JP3740656B2

JP3740656B2 - Power supply

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Publication number: JP3740656B2
Application number: JP2000042544A
Authority: JP
Inventors: 弘行大須賀; 敏夫郷内; 勲照喜名; 英司西田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-02-21
Filing date: 2000-02-21
Publication date: 2006-02-01
Anticipated expiration: 2020-02-21
Also published as: JP2001238438A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、たとえば人工衛星などに搭載されるイオンエンジンのクリーニングモード電源として用いられる電源装置に関し、特にインダクタおよびキャパシタの直列共振を用いてキャパシタを充電し、小容量のキャパシタから高電圧を発生させることにより、低抵抗値の負荷に対する放電を可能とし、小型軽量化を実現した電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、単純なスイッチ回路を含み、直流電源電圧を負荷に直接印加するように構成された電源装置はよく知られている。
この場合、負荷に流れる負荷電流は、直流電源電圧を電流制限素子の抵抗値と負荷抵抗値との和で除算した値となる。
【０００３】
また、この種の電源装置は、負荷の初期抵抗値が電流制限素子の抵抗値よりも比較的大きい場合に好適であり、人工衛星などに搭載されるイオンエンジンのクリーニングモード電源として適用され得る。
【０００４】
図９は上記人工衛星に搭載される従来の電源装置の構成を示す回路ブロック図である。
図９において、１は直流電源、２、３は電界効果トランジスタからなる第１、第２の遮断素子（以下、単に「遮断素子」という）、４は抵抗器からなる電流制限素子である。各遮断素子２、３および電流制限素子４は、直流電源１の一端に直列に接続されている。
【０００５】
５はキャパシタであり、各遮断素子２、３の接続点と直流電源１の他端との間に挿入されている。
６、７は各遮断素子２、３を駆動する第１、第２の駆動回路（以下、単に「駆動回路」という）であり、それぞれ、各遮断素子２、３のゲートに個別に接続されている。
【０００６】
８は地上からのコマンド信号ＶＣＭが入力されるパルス発生器、９はパルス発生器８の出力端子に接続されたパルス遅延回路である。
パルス発生器８の出力端子は駆動回路６に接続され、パルス遅延回路９の出力端子は駆動回路７に接続されている。
【０００７】
１０は抵抗器からなる電荷放電素子であり、キャパシタ５の両端間に並列接続されている。
１１は負荷であり、電流制限素子４と直流電源１の他端との間に挿入されている。
【０００８】
ＶＣはキャパシタ５から発生するキャパシタ電圧、ＶＯは遮断素子３から発生する出力電圧、ＶＲは電流制限素子４を介して負荷１１に印加される負荷電圧、ＩＲは負荷１１に流れる負荷電流である。
【０００９】
ＶＧ１は駆動回路６から遮断素子２のゲートに印加される第１の駆動信号、ＶＧ２は駆動回路７から遮断素子３のゲートに印加される第２の駆動信号、ＶＰ１はパルス発生器８から出力される第１のパルス信号、ＶＰ２はパルス遅延回路９から出力される第２のパルス信号である。
【００１０】
パルス発生器８およびパルス遅延回路９は、外部から入力されるコマンド信号ＶＣＭに応答して、各遮断素子２、３をオンオフ制御するための第１および第２のパルス信号ＶＰ１、ＶＰ２（以下、単に「パルス信号」という）を生成する。
【００１１】
各駆動回路６、７は、各パルス信号ＶＰ１、ＶＰ２に同期したタイミングで、第１および第２の駆動信号ＶＧ１、ＶＧ２（以下、単に「駆動信号」という）を出力し、各遮断素子２、３をオンオフ制御する。
【００１２】
次に、図１０を参照しながら、図９に示した従来の電源装置の回路動作について説明する。
図１０は従来の電源装置の回路動作を示すタイミングチャートである。
【００１３】
図１０においては、地上からのコマンド信号ＶＣＭによりパルス信号ＶＰ１、ＶＰ２に関連して生成される駆動信号ＶＧ１、ＶＧ２（各遮断素子２、３のオンオフタイミング）と、負荷電圧ＶＲおよび負荷電流ＩＲの印加タイミングとの関係が示されている。
【００１４】
図１０において、負荷電圧ＶＲは、電流制限素子４の抵抗値Ｒ２と、負荷１１の抵抗値Ｒ１およびキャパシタ５の容量とにより決定される時定数にしたがって減衰することを示している。
【００１５】
いま、時刻ｔ１において、直流電源１の出力電圧Ｖが各遮断素子２、３に印加された状態で、地上からのコマンド信号ＶＣＭがオフからオンに切り換わった場合、パルス発生器８は、駆動回路６およびパルス遅延回路９にパルス信号ＶＰ１を送信する。
【００１６】
これにより、まず駆動信号ＶＧ１が生成されて、遮断素子２がオフからオンに切り換わり、時刻ｔ２までの間に、キャパシタ５を直流電源電圧Ｖに相当する値まで充電する。
【００１７】
ただし、時刻ｔ１〜ｔ２の期間においては、駆動信号ＶＧ２がオフされているので、遮断素子３はオフ状態を保持している。
こうしてキャパシタ５が充電され、時刻ｔ３において駆動信号ＶＧ１がオフされた後、時刻ｔ４においてパルス遅延回路９が動作し、駆動信号ＶＧ２がオンに切り換わる。
【００１８】
これにより、パルス信号ＶＰ１と同等の電圧レベルのパルス信号ＶＰ２がパルス遅延回路９から駆動回路７に送信され、遮断素子３は、オフからオンに切り換えられる。
なお、キャパシタ５の充電後において、遮断素子２はオンからオフに切り換えられている。
【００１９】
時刻ｔ４において遮断素子３がオンすると、図１０のように負荷電流ＩＲが流れる。
このときの負荷電流ＩＲは、直流電源電圧Ｖと、負荷１１の抵抗値Ｒ１および電流制限素子４の抵抗値Ｒ２との関係から、以下の（１）式のように、時間ｔの関数で表わされる。
【００２０】
ＩＲ（ｔ）＝Ｖ・ｅｘｐ（ａｔ）／（Ｒ１＋Ｒ２）・・・（１）
【００２１】
ただし、（１）式において、ａは各抵抗値Ｒ１、Ｒ２およびキャパシタ５の容量Ｃから求まる値であり、以下の（２）式のように表わされる。
【００２２】
ａ＝Ｒ１／｛（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｃ｝・・・（２）
【００２３】
また、負荷電圧ＶＲは、時間ｔの関数として、直流電源電圧Ｖおよび上記値ａを用いて、以下の（３）式のように表わされる。
【００２４】
ＶＲ（ｔ）＝Ｖ・ｅｘｐ（ａｔ）・・・（３）
【００２５】
以下、負荷電圧ＶＲ（ｔ）および負荷電流ＩＲ（ｔ）が十分に減衰した時刻ｔ５において、駆動信号ＶＧ２はオフされる。
このように動作する従来の電源装置において、負荷１１に供給可能な最大電圧ＶＲｍａｘは、当然のことながら、直流電源電圧Ｖよりも低い電圧値となる。
【００２６】
また、負荷１１の抵抗値Ｒ１が電流制限素子４の抵抗値Ｒ２よりも比較的低い場合において、負荷電流ＩＲを安定に継続供給しようとすると、キャパシタ５の容量Ｃを相当に大きく設定しなければならない。
【００２７】
ところで、人工衛星に搭載されるイオンエンジン（図示せず）のクリーニングモード電源に接続される負荷１１の抵抗値Ｒ１は、たとえば以下のように不適切な状態で発生するものである。
【００２８】
すなわち、イオンエンジンが動作することによって、イオンエンジンのスラスタの放電室内部やグリット部には、モリブデンなどの金属物が生成されるが、この金属物は、数ｍｍ程度のかけら状の物質としてスラスタ内部を浮遊するので、イオンエンジンのスラスタの加速グリッドとスクリーングリットとの間に接触して留まるおそれがある。
【００２９】
このように、イオンエンジンのスラスタの加速グリッドとスクリーングリットとの間に金属物が接触して留った状態において、負荷１１の抵抗値は、電気的に数Ω（または、数ｍΩ）〜１００ｋΩ程度になり、大負荷となり得る。
【００３０】
また、イオンエンジンのスラスタのディセルグリット（グランド電位グリット）と加速グリットとの間にも、上記状態と電気的に同程度の抵抗値を有する負荷が存在する。
【００３１】
このような状態においては、イオンエンジンが十分に機能せず、イオン加速を正常に行うことはできない。
したがって、従来の電源装置においては、上記のようなかけら状の金属物質すなわち異物を電気的または熱的に取り除く必要があった。
【００３２】
次に、上記のような金属片に起因する負荷１１を取り除く場合に、電源装置に要求されるクリーニングモード電源の電圧と電流との関係について説明する。
【００３３】
一般に、電源電圧Ｖを負荷１１に印加すると、負荷１１は放電により急激に抵抗値Ｒ１が低下する特性を示すので、負荷１１の抵抗値Ｒ１が高抵抗値から低抵抗値に至っても負荷電流ＩＲを一定時間以上継続して供給するためには、放電電流として２Ａ程度以上が必要となる。
【００３４】
このとき、負荷１１は、放電時のローレンツ力により、はじき飛ばされた状態になり、グリット間から電気的に取り除かれる。
また、負荷１１に供給可能な最大電圧ＶＲｍａｘは、負荷１１の放電を誘起する電圧として、８０Ｖ以上の電圧になることが必要である。
【００３５】
通常、負荷１１の抵抗値Ｒ１は、放電前においては数１０ｋΩ〜数１００ｋΩとなり、放電後においては数Ωとなるが、金属片の接触状態によっては、放電前の抵抗値が数Ωとなり得る。
【００３６】
この場合、負荷１１の放電前の抵抗値（数Ω）が、電流制限素子４の等価抵抗値（１０Ω程度）と比較して低すぎるために、負荷１１に印加しなければならない初期電圧が抑制されてしまい、放電させるための負荷電圧ＶＲを供給することが困難になる。
【００３７】
図１１は上記動作を示す説明図であり、イオンエンジンのクリーニングモード電源装置に適用した場合に、負荷１１が要求する電圧と電流との相関関係（動作範囲）のイメージを概略的に示している。
【００３８】
図１１において、横軸は負荷１１が要求する電流、縦軸は負荷１１が要求する電圧であり、負荷１１が要求する動作点は斜線で示されている。
【００３９】
このように、人工衛星に搭載されるイオンエンジンのクリーニングモード電源の負荷１１は、かけら状の金属物質に起因しており、負荷１１となる金属片を電気的または熱的に取り除くために、放電時のローレンツ力によりはじき飛ばしている。
【００４０】
しかし、負荷抵抗値Ｒ１は負荷電圧ＶＲの印加時の放電により急低下するので、負荷抵抗値Ｒ１が高抵抗値から低抵抗値に至っても負荷電流ＩＲを一定時間以上継続して供給できる放電電流を継続的に流すためには、電源出力部に大容量のキャパシタ５を必要とする。
【００４１】
また、負荷１１の放電前の抵抗値が電流制限素子４の等価抵抗値と比較して低すぎるために、負荷１１に印加しなければならない初期電圧が抑制されて、放電が困難となり、金属片を取り除くことが困難になっていた。
