンテナ素子、３…励振ウェイト算出部、４…励振ウェイト付与部、７…受信励振ウェイト付与部、８…送信励振ウェイト付与部
Claims (3)
- ＯＦＤＭ信号を送受信するための同一特性の複数のアンテナ素子と、
前記複数のアンテナ素子の素子間隔及び前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔に基づいて、前記複数のアンテナ素子を各アンテナ素子毎で且つ前記サブキャリア毎に励振制御可能な励振ウェイトを算出する励振ウェイト算出手段と、
前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号又は前記複数のアンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号に前記励振ウェイト算出手段が算出した励振ウェイトを付与する励振ウェイト付与手段とを具備し、
前記励振ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ受信信号のサブキャリアのうち少なくとも一本のサブキャリアを用いて基準励振ウェイトを算出する第１の基準励振ウェイト算出手段と、
前記第１の基準励振ウェイト算出手段が算出した基準励振ウェイトに基づいて送受信ＯＦＤＭ信号のサブキャリア毎に励振ウェイトを算出する第２のサブキャリア励振ウェイト算出手段とを具備したことを特徴とする適応可変指向性アンテナ。 - ＯＦＤＭ信号を送受信するための同一特性の複数のアンテナ素子と、
前記複数のアンテナ素子の素子間隔及び前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔に基づいて、前記複数のアンテナ素子を各アンテナ素子毎で且つ前記サブキャリア毎に励振制御可能な励振ウェイトを算出する励振ウェイト算出手段と、
前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号又は前記複数のアンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号に前記励振ウェイト算出手段が算出した励振ウェイトを付与する励振ウェイト付与手段とを具備し、
前記励振ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号と前記ＯＦＤＭ信号に対応する参照ＯＦＤＭ信号との相関値を算出する第１の相関値算出手段と、
前記第１の相関値算出手段の出力である相関値を用いて基準励振ウェイトを算出する第２の基準励振ウェイト算出手段と、
前記第２の基準励振ウェイト算出手段で算出された基準励振ウェイトに基づいて送受信ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの励振ウェイトを算出する第３のサブキャリア励振ウェイト算出手段とを具備したことを特徴とする適応可変指向性アンテナ。 - ＯＦＤＭ信号を送受信するための同一特性の複数のアンテナ素子と、
前記複数のアンテナ素子の素子間隔及び前記ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの周波数間隔に基づいて、前記複数のアンテナ素子を各アンテナ素子毎で且つ前記サブキャリア毎に励振制御可能な励振ウェイトを算出する励振ウェイト算出手段と、
前記複数のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ信号又は前記複数のアンテナ素子で送信するＯＦＤＭ信号に前記励振ウェイト算出手段が算出した励振ウェイトを付与する励振ウェイト付与手段とを具備し、
前記励振ウェイト算出手段は、前記複数のアンテナ素子のうちの所定の基準アンテナ素子で受信したＯＦＤＭ受信信号と前記基準アンテナ素子以外のアンテナ素子で受信したＯＦＤＭ受信信号との相関値を算出する第２の相関値算出手段と、
前記第２の相関値算出手段の出力である相関値を用いて基準励振ウェイトを算出する第３の基準励振ウェイト算出手段と、
前記第３の基準励振ウェイト算出手段で算出された基準励振ウェイトに基づいて送受信ＯＦＤＭ信号のサブキャリアの励振ウェイトを算出する第４のサブキャリア励振ウェイト算出手段とを具備したことを特徴とする適応可変指向性アンテナ。
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|---|---|---|---|---|
| JP3724940B2 (ja) * | 1998-01-08 | 2005-12-07 | 株式会社東芝 | Ｏｆｄｍダイバーシチ受信装置 |
| US7952511B1 (en) | 1999-04-07 | 2011-05-31 | Geer James L | Method and apparatus for the detection of objects using electromagnetic wave attenuation patterns |
| US6795392B1 (en) * | 2000-03-27 | 2004-09-21 | At&T Corp. | Clustered OFDM with channel estimation |
| US7068628B2 (en) * | 2000-05-22 | 2006-06-27 | At&T Corp. | MIMO OFDM system |
| US8363744B2 (en) | 2001-06-10 | 2013-01-29 | Aloft Media, Llc | Method and system for robust, secure, and high-efficiency voice and packet transmission over ad-hoc, mesh, and MIMO communication networks |
| EP1821480B1 (en) * | 2000-08-24 | 2009-10-21 | Sony Deutschland Gmbh | Communication device for receiving and transmitting OFDM signals in a wireless communication system |
| US7072315B1 (en) | 2000-10-10 | 2006-07-04 | Adaptix, Inc. | Medium access control for orthogonal frequency-division multiple-access (OFDMA) cellular networks |
| US6947748B2 (en) | 2000-12-15 | 2005-09-20 | Adaptix, Inc. | OFDMA with adaptive subcarrier-cluster configuration and selective loading |
| GB2373973B (en) * | 2001-03-30 | 2003-06-11 | Toshiba Res Europ Ltd | Adaptive antenna |
| JP4496673B2 (ja) | 2001-06-07 | 2010-07-07 | 株式会社デンソー | Ｏｆｄｍ方式の送受信機 |
