JP3757552B2

JP3757552B2 - ブラシレスｄｃモータ駆動制御方法及びその装置

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Publication number: JP3757552B2
Application number: JP17015897A
Authority: JP
Inventors: 浩堂前
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1997-06-26
Filing date: 1997-06-26
Publication date: 2006-03-22
Anticipated expiration: 2017-06-26
Also published as: JPH1118478A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はブラシレスＤＣモータ駆動制御方法及びその装置に関し、さらに詳細にいえば、ブラシレスＤＣモータの電機子コイルに誘起された誘起電圧に基づいて、回転子と固定子との相対的に位置を表す位置信号を検出して、その位置信号に基づいて、電機子コイルの電圧パターンを制御するブラシレスＤＣモータ駆動制御方法及びその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシレスＤＣモータは一般的なＤＣモータの機械的整流子に起因する整流火花による使用制限、保守性及び耐環境性を改善できるため、一般に様々な分野で多様されている。図８中の符号５０はブラシレスＤＣモータ内で複数極の永久磁石を有する回転子、符号５１は同じく３相Ｙ結線された電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃを有する固定子をそれぞれ示している。
【０００３】
かかるブラシレスＤＣモータを駆動するための従来のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置は、図８の如く、まず、電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃに対する回転子５０の相対的な回転位置を回転位置検出器５３で検出する。そして、この回転位置検出器５３から回転子５０の回転位置を表す位置信号Ｓｉｎｔをマイクロコンピュータ（以下、マイコンと略称する）５４に与え、この位置信号Ｓｉｎｔに基づいて、マイコン５４がドライブ回路５５に所定のスイッチング信号を与える。その結果、ドライブ回路５５から出力される転流制御信号に基づき、インバータ部６０によって電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃの電圧パターンを切り換える。
【０００４】
ここで、インバータ部６０は、直流電源５６の正極側にそれぞれ接続された３つのトランジスタ６０ａ，６０ｂ，６０ｃと、直流電源５６の負極側にそれぞれ接続された３つのトランジスタ６０ｄ，６０ｅ，６０ｆとから構成されている。トランジスタ６０ａのエミッタとトランジスタ６０ｄのコレクタとは互いに接続され、またトランジスタ６０ｂのエミッタとトランジスタ６０ｅのコレクタとは互いに接続され、さらにトランジスタ６０ｃのエミッタとトランジスタ６０ｆのコレクタとは互いに接続されている。トランジスタ６０ａ，６０ｄ同士の接続中間点にはＵ相の電機子コイル５１ａが接続され、トランジスタ６０ｂ，６０ｅ同士の接続中間点にはＶ相の電機子コイル５１ｂが接続され、トランジスタ６０ｃ，６０ｆ同士の接続中間点にはＷ相の電機子コイル５１ｃが接続されている。そして、ドライブ回路５５からの転流制御信号が各トランジスタ６０ａ〜６０ｆのベースにそれぞれ入力されるようになっている。なお、これらの各トランジスタ６０ａ〜６０ｆは、安価で且つ小型化が可能な絶縁ゲート形トランジスタ（ＩＧＢＴ）素子が使用されている。
【０００５】
また、回転位置検出器５３では、まず、電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃに対応して抵抗回路６１の三個の抵抗６１ａ，６１ｂ，６１ｃが並列状態で３相結線されており、この抵抗回路６１の中性点の電圧Ｖ_Mと、電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃの中性点の電圧Ｖ_N（ここでは接地電位）との電位差を示す電位差信号Ｖ_MNを積分増幅回路６２で積分する。そして、積分増幅回路６２からの積分信号Ｉｎｔは零クロスコンパレータ６３により波形整形された後、フォトカプラ６４に与えられ、このフォトカプラ６４から出力される方形波状の信号が、固定子５１の電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃに対する回転子５０の相対的な位置を示す位置信号Ｓｉｎｔとしてマイコン５４に出力される。
【０００６】
さらに、マイコン５４は、回転位置検出器５３から割込端子７０を通じて与えられた方形波状の位置信号Ｓｉｎｔについて、１回のハイ状態及び１回のロー状態をそれぞれ１パルス単位として、各パルス単位毎にそのハイ状態またはロー状態のパルス幅Ｔ（図１０）を測定するＴ測定部７１と、操作パネル等の外部の入力手段７２から与えられる目標パルス幅Ｔｘ（図１０）をマイコン５４内に受入れる目標Ｔｘ入力部７３と、Ｔ測定部７１で検出したパルス幅Ｔと目標Ｔｘ入力部７３で受入れた目標パルス幅Ｔｘとの差に応じて望ましい回転速度を演算する速度演算部７４と、速度演算部７４での演算結果に応じて望ましいインバータ電圧Ｖを決定するインバータ電圧Ｖ決定部７５と、望ましい回転速度及びインバータ電圧Ｖに基づいて適正なＰＷＭパルス波を変調生成するＰＷＭ変調部７６と、ＰＷＭパルス波に基づいて適正なスイッチング信号をドライブ回路５５へ出力するインバータ波形信号出力部７７とを備えている。
【０００７】
