JP3755567B2 - Induction motor generated torque calculation device - Google Patents

Description

【０００５】
【数２】

【０００６】
なお、数式１、数式２における諸量は、数式３に示すとおりである。
【０００７】
【数３】

【０００８】
数式１及び数式２を定常状態で誘導機の回転子座標系（２次磁束方向をｄ軸、これに直交する方向をｑ軸とするｄ−ｑ軸回転座標系）で解き、数式４を得る。
【０００９】
【数４】
τ＝φ_1d・ｉ_1q−φ_1q・ｉ_1d＝｛（ｖ_1q・ｉ_1q＋ｖ_1d・ｉ_1d）−ｒ₁（ｉ_1q ²＋ｉ_1d ²）｝／ω₁
【００１０】
数式４において、ω₁は１次角周波数である。この数式４から、次の数式５を得る。
【００１１】
【数５】
φ_1d＝（ｖ_1q−ｒ₁・ｉ_1q）／ω₁
φ_1q＝（ｒ₁・ｉ_1d−ｖ_1d）／ω₁
【００１２】
数式４の右辺分子項は、誘導機の入力電力から銅損を差し引いた電力を求める式である。よって、誘導機の固定子鉄心が発生する損失、いわゆる鉄損は含まれていない。
つまり、数式４の演算式では鉄損が考慮されていないことになり、前述のトルクブースト状態では発生トルクの演算誤差が大きくなる。
【００１３】
よって、本発明は、鉄損を考慮して発生トルクを演算可能とした誘導電動機の発生トルク演算装置を提供しようとするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
まず、数式４の右辺は、入力電力（ｖ_1q・ｉ_1q＋ｖ_1d・ｉ_1d）から１次銅損｛ｒ₁（ｉ_1q ²＋ｉ_1d ²）｝を差し引いた結果（２次入力）を１次角周波数ω₁で除算し、トルクτとしている。
つまり、数式６のように考えることができる。なお、数式６において、Ｐ₀は２次入力（同期ワット）である。
【００１５】
【数６】
τ＝Ｐ₀／ω₁
【００１６】
一方、入力電力Ｐ、２次入力Ｐ₀、銅損Ｗ_c、鉄損Ｗ_iの関係は、数式７によって表される。なお、機械損は無視するものとする。
【００１７】
【数７】
Ｐ＝Ｐ₀＋Ｗ_c＋Ｗ_i
【００１８】
数式６、数式７から、誘導機の発生トルクτは数式８のようになる。
【００１９】
【数８】

【００２０】
ここで、鉄損Ｗ_iは数式９により表され、数式９におけるヒステリシス損Ｗ_h、うず電流損Ｗ_eは数式１０、数式１１により表される。
【００２１】
【数９】
Ｗ_i＝Ｗ_h＋ Ｗ_e （Ｗ_h：ヒステリシス損、Ｗ_e：うず電流損）
【００２２】
【数１０】
Ｗ_h＝σ_h・ｆ₁・Ｂ_m ²
【００２３】
【数１１】
Ｗ_e＝σ_e・ｄ²・ｆ₁ ²・Ｂ_m ²
【００２４】
数式１０、数式１１における諸量は、次のとおりである。
ｆ₁：１次周波数、
Ｂ_m：鉄心の磁束密度の最大値（磁束密度の振幅の最大値）、
σ_h：鉄心材料で決まる定数、
σ_e：鉄心の抵抗率で決まる定数、
ｄ：鉄心の厚さ
よって、上述の数式８により演算すれば、誘導機の鉄損を考慮した発生トルクの演算が可能となる。
【００２５】
つまり、本発明は、前述の数式６により誘導機の発生トルクτが２次入力Ｐ₀を１次角周波数ω₁で除算した値になることに着目したものであり、数式８によって入力電力Ｐから銅損Ｗ_c及び鉄損Ｗ_iを差し引いて２次入力Ｐ₀を演算し、これを１次角周波数ω₁で除算することで、鉄損Ｗ_iを考慮しつつ誤差のないトルク演算を可能にした。
言い換えれば、前記数式４による元のトルク演算結果から鉄損Ｗ_iを１次角周波数ω₁により除算した結果を減算することによって発生トルクを演算するものである。
【００２６】
すなわち、請求項１に記載した発明は、誘導電動機を駆動するインバータの出力電圧を回転子座標系の２軸成分に分解して得たｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成分と、誘導電動機の検出電流を前記２軸成分に分解して得たｄ軸電流成分及びｑ軸電流成分と、誘導電動機の１次抵抗値と、１次角周波数とに基づいて誘導電動機の発生トルクを演算する発生トルク演算装置において、
誘導電動機の鉄損として、固定子鉄心のヒステリシス損を、ｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成分、１次角周波数、並びに定数を用いて演算する鉄損演算手段を備え、この手段により演算した鉄損を１次角周波数により除算した結果を、元のトルク演算結果から減算して発生トルクを求めるものである。
【００２７】
請求項２記載の発明は、誘導電動機を駆動するインバータの出力電圧を回転子座標系の２軸成分に分解して得たｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成分と、誘導電動機の検出電流を前記２軸成分に分解して得たｄ軸電流成分及びｑ軸電流成分と、誘導電動機の１次抵抗値と、１次角周波数とに基づいて誘導電動機の発生トルクを演算する発生トルク演算装置において、
誘導電動機の鉄損として、固定子鉄心のヒステリシス損を、ｄ軸電圧成分及びｑ軸電圧成分、１次角周波数、並びに定数を用いて演算する鉄損演算手段を備え、この手段により演算した鉄損を１次角周波数により除算した結果を、元のトルク演算結果から減算して発生トルクを求めるものである。
