JP3810257B2 - 音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、音声機器が出力する音声信号の音質、特に高音域の音質の向上を図り、人間の耳に快適な音声信号を出力する音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法に関するものであり、特にデジタル音声信号をデジタル領域で処理する音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
音声機器、特にデジタル処理を行う機器（例えばアナログ／デジタル・コンバータ、デジタル／アナログ・コンバータ等）又は音声信号記録再生装置（例えばアナログテープレコーダ、ＣＤプレーヤ、ＭＤ記録再生装置等）は、処理又は記録再生を行う音声信号（音響信号又はオーディオ信号とも言う。）の周波数帯域を人間の可聴帯域（例えば、２０Ｈｚから２０ｋＨｚまで）のみに制限している。
しかし、従来人間の可聴帯域は２０ｋＨｚ以下であると考えられていたが、近年、人間は２０ｋＨｚを超える周波数帯域の信号成分も感知し得るということが分かってきた。
上記の機器の出力信号は２０ｋＨｚ以下の周波数帯域の成分しか有していない故に、元々有していた２０ｋＨｚを超える成分を正確に再現することは出来ない。
しかし、機器の出力信号に擬似的な２０ｋＨｚ以上の高周波成分を付加することにより、当該出力信号をより自然な音に近づけることが出来る。
そこで、出力信号に擬似的な高周波成分を付加する種々の音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法が提案されている。
【０００３】
特開平９−３６６８５号公報には、音声アナログ再生信号に対して、再生周波数帯の高音域上限か又は可聴周波数帯域の高音域上限を越える周波数のスペクトルを持つ信号を付加する音声信号再生装置及び音声信号再生方法が開示されている。
以下に、特開平９−３６６８５号公報に記載の従来の音声信号再生装置及び音声信号再生装置について説明する。
図２１は従来の音声信号再生装置のブロック図である。図２１において、２１０１は入力端子、２１０２はバッファアンプ、２１０３はフィルタ回路、２１０４はアンプ、２１０５は検波回路、２１０６は時定数回路、２１０７はノイズ発生器、２１０８はフィルタ回路、２１０９は乗算器、２１１０は加算回路、２１１１は出力端子である。
【０００４】
入力信号である音声信号は入力端子２１０１から入力されてバッファアンプ２１０２に入力される。増幅されたバッファアンプ２１０２の出力信号は分岐されて一方は加算回路２１１０に入力され、他方はハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであるフィルタ回路２１０３に入力される。フィルタ回路２１０３は入力した音声信号のうちの特定の帯域（６ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）の信号を通過させる。増幅器２１０４は、フィルタ回路２１０３の出力信号を適当なレベルにまで増幅する。時定数回路２１０６は、時定数を指定する出力信号を出力する。検波回路２１０５は、増幅器２１０４の出力信号を検波し、検波出力信号を時定数回路２１０６の出力信号に応じた時定数で平滑化し（即ち一定の時定数で遅延させて）出力する。平滑化された出力信号はレベルコントロール信号として乗算器２１０９に入力され、原音声信号に付加するノイズ成分のレベルを調整をする。
【０００５】
ノイズ発生器２１０７は、ランダムなノイズ信号を出力する。ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであるフィルタ回路２１０８は、ノイズ信号を入力して２０ｋＨｚ以上の周波数帯域を通過させる。乗算器２１０９はフィルタ回路２１０８の出力信号を入力し、当該フィルタ回路２１０８の出力信号にレベルコントロール信号を掛け合わて出力する（即ち、増幅率はレベルコントロール信号に比例する。）。
加算回路２１１０は、バッファアンプ２１０２の出力信号と乗算器２１０９の出力信号とを加算し、加算された信号を出力端子２１１１より出力する。
以上のように、原音声信号の高域音の出力レベルに比例したランダムノイズを原音声信号に付加することで高音域を拡大している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、以下に示す問題点を有していた。
