JP3735501B2

JP3735501B2 - Method for measuring conductivity of metal layer

Info

Publication number: JP3735501B2
Application number: JP36686999A
Authority: JP
Inventors: 明中山
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 1999-12-24
Filing date: 1999-12-24
Publication date: 2006-01-18
Anticipated expiration: 2019-12-24
Also published as: JP2001183311A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘電体基板の内部や両面に形成された金属層の誘電体基板との界面導電率、あるいは表面の導電率を測定するための方法に関するものである。
【０００２】
【従来技術】
一般に、導電率の測定は電気的な材料特性の測定の中で、最も基本的な測定の一つである。特に、誘電体基板の表面にＩＣ素子が搭載され、さらにＩＣ素子と電気的に接続される金属配線層が被着形成された半導体素子用パッケージや、回路基板に於いて、その特性値は設計上重要な要素となる。
【０００３】
従来、導電率の測定は、金属層を流れる直流抵抗を測定することにより測定されてきた。これは、バルク体の導電率を測定することになる。しかし、電気信号の周波数が高くなると、表皮効果により電流は金属層の表面あるいは、金属層が被着された誘電体基板との界面に集中する。金属層の表面では酸化や表面荒さにより導電率は劣化し、金属層の誘電体基板との界面では界面の凹凸形状や導体原子の誘電体基板への拡散、金属層と誘電体基板との反応により導電率が劣化する。
【０００４】
したがって、高周波信号を扱うような半導体素子用パッケージや高周波用回路基板では、誘電体基板表面に被着された金属層の表面とともに界面の導電率測定が重要となる。
【０００５】
本発明者は、すでに金属層の誘電体基板との界面における導電率を誘電体共振器を用いて測定する方法を提案した。この方法では、表面に金属層１０が被着形成された誘電体基板１１からなる被測定物における前記金属層１０と前記誘電体基板１１との界面の導電率を測定する方法であって、図４（ａ）に示すように比誘電率および誘電正接が既知の誘電体円柱１２の両端面を被測定物１１の誘電体基板が誘電体円柱１２と対向するように挟持するか、あるいは図１（ｂ）に示すように、誘電体円柱１２の一方の端面を被測定物の誘電体基板１１と対向させ、他方の端面を導電率が既知の導体板１３と対向させて挟持してなる誘電体共振器を形成し、該誘電体共振器により生成されたＴＥ_omnモード（ｍ＝１，２，３・・・、ｎ＝１，２，３，・・・）の共振波形から共振周波数および無負荷Ｑを測定し、共振周波数および無負荷Ｑに基づき、被測定物における金属層１０と誘電体基板１１との界面の高周波導電率を算出するものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記金属層界面の導電率測定方法では、一方の表面に金属層が被着形成された誘電体基板からなる被測定物を、金属層と誘電体基板との同時焼成により作製した場合において、金属層と誘電体基板の収縮率や焼結開始温度の不一致による反りが生じることがあり、試料によっては導電率測定の誤差を増大させる懸案があった。
【０００７】
また、被測定物として、従来の方法では誘電体基板の表面に金属層が形成される場合にのみ適用されるものであるが、高周波回路の設計上、金属層は必ずしも表面に形成されているとは限らず、誘電体基板の内部に形成される場合もあり、そのような誘電体基板内部における導電率の測定も必要とされている。
【０００８】
従って、本発明は、金属層界面の導電率測定において、試料の反りの発生を抑制し、同時に誘電体基板の内部に金属層が形成された試料における金属層の誘電体基板との界面における導電率の測定方法を提供することを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明者は、上記の課題に対して検討を重ねた結果、誘電体基板の内部に基板と平行になるように金属層を形成した被測定物を作製し、比誘電率および誘電正接が既知の誘電体円柱の両端面を前記被測定物の誘電体基板が前記誘電体円柱と対向するように挟持するか、あるいは前記誘電体円柱の一方の端面を、前記被測定物の誘電体基板と対向させ、他方の端面を導電率が既知の導体板と対向させて挟持してなる誘電体共振器を形成し、該誘電体共振器により生成されたＴＥ_omnモード（ｍ＝１，２，３・・・、ｎ＝１，２，３，・・・）の共振波形から共振周波数ｆ₀および無負荷Ｑ，Ｑｕを測定し、前記共振周波数ｆ₀および無負荷Ｑ，Ｑｕに基づき、被測定物における前記金属層と前記誘電体基板との界面の高周波導電率を算出することによって精度の高い界面導電率の測定が可能となることを見いだした。
【００１１】
又、上記の誘電体共振器への信号の入力と出力を、先端にループアンテナを形成した同軸ケーブルや、ＮＲＤガイドによって行うことによって、マイクロ波領域からミリ波領域における上記導電率を測定することが可能となる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の測定方法における測定システムの基本的構成の一実施例を示すブロック図である。図１によれば、シンセサイズドスイーパー１から出力されたマイクロ波信号は、２つに分割され、一方は基準用としてネットワークアナライザー２に入力される。他方は、導電率測定用の誘電体共振器３に入力され、透過した信号がネットワークアナライザー２に入力されるように構成される。
【００１３】
次に、本発明の界面及び表面導電率の測定方法とその原理について説明する。本発明の測定方法は、所定の寸法比（高さ／直径）を有する誘電体円柱の両端面に、縁端効果が無視できる程度に充分大きな導体板（通常は誘電体円柱の直径の３倍程度の直径を有する導体板）を平行に設けて挟持した電磁界共振器を構成した場合、ＴＥ_omn共振モードによって導体に流れる高周波電流は短絡面、即ち、誘電体円柱と対向した導体板の面だけに分布することを利用している。
【００１４】
つまり本発明においては、金属層４が内部に被着された誘電体基板５を被測定物として、図２（ｂ）に示すように、誘電体円柱６を、前記被測定物の誘電体基板５が誘電体円柱６の一方の端面と対向し、誘電体円柱６の他方の端面を導電率既知の導体板７と対向するように、挟持して誘電体共振器Ｂを構成する。
【００１５】
なお、図２（ａ）は参考例であり、比誘電率、誘電正接が既知の誘電体材料からなり、所定の寸法比（高さ／直径）を有する誘電体円柱６を、前記被測定物の誘電体基板５が誘電体円柱６の端面と対向するようにして、両端から挟持して誘電体共振器Ａを構成するものである。
【００１６】
上記の誘電体共振器Ａ，Ｂにおいては、金属層４と導体板７の面積を縁端効果が無視できる程度に充分大きく設定すれば（誘電体共振器の３倍程度に設定することが望ましい）、ＴＥ_omnモード（ｍ＝１，２，３，・・・、ｎ＝１，２，３，・・・）によって金属層４に流れる高周波電流は、金属層４と誘電体基板５の界面だけに分布することを利用して、界面導電率を測定することができる。
【００１７】
より具体的には、図２（ａ）に示した誘電体共振器Ａを構成した場合には、測定されたＴＥ_omnモード（ｍ＝１，２，３、・・・、ｎ＝１，２，３、・・・）の共振周波数ｆ₀と無負荷Ｑ、Ｑ_uから下記数１の（１）式によって界面導電率s_intを算出することができる。
【００１８】
【数１】