【００４２】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電源装置は以上のように、負荷１１が極めて低い抵抗値から放電しようとする場合、放電に必要な電流を一定時間継続させるためには、電流制限素子４の抵抗値Ｒ２を数１００ｍΩ程度の低い値に設定する必要があり、８００Ａ程度の最大電流値を流すために、極めて大容量の遮断素子３およびキャパシタ５を具備する必要があった。
【００４３】
したがって、特に小型化が要求される人工衛星に搭載されるイオンエンジンのクリーニングモード電源に適用した場合、電源装置の寸法および重量が極めて大きくなってしまい、実用的でないという問題点があった。
【００４４】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、放電前の負荷の初期抵抗値が低い場合においても、負荷に供給される電圧として放電電圧以上の電圧を印加し、且つ放電に必要とされる電流を一定時間継続させることにより、小型軽量化を実現した電源装置を得ることを目的とする。
【００４５】
【課題を解決するための手段】
また、この発明の請求項４に係る電源装置は、直流電源の一端にアノードが接続されたダイオードと、ダイオードのカソードに一端が接続されて直流電源の電圧を共振させるインダクタと、インダクタの他端に一端が接続されてインダクタとともに共振するキャパシタと、キャパシタの両端間に並列接続された電荷放電素子と、キャパシタの他端と直流電源の他端との間に挿入された第１の遮断素子と、インダクタの他端に一端が接続された負荷と、負荷に流れる負荷電流を所定電流値に制御する定電流制御部と、定電流制御部に対して所定電流値に対応した電流指令値を入力する定電流指令回路と、外部から入力されるコマンド信号に応答して第１および第２の遮断素子をオンオフ制御するための第１および第２のパルス信号を生成するパルス生成手段と、第１のパルス信号に同期したタイミングで第１の遮断素子をオンオフ制御する駆動回路とを備え、定電流制御部は、負荷の他端と直流電源の他端との間に挿入された第２の遮断素子と、負荷電流が所定電流値となるように、第２のパルス信号に同期したタイミングで第２の遮断素子をオンオフ制御する定電流駆動回路とを含み、パルス生成手段は、コマンド信号に応答して第１および第２のパルス信号を繰り返し生成するパルス発振器を含み、定電流駆動回路は、第１の遮断素子がオンしてから第２の遮断素子がオンするまでの遅延時間を、インダクタおよびキャパシタの共振周波数に比例した値に設定し、負荷に対して断続的に所定電流値を供給するものである。
【００５２】
また、この発明の請求項２に係る電源装置は、請求項１において、パルス発振器は、コマンド信号によるオフ指令が受信されるまで、第１および第２のパルス信号の繰り返し生成動作を継続するものである。
【００５３】
また、この発明の請求項３に係る電源装置は、請求項１または請求項２において、負荷に並列接続された第２の負荷と、第２の負荷に流れる第２の負荷電流を所定電流値に制御する第２の定電流制御部とを備え、パルス生成手段は、パルス発振器に接続された分周回路を含み、分周回路は、第２のパルス信号に基づいて、定電流制御部と第２の定電流制御部のオンオフタイミング周期を同期分周する第３および第４のパルス信号を発生して、負荷および第２の負荷に供給する電力を交互に分散させ、定電流指令回路は、定電流制御部に対して所定電流値に対応した電流指令値を入力し、第２の定電流制御部は、第２の負荷の他端と直流電源の他端との間に挿入された第３の遮断素子と、第２の負荷電流が所定電流値となるように、第４のパルス信号に同期したタイミングで第３の遮断素子をオンオフ制御する第２の定電流駆動回路とを含むものである。
【００５４】
また、この発明の請求項４に係る電源装置は、請求項３において、分周回路は、第２および第３の遮断素子のオンタイミングに対応した第３および第４のパルス信号の周期を、第１の遮断素子のオンタイミングに対応した第１のパルス信号の周期の２倍に設定し、第１のパルス信号と第３および第４のパルス信号とを互いに同期させたものである。
【００５５】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図について説明する。
図１はこの発明の実施の形態１に関連した装置の構成例１を示す回路ブロック図であり、１〜４、６〜１１、ＶＣＭ、ＶＧ１、ＶＧ２、ＶＰ１、ＶＰ２は前述（図９参照）と同様のものである。
【００５６】
図１において、１２は直流電源１の一端にアノードが接続されたダイオード、１３はダイオード１２のカソードに一端が接続されて直流電源１の電圧を共振させるためのインダクタ、１４はインダクタ１３の他端に一端が接続されてインダクタ１３とともに共振するキャパシタである。
【００５７】
この場合、第１の遮断素子２は、キャパシタ１４の他端と直流電源１の他端との間に挿入され、第２の遮断素子３は、負荷１１の他端と直流電源１の他端との間に挿入されている。
また、電流制限素子４の一端は、キャパシタ１４の一端に接続されている。
【００５８】
図１においては、遮断素子２を構成する電界効果トランジスタのドレインがキャパシタ１４の一端に接続され、遮断素子３を構成する電界効果トランジスタのドレインが負荷１１の他端に接続され、各遮断素子２、３のソースが互いに接続されている。
【００５９】
また、パルス発生器８および遅延回路９は、各遮断素子２、３をオンオフ制御するタイミングが、インダクタ１３およびキャパシタ１４の共振周波数に合わせて同期するように設定されている。
【００６０】
さらに、後述するように、直流電源電圧Ｖを約２倍の電圧に昇圧することによって、負荷１１の初期抵抗値が約５０Ω（従来の場合の半分）程度まで低下しても、負荷１１の放電を維持できる電圧印加が可能な構成となっている。
【００６１】
次に、図２のタイミングチャートを参照しながら、図１に示した構成例１の動作について説明する。
【００６２】
図２において、第２のパルス信号ＶＰ２および駆動信号ＶＧ２は、時刻ｔ２のタイミングでオンされ、第１のパルス信号ＶＰ１および駆動信号ＶＧ１のオフタイミング（ｔ３）と同一の時刻ｔ４にオフされる。
また、負荷電流ＩＲは、十分に高いキャパシタ電圧ＶＣに対応した共振波形となって増幅される。
【００６３】
まず、前述と同様に、時刻ｔ１において、直流電源１から電圧が印加された状態で、地上からのコマンド信号ＶＣＭがオフからオンに切り換わった場合、パルス発生器８は、駆動回路６およびパルス遅延回路９にパルス信号ＶＰ１を送信し、第１の遮断素子２のゲートをオフからオンに切り換える。
【００６４】
これにより、共振用のキャパシタ１４には、ダイオード１２およびインダクタ１３を介して直流電源電圧Ｖが充電される。
このとき、インダクタ１３およびキャパシタ１４による直列共振により、キャパシタ１４には、直流電源電圧Ｖの２倍相当の電圧値まで充電可能となる。
【００６５】
一方、キャパシタ１４の充電期間（時刻ｔ１〜時刻ｔ２）において、第２の遮断素子３はオフ状態を保っている。
【００６６】
キャパシタ１４が充電された後、時刻ｔ２において、パルス信号ＶＰ１と同等の電圧レベルのパルス信号ＶＰ２がパルス遅延回路９から駆動回路７に送信され、第２の遮断素子３のゲートは、オフからオンに切り換えられる。
【００６７】
これにより、キャパシタ１４に充電された電圧ＶＣ（直流電源電圧Ｖよりも十分に高く充電された電圧）は、短時間に負荷１１に放出される。
遮断素子３は、キャパシタ１４の放電後の適度のタイミング（たとえば、時刻ｔ４）において、オンからオフに切り換えられる。
【００６８】
なお、第１の遮断素子２は、第２の遮断素子３がオフするタイミングと同程度のタイミング（時刻ｔ３）でオフに切り換わる。
【００６９】
以上のように動作する電源装置を用いた場合、負荷１１に印加される電圧ＶＲの初期電圧は、時間ｔの関数として、直流電源電圧Ｖを用いて、以下の（４）式のように表わされる。
【００７０】
ＶＣ（ｔ）＝Ｖ（１−ｃｏｓωｔ）・・・（４）
【００７１】
ただし、（４）式において、ωは角周波数であり、インダクタ１２のインダクタンス定数Ｌと、キャパシタ１４の容量定数Ｃとを用いて、以下の（５）式のように表わされる。
【００７２】
ω＝２π√（ＬＣ）・・・（５）
【００７３】
（４）式から、負荷１１に印加される初期電圧ＶＣ（ｔ）の最大値は、ｃｏｓωｔが最小（＝−１）を示す場合であって、直流電源電圧Ｖの２倍となる。
なお、（４）式において、電荷放電素子１０の抵抗値は、計算式上無視できる程度に十分に高いものとしている。
【００７４】
このように、遮断素子２のオンタイミングからインダクタ１３およびキャパシタ１４により直列共振させて、キャパシタ電圧ＶＣが最大となるタイミングで遮断素子３をオンさせることにより、負荷１１に印加される電圧を直流電源１の端子電圧の２倍程度にすることができる。
【００７５】
また、負荷１１の放電維持に必要な電荷量（キャパシタ１４に蓄えられる初期電荷量）が印加電圧の２乗に比例することから、従来（図９参照）のキャパシタ５と比較した場合、キャパシタ１４の容量を約１／４に小型軽量化することができるうえ、負荷１１に放電を誘起させ易い電圧を供給することができる。
【００７６】
また、放電の突入電圧が２倍に上昇するので、電流制限素子４の等価負荷抵抗値が従来装置と同等であると仮定した場合、負荷１１の放電前の抵抗値を従来の電源装置と比較して１／２とすることができ、クリーニングモード電源として対応できる初期の負荷範囲を広げることができる。
【００７７】
したがって、負荷１１の初期抵抗値が５０Ω程度（従来装置の供給電圧制約条件の約１／２）まで低下しても、負荷１１の放電を維持できる電圧を印加して、イオンエンジンのスラスタの各グリッド部に留まる金属片をはじき飛ばすことができる。
【００７８】
なお、上記構成例１では、負荷電流ＩＲを制御するために、遮断素子３をオンオフ制御する駆動回路７を用いたが、遮断素子３により構成される定電流制御部を用い、負荷電流ＩＲを定電流制御してもよい。
【００７９】
図３は定電流制御部を用いて負荷電流ＩＲを制御するように構成した構成例２を示す回路ブロック図である。
図３において、前述（図１参照）と同様のものについては、同一符号を付して詳述を省略する。
【００８０】
１５は遮断素子３をオンオフ制御する定電流駆動回路、１６は所定電流値に対応した電流指令値ＶＳＲ（電圧値）を生成する定電流指令回路、１７は電流フィードバック信号ＶＳＩを生成するための電流検出器である。
【００８１】
１８は負荷電流ＩＲを所定電流値に制御する定電流制御部であり、遮断素子３、定電流駆動回路１５および電流検出器１７により構成される。
なお、定電流指令回路１６は、定電流制御部１８に含まれてもよい。
【００８２】
定電流制御部１８内の定電流駆動回路１５は、パルス信号ＶＰ２、電流指令値ＶＳＲおよび電流フィードバック信号ＶＳＩからなる入力信号に基づいて、負荷電流ＩＲが所定電流値となるように、パルス信号ＶＳ２に同期したタイミングで遮断素子３をオンオフ制御する。
【００８３】
この場合、前述（図１参照）の電流制限素子４は不要となり、負荷１１の一端は、インダクタ１３とキャパシタ１４との接続点に直接接続されている。
【００８４】