かかるブラシレスＤＣモータ駆動制御装置において、インバータ部６０からの各Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のモータ端子電圧をそれぞれＶ_U，Ｖ_V，Ｖ_Wとし、電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃの各Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の誘起電圧をそれぞれＥ_U，Ｅ_V，Ｅ_Wとすると、抵抗回路６１の中性点の電圧Ｖ_Mと電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃの中性点の電圧Ｖ_Nとは、それぞれ、
Ｖ_M＝（１／３）（Ｖ_U＋Ｖ_V＋Ｖ_W）
Ｖ_N＝（１／３）｛（Ｖ_U−Ｅ_U）＋（Ｖ_V−Ｅ_V）＋（Ｖ_W−Ｅ_W）｝
となる。したがって、抵抗回路６１の中性点と電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃの中性点との電位差を表す電位差信号Ｖ_MNは、
Ｖ_MN＝Ｖ_M−Ｖ_N＝（１／３）（Ｅ_U＋Ｅ_V＋Ｅ_W）
となり、電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃの誘起電圧がＥ_U，Ｅ_V，Ｅ_Wの和に比例することがわかる。
【０００８】
ここで、電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃの誘起電圧Ｅ_U，Ｅ_V，Ｅ_Wは、１２０ｄｅｇ毎に位相の異なる台形状の波形となり、電位差信号Ｖ_MNは、誘起電圧をＥ_U，Ｅ_V，Ｅ_Wに対して３倍の基本波周波数成分を有する略三角波となる。この電位差信号Ｖ_MNの三角波のピーク点が電圧パターンの切り換え点となる。この電位差信号Ｖ_MNのピーク点は、回転速度によって振幅が変動するため、積分増幅回路６２により積分増幅回路６２からの電位差信号Ｖ_MNを略正弦波状の積分信号∫Ｖ_MNｄｔに積分変換した後、零クロスコンパレータ６３により、積分信号Ｉｎｔのゼロクロス点を検出して増幅し、フォトカプラ６４により方形波に変換された後、上述の位置信号Ｓｉｎｔをマイコン５４に出力する。
【０００９】
次に、マイコン５４内では、図９の如く、割込端子７０にて回転位置検出器５３からの方形波状の位置信号Ｓｉｎｔを受けた後（ステップＳ０１）、１回のハイ状態及び１回のロー状態をそれぞれ１パルス単位として、各パルス単位毎にそのハイ状態またはロー状態のパルス幅Ｔ（図１０）をＴ測定部７１で検出する（ステップＳ０２）。一方、操作パネル等の外部の入力手段７２から与えられる目標パルス幅Ｔｘ（図１０）を目標Ｔｘ入力部７３を通じてマイコン５４内に受入れる。そして、Ｔ測定部７１で検出したパルス幅Ｔと目標Ｔｘ入力部７３で受入れた目標パルス幅Ｔｘとを大小比較し（ステップＳ０３）、その比較結果に応じて速度演算部７４は望ましい回転速度を演算する。また、速度演算部７４での演算結果に応じて、望ましいインバータ電圧Ｖをインバータ電圧Ｖ決定部７５により決定する。このように望ましい回転速度及びインバータ電圧Ｖが得られた後、ＰＷＭ変調部７６によって積分値正弦波状になるようＰＷＭ変調を施し、ここで得られたＰＷＭパルス状のスイッチング信号をインバータ波形信号出力部７７を通じてドライブ回路５５へ出力する。
【００１０】
そして、ドライブ回路５５は、マイコン５４からのスイッチング信号を受けて、インバータ部６０の各トランジスタ６０ａ〜６０ｆのベースに転流制御信号を出力する。そして、インバータ部６０の各トランジスタ６０ａ〜６０ｆは順次オンオフして、電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃに対する電圧パターンを切り換える（ステップＳ０４〜Ｓ０６）。
【００１１】
こうして、ブラシレスＤＣモータは、電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃの誘起電圧をＥ_U，Ｅ_V，Ｅ_Wより回転子５０の回転位置を表す位置信号Ｓｉｎｔを出力して、インバータ部６０は、その位置信号Ｓｉｎｔによって電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃの電圧パターンの切り換えを行う。かかる電圧パターンの切り換え処理は、図１０のようにマイコン５４によって検出されるパルス幅Ｔが目標パルス幅Ｔｘに等しくなると判断された時点Ｔｍ１まで行われ、その後はこの目標パルス幅Ｔｘをパルス幅Ｔとしてインバータ部６０によるブラシレスＤＣモータの定常駆動が続行される。
【００１２】
以上のように、ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置により駆動制御されるブラシレスＤＣモータを用いて、例えば各種空調機器の圧縮機のようなトルクの変動幅が大きい負荷を駆動したとき、ブラシレスＤＣモータの性能を十分に発揮すれば、当該圧縮機に要求される運転エリア、例えば、図１１に示すような最高圧力制限、インバータ最大電圧時の限界及び最高周波数制限の範囲内で有効運転が可能である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
一般的なブラシレスＤＣモータ駆動制御装置では、図８から明らかなように、電機子コイル５１ａ，５１ｂ，５１ｃに対する回転子５０の相対的な回転位置の検出は、インバータ部６０の強電部から信号を引き出すことにより行っており、故に位置信号Ｓｉｎｔ等においてノイズが重畳しやすい構造になっている。そして、急激且つ大きなノイズが発生すると、マイコン５４内での判別及び制御に異常を来たす。そうなると、インバータ電流波形において位相が急激にずれてしまい、当該インバータ電流波形の振幅が急激に増大し、やがてインバータ部６０に過電流が流れてしまう。その結果、インバータ制御が不能になりブラシレスＤＣモータが停止してしまい、さらに最悪の場合には、インバータ部６０またはその周辺部品の過熱により焼損または破壊に至るおそれもある。したがって位置信号Ｓｉｎｔにおいてノイズの影響を低減することが重要となる。
