JP3780901B2

JP3780901B2 - Power conversion system

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Publication number: JP3780901B2
Application number: JP2001321395A
Authority: JP
Inventors: 敏文吉川; 三根　　俊介; 大沼　　直人; 憲一樋田; 岸川　　孝生
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2001-10-19
Filing date: 2001-10-19
Publication date: 2006-05-31
Anticipated expiration: 2021-10-19
Also published as: JP2003134832A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数台の電力変換器により負荷に電力を供給する電力変換システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電動機駆動装置などのような電力変換システムは、インバータのような電力変換器とこれを制御する制御装置により構成される。ここで、大容量の電動機駆動装置を実現するには、電力変換器を大容量化する必要があり、その方法の一つとして、複数の電力変換器を並列運転させて各変換器の出力電力の和を交流電動機に供給する方法がある。
【０００３】
変換器の並列運転には、各変換器をリアクトルまたは相間リアクトルを介して電動機に接続する形態と、３相２巻線電動機を用いて３相巻線一組に対して１つの変換器を接続する形態とがある。前者の場合、各変換器は電気的に結合しており、後者の場合は磁気的に結合している。このような結合が存在するため、各変換器を構成しているスイッチング素子のスイッチング特性（例えばターンオフ特性）のばらつきにより電圧差が生じると、この結合を介して変換器間に不要な循環電流が流れる。この循環電流は‘インバータ間横流’もしくは‘横流’とも呼ばれており、以下では、‘横流’と記載する。
【０００４】
インバータの並列運転システムにおいて、このような横流を効果的に抑制する制御方法として、特許第２５１５９０３号公報に記載された方法と、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−００−４５（２０００年６月）の第４７頁から５３頁にインバータ並列運転システムの制御手法に関する解析と題して記載された方法とが挙げられる。これらは、電力変換器の出力電流を制御する電流補償器において、出力電流の加算値、即ち電動機に流れる電流に対する制御ゲインと各変換器の不平衡電流、即ち横流に対する制御ゲインとを異ならせて制御する方法である。これにより、電動機に流れる電流に対する制御応答と横流に対する制御応答とをそれぞれ区別して設定できる。その結果、横流を適切な制御ゲインで抑制でき、かつリアクトルを小形化できる効果が得られる。また上記の他、並列した変換器の制御方法として、特開昭６３−３１６６７０号公報，特開昭６１−２１８３７３号公報，特開平３−１２８６２６号公報にそれぞれ制御方法が記載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
まず、特許第２５１５９０３号公報に記載された方法に対する課題を述べる。本公報には、大きく分けて、１）出力電流の加算値、即ち電動機に流れる電流に対する制御ゲインと各変換器間の横流に対する制御ゲインとを全く独立に設定できる制御構成と、２）電動機に流れる電流に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインが制約のある異なる値に設定できる制御構成とが提示されている。
【０００６】
前者は、制御構成が複雑であるため、制御をディジタル化した場合、即ちマイコンやディジタルプロセッサで実装した場合に、演算処理に時間がかかる。この結果、むだ時間遅れが大きくなり、安定余裕が減少するため、制御ゲインを上げられず、制御系の指令応答特性や外乱抑制特性が悪くなるという問題が生じる。
【０００７】
後者は、制御構成が簡単であるが、提示されている構成では電動機電流制御に誤差が生じる。これは、インバータ並列運転システムの制御系を解析し、電動機電流制御系と横流制御系に分けることによって示すことができる。具体的には、横流制御系から電動機電流制御系へ干渉入力が発生することになり、これが外乱となって、電動機電流制御に誤差を生じさせる。この誤差は、例えばエレベータ用の電動機ではエレベータのかご速度の誤差やかごの振動を生み出す可能性があり、エレベータの乗り心地に影響するため問題となる。
【０００８】
次に、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−００−４５（２０００年６月）の第４７頁から５３頁にインバータ並列運転システムの制御手法に関する解析と題して記載された方法に対する課題を述べる。ここに提示されている制御構成は、電動機に流れる電流に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインを完全に独立させることができ、構成も比較的簡素になっている。しかし、それぞれのインバータを制御する制御装置が相互に干渉し合う可能性があり、制御動作が不安定化する可能性がある。
【０００９】
この他、特開昭６３−３１６６７０号公報において開示された制御構成では、各インバータの制御において、それぞれの電流検出値を相互に加算した信号を用いているために、各インバータの制御が相互干渉し合う可能性があり、問題となる。また、特開昭６１−２１８３７３号公報において開示された制御構成では、一括の制御装置には対応できるが、変換器それぞれに個別に制御装置を備える場合には対応できないため、問題となる。ここで、実際のケースでは、変換器へのゲートパルス信号はパルスの劣化を防ぐため、できるだけ短距離で伝送する必要があり、個別の制御装置による実装が望ましい。さらに、特開平３−128626号公報において開示された制御構成では、それぞれの変換器に対する制御構成が、全て平均電圧（各変換器の出力電圧を加算した量から演算）を用いた同一の構成のため、各変換器の制御が相互干渉し合う可能性があり、問題となる。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の課題は、比較的簡単な制御構成によって、横流を抑制しながらも、複数の電力変換器を安定に制御できる電力変換システムを提供することにある。
【００１１】
本発明に係る電力変換システムにおいては、第１および第２の電力変換装置が、負荷に対し、それぞれ第１および第２の電流を出力する。第１の電力変換器は、第１の電流が所定の値に近づくように、かつ第１および第２の電力変換器間に生じる横流がゼロに近づくように制御される。第２の電力変換器は、第２の電流が所定の値に近づくように、第１の電力変換器とは独立に制御される。このように、第１の電力変換器の制御によって横流が制御され、かつ第２の電力変換器が独立に制御されるので、横流を抑制しながらも横流制御に伴う第１および第２の電力変換器間の干渉を防止できる。したがって、第１および第２の電力変換器を共に安定に制御できる。
【００１２】
本発明に係る他の電力変換システムにおいては、第１の電力変換器は、第１の電流の値と、第１の電流の値と前記第２の電流の値の加算値とに基づいて制御され、第２の電力変換器は、第２の電流の値に基づいて、第１の電力変換器とは独立に制御される。このように、第１の電力変換器が第１および第２の電流の値の加算値によって制御されるので横流を制御できる。さらに、第２の電力変換器が独立に制御されるので、横流制御に伴う第１および第２の電力変換器間の干渉を防止できる。例えば、第２の電力変換器は、第１の電流の変動に影響されること無く、制御される。したがって、第１および第２の電力変換器を共に安定に制御できる。
【００１３】