【００２８】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の誘導電動機の発生トルク演算装置において、鉄損演算手段は、誘導電動機の固定子鉄心のうず電流損をも演算し、このうず電流損及び前記ヒステリシス損を用いて鉄損を演算するものである。
【００２９】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の誘導電動機の発生トルク演算装置において、鉄損演算手段は、ＰＷＭインバータのキャリア周波数に起因する誘導電動機のヒステリシス損及びうず電流損を演算する機能を有するものであり、変調比やキャリアの側帯波の高調波電圧の振幅、周波数等を用いてヒステリシス損及びうず電流損を演算する。
【００３０】
【発明の実施形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１、図２は、本発明の第１実施形態であり、請求項１の発明の実施形態に相当する。図１は誘導機の制御装置の主要部を示すブロック図であり、１次角周波数設定値ω₁ ^*は加減速調節器７に入力され、ＰＷＭインバータ３が出力する１次角周波数指令値ω₁ ^**に変換される。この１次角周波数指令値ω₁ ^**は、Ｖ／Ｆ変換器８、積分器６及び本発明のトルク演算装置９に入力される。
【００３１】
Ｖ／Ｆ変換器８は、１次角周波数指令値ω₁ ^**に応じた電圧指令値ベクトルのｄ軸成分（ｄ軸電圧指令値）ｖ_1q ^*を作り、この電圧指令値ｖ_1q ^*は座標変換器４ヘ入力される。積分器６は１次角周波数指令値ω₁ ^**から基準ベクトル位置θ^*を演算し、このベクトル位置θ^*は座標変換器４，５に入力される。
【００３２】
座標変換器４では、ｄ軸電圧指令値ｖ_1d ^*及び電圧指令値ベクトルのｑ軸成分（ｑ軸電圧指令値）ｖ_1q ^*と基準ベクトル位置θ^*とから出力電圧ベクトルを演算し、この演算結果をＰＷＭインバータ３に送って電圧を発生させる。この電圧によって誘導電動機１が駆動され、その電流は電流検出器２により検出される。この検出電流ベクトルは、座標変換器５によりｄ軸電圧指令値ｖ_1q ^*と同相なベクトル成分（ｑ軸電流成分：トルク電流成分 ）ｉ_1qとこれに直交する成分（ｄ軸電流成分：磁化電流成分）ｉ_1dとに分解される。
これらの電流成分ｉ_1q，ｉ_1d、電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*、１次角周波数指令値ω₁ ^**、誘導機１次抵抗値ｒ₁がトルク演算装置９に入力されるとともに、前述の数式１０における定数σ_hがトルク演算装置９に入力され、以下に述べるような手順で誘導機発生トルクτが演算される。なお、後述するように、この実施形態ではうず電流損Ｗ_eを無視して鉄損Ｗ_i＝ヒステリシス損Ｗ_hと仮定しているので、数式１１における定数σ_e及び鉄心の厚さｄはトルク演算装置９に入力されていないが、うず電流損Ｗ_eも考慮する場合には、これらのσ_e，ｄもトルク演算装置９に入力されることになる。
【００３３】
図２は、トルク演算装置９の構成を示している。
この図において、電流成分ｉ_1q，ｉ_1d、電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*、１次角周波数指令値ω₁ ^**、誘導機１次抵抗値ｒ₁は１次磁束演算器１０に入力され、この演算器１０は前述の数式５の演算を行って１次磁束φ_1d，φ_1qを求める。
【００３４】
一方、鉄損演算器１１には、電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*、定数σ_h及び１次角周波数指令値ω₁ ^**が入力されており、定数σ_hと、ω₁＝２πｆ₁の関係よりω₁ ^**から求めた１次周波数ｆ₁と、固定子鉄心の磁束密度の最大値Ｂ_mとを用いて前記数式１０の演算によりヒステリシス損Ｗ_hが演算される。なお、磁束密度の最大値Ｂ_mは電圧指令値ベクトルの大きさ（＝√｛（ｖ_1d ^*）²＋（ｖ_1q ^*）²｝）と１次周波数ｆ₁との比から、Ｂ_m＝√｛（ｖ_1d ^*）²＋（ｖ_1q ^*）²｝／ｆ₁として求める。
ここで、前述のごとく、本実施形態では数式９におけるうず電流損Ｗ_eを無視しているので、数式１０によって求められたヒステリシス損Ｗ_hが鉄損Ｗ_iとして鉄損演算器１１から出力される。
除算器１６では、鉄損Ｗ_i（ヒステリシス損Ｗ_h）を１次角周波数指令値ω₁ ^**により除算し、数式８における右辺第３項を算出する。
【００３５】
一方、乗算器１２により数式８の右辺第１項が、また、乗算器１３により数式８の右辺第２項が求められ、加算器１５において加算器１４の出力（前記数式４による元のトルク演算結果）から除算器１６の出力を減じることで、誘導機の発生トルクτが推定値として演算される。
【００３６】
次に、本発明の第２実施形態を図３に基づいて説明する。この実施形態は、前後するが請求項３に記載した発明の実施形態に相当する。
第１実施形態と重複する部分は割愛し、異なる部分のみ説明をする。異なる部分は鉄損Ｗ_iの演算にうず電流損Ｗ_eを付加した点にある。うず電流損Ｗ_eは前述の数式１１により演算する。数式１１における磁束密度の最大値Ｂ_mは、第１実施形態と同様の方法により求める。鉄損演算器１７は数式９により鉄損Ｗ_iを演算する。
【００３７】
