JP3728899B2

JP3728899B2 - High voltage generation circuit

Info

Publication number: JP3728899B2
Application number: JP28581197A
Authority: JP
Inventors: 安彦戸田
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1997-10-17
Filing date: 1997-10-17
Publication date: 2005-12-21
Anticipated expiration: 2017-10-17
Also published as: JPH11122502A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、陰極線管（ＣＲＴ）のアノード等に印加する高電圧を発生させる高電圧発生回賂に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の高電圧発生回路として、図７に示すものが知られている。この高電圧発生回路は、高圧発生回路２８、高圧検出回路２９および制御回路３０を備えている。高圧検出回路２９は、高圧発生回路２８から出力された高電圧の変動を検出する。制御回路３０は、高圧検出回路２９からの検出電圧に基づいて電源電圧をいったん平滑してからフライバックトランスの１次側回路に印加する駆動電源８の電圧を直流的に制御することにより、高圧発生回路２８から出力される高電圧の変動を補正して出力電圧の安定化を図る。
【０００３】
高圧発生回路２８は、トランジスタ２、ダンパーダイオード３、共振コンデンサ４、フライバックトランス５、駆動電源８、整流ダイオード２２，２３およびクランプダイオード６，７にて構成されている。高圧検出回路２９は、高圧発生回路２８から出力された高電圧を抵抗分圧するための分圧抵抗器１６，１７と、高圧発生回路２８から出力される高電圧の立上がりスピードを速くするためのスピードアップコンデンサ１５１，１５２を備えている。分圧抵抗器１６はスピードアップコンデンサ１５１と並列回路を構成し、分圧抵抗器１７はスピードアップコンデンサ１５２と並列回路を構成している。１４８はフォーカス用可変抵抗器、１４９はスクリーン用可変抵抗器であり、１４７，１４８，１４９は抵抗分圧回路を構成している。また、１５４はフォーカス用コンデンサ、１５５はスクリーン用コンデンサである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の高電圧発生回路にあっては、スピードアップコンデンサ１５１に高圧発生回路２８から出力される高圧（１ｋＶ〜数十ｋＶ）の電圧がかかるため、コンデンサ１５１として高耐圧仕様のものを使用する必要があり、高価かつ大型になるという問題があった。上記制御回路３０は高圧検出回路２９による検出電圧をフィードバックして、出力電圧の変動を補正するものであるが、抵抗分圧回路だけでは、補正遅れが生じるため、スピードアップコンデンサは必須である。
【０００５】
また、陰極線管（ＣＲＴ）は一般に数百〜数干ｐＦの静電容量を有しているため、これが平滑コンデンサとして作用するが、従来の高圧安定化回路の性能不足から、例えば図８に示すように、陰極線管の画面Ａの中に輝度レベルの高い白い部分Ｗ（ハッチング部分Ｂは黒い部分）があると、この白い部分Ｗで陰極線管内に大きなビーム電流が流れて高電圧が低下し、その低下を速い時間で回復させることができなくなり、画面の白い部分Ｗの輪郭線が点線で示すように台形歪みとなって表れ、画質が劣化するという間題が生じる。
【０００６】
この対策として、図７に示すように、高圧出力部と接地間に平滑用コンデンサ１５０を設けるのが一般的であった。しかし、そのためには大型で高価な大容量高耐圧のコンデンサが必要となる。また、スピードアップコンデンサ１５１の容量を大きくすることによって、これを平滑コンデンサとしても作用させるものが提案されているが、この場合、出力電圧の立ち上がり時に高圧検出回路２９の検出電圧が過渡的に高くなるので、高電圧の立ち上がりスピードが遅くなる。そのため、出力電圧の立ち上がり時の画面変化を顕在化させないようにするためにブランキング期間を長く設定する必要がある。
【０００７】
そこで、この発明の目的は、高圧検出回路の高圧回路部のスピードアップコンデンサを大型化することなく、かつ、高圧出力電圧の立上がりスピードを高速化した高電圧発生回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
以上の目的を達成するため、この発明に係る高電圧発生回路は、フライバックトランスの１次側電流を断続して、駆動電源から供給される電気エネルギをフライバックトランスとコンデンサを含むＬＣ共振回路に蓄積し、このＬＣ共振回路に蓄積された電気エネルギを高電圧に変換して出力する高電圧発生回路において、
前記フライバックトランスの終段整流出力部の電圧を抵抗分圧して高電圧検出用電圧を出力する高電圧検出用抵抗分圧回路と、前記フライバックトランスの中段整流出力部の電圧を抵抗分圧してフォーカス電圧を出力するフォーカス電圧出力回路とを備え、前記高電圧検出用抵抗分圧回路の低圧側の抵抗器に低圧側のスピードアップコンデンサを並列接続し、前記高電圧検出用抵抗分圧回路の高圧側の抵抗器に対して複数段の高圧側スピードアップコンデンサの直列回路を並列接続するとともに、前記高圧側スピードアップコンデンサのいずれかの接続点を前記フォーカス電圧出力回路の出力部に接続する。
【０００９】
以上の構成により、高圧側のスピードアップコンデンサの数が従来の高電圧発生回路に比較して多くなり、個々のスピードアップコンデンサの電圧分担が少なくなる。しかも、高圧側スピードアップコンデンサのいずれかの接続点がフォーカス電圧を出力する抵抗分圧回路に接続されているため、高圧側スピードアップコンデンサの電圧分担のあばれ（ばらつき）が抑えられる。そのため、個々のスピードアップコンデンサを耐圧の低い小型のコンデンサで構成できる。
【００１０】
また、この発明の高電圧発生回路は、前記高電圧検出用抵抗分圧回路からの出力電圧に応じ水平ドライブ信号に同期して前記１次側電流を断続するスイッチング素子をＰＷＭ制御することにより、または前記駆動電源の電源電圧をＰＷＭ制御することにより出力電圧を安定化させる制御回路を設ける。この構成により、高圧出力電圧の高速安定性が高まり、出力電圧安定化のための特別な平滑コンデンサが不要となり、また高圧側のスピードアップコンデンサとして低容量のコンデンサを用いることができる。そのため、高圧側に複数のスピードアップコンデンサを用いても、個々のコンデンサが小型になり、回路全体としての小型化が可能となる。
【００１１】