本発明に係るさらに他の電力変換システムにおいては、第１の電力変換器は、第１の電流の値と、第１の電流の値と第２の電流の値の加算値とに基づいて制御され、第２の電力変換器は、第１および第２の電流の値の内、第２の電流の値のみに基づいて制御される。第２の電力変換器が第２の電流の値のみに基づいて制御されることにより、横流制御に伴う第１および第２の電力変換器間の干渉を防止できる。
【００１４】
本発明に係るさらに他の電力変換システムにおいては、第１および第２の電力変換器は、それぞれ第１および第２の制御装置を備える。第１の制御装置は、第２の制御装置から第１の制御装置へ伝送される第２の電流の値に応じた信号に基づいて第１の電力変換器を制御し、第２の制御装置は、第１の電力変換器とは独立に第２の電力変換器を制御する。このように、第１の電力変換器が第２の電流の値に応じた信号に基づいて制御されるので、横流が制御され、かつ第２の電力変換器が独立に制御されるので、横流制御に伴う第１および第２の電力変換器間の干渉を防止できる。
【００１５】
電力変換器としては、インバータ，コンバータなどが有る。また、負荷としては、各種電動機や、各種電気装置などが有る。
【００１６】
なお、本発明に係る電力変換システムの他の特徴は、以下の記載から明らかになるであろう。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
【００１８】
図１は、本発明を適用した第１の実施例である交流電動機の駆動装置の構成図を表している。電動機駆動装置は、インバータ１Ａ（第１の電力変換器）から電力線２Ａ，相間リアクトル４を介して交流電動機３に電力を供給する系と、インバータ１Ｂ（第２の電力変換器）から電力線２Ｂ，相間リアクトル４を介して交流電動機３に電力を供給する系とによるインバータのセット並列接続で構成されている。以下では、インバータ１Ａ，電力線２Ａおよびインバータ１Ａを制御する制御装置６Ａよりなる系をＡ系，インバータ１Ｂ，電力線２Ｂおよびインバータ１Ｂを制御する制御装置６Ｂよりなる系をＢ系と呼ぶことにする。
【００１９】
Ａ系インバータ１Ａ，Ｂ系インバータ１Ｂは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）またはＧＴＯ(Gate Turn Off thyristor）のような半導体スイッチング素子を用いて構成されており、それぞれＡ系の制御装置６Ａ，Ｂ系の制御装置６Ｂからの制御指令に基づいて、３相の交流電圧・電流を出力する。また、Ａ系制御装置６Ａ，Ｂ系制御装置６Ｂは、それぞれのインバータに対する個別の制御装置となっており、これらはマイコン，ＤＳＰ（Digital Signal Processor ），ゲートアレイ，システムＬＳＩ等によって実現される。交流電動機３には、誘導電動機，永久磁石同期電動機，３相２巻線誘導電動機が用いられる。
【００２０】
次に、各制御装置の処理の流れを説明する。本実施例における制御装置の特徴として、次の３点が挙げられる。
【００２１】
１）Ｂ系制御装置６Ｂは、Ａ系制御装置６Ａに対して、制御的に独立している。言い換えると、Ｂ系制御装置６ＢはＡ系制御装置６Ａの動作による干渉を受けない制御構成となっている。すなわち、Ｂ系インバータは、Ａ系インバータ動作からの干渉を受けずに、Ａ系インバータとは独立に制御される。
【００２２】
２）Ａ系制御装置６Ａでは、Ａ系インバータ１Ａの電流検出値ｉ_A （第１の電流）とＢ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉ_B(第２の電流）の加算値(ｉ_A＋ｉ_B)に対する制御と、ｉ_A に対する制御を実施し、Ｂ系制御装置６Ｂでは、ｉ_B に対する制御を実施する。
【００２３】
３）Ｂ系制御装置６ＢからＡ系制御装置６ＡへＢ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉ_B をディジタル信号として伝送し、横流制御に用いる。
【００２４】
まず処理の簡単なＢ系制御装置６Ｂの処理の流れを説明する。Ｂ系制御装置６Ｂは、Ｂ系インバータ電流の検出値ｉ_B を用いて、ｉ_B に対する電流補償により、Ｂ系インバータ１Ｂに対する制御指令を演算する。電流センサ５Ｂ，Ａ／Ｄ変換器（アナログ／ディジタル変換器）７Ｂを介して、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉ_B を取り込む。ｉ_B と電流指令値ｉ_i ^*との偏差を減算器６１Ｂで演算し、この偏差を電流補償器６２Ｂで零に近づくように補償する。すなわち、Ｂ系制御装置６Ｂは、ｉ_B に基づいて、ｉ_B が所定の値であるｉ_i ^*に近づくように、Ｂ系インバータ１Ｂを制御する。本実施例においては、Ｂ系インバータ１Ｂは、ｉ_A とｉ_B の内ｉ_B のみに基づいて制御されるので、ｉ_A の変動に影響されずにＡ系インバータ１Ａとは独立に制御される。ここで、電流補償器６２Ｂには比例補償器または比例積分補償器を用いる。電流補償器６２Ｂの出力は、Ｂ系インバータ１Ｂに対する電圧指令Ｖ_B ^*となり、ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御器９Ｂによって、ＰＷＭパルス指令に変換され、Ｂ系インバータ１Ｂへの制御指令となる。また、ｉ_B はディジタル信号伝送用の送信器１０Ｂにより送信データに変換され、ディジタル信号用通信線１１を介してＡ系制御装置６Ａに送信される。
【００２５】
次に、Ａ系制御装置６Ａの処理の流れを説明する。Ａ系制御装置６Ａでは、Ａ系インバータ電流の検出値ｉ_A とＢ系インバータ電流の検出値ｉ_B とを用いて、ｉ_A に対する電流補償と、（ｉ_A＋ｉ_B）に対する電流補償を実施し、Ａ系インバータ１Ａに対する制御指令を演算する。まず、Ａ系制御装置６Ａでは、電流センサ５Ａ，Ａ／Ｄ変換器７Ａを介して、Ａ系インバータ１Ａの電流検出値ｉ_A を取り込み、さらに、バッファ機能付き受信器８Ａを介して、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉ_B を取り込む。ｉ_A に対する電流補償については、減算器６１Ａにて、ｉ_A と電流指令値ｉ_i ^*の偏差を演算し、この偏差を電流補償器６２Ａで零に近づくように補償する。すなわち、Ａ系制御装置６Ａは、ｉ_A に基づいて、ｉ_A が所定の値であるｉ_i ^*に近づくように、Ａ系インバータ１Ａを制御する。ここで、電流補償器６２Ａには比例補償器または比例積分補償器を用いる。(ｉ_A＋ｉ_B)に対する電流補償については、加算器６３Ａにて（ｉ_A＋ｉ_B）を演算し、また係数乗算器６４Ａにてｉ_i ^*を２倍して、両者の偏差２×ｉ_i ^*−(ｉ_A＋ｉ_B)を減算器６５Ａで演算し、この偏差が零に近づくように電流補償器６６Ａで補償する。すなわち、Ａ系制御装置６Ａは、（ｉ_A＋ｉ_B）に基づいて、ＡおよびＢ系インバータ間に発生する横流が零に近づくように、Ａ系インバータ１Ａを制御する。ここで、電流補償器６６Ａには比例補償器または比例積分補償器を用いる。加算器６７Ａでは、電流補償器６２Ａと電流補償器６６Ａの出力を加算し、この結果がＡ系インバータ１Ａに対する電圧指令Ｖ_A ^*となる。ＰＷＭ制御器９Ａは、Ｖ_A ^*をＰＷＭパルス指令に変換して、Ａ系インバータ１Ａへの制御指令として出力する。ここで、バッファ機能付き受信器８Ａは、受信したｉ_B データをメモリ等のバッファにしばらくの時間（例えば１サンプル周期以上）蓄積できる。このためｉ_B を受信するタイミングとＡ系制御装置６Ａがｉ_B を取り込むタイミングがずれていても、バッファに一時保存することで、データの受け渡しが可能となる。図１の制御装置それぞれの動作シーケンスについては、図６を基に後述する。
【００２６】
図１の交流電動機の駆動装置に対する制御原理を次に説明する。Ａ系インバータ１Ａに対する電流検出値をｉ_A 、Ｂ系インバータ１Ｂに対する電流検出値をｉ_B 、電流指令値をｉ_i ^*、Ａ系インバータ１Ａに対する電圧指令をＶ_A ^*、Ｂ系インバータ１Ｂに対する電圧指令をＶ_B ^*とする。また、各電流補償器には比例補償器を用いることにし、比例ゲインをそれぞれ、電流補償器６２Ａ，６２ＢはＫ_1p、電流補償器６６ＡはＫ_2pと定める。この時、Ａ系制御装置６Ａ，Ｂ系制御装置６Ｂの制御を表す式は、それぞれ次のようになる。
【００２７】
【数１】