【００１４】
このような事情に鑑み、ノイズの影響を少しでも低減するよう、マイコン５４内で、位置信号Ｓｉｎｔの各パルスのそれぞれのパルス幅Ｔ内において所定部分の信号変化を無視することにより、この所定部分のノイズをキャンセルするといった提案（図１２（Ａ）（Ｂ））がなされている。この提案例では、具体的には、図１２（Ａ）の如く、マイコン５４に位置信号Ｓｉｎｔのハイ状態のリーディングエッジ及びトレイリングエッジが刻々と与えられる度に、それぞれの位置信号Ｓｉｎｔのハイ状態及びロー状態についてパルス幅Ｔをそれぞれ検出し続ける。ここで、ｎ回目のパルス幅Ｔの検出値をＴｎとすると、マイコン５４で検出されるパルス幅Ｔの値は「…，Ｔ_n-1，Ｔ_n，Ｔ_n+1，…」というように与えられることになる。ただし、インバータ駆動を行っている場合、パルス幅Ｔは刻々と変化することがあるため、「Ｔ_n-1」と「Ｔ_n」と「Ｔ_n+1」とは必ずとも一致しない。したがって、いまｎ回目の位置信号Ｓｉｎｔのパルス受信状態の最中であるとすると、このときの位置信号Ｓｉｎｔのｎ回目のパルスのパルス幅Ｔの値Ｔ_nは、必ずしも前回値Ｔ_n-1とは一致せず、図１２（Ａ）のように時点Ｔｍ２が経過しない限りマイコン５４側で認識できないことになる。しかしながら、正常なインバータ駆動では、パルス幅Ｔ（…，Ｔ_n-1，Ｔ_n，Ｔ_n+1，…）の変化は比較的緩やかであり、あるパルスのパルス幅Ｔとこれに後続する次のパルスのパルス幅Ｔとの間の差は２５％以上になることはない。すなわち、順次与えられる位置信号Ｓｉｎｔのパルス幅Ｔの値「…，Ｔ_n-1，Ｔ_n，Ｔ_n+1，…」は、通常は次の条件を満たしている。
【００１５】

このことを考慮すると、図１２（Ｂ）のように、ｎ回目のパルス（図１２（Ｂ）ではロー状態）においては、パルス幅Ｔの値Ｔ_nが現時点で不明であっても、前回値Ｔ_n-1が現時点で判っているため、位置信号Ｓｉｎｔの遷移（この場合はトレイリングエッジ）を原点「０」として、末尾エッジの認識は「（３／４）×Ｔ_n-1」の時点Ｔｍ３以降に行えば足りることになる。したがって、ｎ回目のパルス（この場合のパルス幅Ｔの値Ｔ_nは現時点で不明である）においては、遷移の時点「０」を経過した後「（３／４）×Ｔ_n-1」の時点Ｔｍ３までの間は、一切の信号変化を無視しても差支えなく、この部分のノイズをキャンセルすることが可能である。なお、図１２（Ｂ）では、「（１／２）×Ｔ_n-1」の時点から「（３／４）×Ｔ_n-1」の時点Ｔｍ３までをキャンセルする例を図示している。
【００１６】
しかしながら、かかる提案例であっても、「（３／４）×Ｔ_n-1」の時点Ｔｍ３以降にノイズが入った場合にはこのノイズをキャンセルすることは不可能である。そして、この「（３／４）×Ｔ_n-1」の時点Ｔｍ３以降のノイズにより誤ったＴ_nを検出すると誤動作を来す可能性が高く、ひいてはインバータ停止をもたらす恐れがある。
【００１７】
そこで、この発明の課題は、マイコンに与えられる位置信号のノイズの影響を解消し得るブラシレスＤＣモータ駆動制御方法及びその装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決すべく、請求項１に記載の発明は、ブラシレスＤＣモータの回転子と固定子との相対的な回転位置に応じてレベルが切り換わる位置信号に基づいた電圧パターンを与えるブラシレスＤＣモータ駆動制御方法であって、前記位置信号に現れる遷移を検知した第１の時点から所定の遅延時間が経過した第２の時点において前記レベルを検出する工程を前記第１の時点を更新しつつ繰返し、前記第１の時点の更新の度に、その前後で前記レベルが同一であれば、最新に検知された遷移をリーディングエッジとするパルスを無視する一方、異なれば、最新に検知された遷移をリーディングエッジとするパルスのパルス幅に基づいて、前記電圧パターンを制御するものである。
【００１９】
そして当該ブラシレスＤＣモータ駆動制御方法が、前記ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の起動時の同期運転が終了した後の定常運転においてのみ実行され、前記同期運転時の最後の前記位置信号の前記レベルを、前記定常運転の開始後の最初の前記第１の時点以前の前記レベルたる初期値として規定するものである。
【００２０】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ駆動制御方法であって、前記パルス幅の検出は、その直前に検出された前記パルス幅のｘ倍からｙ倍の期間（０＜ｘ＜ｙ＜１）が経過するまでの間の前記遷移を無視して行われるものである。
【００２１】
請求項３に記載の発明は、ブラシレスＤＣモータの回転子と固定子との相対的な回転位置に応じてレベルが切り換わる位置信号に基づいた電圧パターンを与えるブラシレスＤＣモータ駆動制御装置において、前記位置信号に現れる遷移を検知した第１の時点から所定の遅延時間が経過した第２の時点において前記レベルを検出する工程を前記第１の時点を更新しつつ繰返し、前記第１の時点の更新の度に、その前後で前記レベルが反転しているか否かを確認するパルス反転確認手段と、当該パルス反転確認手段により反転していると確認できた場合に、最新に検知された遷移をリーディングエッジとするパルスのパルス幅に基づいて速度演算を行う一方、前記パルス反転確認手段により反転していない旨を確認した場合に、最新に検知された遷移をリーディングエッジとするパルスを無視して速度演算を行う速度演算部と、当該速度演算部での速度演算結果に基づいて前記電圧パターンを制御するための所定の制御信号を出力する信号出力部とを備えるものである。
【００２２】