また、この発明の高電圧発生回路では、前記フォーカス電圧出力回路が、ダブルフォーカス回路のスタティックフォーカス用の電圧を発生するものである場合、スピードアップコンデンサがスタティックフォーカスコンデンサを兼ねることになるため、スタティックフォーカス用のコンデンサが不要となり、構成部品点数が減少する。
【００１２】
また、この発明の高電圧発生回路は、回路基板の表面にダブルフォーカス回路のダイナミックフォーカス用可変抵抗器とスタティックフォーカス用可変抵抗器とスクリーン用可変抵抗器とを設け、前記回路基板の裏面に前記高圧側スピードアップコンデンサとダイナミックフォーカス用コンデンサとを配置して１つの絶縁性ケースに収納する。このことにより、スタティックフォーカス用コンデンサを兼ねるスピードアップコンデンサとダイナミックフォーカス用コンデンサとが最小限のスペースで高電圧発生回路内に配置される。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の第１の実施形態である高電圧発生回路の構成を図１〜図５を参照して説明する。
【００１４】
図１は全体の回路図ある。同図において、高圧発生回路２８、高圧検出回路２９および制御回路３０を備えている。高圧検出回路２９は、高圧発生回路２８から出力された高電圧の変動を検出する。制御回路３０は、高圧検出回路２９からの検出電圧に基づいてトランジスタ２をＰＷＭ制御することにより、高圧発生回路２８から出力される高電圧の変動を補正して出力電圧の安定化を図る。
【００１５】
高圧発生回路２８は、トランジスタ２、ダンパーダイオード３、共振コンデンサ４、フライバックトランス５、駆動電源８、整流ダイオード２２，２３，２４およびクランプダイオード６，７により構成されている。高圧検出回路２９は、高圧発生回路２８から出力された高電圧を抵抗分圧するための分圧抵抗器１６，１７と、高圧発生回路２８から出力される高電圧の立上がりスピードを速くするためのスピードアップコンデンサ１３，１４，１５を備えている。分圧抵抗器１６はスピードアップコンデンサ１３，１４の直列回路に対して並列回路を構成し、分圧抵抗器１７はスピードアップコンデンサ１５に対して並列回路を構成している。１０はスタティックフォーカス用可変抵抗器であり、１０，１１，１２はフライバックトランスの中段整流出力電圧を抵抗分圧する抵抗分圧回路を構成している。また、１８はダイナミックフォーカス用可変抵抗器、１９はスクリーン用可変抵抗器であり、１８，２７，１９はフライバックトランスの中段整流出力電圧を抵抗分圧する抵抗分圧回路を構成している。また、２０はダイナミックフォーカス用コンデンサ、２１はスクリーン用コンデンサである。
【００１６】
より具体的には、フライバックトランス５の１次コイル５ａの一端（例えば巻き始め端）には駆動電源８が接続され、１次コイル５ａの他端（巻き終わり端）には整流ダイオード２２を介してスイッチング素子としてのトランジスタ（ＭＯＳ−ＦＥＴ）２のドレイン側が接続され、そのソース側はグランドに接続されている。トランジスタ２にはトランジスタ２に流れる電流の向きと逆向きのダンパーダイオード３が並列に接続されている。１次コイル５ａの巻き終わり端には共振コンデンサ４の一端が接続され、共振コンデンサ４の他端にはクランプダイオード６のカソード側が接続され、クランプダイオード６のアノード側はグランドに接続されている。そして、クランプダイオード６と共振コンデンサ４との接続部にはクランプダイオード７のアノード側が接続され、クランプダイオード７のカソード側は１次コイル５ａと駆動電源８との接続部に接続されている。
【００１７】
高圧検出回路２９は、分圧抵抗器１６とスピードアップコンデンサ１３，１４からなる高圧回路部と、分圧抵抗器１７とスピードアップコンデンサ１５からなる低圧回路部とで構成されている。高圧回路部には高圧発生回路２８の高圧（１ｋＶ〜数十ｋＶ）の出力電圧の大部分が印加され、低圧回路部には残りの電圧（数十Ｖ）が印加される。高圧回路部と低圧回路部の接続部が高圧検出点となり、この接続部の検出電圧が制御回路３０にフィードバックされる。
【００１８】
上記高圧回路部のスピードアップコンデンサ１３，１４は上記の１ｋＶ〜数十ｋＶの高圧を分担するので、個々のスピードアップコンデンサの電圧分担が少なくなる。しかも、スピードアップコンデンサ１３，１４の接続点がフォーカス電圧を出力する抵抗分圧回路に接続されているため、スピードアップコンデンサ１３，１４による電圧分担のあばれ（ばらつき）が抑えられる。そのため、スピードアップコンデンサ１３，１４を比較的低耐圧の小型のコンデンサで構成できる。
【００１９】
また、制御回路３０は、後述するように、高圧検出回路２９からの出力電圧に応じ水平ドライブ信号に同期して、前記１次側電流を断続するトランジスタ２をＰＷＭ制御することにより出力電圧を安定化させるので、応答遅れが非常に小さい。そのため、スピードアップコンデンサ１３，１４の静電容量は１０００ｐＦ以下とすることができ、高圧側の２つのスピードアップコンデンサはそれぞれ低容量の小型のコンデンサで構成することができる。
【００２０】
また、この高電圧発生回路は、ダブルフォーカスタイプであり、ダイナミックフォーカス用コンデンサ２０を介してＤＦＳ端子からパラボラ信号を入力し、ＤＦＶ端子からダイナミックフォーカス信号を出力するようにしている。また、スタティックフォーカス用可変抵抗器１０のＳＦＶ端子からスタティックフォーカス電圧を出力するようにしている。その際、スピードアップコンデンサ１４，１５はスタティックフォーカス信号に対するノイズ除去用コンデンサとして作用するため、特別なスタティックフォーカス用コンデンサが不要であり、構成部品点数が削減できる。なお、ＳＶ端子からはスクリーン信号を出力する。
【００２１】
この実施形態では、ダイナミックフォーカス用可変抵抗器１８とスクリーン用可変抵抗器１９および抵抗器２７からなる直列回路の接地側が、スタティックフォーカス用可変抵抗器１０と抵抗器１１，１２からなる直列回路の接地側に対して分離している。通常、ダブルフォーカスタイプの場合、ダイナミックフォーカス用コンデンサ２０の容量は５００ｐＦ程度、スクリーン用コンデンサ２１の容量は１０００〜３０００ｐＦ程度であるため、仮に、ダイナミックフォーカス用可変抵抗器１８の接地側とスタティックフォーカス用可変抵抗器１０の接地側とが分離せず、接続されているとすると、スタティックフォーカス用可変抵抗器１０を流れる電流がスクリーン用コンデンサ２１からリークし易く、スピードアップコンデンサ１４の容量を小さくすることができないという間題が生ずる。しかし、図１に示すように、ダイナミックフォーカス用可変抵抗器１８およびスクリーン用可変抵抗器１９側の接地とスタティックフォーカス用可変抵抗器１０側の接地が分離しているため、スタティックフォーカス用可変抵抗器１０を流れる電流がスクリーン用コンデンサ２１からリークするおそれがなくなり、スピードアップコンデンサ１４の容量を小さくすることができる。