自然界に存在する音声信号（例えば楽器の音）は、一般的に可聴帯域の信号レベルが大きい時に（同じ時刻において）可聴帯域を超える高周波成分の信号レベルも大きく、反対に可聴帯域の信号レベルが小さい時に可聴帯域を超える高周波成分の信号レベルも小さい。従って、特開平９−３６６８５号公報に記載の従来の音声信号再生装置の出力信号、即ち一定時間遅延した高周波成分を加えた出力信号は、生の音の持つ自然さに不足していた。
【０００７】
又、上記の従来の音声信号再生装置においては、入力信号の一定の帯域に含まれる成分の出力レベルのみに依存したレベルの高周波成分を出力信号に付加するが、異なる音源が出力する音声信号のスペクトルの周波数分布は、互いに異なる場合がある。入力信号の音の性質にかかわらず、一定の帯域に含まれる入力信号の成分のレベルのみに基づいて入力信号に一律に一定のレベルの高周波成分を付加することは、必ずしも入力信号をより自然な音に近づけず、場合によっては却って音質を劣化させる恐れもある。
例えば、正弦波の様な単一のスペクトルを有する信号が入力された場合も上記の従来の音声信号再生装置においてはランダムノイズが付加される故に、信号劣化が発生するという問題点を有していた。
【０００８】
又、上記の従来の音声信号再生装置は、アナログ回路により構成されている故に、回路を構成する部品のばらつき又は温度特性によりその性能のばらつきが発生するという問題点を有していた。
又、上記の従来の音声信号再生装置は、アナログ回路により構成されている故に当該音声信号再生装置による音声信号の処理を繰り返すと音質劣化が発生するという問題点を有していた。
また、上記の従来の音声信号再生装置は、アナログ回路により構成されている故に構成部品であるフィルタの精度を向上させようとすると回路規模が大きくなりコスト増加につながるという問題点を有していた。
【０００９】
本発明は上記従来の問題点を解決する音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
本発明は、入力信号（原音声信号）の音の性質に応じた高周波成分を付加することにより、種々の性質の音声信号について原音声信号からより自然な音声信号を生成し出力する音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。例えば、正弦波を入力しても信号劣化が発生しない音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
【００１０】
又、本発明は、デジタル部品で回路を構成することにより、又デジタル処理を行うことにより、回路を構成する部品のばらつき又は温度特性により性能のばらつきが発生しない音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
又、本発明は、当該音声信号再生装置による音声信号の処理を繰り返しても音質劣化が発生しない音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
更に、構成している高精度のフィルタを採用してもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない、音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
又、本発明は、小さな回路規模の構成により上記の目的を達成する音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に記載の発明は、入力した帯域Ａ（Ａは任意の帯域）の音声信号を２倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリングし且つ折り返し雑音を除去する低域通過フィルタと、時間ＴＢを単位として前記低域通過フィルタの出力信号を区切り、時間ＴＢ（ＴＢは任意の値）毎の前記低域通過フィルタの出力信号の前記帯域Ａ内でのスペクトルを解析し、解析の結果を示す解析結果信号を出力するスペクトル解析手段と、前記低域通過フィルタの出力信号を入力し、非線形処理をした出力信号を出力する非線形手段と、ガウス分布と釣鐘型分布との間の任意の分布の確率密度分布を有する出力信号を生成するディザ生成手段と、前記帯域Ａの信号成分を減衰させ、前記帯域Ａより高域の周波数帯域である帯域Ｂ（Ｂは帯域Ａより高域の任意の帯域）の信号成分を通過させる第１のフィルタと、前記帯域Ａの信号成分を通過させ、かつ前記帯域Ｂの信号成分を減衰させ、前記帯域Ｂの信号成分を減衰させるときの周波数特性を前記解析結果信号に応じて１／ｆ特性（ｆは周波数）から１／ｆ２特性までの間の領域において変化させる第２のフィルタとを有し、前記非線形手段の出力信号及び前記ディザ生成手段の出力信号を入力し前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタに通すフィルタ手段と、前記解析結果信号に応じて前記フィルタ手段の出力信号の出力レベルを制御するレベル制御手段と、前記レベル制御手段により制御された前記フィルタ手段の出力信号を前記低域通過フィルタの出力信号に加算し、加算信号を出力する加算手段と、を具備することを特徴とする音声帯域拡張装置である。