そして当該ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置は、当該ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の起動時にかかる同期運転についての同期運転モードと、同期運転が終了した後の定常運転にかかる定常運転モードとを切換えるモード切換手段と、前記モード切換手段によって前記同期運転モードに切換えられているときに前記速度演算部に同期運転のための指示を与える同期運転指示手段とをさらに備え、前記パルス反転確認手段は前記モード切換手段によって前記定常運転モードに切換えられたときにのみ作動するようにされ、前記同期運転指示手段は、前記同期運転時の最後の前記位置信号の前記レベルを、前記定常運転の開始後の最初の前記第１の時点以前の前記レベルたる初期値として規定するようにされたものである。
【００２３】
【作用】
請求項１及び請求項３に記載の発明では、位置信号に現れる遷移を検知する第２の時点から所定の遅延時間が経過した第２の時点で、位置信号のレベルを検出する。これを第１の時点の更新毎に繰返し、更新の前後でレベルが反転していなければ、最新に検知された遷移がノイズであるものと判断してこれを無視する一方、反転していれば、最新に検知された遷移が正規な位置信号のパルスのリーディングエッジであると判断して、当該パルスのパルス幅に基づいて電圧パターンを制御する。これにより、所定の遅延時間より短いパルス幅のノイズを全てキャンセルすることができるので、ブラシレスＤＣモータの誤動作を防止できる。
【００２４】
そしてブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の起動時における同期運転中は、所定の一般的な方式等に従って駆動制御するものとし、同期運転が終了した後の定常運転時においてのみ上記のようなノイズを無視する動作を行う。この場合において、位置信号について同期運転時の最後のパルスのレベルを、定常運転の開始時における最初のパルスのレベルの初期値として規定しているので、同期運転から定常運転におけるノイズ無視動作への移行を効率よく行うことができる。
【００２５】
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の発明の動作に並行して、位置信号の各パルス中の一部の期間については、一切のパルス変動の認識を無視しているので、前述の所定の遅延時間より短いパルス幅のノイズだけでなく、これよりパルス幅の長いノイズをも全てキャンセルすることができる。よって、ブラシレスＤＣモータの誤動作を、より確実に防止できる。この場合、請求項１に記載の発明によって短いパルス幅のノイズを無視した結果の正規の位置信号の遷移と判断された時点を基準に、ノイズを一切のパルス変動の認識を無視する期間を規律できるので、ノイズを無視する期間を正確に規律することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
一般に、マイクロコンピュータ（以下単にマイコンと略称する）を用いて所定の処理を行う場合、所定の周期を有するクロック信号に規律されながら様々な演算動作及び信号入出力動作が行われる。したがって、マイコンにおいて所定の信号入力を契機として所定の割込処理を行うような場合、クロック信号の周期、他の割込み処理及びレジスタ退避等の原因により、信号入力時点から一定の「遅延時間」が経過した後に所定の割込処理が完了することになる。この発明は、このような「遅延時間」の発生を利用して、この遅延時間内に発生したノイズをキャンセルしようとするものである。以下、添付図面に基づいてこの発明の一の実施の形態を詳細に説明する。
【００２７】
この実施の形態のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置は、図１の如く、マイコンの位置信号Ｓｉｎｔの入力ポートに信号のトレイリングエッジｔｅ１，ｔｅｄ，ｔｅ２，ｔｅ３，…またはリーディングエッジｌｅ１，ｌｅ２，ｌｅｄ，ｌｅ３，…が入力される度に、そのときの位置信号Ｓｉｎｔの各パルスについてのレベルすなわちハイ／ロー状態α１，α２，αｄ１，α３，α４，α５，αｄ２，α６，…を検出し、前回に検出した位置信号パルスのハイ／ロー状態に対して正常に反転しているか否かを判断することで、位置信号Ｓｉｎｔの入力ポートに入力された信号のトレイリングエッジｔｅ１，ｔｅｄ，ｔｅ２，ｔｅ３，…またはリーディングエッジｌｅ１，ｌｅ２，ｌｅｄ，ｌｅ３，…が正規の位置信号によるものであるかあるいはノイズによるものであるかを判別し、ノイズによるものであると判別した場合には当該トレイリングエッジｔｅｄまたはリーディングエッジｌｅｄにかかる信号をキャンセルするものである。なお、この実施の形態では、前述の提案例におけるノイズキャンセルをも併せて実行している。
【００２８】
図２はこの発明のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の一の実施の形態を示すブロック図である。すなわち、このブラシレスＤＣモータ駆動制御装置は、複数極の永久磁石を有する回転子１０と、３相Ｙ結線された電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃを有する固定子１とからなるブラシレスＤＣモータ１１を駆動制御するためのものであって、電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃに対する回転子１０の相対的な回転位置を検出する回転位置検出器２と、回転位置検出器２からの回転子１０の回転位置を表す位置信号Ｓｉｎｔを受けて電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃに対する電圧パターンを切り換えるマイコン４と、マイコン４からのスイッチング信号を受けて、電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃの電圧パターンを切り換え制御する転流制御信号を出力するドライブ回路５と、ドライブ回路５からの転流制御信号を受けて、電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃの電圧パターンを切り換えるインバータ部６とを有している。