【００２２】
この第１の実施形態の高電圧発生回路は、後述するように高圧安定化のための応答性に優れており、高圧側のスピードアップコンデンサ１３，１４に大容量のものを使用しなくてもすむようにしている。具体的には、スピードアップコンデンサ１３の容量が２０〜３０ｐＦ程度、スピードアップコンデンサ１４の容量が１４００ｐＦ程度、スピードアップコンデンサ１５の容量が０．１μＦ程度である。これにより、図２の実線４７に示すように、高圧出力電圧の立ち上がり時間は０．２秒程度に高速化することができる。図２の破線４９は、比較例として、図７に示した従来の高電圧発生回路の高圧出力電圧の立ち上がり特性を示している。このように第１実施形態の高電圧発生回路ではブランキング期間Ｔ１を、従来の高電圧発生回路のブランキング期間Ｔ２と比較して極めて短時間に設定することができる。
【００２３】
制御回路３０は、図３に示すように、オペアンプ３１、コンパレータ３２、三角波発生回路３３および基準電圧源３４にて構成されている。高圧検出回路２９からの検出電圧はオペアンプ３１の非反転入力端子に加えられる。オペアンプ３１の反転入力端子には基準電圧源３４から基準電圧が加えられており、オペアンプ３１は検出電圧と基準電圧とを比較し、高圧出力電圧の降下量に対応する信号をコンパレータ３２の反転入力端子に加える。一方、コンパレータ３２の非反転入力端子には三角波発生回路３３からの信号が加えられる。
【００２４】
次に、図４に示したタイムチャートを参照して、図１に示した高電圧発生回路の高圧安定化動作を説明する。三角波発生回路３３は水平偏向出力回路（図示せず）に同期した図４（ｅ）に示す水平ドライブ信号（以下、ＨＤ信号と表す。）に基づいて図４（ｄ）に示すようなランプ波形を生成し、このランプ波形の信号をコンパレータ３２の非反転入力端子に加えている。コンパレータ３２は前記ランプ波形の信号とオペアンプ３１からの信号とを比較し、図４（ｄ）および（ｃ）に示すように、オペアンプ出力とランプ波形との交点位置で立ち上がり、ランプ波形の立ち下がり、すなわちＨＤ信号の立ち上がりタイミングで立ち下がるドライブ信号を作り出す。高圧出力電圧の降下量が大きくなると、オペアンプ３１の出力レベルも低下するため、ドライブ信号のパルス幅は広くなる。コンパレータ３２は高圧出力電圧の降下量が大きくなるにつれて、パルス幅を広げたドライブ信号を生成し、これをトランジスタ２に加えるのである。逆に、高圧出力電圧が上昇すると、オペアンプ３１の出力レベルが上昇するため、ドライブ信号のパルス幅は狭くなる。トランジスタ２はドライブ信号のオンパルス幅に応じてスイッチングする。
【００２５】
具体的には、図４（ｃ）に示すように、ｔ０でトランジスタ２がオンすると、駆動電源８側から１次コイル５ａを通り、トランジスタ２を通ってグランド側に電流が流れる。この１次コイル５ａに流れる電流は図４（ｂ）に示すように時間と共に増加し、この電流の流れによって１次コイル５ａに電磁エネルギが蓄えられる。このトランジスタ２がオンとなっているｔ０〜ｔ１の期間をトランジスタ期間という。
【００２６】
次に、ｔ１でトランジスタ２がオフすると、１次コイル５ａから共振コンデンサ４とクランプダイオード７を通るルートで電流が流れ、１次コイル５ａのインダクタンスと共振コンデンサ４の静電容量とのＬＣ直列共振が開始され、図４（ａ）に示すようにフライバックパルス（電圧パルス）が発生する。このフライバックパルスが発生してから終わるまでのｔ１〜ｔ２の期間をフライバック期間という。このフライバックパルスは１次コイル５ａ側の電磁エネルギが全て共振コンデンサ４の静電エネルギに変換されたときに最大となり、１次コイル５ａの電磁エネルギが全て共振コンデンサ４に移った後に、今度はクランプダイオード６、共振コンデンサ４、１次コイル５ａを順に通って駆動電源８に至るルートで逆電流が流れ、共振コンデンサ４の静電エネルギは１次コイル５ａの電磁エネルギに逆変換されていく。
【００２７】
そして、フライバックパルスが終わったｔ２で、図１におけるＡ点の電圧が０Ｖになり、このとき、ダンパーダイオード３がオンし、グランド側からダンパーダイオード３を通って１次コイル５ａ側に電流が流れる。この逆電流の流れによりＡ点の電圧が上昇してｔ３で駆動電源８の電圧と同電位になると、ダンパーダイオード３はオフとなる。
【００２８】
次に、ｔ４の時点で、トランジスタ２がオンすると、Ａ点は接地されることとなり、駆動電源８から１次コイル５ａを通る電流はトランジスタ２を通ってグランド側に流れ、最初のｔ０の状態に一致する。これらｔ０〜ｔ４の動作の繰り返しにより、回路動作が継続される。１次コイル５ａ側で発生したフライバックパルスはフライバックトランス５で昇圧され、整流ダイオード２３を介して陰極線管のアノードに印加される。
【００２９】
このように、従来の＋Ｂ制御方式（高圧検出回路２９からの検出電圧に基づいて電源電圧をいったん平滑してからフライバックトランスの１次側回路に印加する駆動電源電圧を直流的に制御することにより、高圧発生回路２８から出力される高電圧の変動を補正して出力電圧の安定化を図る方式）を採用した高電圧発生回路と異なり、この高電圧発生回路は高圧検出回路からの出力電圧に応じ水平ドライブ信号に同期してトランジスタ２をＰＷＭ制御するため、高圧安定化の応答性に優れたものとなる。その結果、フライバックトランス５においてピーク整流方式を採用しているものの、高圧出力電圧の変動が遅れることなく補正され、高速に安定化される。従って、高圧検出回路２９の高圧側のスピードアップコンデンサ１３，１４を大容量化する必要がない。
【００３０】
また、この高電圧発生回路は高圧安定化の応答性に優れているので、水平リップル分に対しても、高周波化が進んでいる陰極線管（ＣＲＴ）用途にあっては、一般に陰極線管が有している数百〜数千ｐＦの静電容量だけで画像湾曲が殆ど無視できるレベルまでに抑えることができる。陰極線管が有している容量を例えば、１０００ｐＦ、陰極線管のビーム電流を２ｍＡとすると、陰極線管の走査線の周波数が１５．７５ｋＨｚの場合、水平リップルΔＶは、
ΔＶ＝（２ｍＡ×６４μｓ）／（１０００ｐＦ）＝１２８Ｖ
となる。一方、陰極線管の走査線の周波数が３２ｋＨｚまで高周波化すると、
ΔＶ＝（２ｍＡ×３２μｓ）／（１０００ｐＦ）＝６４Ｖ
と小さくなり、陰極線管の容量だけで画像湾曲を殆ど無視することができる。従って、画像湾曲を解決するために、高圧検出回路２９の高圧側のスピードアップコンデンサ１３，１４を大容量化する必要もなくなくなる。以上の結果から、スピードアップコンデンサ１３，１４の容量を小さくすることができ、更に小型化を図ることができる。
【００３１】