すなわち図３において、鉄損演算器１７には、電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*、定数σ_h及び１次角周波数指令値ω₁ ^**以外に、数式１１における定数σ_eと鉄心の厚さｄも入力されている。これにより、鉄損演算器１７では、第１実施形態と同様に数式１０を用いてヒステリシス損Ｗ_hを求めるとともに、定数σ_e、鉄心の厚さｄ、ω₁ ^**から求めた１次周波数ｆ₁、磁束密度の最大値Ｂ_mを用いて数式１１を用いてうず電流損Ｗ_eを求める。そして、数式９によって求めた鉄損Ｗ_iを出力する。
【００３８】
本発明の第３実施形態を図４に基づいて説明する。この実施形態は、請求項４の発明の実施形態に相当する。
第２実施形態と異なる部分は、ＰＷＭインバータのキャリア周波数ｆ_cによる鉄損（キャリア損）の演算手段を備えた点である。
鉄損演算器１８には、電圧指令値ｖ_1d ^*，ｖ_1q ^*、定数σ_h，σ_e、１次角周波数指令値ω₁ ^**、鉄心の厚さｄ以外に、キャリア周波数ｆ_cも入力されている。
【００３９】
鉄損演算器１８では、ヒステリシス損Ｗ_hを演算する数式１０とうず電流損Ｗ_eを演算する数式１１における１次周波数ｆ₁の代わりにキャリア周波数ｆ_c（＝１次周波数ｆ₁×変調比ν）を用いる。ここで、１次周波数ｆ₁は１次角周波数指令値ω₁ ^**から求められる。
また、数式１０、数式１１における磁束密度の最大値Ｂ_mは、変調比ν（＝ｆ_c／ｆ₁）から決まる高調波電圧の振幅Ｖ_cと、その周波数ｆ_c’との比に基づいて、Ｂ_m＝Ｋ・（Ｖ_c／ｆ_c’）により求める。Ｋは１次電圧Ｖ₁、１次周波数ｆ₁の定格時における磁束密度の最大値に対する係数である。
【００４０】
ここで、図５は、３相ＰＷＭインバータ出力電圧の周波数スペクトラムであり、「半導体電力変換回路 第５版（電気学会半導体電力変換方式調査専門委員会編 オーム社発行）」の第１２０頁（６章 自励式インバータ 6.3.2 非同期式ＰＷＭインバータ ４．高調波解析（３相ブリッジの場合））に記載された図（実測例）を基本として描いたものである。図５は、インバータの出力電圧（振幅をＶ₁、基本周波数を１次周波数ｆ₁とする）に対して、そのキャリア周波数ｆ_cの整数倍（例えばキャリア周波数ｆ_cの１倍）周波数の前後に、所定の振幅Ｖ_cを有する高調波電圧が発生することを意味している。
【００４１】
上記文献によれば、例えば、キャリアが単相の三角波で信号波が３相正弦波のＰＷＭインバータにおいて、インバータの出力電圧の基本波成分（ω₀成分）の振幅が（√３ａ／２）・Ｅ_d（ここで、ａは変調度（０〜１）、Ｅ_dは直流電源電圧）によって表されるとき、高調波成分（ｎω_s±ｋω₀成分）の振幅は（√３ａ／２）・（４Ｅ_d／ｎπ）・Ｊ_k（ａｎπ／２）（ここで、ｎは自然数であり、ｎ＝１，３，５，……のときにｋ＝３（２ｍ−１）±１であってｍ＝１，２，……、 ｎ＝２，４，６，……のときにｋ＝６ｍ＋１（ｍ＝０，１，……）またはｋ＝６ｍ−１（ｍ＝１，２，……）、Ｊ_kはｋ次のベッセル関数）となる。
従って、図５に示すように、１次周波数（基本波周波数）ｆ₁で振幅がＶ₁の出力電圧に対して、変調比がνであるときのキャリア周波数ｆ_c（＝ｆ₁ν）を有する高調波電圧の側帯波（周波数ｆ_c’）の振幅Ｖ_cを求めることは可能であり、これらのｆ_c’，Ｖ_c及び係数Ｋを用いれば、上述の数式によって磁束密度の最大値Ｂ_mを求めることができる。
【００４２】
次に、本発明の第４実施形態を図６、図７に基づいて説明する。この実施形態は、前後するが請求項２の発明の実施形態に相当する。
図６は図１に相当するブロック図であり、図１と異なるのは、インバータ出力電圧を出力電圧検出器２０により検出し、座標変換器１９によってｄ軸電圧指令値ｖ_1q ^*と同相な成分と直交する成分とに分解した検出電圧ｖ_1d，ｖ_1qを用いてトルク演算を行う点にある。
【００４３】
図７に示すように、検出電圧ｖ_1d，ｖ_1qは１次磁束演算器１０に入力され、数式５により１次磁束φ_1d，φ_1qが演算される。なお、この実施形態でもうず電流損Ｗ_eを無視し、鉄損演算器１１により数式１０を用いて演算したヒステリシス損Ｗ_hを鉄損Ｗ_iとして出力する。その他の動作は、第１実施形態と同様である。
本実施形態では実際のインバータ出力電圧値が使えるので、トルクの演算精度が更に向上する効果が得られる。
【００４４】
次いで、本発明の第５実施形態を図８に基づいて説明する。この実施形態は、第２実施形態と同様に請求項３の発明の実施形態に相当する。
第２実施形態と異なる部分のみを説明すると、この実施形態では、第４実施形態と同様にインバータ出力電圧を出力電圧検出器２０により検出し、座標変換器１９によりｄ軸電圧指令値ｖ_1q ^*と同相な成分と直交した成分とに分解した検出電圧ｖ_1d，ｖ_1qを用いてトルク演算を行う。すなわち、図８において検出電圧ｖ_1d，ｖ_1qが１次磁束演算器１０に入力される点以外は、構成、動作ともに図３と同一の構成である。
【００４５】
最後に、本発明の第６実施形態を図９に基づいて説明する。この実施形態は、第３実施形態と同様に請求項３の発明の実施形態に相当する。
第３実施形態と異なる部分のみを説明すると、この実施形態では、第４、第５実施形態と同様にインバータ出力電圧を出力電圧検出器２０により検出し、座標変換器１９によりｄ軸電圧指令値ｖ_1q ^*と同相な成分と直交した成分とに分解した検出電圧ｖ_1d，ｖ_1qを用いてトルク演算を行う。すなわち、図９において検出電圧ｖ_1d，ｖ_1qが１次磁束演算器１０に入力される点以外は、構成、動作ともに図４と同一の構成である。