【００２８】
【数２】

【００２９】
（１）式と（２）式の和、および（１）式と（２）式の差を求めると、それぞれ次のようになる。
【００３０】
【数３】

【００３１】
【数４】

【００３２】
（３）式および（４）式において、各変数を次のように置き換える。
【００３３】
（３）式において、
【００３４】
【数５】

【００３５】
（４）式において、
【００３６】
【数６】

【００３７】
ここで、ｉ_m はＡ系とＢ系のインバータ電流の和であり、電動機に流れる電流に対応し、ｉ_c はＡ系とＢ系のインバータ電流の差であり、Ａ系とＢ系のインバータ間の横流に対応する。また、Ｖ_m ^*はＡ系とＢ系のインバータ電圧指令の和であり、これを電動機に対する電圧指令と考え、Ｖ_c ^*はＡ系とＢ系のインバータ電圧指令の差であり、これを横流が流れる回路における電圧指令と考える。この時、（３）式、（４）式はそれぞれ次のように表すことができる。
【００３８】
【数７】

【００３９】
【数８】

【００４０】
（５）式を電動機に電流を流す回路（これを電動機電流回路と呼ぶ）に対する電流制御を表す式と考え、（６）式を横流を流す回路（これを横流回路と呼ぶ）に対する電流制御を表す式と考えると、それぞれの制御系のイメージは図４のように表すことができる。ここで、電動機電流回路および横流回路は元のインバータ並列運転システムの回路を等価変換したものに対応し、両者をまとめてインバータ並列運転システムの等価回路と呼ぶことにする。
【００４１】
インバータ並列運転システムは、図１のように、２台のインバータとその制御装置、および電動機が相互作用する系のため、そのままではその動作を捉えにくいが、電動機電流回路と横流回路による等価回路として表すと、動作の把握が容易になる。本実施例の効果も、等価回路上で表すとより明確になるため、以下、等価回路上でその意味を説明する。
【００４２】
図４が表す意味を説明するために、まず、図３が表す意味を説明する。図３は、インバータ並列運転システムに対する理想的な制御の状態を表しており、電動機電流回路と横流回路がそれぞれ独立に制御できていることが分かる。即ち、電動機電流は電動機電流補償器で制御され、横流回路は横流補償器で制御されており、両者の間に干渉はない。この結果、電動機電流，横流共に制御指令と一致するように制御できる。尚、従来技術に挙げた、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−００−４５（２０００年６月）の第４７頁から５３頁にインバータ並列運転システムの制御手法に関する解析と題して記載された方法は、図３に対応する制御を実現できる。しかし、課題に記したように、Ａ系，Ｂ系の制御装置間で相互に制御的に干渉する可能性があることや、双方向の通信が必要でありノイズが混入する可能性が高くなること、またノイズが混入した場合、相互干渉により影響が大きくなること等の問題がある。
【００４３】
図４は、図１に示した交流電動機の駆動装置の制御上の働きを等価回路上で表した図となっている。図３と異なる点は、電動電流回路の制御系から横流回路の制御系への干渉入力の存在にある。この干渉入力は、（６）式の（Ｋ_mp−Ｋ_cp）（ｉ_m ^*−ｉ_m）項に対応している。この干渉入力のため、横流回路に対する制御には制御誤差が発生する。しかし、電動機電流回路に対する制御には影響がない。従って、発生する横流が許容範囲内であれば、電動機電流は制御指令通りに制御できるため、電動機の駆動装置としての目的は達せられることになる。
【００４４】
また、制御誤差で発生する横流の大きさは、（Ｋ_mp−Ｋ_cp）（ｉ_m ^*−ｉ_m）で決まるため、Ｋ_mpとＫ_cpとを近づけることで横流を小さくできる。尚、Ｋ_mpとＫ_cpはそれぞれ電動機電流回路のインダクタンス、横流回路のインダクタンス値に比例するため、両者の値を近づけることは、横流回路のインダクタンス値を増やす、即ち、インバータと電動機間に挿入するリアクトルのインダクタンス値を増やすことになる。従って、実際はＫ_mpとＫ_cpは横流が許容値に入るような範囲で、適当な差にとどめておくのが望ましい。
【００４５】
さらに比較のため、特許第２５１５９０３号公報に記載された従来技術の問題点を等価回路上で説明する。図７は、特許第２５１５９０３号公報に記載された従来技術の制御構成を表している。図１と同じ要素については図１と同じ番号で表している。図１と異なる点は、Ａ系インバータ１Ａに対する制御が(ｉ_A＋ｉ_B)に対する電流制御のみで行われている点にある。具体的には、Ａ系インバータ１Ａに対する制御は、ｉ_A とｉ_B を加算器６３Ａで加算して、これを係数乗算器１３Ａで１／２倍して、電流指令値ｉ_i ^*との偏差を減算器６５Ａで演算し、電流補償器１２Ａで偏差を零に補償するように電圧指令Ｖ_A ^*を出力して実施される。尚、Ｂ系インバータ１Ｂに対する制御は図１と同様となる。電流補償器１２Ａの比例ゲインをＫ_3pと定めると、Ａ系とＢ系インバータに対する制御を表す式は、それぞれ次のようになる。
【００４６】
【数９】