【００１２】
本発明は、スペクトル解析手段の解析結果に基づいて、入力手段に非線形手段の出力信号及びディザ生成手段の出力信号を適切なレベル及び適切な周波数特性で加算する。
これにより、入力信号のスペクトル分布に応じたスペクトル分布の高周波成分を加算する故に、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００１３】
「帯域Ａ」の値は任意である。例えば帯域Ａは２０ｋＨｚ以下の帯域である。
「時間ＴＢ」の値は任意である。例えば時間ＴＢは２０４８／（４４．１ｋＨｚ×２）＝２３ｍｓである（サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、オーバーサンプリング率ｐ＝２、スペクトル解析のサンプリングデータ数を２０４８個とする）。
「帯域Ｂ」の値は任意である。例えば帯域Ｂは２０ｋＨｚから４０ｋＨｚの帯域である。
「ディザ生成手段」は、ランダム又はランダムに近い信号の発生手段を意味する。
「確率密度分布」は、振幅レベルを横軸とし各振幅レベルの発生頻度を縦軸とする離散値グラフを言う。時間ＴＢは、ディザ生成手段の出力信号が無限のサンプル数での確率密度分布にほぼ近づく程度に十分長い時間であることが好ましい。
「ガウス分布と釣鐘型分布との間の分布」とは、確率密度分布を示すグラフ上で、ガウス分布と釣鐘型分布との間の領域（ガウス分布及び釣鐘型分布を含む。）に当該分布曲線がほぼ含まれている分布を言う。
好ましくは、分布はガウス分布に近い釣鐘型分布（ベル型分布）である。
【００１４】
「非線形手段」は、入力信号を一定の非線形回路に通して高周波成分を発生させる手段を意味する。
「非線形手段」の伝達関数は任意である。好ましくは、非線形手段は全波整流回路又は半波整流回路である。
入力信号ｓｉｎｘを入力した全波整流回路である非線形手段の出力信号は、下記の通りである。
【００１５】
【数式１】
【００１６】
同様に、入力信号ｓｉｎｘを入力した半波整流回路である非線形手段の出力信号は、下記の通りである。
【００１７】
【数式２】
【００１８】
「１／ｆ特性（ｆは周波数）から１／ｆ２特性までの間の領域において」とは、周波数特性を示す座標上で、１／ｆ特性（ｆは周波数）と１／ｆ２特性との間の領域（１／ｆ特性及び１／ｆ２特性を含む。）に当該周波数特性がほぼ含まれている特性を言う。
「周波数特性を変化させる」構成は、例えば１／ｆ特性のフィルタと１／ｆ２特性のフィルタとを二者択一的にスイッチする構成であってもよく、例えば１／ｆ特性のフィルタの出力信号と１／ｆ２特性のフィルタの出力信号との加算比率をすこしずつ変化させる構成であってもよい。
【００１９】
「フィルタ手段」は、例えば前記非線形手段の出力信号及び前記ディザ生成手段の出力信号をそれぞれフィルタに通し、それぞれのフィルタの出力信号を別個に出力しても良いし、例えば入力した前記非線形手段の出力信号及び前記ベル型ディザ生成手段の出力信号を加算した後フィルタに通し、加算された出力信号を出力しても良い。
前者は前記非線形手段の出力信号が通過するフィルタの特性と前記ディザ生成手段の出力信号が通過するフィルタの特性とを別個独立に決定出来る故に、入力信号のスペクトル分布に、より適合したスペクトル分布を有する高周波成分を付加することが出来る。
一方、後者は前記非線形手段の出力信号と前記ディザ生成手段の出力信号とをまとめてフィルタに通す故に、回路規模が小さくなり、且つ周波数特性制御及びレベル制御を、より簡素化することが出来る。
【００２０】
フィルタ手段は、入力信号を第１のフィルタに通した後第２のフィルタに通す構成でも良く、入力信号を第２のフィルタに通した後第１のフィルタに通す構成でも良い。又、第１のフィルタと第２のフィルタとの間に他の構成要素（例えばレベル制御手段等）を介在させても良い。又、第１のフィルタと第２のフィルタが分離できない様に一体化されていても良い。
【００２１】
「レベル制御手段」は、加算手段によって加算されるそれぞれの出力信号のレベルを結果として制御すれば良い。例えば、非線形手段の入力信号、非線形手段の出力信号若しくはフィルタ手段の入力信号、ディザ生成手段の出力信号若しくはフィルタ手段の入力信号、又はそれぞれのフィルタ手段の出力信号のレベルを制御する手段を含む。
