JP3758600B2

JP3758600B2 - Resolver digital conversion method, resolver digital conversion device, and electric power steering device

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Publication number: JP3758600B2
Application number: JP2002123653A
Authority: JP
Inventors: 則岳裏
Original assignee: Toyoda Koki KK
Current assignee: Toyoda Koki KK
Priority date: 2002-04-25
Filing date: 2002-04-25
Publication date: 2006-03-22
Anticipated expiration: 2022-04-25
Also published as: JP2003315097A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、１相励磁２相出力のレゾルバディジタル変換方法、レゾルバディジタル変換装置および電気式動力舵取装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、１相励磁２相出力のレゾルバディジタル変換方法等においては、レゾルバ励磁信号の周期に同期してレゾルバ出力信号を励磁１周期以内に３点以上取り込んで電気角（検出角度）を演算することが知られている。
【０００３】
例えば、図８に示すように、励磁信号１周期以内に３点を取り込む場合には、位相１２０°（点α１）、２４０°（点α２）、３６０°（点α３）というように１２０°間隔に相当するタイミングごとにレゾルバ出力信号を得ていた。このように、励磁１周期以内に３点以上のレゾルバ出力信号を取り込む必要があるのは、レゾルバ出力信号が（Ｋ・sinθ・sin(ωｔ＋φ)＋Ｂ）により表され、このうちの振幅Ｋ、オフセット値Ｂ、位相のずれφが未知数であることから、これら３つの未知数を算出するためである。
【０００４】
ところで、このような１相励磁２相出力のレゾルバディジタル変換方法等では、励磁信号１周期以内に３点よりも多く（例えば１０点）のレゾルバ出力信号を取り込むことにより、レゾルバの最高感度点においてもレゾルバ出力信号を得ることができる。これにより、レゾルバ出力信号の分解能を高めることができるほか、予定したレゾルバ出力信号が得られているか否かをレゾルバ出力信号に基づいて判断することで、レゾルバの異常検出も行うことが可能となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来のレゾルバディジタル変換方法等によると、励磁信号１周期以内に、より多点でレゾルバ出力信号を取込み可能な構成にした場合、取込周期が必然的に短くなるため、レゾルバ出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器の処理能力を高める必要がある。そのため、比較的高価なＡ／Ｄ変換器を用いる必要から、製品コストの上昇を招くという問題に直結する。
【０００６】
また、価格とサンプリング性能の兼ね合いから決定されるＡ／Ｄ変換器の性能限界に合わせて取込周期を長く設定することは、励磁信号の周波数を低く設定することにほかならない。そのため、レゾルバ固有の検出感度の良好な周波数（最大変圧比が得られる周波数で例えば１０ｋHz〜２０ｋHz）にまで上げて設定することを困難にしているという問題がある。
【０００７】
さらに、励磁１信号周期内に３点程度のレゾルバ出力信号の取り込みでは、レゾルバの最高感度点において、必ずしもレゾルバ出力信号を得られるとは限らない。そのため、レゾルバ出力信号の分解能を高めるうえで障害になっているという問題や、レゾルバの異常検出を困難にしているという問題もある。
【０００８】
一方、このようなレゾルバディジタル変換方法等により、操舵状態を検出し、該操舵状態に応じたアシスト力をモータにより発生させて操舵をアシストする電気式動力舵取装置においては、レゾルバ出力信号の分解能を高めることの困難さから制御性能の向上を妨げることになる。そのため、操舵フィーリング改善の障害につながるという問題がある。
【０００９】
本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、レゾルバ出力信号の分解能を向上し得るとともに、レゾルバの異常を検出し得るレゾルバディジタル変換方法およびレゾルバディジタル変換装置を提供することにある。
また、本発明の別の目的は、操舵フィーリングを向上し得る電気式動力舵取装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段および発明の作用・効果】
上記目的を達成するため、請求項１記載のレゾルバディジタル変換方法では、レゾルバに１相励磁信号を与えて得られる２相レゾルバ出力信号に基づいて、該レゾルバの検出角度を演算するレゾルバディジタル変換方法であって、レゾルバに与える１相励磁信号の周期と該レゾルバから２相レゾルバ出力信号を取込む取込周期との最小公倍数が、前記１相励磁信号の２周期以上に相当し、該最小公倍数を前記２相レゾルバ出力信号の取込単位期間とすることを技術的特徴とする。
【００１１】
また、上記目的を達成するため、請求項５のレゾルバディジタル変換装置では、レゾルバに１相励磁信号を出力する出力手段と、前記１相励磁信号を与えたレゾルバから出力される２相レゾルバ出力信号を入力する入力手段と、前記２相レゾルバ出力信号に基づいて、前記レゾルバの検出角度を演算する演算手段と、を備えたレゾルバディジタル変換装置であって、前記出力手段により前記レゾルバに出力する１相励磁信号の周期と前記入力手段により前記レゾルバから２相レゾルバ出力信号を入力する取込周期との最小公倍数が、前記１相励磁信号の２周期以上に相当し、該最小公倍数を前記２相レゾルバ出力信号の取込単位期間とすることを技術的特徴とする。
【００１２】
請求項１および請求項５の発明によると、レゾルバに与える（出力する）１相励磁信号の周期と該レゾルバから２相レゾルバ出力信号を取込む（入力する）取込周期との最小公倍数が、１相励磁信号の２周期以上に相当し、該最小公倍数を２相レゾルバ出力信号の取込単位期間とする。つまり、本発明では、２相レゾルバ出力信号の取込周期を複数１組とした取込単位期間を、１相励磁信号の２周期以上に設定しているので、同取込単位期間を２相レゾルバ出力信号の１周期以内に設定した場合に比べて、２相レゾルバ出力信号を取込む（入力する）取込周期を長く設定することができる。したがって、処理能力の高いＡ／Ｄ変換器を用いる必要がなくなる。
【００１３】
また、請求項１および請求項５の発明によると、２相レゾルバ出力信号の取込周期を複数１組とした取込単位期間を、１相励磁信号の２周期以上に設定しているので、当該１組として取り込んだ（入力した）複数の２相レゾルバ出力信号をそれぞれ１相励磁信号の１周期分に重ね合わせることにより、１相励磁信号の１周期において当該取込周期数を総取込数とすることができる。これにより、１相励磁信号の１周期全体でみれば、２相レゾルバ出力信号の１周期以内で当該総取込数分取り込んだのと同様の２相レゾルバ出力信号を得る（入力する）ことができる。したがって、レゾルバ出力信号の分解能を向上することができる。
【００１４】
さらに、請求項１および請求項５の発明によると、１相励磁信号の１周期において当該取込周期数を総取込数とすることができるので、レゾルバの最高感度点においても２相レゾルバ出力信号を得る（入力する）ことが可能となる。これにより、予定した２相レゾルバ出力信号が得られているか否かを当該２相レゾルバ出力信号に基づいて判断することができる。したがって、レゾルバの異常を検出することができる。
【００１５】
また、請求項２および請求項６の発明では、前記１相励磁信号の周波数は、前記レゾルバにより最大変圧比が得られる周波数であることを技術的特徴とする。ここで、「最大変圧比が得られる周波数」とは、レゾルバを構成する磁性体材料、励磁コイル、出力コイル等の特性上、２相レゾルバ出力信号として最大値が得られる励磁周波数のことをいう。
【００１６】
これにより、最大変圧比が得られる周波数の１相励磁信号がレゾルバに与えられる（出力される）ので、当該レゾルバから取り込む（入力する）２相レゾルバ出力信号を最大にすることができる。したがって、レゾルバの感度を高めることができるため、レゾルバ出力信号の分解能を向上することができる。
【００１７】
さらに、請求項３および請求項７の発明では、前記２相レゾルバ出力信号の取込単位期間は、前記レゾルバにより角度を検出されるアクチュエータの制御周期に同期していることを技術的特徴とする。
【００１８】
これにより、当該アクチュエータの制御周期に同期した取込単位期間として、２相レゾルバ出力信号の取込周期を複数１組として取り込むことから、１相励磁信号の１周期全体でみれば、２相レゾルバ出力信号の１周期以内で前記総取込数分取り込んだのと同様の２相レゾルバ出力信号を得る（入力する）ことができる。したがって、当該アクチュエータの制御性能を損なうことなく、レゾルバ出力信号の分解能を向上するとともに、レゾルバの異常を検出することができるので、当該アクチュエータをより高精度に制御することができる。
【００１９】
さらにまた、請求項４および請求項８の発明では、前記２相レゾルバ出力信号の取込単位期間は、前記レゾルバにより角度を検出されるアクチュエータの制御周期以下であることを技術的特徴とする。
【００２０】
これにより、当該アクチュエータの制御周期以下の期間を取込単位期間として、２相レゾルバ出力信号の取込周期を複数１組として取り込むことから、１相励磁信号の１周期全体でみれば、２相レゾルバ出力信号の１周期以内で前記総取込数分取り込んだのと同様の２相レゾルバ出力信号を得る（入力する）ことができる。したがって、当該アクチュエータの制御性能を損なうことなく、レゾルバ出力信号の分解能を向上するとともに、レゾルバの異常を検出することができるので、当該アクチュエータをより高精度に制御することができる。
【００２１】
上記目的を達成するため、請求項９の電気式動力舵取装置では、操舵状態を検出し、該操舵状態に応じたアシスト力をモータにより発生させて操舵をアシストする電気式動力舵取装置であって、請求項５〜請求項８のいずれか一項に記載のレゾルバディジタル変換装置を用いて、前記操舵状態を検出する第１のレゾルバに１相励磁信号を与えて得られる２相レゾルバ出力信号に基づいて該第１のレゾルバの検出角度を演算し、および／または、前記レゾルバディジタル変換装置を用いて、前記モータの回転状態を検出する第２のレゾルバに１相励磁信号を与えて得られる２相レゾルバ出力信号に基づいて該第２のレゾルバの検出角度を演算することを技術的特徴とする。
【００２２】
これにより、操舵状態を検出する第１のレゾルバおよび／またはモータの回転状態を検出する第２のレゾルバについて、レゾルバ出力信号の分解能を向上するので、操舵状態および／またはモータの回転状態を高精度に検出することができる。したがって、操舵フィーリングを向上することができる。また第１のレゾルバおよび／または第２のレゾルバの異常を検出することができる。
【００２３】
上記目的を達成するため、請求項１０のレゾルバ異常判定方法では、レゾルバに１相励磁信号を与えて得られる２相レゾルバ出力信号に基づいて、前記レゾルバに異常がある否かを判定するレゾルバの異常判定方法であって、レゾルバに与える１相励磁信号の周期と該レゾルバから２相レゾルバ出力信号を取込む取込周期との最小公倍数が、前記１相励磁信号の２周期以上に相当し、該最小公倍数を前記２相レゾルバ出力信号の取込単位期間とし、該取込単位期間に取り込まれた２相レゾルバ出力信号に基づいて、前記レゾルバに異常があるか否かを判定することを技術的特徴とする。
【００２４】
請求項１０の発明によると、レゾルバに与える１相励磁信号の周期と該レゾルバから２相レゾルバ出力信号を取込む取込周期との最小公倍数が、１相励磁信号の２周期以上に相当し、該最小公倍数を２相レゾルバ出力信号の取込単位期間とする。つまり、本発明では、２相レゾルバ出力信号の取込周期を複数１組とした取込単位期間を、１相励磁信号の２周期以上に設定しているので、当該１組として取り込んだ複数の２相レゾルバ出力信号をそれぞれ１相励磁信号の１周期分に重ね合わせることにより、１相励磁信号の１周期において当該取込周期数を総取込数とすることができる。これにより、１相励磁信号の１周期全体でみれば、２相レゾルバ出力信号の１周期以内で当該総取込数分取り込んだのと同様の２相レゾルバ出力信号を得る（入力する）ことができる。したがって、レゾルバ出力信号の分解能を向上することができる。これにより、取込単位期間に取り込まれた２相レゾルバ出力信号に基づいて、レゾルバの最高感度点においても２相レゾルバ出力信号を得る（入力する）ことが可能となり、予定した２相レゾルバ出力信号が得られているか否かを当該２相レゾルバ出力信号に基づいて判定することができる。したがって、レゾルバの異常を検出することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のレゾルバディジタル変換方法、レゾルバディジタル変換装置、電気式動力舵取装置およびレゾルバの異常判定方法の実施形態について図を参照して説明する。なお、以下の各実施形態では、本発明の電気式動力舵取装置を自動車等の車両の電気式動力舵取装置に適用した例を挙げて説明する。