以上の構成の高電圧発生回路は、スピードアップコンデンサ１３，１４のサイズが小さいので、スピードアップコンデンサ１３，１４を高電圧用可変抵抗器ユニット４０（図１において一点鎖線で囲んだ部分）に収納して、高電圧発生回路の小型化を図ることができる。図５に示すように、高電圧用可変抵抗器ユニット４０は、絶縁性ケース４１とこの絶縁性ケース４１に収納されるセラミックからなる回路基板４３を備えている。図５は高電圧用可変抵抗器ユニット４０を裏面側から見た内部平面図である。
【００３２】
回路基板４３の表面には、スタティックフォーカス用可変抵抗器１０、固定タイプの分圧抵抗器１１，１２，２７、ダイナミックフォーカス用可変抵抗器１８およびスクリーン用可変抵抗器１９が設けられ、回路導体によって適宜電気的に接続されている。
【００３３】
回路基板４３の裏面にはスピードアップコンデンサ１３，１４およびダイナミックフォーカス用コンデンサ２０が配置されている。従って、スピードアップコンデンサ１３，１４およびダイナミックフォーカス用コンデンサ２０を、従来デッドスペースであった回路基板４３とケース４１の裏面カバー（図示せず）との間のスペースに配置することができ、高電圧用可変抵抗器ユニット４０内のスペースを無駄なく利用することができる。また、スピードアップコンデンサ１３，１４の容量を小さくしたことにより、従来のフィルムコンデンサより小型化が容易なセラミックコンデンサを使用することができ、一層の小型化を図ることができる。
【００３４】
次に、第２の実施形態に係る高電圧発生回路を図６を参照して説明する。図６は駆動電源電圧をＰＷＭ制御することによって高圧出力電圧を安定化させるようにした他の電源回路の例である。この例ではフライバックトランス５の１次コイル５ａの一端と駆動電源８との間にスイッチングトランジスタ２６を接続している。制御回路３０は抵抗器１６，１７により抵抗分圧された電圧を入力するとともに、水平ドライブ信号（ＨＤ信号）に同期してスイッチングトランジスタ２６のオン・オフ制御を行う。すなわち、出力電圧の検出値が基準電圧より低下する程、スイッチングトランジスタ２６のオン時間を長くとるようにフィードバック制御することによって出力電圧の安定化を図っている。
【００３５】
図６において、トランジスタ２には水平ドライブ信号に同期する一定パルス幅の信号が印加される。制御回路３０は、抵抗１５，１６の抵抗分圧回路による検出電圧に応じて、スイッチングトランジスタ２６のオン期間を制御し、トランジスタ２のオン期間（トランジスタ期間）を短くする方向に制御する。スイッチングトランジスタ２６がターンオフした後のフライバック期間には、ダイオード７を介して１次コイル５ａに電流が流れる。フライバック期間に続くダンパー期間ではダンパーダイオード３，２５を介してダンパー電流が流れる。このようにして駆動電源電圧を水平ドライブ信号に同期してＰＷＭ制御することにより出力電圧の高速安定化がなされる。
【００３６】
なお、この発明に係る高電圧発生回路は前記実施形態に限定するものではなく、その要旨の範囲内で種々に変更することができる。前記実施形態は、トランジスタ２としてＭＯＳ−ＦＥＴを用いたが、バイポーラトランジスタ等であってもよい。
【００３７】
また、スピードアップコンデンサとして、スタティックフォーカス用コンデンサを兼用する替わりに、新たに別のコンデンサを設けてもよい。また、ダイナミックフォーカス用可変抵抗器を無くして、シングルフォーカスタイプとしてもよい。その場合、スタティックフォーカス用可変抵抗にスクリーン用可変抵抗器を直列接続してもよい。
【００３８】
また、共振コンデンサ４に対して並列に、偏向ヨークとＳ字補正用コンデンサの直列回路を接続し、同時にドライブするようにしてもよい。
【００３９】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、高圧側のスピードアップコンデンサの数が従来の高電圧発生回路と比較して多くなり、個々のスピードアップコンデンサの電圧分担が少なくなる。しかも、高圧側スピードアップコンデンサのいずれかの接続点がフォーカス電圧を出力する抵抗分圧回路に接続されているため、高圧側スピードアップコンデンサの電圧分担のあばれ（ばらつき）が抑えられる。そのため、個々のスピードアップコンデンサを耐圧の低い小型のコンデンサで構成できる。
【００４０】
また、請求項２に記載の発明によれば、高圧出力電圧の高速安定性が高まり、出力電圧安定化のための特別な平滑コンデンサが不要となり、また高圧側のスピードアップコンデンサとして低容量のコンデンサを用いることができる。そのため、高圧側に複数のスピードアップコンデンサを用いても、個々のコンデンサが小型になり、回路全体としての小型化が可能となる。
【００４１】
また、請求項３に記載の発明によれば、スピードアップコンデンサがスタティックフォーカスコンデンサを兼ねることになるため、スタティックフォーカス用のコンデンサが不要となり、構成部品点数が減少する。
【００４２】
また、請求項４に記載の発明によれば、スタティックフォーカス用コンデンサを兼ねるスピードアップコンデンサとダイナミックフォーカス用コンデンサとが最小限のスペースで高電圧発生回路内に配置され、全体にさらに小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係る高電圧発生回路の回路図
【図２】図１に示した高電圧発生回路の高圧出力電圧の立ち上がりスピードの例を示す図
【図３】図１に示した制御回路の構成を示す図
【図４】図１に示した高電圧発生回路のタイミングチャート
【図５】図１に示した高電圧発生回路の高電圧用可変抵抗器ユニットの裏面側から見た内部平面図
【図６】第２の実施形態に係る高電圧発生回路の回路図
【図７】従来の高電圧発生回路の構成を示す図
【図８】陰極線管の画面の説明図
【符号の説明】
２−トランジスタ
３−ダンパーダイオード
４−共振コンデンサ
５−フライバックトランス
５ａ−１次コイル
５ｂ−２次コイル
６，７−クランプダイオード
８−駆動電源
１０，１１，１２−分圧抵抗器
１３，１４，１５−スピードアップコンデンサ
１６，１７−分圧抵抗器
１８−ダイナミックフォーカス用可変抵抗器
１９−スクリーン用可変抵抗器
２０−ダイナミックフォーカス用コンデンサ
２１−スクリーン用コンデンサ
２８−高圧発生回路
２９−高圧検出回路
３０−制御回路
４０−高電圧用可変抵抗器ユニット
４１−ケース
４３−回路基板[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a high voltage generating circuit that generates a high voltage to be applied to an anode or the like of a cathode ray tube (CRT).