【００１９】
ただし、Ａ、Ｂ₁、Ｂ₂は下記数２の（２）（３）（４）式により計算する。
【００２０】
【数２】

【００２１】
ここで（１）式のｔａｎd₁とｔａｎd₂はそれぞれ誘電体円柱６と誘電体基板５の誘電正接、（２）式のmは金属層４の透磁率、wはw＝２pｆ₀、∬｜Ｈ｜²ｄｓは上下の金属層界面での磁界の積分、Ｗ^eは共振器の電界エネルギー、（３）（４）式のＷ_d1 ^eとＷ_d2 ^eは誘電体円柱６内と誘電体基板５内の電界エネルギーである。
【００２２】
尚、Ｗ^e、Ｗ_d1 ^e、Ｗ_d2 ^eの計算に必要な誘電体円柱６と誘電体基板５の比誘電率e'₁、e'₂や誘電正接ｔａｎd₁とｔａｎd₂はＪＩＳ規格「ＪＩＳＲ１６２７」や「小林、佐藤、信学技法ＭＷ８７−７（１９８７）」に開示された空洞共振器法によって測定する。
【００２３】
また、図２（ｂ）に示した誘電体共振器Ｂを構成した場合には、測定されたＴＥ_omnモード（ｍ＝１，２，３，・・・、ｎ＝１，２，３，・・・）の共振周波数ｆ₀と無負荷Ｑ、Ｑ_uから下記数３の（５）式によって界面導電率s_intを算出することができる。
【００２４】
【数３】

【００２５】
ただしＡ_top、Ａ_bottom、Ｂ₁、Ｂ₂は下記数４の（６）（７）（８）（９）式により計算する。
【００２６】
【数４】

【００２７】
ここで（５）式のs_metalは導体板７の導電率、（６）式のm_topは金属層４の透磁率、∬｜Ｈ｜²ｄｓ_topは金属層４の界面の磁界での積分、（７）式のm_bottomは導体板７の透磁率、∬｜Ｈ｜²ｄｓ_bottomは導体板７と誘電体円柱６との対向面での磁界の積分である。尚、導体板７の導電率s_metalはＪＩＳ規格「ＪＩＳＲ１６２７」によって測定する。
【００２８】
さらに参考例において、金属層４が両表面に被着された誘電体基板５を被測定物として、表面導電率を測定する場合には、図３（ａ）に示すように、比誘電率、誘電正接が既知の誘電体材料からなり、所定の寸法比（高さ／直径）を有する誘電体円柱６を、前記被測定物の金属層４が誘電体円柱６の端面と対向するようにして、両端から挟持して誘電体共振器Ｃを構成する。
【００２９】
あるいは図３（ｂ）に示すように、誘電体円柱６を、前記被測定物の金属層４が誘電体円柱６の一方の端面と対向し、誘電体円柱６の他方の端面を導電率既知の導体板７と対向するように、挟持して誘電体共振器Ｄを構成する。
【００３０】
上記の誘電体共振器Ｃ，Ｄにおいては、金属層４と導体板７の面積を縁端効果が無視できる程度に充分大きく設定すれば（誘電体共振器の３倍程度に設定することが望ましい）、ＴＥ_omnモード（ｍ＝１，２，３，・・・、ｎ＝１，２，３，・・・）によって金属層４に流れる高周波電流は、金属層４と誘電体円柱６の対向面だけに分布することを利用して、表面導電率を測定することができる。
【００３１】
より具体的には、図３（ａ）に示した誘電体共振器Ｃを構成した場合には、測定されたＴＥ_omnモード（ｍ＝１，２，３，・・・、ｎ＝１，２，３，・・・）の共振周波数ｆ₀と無負荷Ｑ、Ｑ_uから下記数５の（１）式によって表面導電率s_surを算出することができる。
【００３２】
【数５】

【００３３】
ただし、Ａ、Ｂ₁は下記数６の（１１）（１２）式により計算する。
【００３４】
【数６】

【００３５】
ここで（１０）式のｔａｎd₁は誘電体円柱６の誘電正接、（１１）式のmは金属層４の透磁率、wはw＝２pｆ₀、∬｜Ｈ｜²ｄｓは上下の金属層対向面での磁界の積分、Ｗ^eは共振器の電界エネルギー、（１２）式のＷ_d1 ^eは誘電体円柱６内の電界エネルギーである。
【００３６】
また、図３（ｂ）に示した誘電体共振器Ｄを構成した場合には、測定されたＴＥ_omnモード（ｍ＝１，２，３，・・・、ｎ＝１，２，３，・・・）の共振周波数ｆ₀と無負荷Ｑ、Ｑ_uから下記数７の（１３）式によって表面導電率s_surを算出することができる。
【００３７】
【数７】