【００４６】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、入力電力から銅損、鉄損を差し引いて２次入力を演算し、これを１次角周波数により除算して誘導電動機の発生トルクを求めるようにしたので、いわゆるトルクブースト状態等においても誤差のないトルク演算が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御装置の主要部のブロック図である。
【図２】図１におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第２実施形態におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第３実施形態におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【図５】３相ＰＷＭインバータ出力電圧の周波数スペクトラムである。
【図６】本発明の第４実施形態を示す制御装置の主要部のブロック図である。
【図７】図６におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【図８】本発明の第５実施形態におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明の第６実施形態におけるトルク演算装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１ 誘導電動機
２ 電流検出器
３ ＰＷＭインバータ
４，５，１９ 座標変換器
６ 積分器
７ 加減速調節器
８ Ｖ／Ｆ変換器
９ トルク演算装置
１０ １次磁束演算器
１１，１７，１８ 鉄損演算器
１２，１３ 乗算器
１４，１５ 加算器
１６ 除算器
２０ 出力電圧検出器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a generated torque calculation device for an induction motor (hereinafter abbreviated as an induction machine), and more particularly to a calculation device that calculates the generated torque in consideration of iron loss of an induction machine driven by a PWM inverter.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a method for calculating the generated torque in order to perform torque control of the induction machine, etc., as shown in “Torque control of general-purpose inverter (National Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, No. 579)” There is a method of calculating by taking the outer product of the secondary magnetic flux vector and the primary current vector.
In this method, since the stator iron loss of the induction machine is not taken into consideration, when the V / f setting exceeds the rated excitation, that is, in order to prevent the torque from decreasing in the low frequency region, the primary voltage V is increased to increase the torque. In the driving state (so-called torque boost state) that compensates for the torque, the calculation error of the generated torque may become large.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the torque generated by the induction machine is obtained from the outer product of the primary magnetic flux vector and the primary current vector as shown in Equation 1. Further, the primary magnetic flux vector is obtained based on the primary voltage vector, the primary current vector, and the primary resistance value as shown in Formula 2.