| US7961589B2 (en) * | 2001-09-28 | 2011-06-14 | Intel Corporation | System and related methods for introducing sub-carrier diversity in a wideband communication system |
| JP3814182B2 (ja) * | 2001-10-17 | 2006-08-23 | 国立大学法人 北海道大学 | 無線装置およびアダプティブアレイ処理方法 |
| JP3800074B2 (ja) * | 2001-11-12 | 2006-07-19 | 株式会社デンソー | Ｏｆｄｍ方式の通信機 |
| KR100430524B1 (ko) * | 2001-12-04 | 2004-05-10 | 삼성전자주식회사 | 적응 배열 안테나를 사용한 ｏｆｄｍ 수신 시스템 및 그방법 |
| ITTO20011200A1 (it) * | 2001-12-21 | 2003-06-21 | Rai Radiotelevisione Italiana | Procedimento e apparato di ricezione di segnali radio, particolarmente di tipo numerico multi-portante. |
| JP2003243921A (ja) * | 2002-02-15 | 2003-08-29 | Ntt Docomo Inc | アンテナの指向角を制御する無線受信装置および方法 |
| US6862456B2 (en) * | 2002-03-01 | 2005-03-01 | Cognio, Inc. | Systems and methods for improving range for multicast wireless communication |
| US6687492B1 (en) * | 2002-03-01 | 2004-02-03 | Cognio, Inc. | System and method for antenna diversity using joint maximal ratio combining |
| EP1769585A4 (en) * | 2002-03-01 | 2009-12-02 | Ipr Licensing Inc | COMBINED SYSTEM AND METHOD FOR COMPOSITE COMPATIBILITY USING TIME-RATE SIGNAL PROCESSING |
| US6785520B2 (en) * | 2002-03-01 | 2004-08-31 | Cognio, Inc. | System and method for antenna diversity using equal power joint maximal ratio combining |
| GB2386476B (en) * | 2002-03-14 | 2004-05-12 | Toshiba Res Europ Ltd | Antenna signal processing systems |
| US6871049B2 (en) * | 2002-03-21 | 2005-03-22 | Cognio, Inc. | Improving the efficiency of power amplifiers in devices using transmit beamforming |
| JP4098027B2 (ja) * | 2002-08-01 | 2008-06-11 | 松下電器産業株式会社 | 無線基地局装置 |
| US8457230B2 (en) * | 2002-08-21 | 2013-06-04 | Broadcom Corporation | Reconfigurable orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) chip supporting single weight diversity |
| JP4309110B2 (ja) | 2002-09-27 | 2009-08-05 | パナソニック株式会社 | 適応アンテナ無線通信装置 |
| JP2004274603A (ja) * | 2003-03-11 | 2004-09-30 | Sony Corp | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| US6927728B2 (en) | 2003-03-13 | 2005-08-09 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for multi-antenna transmission |
| US7369526B2 (en) | 2003-09-11 | 2008-05-06 | The Kohl Group, Inc. | Flexible transport system including support for bilateral user access |
| US7385914B2 (en) * | 2003-10-08 | 2008-06-10 | Atheros Communications, Inc. | Apparatus and method of multiple antenna transmitter beamforming of high data rate wideband packetized wireless communication signals |
| US8204149B2 (en) | 2003-12-17 | 2012-06-19 | Qualcomm Incorporated | Spatial spreading in a multi-antenna communication system |
| US7336746B2 (en) | 2004-12-09 | 2008-02-26 | Qualcomm Incorporated | Data transmission with spatial spreading in a MIMO communication system |
| US8169889B2 (en) | 2004-02-18 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity and spatial spreading for an OFDM-based multi-antenna communication system |
| US8923785B2 (en) | 2004-05-07 | 2014-12-30 | Qualcomm Incorporated | Continuous beamforming for a MIMO-OFDM system |
| KR100703322B1 (ko) | 2004-05-07 | 2007-04-03 | 삼성전자주식회사 | 배열 안테나 시스템을 위한 빔 형성 장치 및 방법 |