【００３８】
ただしＡ_top、Ａ_bottom、Ｂ₁は下記数８の（１４）（１５）式により計算する。
【００３９】
【数８】

【００４０】
ここで（１３）式のs_metalは導体板７の導電率、（１４）式のm_topは金属層４の透磁率、 w はw＝２pｆ₀、∬｜Ｈ｜²ｄｓ_topは金属層４の界面の磁界の積分、（１５）式のm_bottomは導体板７の透磁率、∬｜Ｈ｜²ｄｓ_bottomは導体板７と誘電体円柱６との対向面での磁界の積分である。Ｗ^eは共振器の電界エネルギー、（１６）式のＷ_d1 ^eは誘電体円柱６内の電界エネルギーである。
【００４１】
【実施例】
同時焼成で内層に銅メタライズ層を形成したガラスセラミックス基板（被測定試料Ｎｏ．１）、片側表面に銅メタライズ層を形成したガラスセラミックス基板（被測定試料Ｎｏ．２）、両面の表層に銅メタライズ層を形成したガラスセラミックス基板（被測定試料Ｎｏ．３）を作成した。ガラスセラミック層の１層の厚さは０．１３６ｍｍ、銅メタライズ層の厚さは１０μｍである。使用したガラスセラミックスの比誘電率は４．７、誘電正接は７×１０^−４である。なお、被測定試料Ｎｏ．１は本発明実施例、被測定試料Ｎｏ．２〜Ｎｏ．４は参考例である。
【００４２】
被測定試料Ｎｏ．２にはガラスセラミックスと銅メタライズ層の収縮率の差等に起因する２〜３ｍｍの反りが発生したが、本発明における測定基板の構造である被測定試料Ｎｏ．１、Ｎｏ．３においては反りは認められなかった。
【００４３】
表１に界面導電率と表面導電率の測定結果を示す。測定誤差は５回の繰り返し測定における標準偏差である。誘電体円柱として使用したサファイア円柱の寸法、誘電特性を表２に示す。
【００４４】
【表１】