【００２６】
まず、本実施形態に係る電気式動力舵取装置１０の主な構成を図１に基づいて説明する。図１に示すように、電気式動力舵取装置１０は、主に、ステアリングホイール１１、ステアリング軸１２、ピニオン軸１３、トーションバー１４、第１角度センサ１５用のレゾルバ１５ｓ、第２角度センサ１６用のレゾルバ１６ｓ、減速機１７、ラックピニオン１８、モータ回転角センサ１９用のレゾルバ１９ｓ、モータＭ、ＥＣＵ２０等から構成されており、ステアリングホイール１１による操舵状態を検出し、その操舵状態に応じたアシスト力をモータＭにより発生させて運転者による操舵をアシストするものである。なお、ラックピニオン１８の両側には、それぞれタイロッド等を介して図略の車輪が連結されている。
【００２７】
即ち、ステアリングホイール１１にはステアリング軸１２の一端側が連結され、このステアリング軸１２の他端側にはトーションバー１４の一端側が連結されている。またこのトーションバー１４の他端側にはピニオン軸１３の一端側が連結され、このピニオン軸１３の他端側にはラックピニオン１８のピニオンギアが連結されている。またステアリング軸１２およびピニオン軸１３には、それぞれの回転角（ステアリング角θ₁、θ₂）を絶対的に検出可能なレゾルバ１５ｓ、１６ｓがそれぞれ設けられており、各々ＥＣＵ２０に電気的に接続されている。
【００２８】
これにより、ステアリング軸１２とピニオン軸１３とをトーションバー１４により相対回転可能に連結することができるとともに、ステアリング軸１２の回転角（ステアリング角θ₁）をレゾルバ１５ｓによる第１角度センサ１５によって、またピニオン軸１３の回転角（ステアリング角θ₂）をレゾルバ１６ｓによる第２角度センサ１６によって、それぞれ検出することができる。そのため、ステアリング軸１２の回転角を第１角度センサ１５によってステアリング角θ₁として検出することができるとともに、第１角度センサ１５によるステアリング軸１２のステアリング角θ₁と第２角度センサ１６によるピニオン軸１３のステアリング角θ₂との角度差（または偏差）や、角度比等からトーションバー１４のねじれ量（操舵トルクに対応するもの）をねじれ角として検出することができる。
【００２９】
また、このピニオン軸１３の途中には、モータＭにより発生する駆動力を所定の減速比で伝達する減速機１７が図略のギアを介して噛合されており、当該減速機１７介してモータＭの駆動力、つまりアシスト力をピニオン軸１３に伝え得るように構成されている。さらにこのモータＭにも、その回転角（モータ回転角θ_M）を検出し得るレゾルバ１９ｓによるモータ回転角センサ１９が設けられており、このレゾルバ１９ｓもＥＣＵ２０に電気的に接続されている。
【００３０】
なお、電気式動力舵取装置１０に用いられるレゾルバ１５ｓ、１６ｓ、１９ｓ（以下「レゾルバ１５ｓ等」という。）は、いずれも、１相の励磁コイルに励磁信号を与えることにより、２相の出力コイルから検出角度（電気角）に応じたレゾルバ出力信号を得ることができる構成を採る、いわゆる１相励磁２相出力（電圧検出）型のものである。またレゾルバ１５ｓ等から出力されるレゾルバ出力信号は、 sin相信号および cos相信号により構成されるアナログ信号であるため、Ａ／Ｄ変換器に入力されることにより、ＣＰＵ３０により処理可能なディジタル信号に変換される。
【００３１】
次に、電気式動力舵取装置１０を構成するＥＣＵ２０等の電気的構成および動作を図２および図３に基づいて説明する。
図２に示すように、ＥＣＵ２０は、主に、第１角度センサ１５、第２角度センサ１６、アシストトルク決定手段２１、電流制御手段２３、モータ回転角センサ１９等により構成されており、具体的には図３に示すように、Ａ／Ｄ変換器を内蔵したＣＰＵ３０（マイクロコンピュータ）、ＡＭＰ３２、３４、３６や図略のメモリ、各種インタフェイス回路等から構成されている。
【００３２】
なお、これらのＡＭＰ３２、３４、３６は、電圧または電流を増幅する機能を有する緩衝増幅器で、レゾルバ１５ｓ等とＣＰＵ３０との間に介在している。これにより、ＡＭＰ３２はＣＰＵ３０の出力ポートＰｏからレゾルバ１５ｓ等に出力される１相励磁信号を増幅する役割を果たし、またＡＭＰ３４、３６はレゾルバ１５ｓ等からＣＰＵ３０のＡ／Ｄ変換器に入力される２相レゾルバ出力信号を増幅する役割を果たしている。
【００３３】
これにより、レゾルバ１５ｓ等により検出された電気角（検出角度）、即ちステアリング角θ₁、θ₂、モータ回転角θ_Mは、２相レゾルバ出力信号としてそれぞれＥＣＵ２０に入力されるため、ＥＣＵ２０では後述するようにＣＰＵ３０によりこれらの各２相レゾルバ出力信号に基づいてステアリング角θ₁、θ₂、モータ回転角θ_Mをそれぞれ算出する。そして、これらの算出されたステアリング角θ₁、θ₂、モータ回転角θ_Mに基づいて、モータＭにより発生させるアシスト力を次述するように決定する。
【００３４】
第１角度センサ１５は、図１に示すレゾルバ１５ｓの出力に基づきステアリング角θ₁を検出する。同様に、第２角度センサ１６は、レゾルバ１６ｓの出力に基づきステアリング角θ₂を検出する。
アシストトルク決定手段２１は、第１角度センサ１５により検出されたステアリング角θ₁と第２角度センサ１６により検出されたステアリング角θ₂とに基づいて、モータＭにより発生させるアシスト力を決定するものである。例えば、ステアリング角θ₁、θ₂の角度差（または偏差）や角度比等に対応して予め設定されたアシスト電流指令Ｉ_A ^*のマップや所定の演算処理等によって、アシスト電流指令Ｉ_A ^*を求めている。
【００３５】
電流制御手段２３は、アシストトルク決定手段２１により決定されたアシスト電流指令Ｉ_A ^*をモータＭに流れる実電流Ｉ_A、および、モータ回転角センサ１９にて検出されたモータＭのモータ回転角θ_Mに基づいて、電圧に変換して電圧指令Ｖ^*を出力するものである。即ち、電流制御手段２３では、電流センサ２７により検出されたモータＭに流れる実電流Ｉ_Aを負帰還させることによって目標とする電圧指令Ｖ^*を出力するように制御している。
【００３６】
モータ駆動手段２５は、ＰＷＭ回路２４とスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４とにより構成されている。ＰＷＭ回路２４は、ＥＣＵ２０とは異なるハードウェアにより実現されるパルス幅変調回路で、電流制御手段２３から出力される電圧指令Ｖ^*に応じたパルス幅をもつパルス信号をＵ相、Ｖ相ごとに出力し得るように構成されている。これにより、出力側に接続されるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲートに対応するＵ相、Ｖ相のパルス信号を与えることができるので、パルス幅に応じてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフ動作させることにより、任意にモータＭを駆動制御することができる。
【００３７】
続いて、ＣＰＵ３０により、レゾルバ１５ｓ等の電気角（検出角度）を演算するレゾルバディジタル変換方法およびレゾルバディジタル変換装置を図３〜図５に基づいて説明する。なお、以下説明する１相励磁信号出力処理および電気角演算処理は、いずれもＣＰＵ３０により実行されるプログラムにより演算処理されるものである。
【００３８】
ここで、レゾルバディジタル変換装置においては、図３に示すように、ＣＰＵ３０およびＡＭＰ３２がレゾルバ１５ｓ等に１相励磁信号を出力し、ＣＰＵ３０およびＡＭＰ３４、３６にレゾルバ１５ｓ等から出力される２相レゾルバ出力信号が入力される。またＣＰＵ３０により、２相レゾルバ出力信号に基づいてレゾルバ１５ｓ等の検出角度が演算される。なお、２相レゾルバ出力信号は、レゾルバ１５ｓ等の回転角、即ち電気角θが変化することにより、図４(A) に示す点線の波形のように sin相および cos相の信号振幅が変化するため、この振幅から電気角θを算出することができる。
【００３９】
本実施形態に係るレゾルバディジタル変換方法およびレゾルバディジタル変換装置は、レゾルバ１５ｓ等に１相励磁信号を与え、これにより得られる２相レゾルバ出力信号に基づいて、レゾルバ１５ｓ等の電気角（検出角度）を演算するものである。そのため、ＣＰＵ３０では、レゾルバ１５ｓ等に１相励磁信号を出力する出力手段として、所定のマップに基づいて正弦波に近似した１相励磁信号を常時出力している。
【００４０】
即ち、例えば１ステップごとに階段状に出力値が増加または減少することにより正弦波波形に近似した階段波形を出力可能に設定されたマップを参照し得る１相励磁信号出力処理を５μsec.ごとに実行することによって、例えば２００μsec.で１周期となる正弦波（５ｋHz）を１相励磁信号として出力する。
【００４１】
ここで、この１相励磁信号の周波数は、レゾルバ１５ｓ等により最大変圧比が得られる周波数（例えば１０ｋHz〜２０ｋHz）に設定されることが望ましい。これにより、最大変圧比を得られる周波数の１相励磁信号がレゾルバ１５ｓ等に与えられるので、レゾルバ１５ｓ等から取り込む２相レゾルバ出力信号を最大にすることができる。したがって、レゾルバ１５ｓ等の感度を高めることができ、レゾルバ出力信号の分解能を向上することができる。
【００４２】
なお、この１相励磁信号出力処理では、１相励磁信号の１周期を容易に把握し得るように、各周期の「始め」または「終わり」に相当するタイミングに所定のフラグを立てる同期フラグ処理も併せて行っている。そして、このような１相励磁信号出力処理と並行して、図５に示す電気角演算処理がＣＰＵ３０により実行されている。なお、以下説明する電気角演算処理は、タイマ割込み等により所定周期ごとに実行されるものである。
【００４３】
図５に示すように、電気角演算処理では、所定の初期化処理の後、まずステップＳ１０１により sin相信号Ｄs0〜Ｄs7および cos相信号Ｄc0〜Ｄc7を取得する処理が行われる。この処理は、１相励磁信号を与えたレゾルバ１５ｓ等から出力される２相レゾルバ出力信号を入力するもので、１相励磁信号出力処理により１相励磁信号がレゾルバ１５ｓ等に入力されるとそれに呼応してレゾルバ１５ｓ等から出力される２相レゾルバ出力信号を、所定の取込周期ごとに取得する。
【００４４】
例えば本実施形態では、図４(A) に示すように、１相励磁信号の位相に対して２２５°（１２５μsec.）間隔で２相レゾルバ出力信号を８点（ sin相では点Ｄs0〜点Ｄs7、 cos相では点Ｄc0〜点Ｄc7）取得するように当該取込周期を設定しているので、当該取込周期を８周期１組として取込単位期間を構成している。
【００４５】
換言すれば、レゾルバ１５ｓ等に与える１相励磁信号の周期（２００μsec.）とレゾルバ１５ｓ等から２相レゾルバ出力信号を取込む取込周期（１２５μsec.）との最小公倍数（１０００μsec.）が、１相励磁信号の２周期以上（５周期）に相当し、当該最小公倍数（１０００μsec.）を２相レゾルバ出力信号の取込単位期間とするように設定している。
【００４６】
これにより、図４(A) に示すように、当該取込周期を８周期１組として取り込んだ複数の２相レゾルバ出力信号をそれぞれ１相励磁信号の１周期分に重ね合わせることにより、１相励磁信号の１周期において当該取込周期数である８点を総取込数とすることができる。これにより、図４(B) に示すように、１相励磁信号の１周期全体でみれば、２相レゾルバ出力信号の１周期以内で当該総取込数である８点分取り込んだのと同様の２相レゾルバ出力信号を入力することができる。したがって、２相レゾルバ出力信号の分解能を向上することができる。
【００４７】
なお、モータＭの回転角を検出するレゾルバ１９ｓにおいては、この取込単位期間をそのモータＭの制御周期に同期させることにより、当該制御周期に同期した取込単位期間として、２相レゾルバ出力信号の取込周期を複数１組として取り込むことができる。これにより、取込単位期間内で最大限、２相レゾルバ出力信号を取得することができるため、モータＭの制御性能を損なうことなく、２相レゾルバ出力信号の分解能を向上することができる。したがって、モータＭをさらに高精度に制御することができる。
【００４８】
また、モータＭの回転角を検出するレゾルバ１９ｓにおいては、この取込単位期間をそのモータＭの制御特性が劣化しない範囲に設定することにより、当該制御周期以下の期間を取込単位期間として、２相レゾルバ出力信号の取込周期を複数１組として取り込むことができるので、これによっても、モータＭの制御性能を損なうことなく、レゾルバ出力信号の分解能を向上し、モータＭをさらに高精度に制御することができる。
【００４９】
図５に戻って、続くステップＳ１０３、Ｓ１０５では、ステップＳ１０１により取得した sin相信号Ｄs0〜Ｄs7あるいは cos相信号Ｄc0〜Ｄc7に基づいて sin相信号振幅Ａｓおよび cos相信号振幅Ａｃを最小二乗法による算出する処理が行われる。具体的には次式（１）、（２）により求められる。
【００５０】
【数１】