【００２２】
本発明の請求項２に記載の発明は、
前記レベル制御手段が、前記フィルタ手段の出力信号の中の前記非線形手段の出力信号に基づく成分と、前記フィルタ手段の出力信号の中の前記ディザ生成手段の出力信号に基づく成分とをそれぞれ別個にレベル制御することを特徴とする請求項１に記載の音声帯域拡張装置である。
【００２３】
本発明は、スペクトル解析手段の解析結果に基づいて、入力手段に非線形手段の出力信号及びディザ生成手段の出力信号をそれぞれ別個に適切にレベル制御する。
これにより、入力信号のスペクトル分布に応じたスペクトル分布の高周波成分を加算する故に、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００２４】
「別個にレベル制御する」とは、別個にレベル制御することが出来れば良い。例えば連動させてレベル制御することと別個にレベル制御することをユーザが選択可能な音声帯域拡張装置、又は入力された音声信号に応じて連動させてレベル制御することと別個にレベル制御することを自動的に選択する音声帯域拡張装置を含む。
【００２５】
本発明の請求項３に記載の発明は、
前記第１のフィルタが前記帯域Ｂを通過帯域に含む帯域通過フィルタ又は高域通過フィルタであって、その低域側の遮断周波数又は遮断周波数特性の少なくともいずれか一方を前記解析結果信号に応じて切り換えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の音声帯域拡張装置である。
【００２６】
本発明は、スペクトル解析手段の解析結果に基づいて、第１のフィルタの低域遮断周波数又は遮断周波数特性の少なくともいずれか一方を制御することにより、帯域Ａの入力信号とこれに付加する帯域Ｂの高周波成分とが接するポイント（帯域Ａと帯域Ｂが接する周波数。例えば２０ｋＨｚである。）でのそれぞれの周波数成分のレベルの大きさ及び接するポイントを挟んだそれぞれの周波数分布（スペクトルアナライザによりフーリエ展開をした結果である、周波数軸を横軸とし周波数成分のレベルを縦軸とするグラフ上での傾き。）のつなぎを滑らかにすることが出来る。
これにより、スペクトル分布が例えば２０ｋＨｚを超えて自然に延びる周波数特性を有する出力信号を生成することが出来る故に、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００２７】
好ましくは、その低域側の遮断周波数及び遮断周波数特性の両方を前記解析結果信号に応じて切り換える。両方を切り換えることにより、両者が接するポイントでの周波数特性の乱れ（当該ポイントでスペクトル（周波数成分）が極大値（又は極小値）を取る等）を抑えることが出来、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００２８】
本発明の請求項４に記載の発明は、
前記第１のフィルタは前記帯域Ａと前記帯域Ｂを通過帯域に含み、前記第１のフィルタの出力信号に含まれる前記帯域Ａの成分のエネルギーレベルと前記第１のフィルタの出力信号に含まれる前記帯域Ｂの成分のエネルギーレベルとの比が一定の値に近づく様に、前記第１のフィルタの特性が変化することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかの請求項に記載の音声帯域拡張装置である。
【００２９】
本発明は、前記帯域Ａの成分のエネルギーレベルと前記帯域Ｂの成分のエネルギーレベルとの比が一定の値に近づく様に、第１のフィルタの周波数特性を制御する。
例えば、帯域Ａの入力信号とこれに付加する帯域Ｂの高周波成分とが接するポイントでのそれぞれの周波数成分のレベルの大きさを一致させるようにレベル制御を行い、且つ前記帯域Ａの成分のエネルギーレベルと前記帯域Ｂの成分のエネルギーレベルとの比が一定の値に出来るだけ近づく様に第１のフィルタの周波数特性を変化させる。
これにより、本発明は、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００３０】
本発明の請求項５に記載の発明は、
前記非線形手段、前記ディザ生成手段、前記フィルタ手段、前記レベル制御手段又は前記加算手段は、前記非線形手段の出力信号に基づく前記加算信号の成分と前記ディザ生成手段の出力信号に基づく前記加算信号の成分との前記帯域Ａ又は前記帯域Ｂの少なくともいずれか一方におけるエネルギーレベルの比を前記解析結果信号に応じて変化させることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの請求項に記載の音声帯域拡張装置である。