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a high voltage generating circuit of this type is known as shown in FIG. The high voltage generation circuit includes a high voltage generation circuit 28, a high voltage detection circuit 29, and a control circuit 30. The high voltage detection circuit 29 detects a change in the high voltage output from the high voltage generation circuit 28. The control circuit 30 smoothes the power supply voltage once based on the detection voltage from the high voltage detection circuit 29 and then controls the voltage of the drive power supply 8 applied to the primary side circuit of the flyback transformer in a DC manner. The fluctuation of the high voltage output from the generation circuit 28 is corrected to stabilize the output voltage.
[0003]
The high voltage generation circuit 28 includes a transistor 2, a damper diode 3, a resonant capacitor 4, a flyback transformer 5, a drive power supply 8, rectifier diodes 22 and 23, and clamp diodes 6 and 7. The high voltage detection circuit 29 has a voltage dividing resistors 16 and 17 for resistively dividing the high voltage output from the high voltage generation circuit 28, and a speed for increasing the rising speed of the high voltage output from the high voltage generation circuit 28. Up capacitors 151 and 152 are provided. The voltage dividing resistor 16 forms a parallel circuit with the speed-up capacitor 151, and the voltage dividing resistor 17 forms a parallel circuit with the speed-up capacitor 152. Reference numeral 148 denotes a focus variable resistor, reference numeral 149 denotes a screen variable resistor, and reference numerals 147, 148, and 149 form a resistance voltage dividing circuit. Reference numeral 154 denotes a focusing capacitor, and 155 denotes a screen capacitor.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in such a conventional high voltage generation circuit, a high voltage (1 kV to several tens of kV) output from the high voltage generation circuit 28 is applied to the speed-up capacitor 151. Therefore, the capacitor 151 has a high breakdown voltage specification. It was necessary to use a thing, and there was a problem that it became expensive and large. The control circuit 30 feeds back the voltage detected by the high voltage detection circuit 29 and corrects the fluctuation of the output voltage. However, a correction delay occurs only with the resistor voltage dividing circuit, so a speed-up capacitor is essential.
[0005]
In addition, since a cathode ray tube (CRT) generally has a capacitance of several hundred to several dry pF, this acts as a smoothing capacitor. However, for example, as shown in FIG. Thus, if there is a white portion W with a high luminance level in the screen A of the cathode ray tube (the hatched portion B is a black portion), a large beam current flows through the white portion W in the cathode ray tube, and the high voltage decreases. The reduction cannot be recovered in a fast time, and the outline of the white portion W of the screen appears as a trapezoidal distortion as indicated by the dotted line, causing a problem that the image quality deteriorates.
[0006]
As a countermeasure, as shown in FIG. 7, a smoothing capacitor 150 is generally provided between the high-voltage output unit and the ground. However, this requires a large and expensive large-capacity and high-voltage capacitor. In addition, a capacitor has been proposed in which the capacity of the speed-up capacitor 151 is increased to act as a smoothing capacitor. In this case, the detection voltage of the high-voltage detection circuit 29 is transiently high at the rise of the output voltage. Therefore, the rising speed of the high voltage becomes slow. Therefore, it is necessary to set a long blanking period so as not to reveal a screen change at the time of rising of the output voltage.
[0007]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a high voltage generation circuit that does not increase the size of the speed-up capacitor in the high-voltage circuit portion of the high-voltage detection circuit and increases the rising speed of the high-voltage output voltage.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a high voltage generating circuit according to the present invention includes an LC resonance circuit including a flyback transformer and a capacitor that intermittently passes a primary current of a flyback transformer and supplies electric energy supplied from a drive power supply. In the high voltage generation circuit that converts the electrical energy stored in the LC resonance circuit into a high voltage and outputs the high voltage,
A voltage dividing resistor for dividing the voltage of the final stage rectification output unit of the flyback transformer to output a voltage for high voltage detection, and a voltage dividing of the voltage of the middle rectification output unit of the flyback transformer by resistance. And a focus voltage output circuit for outputting a focus voltage, and a low-speed side speed-up capacitor is connected in parallel to a low-voltage side resistor of the high-voltage detection resistor voltage divider circuit, and the high-voltage detection resistor voltage divider circuit A series circuit of a plurality of high-voltage side speed-up capacitors is connected in parallel to the high-voltage side resistor, and any connection point of the high-voltage side speed-up capacitor is connected to the output portion of the focus voltage output circuit .
[0009]
With the above configuration, the number of high-speed side speed-up capacitors is increased as compared with the conventional high-voltage generating circuit, and the voltage sharing of each speed-up capacitor is reduced. In addition, since any connection point of the high-voltage side speed-up capacitor is connected to the resistance voltage dividing circuit that outputs the focus voltage, variation (variation) in the voltage sharing of the high-voltage side speed-up capacitor can be suppressed. Therefore, each speed-up capacitor can be constituted by a small capacitor having a low withstand voltage.
[0010]
Further, the high voltage generation circuit of the present invention performs PWM control on the switching element that interrupts the primary side current in synchronization with the horizontal drive signal in accordance with the output voltage from the high voltage detecting resistor voltage dividing circuit. Alternatively, a control circuit for stabilizing the output voltage by PWM control of the power supply voltage of the drive power supply is provided. This configuration increases the high-speed stability of the high-voltage output voltage, eliminates the need for a special smoothing capacitor for stabilizing the output voltage, and allows a low-capacitance capacitor to be used as the high-speed side speed-up capacitor. Therefore, even if a plurality of speed-up capacitors are used on the high voltage side, each capacitor is reduced in size, and the entire circuit can be reduced in size.
[0011]
In the high voltage generation circuit of the present invention, when the focus voltage output circuit generates a voltage for static focus of the double focus circuit, the speed-up capacitor also serves as the static focus capacitor. A focusing capacitor is not required and the number of components is reduced.
[0012]
The high voltage generation circuit according to the present invention includes a dynamic focus variable resistor, a static focus variable resistor, and a screen variable resistor for a double focus circuit on a surface of the circuit board. A high-voltage side speed-up capacitor and a dynamic focus capacitor are arranged and housed in one insulating case. As a result, the speed-up capacitor that also serves as the static focus capacitor and the dynamic focus capacitor are arranged in the high voltage generation circuit in a minimum space.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The configuration of the high voltage generation circuit according to the first embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS.