また、コマンド信号ＶＣＭに応答するパルス生成手段は、前述と同様に、パルス信号ＶＰ１を生成するパルス発生器８と、パルス発生器８に接続されてパルス信号ＶＰ２を生成するパルス遅延回路９とにより構成されている。
【００８５】
次に、図４のタイミングチャートを参照しながら、図３に示した構成例２の動作について説明する。
まず、前述と同様に、時刻ｔ１において、地上からのコマンド信号ＶＣＭがオフからオンに切り換わると、パルス発生器８は、パルス信号ＶＰ１を出力して遮断素子２をオフからオンに切り換える。
【００８６】
これにより、キャパシタ１４は、インダクタ１３およびキャパシタ１４の直列共振により、直流電源電圧Ｖの２倍相当まで充電される。
【００８７】
キャパシタ１４が充電された後、時刻ｔ２において、パルス遅延回路９からのパルス信号ＶＰ２が定電流制御部１８に入力されると、定電流駆動回路１５は、遮断素子３のゲートをオフからオンに切り換える。
【００８８】
これにより、キャパシタ１４に充電されたキャパシタ電圧ＶＣ（直流電源電圧Ｖよりも十分に高い電圧）は、短時間に負荷１１に放出される。
【００８９】
キャパシタ電圧ＶＣが負荷１１に放電された後、定電流駆動回路１５は、電流指令値ＶＳＲと電流フィードバック信号ＶＳＩとを比較し、負荷電流ＩＲの値を一定に保つように、遮断素子３のゲート電圧を制御する。
【００９０】
また、前述（図２参照）と同様に、適度の時刻ｔ４において遮断素子３をオンからオフに切り換える。また、遮断素子２は遮断素子３のオフタイミングと同程度の時刻ｔ３においてオフに切り換わる。
【００９１】
なお、ここでは、電流検出器１７を抵抗器により構成したが、絶縁を要する場合には、同様の機能を有する他の手段（たとえば、パルストランス）により構成してもよい。
【００９２】
また、定電流制御部１８内の遮断素子３を電界効果トランジスタにより構成したが、同等の機能を有する他の素子（たとえば、トランジスタ）により構成してもよい。
【００９３】
このように、負荷電流ＩＲを定電流制御することにより、放電後の負荷抵抗値変動に対して安定に電力供給することができ、放電を一定時間所定の電流を安定に持続することができる。
【００９４】
したがって、負荷１１に印加される電圧ＶＲの初期電圧は、前述の（４）式のように表わされるので、直流電源電圧Ｖの２倍程度にすることができる。
【００９５】
また、インダクタ１２およびキャパシタ１３の定数を共振周期に合わせて適切に選定することにより、キャパシタ１４の容量を、従来のキャパシタ５の１／４程度に少なくすることができる。
【００９６】
さらに、遮断素子３のゲート電圧を調整することにより、負荷電流ＩＲを定電流制御することができるので、負荷１１の抵抗値変動に左右されることなく、放電を一定時間安定化させることができる。
【００９７】
したがって、負荷１１の初期抵抗値が数Ω程度（従来装置の供給電圧制約条件の１／１０以下）まで低下しても、負荷１１の放電を維持できる電圧を印加することができ、イオンエンジンのスラスタの各グリッド部に留まる金属片をはじき飛ばすことができる。
【００９８】
なお、上記構成例２では、コマンド信号ＶＣＭに応答するパルス生成手段として、パルス発生器８およびパルス遅延回路９を用いたが、各パルス信号ＶＰ１、ＶＰ２を繰り返し生成するパルス発振器を用いることが望ましい。
【００９９】
図５はパルス生成手段としてパルス発振器を用いたこの発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。
図５において、前述（図３参照）と同様のものについては、同一符号を付して詳述を省略する。
【０１００】
１９は地上からのコマンド信号ＶＣＭに応答するパルス発振器であり、所定の繰り返しによるパルス信号ＶＰ１、ＶＰ２を生成して、負荷１１に断続的に電力を供給する。各パルス信号ＶＰ１、ＶＰ２は、駆動回路６、定電流制御部１８をそれぞれ駆動する。
【０１０１】
定電流駆動回路１８は、第１の遮断素子２がオンしてから第２の遮断素子３がオンするまでの遅延時間を、インダクタ１３およびキャパシタ１４の共振周波数に比例した値に設定し、負荷１１に対して断続的に所定電流値を供給するようになっている。
【０１０２】
次に、図６のタイミングチャートを参照しながら、図５に示したこの発明の実施の形態１の動作について説明する。
図６において、各パルス信号ＶＰ１、ＶＰ２は繰り返し生成され、たとえば、パルス信号ＶＰ１は、時刻ｔ５において再度オンされる。
【０１０３】
まず、前述と同様に、時刻ｔ１においてコマンド信号ＶＣＭがオンに切り換わると、パルス発振器１９は、駆動回路６にパルス信号ＶＰ１を送出して、遮断素子２をオンに切り換え、キャパシタ１４を直流電源電圧Ｖの２倍相当まで充電する。
【０１０４】
キャパシタ１４が充電された後、パルス発振器１９は、キャパシタ１４の電圧が最大となる時刻に合わせて、少し遅れた時刻ｔ２において定電流駆動回路１５にパルス信号ＶＰ２を送信し、遮断素子３をオフからオンに切り換える。
【０１０５】
これにより、キャパシタ１４に充電された十分に高いキャパシタ電圧ＶＣは、短時間に負荷１１に放出され、その後、定電流駆動回路１５は、負荷電流ＩＲを一定値に保つように遮断素子３のゲート電圧を制御する。
【０１０６】
以下、パルス発振器１９によるパルス信号ＶＰ１、ＶＰ２の繰り返し生成動作は、コマンド信号ＶＣＭによるオフ指令が受信されるまで継続される。
【０１０７】
このように、負荷１１に対して繰り返し電力供給するためのパルス発振器１９を設けることにより、前述の作用効果に加えて、負荷１１の放電前の初期抵抗値が極めて低い値（たとえば、数１０ｍΩ〜数Ω）を示す場合においても、キャパシタ１４の容量を増加させることなく、負荷１１（抵抗器）となる金属片を取り除くことができる。
【０１０８】
たとえば、イオンエンジンのスラスタの各グリッド部に留まる金属片を熱的に昇華または変形させて、放電時の電気的なローレンツ力ではじき飛ばして、負荷１１（抵抗器）となる金属片を取り除くことができる。
【０１０９】
すなわち、共振用のキャパシタ１４の容量を小さく設定した状態で、負荷１１の放電前の初期抵抗値が極めて低い場合でも、負荷１１の放電を維持しながら金属片（たとえば、グリッドの異物）を熱的に昇華して取り除き、電気的なローレンツ力ではじき飛ばした場合の効果と同等の除去効果を得ることができる。
【０１１０】
また、この場合、キャパシタ１４の容量は従来のキャパシタ５の１／１０程度に低減することができ、クリーニングモード電源として、さらに小型軽量化を実現することができる。
【０１１１】
なお、負荷１１の放電前の抵抗値が高い値（数１０ｋΩ程度）の場合は、従来装置と同様に、放電時の電流ＩＲにより、電気的にローレンツ力ではじき飛ばすことができることは言うまでもない。
【０１１２】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、１系統の負荷１１のみを放電対象とした場合について説明したが、負荷１１のみならず負荷１１に並列接続された第２の負荷を放電対象としてもよい。
【０１１３】
図７は負荷１１および第２の負荷を放電対象としたこの発明の実施の形態２を示す回路ブロック図である。
図７において、前述（図５参照）と同様のものについては、同一符号を付して詳述を省略する。
【０１１４】
２０は負荷１１に並列接続された第２の負荷（以下、単に「負荷」という）であり、インダクタ１３とキャパシタ１４との接続点に一端が接続されている。
【０１１５】
具体的には、負荷１１としては、たとえば、イオンエンジンのスラスタの加速グリッドとディセルグリットとの間の負荷などが考えられ、負荷２０としては、たとえば、スクリーングリットと加速グリットとの間の負荷などが考えられる。
【０１１６】
２１は電界効果トランジスタからなる第３の遮断素子（以下、単に「遮断素子」という）であり、負荷２０の他端と直流電源１の他端との間に挿入されている。
【０１１７】
２２は遮断素子２１に直列接続された抵抗器からなる電流検出器であり、負荷２０に流れる第２の負荷電流ＩＲ２（以下、単に「負荷電流」という）の電流フィードバック信号ＶＳＩ２を生成する。
【０１１８】
２３は遮断素子２１のゲート電圧を制御する定電流駆動回路であり、負荷電流ＩＲ２が所定電流値となるように、パルス信号ＶＰ２に同期した第４のパルス信号ＶＰ４のタイミングに基づいて、第３の駆動信号ＶＧ３（以下、単に「駆動信号」という）により遮断素子２１をオンオフ制御する。
【０１１９】
２５は負荷２０に接続された第２の定電流制御部（以下、単に「定電流制御部」という）であり、遮断素子２１、電流検出器２２および定電流駆動回路２３により構成され、負荷電流ＩＲ２を所定電流値に制御する。
【０１２０】
定電流指令回路１６は、定電流制御部２５内の定電流駆動回路２３に対して、所定電流値に対応した電流指令値ＶＳＲを入力する。
【０１２１】
２６はパルス発振器１９に接続された分周回路であり、パルス発振器１９とともにパルス生成手段を構成している。
【０１２２】
分周回路２６は、第２のパルス信号ＶＰ２に同期した第３および第４のパルス信号ＶＰ３、ＶＰ４（以下、それぞれ単に「パルス信号」という）を生成し、定電流制御部１８および２５のオンオフ動作時間のタイミングを２分割調整する。
【０１２３】
すなわち、パルス信号ＶＰ２は、定電流制御部１８、２５の動作タイミングを指令し、パルス信号ＶＰ３は、定電流制御部１８の動作タイミングを定め、パルス信号ＶＰ４は、定電流制御部２５の動作タイミングを定めている。
【０１２４】
してがって、分周回路２６は、パルス信号ＶＰ２に基づいて、定電流制御部１８、２５のオンオフタイミング周期を同期分周するパルス信号ＶＰ３、ＶＰ４を発生し、各負荷１１、２０に供給する電力を交互に分散させる。
なお、分周回路２６は、定電流制御部２５に含まれてもよい。
【０１２５】
次に、図８のタイミングチャートを参照しながら、図７に示したこの発明の実施の形態２の動作について説明する。
図８において、パルス信号ＶＰ１に基づく駆動信号ＶＧ１は、時刻ｔ１、ｔ５およびｔ９において繰り返し生成される。
【０１２６】
また、パルス信号ＶＰ２に基づく駆動信号ＶＧ２およびＶＧ３は、時刻ｔ２およびｔ６において繰り返し生成される。
【０１２７】
したがって、負荷電流ＩＲ、ＩＲ２は、駆動信号ＶＧ２に同期して交互に流れ、たとえば、負荷電流ＩＲは時刻ｔ２に流れ始め、負荷電流ＩＲ２は時刻ｔ６に流れ始める。
【０１２８】
すなわち、分周回路２６は、遮断素子３、２１のオンタイミング周期が遮断素子２のオンタイミング周期の２倍となるように各パルス信号ＶＰ３、ＶＰ４を出力し、パルス信号ＶＰ１と各パルス信号ＶＰ３、ＶＰ４とを同期させることにより、遮断素子２と遮断素子３、２１とが互いに同期動作するようにしている。
【０１２９】
まず、前述と同様に、時刻ｔ１においてコマンド信号ＶＣＭがオンに切り換わると、パルス発振器１９は、駆動回路６にパルス信号ＶＰ１を送出して、遮断素子２をオンに切り換え、キャパシタ１４を直流電源電圧Ｖの２倍相当まで充電する。
【０１３０】
キャパシタ１４が充電された後、パルス発振器１９は、キャパシタ１４の電圧が最大となる時刻に合わせて、少し遅れた時刻ｔ２において分周回路２６にパルス信号ＶＰ２を送信する。
【０１３１】