【００２９】
回転位置検出器２は、電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃに並列状態で３相結線された抵抗２１ａ，２１ｂ，２１ｃからなる抵抗回路２１と、抵抗回路２１の中性点Ｍの電圧Ｖ_MNを積分し且つ増幅する積分増幅回路２２と、この積分増幅回路２２からの積分信号Ｉｎｔをパルス化するパルス化回路２３とを有している。
【００３０】
ここで、積分増幅回路２２は、増幅器ＩＣ１の反転入力端子に抵抗回路２１の中性点Ｍの電圧Ｖ_MNを入力するとともに、非反転入力端子にグランドＧＮＤを接続し、出力端子と反転入力端子との間に抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とを並列に接続してなる。すなわち、電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃの中性点Ｍは、グランドＧＮＤを介して増幅器ＩＣ１の非反転入力端子に接続されているので、積分増幅回路２２は、抵抗回路２１の中性点Ｍの電圧と電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃの中性点Ｎの電圧との電位差を表す電位差信号Ｖ_MNを検出するとともに、電位差信号Ｖ_MNを積分して、積分信号Ｉｎｔを出力する。
【００３１】
また、パルス化回路２３は、増幅器ＩＣ２とフォトカプラＰＣとを有するものである。このうち増幅器ＩＣ２では、積分増幅回路２２からの積分信号Ｉｎｔを反転入力端子に入力するとともに、増幅器ＩＣ２の非反転入力端子が抵抗Ｒ２を介してグランドＧＮＤに接続され、抵抗Ｒ３，Ｒ４によってプルアップされている。さらに増幅器ＩＣ２の出力端子と非反転入力端子との間でフォトカプラＰＣの発光部ＰＣａと抵抗Ｒ３が順次直列に接続されている。抵抗Ｒ４は発光部ＰＣａと抵抗Ｒ３の接続点をプルアップしている。また、フォトカプラＰＣは、強電部と弱電部との間の電気的絶縁を確保したままで位置信号Ｓｉｎｔをマイコン４に供給するためのものであり、フォトカプラＰＣの受光部ＰＣｂと抵抗Ｒ５とが所定の電圧間で直列に接続され、この接続点の信号がマイコン４に供給されている。なお、増幅器ＩＣ２及び抵抗Ｒ２〜Ｒ４は零クロスコンパレータを構成している。
【００３２】
マイコン４は、ＣＰＵ、ＲＯＭ及びＲＡＭ等を備える一般的なものであって、その演算または制御動作はすべてＲＯＭ等に予め格納されたソフトウェアによって実行されるものである。このマイコン４の機能要素としては、回転位置検出器２から与えられる位置信号Ｓｉｎｔの状態に応じて初期運転としての同期運転モードと正規運転としての位置検出運転モード（定常運転モード）とに設定切換えするモード切換手段３１と、モード切換手段３１により同期運転モードに設定された場合に同期運転の指示を与える同期運転指示手段３２と、モード切換手段３１により位置検出運転モードに設定された場合に位置信号Ｓｉｎｔのパルスの正常なハイ／ロー反転状態を確認するパルス反転確認手段３３と、パルス反転確認手段３３により正常なハイ／ロー反転状態が確認できた場合にのみ各パルス単位毎にそのハイ／ロー状態のパルス幅Ｔ（図１０参照）を測定するＴ測定部３４と、操作パネル等の外部の入力手段３５から与えられる目標パルス幅Ｔｘ（図１０参照）をマイコン４内に受入れる目標Ｔｘ入力部３６と、Ｔ測定部３４で検出したパルス幅Ｔと目標Ｔｘ入力部３６で受入れた目標パルス幅Ｔｘとの差に応じて望ましい回転速度を演算する速度演算部３７と、速度演算部３７での演算結果に応じて望ましいインバータ電圧Ｖを決定するインバータ電圧Ｖ決定部３８と、望ましい回転速度及びインバータ電圧Ｖに基づいて適正なＰＷＭパルス波を変調生成するＰＷＭ変調部３９と、ＰＷＭパルス波に基づいて適正なスイッチング信号をドライブ回路５へ出力するインバータ波形信号出力部４０とを備えている。
【００３３】
インバータ部６は、図８に示すインバータ部６０と同様の構成であるため、詳細な説明を省略する。
【００３４】
以上の構成において、ブラシレスＤＣモータが位置検出に従って駆動されているとき、電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃの各Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の誘起電圧Ｅ_U，Ｅ_V，Ｅ_Wは、図３（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、１２０ｄｅｇ毎に位相の異なる台形状の波形となる。そして、図２に示す回転位置検出器２の増幅器ＩＣ１は、反転入力端子に入力された抵抗回路２１の中性点Ｍの電圧と、増幅器ＩＣ１の非反転入力端子に入力された電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃの中性点Ｎの電圧Ｖ_Nとの電位差を表す電位差信号Ｖ_MN（図３（Ｄ））を検出するとともに、その電位差信号を積分して、積分信号Ｉｎｔ（図３（Ｅ））を出力する。この積分信号Ｉｎｔは、回転周波数の３倍の周波数の略正弦波形となる。そして、パルス化回路２３は、増幅器ＩＣ２の反転入力端子に入力された積分信号Ｉｎｔを所定の振幅に増幅し、その増幅された積分信号ＩｎｔをフォトカプラＰＣにて光電変換して整形し、位置信号Ｓｉｎｔ（図３（Ｆ））として出力する。
【００３５】