【００４７】
【数１０】

【００４８】
（７）式と（８）式の和、および（７）式と（８）式の差を求めると、それぞれ次のようになる。
【００４９】
【数１１】

【００５０】
【数１２】

【００５１】
（９）式および（１０）式において、各変数を次のように置き換える。
【００５２】
（９）式において、
【００５３】
【数１３】

【００５４】
（１０）式において、
【００５５】
【数１４】

【００５６】
この時、（９）式，（１０）式はそれぞれ次のように表すことができる。
【００５７】
【数１５】

【００５８】
【数１６】

【００５９】
（１１）式，（１２）式を等価回路上で表すと、図５のようになる。この図が特許第２５１５９０３号公報に記載された従来技術の制御の働きを表した図となる。
【００６０】
図５では、横流回路に対する制御系から電動機電流に対する制御系に入り込む干渉入力が存在する。干渉入力は外乱となるため、電動機電流に対する制御は、制御指令に対して、誤差が発生することになる。この誤差は、例えばエレベータ用の電動機ではエレベータのかご速度の誤差やかごの振動を生み出す可能性があり、乗り心地に影響するため、問題となる。また、干渉入力はＫ_c・ｉ_cであるため、制御ゲインＫ_c を零にしない限りこれを零にすることはできない。このように、特許第２５１５９０３号公報に記載された従来技術の制御の働きを等価回路上で解析すると、横流回路に対する制御系から電動機電流に対する制御系に干渉入力が生じており、これは電動機電流制御に対する外乱として作用するため、電動機の動作に振動等の悪影響が生じることが問題となる。
【００６１】
これに対して、図１に示した実施例の電動機駆動装置は、等価回路上では、図４のような制御となり、電動機電流回路の制御系には干渉入力がなく、制御指令通りに制御できるという長所がある。図４では、横流回路の制御系に干渉入力が存在するが、電動機の動作には影響がなく、またその大きさは制御ゲインを調整することで小さくすることができる。
【００６２】
以上、図１に示した実施例による電動機駆動装置を制御上の特徴という面から説明したが、次に、実装上の特徴を図１を基に説明する。
【００６３】
まず第一に、Ｂ系制御装置６ＢがＡ系制御装置６Ａとは制御的に独立している点が挙げられる。これは、図１にあるように、Ｂ系制御装置６ＢはＢ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉ_B のみを使って、制御するため、Ａ系インバータ１Ａの電流が何らかの影響で大きく変動したとしても、Ｂ系制御装置６Ｂはその変動には影響されずに安定に動作を続けることができる。これに対して、従来技術に挙げた、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−００−４５（２０００年６月）の第４７頁から５３頁にインバータ並列運転システムの制御手法に関する解析と題して記載された方法では、Ａ系制御装置もＢ系制御装置も共にＡ系インバータ，Ｂ系インバータの電流検出値を用いているため、例えば、Ａ系インバータの電流が何らかの影響で大きく変動すると、それによって、Ｂ系インバータの電流も変動し、この結果がさらにＡ系インバータの電流の変動を生み出すという相互干渉状態になり、制御が不安定化する可能性が考えられる。図１に示した電動機駆動装置ではこの可能性が低い。
【００６４】
第二に、制御装置間の通信が、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出値ｉ_B のみの伝送で良い点が挙げられる。例えば、従来技術に挙げた、電気学会半導体電力変換研究会資料ＳＰＣ−００−４５（２０００年６月）の第４７頁から５３頁にインバータ並列運転システムの制御手法に関する解析と題して記載された方法では、相互にｉ_A とｉ_B を伝送し合う必要があり、この場合、通信路が２本あるため、信号にノイズが入る可能性が高まるという問題がある。これに対して、図１の装置では、ｉ_B のみの伝送のため、ノイズの入る可能性を小さくすることができる。また、上記の従来技術では、Ａ系制御装置とＢ系制御装置が共に、送信器と受信器を備える必要があるが、図１の装置では、Ｂ系制御装置に送信器、Ａ系制御装置に受信器を備えるだけでよく、通信部の構成が簡素化でき、部品点数も減るため信頼性を上げることができる。
【００６５】
第三に、Ａ系制御装置６ＡとＢ系制御装置６Ｂ間でのｉ_B の伝送をディジタル信号用通信線１１を介したディジタル信号による伝送としていることが挙げられる。これにより、伝送中にノイズが混入する影響を抑制でき、動作信頼性を向上できる。また、Ａ系制御装置６Ａにおける受信器をバッファ機能付きの受信器としているために、ｉ_B が伝送されるタイミングと、Ａ系制御装置６Ａがｉ_Bを取り込むタイミングがずれていても、バッファに一時保存して受け渡すことが可能になる。図６に、Ａ系制御装置６ＡとＢ系制御装置６Ｂの動作シーケンスを示す。まずＡ系制御装置６Ａの動作シーケンスから説明する。まず、Ａ系インバータ電流検出値ｉ_A のディジタルデータをＡ／Ｄ変換器７Ａから入力し（Ｓ１Ａ）、次にＢ系インバータ電流検出値ｉ_B のディジタルデータをバッファ機能付き受信器８Ａから入力する（Ｓ２Ａ）。そして、取り込んだｉ_A とｉ_B を用いて、電流制御演算を実施し、電圧指令Ｖ_A ^*を求める（Ｓ３Ａ）。最後に、電圧指令Ｖ_A ^*により、ＰＷＭ制御器９ＡでＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭパルス指令をインバータ１Ａに出力する（Ｓ４Ａ）。以上が、１制御周期内でのＡ系制御装置６Ａの動作シーケンスとなる。従って、１制御周期毎にｉ_B を更新するため、制御周期が短ければ、ｉ_A とｉ_B とはほぼ同期したデータとして扱うことができる。尚、Ｂ系制御装置６Ｂの動作シーケンスは、Ａ系制御装置６Ａの動作シーケンスに対して、ｉ_B の受信の代わりに、送信器１０Ｂによるｉ_B の送信処理が入る。図６に示した動作シーケンスを適用することにより、Ａ系制御装置６ＡとＢ系制御装置６Ｂ間でのｉ_B の伝送を含めて、それぞれの制御処理がスムーズに実行できる。
【００６６】
最後に、以上で説明した図１に示した実施例の電動機駆動装置の特徴をまとめる。
１）等価回路上で制御の働きを解析すると、電動機電流回路に対する制御系には、外乱となる干渉入力が入り込まず、制御指令に一致するように制御できる。
２）Ｂ系制御装置６Ｂは、Ａ系制御装置６Ａに対して、制御的に独立しており、相互干渉が起こらず、システムとして安定な制御動作が可能となる。
３）Ｂ系制御装置６ＢからＡ系制御装置６Ａへはｉ_B のみを伝送すればよいため、伝送時にノイズが混入する可能性が小さくなり、また伝送のために必要な装置も簡素化できる。
４）Ｂ系制御装置６ＢからＡ系制御装置６Ａへのｉ_B の伝送は、ディジタル信号として、伝送されるため、伝送時に混入するノイズの影響を低減できる。
【００６７】
図２は、本発明を適用した交流電動機の駆動装置の第２の実施例を表している。図２において、図１と同じ構成要素は同じ番号で表している。図２が図１と異なる点は、Ｂ系インバータ１Ｂの電流検出信号を電流センサ５Ｂから直接、Ａ系制御装置６ＡのＡ／Ｄ変換器７Ａに入力させている点にある。この場合、電流センサ５ＢからＡ系制御装置６ＡのＡ／Ｄ変換器７Ａへはアナログ信号として伝送することになり、ノイズが混入する可能性が高くなるが、反面、伝送は瞬時に行われるため、伝送によるむだ時間遅れは非常に小さくなり、制御安定性が向上するため、制御ゲインを高くできる。この結果、電動機に対する制御応答性を向上できる。図２の構成は、例えば高速な制御応答性が必要な場合に適している考えられる。尚、この場合、電流センサ５ＢからＡ系制御装置６ＡのＡ／Ｄ変換器７Ａへのアナログ信号線のノイズ対策を強化する必要がある。
【００６８】
上記実施例によれば、制御原理上は、電動機に流れる電流に対する制御ゲインと横流に対する制御ゲインを異ならせることができる上で、電動機の電流に対する制御系には横流に対する制御系からの干渉入力が入り込まないような制御を実現できる。従って、電動機の電流を指令通りに制御できる。さらに、制御実装上は、Ｂ系制御装置がＡ系制御装置に対して制御的に独立しているため、言い換えると、Ｂ系制御装置はＡ系制御装置の動作による干渉を受けないため、仮にＡ系制御装置のためにＡ系インバータの電流が変動したとしても、Ｂ系制御装置はその影響を受けないため、相互干渉は発生せず、定常的にはＡ系，Ｂ系インバータ共に安定に動作できる。また、Ａ系制御装置とＢ系制御装置間の通信路は１つで良いため、ノイズの混入を受けにくいようにできる。
【００６９】
実施例では、誘導電動機と相間リアクトルの組合せによる構成を説明したが、その代わりに３相２巻線電動機を適用した場合でも、制御装置の構成は同じにして同様の効果を得ることができる。
【００７０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、比較的簡単な制御構成によって、横流を抑制しながらも、負荷に電力を供給する複数の電力変換器を安定に制御できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１の実施例における電動機駆動装置の構成図。
【図２】本発明による第２の実施例における電動機駆動装置の構成図。
【図３】インバータのセット並列運転システムに対する等価回路上での制御系イメージ。
【図４】第１の実施例の制御構成による等価回路上での制御系イメージ。
【図５】従来の制御構成による等価回路上での制御系イメージ。
【図６】第１の実施例における電動機駆動装置に対する動作シーケンス。
【図７】従来の電動機駆動装置の構成図。
【符号の説明】
１Ａ…Ａ系インバータ、１Ｂ…Ｂ系インバータ、２Ａ…Ａ系電力線、２Ｂ…Ｂ系電力線、３…交流電動機、４…相間リアクトル、５Ａ…Ａ系電流センサ、５Ｂ…Ｂ系電流センサ、６Ａ…Ａ系制御装置、６Ｂ…Ｂ系制御装置、７Ａ，７Ｂ…Ａ／Ｄ変換器、８Ａ…バッファ機能付き受信器、９Ａ，９Ｂ…ＰＷＭ制御器、10Ｂ…送信器、１１…ディジタル信号用通信線、１２Ａ，６２Ａ，６２Ｂ，６６Ａ…電流補償器、１３Ａ…係数乗算器、６１Ａ，６１Ｂ，６５Ａ…減算器、６３Ａ，６７Ａ…加算器、６４Ａ…係数乗算器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion system that supplies power to a load by a plurality of power converters.
[0002]
[Prior art]
In general, a power conversion system such as an electric motor drive device includes a power converter such as an inverter and a control device that controls the power converter. Here, in order to realize a large-capacity motor drive device, it is necessary to increase the capacity of the power converter. As one of the methods, the output power of each converter can be operated by operating a plurality of power converters in parallel. There is a method of supplying the sum of the above to an AC motor.
[0003]
For parallel operation of converters, each converter is connected to an electric motor via a reactor or interphase reactor, and one converter is connected to a set of three-phase windings using a three-phase two-winding motor. There is a form to do. In the former case, each converter is electrically coupled, and in the latter case, it is magnetically coupled. Since such a coupling exists, if a voltage difference occurs due to variations in switching characteristics (for example, turn-off characteristics) of the switching elements constituting each converter, an unnecessary circulating current is generated between the converters via this coupling. Flowing. This circulating current is also referred to as 'cross current between inverters' or 'cross current', and is hereinafter referred to as 'cross current'.
[0004]
In a parallel operation system of inverters, as a control method for effectively suppressing such a cross current, the method described in Japanese Patent No. 2515903, and the Institute of Electrical and Electronics Engineers Semiconductor Power Conversion Study Group Material SPC-00-45 (June 2000) (Month), pages 47 to 53, and the method described as analysis related to the control method of the inverter parallel operation system. In the current compensator that controls the output current of the power converter, the added value of the output current, that is, the control gain for the current flowing through the motor is different from the unbalanced current of each converter, that is, the control gain for the cross current. How to control. Thereby, the control response with respect to the electric current which flows into an electric motor, and the control response with respect to a cross current can be distinguished and set, respectively. As a result, it is possible to obtain an effect that the cross current can be suppressed with an appropriate control gain and the reactor can be miniaturized. In addition to the above, control methods for parallel converters are described in Japanese Patent Laid-Open Nos. 63-316670, 61-218373, and 3-128626, respectively.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