[0014]
FIG. 1 is an overall circuit diagram. In the figure, a high voltage generation circuit 28, a high voltage detection circuit 29, and a control circuit 30 are provided. The high voltage detection circuit 29 detects a change in the high voltage output from the high voltage generation circuit 28. The control circuit 30 performs PWM control of the transistor 2 based on the detection voltage from the high voltage detection circuit 29, thereby correcting the fluctuation of the high voltage output from the high voltage generation circuit 28 and stabilizing the output voltage.
[0015]
The high voltage generation circuit 28 includes a transistor 2, a damper diode 3, a resonant capacitor 4, a flyback transformer 5, a drive power supply 8, rectifier diodes 22, 23 and 24, and clamp diodes 6 and 7. The high voltage detection circuit 29 has a voltage dividing resistors 16 and 17 for resistively dividing the high voltage output from the high voltage generation circuit 28, and a speed for increasing the rising speed of the high voltage output from the high voltage generation circuit 28. Up-capacitors 13, 14 and 15 are provided. The voltage dividing resistor 16 constitutes a parallel circuit with respect to the series circuit of the speed-up capacitors 13 and 14, and the voltage dividing resistor 17 constitutes a parallel circuit with respect to the speed-up capacitor 15. Reference numeral 10 denotes a static focus variable resistor, and reference numerals 10, 11, and 12 constitute a resistance voltage dividing circuit that resistance-divides the intermediate rectified output voltage of the flyback transformer. Reference numeral 18 denotes a dynamic focus variable resistor, reference numeral 19 denotes a screen variable resistor, and reference numerals 18, 27, and 19 form a resistance voltage dividing circuit that resistively divides the intermediate stage rectified output voltage of the flyback transformer. Reference numeral 20 denotes a dynamic focus capacitor, and reference numeral 21 denotes a screen capacitor.
[0016]
More specifically, the drive power supply 8 is connected to one end (for example, winding start end) of the primary coil 5a of the flyback transformer 5, and the rectifier diode 22 is connected to the other end (winding end end) of the primary coil 5a. The drain side of a transistor (MOS-FET) 2 as a switching element is connected via the source, and the source side is connected to the ground. A damper diode 3 is connected in parallel to the transistor 2 in the direction opposite to the direction of the current flowing through the transistor 2. One end of the resonance capacitor 4 is connected to the winding end of the primary coil 5a, the cathode side of the clamp diode 6 is connected to the other end of the resonance capacitor 4, and the anode side of the clamp diode 6 is connected to the ground. The anode side of the clamp diode 7 is connected to the connection portion between the clamp diode 6 and the resonant capacitor 4, and the cathode side of the clamp diode 7 is connected to the connection portion between the primary coil 5 a and the drive power supply 8.
[0017]
The high-voltage detection circuit 29 includes a high-voltage circuit unit including the voltage-dividing resistor 16 and the speed-up capacitors 13 and 14, and a low-voltage circuit unit including the voltage-dividing resistor 17 and the speed-up capacitor 15. Most of the high voltage (1 kV to several tens of kV) output voltage of the high voltage generation circuit 28 is applied to the high voltage circuit section, and the remaining voltage (several tens of volts) is applied to the low voltage circuit section. A connection portion between the high voltage circuit portion and the low voltage circuit portion serves as a high voltage detection point, and a detection voltage at this connection portion is fed back to the control circuit 30.
[0018]
Since the speed-up capacitors 13 and 14 of the high-voltage circuit section share the high voltage of 1 kV to several tens of kV, the voltage sharing of the individual speed-up capacitors is reduced. In addition, since the connection point of the speed-up capacitors 13 and 14 is connected to a resistance voltage dividing circuit that outputs a focus voltage, variation in voltage sharing (variation) by the speed-up capacitors 13 and 14 can be suppressed. Therefore, the speed-up capacitors 13 and 14 can be constituted by small capacitors having a relatively low breakdown voltage.
[0019]
Further, as will be described later, the control circuit 30 stabilizes the output voltage by PWM control of the transistor 2 that interrupts the primary side current in synchronization with the horizontal drive signal in accordance with the output voltage from the high voltage detection circuit 29. Response delay is very small. Therefore, the electrostatic capacitances of the speed-up capacitors 13 and 14 can be set to 1000 pF or less, and the two high-speed side speed-up capacitors can be constituted by small capacitors each having a low capacity.
[0020]
The high voltage generation circuit is a double focus type, and receives a parabolic signal from the DFS terminal via the dynamic focusing capacitor 20 and outputs a dynamic focus signal from the DFV terminal. The static focus voltage is output from the SFV terminal of the static focus variable resistor 10. At this time, since the speed-up capacitors 14 and 15 function as a noise removing capacitor for the static focus signal, a special static focus capacitor is unnecessary, and the number of components can be reduced. A screen signal is output from the SV terminal.
[0021]
In this embodiment, the ground side of the series circuit composed of the dynamic focus variable resistor 18, the screen variable resistor 19 and the resistor 27 is the ground side of the series circuit composed of the static focus variable resistor 10 and the resistors 11 and 12. Separated against the side. Normally, in the case of the double focus type, the capacity of the dynamic focus capacitor 20 is about 500 pF and the capacity of the screen capacitor 21 is about 1000 to 3000 pF. If the grounding side of the variable resistor 10 is not separated and connected, the current flowing through the static focus variable resistor 10 is likely to leak from the screen capacitor 21 and the capacity of the speed-up capacitor 14 is reduced. The problem arises that it is not possible. However, as shown in FIG. 1, since the ground on the dynamic focus variable resistor 18 and the screen variable resistor 19 side and the ground on the static focus variable resistor 10 side are separated, the static focus variable resistor The current flowing through the screen 10 can be prevented from leaking from the screen capacitor 21, and the capacity of the speed-up capacitor 14 can be reduced.
[0022]
As will be described later, the high voltage generation circuit of the first embodiment has excellent responsiveness for high voltage stabilization, and it is not necessary to use high-capacity speed-up capacitors 13 and 14 having a large capacity. I'm going to live. Specifically, the capacity of the speed-up capacitor 13 is about 20 to 30 pF, the capacity of the speed-up capacitor 14 is about 1400 pF, and the capacity of the speed-up capacitor 15 is about 0.1 μF. Thereby, as shown by the solid line 47 in FIG. 2, the rising time of the high-voltage output voltage can be increased to about 0.2 seconds. A broken line 49 in FIG. 2 shows a rising characteristic of the high-voltage output voltage of the conventional high-voltage generation circuit shown in FIG. 7 as a comparative example. As described above, in the high voltage generation circuit according to the first embodiment, the blanking period T1 can be set to be extremely short as compared with the blanking period T2 of the conventional high voltage generation circuit.