【００５１】
このようにステップＳ１０３、Ｓ１０５の演算処理によると、それぞれ sin相信号Ｄs0〜Ｄs7あるいは cos相信号Ｄc0〜Ｄc7の合計８点に基づいて最小二乗法により sin相信号振幅Ａｓまたは cos相信号振幅Ａｃを演算している。つまり、図４(B) に示すように、１相励磁信号の１周期全体でみれば、２相レゾルバ出力信号の１周期以内で当該総取込数である８点分取り込んで最小二乗法により振幅Ａｓおよび振幅Ａｃを算出している。
【００５２】
次のステップＳ１０７では、ステップＳ１０３、ＳＤ１０５により算出された sin相信号振幅Ａｓおよび cos相信号振幅Ａｃに基づいて、次式（３）により電気角θを算出する処理が行われ、一連の本電気角演算処理が終了する。
θ ＝ tan^-1（Ａｓ／Ａｃ）・・・（３）
【００５３】
以上説明したように本実施形態に係るレゾルバディジタル変換方法およびレゾルバディジタル変換装置によると、図４(A) に示すように、レゾルバ１５ｓ等に与える（出力する）１相励磁信号の周期（２００μsec.）とレゾルバ１５ｓ等から２相レゾルバ出力信号を取込む（入力する）取込周期（１２５μsec.）との最小公倍数（１０００μsec.）が、１相励磁信号の２周期（５周期）以上に相当し、最小公倍数（１０００μsec.）を２相レゾルバ出力信号の取込単位期間とする。つまり、２相レゾルバ出力信号の取込周期を８周期１組とした取込単位期間を、１相励磁信号の５周期に設定しているので、図８に示すように、取込単位期間を２相レゾルバ出力信号の１周期に設定した場合（この場合、取込周期は２００／３＝６６．７μsec.）に比べて、２相レゾルバ出力信号を取込む（入力する）取込周期を長く設定することができる。したがって、処理能力の高いＡ／Ｄ変換器を用いる必要がなくなる。
【００５４】
また、本実施形態に係るレゾルバディジタル変換方法およびレゾルバディジタル変換装置によると、図４(A) に示すように、２相レゾルバ出力信号の取込周期を８周期１組とした取込単位期間を、１相励磁信号の５周期に設定しているので、図４(B) に示すように、当該１組として取り込んだ（入力した）８点分の２相レゾルバ出力信号（Ｄs0〜Ｄs7）をそれぞれ１相励磁信号の１周期分に重ね合わせることにより、１相励磁信号の１周期において当該取込周期数を総取込数８とすることができる。これにより、１相励磁信号の１周期全体でみれば、２相レゾルバ出力信号の１周期以内で当該総取込数８点分取り込んだのと同様の２相レゾルバ出力信号を得る（入力する）ことができる。したがって、レゾルバ出力信号の分解能を向上することができる。
【００５５】
さらに、本実施形態に係るレゾルバディジタル変換方法およびレゾルバディジタル変換装置によると、図４(B) に示すように、１相励磁信号の１周期において当該取込周期数を総取込数８とすることができるので、レゾルバの最高感度点においても２相レゾルバ出力信号を得る（入力する）ことが可能となる。これにより、予定した２相レゾルバ出力信号が得られているか否かを当該２相レゾルバ出力信号に基づいて判断することができる。したがって、レゾルバの異常を検出することができる。
【００５６】
次に、本発明に係るレゾルバの異常判定方法を、図１〜図４を参照して説明した電気式動力舵取装置１０のレゾルバ１５ｓ等の異常を判定するレゾルバの異常判定処理１、２に適用した例を図６および図７に基づいて説明する。
なお、この実施形態の例では、前述した電気式動力舵取装置１０のハードウェアをそのまま用いるので、図１〜図３に示されている構成およびその作用については説明を省略する。なお、以下説明するレゾルバの異常判定処理１、２は、いずれも図３に示されるＣＰＵ３０により実行されるプログラムにより演算処理されるもので、タイマ割込み等により所定周期ごとに実行されるものである。
【００５７】
図６に示すように、レゾルバの異常判定処理１は、所定の初期化処理の後、まずステップＳ２０１により sin相信号Ｄs0〜Ｄs7および cos相信号Ｄc0〜Ｄc7を取得する処理が行われる。そして、ステップＳ２０３、Ｓ２０５により sin相信号振幅Ａｓ、 cos相信号振幅Ａｃを算出し、Ｓ２０７により電気角θを算出する。これらのステップＳ２０１、Ｓ２０３、Ｓ２０５、Ｓ２０７は、それぞれ、既に図５を参照して説明したステップＳ１０１、Ｓ１０３、Ｓ１０５、Ｓ１０７と同様であるので、その詳細説明を省略する。
【００５８】
ステップＳ２０９では、判定値Ｋｓ、Ｋｃを算出する処理を行う。この処理では、ステップＳ２０３により算出した sin相信号振幅Ａｓ、ステップＳ２０５により算出した cos相信号振幅ＡｃおよびステップＳ２０７により算出した電気角θに基づいて、Ｋｓ＝Ａｓ／sinθ、Ｋｃ＝Ａｃ／cosθを演算することにより判定値Ｋｓ、Ｋｃを算出する。これにより、電気角θにかかわらず一定値をとる予定の判定値Ｋｓ、Ｋｃを求めることができるので、この判定値Ｋｓ、Ｋｃが所定の偏差内にあるか否かを次のステップＳ２１１により判断する。
【００５９】
そして、ステップＳ２１１により、予め設定されている判定定数Ｋref と判定値Ｋｓ、Ｋｃとを比較し、当該判定定数Ｋref よりも判定値Ｋｓ、Ｋｃが大きい（Ｋｓ、Ｋｃ＞Ｋref ）と判断できた場合には（Ｓ２１１でＹｅｓ）、レゾルバ１５ｓ等に異常があると判定されるので、ステップＳ２１３に処理を移行し所定のレゾルバ異常処理を実行する。他方、当該判定定数Ｋref よりも判定値Ｋｓ、Ｋｃが大きいと判断できない場合には（Ｓ２１１でＮｏ）、レゾルバ１５ｓ等には特に異常がないものと判定されるので、一連の本レゾルバの異常判定処理１を終了する。
【００６０】
なお、ステップＳ２１３による所定のレゾルバ異常処理としては、例えば、モータＭによるアシスト力の発生を中止する処理や、当該レゾルバの異常を運転者に告知し得る警告灯を点灯させるとともにモータＭによるアシスト力の発生を中止する処理等である。
【００６１】
次に、図７に示すレゾルバの異常判定処理２について説明する。この処理でも所定の初期化処理の後、まずステップＳ３０１により sin相信号Ｄs0〜Ｄs7および cos相信号Ｄc0〜Ｄc7を取得する処理が行われるが、このステップＳ３０１も既に図５を参照して説明したステップＳ１０１と同様であるので、その詳細説明を省略する。
【００６２】
ステップＳ３０３では、ステップＳ３０１により取得した sin相信号Ｄs0〜Ｄs7の総和Ｓｓを算出する処理、そして、ステップＳ３０５では、ステップＳ３０１により取得した cos相信号Ｄc0〜Ｄc7の総和Ｓｃを算出する処理が、それぞれ行われる。これにより、ステップＳ３０３では sin相信号振幅Ａｓの中心値、またステップＳ３０５では cos相信号振幅Ａｃの中心値、をそれぞれ求めることができるので、この中心値である予定の総和Ｓｓ、総和Ｓｃが所定の偏差内にあるか否かを次のステップＳ３０７により判断する。
【００６３】
ステップＳ３０７では、予め設定されている判定定数Ｓref と総和Ｓｓ、Ｓｃとを比較し、当該判定定数Ｓref よりも総和Ｓｓ、Ｓｃが大きい（Ｓｓ、Ｓｃ＞Ｓref ）と判断できた場合には（Ｓ３０７でＹｅｓ）、レゾルバ１５ｓ等に異常があると判定されるので、ステップＳ３０９に処理を移行し所定のレゾルバ異常処理を実行する。他方、当該判定定数Ｓref よりも総和Ｓｓ、Ｓｃが大きいと判断できない場合には（Ｓ３０７でＮｏ）、レゾルバ１５ｓ等には特に異常がないものと判定されるので、一連の本レゾルバの異常判定処理２を終了する。なお、ステップＳ３０９による所定のレゾルバ異常処理は、前述したステップＳ２１３による所定のレゾルバ異常処理と同様である。
【００６４】
以上説明したように、本実施形態に係るレゾルバの異常判定方法によると、図４(A) に示すように、レゾルバ１５ｓ等に与える１相励磁信号の周期（２００μsec.）とレゾルバ１５ｓ等から２相レゾルバ出力信号を取込む取込周期（１２５μsec.）との最小公倍数（１０００μsec.）が、１相励磁信号の２周期（５周期）以上に相当し、最小公倍数（１０００μsec.）を２相レゾルバ出力信号の取込単位期間とする。つまり、図４(A) に示すように、２相レゾルバ出力信号の取込周期を８周期１組とした取込単位期間を、１相励磁信号の５周期に設定しているので、図４(B) に示すように、当該１組として取り込んだ８点分の２相レゾルバ出力信号（Ｄs0〜Ｄs7）をそれぞれ１相励磁信号の１周期分に重ね合わせることにより、１相励磁信号の１周期において当該取込周期数を総取込数８とすることができる。これにより、１相励磁信号の１周期全体でみれば、２相レゾルバ出力信号の１周期以内で当該総取込数８点分取り込んだのと同様の２相レゾルバ出力信号を得ることができる。したがって、レゾルバ出力信号の分解能を向上することができる。これにより、取込単位期間に取り込まれた２相レゾルバ出力信号に基づいて、レゾルバの最高感度点においても２相レゾルバ出力信号を得ることが可能となり、予定した２相レゾルバ出力信号が得られているか否かを当該２相レゾルバ出力信号に基づいて判断することができる。したがって、レゾルバの異常を検出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る電気式動力舵取装置の主な構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示すＥＣＵおよびモータ駆動回路の主な構成を示すブロック図である。
【図３】ＥＣＵとレゾルバとの接続構成を示すブロック図である。
【図４】本実施形態に係るゾルバディジタル変換方法等によりレゾルバ信号を取り込む例を示す説明図で、図４(A) はレゾルバ信号の取込単位期間におけるもの、図４(B) は点Ｄs0〜点Ｄ８sの８点を１相励磁信号１周期内に重ねて表したものを示す。
【図５】本実施形態によるレゾルバ出力信号に基づいて電気角を算出する電気角演算処理の流れを示すフローチャートである。
【図６】本実施形態によるレゾルバ出力信号に基づいてレゾルバの異常判定を行う異常判定処理１の流れを示すフローチャートである。
【図７】本実施形態によるレゾルバ出力信号に基づいてレゾルバの異常判定を行う異常判定処理２の流れを示すフローチャートである。
【図８】レゾルバ励磁信号の周期に同期してレゾルバ出力信号を励磁１周期以内に３点取り込むレゾルバディジタル変換方法等の例を示す説明図である。
【符号の説明】
１０電気式動力舵取装置
１１ステアリングホイール
１５第１角度センサ
１６第２角度センサ
１５ｓレゾルバ（第１のレゾルバ）
１６ｓレゾルバ（第１のレゾルバ）
１９モータ回転角センサ
１９ｓレゾルバ（第２のレゾルバ）
２０ＥＣＵ（レゾルバディジタル変換装置）
３０ＣＰＵ（出力手段、入力手段、演算手段）
３２ＡＭＰ（出力手段）
３４、３６ＡＭＰ（入力手段）
Ｍモータ（アクチュエータ）
θ₁、θ₂ ステアリング角
θ_M モータ回転角
Ｓ１０１（入力手段）
Ｓ１０３（演算手段）
Ｓ１０５（演算手段）
Ｓ１０７（演算手段）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a resolver digital conversion method, a resolver digital conversion device, and an electric power steering device with one-phase excitation and two-phase output.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, in a resolver digital conversion method for one-phase excitation and two-phase output, the electrical angle (detection angle) is calculated by acquiring three or more resolver output signals within one excitation period in synchronization with the period of the resolver excitation signal. It is known.
[0003]
For example, as shown in FIG. 8, when three points are captured within one cycle of the excitation signal, the phase is 120 ° (point α1), 240 ° (point α2), 360 ° (point α3), and 120 ° intervals. The resolver output signal was obtained at each timing corresponding to. As described above, the resolver output signal needs to be acquired by (K · sinθ · sin (ωt + φ) + B), and the amplitude K and offset of the resolver output signal must be acquired within three excitation periods. This is because the three unknowns are calculated because the value B and the phase shift φ are unknown.
[0004]
By the way, in such a resolver digital conversion method of one-phase excitation and two-phase output, the resolver output signal of more than three points (for example, ten points) is captured within one excitation signal period, so that the highest sensitivity point of the resolver is obtained. Can also obtain a resolver output signal. As a result, the resolution of the resolver output signal can be increased, and it is also possible to detect the abnormality of the resolver by determining whether or not the scheduled resolver output signal is obtained based on the resolver output signal. .
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, according to such a conventional resolver digital conversion method or the like, when the configuration is such that the resolver output signal can be taken in more points within one cycle of the excitation signal, the take-up cycle is inevitably shortened. It is necessary to increase the processing capability of an A / D converter that converts an output signal into a digital signal. Therefore, it is necessary to use a relatively expensive A / D converter, which directly leads to a problem that the product cost is increased.
[0006]
In addition, setting the acquisition period long in accordance with the performance limit of the A / D converter determined from the balance between price and sampling performance is nothing but setting the frequency of the excitation signal low. For this reason, there is a problem that it is difficult to set the frequency up to a frequency with good detection sensitivity inherent to the resolver (a frequency at which the maximum transformation ratio is obtained, for example, 10 kHz to 20 kHz).
[0007]
Further, when about three resolver output signals are captured within one excitation signal period, the resolver output signal cannot always be obtained at the highest sensitivity point of the resolver. For this reason, there are problems that it is an obstacle to increasing the resolution of the resolver output signal, and that it is difficult to detect the abnormality of the resolver.