First, problems with the method described in Japanese Patent No. 2515903 will be described. This publication can be broadly divided into 1) a control configuration in which an added value of output current, that is, a control gain for the current flowing through the motor and a control gain for the cross current between the converters can be set completely independently, and 2) the motor. A control configuration is proposed in which the control gain for the flowing current and the control gain for the cross current can be set to different values with restrictions.
[0006]
In the former, since the control configuration is complicated, when the control is digitized, that is, when it is implemented by a microcomputer or a digital processor, it takes time for the arithmetic processing. As a result, the dead time delay is increased and the stability margin is reduced, so that the control gain cannot be increased, and there arises a problem that the command response characteristic and disturbance suppression characteristic of the control system are deteriorated.
[0007]
The latter has a simple control configuration, but the proposed configuration causes an error in motor current control. This can be shown by analyzing the control system of the inverter parallel operation system and dividing it into a motor current control system and a cross current control system. Specifically, an interference input is generated from the cross current control system to the motor current control system, which becomes a disturbance and causes an error in the motor current control. For example, in an electric motor for an elevator, this error may cause an error in the elevator car speed or a vibration of the car, which is a problem because it affects the riding comfort of the elevator.
[0008]
Next, the problems for the method described in the analysis on the control method of the inverter parallel operation system on pages 47 to 53 of the SPC-00-45 (June 2000) document of the Institute of Electrical and Electronics Engineers Semiconductor Power Conversion are described. . The control configuration presented here can completely separate the control gain for the current flowing through the motor and the control gain for the cross current, and the configuration is relatively simple. However, the control devices that control the respective inverters may interfere with each other, and the control operation may become unstable.
[0009]
In addition, in the control configuration disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. Sho 63-316670, each inverter control uses a signal obtained by adding the respective current detection values to each other. There is a possibility that they will come together. Further, the control configuration disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 61-218373 can deal with a collective control device, but it cannot be handled when each converter is provided with a control device individually, which is problematic. Here, in the actual case, the gate pulse signal to the converter needs to be transmitted as short as possible in order to prevent the deterioration of the pulse, and it is desirable to implement by a separate control device. Furthermore, in the control configuration disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 3-128626, all the control configurations for the respective converters have the same configuration using an average voltage (calculated from the sum of the output voltages of the respective converters). Therefore, there is a possibility that the control of each converter may interfere with each other, which is a problem.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
An object of the present invention is to provide a power conversion system capable of stably controlling a plurality of power converters while suppressing a cross current with a relatively simple control configuration.
[0011]
In the power conversion system according to the present invention, the first and second power conversion devices output first and second currents to the load, respectively. The first power converter is controlled so that the first current approaches a predetermined value and the cross current generated between the first and second power converters approaches zero. The second power converter is controlled independently of the first power converter so that the second current approaches a predetermined value. Thus, since the cross current is controlled by the control of the first power converter and the second power converter is independently controlled, the first and second powers accompanying the cross current control while suppressing the cross current are controlled. Interference between transducers can be prevented. Therefore, both the first and second power converters can be stably controlled.
[0012]
In another power conversion system according to the present invention, the first power converter is controlled based on a value of the first current and a sum of the value of the first current and the value of the second current. The second power converter is controlled independently of the first power converter based on the value of the second current. Thus, since the first power converter is controlled by the added value of the first and second current values, the cross current can be controlled. Furthermore, since the second power converter is controlled independently, interference between the first and second power converters associated with the cross current control can be prevented. For example, the second power converter is controlled without being affected by fluctuations in the first current. Therefore, both the first and second power converters can be stably controlled.
[0013]
In still another power conversion system according to the present invention, the first power converter is controlled based on the value of the first current and the sum of the value of the first current and the value of the second current. Then, the second power converter is controlled based on only the value of the second current among the values of the first and second currents. By controlling the second power converter based only on the value of the second current, it is possible to prevent interference between the first and second power converters accompanying the cross current control.
[0014]
In still another power conversion system according to the present invention, the first and second power converters include first and second control devices, respectively. The first control device controls the first power converter based on a signal corresponding to the value of the second current transmitted from the second control device to the first control device, and the second control device Controls the second power converter independently of the first power converter. Thus, since the first power converter is controlled based on the signal corresponding to the value of the second current, the cross current is controlled and the second power converter is independently controlled. Interference between the first and second power converters accompanying control can be prevented.
[0015]
Examples of power converters include inverters and converters. Further, as the load, there are various electric motors, various electric devices and the like.
[0016]
Other features of the power conversion system according to the present invention will be apparent from the following description.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0018]