[0023]
As shown in FIG. 3, the control circuit 30 includes an operational amplifier 31, a comparator 32, a triangular wave generation circuit 33, and a reference voltage source 34. The detection voltage from the high voltage detection circuit 29 is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 31. A reference voltage is applied from the reference voltage source 34 to the inverting input terminal of the operational amplifier 31. The operational amplifier 31 compares the detected voltage with the reference voltage, and outputs a signal corresponding to the amount of drop in the high voltage output voltage to the inverting input of the comparator 32. Add to terminal. On the other hand, a signal from the triangular wave generation circuit 33 is applied to the non-inverting input terminal of the comparator 32.
[0024]
Next, the high-voltage stabilization operation of the high-voltage generation circuit shown in FIG. 1 will be described with reference to the time chart shown in FIG. The triangular wave generating circuit 33 has a ramp waveform as shown in FIG. 4 (d) based on a horizontal drive signal (hereinafter referred to as HD signal) shown in FIG. 4 (e) synchronized with a horizontal deflection output circuit (not shown). The ramp waveform signal is added to the non-inverting input terminal of the comparator 32. The comparator 32 compares the signal of the ramp waveform with the signal from the operational amplifier 31, and as shown in FIGS. 4D and 4C, the comparator 32 rises at the intersection of the operational amplifier output and the ramp waveform, and the ramp waveform falls. That is, a drive signal that falls at the rising timing of the HD signal is generated. As the amount of drop in the high-voltage output voltage increases, the output level of the operational amplifier 31 also decreases, and the pulse width of the drive signal becomes wider. The comparator 32 generates a drive signal having a wider pulse width and applies it to the transistor 2 as the amount of drop in the high voltage output voltage increases. On the contrary, when the high-voltage output voltage rises, the output level of the operational amplifier 31 rises, and the pulse width of the drive signal becomes narrow. The transistor 2 switches according to the on-pulse width of the drive signal.
[0025]
Specifically, as shown in FIG. 4C, when the transistor 2 is turned on at t0, a current flows from the drive power supply 8 side through the primary coil 5a to the ground side through the transistor 2. The current flowing through the primary coil 5a increases with time as shown in FIG. 4B, and electromagnetic energy is stored in the primary coil 5a by this current flow. A period from t0 to t1 in which the transistor 2 is on is referred to as a transistor period.
[0026]
Next, when the transistor 2 is turned off at t1, a current flows from the primary coil 5a through a route passing through the resonance capacitor 4 and the clamp diode 7, and LC series resonance between the inductance of the primary coil 5a and the capacitance of the resonance capacitor 4 is performed. And a flyback pulse (voltage pulse) is generated as shown in FIG. The period from t1 to t2 from the generation of the flyback pulse to the end thereof is called a flyback period. This flyback pulse becomes maximum when all the electromagnetic energy on the primary coil 5a side is converted into the electrostatic energy of the resonant capacitor 4, and after all the electromagnetic energy of the primary coil 5a has moved to the resonant capacitor 4, this time. A reverse current flows in a route from the clamp diode 6, the resonance capacitor 4, and the primary coil 5a to the drive power supply 8 in order, and the electrostatic energy of the resonance capacitor 4 is inversely converted into electromagnetic energy of the primary coil 5a.
[0027]
At time t2 when the flyback pulse ends, the voltage at point A in FIG. 1 becomes 0V. At this time, the damper diode 3 is turned on, and a current flows from the ground side through the damper diode 3 to the primary coil 5a side. Flowing. When the reverse current flows and the voltage at point A rises and becomes the same potential as the voltage of the drive power supply 8 at t3, the damper diode 3 is turned off.
[0028]
Next, when the transistor 2 is turned on at the time t4, the point A is grounded, and the current passing through the primary coil 5a from the driving power supply 8 flows to the ground side through the transistor 2, and the state of the first t0 Matches. The circuit operation is continued by repeating these operations from t0 to t4. The flyback pulse generated on the primary coil 5 a side is boosted by the flyback transformer 5 and applied to the anode of the cathode ray tube via the rectifier diode 23.
[0029]
As described above, the conventional + B control method (the drive power supply voltage applied to the primary circuit of the flyback transformer is controlled in a direct current manner after the power supply voltage is once smoothed based on the detection voltage from the high voltage detection circuit 29. Unlike the high voltage generation circuit that employs the method of correcting the fluctuation of the high voltage output from the high voltage generation circuit 28 to stabilize the output voltage, this high voltage generation circuit is different from the output voltage from the high voltage detection circuit. Accordingly, the transistor 2 is PWM-controlled in synchronization with the horizontal drive signal, so that the high voltage stabilization response is excellent. As a result, although the flyback transformer 5 employs the peak rectification method, the fluctuation of the high-voltage output voltage is corrected without delay and stabilized at high speed. Therefore, it is not necessary to increase the capacity of the speed-up capacitors 13 and 14 on the high voltage side of the high voltage detection circuit 29.
[0030]
In addition, since this high voltage generation circuit is excellent in response to high voltage stabilization, a cathode ray tube is generally used in a cathode ray tube (CRT) application in which high frequency is advanced even for horizontal ripple. The curvature of the image can be suppressed to a level that can be almost ignored with only the capacitance of several hundred to several thousand pF. For example, when the capacity of the cathode ray tube is 1000 pF and the beam current of the cathode ray tube is 2 mA, when the frequency of the scanning line of the cathode ray tube is 15.75 kHz, the horizontal ripple ΔV is
ΔV = (2 mA × 64 μs) / (1000 pF) = 128 V
It becomes. On the other hand, when the frequency of the scanning line of the cathode ray tube is increased to 32 kHz,
ΔV = (2 mA × 32 μs) / (1000 pF) = 64V
The image curvature can be almost ignored only by the capacity of the cathode ray tube. Therefore, it is not necessary to increase the capacity of the speed-up capacitors 13 and 14 on the high voltage side of the high voltage detection circuit 29 in order to solve the image curvature. From the above results, the capacity of the speed-up capacitors 13 and 14 can be reduced, and further downsizing can be achieved.
[0031]
In the high voltage generating circuit having the above configuration, since the speed-up capacitors 13 and 14 are small in size, the speed-up capacitors 13 and 14 are accommodated in the high-voltage variable resistor unit 40 (portion surrounded by a one-dot chain line in FIG. 1). Thus, the high voltage generating circuit can be reduced in size. As shown in FIG. 5, the high-voltage variable resistor unit 40 includes an insulating case 41 and a circuit board 43 made of ceramic housed in the insulating case 41. FIG. 5 is an internal plan view of the high-voltage variable resistor unit 40 as viewed from the back side.
[0032]
On the surface of the circuit board 43, a static focus variable resistor 10, fixed type voltage dividing resistors 11, 12, 27, a dynamic focus variable resistor 18 and a screen variable resistor 19 are provided. It is appropriately connected electrically.