[0008]
On the other hand, in such an electric power steering device that detects the steering state by such a resolver digital conversion method and assists the steering by generating an assist force according to the steering state by the motor, the resolution of the resolver output signal Therefore, it is difficult to improve the control performance due to the difficulty of increasing the value. Therefore, there is a problem that it leads to an obstacle in improving the steering feeling.
[0009]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a resolver digital conversion method and resolver digital that can improve the resolution of a resolver output signal and can detect an abnormality of a resolver. It is to provide a conversion device.
Another object of the present invention is to provide an electric power steering apparatus capable of improving the steering feeling.
[0010]
[Means for solving the problems and functions and effects of the invention]
In order to achieve the above object, the resolver digital conversion method according to claim 1, wherein the resolver digital conversion method calculates a detection angle of the resolver based on a two-phase resolver output signal obtained by applying a one-phase excitation signal to the resolver. The least common multiple of the period of the one-phase excitation signal applied to the resolver and the capture period of taking in the two-phase resolver output signal from the resolver corresponds to two or more periods of the one-phase excitation signal, and the least common multiple Is a unit period for acquiring the two-phase resolver output signal.
[0011]
In order to achieve the above object, in the resolver digital conversion device according to claim 5, an output means for outputting a one-phase excitation signal to the resolver and a two-phase resolver output signal output from the resolver to which the one-phase excitation signal is given. Is a resolver digital conversion apparatus comprising: an input means for inputting a signal; and a calculation means for calculating a detection angle of the resolver based on the two-phase resolver output signal, wherein the output means outputs to the resolver 1 The least common multiple of the cycle of the phase excitation signal and the capture cycle of inputting the two-phase resolver output signal from the resolver by the input means corresponds to two or more cycles of the one-phase excitation signal, and the least common multiple is set to the two-phase It is a technical feature that a resolver output signal acquisition unit period is used.
[0012]
According to the first and fifth aspects of the invention, the least common multiple of the period of the one-phase excitation signal given (output) to the resolver and the acquisition period of taking (input) the two-phase resolver output signal from the resolver is: This corresponds to two or more cycles of the one-phase excitation signal, and the least common multiple is taken as a unit period for taking in the two-phase resolver output signal. That is, in the present invention, since the acquisition unit period in which a plurality of two-phase resolver output signal acquisition periods are set to two or more periods of one-phase excitation signal, the acquisition unit period is set to two phases. Compared to the case where the resolver output signal is set within one cycle, the capture cycle for capturing (inputting) the two-phase resolver output signal can be set longer. Therefore, it is not necessary to use an A / D converter having a high processing capability.
[0013]
Further, according to the inventions of claim 1 and claim 5, since the capture unit period in which the capture period of the two-phase resolver output signal is a plurality of sets is set to two or more periods of the one-phase excitation signal, By superimposing a plurality of two-phase resolver output signals captured (input) as one set on one cycle of the one-phase excitation signal, the total number of capture cycles is captured in one cycle of the one-phase excitation signal. Can be a number. As a result, if the entire period of the one-phase excitation signal is viewed, the same two-phase resolver output signal as that obtained for the total number of acquisitions can be obtained (input) within one period of the two-phase resolver output signal. it can. Therefore, the resolution of the resolver output signal can be improved.
[0014]
Further, according to the first and fifth aspects of the invention, since the number of capture cycles can be set as the total number of captures in one cycle of the one-phase excitation signal, the two-phase resolver output is also obtained at the highest sensitivity point of the resolver. A signal can be obtained (input). Thereby, it can be judged based on the said two-phase resolver output signal whether the planned two-phase resolver output signal is obtained. Therefore, it is possible to detect the abnormality of the resolver.
[0015]
Further, the invention of claim 2 and claim 6 is technically characterized in that the frequency of the one-phase excitation signal is a frequency at which a maximum transformation ratio can be obtained by the resolver. Here, the “frequency at which the maximum transformation ratio can be obtained” refers to an excitation frequency at which a maximum value is obtained as a two-phase resolver output signal due to the characteristics of the magnetic material constituting the resolver, the excitation coil, the output coil, and the like. .
[0016]
As a result, a one-phase excitation signal having a frequency at which the maximum transformation ratio can be obtained is given (output) to the resolver, so that the two-phase resolver output signal taken in (input) from the resolver can be maximized. Therefore, since the sensitivity of the resolver can be increased, the resolution of the resolver output signal can be improved.
[0017]
Furthermore, the invention of claim 3 and claim 7 is characterized in that the two-phase resolver output signal capture unit period is synchronized with an actuator control cycle whose angle is detected by the resolver. .
[0018]
As a result, the two-phase resolver output signal capture cycle is captured as one set as a capture unit period synchronized with the actuator control cycle. It is possible to obtain (input) a two-phase resolver output signal that is the same as the total number of acquisitions within one cycle of the output signal. Accordingly, the resolution of the resolver output signal can be improved and the resolver abnormality can be detected without impairing the control performance of the actuator, so that the actuator can be controlled with higher accuracy.
[0019]
Furthermore, the inventions of claim 4 and claim 8 are technically characterized in that a two-phase resolver output signal capture unit period is equal to or less than a control period of an actuator whose angle is detected by the resolver.
[0020]
As a result, a period equal to or less than the control period of the actuator is captured as a unit period, and a plurality of capture periods of the two-phase resolver output signal are captured as one set. It is possible to obtain (input) the same two-phase resolver output signal as the total number of acquisitions within one period of the resolver output signal. Accordingly, the resolution of the resolver output signal can be improved and the resolver abnormality can be detected without impairing the control performance of the actuator, so that the actuator can be controlled with higher accuracy.
[0021]