FIG. 1 shows a configuration diagram of an AC motor driving apparatus according to a first embodiment to which the present invention is applied. The motor drive device includes a power line 2A from the inverter 1A (first power converter), a system for supplying power to the AC motor 3 via the interphase reactor 4, and a power line 2B from the inverter 1B (second power converter). It is configured by a set parallel connection of inverters by a system for supplying electric power to the AC motor 3 via the interphase reactor 4. Hereinafter, a system composed of the control device 6A for controlling the inverter 1A, the power line 2A and the inverter 1A is referred to as an A system, and a system composed of the control device 6B for controlling the inverter 1B, the power line 2B and the inverter 1B is referred to as a B system.
[0019]
The A-system inverter 1A and the B-system inverter 1B are configured using semiconductor switching elements such as IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) or GTOs (Gate Turn Off thyristors). 3 phase AC voltage / current is output based on the control command from the control device 6B. The A system control device 6A and the B system control device 6B are individual control devices for the respective inverters, and these are realized by a microcomputer, a DSP (Digital Signal Processor), a gate array, a system LSI, and the like. As the AC motor 3, an induction motor, a permanent magnet synchronous motor, or a three-phase two-winding induction motor is used.
[0020]
Next, the processing flow of each control device will be described. The following three points can be cited as features of the control device in the present embodiment.
[0021]
1) The B system control device 6B is controllably independent of the A system control device 6A. In other words, the B-system control device 6B has a control configuration that does not receive interference due to the operation of the A-system control device 6A. That is, the B system inverter is controlled independently of the A system inverter without receiving interference from the A system inverter operation.
[0022]
2) In the A system control device 6A, the detected current value i of the A system inverter 1A_A (First current) and the current detection value i of the B-system inverter 1B_B(Second current) addition value (i_A+ I_B) And i_A In the B system control device 6B, i_B Implement control over
[0023]
3) Current detection value i of B system inverter 1B from B system control device 6B to A system control device 6A_B Is transmitted as a digital signal and used for cross current control.
[0024]
First, the process flow of the B-system control device 6B, which is easy to process, will be described. The B system controller 6B is configured to detect the detected value i of the B system inverter current._B And i_B A control command for the B-system inverter 1B is calculated by current compensation for. The current detection value i of the B system inverter 1B is passed through the current sensor 5B and the A / D converter (analog / digital converter) 7B._B Capture. i_B And current command value i_i ^*Is subtracted by the subtractor 61B, and the deviation is compensated so as to approach zero by the current compensator 62B. That is, the B-system control device 6B_B Based on i_B I is a predetermined value_i ^*B system inverter 1B is controlled so that it may approach. In this embodiment, the B-system inverter 1B is i_A And i_B Of i_B I based on_A It is controlled independently from the A-system inverter 1A without being affected by the fluctuation of the A system. Here, a proportional compensator or a proportional integral compensator is used as the current compensator 62B. The output of the current compensator 62B is a voltage command V for the B-system inverter 1B._B ^*Thus, it is converted into a PWM pulse command by a PWM (Pulse Width Modulation) controller 9B and becomes a control command to the B-system inverter 1B. I_B Is converted to transmission data by the transmitter 10B for digital signal transmission, and transmitted to the A-system controller 6A via the digital signal communication line 11.
[0025]
Next, a processing flow of the A-system control device 6A will be described. In the A-system control device 6A, the detected value i of the A-system inverter current i_A And the detected value i of the B system inverter current_B And i_A Current compensation for (i) and (i_A+ I_B), And a control command for the A-system inverter 1A is calculated. First, in the A system control device 6A, the current detection value i of the A system inverter 1A is passed through the current sensor 5A and the A / D converter 7A._A And the detected current value i of the B-system inverter 1B through the receiver 8A with a buffer function._B Capture. i_A For the current compensation for the subtractor 61A, i_A And current command value i_i ^*And the deviation is compensated so as to approach zero by the current compensator 62A. That is, the A system control device 6A_A Based on i_A I is a predetermined value_i ^*A system inverter 1A is controlled so that it may approach. Here, a proportional compensator or a proportional integral compensator is used as the current compensator 62A. (i_A+ I_B) For current compensation for the adder 63A (i_A+ I_B) And the coefficient multiplier 64A_i ^*Is doubled, and the deviation 2 × i between the two_i ^*− (I_A+ I_B) Is calculated by the subtractor 65A and compensated by the current compensator 66A so that this deviation approaches zero. That is, the A-system control device 6A (i_A+ I_B), The A system inverter 1A is controlled so that the cross current generated between the A and B system inverters approaches zero. Here, a proportional compensator or a proportional integral compensator is used as the current compensator 66A. The adder 67A adds the outputs of the current compensator 62A and the current compensator 66A, and the result is a voltage command V for the A-system inverter 1A._A ^*It becomes. The PWM controller 9A_A ^*Is converted into a PWM pulse command and output as a control command to the A-system inverter 1A. Here, the receiver with buffer function 8A receives the received i_B Data can be stored in a buffer such as a memory for a while (for example, one sample period or more). For this reason i_B And the A system controller 6A receives i_B Even if the timing of fetching is shifted, data can be transferred by temporarily storing it in the buffer. The operation sequence of each control device in FIG. 1 will be described later with reference to FIG.
[0026]
The control principle for the AC motor drive device of FIG. 1 will now be described. The detected current value for the A-system inverter 1A is i_A , The current detection value for the B system inverter 1B is i_B Current command value i_i ^*, The voltage command for the A system inverter 1A is V_A ^*, V command to B system inverter 1B_B ^*And In addition, a proportional compensator is used for each current compensator, and the proportional gain is set to K for each of the current compensators 62A and 62B._1pThe current compensator 66A is K_2pIt is determined. At this time, equations representing control of the A-system control device 6A and the B-system control device 6B are as follows.
[0027]
[Expression 1]