次に、回転位置検出器２からの位置信号Ｓｉｎｔは、マイコン４の割込端子３０からモード切換手段３１に入力される。ここで、まずブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の起動時には、図４の如く、回転子１０の回転数は停止状態から徐々に増大するため、マイコン４に与えられる位置信号Ｓｉｎｔのパルス幅Ｔは安定状態Ｓ１に至るまでは徐々に短く（すなわち速く）なるよう変化する。このため、マイコン４内のモード切換手段３１は、ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の起動後暫くの間は同期運転モードを設定する。すなわち、図５中のステップＳ１１において、まず位置信号Ｓｉｎｔの各パルスがハイ状態であるかロー状態であるかを示す変数「Ｐｏｒｔｂｕｆ」を初期設定した後、位置信号Ｓｉｎｔが割込端子３０に入力される毎にそのパルス幅Ｔを検出し（ステップＳ１２）、このときのパルス幅Ｔをスタックに記憶する（ステップＳ１３）。この際、モード切換手段３１で同期運転モードに設定された同期運転指示手段３２は、まず同期運転である旨の信号を速度演算部３７に与え、このときの信号に基づいてインバータ電圧Ｖ決定部３８により望ましいインバータ電圧Ｖを決定して望ましい回転速度及びインバータ電圧Ｖが得られる。その後、ＰＷＭ変調部３９によって積分値正弦波状になるようＰＷＭ変調が行われ、ここで得られたＰＷＭパルス状のスイッチング信号をインバータ波形信号出力部４０を通じてドライブ回路５５へ出力する。このような動作によって得られたスイッチング信号に基づいて、インバータ部６は、ブラシレスＤＣモータ１１の回転子１０の回転数が所定のレベルに安定するまで同期運転を続ける。なお、この同期運転モードにおけるインバータ駆動は、一般的なＶ／Ｆ一定制御方式に従って駆動制御すればよいため、その詳細な動作説明は省略する。
【００３６】
同期運転がされている間も、マイコン４のモード切換手段３１は、ハイ／ロー状態で繰返し入力される位置信号Ｓｉｎｔのパルス幅Ｔを検出しつづける。複数回（例えば４回）連続して入力された位置信号Ｓｉｎｔのパルス幅Ｔが全て同一になった時点で（ステップＳ１４）、回転子１０の回転数が安定状態Ｓ１（図４）に至った旨を判断し、同期運転を完了させる動作に移る。このときの位置信号Ｓｉｎｔのパルスがハイ状態であるかロー状態であるかを示す変数「ポートＳｉｎｔ」を前述した変数「Ｐｏｒｔｂｕｆ」に代入する（ステップＳ１５）。
【００３７】
同期運転の完了後は、具体的には、モード切換手段３１が同期運転モードから位置検出運転モードに切換えることで実現される。この時点で、同期運転指示手段３２は機能を停止する。なお、前述のステップＳ１５で説明した通り、変数「Ｐｏｒｔｂｕｆ」には、位置検出運転時の初期値として、同期運転モードにおける最後の位置信号Ｓｉｎｔのパルスのハイ／ロー状態が代入されている。
【００３８】
次に、同期運転完了後の位置検出運転モードの動作について説明する。マイコン４のパルス反転確認手段３３は、図６の如く、まずステップＳ２１において、割込端子３０を通じて割込入力された位置信号Ｓｉｎｔのパルス遷移（トレイリングエッジ及びリーディングエッジ）を検出した直後の位置信号Ｓｉｎｔのパルスがハイ状態であるかロー状態であるかを検出し、これを変数「ポートＳｉｎｔ」に代入する。そして、この変数「ポートＳｉｎｔ」が、既に規定されている前回値としての変数「Ｐｏｒｔｂｕｆ」に対して一致しているかどうかを比較判断する（ステップＳ２２）。
【００３９】
ここで、マイコン４を用いて所定の処理を行う場合、所定の周期を有するクロック信号に規律されながら様々な演算動作及び信号入出力動作が行われる。したがって、マイコン４に対して割込入力した信号を契機として所定の割込処理を行うような場合、この割込処理はクロック信号に同期して実行されるので、クロック信号の周期、他の割込み処理及びレジスタ退避等の原因によって、信号入力時点から一定の「遅延時間」が経過した後に所定の割込処理が完了することになる。したがって、上述のステップＳ２１の処理が行われた後、一定の「遅延時間」が経過した後にステップＳ２２の処理が行われることになる。すなわち、図７の如く、位置信号Ｓｉｎｔにパルス遷移ｌｅ，ｔｅｄ，ｔｅが順に検出されても（ステップＳ２１）、それぞれのパルス遷移ｌｅ，ｔｅｄ，ｔｅの直後αにおける位置信号Ｓｉｎｔのパルスのハイ／ロー状態を検出する（ステップＳ２２）までには遅延時間ΔＴが発生する。ここで、位置信号Ｓｉｎｔにノイズが重畳したとき、このノイズはパルス遷移ｔｅｄに始って極めて短い幅のパルス波となって現れることになる。したがって、ノイズのパルス幅が遅延時間ΔＴよりも短ければ、ステップＳ２１においてノイズをパルス遷移ｔｅｄとして検出してしまったとしても、その次のステップＳ２２においてパルスのハイ／ロー状態を検出する時点では、位置信号Ｓｉｎｔはノイズ状態から定常状態に復帰していることになる。すなわち、図１中の時点Ｔｎ２において、リーディングエッジｌｅ１を検出して（ステップＳ２１）そのときに入力されたパルスがα２のようにハイ状態である旨を確認（ステップＳ２２）した後、次に時点Ｔｎｄ１において極めて短いパルス幅のノイズが混入してそのトレイリングエッジｔｅｄが現れた場合（ステップＳ２１）、その直後にパルスのハイ／ロー状態を検出したとき（ステップＳ２２）にαｄ１がハイ状態になっていることになる。また同様にして、図１中の時点Ｔｎ５において、トレイリングエッジｔｅ３を検出して（ステップＳ２１）そのときに入力されたパルスがα５のようにロー状態である旨を確認（ステップＳ２２）した後、次に時点Ｔｎｄ２において極めて短いパルス幅のノイズが混入してそのリーディングエッジｌｅｄが現れた場合（ステップＳ２１）、その直後にステップＳ２２としてパルスのハイ／ロー状態を検出したときにαｄ２がハイ状態になっていることになる。
【００４０】
このように、ステップＳ２２において、α２（すなわち前回値「Ｐｏｒｔｂｕｆ」）とαｄ１（すなわち今回値「ポートＳｉｎｔ」）が一致している場合には、今回入力されたパルス遷移がノイズによるものであると判断できることになる。したがって、一致していると判断した場合は、このようなノイズに基づいてインバータ制御を行うことは好ましくないため、既に速度演算部３７、インバータ電圧Ｖ決定部３８、ＰＷＭ変調部３９及びインバータ波形信号出力部４０を通じて規定されたインバータの定常運転を単に続行しながら、再びステップＳ２１の割込処理を待つことにする。なお、ステップＳ２１からステップＳ２２に至るまでの遅延時間ΔＴは通常数μｓであることが判っている。このため、数μｓ未満のパルス幅のノイズは全てキャンセルできることになる。