【００４５】
【表２】

【００４６】
表１、表２の結果から明らかなように、被測定試料Ｎｏ．１、Ｎｏ．３においては測定誤差は１％以内に収まり、界面導電率s_intと表面導電率s_surの差が明確に認められたが、反りのある被測定試料Ｎｏ．２の測定結果では測定誤差が１０％程度あり、界面導電率s_intと表面導電率s_surの差が誤差の範囲内に入ってしまい精度が低いことがわかる。
【００４７】
以上詳述した通り、本発明によれば、金属層界面の導電率を測定するにあたって、誘電体基板の内層に金属層を被着した試料における金属層の誘電体基板との界面の導電率を測定することができ、同時焼成で測定試料を作成する場合においても、金属層と誘電体基板の収縮率等の違いによって試料の変形、反りが発生せず、良好な測定精度が実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における金属層界面及び金属層表面の導電率測定システムの基本的構成を示すブロック図である。
【図２】金属層界面の導電率測定に用いられる誘電体共振器の構造を示す概略図であり、（ａ）はその参考例、（ｂ）は本発明の一例を示すものである。
【図３】金属層表面の導電率測定に用いられる誘電体共振器の構造を示す概略図であり、（ａ）はその参考例、（ｂ）は参考例の他の例を示すものである。
【図４】従来の金属層界面の導電率測定に用いられる誘電体共振器の構造を示す概略図である。
【符号の説明】
１シンセサイズドスイーパ
２ネットワークアナライザ
３，Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ誘電体共振器
４金属層
５誘電体基板
６誘電体円柱
７導体板[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a method for measuring the interfacial conductivity of a metal layer formed inside or on both sides of a dielectric substrate with the dielectric substrate, or the surface conductivity.
[0002]
[Prior art]
In general, conductivity measurement is one of the most basic measurements of electrical material properties. In particular, the characteristic values are designed for semiconductor device packages and circuit boards in which an IC element is mounted on the surface of a dielectric substrate and a metal wiring layer electrically connected to the IC element is deposited. It becomes an important factor.
[0003]
Conventionally, conductivity has been measured by measuring a direct current resistance flowing through a metal layer. This will measure the conductivity of the bulk body. However, when the frequency of the electric signal is increased, the current concentrates on the surface of the metal layer or the interface with the dielectric substrate on which the metal layer is deposited due to the skin effect. Conductivity deteriorates on the surface of the metal layer due to oxidation and surface roughness, and at the interface of the metal layer with the dielectric substrate, the uneven shape of the interface, diffusion of conductor atoms to the dielectric substrate, reaction between the metal layer and the dielectric substrate As a result, the conductivity deteriorates.
[0004]
Therefore, in semiconductor device packages and high-frequency circuit boards that handle high-frequency signals, it is important to measure the interface conductivity as well as the surface of the metal layer deposited on the surface of the dielectric substrate.
[0005]
The inventor has already proposed a method of measuring the electrical conductivity at the interface between the metal layer and the dielectric substrate using a dielectric resonator. This method is a method for measuring the electrical conductivity at the interface between the metal layer 10 and the dielectric substrate 11 in an object to be measured comprising a dielectric substrate 11 having a metal layer 10 deposited on the surface. As shown in FIG. 4A, both end surfaces of a dielectric cylinder 12 whose dielectric constant and dielectric loss tangent are known are sandwiched so that the dielectric substrate of the measured object 11 faces the dielectric cylinder 12, or FIG. As shown in (b), a dielectric formed by sandwiching one end face of a dielectric cylinder 12 facing a dielectric substrate 11 of the object to be measured and the other end face facing a conductor plate 13 having a known conductivity. From the resonance waveform of the TE _omn mode (m = 1, 2, 3,..., N = 1, 2, 3,...) Generated by the dielectric resonator. Measure the no-load Q and based on the resonance frequency and no-load Q, The high-frequency conductivity at the interface between the metal layer 10 and the dielectric substrate 11 is calculated.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the method for measuring the conductivity at the metal layer interface, in the case where an object to be measured comprising a dielectric substrate having a metal layer deposited on one surface is produced by simultaneous firing of the metal layer and the dielectric substrate, In some cases, the metal layer and the dielectric substrate may warp due to a mismatch between the shrinkage rate and the sintering start temperature, and depending on the sample, there is a concern of increasing the error in the conductivity measurement.
[0007]
In addition, as a measurement object, the conventional method is applied only when a metal layer is formed on the surface of a dielectric substrate, but the metal layer is not necessarily formed on the surface in the design of a high-frequency circuit. However, it may be formed inside the dielectric substrate, and the measurement of the conductivity inside the dielectric substrate is also required .
[0008]