[0028]
[Expression 2]

[0029]
The sum of the formulas (1) and (2) and the difference between the formulas (1) and (2) are calculated as follows.
[0030]
[Equation 3]

[0031]
[Expression 4]

[0032]
In the equations (3) and (4), each variable is replaced as follows.
[0033]
In the formula (3),
[0034]
[Equation 5]

[0035]
In the equation (4),
[0036]
[Formula 6]

[0037]
Where i_m Is the sum of the A-system and B-system inverter currents, corresponding to the current flowing through the motor, i_c Is the difference between the A-system and B-system inverter currents and corresponds to the cross current between the A-system and B-system inverters. Also, V_m ^*Is the sum of the A system and B system inverter voltage commands._c ^*Is the difference between the A-system and B-system inverter voltage commands, and this is considered as the voltage command in the circuit through which the cross current flows. At this time, equations (3) and (4) can be expressed as follows.
[0038]
[Expression 7]

[0039]
[Equation 8]

[0040]
The equation (5) is considered as an equation representing current control for a circuit (referred to as a motor current circuit) for causing a current to flow through an electric motor, and the equation (6) is used for current control for a circuit (referred to as a transverse current circuit) for causing a lateral current to flow. Considering the expression, the image of each control system can be expressed as shown in FIG. Here, the motor current circuit and the cross current circuit correspond to equivalent conversion of the original inverter parallel operation system circuit, and both are collectively referred to as an inverter parallel operation system equivalent circuit.
[0041]
As shown in FIG. 1, the inverter parallel operation system is a system in which two inverters, their control devices, and an electric motor interact, so that it is difficult to grasp the operation as it is, but as an equivalent circuit by an electric motor current circuit and a cross current circuit This makes it easier to understand the operation. Since the effect of the present embodiment will become clearer when expressed on the equivalent circuit, the meaning thereof will be described below on the equivalent circuit.
[0042]
In order to explain the meaning represented by FIG. 4, first, the meaning represented by FIG. 3 will be described. FIG. 3 shows an ideal control state for the inverter parallel operation system, and it can be seen that the motor current circuit and the cross current circuit can be controlled independently. That is, the motor current is controlled by the motor current compensator and the cross current circuit is controlled by the cross current compensator, and there is no interference between the two. As a result, both the motor current and the cross current can be controlled so as to coincide with the control command. In addition, it was described as analysis related to the control method of the inverter parallel operation system on pages 47 to 53 of the SPC-00-45 (June 2000) documented by the Institute of Electrical Engineers of Japan, listed in the prior art. The method can realize the control corresponding to FIG. However, as described in the problem, there is a possibility that the A-system and B-system control apparatuses may interfere with each other in a controllable manner, and there is a high possibility that two-way communication is necessary and noise is mixed. In addition, when noise is mixed, there is a problem that the influence is increased due to mutual interference.
[0043]
FIG. 4 is a diagram showing the control function of the AC motor drive device shown in FIG. 1 on an equivalent circuit. The difference from FIG. 3 is the presence of an interference input from the control system of the electric current circuit to the control system of the cross current circuit. This interference input is expressed by (K_mp-K_cp) (I_m ^*-I_m). Due to this interference input, a control error occurs in the control of the cross current circuit. However, the control on the motor current circuit is not affected. Therefore, if the generated cross current is within an allowable range, the motor current can be controlled according to the control command, so that the purpose of the motor drive device is achieved.
[0044]
The size of the cross current generated by the control error is (K_mp-K_cp) (I_m ^*-I_m)_mpAnd K_cpThe cross current can be reduced by bringing K_mpAnd K_cpAre proportional to the inductance value of the motor current circuit and the inductance value of the cross current circuit, respectively. become. Therefore, actually K_mpAnd K_cpIt is desirable to keep the difference within a range where the cross current falls within the allowable range.
[0045]
Further, for comparison, problems of the prior art described in Japanese Patent No. 2515903 will be described on an equivalent circuit. FIG. 7 shows a conventional control configuration described in Japanese Patent No. 2515903. The same elements as in FIG. 1 are denoted by the same numbers as in FIG. The difference from FIG. 1 is that the control for the A-system inverter 1A is (i_A+ I_B) In the current control only. Specifically, the control for the A-system inverter 1A is i_A And i_B Is added by the adder 63A, and this is multiplied by 1/2 by the coefficient multiplier 13A to obtain the current command value i._i ^*Is calculated by the subtractor 65A, and the voltage compensator VA is compensated to zero by the current compensator 12A._A ^*Is executed. The control for the B-system inverter 1B is the same as in FIG. The proportional gain of the current compensator 12A is K_3pThen, equations representing control for the A-system and B-system inverters are as follows.
[0046]
[Equation 9]

[0047]
[Expression 10]

[0048]
When the sum of the expressions (7) and (8) and the difference between the expressions (7) and (8) are obtained, they are as follows.
[0049]
[Expression 11]

[0050]
[Expression 12]

[0051]
In the equations (9) and (10), each variable is replaced as follows.
[0052]
In the formula (9),
[0053]
[Formula 13]

[0054]
In the equation (10),
[0055]
[Expression 14]

[0056]
At this time, equations (9) and (10) can be expressed as follows.
[0057]
[Expression 15]

[0058]
[Expression 16]