【００４１】
また、高性能なマイコンを用い、この数μｓの遅延が生じない場合にはソフト的にＮＯＰ命令などを使って遅延を作ればこの数μｓの時間を何μｓに設定するかをコントロールできる。
【００４２】
一方、ステップＳ２２において、前回値「Ｐｏｒｔｂｕｆ」と今回値「ポートＳｉｎｔ」とが一致していないと判断した場合には、今回入力されたパルスがノイズによるものではなく正規の位置信号Ｓｉｎｔのパルスであることになる。
【００４３】
この場合、ステップＳ２３において、まず今回値である「ポートＳｉｎｔ」を次回に前回値として使用するために「Ｐｏｒｔｂｕｆ」に代入しておく。
【００４４】
次に、ステップＳ２４において、今回入力された位置信号Ｓｉｎｔのパルス幅Ｔ（図１０）をＴ測定部３４で検出する。一方、操作パネル等の外部の入力手段３５から与えられる目標パルス幅Ｔｘ（図１０）を目標Ｔｘ入力部３６を通じてマイコン４内に受入れる。そして、Ｔ測定部３４で検出したパルス幅Ｔと目標Ｔｘ入力部３６で受入れた目標パルス幅Ｔｘとを大小比較し（ステップＳ２５）、その比較結果に応じて速度演算部３７は望ましい回転速度を演算する。また、速度演算部３７での演算結果に応じて、望ましいインバータ電圧Ｖをインバータ電圧Ｖ決定部３８により決定する（ステップＳ２６，Ｓ２７）。なお、このとき回転速度の演算及びインバータ電圧Ｖの決定においては、図３（Ｇ）のように所定の位相補正を併せて行っておく。そして、ＰＷＭ変調部３９によって積分値正弦波状になるようＰＷＭ変調を施し、ここで得られたＰＷＭパルス状のスイッチング信号をインバータ波形信号出力部４０を通じてドライブ回路５へ出力する（ステップＳ２８）。
【００４５】
ドライブ回路５は、マイコン４からのスイッチング信号を受けて、インバータ部６の各トランジスタ６ａ〜６ｆのベースに転流制御信号を出力する。そして、インバータ部６の各トランジスタ６ａ〜６ｆは、図３（Ｈ）〜（Ｍ）のように順次オンオフして、電機子コイル１ａ，１ｂ，１ｃに対する電圧パターンを切り換える。かかる電圧パターンの切り換え処理は、図１０のようにマイコン４によって検出されるパルス幅Ｔが目標パルス幅Ｔｘに等しくなると判断された時点Ｔｍ１まで行われ、その後はこの目標パルス幅Ｔｘをパルス幅Ｔとしてインバータ部６によるブラシレスＤＣモータの定常駆動が続行される。
【００４６】
また、以上の動作に並行して、図１２（Ｂ）に示した提案例における処理、すなわち、位置信号Ｓｉｎｔにおける前回パルスのパルス幅Ｔ_n-1に対し「（１／２）×Ｔ_n-1」から「（３／４）×Ｔ_n-1」の時点Ｔｍ３までの間は、一切の信号変化を受付けないようにし、この部分についてパルス幅の長いノイズをもキャンセルしておく。ただし、このときの「（１／２）×Ｔ_n-1」及び「（３／４）×Ｔ_n-1」といった期間の起点は、図６中のステップＳ２２において「ポートＳｉｎｔ」が前回パルスの「Ｐｏｒｔｂｕｆ」に一致しておらず正規の位置信号Ｓｉｎｔのパルス遷移であると判断された当該パルス遷移の入力時点とすればよい。これにより、提案例のような処理においてもノイズによる影響を排除できる。
【００４７】
このようにして、提案例におけるノイズキャンセル処理に加え、さらに位置信号Ｓｉｎｔの各パルスの入力時においてそれぞれのパルス遷移を検出してその直後にパルスのハイ／ロー状態を検出するまでの間に遅延時間ΔＴが発生することを利用して、この遅延時間ΔＴに満たないパルス幅のノイズを全てキャンセルすることができるので、マイコン４、ドライブ回路５及びインバータ部６の誤動作やインバータ停止等の事態を防止できる。
【００４８】
なお、上記の実施の形態では、積分信号Ｉｎｔに基づいて位置信号Ｓｉｎｔから電圧パターンを切り換えるまでの時間を調整していたが、この積分信号Ｉｎｔに代えて、回転位置検出器２内の抵抗回路２１の中性点に基づく電位差信号をそのまま採用することも可能である。
【００４９】
【発明の効果】
請求項１及び請求項３に記載の発明によれば、位置信号に現れる遷移を検知する第２の時点から所定の遅延時間が経過した第２の時点で、位置信号のレベルを検出し、これを第１の時点の更新毎に繰返し、更新の前後でレベルが反転していなければ、最新に検知された遷移がノイズであるものと判断してこれを無視する一方、反転していれば、最新に検知された遷移が正規な位置信号のパルスのリーディングエッジであると判断して、当該パルスのパルス幅に基づいて電圧パターンを制御するので、所定の遅延時間より短いパルス幅のノイズを全てキャンセルすることができる。したがって、ブラシレスＤＣモータの誤動作を防止できる。
【００５０】
そしてブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の起動時における同期運転中は、所定の一般的な方式等に従って駆動制御するものとし、同期運転が終了した後の定常運転時においてのみ上記のようなノイズを無視する動作を行う場合において、位置信号について同期運転時の最後のパルスのレベルを、定常運転の開始時における最初のパルスのレベルの初期値として規定しているので、同期運転から定常運転におけるノイズ無視動作への移行を効率よく行うことができる。
【００５１】
請求項２に記載の発明によれば、請求項１に記載の発明の動作に並行して、位置信号の各パルス中の一部の期間については、一切のパルス変動の認識を無視しているので、前述の所定の遅延時間より短いパルス幅のノイズだけでなく、これよりパルス幅の長いノイズをも全てキャンセルすることができる。よって、ブラシレスＤＣモータの誤動作を、より確実に防止できる。この場合、請求項１に記載の発明によって短いパルス幅のノイズを無視した結果の正規の位置信号の遷移と判断された時点を基準に、ノイズを一切のパルス変動の認識を無視する期間を規律できるので、ノイズを無視する期間を正確に規律することができる。
【００５２】