[0004]
[Expression 1]

[0005]
[Expression 2]

[0006]
Various quantities in Equations 1 and 2 are as shown in Equation 3.
[0007]
[Equation 3]

[0008]
Equation 1 and Equation 2 are solved in a steady state by the rotor coordinate system of the induction machine (dq axis rotational coordinate system in which the secondary magnetic flux direction is the d axis and the direction perpendicular thereto is the q axis) to obtain Equation 4. .
[0009]
[Expression 4]
τ = φ _1d · i _1q −φ _1q · i _1d = {(v _1q · i _1q + v _1d · i _1d ) −r ₁ (i _1q ² + i _1d ² )} / ω ₁
[0010]
In Equation 4, ω ₁ is the primary angular frequency. From Equation 4, the following Equation 5 is obtained.
[0011]
[Equation 5]
φ _1d = (v _1q −r ₁ · i _1q ) / ω ₁
φ _1q = (r ₁ · i _1d −v _1d ) / ω ₁
[0012]
The numerator term on the right side of Equation 4 is an equation for obtaining the power obtained by subtracting the copper loss from the input power of the induction machine. Therefore, the loss generated by the stator core of the induction machine, so-called iron loss is not included.
In other words, the iron loss is not taken into consideration in the calculation formula of Formula 4, and the calculation error of the generated torque becomes large in the above-described torque boost state.
[0013]
Therefore, the present invention intends to provide a generated torque calculation device for an induction motor that can calculate the generated torque in consideration of iron loss.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
First, the right side of Equation 4 is a result (secondary input) obtained by subtracting the primary copper loss {r ₁ (i _1q ² + i _1d ² )} from the input power (v _1q · i _1q + v _1d · i _1d ). Dividing by the next angular frequency ω ₁ gives the torque τ.
That is, it can be considered as Expression 6. In Equation 6, P ₀ is a secondary input (synchronous watt).
[0015]
[Expression 6]
τ = P ₀ / ω ₁
[0016]
On the other hand, the relationship between the input power P, the secondary input P ₀ , the copper loss W _c , and the iron loss W _i is expressed by Equation 7. The mechanical loss is ignored.
[0017]
[Expression 7]
P = P ₀ + W _c + W _i
[0018]
From Equations 6 and 7, the torque τ generated by the induction machine is as shown in Equation 8.
[0019]
[Equation 8]

[0020]
Here, the iron loss W _i is represented by equation 9, hysteresis loss W _h, eddy current loss W _e in Equation 9 is expressed by Equation 10, Equation 11.
[0021]
[Equation 9]
W _i = W _h + W _e (W _h : hysteresis loss, W _e : eddy current loss)
[0022]
[Expression 10]
W _h = σ _h · f ₁ · B _m ²
[0023]
## EQU11 ##
W _e = σ _e · d ² · f ₁ ² · B _m ²
[0024]
Various quantities in Equations 10 and 11 are as follows.
f ₁ : primary frequency,
B _m : Maximum value of magnetic flux density of iron core (maximum value of amplitude of magnetic flux density),
σ _h : constant determined by iron core material,
σ _e : constant determined by the resistivity of the iron core,
d: Depending on the thickness of the iron core, the calculation of the generated torque in consideration of the iron loss of the induction machine can be performed if the calculation is performed according to the above formula 8.
[0025]
That is, the present invention pays attention to the fact that the torque τ generated by the induction machine is a value obtained by dividing the secondary input P ₀ by the primary angular frequency ω _{1 according} to the above-described equation 6, and the input power P By subtracting the copper loss W _c and the iron loss W _i from this, the secondary input P ₀ is calculated, and this is divided by the primary angular frequency ω ₁ , thereby calculating the torque without error while taking the iron loss W _i into consideration. Made possible.
In other words, the generated torque is calculated by subtracting the result obtained by dividing the iron loss W _i by the primary angular frequency ω ₁ from the original torque calculation result according to Equation 4.
[0026]
That is, the invention described in claim 1 is a d-axis voltage component and a q-axis voltage component obtained by decomposing the output voltage of the inverter driving the induction motor into two-axis components of the rotor coordinate system, and detection of the induction motor. Generated torque for calculating the generated torque of the induction motor based on the d-axis current component and the q-axis current component obtained by decomposing the current into the two-axis components, the primary resistance value of the induction motor, and the primary angular frequency In the arithmetic unit,
As iron loss of the induction motor, there is provided iron loss calculation means for calculating the hysteresis loss of the stator core using the d-axis voltage component, the q-axis voltage component, the primary angular frequency, and the constant, and the iron calculated by this means The generated torque is obtained by subtracting the result of dividing the loss by the primary angular frequency from the original torque calculation result.