分周回路２６は、時刻ｔ２においてパルス信号ＶＰ３を定電流駆動回路１５に送信し、駆動信号ＶＧ２を出力させることにより遮断素子３をオフからオンに切り換える。
【０１３２】
これにより、キャパシタ１４に充電された十分に高いキャパシタ電圧ＶＣは、短時間に負荷１１に放出される。その後、定電流駆動回路１５は、電流指令信号ＶＳＲと電流フィードバック信号ＶＳＩとを比較することにより、負荷電流ＩＲを一定値に保つように遮断素子３のゲート電圧を制御する。
【０１３３】
また、分周回路２６は、次の充電サイクル（時刻ｔ５）に続く時刻ｔ６においてパルス信号ＶＰ４を定電流駆動回路２３に送信し、駆動信号ＶＧ３を出力させることにより遮断素子２１をオフからオンに切り換える。
【０１３４】
これにより、キャパシタ１４に充電された十分に高いキャパシタ電圧ＶＣは、短時間に負荷２０に放出される。その後、定電流駆動回路２３は、電流指令信号ＶＳＲと電流フィードバック信号ＶＳＩ２とを比較することにより、負荷電流ＩＲ２を一定値に保つように遮断素子２１のゲート電圧を制御する。
【０１３５】
なお、放電後においては、前述と同様に、適度の時刻ｔ３、ｔ４、ｔ７、ｔ８において遮断素子３、２１をオンからオフに切り換えるとともに、遮断素子３のオフタイミングと同程度の時刻において遮断素子２をオフに切り換える。
【０１３６】
以下、パルス発振器１９は、地上からのコマンド信号ＶＣＭによるオフ指令が受信されるまで、パルス信号ＶＰ１、ＶＰ２の繰り返し生成動作を行う。
ただし、パルス信号ＶＰ２を受信した分周回路２６は、図８のように、遮断素子２のオンによるキャパシタ１４の充電後に、遮断素子２１をオンして負荷２０に対する電力供給を行う。
【０１３７】
さらに、分周回路２６は、次の周期動作において、負荷１１に電力を供給する動作を繰り返す。
このように動作する電源装置により、負荷１１、２０に交互に印加される電圧ＶＲは、いずれも前述の（４）式のように表わされる。
【０１３８】
この結果、負荷１１、２０に印加される電圧ＶＲは、直流電源電圧Ｖの２倍程度にすることができる。また、インダクタ１３およびキャパシタ１４の定数を共振周期に合わせて適切に選定することにより、従来装置で必要としたキャパシタ５の容量と比較して、１／４倍程度に少なくすることができる。
【０１３９】
また、負荷１１、２０に流れる電流ＩＲ、ＩＲ２を個別制御することにより、負荷１１、２０の抵抗値変動に左右されることなく、放電を一定時間安定化させることができる。
【０１４０】
さらに、負荷２０に関連して分周回路２６および定電流制御部２５を設けたので、負荷１１、２０の放電前の初期抵抗値が数ｍΩ程度であっても、電源装置から所定電力を繰り返し供給することができ、負荷１１、２０をそれぞれ熱的に昇華することができる。
【０１４１】
このように、２系統の負荷１１、２０が存在する場合においても、定電流制御部１８と同一構成の定電流制御部２５に定電流指令回路１６を接続し、パルス発振器１９の後段に各定電流制御部１８、２５のオンオフタイミング周期を同期分周する分周回路２６を接続することにより、上記動作を各負荷１８、２０に対して時分割で実行することができる。
【０１４２】
したがって、各負荷１８、２０に対する供給電力を交互に分散させて、さらに小型軽量化したクリーニングモード電源を実現することができる。
【０１４３】
また、遮断素子３、２１を制御するための各パルス信号ＶＰ３、ＶＰ４のオンタイミング周期を、遮断素子２を制御するためのパルス信号ＶＰ１のオンタイミング周期の２倍に設定し、遮断素子２と各遮断素子３、２１とが互いに同期して動作するようにしたので、２系統の負荷１１、２０に同一電力を供給することができ、システム的に小型軽量化を実現することができる。
【０１４４】
たとえば、イオンエンジンのスラスタの加速グリッドとディセルグリットとの間の負荷、および、スクリーングリットと加速グリットとの間の負荷に対して、同一電力の供給が可能となる。
【０１４５】
なお、上記実施の形態２では、２系統の負荷１１、２０に電力供給する場合について説明したが、３系統以上の任意数の並列負荷に対しても、同様に適用することができる。
【０１４６】
また、上記実施の形態１、２では、人工衛星に搭載されるイオンエンジンの電源装置を例にとって説明したが、外部から送信されるコマンド信号ＶＣＭの受信に応答して負荷電流を制御する電源装置であれば、他の電源装置にも適用可能なことは言うまでもない。
【０１４７】
【発明の効果】
以上のようにこの発明の請求項１によれば、直流電源の一端にアノードが接続されたダイオードと、ダイオードのカソードに一端が接続されて直流電源の電圧を共振させるインダクタと、インダクタの他端に一端が接続されてインダクタとともに共振するキャパシタと、キャパシタの両端間に並列接続された電荷放電素子と、キャパシタの他端と直流電源の他端との間に挿入された第１の遮断素子と、インダクタの他端に一端が接続された負荷と、負荷に流れる負荷電流を所定電流値に制御する定電流制御部と、定電流制御部に対して所定電流値に対応した電流指令値を入力する定電流指令回路と、外部から入力されるコマンド信号に応答して第１および第２の遮断素子をオンオフ制御するための第１および第２のパルス信号を生成するパルス生成手段と、第１のパルス信号に同期したタイミングで第１の遮断素子をオンオフ制御する駆動回路とを備え、定電流制御部は、負荷の他端と直流電源の他端との間に挿入された第２の遮断素子と、負荷電流が所定電流値となるように、第２のパルス信号に同期したタイミングで第２の遮断素子をオンオフ制御する定電流駆動回路とを含み、パルス生成手段は、コマンド信号に応答して第１および第２のパルス信号を繰り返し生成するパルス発振器を含み、定電流駆動回路は、第１の遮断素子がオンしてから第２の遮断素子がオンするまでの遅延時間を、インダクタおよびキャパシタの共振周波数に比例した値に設定し、負荷に対して断続的に所定電流値を供給するようにしたので、放電後の負荷抵抗値変動に対して安定に電力供給することができ、放電を一定時間所定の電流を安定に持続するとともに、小型軽量化を実現した電源装置が得られる効果がある。
【０１５４】
また、この発明の請求項２によれば、請求項１において、パルス発振器は、コマンド信号によるオフ指令が受信されるまで、第１および第２のパルス信号の繰り返し生成動作を継続するようにしたので、小型軽量化を実現した電源装置が得られる効果がある。
【０１５５】
また、この発明の請求項３によれば、請求項１または請求項２において、負荷に並列接続された第２の負荷と、第２の負荷に流れる第２の負荷電流を所定電流値に制御する第２の定電流制御部とを備え、パルス生成手段は、パルス発振器に接続された分周回路を含み、分周回路は、第２のパルス信号に基づいて、定電流制御部と第２の定電流制御部のオンオフタイミング周期を同期分周する第３および第４のパルス信号を発生して、負荷および第２の負荷に供給する電力を交互に分散させ、定電流指令回路は、定電流制御部に対して所定電流値に対応した電流指令値を入力し、第２の定電流制御部は、第２の負荷の他端と直流電源の他端との間に挿入された第３の遮断素子と、第２の負荷電流が所定電流値となるように、第４のパルス信号に同期したタイミングで第３の遮断素子をオンオフ制御する第２の定電流駆動回路とを含み、複数系統の負荷に対して時分割制御するようにしたので、小型軽量化を実現した電源装置が得られる効果がある。
【０１５６】
また、この発明の請求項４によれば、請求項３において、分周回路は、第２および第３の遮断素子のオンタイミングに対応した第３および第４のパルス信号の周期を、第１の遮断素子のオンタイミングに対応した第１のパルス信号の周期の２倍に設定し、第１のパルス信号と第３および第４のパルス信号とを互いに同期させたので、複数系統の負荷に対しても小型軽量化を実現した電源装置が得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明に関連した装置の構成例１を示す回路ブロック図である。
【図２】図１に示した構成例１による各部の動作状態を示すタイミングチャートである。
【図３】この発明に関連した装置の構成例２を示す回路ブロック図である。
【図４】図３に示した構成例２による各部の動作状態を示すタイミングチャートである。
【図５】この発明の実施の形態１を示す回路ブロック図である。
【図６】この発明の実施の形態１による各部の動作状態を示すタイミングチャートである。
【図７】この発明の実施の形態２を示す回路ブロック図である。
【図８】この発明の実施の形態２による各部の動作状態を示すタイミングチャートである。
【図９】従来の電源装置を示す回路ブロック図である。
【図１０】従来の電源装置による各部の動作状態を示すタイミングチャートである。
【図１１】イオンエンジンのクリーニングモード電源装置の負荷が要求する動作範囲を示す説明図である。
【符号の説明】
１直流電源、２第１の遮断素子、３第２の遮断素子、４電流制限素子、６第１の駆動回路、７第２の駆動回路、８パルス発生器、９パルス遅延回路、１０電荷放電素子、１１負荷、１２ダイオード、１３インダクタ、１４キャパシタ、１５定電流駆動回路、１６定電流指令回路、１８定電流制御部、１９パルス発振器、２０第２の負荷、２１第３の遮断素子、２３第２の定電流駆動回路、２６分周回路、２５第２の定電流制御部、ＩＲ負荷電流、ＩＲ２第２の負荷電流、ＶＣキャパシタ電圧、ＶＲ負荷電圧、ＶＣＭコマンド信号、ＶＧ１第１の駆動信号、ＶＧ２第２の駆動信号、ＶＧ３第３の駆動信号、ＶＰ１第１のパルス信号、ＶＰ２第２のパルス信号、ＶＰ３第３のパルス信号、ＶＰ４第４のパルス信号、ＶＳＩ、ＶＳＩ２電流フィードバック信号、ＶＳＲ電流指令値。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device used as a cleaning mode power supply for an ion engine mounted on, for example, an artificial satellite, and more particularly to charge a capacitor using a series resonance of an inductor and a capacitor to generate a high voltage from a small-capacitance capacitor. Thus, the present invention relates to a power supply device that enables discharge with respect to a load having a low resistance value and realizes a reduction in size and weight.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a power supply device including a simple switch circuit and configured to directly apply a DC power supply voltage to a load is well known.