In order to achieve the above object, an electric power steering apparatus according to claim 9 is an electric power steering apparatus that detects a steering state and generates an assist force corresponding to the steering state by a motor to assist steering. A two-phase resolver output obtained by applying a one-phase excitation signal to the first resolver that detects the steering state using the resolver digital conversion device according to any one of claims 5 to 8. A detection angle of the first resolver is calculated based on a signal and / or a one-phase excitation signal is given to a second resolver that detects the rotational state of the motor using the resolver digital converter. A technical feature is that a detection angle of the second resolver is calculated based on a two-phase resolver output signal.
[0022]
This improves the resolution of the resolver output signal for the first resolver that detects the steering state and / or the second resolver that detects the rotational state of the motor, so that the steering state and / or the rotational state of the motor is highly accurate. Can be detected. Therefore, the steering feeling can be improved. In addition, an abnormality of the first resolver and / or the second resolver can be detected.
[0023]
In order to achieve the above object, in the resolver abnormality determination method according to claim 10, a resolver for determining whether or not there is an abnormality in the resolver based on a two-phase resolver output signal obtained by applying a one-phase excitation signal to the resolver. In the abnormality determination method, the least common multiple of the cycle of the one-phase excitation signal applied to the resolver and the capture cycle of taking the two-phase resolver output signal from the resolver corresponds to two or more cycles of the one-phase excitation signal. A technique for determining whether or not there is an abnormality in the resolver based on the two-phase resolver output signal captured during the acquisition unit period, using the least common multiple as the capture unit period of the two-phase resolver output signal Characteristic.
[0024]
According to the invention of claim 10, the least common multiple of the period of the one-phase excitation signal given to the resolver and the capture period for taking in the two-phase resolver output signal from the resolver corresponds to two or more periods of the one-phase excitation signal. The least common multiple is taken as a unit period for capturing the two-phase resolver output signal. In other words, in the present invention, since the acquisition unit period in which the two-phase resolver output signal acquisition period is a plurality of sets is set to two or more periods of the one-phase excitation signal, a plurality of the one-set excitation signals are acquired. By superimposing the two-phase resolver output signals for one period of the one-phase excitation signal, the number of acquisition periods can be made the total number of acquisitions in one period of the one-phase excitation signal. As a result, if the entire period of the one-phase excitation signal is viewed, the same two-phase resolver output signal as that obtained for the total number of acquisitions can be obtained (input) within one period of the two-phase resolver output signal. it can. Therefore, the resolution of the resolver output signal can be improved. As a result, a two-phase resolver output signal can be obtained (input) even at the highest sensitivity point of the resolver based on the two-phase resolver output signal captured during the capture unit period. Can be determined based on the two-phase resolver output signal. Therefore, it is possible to detect the abnormality of the resolver.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of a resolver digital conversion method, a resolver digital conversion device, an electric power steering device, and a resolver abnormality determination method according to the present invention will be described below with reference to the drawings. In the following embodiments, an example in which the electric power steering apparatus of the present invention is applied to an electric power steering apparatus for a vehicle such as an automobile will be described.
[0026]
First, the main configuration of the electric power steering apparatus 10 according to the present embodiment will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 1, the electric power steering apparatus 10 mainly includes a steering wheel 11, a steering shaft 12, a pinion shaft 13, a torsion bar 14, a resolver 15s for a first angle sensor 15, and a second angle sensor 16. A resolver 16s for the motor, a reducer 17, a rack and pinion 18, a resolver 19s for the motor rotation angle sensor 19, a motor M, an ECU 20, and the like. The steering state by the steering wheel 11 is detected, and the corresponding steering state is detected. The assist force is generated by the motor M to assist the steering by the driver. It should be noted that unillustrated wheels are connected to both sides of the rack and pinion 18 via tie rods or the like.
[0027]
That is, one end side of the steering shaft 12 is connected to the steering wheel 11, and one end side of the torsion bar 14 is connected to the other end side of the steering shaft 12. Further, one end side of the pinion shaft 13 is connected to the other end side of the torsion bar 14, and a pinion gear of a rack pinion 18 is connected to the other end side of the pinion shaft 13. Further, the steering shaft 12 and the pinion shaft 13 have their respective rotation angles (steering angle θ₁, Θ₂Resolvers 15s and 16s that can detect absolutely) are provided, and are electrically connected to the ECU 20, respectively.
[0028]
Thus, the steering shaft 12 and the pinion shaft 13 can be connected to each other by the torsion bar 14 so as to be relatively rotatable, and the rotation angle of the steering shaft 12 (the steering angle θ)₁) By the first angle sensor 15 by the resolver 15 s and the rotation angle (steering angle θ) of the pinion shaft 13.₂) Can be detected by the second angle sensor 16 by the resolver 16s. Therefore, the rotation angle of the steering shaft 12 is determined by the first angle sensor 15 at the steering angle θ.₁And the steering angle θ of the steering shaft 12 by the first angle sensor 15.₁And the steering angle θ of the pinion shaft 13 by the second angle sensor 16₂The torsion amount of the torsion bar 14 (corresponding to the steering torque) can be detected as the torsion angle from the angle difference (or deviation) from the above and the angle ratio.
[0029]
A reduction gear 17 that transmits a driving force generated by the motor M at a predetermined reduction ratio is engaged with the pinion shaft 13 via a gear (not shown). The driving force, that is, the assisting force can be transmitted to the pinion shaft 13. Furthermore, the rotation angle (motor rotation angle θ_M) Can be detected, and the resolver 19s is also electrically connected to the ECU 20.
[0030]
The resolvers 15s, 16s, 19s (hereinafter referred to as “resolver 15s etc.”) used in the electric power steering apparatus 10 are all provided with a two-phase output by applying an excitation signal to a single-phase excitation coil. This is a so-called one-phase excitation two-phase output (voltage detection) type that adopts a configuration that can obtain a resolver output signal corresponding to a detection angle (electrical angle) from a coil. Since the resolver output signal output from the resolver 15s or the like is an analog signal composed of a sin phase signal and a cos phase signal, the resolver output signal is converted into a digital signal that can be processed by the CPU 30 by being input to the A / D converter. Converted.
[0031]
Next, the electrical configuration and operation of the ECU 20 and the like constituting the electric power steering apparatus 10 will be described with reference to FIGS.
As shown in FIG. 2, the ECU 20 mainly includes a first angle sensor 15, a second angle sensor 16, an assist torque determining unit 21, a current control unit 23, a motor rotation angle sensor 19, and the like. 3 includes a CPU 30 (microcomputer) incorporating an A / D converter,