Accordingly, the present invention provides a conductivity measurement of the metal layer interface, to suppress the occurrence of warpage of the sample, definitive the interface between the dielectric substrate of the metal layer in the sample a metal layer is formed inside the dielectric substrate at the same time It aims at providing the measuring method of electrical conductivity.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
As a result of repeated studies on the above problems, the present inventor fabricated a measurement object in which a metal layer was formed inside a dielectric substrate so as to be parallel to the substrate, and the relative permittivity and dielectric loss tangent were known. The dielectric cylinder of the object to be measured is sandwiched so that the dielectric substrate of the object to be measured faces the dielectric cylinder, or one end face of the dielectric cylinder is connected to the dielectric substrate of the object to be measured. A dielectric resonator is formed by facing the other end face and sandwiching the conductive plate with a known conductivity. A TE _omn mode (m = 1, 2, 3) generated by the dielectric resonator is formed. .., N = 1, 2, 3,...), The resonance frequency f ₀ and the no-loads Q and Qu are measured, and the measurement target is based on the resonance frequency f ₀ and the no-loads Q and Qu. Calculating a high-frequency conductivity of an interface between the metal layer and the dielectric substrate in an object Thus it has been found that it is possible to measure the high interfacial conductivity accuracy.
[0011]
In addition, the conductivity in the microwave region to the millimeter wave region can be measured by performing input and output of signals to the dielectric resonator using a coaxial cable having a loop antenna formed at the tip or an NRD guide. Is possible.
[0012]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a basic configuration of a measurement system in the measurement method of the present invention. According to FIG. 1, the microwave signal output from the synthesized sweeper 1 is divided into two, and one is input to the network analyzer 2 for reference. The other is input to the dielectric resonator 3 for conductivity measurement, and the transmitted signal is input to the network analyzer 2.
[0013]
Next, the measurement method and principle of the interface and surface conductivity of the present invention will be described. The measurement method of the present invention is such that a conductor plate (usually three times the diameter of a dielectric cylinder) that is large enough to ignore the edge effect on both end faces of a dielectric cylinder having a predetermined dimensional ratio (height / diameter). In the case of configuring an electromagnetic field resonator in which a conductor plate having a certain diameter is provided in parallel, a high-frequency current flowing in the conductor by the _TEomn resonance mode is a short-circuited surface, that is, a surface of the conductor plate facing the dielectric cylinder It uses only that it is distributed.
[0014]
In other words, in the present invention, the dielectric substrate 5 with the metal layer 4 deposited therein is used as the object to be measured, and as shown in FIG. 2B, the dielectric cylinder 6 is replaced with the dielectric substrate of the object to be measured. A dielectric resonator B is configured by sandwiching 5 so that 5 faces the one end face of the dielectric cylinder 6 and the other end face of the dielectric cylinder 6 faces the conductor plate 7 whose conductivity is known.
[0015]
2A is a reference example, and a dielectric cylinder 6 made of a dielectric material having a known relative dielectric constant and dielectric loss tangent and having a predetermined dimensional ratio (height / diameter) is used as the object to be measured. The dielectric substrate 5 is sandwiched from both ends so that the dielectric substrate 5 faces the end face of the dielectric cylinder 6 to constitute the dielectric resonator A.
[0016]
In the above-described dielectric resonators A and B, if the area of the metal layer 4 and the conductor plate 7 is set to be sufficiently large so that the edge effect can be ignored (desirably set to about three times that of the dielectric resonator). ), A high frequency current flowing in the metal layer 4 in the TE _omn mode (m = 1, 2, 3,..., N = 1, 2, 3,...) Is an interface between the metal layer 4 and the dielectric substrate 5. It is possible to measure the interfacial conductivity by utilizing the fact that it is distributed only on the surface.
[0017]
More specifically, when the dielectric resonator A shown in FIG. 2A is configured, the measured TE _omn mode (m = 1, 2, 3,..., N = 1, 2). , 3,...), And interfacial conductivity s _int can be calculated from the following equation (1) from the resonance frequency f ₀ and unloaded Q and Q _u .
[0018]
[Expression 1]