[0027]
According to the second aspect of the present invention, the d-axis voltage component and the q-axis voltage component obtained by decomposing the output voltage of the inverter driving the induction motor into two-axis components of the rotor coordinate system, and the detected current of the induction motor are In a generated torque calculation device that calculates a generated torque of an induction motor based on a d-axis current component and a q-axis current component obtained by decomposing into two-axis components, a primary resistance value of the induction motor, and a primary angular frequency ,
As iron loss of the induction motor, there is provided iron loss calculation means for calculating the hysteresis loss of the stator core using the d-axis voltage component, the q-axis voltage component, the primary angular frequency, and the constant, and the iron calculated by this means The generated torque is obtained by subtracting the result of dividing the loss by the primary angular frequency from the original torque calculation result.
[0028]
According to a third aspect of the present invention, in the torque generation device for an induction motor according to the first or second aspect, the iron loss calculation means also calculates the eddy current loss of the stator core of the induction motor, and the eddy current loss and The iron loss is calculated using the hysteresis loss.
[0029]
According to a fourth aspect of the present invention, in the torque generation device for an induction motor according to the third aspect, the iron loss calculation means has a function of calculating hysteresis loss and eddy current loss of the induction motor due to the carrier frequency of the PWM inverter. The hysteresis loss and the eddy current loss are calculated using the modulation ratio, the amplitude of the harmonic voltage of the sideband of the carrier, the frequency, and the like.
[0030]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
1 and 2 show a first embodiment of the present invention and correspond to an embodiment of the invention of claim 1. FIG. 1 is a block diagram showing the main part of a control device for an induction machine. A primary angular frequency set value ω ₁ ^* is input to an acceleration / deceleration controller 7 and a primary angular frequency command value ω output from a PWM inverter 3. ₁ Converted to ^** . This primary angular frequency command value ω ₁ ^** is input to the V / F converter 8, the integrator 6 and the torque calculation device 9 of the present invention.
[0031]
The V / F converter 8 creates a d-axis component (d-axis voltage command value) v _1q ^* of a voltage command value vector corresponding to the primary angular frequency command value ω ₁ ^** , and this voltage command value v _1q ^* is Input to the coordinate converter 4. The integrator 6 calculates a reference vector position θ ^* from the primary angular frequency command value ω ₁ ^** , and this vector position θ ^* is input to the coordinate converters 4 and 5.
[0032]
The coordinate converter 4 calculates an output voltage vector from the d-axis voltage command value v _1d ^* , the q-axis component (q-axis voltage command value) v _1q ^{* of the} voltage command value vector, and the reference vector position θ ^*, and this calculation The result is sent to the PWM inverter 3 to generate a voltage. The induction motor 1 is driven by this voltage, and the current is detected by the current detector 2. This detected current vector is converted into a vector component (q-axis current component: torque current component) i _{1q in} phase with the d-axis voltage command value v _1q ^* by the coordinate converter 5 and a component orthogonal to this (d-axis current component: magnetizing current) Component) i _1d and decomposed.
These current components i _1q , i _1d , voltage command values v _1d ^* , v _1q ^* , primary angular frequency command value ω ₁ ^** , induction machine primary resistance value r ₁ are input to the torque calculator 9. The constant σ _h in Equation 10 is input to the torque calculator 9, and the induction machine generated torque τ is calculated according to the procedure described below. As will be described later, in this embodiment, since the eddy current loss W _e is ignored and iron loss W _i = hysteresis loss W _h is assumed, the constant σ _e and the thickness d of the iron core in Equation 11 are torques. Although not input to the arithmetic unit 9, when eddy current loss W _e is also taken into consideration, these σ _e and d are also input to the torque arithmetic unit 9.
[0033]
FIG. 2 shows the configuration of the torque calculation device 9.
In this figure, current components i _1q , i _1d , voltage command values v _1d ^* , v _1q ^* , primary angular frequency command value ω ₁ ^** , induction machine primary resistance value r ₁ are supplied to primary magnetic flux calculator 10. The calculator 10 calculates the primary magnetic fluxes φ _1d and φ _1q by performing the calculation of Equation 5 described above.
[0034]
On the other hand, voltage command values v _1d ^* , v _1q ^* , a constant σ _h and a primary angular frequency command value ω ₁ ^** are input to the iron loss calculator 11, and the constant σ _h and ω ₁ = 2πf. _The hysteresis loss W _h is calculated by the calculation of Equation 10 using the primary frequency f ₁ obtained from ω ₁ ^** from the relationship ₁ and the maximum value B _m of the magnetic flux density of the stator core. Incidentally, from the ratio of the maximum value B _m is the magnitude of the voltage command value vector of the magnetic flux density ^{_{(= √ {(v 1d *}} ) 2 + (v 1q *) 2}) and the primary frequency f _1, B _m = √ {(v _1d ^* ) ² + (v _1q ^* ) ² } / f ₁
Here, as described above, in the present embodiment since ignoring eddy current loss W _e in equation 9, the hysteresis loss W _h obtained by the equation 10 is outputted from the iron loss calculator 11 as the iron loss W _i The
The divider 16 divides the iron loss W _i (hysteresis loss W _h ) by the primary angular frequency command value ω ₁ ^** to calculate the third term on the right side in Equation 8.