AMPs

32, 34, and 36, a memory (not shown), various interface circuits, and the like.
[0032]
These

AMPs

32, 34, and 36 are buffer amplifiers having a function of amplifying voltage or current, and are interposed between the resolver 15s and the CPU 30. As a result, the AMP 32 serves to amplify the one-phase excitation signal output from the output port Po of the CPU 30 to the resolver 15s and the like, and the

AMPs

34 and 36 are input to the A / D converter of the CPU 30 from the resolver 15s and the like. It plays the role of amplifying the phase resolver output signal.
[0033]
As a result, the electrical angle (detection angle) detected by the resolver 15s, that is, the steering angle θ.₁, Θ₂, Motor rotation angle θ_MAre input to the ECU 20 as two-phase resolver output signals, respectively. Therefore, the ECU 20 controls the steering angle θ based on these two-phase resolver output signals by the CPU 30 as will be described later.₁, Θ₂, Motor rotation angle θ_MAre calculated respectively. And these calculated steering angles θ₁, Θ₂, Motor rotation angle θ_MBased on the above, the assist force generated by the motor M is determined as follows.
[0034]
The first angle sensor 15 is based on the output of the resolver 15s shown in FIG.₁Is detected. Similarly, the second angle sensor 16 determines the steering angle θ based on the output of the resolver 16s.₂Is detected.
The assist torque determining means 21 is a steering angle θ detected by the first angle sensor 15.₁And the steering angle θ detected by the second angle sensor 16₂Based on the above, the assist force generated by the motor M is determined. For example, steering angle θ₁, Θ₂Assist current command I set in advance corresponding to the angle difference (or deviation), angle ratio, etc._A ^*Assist current command I_A ^*Seeking.
[0035]
The current control means 23 is an assist current command I determined by the assist torque determination means 21._A ^*Current I flowing through motor M_A, And the motor rotation angle θ of the motor M detected by the motor rotation angle sensor 19_MOn the basis of the voltage command V^*Is output. That is, in the current control means 23, the actual current I flowing through the motor M detected by the current sensor 27._AThe target voltage command V is negatively fed back^*Is controlled to output.
[0036]
The motor driving means 25 is constituted by a PWM circuit 24 and switching elements Q1 to Q4. The PWM circuit 24 is a pulse width modulation circuit realized by hardware different from the ECU 20, and the voltage command V output from the current control means 23.^*It is configured to output a pulse signal having a pulse width corresponding to each U phase and V phase. Accordingly, U-phase and V-phase pulse signals corresponding to the gates of the switching elements Q1 to Q4 connected to the output side can be provided, so that the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off according to the pulse width. Thus, the motor M can be arbitrarily controlled.
[0037]
Subsequently, a resolver digital conversion method and a resolver digital conversion apparatus in which the CPU 30 calculates an electrical angle (detection angle) of the resolver 15s and the like will be described with reference to FIGS. Note that the one-phase excitation signal output processing and electrical angle calculation processing described below are both calculated by a program executed by the CPU 30.
[0038]
In the resolver digital conversion device, as shown in FIG. 3, the CPU 30 and the AMP 32 output a one-phase excitation signal to the resolver 15s and the like, and the two-phase resolver output output from the resolver 15s and the like to the CPU 30 and the