In this case, the load current flowing through the load is a value obtained by dividing the DC power supply voltage by the sum of the resistance value of the current limiting element and the load resistance value.
[0003]
This type of power supply apparatus is suitable when the initial resistance value of the load is relatively larger than the resistance value of the current limiting element, and can be applied as a cleaning mode power supply for an ion engine mounted on an artificial satellite or the like.
[0004]
FIG. 9 is a circuit block diagram showing a configuration of a conventional power supply device mounted on the artificial satellite.
In FIG. 9, 1 is a DC power source, 2 and 3 are first and second cutoff elements (hereinafter simply referred to as “cutoff elements”) made up of field effect transistors, and 4 is a current limiting element made up of a resistor. Each of the blocking elements 2 and 3 and the current limiting element 4 are connected in series to one end of the DC power supply 1.
[0005]
Reference numeral 5 denotes a capacitor, which is inserted between the connection point of the respective blocking elements 2 and 3 and the other end of the DC power supply 1.
Reference numerals 6 and 7 denote first and second driving circuits (hereinafter simply referred to as “driving circuits”) for driving the shut-off elements 2 and 3, which are individually connected to the gates of the shut-off elements 2 and 3, respectively. Yes.
[0006]
8 is a pulse generator to which a command signal VCM from the ground is inputted, and 9 is a pulse delay circuit connected to the output terminal of the pulse generator 8.
The output terminal of the pulse generator 8 is connected to the drive circuit 6, and the output terminal of the pulse delay circuit 9 is connected to the drive circuit 7.
[0007]
Reference numeral 10 denotes a charge discharge element made of a resistor, which is connected in parallel between both ends of the capacitor 5.
A load 11 is inserted between the current limiting element 4 and the other end of the DC power supply 1.
[0008]
VC is a capacitor voltage generated from the capacitor 5, VO is an output voltage generated from the blocking element 3, VR is a load voltage applied to the load 11 via the current limiting element 4, and IR is a load current flowing through the load 11.
[0009]
VG1 is a first drive signal applied from the drive circuit 6 to the gate of the cutoff element 2, VG2 is a second drive signal applied from the drive circuit 7 to the gate of the cutoff element 3, and VP1 is output from the pulse generator 8. The first pulse signal VP2 is a second pulse signal output from the pulse delay circuit 9.
[0010]
The pulse generator 8 and the pulse delay circuit 9 are responsive to a command signal VCM inputted from the outside, and first and second pulse signals VP1 and VP2 (hereinafter referred to as “first” and “second pulse signals”) for controlling on / off of the respective cutoff elements 2 and 3 Simply “pulse signal”).
[0011]
Each drive circuit 6, 7 outputs first and second drive signals VG 1, VG 2 (hereinafter simply referred to as “drive signal”) at a timing synchronized with each pulse signal VP 1, VP 2. 3 is turned on / off.
[0012]
Next, the circuit operation of the conventional power supply device shown in FIG. 9 will be described with reference to FIG.
FIG. 10 is a timing chart showing the circuit operation of the conventional power supply apparatus.
[0013]
In FIG. 10, drive signals VG1 and VG2 (on / off timings of the respective blocking elements 2 and 3) generated in association with the pulse signals VP1 and VP2 by the command signal VCM from the ground, the load voltage VR, and the load current IR The relationship with the application timing is shown.
[0014]
10 shows that the load voltage VR attenuates according to the time constant determined by the resistance value R2 of the current limiting element 4, the resistance value R1 of the load 11, and the capacitance of the capacitor 5. In FIG.
[0015]
Now, at time t1, when the command signal VCM from the ground is switched from OFF to ON while the output voltage V of the DC power source 1 is applied to each of the blocking elements 2 and 3, the pulse generator 8 is driven. The pulse signal VP1 is transmitted to the circuit 6 and the pulse delay circuit 9.
[0016]
Thereby, first, the drive signal VG1 is generated, the cutoff element 2 is switched from OFF to ON, and the capacitor 5 is charged to a value corresponding to the DC power supply voltage V until time t2.
[0017]
However, since the drive signal VG2 is turned off during the period from the time t1 to the time t2, the blocking element 3 holds the off state.
Thus, the capacitor 5 is charged, and the drive signal VG1 is turned off at time t3. Then, the pulse delay circuit 9 operates at time t4, and the drive signal VG2 is turned on.
[0018]
As a result, a pulse signal VP2 having a voltage level equivalent to that of the pulse signal VP1 is transmitted from the pulse delay circuit 9 to the drive circuit 7, and the blocking element 3 is switched from OFF to ON.
Note that after the capacitor 5 is charged, the blocking element 2 is switched from on to off.
[0019]
When the blocking element 3 is turned on at time t4, a load current IR flows as shown in FIG.
The load current IR at this time is expressed as a function of time t as shown in the following equation (1) from the relationship between the DC power supply voltage V, the resistance value R1 of the load 11 and the resistance value R2 of the current limiting element 4. It is.
[0020]
IR (t) = V · exp (at) / (R1 + R2) (1)
[0021]
However, in the equation (1), a is a value obtained from each of the resistance values R1 and R2 and the capacitance C of the capacitor 5, and is expressed as the following equation (2).
[0022]
a = R1 / {(R1 + R2) · C} (2)
[0023]
The load voltage VR is expressed as the following equation (3) using the DC power supply voltage V and the value a as a function of time t.
[0024]
VR (t) = V · exp (at) (3)
[0025]
Hereinafter, at time t5 when the load voltage VR (t) and the load current IR (t) are sufficiently attenuated, the drive signal VG2 is turned off.
In the conventional power supply device that operates in this way, the maximum voltage VRmax that can be supplied to the load 11 is naturally a voltage value lower than the DC power supply voltage V.
[0026]
Further, when the resistance value R1 of the load 11 is relatively lower than the resistance value R2 of the current limiting element 4, in order to stably supply the load current IR stably, the capacitance C of the capacitor 5 must be set to be considerably large. Don't be.
[0027]
Incidentally, the resistance value R1 of the load 11 connected to the cleaning mode power source of an ion engine (not shown) mounted on the artificial satellite is generated in an inappropriate state as follows, for example.
[0028]
That is, when the ion engine is operated, a metal material such as molybdenum is generated in the discharge chamber and the grit portion of the thruster of the ion engine, and this metal material is a thrust material as a piece-like material of about several millimeters. Since it floats inside, it may stay in contact between the acceleration grid of the ion engine thruster and the screen grid.
[0029]
As described above, when the metal object remains in contact between the acceleration grid of the ion engine thruster and the screen grid, the resistance value of the load 11 is electrically several Ω (or several mΩ) to 100 kΩ. Can become a heavy load.
[0030]
In addition, a load having a resistance value that is electrically equivalent to the above state exists between the discel grit (ground potential grit) and the acceleration grit of the thruster of the ion engine.
[0031]
In such a state, the ion engine does not function sufficiently and ion acceleration cannot be performed normally.
Therefore, in the conventional power supply apparatus, it was necessary to electrically or thermally remove the above-mentioned piece of metal material, that is, foreign matter.
[0032]
Next, the relationship between the voltage and current of the cleaning mode power supply required for the power supply apparatus when removing the load 11 due to the metal piece as described above will be described.
[0033]
In general, when the power supply voltage V is applied to the load 11, the load 11 exhibits a characteristic in which the resistance value R1 rapidly decreases due to discharge. Therefore, even if the resistance value R1 of the load 11 changes from a high resistance value to a low resistance value, the load current IR In order to continuously supply the current for a certain time or more, a discharge current of about 2 A or more is required.
[0034]
At this time, the load 11 is repelled by the Lorentz force during discharge and is electrically removed from between the grids.
In addition, the maximum voltage VRmax that can be supplied to the load 11 needs to be 80 V or more as a voltage that induces discharge of the load 11.
[0035]
Usually, the resistance value R1 of the load 11 is several tens kΩ to several hundreds kΩ before discharge and several Ω after discharge, but depending on the contact state of the metal pieces, the resistance value before discharge can be several Ω.
[0036]
In this case, since the resistance value (several Ω) before discharge of the load 11 is too low compared to the equivalent resistance value (about 10 Ω) of the current limiting element 4, the initial voltage that must be applied to the load 11 is suppressed. This makes it difficult to supply the load voltage VR for discharging.
[0037]
FIG. 11 is an explanatory diagram showing the above operation, and schematically shows an image of the correlation (operation range) between the voltage and current required by the load 11 when applied to a cleaning mode power supply device of an ion engine. .
[0038]
In FIG. 11, the horizontal axis indicates the current required by the load 11, the vertical axis indicates the voltage required by the load 11, and the operating point required by the load 11 is indicated by hatching.
[0039]
As described above, the load 11 of the cleaning mode power source of the ion engine mounted on the artificial satellite is caused by a piece of metal material, and in order to remove the metal piece serving as the load 11 electrically or thermally, the discharge is performed. It is repelled by the Lorentz force of time.
[0040]
However, since the load resistance value R1 rapidly decreases due to the discharge during the application of the load voltage VR, even if the load resistance value R1 reaches a low resistance value from a high resistance value, the discharge current IR can be continuously supplied for a certain time or more. In order to flow continuously, a large-capacitance capacitor 5 is required at the power output section.
[0041]
Moreover, since the resistance value before discharge of the load 11 is too low as compared with the equivalent resistance value of the current limiting element 4, the initial voltage that must be applied to the load 11 is suppressed, and the discharge becomes difficult. It was difficult to get rid of.
[0042]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, when the load 11 is to discharge from an extremely low resistance value, the conventional power supply apparatus has a resistance value R2 of the current limiting element 4 of about several hundred mΩ in order to continue the current required for the discharge for a certain period of time. Therefore, it is necessary to provide the interruption element 3 and the capacitor 5 having a very large capacity in order to flow the maximum current value of about 800 A.