[0019]
However, A, B ₁ and B ₂ are calculated by the following formulas (2), (3) and (4).
[0020]
[Expression 2]

[0021]
Here, tand ₁ and tand _{2 in the} equation (1) are the dielectric tangents of the dielectric cylinder 6 and the dielectric substrate 5, respectively, m in the equation (2) is the magnetic permeability of the metal layer 4, w is w = 2pf ₀ , ∬ | H | ² ds is the integral of the magnetic field at the upper and lower metal layer interfaces, W ^e is the electric field energy of the resonator, and W _d1 ^e and W _d2 ^{e in} equations (3) and (4) are in the dielectric cylinder 6 and the dielectric substrate. Electric field energy within 5.
[0022]
The relative dielectric constants e ′ ₁ and e ′ ₂ and the dielectric loss tangents tand ₁ and tand ₂ of the dielectric cylinder 6 and the dielectric substrate 5 necessary for calculating W ^e , W _d1 ^e , and W _d2 ^e are JIS standards “JIS”. R 1627 "and" Kobayashi, Sato, Shingaku Techniques MW87-7 (1987) ".
[0023]
When the dielectric resonator B shown in FIG. 2B is configured, the measured TE _omn mode (m = 1, 2, 3,..., N = 1, 2, 3 _,. The interfacial conductivity s _int can be calculated from the following equation 3 (5) from the resonance frequency f ₀ and unloaded Q and Q _u .
[0024]
[Equation 3]