[0035]
On the other hand, the multiplier 12 obtains the first term on the right side of Equation 8 and the multiplier 13 obtains the second term on the right side of Equation 8, and the adder 15 outputs the output of the adder 14 (the original torque calculation according to Equation 4). The generated torque τ of the induction machine is calculated as an estimated value by subtracting the output of the divider 16 from the result.
[0036]
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment corresponds to an embodiment of the invention described in claim 3 although it is mixed.
Parts that overlap with the first embodiment are omitted, and only different parts are described. Different parts are in that by adding the eddy current loss W _e in the calculation of the iron loss W _i. Eddy current loss W _e is calculated by Equation 11 described above. The maximum value B _m of the magnetic flux density in Expression 11 is obtained by the same method as in the first embodiment. Iron loss calculator 17 calculates the iron loss W _i using Equation 9.
[0037]
In other words, in FIG. 3, the iron loss calculator 17 includes the constant σ _e and the core of the core in addition to the voltage command values v _1d ^* and v _1q ^* , the constant σ _h and the primary angular frequency command value ω ₁ ^** . The thickness d is also entered. As a result, the iron loss calculator 17 obtains the hysteresis loss W _h using Equation 10 as in the first embodiment, and the primary frequency obtained from the constant σ _e , the thickness d of the iron core, and ω ₁ ^**. f _1, obtaining the eddy current loss W _e using equation 11 with the maximum value B _m of the magnetic flux density. Then, the output of the iron loss W _i obtained by equation (9).
[0038]
A third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment corresponds to an embodiment of the invention of claim 4.
Parts different from the second embodiment is that having an arithmetic unit in iron loss due to the carrier frequency f _c of the PWM inverter (carrier loss).
The iron loss calculator 18 includes a voltage command value v _1d ^* , v _1q ^* , constants σ _h , σ _e , a primary angular frequency command value ω ₁ ^** , a carrier frequency f _{c in} addition to the core thickness d. Have been entered.
[0039]
In the iron loss calculator 18, the carrier frequency f _c (= primary frequency f ₁ × modulation ratio instead of equation 10 rattan not a current loss W Equation 11 at the primary frequency f ₁ for calculating the _e calculates the hysteresis loss W _h v). Here, the primary frequency f ₁ is obtained from the primary angular frequency command value ω ₁ ^** .
In addition, the maximum value B _m of the magnetic flux density in Equations 10 and 11 is based on the ratio between the amplitude V _c of the harmonic voltage determined from the modulation ratio ν (= f _c / f ₁ ) and its frequency f _c ′. , B _m = K · (V _c / f _c ′). K is a coefficient for the maximum value of the magnetic flux density at the rated time of the primary voltage V ₁ and the primary frequency f ₁ .
[0040]
Here, FIG. 5 shows the frequency spectrum of the output voltage of the three-phase PWM inverter. Page 120 of “Semiconductor Power Conversion Circuit 5th Edition (published by Ohm, Inc., Semiconductor Power Conversion System Research Special Committee)” (6 Chapter Self-excited inverter 6.3.2 Asynchronous PWM inverter 4. This is based on the figure (measurement example) described in the harmonic analysis (in the case of a three-phase bridge). 5, the inverter output voltage (the amplitude V _1, the basic and primary frequency f ₁ frequency) with respect to front and rear frequencies (1x example carrier frequency f _c) an integral multiple of the carrier frequency f _c This means that a harmonic voltage having a predetermined amplitude V _c is generated.
[0041]
According to the above document, for example, in a PWM inverter having a single-phase triangular wave carrier and a three-phase sine wave signal wave, the amplitude of the fundamental wave component (ω ₀ component) of the output voltage of the inverter is (√3a / 2) · The amplitude of the harmonic component (nω _s ± kω ₀ component) is represented by (√3a / 2) · E _d (where a is the modulation degree (0 to 1) and E _d is the DC power supply voltage). (4E _d / nπ) · J _k (anπ / 2) (where n is a natural number, and when n = 1, 3, 5,..., K = 3 (2m−1) ± 1 When m = 1, 2,..., n = 2, 4, 6,..., k = 6m + 1 (m = 0, 1,...) or k = 6m−1 (m = 1, 2,. ), J _k is a k-th order Bessel function).
Accordingly, as shown in FIG. 5, the carrier frequency f _c (= f ₁ ν) when the modulation ratio is ν with respect to the output voltage having the primary frequency (fundamental frequency) f ₁ and the amplitude V ₁ is obtained. It is possible to obtain the amplitude V _c of the sideband wave (frequency f _c ′) of the harmonic voltage it has. By using these f _c ′, V _c and the coefficient K, the maximum value B of the magnetic flux density can be obtained by the above formula. _m can be obtained.
[0042]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. This embodiment corresponds to the embodiment of the invention of claim 2 although it is mixed.
FIG. 6 is a block diagram corresponding to FIG. 1 and differs from FIG. 1 in that an inverter output voltage is detected by an output voltage detector 20 and a component in phase with a d-axis voltage command value v _1q ^* is detected by a coordinate converter 19. The torque calculation is performed using the detection voltages v _1d and v _1q that are decomposed into components orthogonal to each other.