以上のことから、ノイズによる影響を殆ど受けずに済むブラシレスＤＣモータ駆動制御方法及びその装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】マイコンに与えられる位置信号にノイズが重畳した様子を示す信号波形図である。
【図２】この発明の一の実施の形態のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置を示すブロック図である。
【図３】ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の各部の信号波形を示す図である。
【図４】ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の起動時の同期運転及びその後の位置検出運転における回転子の回転数の変化を示す図である。
【図５】この発明の一の実施の形態における同期運転動作を示すフローチャートである。
【図６】この発明の一の実施の形態における位置検出運転動作を示すフローチャートである。
【図７】マイコンに位置信号が与えられてから位置信号の各パルスのハイ／ロー状態を検出するまでに生じる遅延時間を示す図である。
【図８】従来のブラシレスＤＣモータ駆動制御装置を示すブロック図である。
【図９】マイコン内におけるインバータ制御の動作を示すフローチャートである。
【図１０】マイコンに与えられる位置信号を示す波形図である。
【図１１】ブラシレスＤＣモータの運転周波数とトルクとの関係を示す図である。
【図１２】マイコンに与えられる位置信号を示す拡大波形図である。
【符号の説明】
１固定子、１ａ，１ｂ，１ｃ電機子コイル、２回転位置検出器、３レベル検出器、４マイコン、５ドライブ回路、６インバータ部、６ａ〜６ｆトランジスタ、７電流センサ、１０回転子、１１ブラシレスＤＣモータ、２１抵抗回路、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ抵抗、２２積分増幅回路、２３パルス化回路、３１周期演算部、３２演算部、３３インバータモード選択部、３４速度演算部、３５速度制御部、４１レベル判定部、４２ＰＷＭ部、Ｔ１位相補正タイマ、Ｔ２周期測定タイマ、４５電流変化判別手段、４６停止指示手段、ＡＮ０，ＡＮ１，ＡＮ２アナログ入力端子、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ電流、Ｓｉｎｔ位置信号

Claims

ブラシレスＤＣモータの回転子（１０）と固定子（１）との相対的な回転位置に応じてレベルが切り換わる位置信号（Ｓｉｎｔ）に基づいた電圧パターンを与えるブラシレスＤＣモータ駆動制御方法であって、
前記ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の起動時の同期運転が終了した後の定常運転においてのみ、
前記位置信号（Ｓｉｎｔ）に現れる遷移（ｔｅ１，ｌｅ１，ｔｅｄ，ｔｅ２，ｌｅ２，ｔｅ３，ｌｅｄ，ｌｅ３，…）を検知した第１の時点から所定の遅延時間（ΔＴ）が経過した第２の時点において前記レベルを検出する工程を前記第１の時点を更新しつつ繰返し、
前記第１の時点の更新の度に、その前後で前記レベルが同一であれば、最新に検知された遷移（ｔｅｄ，ｌｅｄ）をリーディングエッジとするパルスを無視する一方、異なれば、最新に検知された遷移（ｔｅ１，ｌｅ１，ｔｅ２，ｌｅ２，ｔｅ３，ｌｅ３，…）をリーディングエッジとするパルスのパルス幅（Ｔ）に基づいて、前記電圧パターンを制御し、
前記同期運転時の最後の前記位置信号（Ｓｉｎｔ）の前記レベルを、前記定常運転の開始後の最初の前記第１の時点以前の前記レベルたる初期値として規定することを特徴とするブラシレスＤＣモータ駆動制御方法。
請求項１に記載のブラシレスＤＣモータ駆動制御方法であって、
前記パルス幅の検出は、その直前に検出された前記パルス幅（Ｔ_n-1）のｘ倍からｙ倍の期間（０＜ｘ＜ｙ＜１）が経過するまでの間の前記遷移を無視して行われることを特徴とするブラシレスＤＣモータ駆動制御方法。
ブラシレスＤＣモータの回転子（１０）と固定子（１）との相対的な回転位置に応じてレベルが切り換わる位置信号（Ｓｉｎｔ）に基づいた電圧パターンを与えるブラシレスＤＣモータ駆動制御装置において、
前記位置信号（Ｓｉｎｔ）に現れる遷移（ｔｅ１，ｌｅ１，ｔｅｄ，ｔｅ２，ｌｅ２，ｔｅ３，ｌｅｄ，ｌｅ３，…）を検知した第１の時点から所定の遅延時間（ΔＴ）が経過した第２の時点において前記レベルを検出する工程を前記第１の時点を更新しつつ繰返し、前記第１の時点の更新の度に、その前後で前記レベルが反転しているか否かを確認するパルス反転確認手段（３３）と、
当該パルス反転確認手段（３３）により反転していると確認できた場合に、最新に検知された遷移（ｔｅ１，ｌｅ１，ｔｅ２，ｌｅ２，ｔｅ３，ｌｅ３，…）をリーディングエッジとするパルスのパルス幅（Ｔ）に基づいて速度演算を行う一方、前記パルス反転確認手段（３３）により反転していない旨を確認した場合に、最新に検知された遷移（ｔｅｄ，ｌｅｄ）をリーディングエッジとするパルスを無視して速度演算を行う速度演算部（３７）と、
当該速度演算部（３７）での速度演算結果に基づいて前記電圧パターンを制御するための所定の制御信号を出力する信号出力部（４０）と、
ブラシレスＤＣモータ駆動制御装置の起動時にかかる同期運転についての同期運転モードと、同期運転が終了した後の定常運転にかかる定常運転モードとを切換えるモード切換手段（３１）と、
前記モード切換手段（３１）によって前記同期運転モードに切換えられているときに前記速度演算部（３７）に同期運転のための指示を与える同期運転指示手段（３２）と
を備え、
前記パルス反転確認手段（３３）は前記モード切換手段（３１）によって前記定常運転モードに切換えられたときにのみ作動するようにされ、
前記同期運転指示手段（３２）は、前記同期運転時の最後の前記位置信号（Ｓｉｎｔ）の前記レベルを、前記定常運転の開始後の最初の前記第１の時点以前の前記レベルたる初期値として規定するようにされたことを特徴とするブラシレスＤＣモータ駆動制御装置。