[0025]
However, A _top , A _bottom , B ₁ , and B ₂ are calculated by the following equations (6), (7), (8), and (9).
[0026]
[Expression 4]

[0027]
Here, s _{metal in the} equation (5) is the conductivity of the conductor plate 7, m _{top in the} equation (6) is the magnetic permeability of the metal layer 4, and ∬ | H | ² ds _top is the integral at the magnetic field at the interface of the metal layer 4. , (7), m _bottom is the magnetic permeability of the conductor plate 7, and ∬ | H | ² ds _bottom is the integral of the magnetic field on the facing surface of the conductor plate 7 and the dielectric cylinder 6. The conductivity s _metal of the conductor plate 7 is measured according to the JIS standard “JIS R 1627”.
[0028]
Further, in the reference example, when the surface conductivity is measured using the dielectric substrate 5 having the metal layer 4 deposited on both surfaces as a measurement object, as shown in FIG. The dielectric cylinder 6 is made of a dielectric material whose dielectric loss tangent is known and has a predetermined dimensional ratio (height / diameter). The metal layer 4 of the object to be measured is opposed to the end face of the dielectric cylinder 6. The dielectric resonator C is configured by being sandwiched from both ends.
[0029]
Alternatively, as shown in FIG. 3B, the dielectric cylinder 6 has the metal layer 4 of the object to be measured facing one end face of the dielectric cylinder 6 and the other end face of the dielectric cylinder 6 has a known conductivity. The dielectric resonator D is configured by being sandwiched so as to face the conductive plate 7.
[0030]
In the above-described dielectric resonators C and D, if the area of the metal layer 4 and the conductor plate 7 is set to be sufficiently large so that the edge effect can be ignored (desirably set to about three times that of the dielectric resonator). ), The high frequency current flowing in the metal layer 4 by the TE _omn mode (m = 1, 2, 3,..., N = 1, 2, 3,...) Is opposed to the metal layer 4 and the dielectric cylinder 6. The surface conductivity can be measured using the fact that it is distributed only on the surface.
[0031]
More specifically, when the dielectric resonator C shown in FIG. 3A is configured, the measured TE _omn mode (m = 1, 2, 3,..., N = 1, 2). , 3, it is possible to calculate the surface conductivity s _sur resonance frequency f ₀ and the unloaded Q of ...), the Q _u by the following equation (1) the number 5.
[0032]
[Equation 5]

[0033]
However, A and B ₁ are calculated by the following formulas (11) and (12).
[0034]
[Formula 6]

[0035]
Here, tand _{1 in the} equation (10) is the dielectric tangent of the dielectric cylinder 6, m in the equation (11) is the magnetic permeability of the metal layer 4, w is w = 2pf ₀ , and ∬ | H | ² ds is the upper and lower metal layers. The integral of the magnetic field at the opposing surface, W ^e is the electric field energy of the resonator, and W _d1 ^e in the equation (12) is the electric field energy in the dielectric cylinder 6.
[0036]
When the dielectric resonator D shown in FIG. 3B is configured, the measured TE _omn mode (m = 1, 2, 3,..., N = 1, 2, 3 _,. The surface conductivity s _sur can be calculated by the following equation (13) from the resonance frequency f ₀ and no-load Q, Q _u .
[0037]
[Expression 7]

[0038]
However, A _top , A _bottom , and B ₁ are calculated by the following equations (14) and (15).
[0039]
[Equation 8]