[0059]
Expressions (11) and (12) are represented on an equivalent circuit as shown in FIG. This figure shows the operation of the control of the prior art described in Japanese Patent No. 2515903.
[0060]
In FIG. 5, there is an interference input that enters the control system for the motor current from the control system for the cross current circuit. Since the interference input becomes a disturbance, an error occurs in the control for the motor current with respect to the control command. This error becomes a problem because, for example, an elevator motor may cause an elevator car speed error or car vibration, which affects the ride comfort. The interference input is K_c・ I_cControl gain K_c This cannot be made zero unless is made zero. As described above, when the control function of the prior art described in Japanese Patent No. 2515903 is analyzed on an equivalent circuit, an interference input is generated from the control system for the cross current circuit to the control system for the motor current. Since it acts as a disturbance to the control, there is a problem that an adverse effect such as vibration occurs in the operation of the electric motor.
[0061]
On the other hand, the motor drive apparatus of the embodiment shown in FIG. 1 is controlled as shown in FIG. 4 on the equivalent circuit, and the control system of the motor current circuit has no interference input and can be controlled according to the control command. There is an advantage. In FIG. 4, there is an interference input in the control system of the cross current circuit, but there is no effect on the operation of the motor, and the magnitude can be reduced by adjusting the control gain.
[0062]
The electric motor driving apparatus according to the embodiment shown in FIG. 1 has been described in terms of control characteristics. Next, the mounting characteristics will be described with reference to FIG.
[0063]
First of all, the B-system control device 6B is controllably independent from the A-system control device 6A. As shown in FIG. 1, this is because the B-system controller 6B detects the current detection value i of the B-system inverter 1B._B Therefore, even if the current of the A-system inverter 1A greatly fluctuates due to some influence, the B-system controller 6B can continue to operate stably without being influenced by the fluctuation. On the other hand, from the 47th to 53rd pages of SPC-00-45 (June 2000), the IEEJ Semiconductor Power Conversion Research Materials cited in the prior art, titled Analysis on Control Method of Inverter Parallel Operation System In the described method, both the A system control device and the B system control device use the detected current values of the A system inverter and the B system inverter. For example, if the current of the A system inverter fluctuates greatly due to some influence, As a result, the current of the B-system inverter also fluctuates, and this results in a mutual interference state in which the fluctuation of the current of the A-system inverter is further generated. This possibility is low in the motor driving device shown in FIG.
[0064]
Second, the communication between the control devices is the current detection value i of the B system inverter 1B._B The point which is good with only transmission is mentioned. For example, it was described as analysis related to the control method of the inverter parallel operation system on pages 47 to 53 of the SPC-00-45 (June 2000) document of the Institute of Electrical Engineers of Japan, listed in the prior art. Method, i_A And i_B In this case, since there are two communication paths, there is a problem that the possibility of noise entering the signal increases. In contrast, in the apparatus of FIG._B Only transmission can reduce the possibility of noise. In the above-described prior art, both the A-system control device and the B-system control device need to include a transmitter and a receiver. However, in the apparatus of FIG. 1, the B-system control device includes a transmitter and an A-system control device. It is only necessary to provide a receiver, and the configuration of the communication unit can be simplified, and the number of parts is reduced, so that the reliability can be improved.
[0065]
Third, i between the A system control device 6A and the B system control device 6B._B Is transmitted by a digital signal via the digital signal communication line 11. Thereby, the influence of noise mixing during transmission can be suppressed, and the operation reliability can be improved. Since the receiver in the A-system control device 6A is a receiver with a buffer function, i_B Is transmitted, and the A-system control device 6A_BEven if the timing of fetching is shifted, it can be temporarily stored in the buffer and delivered. FIG. 6 shows an operation sequence of the A system control device 6A and the B system control device 6B. First, the operation sequence of the A-system control device 6A will be described. First, the A-system inverter current detection value i_A Is input from the A / D converter 7A (S1A), and then the B system inverter current detection value i is input._B Are input from the receiver 8A with a buffer function (S2A). And i imported_A And i_B Is used to perform the current control calculation and the voltage command V_A ^*Is obtained (S3A). Finally, the voltage command V_A ^*Thus, PWM control is performed by the PWM controller 9A, and a PWM pulse command is output to the inverter 1A (S4A). The above is the operation sequence of the A-system control device 6A within one control cycle. Therefore, every control cycle i_B If the control cycle is short, i_A And i_B Can be handled as almost synchronized data. The operation sequence of the B-system control device 6B is i with respect to the operation sequence of the A-system control device 6A._B I by the transmitter 10B instead of receiving_B The transmission process of enters. By applying the operation sequence shown in FIG. 6, i between the A-system control device 6A and the B-system control device 6B is obtained._B Each control process can be executed smoothly including the transmission of.
[0066]
Finally, the characteristics of the motor drive device of the embodiment shown in FIG. 1 described above are summarized.
1) Analyzing the function of control on the equivalent circuit, the control system for the motor current circuit can be controlled so as not to enter the disturbance interference input and to match the control command.
2) The B-system control device 6B is controllably independent of the A-system control device 6A, so that mutual interference does not occur and a stable control operation as a system is possible.
3) i from the B system controller 6B to the A system controller 6A_B Therefore, there is less possibility of noise being mixed during transmission, and the apparatus necessary for transmission can be simplified.
4) i from the B system controller 6B to the A system controller 6A_B Is transmitted as a digital signal, the influence of noise mixed during transmission can be reduced.
[0067]
FIG. 2 shows a second embodiment of an AC motor driving apparatus to which the present invention is applied. 2, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same numbers. 2 differs from FIG. 1 in that the current detection signal of the B-system inverter 1B is directly input from the current sensor 5B to the A / D converter 7A of the A-system control device 6A. In this case, an analog signal is transmitted from the current sensor 5B to the A / D converter 7A of the A-system control device 6A, and there is a high possibility that noise will be mixed in, but transmission is performed instantaneously. The dead time delay due to transmission becomes very small and the control stability is improved, so that the control gain can be increased. As a result, the control responsiveness with respect to the electric motor can be improved. The configuration of FIG. 2 can be considered suitable when, for example, high-speed control response is required. In this case, it is necessary to reinforce noise countermeasures on the analog signal line from the current sensor 5B to the A / D converter 7A of the A-system control device 6A.
[0068]
According to the above embodiment, in terms of the control principle, the control gain for the current flowing through the motor and the control gain for the cross current can be made different, and the control system for the motor current has an interference input from the control system for the cross current. Control that does not enter can be realized. Therefore, the current of the motor can be controlled as instructed. Furthermore, since the B system control device is controlly independent of the A system control device in terms of control implementation, in other words, the B system control device is not subject to interference due to the operation of the A system control device. Even if the current of the A-system inverter fluctuates due to the A-system control device, the B-system control device is not affected by this, so mutual interference does not occur, and both the A-system and B-system inverters are stable stably. Can work. In addition, since only one communication path is required between the A-system control device and the B-system control device, it can be made difficult to receive noise.
[0069]
In the embodiment, the configuration by the combination of the induction motor and the interphase reactor has been described. However, even when a three-phase two-winding motor is applied instead, the configuration of the control device is the same and the same effect can be obtained.
[0070]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to stably control a plurality of power converters that supply power to a load while suppressing a cross current with a relatively simple control configuration.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of an electric motor drive device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of an electric motor drive device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an image of a control system on an equivalent circuit for a set parallel operation system of inverters.
FIG. 4 is an image of a control system on an equivalent circuit according to the control configuration of the first embodiment.
FIG. 5 is an image of a control system on an equivalent circuit according to a conventional control configuration.
FIG. 6 is an operation sequence for the electric motor drive device according to the first embodiment.
FIG. 7 is a configuration diagram of a conventional electric motor drive device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1A ... A system inverter, 1B ... B system inverter, 2A ... A system power line, 2B ... B system power line, 3 ... AC motor, 4 ... Interphase reactor, 5A ... A system current sensor, 5B ... B system current sensor, 6A ... A system controller, 6B ... B system controller, 7A, 7B ... A / D converter, 8A ... receiver with buffer function, 9A, 9B ... PWM controller, 10B ... transmitter, 11 ... digital signal communication line , 12A, 62A, 62B, 66A ... current compensator, 13A ... coefficient multiplier, 61A, 61B, 65A ... subtractor, 63A, 67A ... adder, 64A ... coefficient multiplier.

Claims

A first power converter that outputs a first current to a load; a first controller that controls the first power converter;
A second power converter that outputs a second current to the load; a second control device that controls the second power converter;
With
The first control device includes: a first current compensator that compensates so that a deviation between a detected value of the first current and a current command value approaches zero; a detected value of the first current; A second current compensator that compensates for a deviation between the addition value of the detected current value of 2 and twice the current command value to approach zero,
The second control device includes a current compensator that compensates so that a deviation between the detected value of the second current and the current command value approaches zero,
The second power converter is a power conversion system controlled based on only the value of the second current among the detected values of the first and second currents .