[0043]
As shown in FIG. 7, the detection voltages v _1d and v _1q are input to the primary magnetic flux calculator 10, and the primary magnetic fluxes φ _1d and φ _1q are calculated by Equation 5. In this embodiment, the current loss W _e is ignored and the hysteresis loss W _h calculated by the iron loss calculator 11 using Equation 10 is output as the iron loss W _i . Other operations are the same as those in the first embodiment.
In this embodiment, since the actual inverter output voltage value can be used, an effect of further improving the calculation accuracy of torque can be obtained.
[0044]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment corresponds to the embodiment of the invention of claim 3 like the second embodiment.
To explain only the parts different from the second embodiment, in this embodiment, the inverter output voltage is detected by the output voltage detector 20 and the d-axis voltage command value v _1q ^* is detected by the coordinate converter 19 as in the fourth embodiment ^. Torque calculation is performed using the detection voltages v _1d and v _1q which are decomposed into a component in phase with the component in phase and a component orthogonal to the component. That is, the configuration and operation are the same as those in FIG. 3 except that the detection voltages v _1d and v _1q in FIG. 8 are input to the primary magnetic flux calculator 10.
[0045]
Finally, a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment corresponds to the embodiment of the invention of claim 3 as in the third embodiment.
Only the parts different from the third embodiment will be described. In this embodiment, the inverter output voltage is detected by the output voltage detector 20 as in the fourth and fifth embodiments, and the d-axis voltage command value is detected by the coordinate converter 19. Torque calculation is performed using the detection voltages v _1d and v _1q which are decomposed into a component in phase with v _1q ^* and a component orthogonal to v _1q ^* . That is, the configuration and operation are the same as those in FIG. 4 except that the detection voltages v _1d and v _1q in FIG. 9 are input to the primary magnetic flux calculator 10.
[0046]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the secondary input is calculated by subtracting the copper loss and the iron loss from the input power, and the generated torque of the induction motor is obtained by dividing this by the primary angular frequency. Even in a so-called torque boost state, it is possible to perform torque calculation without error.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a main part of a control device showing a first embodiment of the present invention.
2 is a block diagram showing a configuration of a torque calculation device in FIG. 1. FIG.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a torque calculation device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a torque calculation device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a frequency spectrum of a three-phase PWM inverter output voltage.
FIG. 6 is a block diagram of a main part of a control device showing a fourth embodiment of the present invention.
7 is a block diagram showing a configuration of a torque calculation device in FIG. 6. FIG.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a torque calculation device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a torque calculation device according to a sixth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Induction motor 2 Current detector 3 PWM inverters 4, 5, 19 Coordinate converter 6 Integrator 7 Acceleration / deceleration controller 8 V / F converter 9 Torque calculation device 10 Primary magnetic flux calculators 11, 17, 18 Iron loss calculation Units 12 and 13 Multipliers 14 and 15 Adder 16 Divider 20 Output voltage detector

Claims (4)

The d-axis voltage command value and q-axis voltage command value obtained by decomposing the voltage command value of the inverter that drives the induction motor into two-axis components of the rotor coordinate system, and the detected current of the induction motor are decomposed into the two-axis components In the generated torque calculation device that calculates the generated torque of the induction motor based on the d-axis current component and the q-axis current component obtained as above, the primary resistance value of the induction motor, and the primary angular frequency,
As the iron loss of the induction motor, there is provided iron loss calculation means for calculating the hysteresis loss of the stator core using the d-axis voltage command value, the q-axis voltage command value, the primary angular frequency, and a constant. A generated torque calculation device for an induction motor, wherein the generated torque is obtained by subtracting the result of dividing the iron loss by the primary angular frequency from the original torque calculation result. Obtained by decomposing the d-axis voltage component and q-axis voltage component obtained by decomposing the output voltage of the inverter driving the induction motor into two-axis components of the rotor coordinate system and the detected current of the induction motor into the two-axis components. In the generated torque calculation device for calculating the generated torque of the induction motor based on the d-axis current component and the q-axis current component, the primary resistance value of the induction motor, and the primary angular frequency,
As iron loss of the induction motor, there is provided iron loss calculation means for calculating the hysteresis loss of the stator core using the d-axis voltage component, the q-axis voltage component, the primary angular frequency, and the constant, and the iron calculated by this means A generated torque calculation device for an induction motor, wherein a generated torque is obtained by subtracting a result obtained by dividing a loss by a primary angular frequency from an original torque calculation result. In the induction motor generated torque calculation device according to claim 1 or 2,
The iron loss calculation means calculates the eddy current loss of the stator core of the induction motor, and calculates the iron loss using the eddy current loss and the hysteresis loss. In the induction motor generated torque calculation device according to claim 3,
The iron loss calculation means has a function of calculating hysteresis loss and eddy current loss of the induction motor due to the carrier frequency of the PWM inverter, and the generated torque calculation device of the induction motor.

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