[0040]
Here, s _{metal in the} equation (13) is the conductivity of the conductor plate 7, m _{top in the} equation (14) is the magnetic permeability of the metal layer 4, w is w = 2pf ₀ , and ∥ | H | ² ds _top is the metal layer 4. of the magnetic field of the integration of the interface, (15) of the m _bottom permeability of the conductive plate ^{7, ∬ | H | 2 ds} bottom is magnetic field integral with the surface facing the conductive plate 7 and the dielectric cylinder 6. W ^e is the electric field energy of the resonator, and W _d1 ^e in equation (16) is the electric field energy in the dielectric cylinder 6.
[0041]
【Example】
Glass ceramic substrate (measured sample No. 1) having a copper metallized layer formed on the inner layer by co-firing, glass ceramics substrate (measured sample No. 2) having a copper metallized layer formed on one surface, and copper metallized on both surface layers A glass ceramic substrate (sample No. 3 to be measured) on which a layer was formed was prepared. The thickness of one layer of the glass ceramic layer is 0.136 mm, and the thickness of the copper metallized layer is 10 μm. The glass ceramic used has a relative dielectric constant of 4.7 and a dielectric loss tangent of 7 × 10 ⁻⁴ . The sample No. to be measured 1 is an example of the present invention, a sample No. 1 to be measured. 2-No. 4 is a reference example.
[0042]
Sample No. to be measured 2 had a warp of 2 to 3 mm due to the difference in shrinkage between the glass ceramic and the copper metallized layer. 1, no. No warpage was observed in 3.
[0043]
Table 1 shows the measurement results of interfacial conductivity and surface conductivity. The measurement error is a standard deviation in five repeated measurements. Table 2 shows the dimensions and dielectric characteristics of the sapphire cylinder used as the dielectric cylinder.
[0044]
[Table 1]

[0045]
[Table 2]

[0046]
As is clear from the results in Tables 1 and 2, the measured sample No. 1, no. 3, the measurement error was within 1%, and the difference between the interface conductivity s _int and the surface conductivity s _sur was clearly recognized. In the measurement result of 2, the measurement error is about 10%, and it can be seen that the difference between the interface conductivity s _int and the surface conductivity s _sur falls within the error range and the accuracy is low.
[0047]
As described above in detail, according to the present invention, in measuring the conductivity at the interface of the metal layer, the conductivity of the interface between the metal layer and the dielectric substrate in the sample in which the metal layer is deposited on the inner layer of the dielectric substrate is determined. can be measured, even in the case of creating a measurement sample by simultaneous firing, a metal layer and a dielectric deformation of the specimen by a difference in such shrinkage of the substrate without warpage occurs, good measurement accuracy is achieved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration of a conductivity measuring system for a metal layer interface and a metal layer surface in the present invention.
FIGS. 2A and 2B are schematic views showing the structure of a dielectric resonator used for measuring the electrical conductivity at the metal layer interface, wherein FIG. 2A shows a reference example thereof, and FIG. 2B shows an example of the present invention .
FIGS. 3A and 3B are schematic views showing the structure of a dielectric resonator used for measuring the conductivity of the metal layer surface, where FIG. 3A shows a reference example thereof, and FIG. 3B shows another example of the reference example. .
FIG. 4 is a schematic diagram showing the structure of a dielectric resonator used for measuring the conductivity of a conventional metal layer interface.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Synthesized sweeper 2 Network analyzer 3, A, B, C, D Dielectric resonator 4 Metal layer 5 Dielectric substrate 6 Dielectric cylinder 7 Conductor plate

Claims

A method for measuring the electrical conductivity at the interface between the metal layer and the dielectric substrate in a measured object comprising a dielectric substrate with a metal layer deposited inside, the relative permittivity and dielectric loss tangent being known. Forming a dielectric resonator having one end face of a dielectric cylinder facing a dielectric substrate of the object to be measured and the other end face facing a conductor plate having a known conductivity; Resonance frequency f ₀ and no-load Q, Qu are measured from the resonance waveform of TEomn mode (m = 1, 2, 3,..., N = 1, 2, 3,...) Generated by the resonator, the resonance frequency f ₀ and unloaded Q, based on Qu, conductivity measuring method of the metal layer, characterized in that to calculate the high frequency conductivity of the interface between the metal layer and the dielectric substrate in the object to be measured.

2. The method of measuring conductivity of a metal layer according to claim 1, wherein the input and output of a signal to the dielectric resonator are performed by a coaxial cable having a loop antenna formed at a tip.

2. The method for measuring the conductivity of a metal layer according to claim 1, wherein an input and output of a signal to the dielectric resonator is performed by an NRD guide.