[0043]
Therefore, when applied to a cleaning mode power source of an ion engine mounted on an artificial satellite that is particularly required to be miniaturized, there has been a problem that the size and weight of the power supply device become extremely large and not practical.
[0044]
The present invention has been made to solve the above problems, and even when the initial resistance value of the load before discharge is low, a voltage higher than the discharge voltage is applied as the voltage supplied to the load, and An object of the present invention is to obtain a power supply device that is reduced in size and weight by continuing a current required for discharging for a certain period of time.
[0045]
[Means for Solving the Problems]
  According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a power supply device comprising: a diode having an anode connected to one end of a DC power supply; an inductor having one end connected to the cathode of the diode to resonate the voltage of the DC power supply; A capacitor having one end connected to the capacitor and resonating with the inductor, a charge discharge element connected in parallel between both ends of the capacitor, and a first cutoff element inserted between the other end of the capacitor and the other end of the DC power supply ,A load having one end connected to the other end of the inductor, a constant current control unit for controlling the load current flowing through the load to a predetermined current value, and a current command value corresponding to the predetermined current value are input to the constant current control unit A constant current command circuit; pulse generation means for generating first and second pulse signals for on / off control of the first and second cutoff elements in response to a command signal input from the outside; And a drive circuit that controls on / off of the first cutoff element at a timing synchronized with the pulse signal, and the constant current control unit is a second cutoff element inserted between the other end of the load and the other end of the DC power supply. And a constant current driving circuit that controls on / off of the second cutoff element at a timing synchronized with the second pulse signal so that the load current becomes a predetermined current value, and the pulse generation means responds to the command signal 1st and 1st The constant current driving circuit includes a pulse oscillator that repeatedly generates a pulse signal of the first and second delay elements, and the delay time from when the first cutoff element is turned on to when the second cutoff element is turned on is proportional to the resonance frequency of the inductor and the capacitor To supply the specified current value intermittently to the load.Is.
[0052]
  In addition, this inventionClaim 2The power supply according toClaim 1The pulse oscillator continues the operation of repeatedly generating the first and second pulse signals until an off command by the command signal is received.
[0053]
  In addition, this inventionClaim 3The power supply according toClaim 1 or claim 2A second load connected in parallel to the load, and a second constant current control unit for controlling the second load current flowing in the second load to a predetermined current value. The frequency dividing circuit includes a frequency dividing circuit connected to the first and second frequency dividing circuits for synchronously dividing the on / off timing periods of the constant current control unit and the second constant current control unit based on the second pulse signal. And the power supplied to the load and the second load are alternately distributed, and the constant current command circuit inputs a current command value corresponding to a predetermined current value to the constant current control unit, The second constant current control unit includes a third interrupting element inserted between the other end of the second load and the other end of the DC power supply, and the second load current has a predetermined current value. Second on / off control of the third blocking element at timing synchronized with the fourth pulse signal It is intended to include the constant current driving circuit.
[0054]
  In addition, this inventionClaim 4The power supply according toClaim 3, The frequency divider circuit determines the period of the third and fourth pulse signals corresponding to the on-timing of the second and third interrupting elements, and the period of the first pulse signal corresponding to the on-timing of the first interrupting element. The period is set to twice the period, and the first pulse signal and the third and fourth pulse signals are synchronized with each other.
[0055]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
  Embodiment 1 of the present invention will be described below with reference to the drawings.
  FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention.Example 1 of apparatus related to1 to 4, 6 to 11, VCM, VG1, VG2, VP1, and VP2 are the same as those described above (see FIG. 9).
[0056]
In FIG. 1, 12 is a diode having an anode connected to one end of a DC power source 1, 13 is an inductor having one end connected to the cathode of the diode 12 to resonate the voltage of the DC power source 1, and 14 is the other end of the inductor 13. And a capacitor that resonates together with the inductor 13.
[0057]
In this case, the first cutoff element 2 is inserted between the other end of the capacitor 14 and the other end of the DC power source 1, and the second cutoff element 3 is the other end of the load 11 and the other end of the DC power source 1. Is inserted between.
One end of the current limiting element 4 is connected to one end of the capacitor 14.
[0058]
In FIG. 1, the drain of the field effect transistor constituting the cutoff element 2 is connected to one end of the capacitor 14, and the drain of the field effect transistor constituting the cutoff element 3 is connected to the other end of the load 11. 3 sources are connected to each other.
[0059]
In addition, the pulse generator 8 and the delay circuit 9 are set so that the timings of turning on / off the shut-off elements 2 and 3 are synchronized with the resonance frequency of the inductor 13 and the capacitor 14.
[0060]
Further, as will be described later, even if the initial resistance value of the load 11 is reduced to about 50Ω (half of the conventional case) by boosting the DC power supply voltage V to about twice, the discharge of the load 11 The voltage can be applied to maintain the voltage.
[0061]
  Next, referring to the timing chart of FIG.Configuration example 1Will be described.
[0062]
In FIG. 2, the second pulse signal VP2 and the drive signal VG2 are turned on at the timing of time t2, and are turned off at the same time t4 as the off timing (t3) of the first pulse signal VP1 and the drive signal VG1.
Further, the load current IR is amplified as a resonance waveform corresponding to a sufficiently high capacitor voltage VC.
[0063]
First, similarly to the above, when the command signal VCM from the ground is switched from OFF to ON while the voltage is applied from the DC power source 1 at time t1, the pulse generator 8 includes the drive circuit 6 and the pulse A pulse signal VP1 is transmitted to the delay circuit 9, and the gate of the first cutoff element 2 is switched from OFF to ON.
[0064]
As a result, the resonance capacitor 14 is charged with the DC power supply voltage V via the diode 12 and the inductor 13.
At this time, due to the series resonance by the inductor 13 and the capacitor 14, the capacitor 14 can be charged to a voltage value equivalent to twice the DC power supply voltage V.
[0065]
On the other hand, in the charging period (time t1 to time t2) of the capacitor 14, the second blocking element 3 is kept off.
[0066]
After the capacitor 14 is charged, at time t2, a pulse signal VP2 having a voltage level equivalent to that of the pulse signal VP1 is transmitted from the pulse delay circuit 9 to the drive circuit 7, and the gate of the second blocking element 3 is turned on from off. Can be switched to.
[0067]
Thereby, the voltage VC charged in the capacitor 14 (voltage charged sufficiently higher than the DC power supply voltage V) is discharged to the load 11 in a short time.
The interrupting element 3 is switched from on to off at an appropriate timing (for example, time t4) after the capacitor 14 is discharged.
[0068]
The first cutoff element 2 is switched off at the same timing (time t3) as the timing when the second cutoff element 3 is turned off.
[0069]
When the power supply device operating as described above is used, the initial voltage VR applied to the load 11 is expressed by the following equation (4) using the DC power supply voltage V as a function of time t. It is.
[0070]
VC (t) = V (1-cosωt) (4)
[0071]
However, in the equation (4), ω is an angular frequency and is expressed as the following equation (5) using the inductance constant L of the inductor 12 and the capacitance constant C of the capacitor 14.
[0072]
ω = 2π√ (LC) (5)
[0073]
From the equation (4), the maximum value of the initial voltage VC (t) applied to the load 11 is a case where cosωt indicates the minimum (= −1), and is twice the DC power supply voltage V.
In the equation (4), the resistance value of the charge discharge element 10 is sufficiently high to be negligible in the calculation formula.
[0074]
As described above, the inductor 13 and the capacitor 14 cause series resonance from the ON timing of the cutoff element 2 and the cutoff element 3 is turned on at the timing when the capacitor voltage VC becomes maximum, whereby the voltage applied to the load 11 is changed to the DC power source. 1 can be about twice the terminal voltage.
[0075]
Further, since the amount of charge necessary for maintaining the discharge of the load 11 (the initial amount of charge stored in the capacitor 14) is proportional to the square of the applied voltage, the capacitor 14 can be compared with the conventional capacitor 5 (see FIG. 9). The capacity can be reduced to about 1/4, and a voltage that easily induces discharge in the load 11 can be supplied.
[0076]
Further, since the inrush voltage of the discharge increases twice, when it is assumed that the equivalent load resistance value of the current limiting element 4 is equivalent to that of the conventional device, the resistance value of the load 11 before discharging is compared with that of the conventional power supply device. The initial load range that can be used as a cleaning mode power supply can be expanded.
[0077]
Therefore, even if the initial resistance value of the load 11 is reduced to about 50Ω (about 1/2 of the supply voltage constraint condition of the conventional device), a voltage capable of maintaining the discharge of the load 11 is applied to each of the thrusters of the ion engine. Metal pieces that remain on the grid can be repelled away.
[0078]
  The above configuration example 1Then, in order to control the load current IR, the drive circuit 7 that controls on / off of the blocking element 3 is used. However, even if the constant current control unit configured by the blocking element 3 is used and the load current IR is controlled at a constant current, Good.
[0079]
  FIG. 3 is configured to control the load current IR using a constant current control unit.Configuration example 2FIG.
  In FIG. 3, the same components as those described above (see FIG. 1) are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0080]
15 is a constant current drive circuit that controls the on / off of the interrupting element 3, 16 is a constant current command circuit that generates a current command value VSR (voltage value) corresponding to a predetermined current value, and 17 is a current that generates a current feedback signal VSI. It is a detector.
[0081]
Reference numeral 18 denotes a constant current control unit that controls the load current IR to a predetermined current value. The constant current control unit 18 includes the interruption element 3, the constant current drive circuit 15, and the current detector 17.
The constant current command circuit 16 may be included in the constant current control unit 18.
[0082]
The constant current drive circuit 15 in the constant current control unit 18 receives the pulse signal VS2 so that the load current IR becomes a predetermined current value based on an input signal including the pulse signal VP2, the current command value VSR, and the current feedback signal VSI. The shutoff element 3 is controlled to be turned on and off at a timing synchronized with the above.
[0083]
In this case, the above-described current limiting element 4 (see FIG. 1) is unnecessary, and one end of the load 11 is directly connected to the connection point between the inductor 13 and the capacitor 14.
[0084]
Similarly to the above, the pulse generation means that responds to the command signal VCM includes the pulse generator 8 that generates the pulse signal VP1 and the pulse delay circuit 9 that is connected to the pulse generator 8 and generates the pulse signal VP2. It is configured.
[0085]
  Next, referring to the timing chart of FIG.Configuration example 2Will be described.
  First, similarly to the above, when the command signal VCM from the ground is switched from OFF to ON at time t1, the pulse generator 8 outputs the pulse signal VP1 and switches the interruption element 2 from OFF to ON.
[0086]
As a result, the capacitor 14 is charged up to twice the DC power supply voltage V by the series resonance of the inductor 13 and the capacitor 14.
[0087]
After the capacitor 14 is charged, when the pulse signal VP2 from the pulse delay circuit 9 is input to the constant current control unit 18 at time t2, the constant current drive circuit 15 turns the gate of the cutoff element 3 from OFF to ON. Switch.