AMPs

34 and 36. A signal is input. Further, the CPU 30 calculates the detection angle of the resolver 15s and the like based on the two-phase resolver output signal. The two-phase resolver output signal changes the signal amplitude of the sine phase and the cos phase as shown by the dotted waveform shown in FIG. 4 (A) by changing the rotation angle of the resolver 15s or the like, that is, the electrical angle θ. Therefore, the electrical angle θ can be calculated from this amplitude.
[0039]
The resolver digital conversion method and resolver digital conversion device according to the present embodiment provides a one-phase excitation signal to the resolver 15s and the like, and based on the two-phase resolver output signal obtained thereby, the electrical angle (detection angle) of the resolver 15s and the like. Is calculated. Therefore, the CPU 30 always outputs a one-phase excitation signal approximated to a sine wave based on a predetermined map as output means for outputting a one-phase excitation signal to the resolver 15s and the like.
[0040]
That is, for example, a one-phase excitation signal output process that can refer to a map set so that a staircase waveform approximated to a sine wave waveform can be output by increasing or decreasing the output value stepwise for each step every 5 μsec. By executing, for example, a sine wave (5 kHz) that becomes one cycle at 200 μsec. Is output as a one-phase excitation signal.
[0041]
Here, the frequency of the one-phase excitation signal is preferably set to a frequency (for example, 10 kHz to 20 kHz) at which the maximum transformation ratio can be obtained by the resolver 15s or the like. As a result, a one-phase excitation signal having a frequency at which the maximum transformation ratio can be obtained is given to the resolver 15s or the like, so that the two-phase resolver output signal fetched from the resolver 15s or the like can be maximized. Therefore, the sensitivity of the resolver 15s and the like can be increased, and the resolution of the resolver output signal can be improved.
[0042]
In this one-phase excitation signal output process, a synchronous flag process for setting a predetermined flag at a timing corresponding to “start” or “end” of each period so that one period of the one-phase excitation signal can be easily grasped. Is also conducted. In parallel with such one-phase excitation signal output processing, the electrical angle calculation processing shown in FIG. The electrical angle calculation process described below is executed at predetermined intervals by a timer interrupt or the like.
[0043]
As shown in FIG. 5, in the electrical angle calculation process, after a predetermined initialization process, first, a process of acquiring sin phase signals Ds0 to Ds7 and cos phase signals Dc0 to Dc7 is performed in step S101. This process inputs a two-phase resolver output signal output from the resolver 15s or the like to which a one-phase excitation signal is given. When a one-phase excitation signal is input to the resolver 15s or the like by the one-phase excitation signal output process, In response, a two-phase resolver output signal output from the resolver 15s or the like is acquired for each predetermined capture period.
[0044]
For example, in this embodiment, as shown in FIG. 4 (A), eight phases of the two-phase resolver output signal are generated at intervals of 225 ° (125 μsec.) With respect to the phase of the one-phase excitation signal (points Ds0 to Ds7 in the sin phase). In the cos phase, since the acquisition cycle is set so as to acquire the points Dc0 to Dc7), the acquisition unit period is configured with the acquisition cycle as one set of eight cycles.
[0045]
In other words, the least common multiple (1000 μsec.) Of the cycle (200 μsec.) Of the one-phase excitation signal given to the resolver 15 s etc. and the capture cycle (125 μsec.) Of taking the two-phase resolver output signal from the resolver 15 s etc. is 1 This is equivalent to two or more periods (5 periods) of the phase excitation signal, and the least common multiple (1000 μsec.) Is set as the unit period for capturing the two-phase resolver output signal.
[0046]
As a result, as shown in FIG. 4 (A), a plurality of two-phase resolver output signals acquired as one set of eight acquisition periods are superimposed on one period of the one-phase excitation signal. In one cycle of the excitation signal, 8 points that are the number of capture cycles can be set as the total number of captures. As a result, as shown in FIG. 4 (B), if one period of the one-phase excitation signal is viewed as a whole, it is the same as when the total number of eight points is acquired within one period of the two-phase resolver output signal. The two-phase resolver output signal can be input. Therefore, the resolution of the two-phase resolver output signal can be improved.
[0047]
In the resolver 19s that detects the rotation angle of the motor M, the two-phase resolver output signal is obtained as a capture unit period synchronized with the control cycle by synchronizing the capture unit period with the control cycle of the motor M. Can be taken in as a plurality of sets. Thereby, since the two-phase resolver output signal can be acquired to the maximum within the acquisition unit period, the resolution of the two-phase resolver output signal can be improved without impairing the control performance of the motor M. Therefore, the motor M can be controlled with higher accuracy.
[0048]
Further, in the resolver 19s that detects the rotation angle of the motor M, by setting the acquisition unit period in a range in which the control characteristics of the motor M are not deteriorated, a period equal to or less than the control cycle is set as the acquisition unit period. Since the two-phase resolver output signal capture cycle can be captured as a set, this also improves the resolution of the resolver output signal without impairing the control performance of the motor M, and makes the motor M more accurate. Can be controlled.
[0049]
Returning to FIG. 5, in subsequent steps S103 and S105, the sin phase signal amplitude As and the cos phase signal amplitude Ac are obtained by the least square method based on the sin phase signals Ds0 to Ds7 or the cos phase signals Dc0 to Dc7 acquired in step S101. Processing to calculate is performed. Specifically, it is obtained by the following equations (1) and (2).
[0050]
[Expression 1]

[0051]
As described above, according to the arithmetic processing in steps S103 and S105, the sin phase signal amplitude As or the cos phase signal amplitude Ac is obtained by the least square method based on the total of eight points of the sin phase signals Ds0 to Ds7 or the cos phase signals Dc0 to Dc7. Arithmetic. In other words, as shown in FIG. 4 (B), if one cycle of the one-phase excitation signal is viewed as a whole, eight points that are the total number of acquisitions are acquired within one cycle of the two-phase resolver output signal, and the least square method is used. The amplitude As and the amplitude Ac are calculated.
[0052]
In the next step S107, based on the sin phase signal amplitude As and the cos phase signal amplitude Ac calculated in steps S103 and SD105, a process of calculating the electrical angle θ by the following equation (3) is performed, and a series of main electric currents is performed. The corner calculation process ends.
θ = tan^-1(As / Ac) (3)
[0053]
As described above, according to the resolver digital conversion method and the resolver digital conversion apparatus according to the present embodiment, as shown in FIG. 4A, the period (200 μsec.) Of the one-phase excitation signal given (output) to the resolver 15 s or the like. ) And the two-phase resolver output signal from the resolver 15s etc. (input) is the least common multiple (1000μsec.) Of the capture cycle (125μsec.), Which corresponds to two cycles (5 cycles) or more of the single-phase excitation signal. The least common multiple (1000 μsec.) Is taken as a unit period for capturing the two-phase resolver output signal. That is, since the acquisition unit period in which the acquisition period of the two-phase resolver output signal is one set of eight periods is set to five periods of the one-phase excitation signal, the acquisition unit period is set as shown in FIG. Compared to the case where one cycle of the two-phase resolver output signal is set (in this case, the capture cycle is 200/3 = 66.7 μsec.), The capture cycle for capturing (input) the two-phase resolver output signal is lengthened. Can be set. Therefore, it is not necessary to use an A / D converter having a high processing capability.
[0054]
Further, according to the resolver digital conversion method and resolver digital conversion apparatus according to the present embodiment, as shown in FIG. 4 (A), the acquisition unit period in which the acquisition period of the two-phase resolver output signal is one set of eight periods is obtained. Since 5 cycles of 1-phase excitation signal are set, as shown in Fig. 4 (B), the 2-phase resolver output signals (Ds0 to Ds7) for 8 points taken in (input) as the set are input. By superimposing them on one period of the one-phase excitation signal, the number of acquisition periods can be set to eight in one period of the one-phase excitation signal. As a result, when viewed over the entire period of the one-phase excitation signal, the same two-phase resolver output signal is obtained (input) as that of the total number of acquisition points of 8 points within one period of the two-phase resolver output signal. be able to. Therefore, the resolution of the resolver output signal can be improved.
[0055]
Furthermore, according to the resolver digital conversion method and the resolver digital conversion device according to the present embodiment, the number of acquisition periods is set to 8 in one period of the one-phase excitation signal as shown in FIG. Therefore, it is possible to obtain (input) a two-phase resolver output signal even at the highest sensitivity point of the resolver. Thereby, it can be judged based on the said two-phase resolver output signal whether the planned two-phase resolver output signal is obtained. Therefore, it is possible to detect the abnormality of the resolver.
[0056]
Next, the resolver