[0033]
On the back surface of the circuit board 43, speed-up capacitors 13 and 14 and a dynamic focus capacitor 20 are arranged. Therefore, the speed-up capacitors 13 and 14 and the dynamic focus capacitor 20 can be disposed in a space between the circuit board 43 and the back cover (not shown) of the case 41, which has been a dead space in the past. The space in the variable resistor unit 40 can be used without waste. Further, by reducing the capacity of the speed-up capacitors 13 and 14, a ceramic capacitor that is easier to downsize than the conventional film capacitor can be used, and further downsizing can be achieved.
[0034]
Next, a high voltage generation circuit according to the second embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 6 shows an example of another power supply circuit in which the high-voltage output voltage is stabilized by PWM control of the drive power supply voltage. In this example, a switching transistor 26 is connected between one end of the primary coil 5 a of the flyback transformer 5 and the drive power supply 8. The control circuit 30 inputs the voltage divided by the resistors 16 and 17 and controls on / off of the switching transistor 26 in synchronization with the horizontal drive signal (HD signal). That is, the output voltage is stabilized by performing feedback control so that the on-time of the switching transistor 26 becomes longer as the detected value of the output voltage is lower than the reference voltage.
[0035]
In FIG. 6, a signal having a constant pulse width synchronized with the horizontal drive signal is applied to the transistor 2. The control circuit 30 controls the ON period of the switching transistor 26 and the ON period (transistor period) of the transistor 2 in accordance with the detection voltage of the resistors 15 and 16 by the resistance voltage dividing circuit. In the flyback period after the switching transistor 26 is turned off, a current flows through the primary coil 5a via the diode 7. In the damper period following the flyback period, a damper current flows through the damper diodes 3 and 25. Thus, the output power voltage is stabilized at high speed by PWM control of the drive power supply voltage in synchronization with the horizontal drive signal.
[0036]
The high voltage generating circuit according to the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be variously modified within the scope of the gist thereof. In the embodiment, a MOS-FET is used as the transistor 2, but a bipolar transistor or the like may be used.
[0037]
As a speed-up capacitor, another capacitor may be newly provided instead of using the static focus capacitor. Further, the dynamic focus variable resistor may be eliminated and a single focus type may be used. In this case, a screen variable resistor may be connected in series to the static focus variable resistor.
[0038]
Alternatively, a series circuit of a deflection yoke and an S-shaped correction capacitor may be connected in parallel to the resonance capacitor 4 and driven at the same time.
[0039]
【The invention's effect】
According to the first aspect of the present invention, the number of high-speed side speed-up capacitors is increased as compared with the conventional high-voltage generating circuit, and the voltage sharing of the individual speed-up capacitors is reduced. In addition, since any connection point of the high-voltage side speed-up capacitor is connected to the resistance voltage dividing circuit that outputs the focus voltage, variation (variation) in the voltage sharing of the high-voltage side speed-up capacitor can be suppressed. Therefore, each speed-up capacitor can be constituted by a small capacitor having a low withstand voltage.
[0040]
According to the second aspect of the present invention, the high-speed stability of the high-voltage output voltage is enhanced, a special smoothing capacitor for stabilizing the output voltage is not required, and a low-capacitance capacitor is used as a high-speed side speed-up capacitor Can be used. Therefore, even if a plurality of speed-up capacitors are used on the high voltage side, each capacitor is reduced in size, and the entire circuit can be reduced in size.
[0041]
According to the third aspect of the invention, since the speed-up capacitor also serves as the static focus capacitor, the static focus capacitor is not required, and the number of components is reduced.
[0042]
According to the fourth aspect of the present invention, the speed-up capacitor that also serves as the static focus capacitor and the dynamic focus capacitor are arranged in the high voltage generating circuit in a minimum space, thereby further reducing the overall size. be able to.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a high voltage generation circuit according to a first embodiment.
FIG. 2 is a diagram showing an example of the rising speed of the high-voltage output voltage of the high voltage generation circuit shown in FIG.
3 is a diagram showing a configuration of a control circuit shown in FIG.
4 is a timing chart of the high voltage generation circuit shown in FIG.
5 is an internal plan view of the high-voltage variable resistor unit of the high-voltage generation circuit shown in FIG. 1 viewed from the back side.
FIG. 6 is a circuit diagram of a high voltage generation circuit according to a second embodiment.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a conventional high voltage generation circuit.
FIG. 8 is an explanatory diagram of a screen of a cathode ray tube
[Explanation of symbols]
2-transistor
3-Damper diode
4-resonance capacitor
5-flyback transformer
5a-1 primary coil
5b-secondary coil
6,7-Clamp diode
8-Drive power supply
10, 11, 12-voltage divider resistor
13,14,15-Speed-up capacitor
16,17-voltage divider resistor
18-Variable resistor for dynamic focus
19-screen variable resistor
20-Capacitor for dynamic focus
21-Screen capacitors
28-High voltage generation circuit
29-High voltage detection circuit
30-Control circuit
40-Variable resistor unit for high voltage
41-case
43-circuit board

Claims

The primary current of the flyback transformer is interrupted, and the electric energy supplied from the drive power supply is accumulated in the LC resonance circuit including the flyback transformer and the capacitor, and the electric energy accumulated in the LC resonance circuit is set to a high voltage. In the high voltage generation circuit that converts and outputs,
The voltage of the final stage rectification output section of the flyback transformer is resistance-divided to output a high voltage detection voltage, and the voltage of the flyback transformer middle stage rectification output section is resistance-divided. And a focus voltage output circuit for outputting a focus voltage, and a low-speed side speed-up capacitor is connected in parallel to a low-voltage side resistor of the high-voltage detection resistor voltage divider circuit, and the high-voltage detection resistor voltage divider circuit A series circuit of a plurality of stages of high-voltage side speed-up capacitors is connected in parallel to the high-voltage side resistor, and any connection point of the high-voltage side speed-up capacitors is connected to the output part of the focus voltage output circuit A high voltage generating circuit.

PWM control of the switching element that intermittently connects the primary side current in synchronization with a horizontal drive signal in accordance with the output voltage from the high voltage detecting resistor voltage divider circuit, or PWM control of the power supply voltage of the drive power supply 2. The high voltage generation circuit according to claim 1, further comprising a control circuit for stabilizing the output voltage.

3. The high voltage generation circuit according to claim 1, wherein the focus voltage output circuit generates a voltage for static focus of a double focus circuit.

A variable resistor for dynamic focus of a double focus circuit, a variable resistor for static focus, and a variable resistor for screen are provided on the front surface of the circuit board, and the high-voltage side speed-up capacitor and the dynamic focus capacitor are provided on the back surface of the circuit board. The high voltage generating circuit according to claim 3, wherein the high voltage generating circuit is housed in one insulating case.