[0088]
Thereby, the capacitor voltage VC (voltage sufficiently higher than the DC power supply voltage V) charged in the capacitor 14 is released to the load 11 in a short time.
[0089]
After the capacitor voltage VC is discharged to the load 11, the constant current drive circuit 15 compares the current command value VSR and the current feedback signal VSI, and keeps the value of the load current IR constant. Control the voltage.
[0090]
Similarly to the above (see FIG. 2), the blocking element 3 is switched from on to off at an appropriate time t4. Moreover, the interruption | blocking element 2 switches to OFF at the time t3 comparable as the OFF timing of the interruption | blocking element 3. FIG.
[0091]
Here, the current detector 17 is constituted by a resistor. However, when insulation is required, it may be constituted by other means (for example, a pulse transformer) having the same function.
[0092]
Moreover, although the interruption | blocking element 3 in the constant current control part 18 was comprised by the field effect transistor, you may comprise by the other element (for example, transistor) which has an equivalent function.
[0093]
In this way, by controlling the load current IR at a constant current, it is possible to stably supply power to fluctuations in the load resistance value after discharge, and it is possible to stably maintain a predetermined current for a certain period of time.
[0094]
Therefore, the initial voltage VR applied to the load 11 is expressed by the above-described equation (4), and can be about twice the DC power supply voltage V.
[0095]
Further, by appropriately selecting the constants of the inductor 12 and the capacitor 13 in accordance with the resonance period, the capacitance of the capacitor 14 can be reduced to about ¼ that of the conventional capacitor 5.
[0096]
Furthermore, since the load current IR can be controlled at a constant current by adjusting the gate voltage of the interruption element 3, the discharge can be stabilized for a certain time without being influenced by the resistance value fluctuation of the load 11. .
[0097]
Therefore, even if the initial resistance value of the load 11 is reduced to about several Ω (1/10 or less of the supply voltage constraint condition of the conventional apparatus), a voltage capable of maintaining the discharge of the load 11 can be applied. Metal pieces that remain on each grid portion of the thruster can be repelled.
[0098]
  The above configuration example 2The pulse generator 8 and the pulse delay circuit 9 are used as pulse generating means for responding to the command signal VCM. However, a pulse oscillator that repeatedly generates the pulse signals VP1 and VP2 is used.It is desirable to use it.
[0099]
  FIG. 5 shows an embodiment of the present invention using a pulse oscillator as a pulse generating means.Embodiment 1FIG.
  In FIG. 5, the same components as those described above (see FIG. 3) are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0100]
Reference numeral 19 denotes a pulse oscillator that responds to a command signal VCM from the ground, generates pulse signals VP1 and VP2 by predetermined repetition, and supplies power to the load 11 intermittently. The pulse signals VP1 and VP2 drive the drive circuit 6 and the constant current control unit 18, respectively.
[0101]
The constant current drive circuit 18 sets a delay time from when the first cutoff element 2 is turned on to when the second cutoff element 3 is turned on to a value proportional to the resonance frequency of the inductor 13 and the capacitor 14, A predetermined current value is intermittently supplied to the power supply 11.
[0102]
  Next, referring to the timing chart of FIG. 6, the present invention shown in FIG.Embodiment 1Will be described.
  In FIG. 6, the pulse signals VP1 and VP2 are repeatedly generated. For example, the pulse signal VP1 is turned on again at time t5.
[0103]
First, as described above, when the command signal VCM is turned on at time t1, the pulse oscillator 19 sends the pulse signal VP1 to the drive circuit 6, switches the cutoff element 2 on, and switches the capacitor 14 to the DC power supply. Charges up to twice the voltage V.
[0104]
After the capacitor 14 is charged, the pulse oscillator 19 transmits the pulse signal VP2 to the constant current drive circuit 15 at a time t2 slightly delayed in accordance with the time when the voltage of the capacitor 14 becomes maximum, and turns off the blocking element 3 Switch from to on.
[0105]
Thereby, a sufficiently high capacitor voltage VC charged in the capacitor 14 is released to the load 11 in a short time, and then the constant current drive circuit 15 causes the gate of the blocking element 3 to keep the load current IR at a constant value. Control the voltage.
[0106]
Hereinafter, the repeated generation operation of the pulse signals VP1 and VP2 by the pulse oscillator 19 is continued until an OFF command by the command signal VCM is received.
[0107]
In this way, by providing the pulse oscillator 19 for repeatedly supplying power to the load 11, in addition to the above-described effects, the initial resistance value before discharge of the load 11 is extremely low (for example, several tens of mΩ to Even in the case of several Ω), the metal piece that becomes the load 11 (resistor) can be removed without increasing the capacitance of the capacitor 14.
[0108]
For example, the metal pieces that remain on each grid portion of the thruster of the ion engine are thermally sublimated or deformed, and are repelled by the electrical Lorentz force during discharge to remove the metal pieces that become the load 11 (resistor). it can.
[0109]
That is, in a state where the capacitance of the resonance capacitor 14 is set small, even when the initial resistance value before the discharge of the load 11 is extremely low, the metal piece (for example, a foreign object on the grid) is heated while maintaining the discharge of the load 11. Therefore, it is possible to obtain a removal effect equivalent to the effect of sublimation and removal by electrical Lorentz force.
[0110]
In this case, the capacitance of the capacitor 14 can be reduced to about 1/10 of that of the conventional capacitor 5, and a further reduction in size and weight can be realized as a cleaning mode power supply.
[0111]
Needless to say, when the resistance value of the load 11 before discharging is high (about several tens of kΩ), it can be electrically blown off by the Lorentz force by the current IR during discharging, as in the conventional device.
[0112]
Embodiment 2. FIG.
  The aboveEmbodiment 1In the above description, the case where only one load 11 is set as the discharge target has been described. However, not only the load 11 but also the second load connected in parallel to the load 11 may be set as the discharge target.
[0113]
  FIG. 7 shows the load of the present invention in which the load 11 and the second load are discharged.Embodiment 2FIG.
  In FIG. 7, the same components as those described above (see FIG. 5) are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted.
[0114]
Reference numeral 20 denotes a second load (hereinafter simply referred to as “load”) connected in parallel to the load 11, and one end is connected to a connection point between the inductor 13 and the capacitor 14.
[0115]
Specifically, the load 11 may be, for example, a load between the acceleration grid of the ion engine thruster and the disel grid, and the load 20 may be, for example, a load between the screen grid and the acceleration grid. And so on.
[0116]
Reference numeral 21 denotes a third blocking element (hereinafter simply referred to as “blocking element”) made of a field effect transistor, which is inserted between the other end of the load 20 and the other end of the DC power supply 1.
[0117]
Reference numeral 22 denotes a current detector composed of a resistor connected in series with the interruption element 21, and generates a current feedback signal VSI 2 of a second load current IR 2 (hereinafter simply referred to as “load current”) flowing through the load 20.
[0118]
Reference numeral 23 denotes a constant current drive circuit for controlling the gate voltage of the blocking element 21. The constant current drive circuit 23 is based on the timing of the fourth pulse signal VP4 synchronized with the pulse signal VP2 so that the load current IR2 becomes a predetermined current value. The cutoff element 21 is controlled to be turned on / off by the drive signal VG3 (hereinafter simply referred to as “drive signal”).
[0119]
Reference numeral 25 denotes a second constant current control unit (hereinafter simply referred to as a “constant current control unit”) connected to the load 20, which is constituted by a blocking element 21, a current detector 22 and a constant current drive circuit 23, and includes a load current. IR2 is controlled to a predetermined current value.
[0120]
The constant current command circuit 16 inputs a current command value VSR corresponding to a predetermined current value to the constant current drive circuit 23 in the constant current control unit 25.
[0121]
A frequency divider 26 is connected to the pulse oscillator 19 and constitutes a pulse generation means together with the pulse oscillator 19.
[0122]
The frequency dividing circuit 26 generates third and fourth pulse signals VP3 and VP4 (hereinafter simply referred to as “pulse signals”, respectively) synchronized with the second pulse signal VP2, and turns on / off the constant current control units 18 and 25. The operation time timing is adjusted in two.
[0123]
That is, the pulse signal VP2 commands the operation timing of the constant current control units 18 and 25, the pulse signal VP3 determines the operation timing of the constant current control unit 18, and the pulse signal VP4 is the operation timing of the constant current control unit 25. Is stipulated.
[0124]
Accordingly, the frequency dividing circuit 26 generates pulse signals VP3 and VP4 that synchronously divide the on / off timing periods of the constant current control units 18 and 25 based on the pulse signal VP2, and supplies the load signals 11 and 20 to the loads 11 and 20, respectively. Distribute the supplied power alternately.
The frequency dividing circuit 26 may be included in the constant current control unit 25.
[0125]
  Next, referring to the timing chart of FIG. 8, the present invention shown in FIG.Embodiment 2Will be described.
  In FIG. 8, the drive signal VG1 based on the pulse signal VP1 is repeatedly generated at times t1, t5, and t9.
[0126]
Further, drive signals VG2 and VG3 based on pulse signal VP2 are repeatedly generated at times t2 and t6.
[0127]
Therefore, load currents IR and IR2 flow alternately in synchronization with drive signal VG2, for example, load current IR starts to flow at time t2, and load current IR2 starts to flow at time t6.
[0128]
That is, the frequency dividing circuit 26 outputs the pulse signals VP3 and VP4 so that the ON timing period of the blocking elements 3 and 21 is twice the ON timing period of the blocking element 2, and the pulse signal VP1 and each pulse signal VP3. , VP4 is synchronized so that the blocking element 2 and the blocking elements 3 and 21 operate in synchronization with each other.
[0129]
First, as described above, when the command signal VCM is turned on at time t1, the pulse oscillator 19 sends the pulse signal VP1 to the drive circuit 6, switches the cutoff element 2 on, and switches the capacitor 14 to the DC power supply. Charges up to twice the voltage V.
[0130]
After the capacitor 14 is charged, the pulse oscillator 19 transmits the pulse signal VP2 to the frequency dividing circuit 26 at a time t2 slightly delayed in accordance with the time when the voltage of the capacitor 14 becomes maximum.
[0131]
The frequency dividing circuit 26 transmits the pulse signal VP3 to the constant current drive circuit 15 at time t2, and outputs the drive signal VG2, thereby switching the cutoff element 3 from OFF to ON.
[0132]
Thereby, a sufficiently high capacitor voltage VC charged in the capacitor 14 is released to the load 11 in a short time. Thereafter, the constant current drive circuit 15 compares the current command signal VSR and the current feedback signal VSI to control the gate voltage of the blocking element 3 so as to keep the load current IR at a constant value.
[0133]
Further, the frequency dividing circuit 26 transmits the pulse signal VP4 to the constant current driving circuit 23 at time t6 following the next charging cycle (time t5), and outputs the driving signal VG3, thereby turning the blocking element 21 from OFF to ON. Switch.