| US8285226B2 (en) * | 2004-05-07 | 2012-10-09 | Qualcomm Incorporated | Steering diversity for an OFDM-based multi-antenna communication system |
| US7978778B2 (en) | 2004-09-03 | 2011-07-12 | Qualcomm, Incorporated | Receiver structures for spatial spreading with space-time or space-frequency transmit diversity |
| US20060057865A1 (en) * | 2004-09-14 | 2006-03-16 | Yung-Hsin Huang | Electric output structure for a multi-layer power supply |
| US8363577B2 (en) * | 2005-05-13 | 2013-01-29 | Qualcomm Incorporated | Low complexity beamforming for multiple antenna systems |
| JP2006345300A (ja) * | 2005-06-09 | 2006-12-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 基地局装置及び送信方法 |
| CN102142877B (zh) | 2005-09-01 | 2012-09-12 | 夏普株式会社 | 发送控制方法以及发送控制装置 |
| US20070070934A1 (en) * | 2005-09-28 | 2007-03-29 | Pieter Van Rooyen | Method and system for a reconfigurable OFDM radio supporting diversity |
| JP4528236B2 (ja) * | 2005-09-29 | 2010-08-18 | 株式会社日立製作所 | 無線基地局装置および通信方法 |
| PL1944882T3 (pl) | 2005-10-31 | 2011-07-29 | Snaptrack Inc | Urządzenie terminala, urządzenie stacji bazowej i system komunikacyjny |
| WO2007052649A1 (ja) | 2005-10-31 | 2007-05-10 | Sharp Kabushiki Kaisha | 無線送信機、無線通信システム及び無線送信方法 |
| JP4708206B2 (ja) * | 2006-02-10 | 2011-06-22 | 日本電信電話株式会社 | 無線通信方法及び無線基地局 |
| US8290089B2 (en) | 2006-05-22 | 2012-10-16 | Qualcomm Incorporated | Derivation and feedback of transmit steering matrix |
| JP4732239B2 (ja) * | 2006-05-29 | 2011-07-27 | 京セラ株式会社 | 無線基地局及び無線基地局の制御方法 |
| JP4633782B2 (ja) * | 2007-12-19 | 2011-02-16 | パナソニック株式会社 | 無線基地局装置 |
| FR2938990B1 (fr) * | 2008-11-27 | 2011-01-21 | Canon Kk | Procede et dispositif de pointage d'antenne |
| JP4832548B2 (ja) * | 2009-04-28 | 2011-12-07 | パナソニック株式会社 | 送信装置及び送信方法 |
| JP5626688B2 (ja) * | 2009-08-13 | 2014-11-19 | 国立大学法人 奈良先端科学技術大学院大学 | 無線受信装置 |
| US8509170B2 (en) * | 2009-12-18 | 2013-08-13 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for transmitting preamble in broadband wireless communication system |
| JP5729835B2 (ja) * | 2012-09-26 | 2015-06-03 | 日本電信電話株式会社 | 基地局装置、無線通信方法、及び無線通信システム |
| KR102205460B1 (ko) * | 2014-11-27 | 2021-01-20 | 한국전자통신연구원 | 회전모드형 배열 안테나 장치, 그리고 무선 통신 단말기 및 방법 |
| WO2017001003A1 (en) * | 2015-06-30 | 2017-01-05 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Optical beamforming |
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Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5995483A (en) * | 1996-08-22 | 1999-11-30 | Tellabs Operations, Inc. | Apparatus and method for upstream clock synchronization in a multi-point OFDM/DMT digital communication system |
| JP3497672B2 (ja) * | 1996-09-18 | 2004-02-16 | 株式会社東芝 | アダプティブアンテナおよびマルチキャリア無線通信システム |
| US5933421A (en) * | 1997-02-06 | 1999-08-03 | At&T Wireless Services Inc. | Method for frequency division duplex communications |
| US5867478A (en) * | 1997-06-20 | 1999-02-02 | Motorola, Inc. | Synchronous coherent orthogonal frequency division multiplexing system, method, software and device |
| US5973642A (en) * | 1998-04-01 | 1999-10-26 | At&T Corp. | Adaptive antenna arrays for orthogonal frequency division multiplexing systems with co-channel interference |
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