abnormality determination processing

1 and 2 for determining the abnormality of the resolver 15s of the electric power steering apparatus 10 described with reference to FIGS. An applied example will be described with reference to FIGS.
In addition, in the example of this embodiment, since the hardware of the electric power steering apparatus 10 described above is used as it is, description of the configuration and the operation shown in FIGS. 1 to 3 is omitted. Note that the resolver abnormality determination processes 1 and 2 described below are all processed by a program executed by the CPU 30 shown in FIG. 3, and are executed at predetermined intervals by a timer interrupt or the like. .
[0057]
As shown in FIG. 6, in the resolver abnormality determination process 1, after a predetermined initialization process, first, a process of acquiring sin phase signals Ds0 to Ds7 and cos phase signals Dc0 to Dc7 is performed in step S201. Then, the sin phase signal amplitude As and the cos phase signal amplitude Ac are calculated in steps S203 and S205, and the electrical angle θ is calculated in S207. Since these steps S201, S203, S205, and S207 are the same as steps S101, S103, S105, and S107 that have already been described with reference to FIG. 5, detailed descriptions thereof will be omitted.
[0058]
In step S209, processing for calculating determination values Ks and Kc is performed. In this process, based on the sin phase signal amplitude As calculated in step S203, the cos phase signal amplitude Ac calculated in step S205, and the electrical angle θ calculated in step S207, Ks = As / sin θ and Kc = Ac / cos θ are calculated. Determination values Ks and Kc are calculated by calculation. As a result, the determination values Ks and Kc that are expected to take a constant value regardless of the electrical angle θ can be obtained, so whether or not the determination values Ks and Kc are within a predetermined deviation is determined in the next step S211. To do.
[0059]
In step S211, when a predetermined determination constant Kref is compared with the determination values Ks and Kc, and the determination values Ks and Kc are larger than the determination constant Kref (Ks, Kc> Kref). (Yes in S211), since it is determined that there is an abnormality in the resolver 15s, etc., the process proceeds to step S213, and a predetermined resolver abnormality process is executed. On the other hand, if it is not possible to determine that the determination values Ks and Kc are larger than the determination constant Kref (No in S211), it is determined that there is no abnormality in the resolver 15s and the like. Process 1 is terminated.
[0060]
The predetermined resolver abnormality process in step S213 includes, for example, a process for stopping the generation of the assist force by the motor M, a warning lamp that can notify the driver of the resolver abnormality, and an assist force by the motor M. For example, the process of canceling the occurrence of
[0061]
Next, the resolver abnormality determination process 2 shown in FIG. 7 will be described. Also in this process, after a predetermined initialization process, first, a process of acquiring sin phase signals Ds0 to Ds7 and cos phase signals Dc0 to Dc7 is performed in step S301. This step S301 has already been described with reference to FIG. Since it is the same as step S101, the detailed description is abbreviate | omitted.
[0062]
In step S303, a process of calculating the sum Ss of the sin phase signals Ds0 to Ds7 acquired in step S301, and in step S305, a process of calculating the sum of the cos phase signals Dc0 to Dc7 acquired in step S301 is performed. Done. As a result, the center value of the sin phase signal amplitude As can be obtained in step S303, and the center value of the cos phase signal amplitude Ac can be obtained in step S305. Therefore, the planned sum Ss and sum Sc that are the center values are predetermined. It is determined in the next step S307 whether or not it is within the deviation.
[0063]
In step S307, a predetermined determination constant Sref is compared with the sums Ss and Sc, and when it is determined that the sum Ss and Sc are larger than the determination constant Sref (Ss, Sc> Sref) (S307). Yes), since it is determined that there is an abnormality in the resolver 15s, etc., the process proceeds to step S309 to execute a predetermined resolver abnormality process. On the other hand, if it is not possible to determine that the sum Ss, Sc is larger than the determination constant Sref (No in S307), it is determined that there is no abnormality in the resolver 15s etc. 2 is finished. The predetermined resolver abnormality process in step S309 is the same as the predetermined resolver abnormality process in step S213 described above.
[0064]
As described above, according to the resolver abnormality determination method according to the present embodiment, as shown in FIG. 4A, the period (200 μsec.) Of the one-phase excitation signal given to the resolver 15s and the resolver 15s is The least common multiple (1000 μsec.) With the capture period (125 μsec.) For capturing the phase resolver output signal corresponds to two cycles (5 cycles) or more of the single-phase excitation signal, and the least common multiple (1000 μsec.) Is the two-phase resolver. The output signal capture unit period. That is, as shown in FIG. 4 (A), the acquisition unit period in which the acquisition period of the two-phase resolver output signal is one set of eight periods is set to five periods of the one-phase excitation signal. As shown in (B), the two-phase resolver output signals (Ds0 to Ds7) for the eight points taken in as one set are superimposed on one cycle of the one-phase excitation signal, respectively. In the cycle, the number of capture cycles can be set to the total number of captures 8. As a result, when viewed over the entire period of the one-phase excitation signal, the same two-phase resolver output signal as when the total number of acquisition points of 8 points is acquired within one period of the two-phase resolver output signal can be obtained. Therefore, the resolution of the resolver output signal can be improved. As a result, a two-phase resolver output signal can be obtained even at the highest sensitivity point of the resolver based on the two-phase resolver output signal captured during the capture unit period, and a planned two-phase resolver output signal is obtained. It can be determined based on the two-phase resolver output signal. Therefore, it is possible to detect the abnormality of the resolver.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a main configuration of an electric power steering apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing main configurations of an ECU and a motor drive circuit shown in FIG.
FIG. 3 is a block diagram showing a connection configuration between an ECU and a resolver.
FIGS. 4A and 4B are explanatory diagrams showing an example in which a resolver signal is captured by the resolver digital conversion method according to the present embodiment. FIG. 4A shows a resolver signal acquisition unit period, and FIG. 4B shows a point Ds0. ~ 8 points D8s are shown in an overlapped manner within one cycle of one-phase excitation signal.
FIG. 5 is a flowchart showing a flow of electrical angle calculation processing for calculating an electrical angle based on a resolver output signal according to the present embodiment.
FIG. 6 is a flowchart showing a flow of an abnormality determination process 1 for determining an abnormality of a resolver based on a resolver output signal according to the present embodiment.
FIG. 7 is a flowchart showing a flow of an abnormality determination process 2 for determining an abnormality of a resolver based on a resolver output signal according to the present embodiment.
FIG. 8 is an explanatory diagram showing an example of a resolver digital conversion method or the like that takes in three resolver output signals within one excitation period in synchronization with the resolver excitation signal period;
[Explanation of symbols]
10 Electric power steering device
11 Steering wheel
15 First angle sensor
16 Second angle sensor
15s resolver (first resolver)
16s resolver (first resolver)
19 Motor rotation angle sensor
19s resolver (second resolver)
20 ECU (Resolver digital converter)
30 CPU (output means, input means, calculation means)
32 AMP (Output means)
34, 36 AMP (input means)
M motor (actuator)
θ₁, Θ₂ Steering angle
θ_M Motor rotation angle
S101 (input means)
S103 (calculation means)
S105 (Calculation means)
S107 (Calculation means)

Claims

A resolver digital conversion method for calculating a detection angle of a resolver based on a two-phase resolver output signal obtained by applying a one-phase excitation signal to a resolver,
The least common multiple of the period of the one-phase excitation signal given to the resolver and the capture period of taking in the two-phase resolver output signal from the resolver corresponds to two or more periods of the one-phase excitation signal, and the least common multiple is the two-phase A resolver digital conversion method characterized in that a resolver output signal capture unit period is used.

2. The resolver digital conversion method according to claim 1, wherein the frequency of the one-phase excitation signal is a frequency at which a maximum transformation ratio is obtained by the resolver.

2. The resolver digital conversion method according to claim 1, wherein a unit period for taking in the two-phase resolver output signal is synchronized with a control cycle of an actuator whose angle is detected by the resolver.

2. The resolver digital conversion method according to claim 1, wherein a unit period for taking in the two-phase resolver output signal is equal to or less than a control period of an actuator whose angle is detected by the resolver.

Output means for outputting a one-phase excitation signal to the resolver;
Input means for inputting a two-phase resolver output signal output from the resolver to which the one-phase excitation signal is given;
A resolver digital conversion device comprising: a calculation means for calculating a detection angle of the resolver based on the two-phase resolver output signal;
The least common multiple of the cycle of the one-phase excitation signal output to the resolver by the output means and the capture cycle of inputting the two-phase resolver output signal from the resolver by the input means is more than two cycles of the one-phase excitation signal. Correspondingly, the least common multiple is used as a unit period for taking in the two-phase resolver output signal.

6. The resolver digital converter according to claim 5, wherein the frequency of the one-phase excitation signal is a frequency at which a maximum transformation ratio is obtained by the resolver.

6. The resolver digital conversion apparatus according to claim 5, wherein the two-phase resolver output signal capturing unit period is synchronized with a control period of an actuator whose angle is detected by the resolver.

2. The resolver digital converter according to claim 1, wherein a unit period for taking in the two-phase resolver output signal is equal to or shorter than a control cycle of an actuator whose angle is detected by the resolver.

An electric power steering device that detects a steering state and generates an assist force according to the steering state by a motor to assist steering.
Based on a two-phase resolver output signal obtained by applying a one-phase excitation signal to the first resolver that detects the steering state using the resolver digital conversion device according to any one of claims 5 to 8. A two-phase obtained by calculating a detection angle of the first resolver and / or applying a one-phase excitation signal to a second resolver that detects the rotational state of the motor using the resolver digital conversion device. An electric power steering apparatus that calculates a detection angle of the second resolver based on a resolver output signal.

A resolver abnormality determination method for determining whether or not the resolver has an abnormality based on a two-phase resolver output signal obtained by applying a one-phase excitation signal to the resolver,
The least common multiple of the period of the one-phase excitation signal given to the resolver and the capture period of taking in the two-phase resolver output signal from the resolver corresponds to two or more periods of the one-phase excitation signal, and the least common multiple is the two-phase A resolver abnormality determination method comprising: determining a resolver output signal capture unit period; and determining whether or not the resolver is abnormal based on a two-phase resolver output signal captured during the capture unit period .