[0134]
Thereby, a sufficiently high capacitor voltage VC charged in the capacitor 14 is released to the load 20 in a short time. Thereafter, the constant current drive circuit 23 compares the current command signal VSR and the current feedback signal VSI2, thereby controlling the gate voltage of the blocking element 21 so as to keep the load current IR2 at a constant value.
[0135]
After the discharge, as described above, the interrupting elements 3 and 21 are switched from on to off at appropriate times t3, t4, t7, and t8, and at the same time as the off timing of the interrupting element 3. Switch 2 off.
[0136]
Hereinafter, the pulse oscillator 19 repeatedly generates the pulse signals VP1 and VP2 until an off command is received by the command signal VCM from the ground.
However, the frequency divider 26 that has received the pulse signal VP2 turns on the blocking element 21 and supplies power to the load 20 after the capacitor 14 is charged by turning on the blocking element 2, as shown in FIG.
[0137]
Furthermore, the frequency divider circuit 26 repeats the operation of supplying power to the load 11 in the next periodic operation.
The voltage VR applied alternately to the loads 11 and 20 by the power supply device operating in this way is expressed as the above-described equation (4).
[0138]
As a result, the voltage VR applied to the loads 11 and 20 can be about twice the DC power supply voltage V. Further, by appropriately selecting the constants of the inductor 13 and the capacitor 14 in accordance with the resonance period, the capacitance of the capacitor 5 required in the conventional device can be reduced to about 1/4 times.
[0139]
Further, by individually controlling the currents IR and IR2 flowing through the loads 11 and 20, the discharge can be stabilized for a certain period of time without being influenced by the resistance value fluctuation of the loads 11 and 20.
[0140]
Furthermore, since the frequency divider 26 and the constant current control unit 25 are provided in relation to the load 20, even if the initial resistance value before discharge of the loads 11 and 20 is about several mΩ, predetermined power is repeatedly supplied from the power supply device. The loads 11 and 20 can be sublimated thermally, respectively.
[0141]
In this way, even when there are two systems of loads 11 and 20, the constant current command circuit 16 is connected to the constant current control unit 25 having the same configuration as the constant current control unit 18, and each constant current control circuit 16 is connected to each stage after the pulse oscillator 19. By connecting a frequency dividing circuit 26 that synchronously divides the on / off timing period of the current control units 18 and 25, the above operation can be performed on the loads 18 and 20 in a time-sharing manner.
[0142]
Therefore, it is possible to realize a cleaning mode power supply that is further reduced in size and weight by alternately distributing power supplied to the loads 18 and 20.
[0143]
Further, the ON timing period of each of the pulse signals VP3 and VP4 for controlling the blocking elements 3 and 21 is set to twice the ON timing period of the pulse signal VP1 for controlling the blocking element 2, Since the shut-off elements 3 and 21 operate in synchronization with each other, the same power can be supplied to the two systems of loads 11 and 20, and a reduction in size and weight can be realized systematically.
[0144]
For example, the same electric power can be supplied to the load between the acceleration grid and the disel grid of the thruster of the ion engine and the load between the screen grid and the acceleration grid.
[0145]
  The aboveEmbodiment 2Then, although the case where electric power is supplied to the loads 11 and 20 of two systems was demonstrated, it can apply similarly also to the arbitrary number of parallel loads of three or more systems.
[0146]
  Also, aboveEmbodiments 1 and 2In the above description, the power supply device of the ion engine mounted on the artificial satellite has been described as an example. However, if the power supply device controls the load current in response to the reception of the command signal VCM transmitted from the outside, It goes without saying that is also applicable.
[0147]
【The invention's effect】
  As described above, according to the first aspect of the present invention, the diode having the anode connected to one end of the DC power supply, the inductor having one end connected to the cathode of the diode to resonate the voltage of the DC power supply, and the other end of the inductor A capacitor having one end connected to the capacitor and resonating with the inductor, a charge discharge element connected in parallel between both ends of the capacitor, and a first cutoff element inserted between the other end of the capacitor and the other end of the DC power supply ,A load having one end connected to the other end of the inductor, a constant current control unit for controlling the load current flowing through the load to a predetermined current value, and a current command value corresponding to the predetermined current value are input to the constant current control unit A constant current command circuit; pulse generation means for generating first and second pulse signals for on / off control of the first and second cutoff elements in response to a command signal input from the outside; And a drive circuit that controls on / off of the first cutoff element at a timing synchronized with the pulse signal, and the constant current control unit is a second cutoff element inserted between the other end of the load and the other end of the DC power supply. And a constant current driving circuit that controls on / off of the second cutoff element at a timing synchronized with the second pulse signal so that the load current becomes a predetermined current value, and the pulse generation means responds to the command signal 1st and 1st The constant current drive circuit includes a pulse oscillator that repeatedly generates a pulse signal of the first delay element, and the delay time from when the first cutoff element is turned on to when the second cutoff element is turned on is proportional to the resonance frequency of the inductor and the capacitor So that the predetermined current value is intermittently supplied to the load.There is an effect that power can be stably supplied with respect to fluctuations in the load resistance value after the discharge, and a power supply device can be obtained in which a predetermined current is stably maintained for a certain period of time and a small and light weight is realized.
[0154]
  In addition, this inventionClaim 2According toClaim 1In the above, the pulse oscillator continues the operation of repeatedly generating the first and second pulse signals until an off command by the command signal is received. is there.
[0155]
  In addition, this inventionClaim 3According toClaim 1 or claim 2A second load connected in parallel to the load, and a second constant current control unit for controlling the second load current flowing in the second load to a predetermined current value. The frequency dividing circuit includes a frequency dividing circuit connected to the first and second frequency dividing circuits for synchronously dividing the on / off timing periods of the constant current control unit and the second constant current control unit based on the second pulse signal. And the power supplied to the load and the second load are alternately distributed, and the constant current command circuit inputs a current command value corresponding to a predetermined current value to the constant current control unit, The second constant current control unit includes a third interrupting element inserted between the other end of the second load and the other end of the DC power supply, and the second load current has a predetermined current value. Second on / off control of the third blocking element at timing synchronized with the fourth pulse signal And a constant-current drive circuit. Thus for time division control for the load of a plurality of systems, the effect of power supply that achieves reduction in size and weight is obtained.
[0156]
  In addition, this inventionClaim 4According toClaim 3, The frequency divider circuit determines the period of the third and fourth pulse signals corresponding to the on-timing of the second and third blocking elements, and the period of the first pulse signal corresponding to the on-timing of the first blocking element. Since the first pulse signal and the third and fourth pulse signals are synchronized with each other by setting to twice the cycle, an effect of obtaining a power supply device that realizes a reduction in size and weight even for a plurality of loads There is.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 This inventionExample 1 of apparatus related toFIG.
[Figure 2]Configuration example 1 shown in FIG.5 is a timing chart showing the operating state of each part according to the above.
FIG. 3Example 2 of apparatus related toFIG.
[Fig. 4]Configuration example 2 shown in FIG.5 is a timing chart showing the operating state of each part according to the above.
FIG. 5 of the present inventionEmbodiment 1FIG.
[Fig. 6] of the present inventionEmbodiment 15 is a timing chart showing the operating state of each part according to the above.
FIG. 7 of the present inventionEmbodiment 2FIG.
FIG. 8 of the present inventionEmbodiment 25 is a timing chart showing the operating state of each part according to the above.
FIG. 9 is a circuit block diagram showing a conventional power supply device.
FIG. 10 is a timing chart showing an operation state of each unit by a conventional power supply device.
FIG. 11 is an explanatory diagram showing an operation range required by a load of a cleaning mode power supply device of the ion engine.
[Explanation of symbols]
  DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 DC power supply, 2 1st interruption | blocking element, 2nd interruption | blocking element, 4 Current limiting element, 6 1st drive circuit, 7 2nd drive circuit, 8 Pulse generator, 9 Pulse delay circuit, 10 Charge discharge Element, 11 Load, 12 Diode, 13 Inductor, 14 Capacitor, 15 Constant current drive circuit, 16 Constant current command circuit, 18 Constant current controller, 19 Pulse oscillator, 20 Second load, 21 Third interrupting element, 23 Second constant current drive circuit, 26 frequency divider circuit, 25 second constant current control unit, IR load current, IR2 second load current, VC capacitor voltage, VR load voltage, VCM command signal, VG1 first drive Signal, VG2 second drive signal, VG3 third drive signal, VP1 first pulse signal, VP2 second pulse signal, VP3 third pulse signal, VP4 4 of the pulse signal, VSI, VSI2 current feedback signal, VSR current command value.

Claims

A diode having an anode connected to one end of a DC power supply;
An inductor having one end connected to the cathode of the diode and resonating the voltage of the DC power supply;
A capacitor having one end connected to the other end of the inductor and resonating with the inductor;
A charge discharge element connected in parallel between both ends of the capacitor;
A first interrupting element inserted between the other end of the capacitor and the other end of the DC power source;
A load having one end connected to the other end of the inductor;
A constant current control unit for controlling a load current flowing through the load to a predetermined current value;
A constant current command circuit for inputting a current command value corresponding to the predetermined current value to the constant current control unit;
Pulse generating means for generating first and second pulse signals for on-off control of the first and second cutoff elements in response to a command signal input from the outside;
A drive circuit that controls on / off of the first cutoff element at a timing synchronized with the first pulse signal;
The constant current controller is
A second blocking element inserted between the other end of the load and the other end of the DC power source;
A constant current drive circuit that controls on / off of the second cutoff element at a timing synchronized with the second pulse signal so that the load current becomes the predetermined current value ;
The pulse generation means includes a pulse oscillator that repeatedly generates the first and second pulse signals in response to the command signal,
The constant current driving circuit includes:
A delay time from when the first shut-off element is turned on to when the second shut-off element is turned on is set to a value proportional to a resonance frequency of the inductor and the capacitor;
A power supply apparatus that supplies the predetermined current value intermittently to the load .

2. The power supply device according to claim 1, wherein the pulse oscillator continues the operation of repeatedly generating the first and second pulse signals until an off command by the command signal is received.

A second load connected in parallel to the load;
A second constant current control unit configured to control a second load current flowing through the second load to the predetermined current value,
The pulse generating means includes a frequency dividing circuit connected to the pulse oscillator,
The frequency dividing circuit generates third and fourth pulse signals for synchronously dividing the on / off timing period of the constant current control unit and the second constant current control unit based on the second pulse signal. The power supplied to the load and the second load are alternately distributed,
The constant current command circuit inputs a current command value corresponding to the predetermined current value to the constant current control unit,
The second constant current controller is
A third blocking element inserted between the other end of the second load and the other end of the DC power source;
A second constant current drive circuit that controls on / off of the third cutoff element at a timing synchronized with the fourth pulse signal so that the second load current becomes the predetermined current value. The power supply device according to claim 1 or 2 .

The frequency divider circuit sets the period of the third and fourth pulse signals corresponding to the ON timing of the second and third cutoff elements to the first timing corresponding to the ON timing of the first cutoff element. 4. The power supply device according to claim 3 , wherein the first pulse signal and the third and fourth pulse signals are synchronized with each other while being set to twice the period of the pulse signal.