【００３１】
本発明は、前記非線形手段の出力信号に基づく成分と前記ディザ生成手段に基づく成分との帯域Ａ（又は帯域Ｂ、又は帯域Ａ及びＢ）におけるエネルギーレベルの比を解析結果信号に応じて変化させる。
例えば、帯域Ａに含まれる２個の周波数帯域である低周波帯域及び高周波帯域での入力信号のエネルギーレベルを解析する（スペクトル解析手段による解析）。
次に、非線形手段の出力信号とディザ生成手段の出力信号とを加算した信号の２個の帯域（低周波帯域及び高周波帯域）でのエネルギーレベルの比が、上記入力信号のエネルギーレベルの比に一致する様に、前記非線形手段の出力信号と前記ディザ生成手段の出力信号との加算比率を変化させる。
【００３２】
このように加算比率を制御された非線形手段の出力信号及びディザ生成手段の出力信号の帯域Ｂの周波数成分を入力信号に加算する。
これにより、本発明は、入力信号のスペクトル分布を類似するスペクトル分布の擬似信号を生成することが出来、当該擬似信号の高周波成分を入力信号に加えることにより、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施例について図面とともに記載する。
《実施例１》
図１は本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のブロック図を示す。
図１において、１０１は入力端子、１０２はオーバーサンプリング型ＬＰＦ（オーバーサンプリング型低域通過フィルタ）、１０３はスペクトル解析回路、１０４は非線形回路、１０５はディザ発生回路、１０６はフィルタ、１０７はフィルタ、１０８はレベル制御回路、１０９はレベル制御回路、１１０は加算回路、１１１は加算回路、１１２は出力端子、１１３は遅延回路である。
【００３４】
実施例１の音声帯域拡張装置は、２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ（帯域Ａに相当する。）の帯域の入力信号に、２０ｋＨｚ〜４０ｋＨｚ（帯域Ｂに相当する。）の高周波成分を付加することにより、より自然な響きを有する音声信号を出力する。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
【００３５】
実施例１の音声帯域拡張装置の入力信号のスペクトル強度の周波数特性を図２に、出力信号のスペクトル強度の周波数特性を図３に模式的に示す。
音声帯域拡張装置は、入力された音声デジタル信号（図２）に拡張信号（帯域Ｂの高周波成分）を、スペクトル特性上で滑らかにつながるように加算している（図３）。即ち、本実施例の音声信号帯域拡張装置から出力されるデジタル信号のスペクトルは、入力されたデジタル信号の帯域Ａ内の最高周波数でのスペクトル２０と、加算された拡張信号の帯域Ｂ内の最低周波数でのスペクトル２１とを一致させた後、帯域Ｂのスペクトルの傾斜２２を帯域Ａ内のスペクトルの傾斜と同じくして連続させている。
【００３６】
入力端子１０１を通じてデジタル音声信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１に入力された信号を入力し、入力信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数ｆｓの２分の１以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
【００３７】
本実施例においては、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２はオーバーサンプリング率ｐ＝２（ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ）である。即ち、入力信号を周波数２ｆｓ＝８８．２ｋＨｚでオーバーサンプリングする。
例えば実施例の音声帯域拡張装置の後にデジタルアナログ変換装置を接続して、デジタルアナログ変換した音声信号を出力する場合等においては、もっと大きな値であるオバーサンプリング率ｐを採用してもよい（例えばｐ＝６４）。このような場合、拡張される音声信号の帯域Ｂはｆｓ／２〜ｐｆｓ／２よりも狭く、例えばｆｓ／２〜ｆｓである。
高域をカットしたオーバーサンプリング信号は、遅延回路１１３、スペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４に伝送される。
【００３８】
スペクトル解析回路１０３は、高域をカットしたオーバーサンプリング信号を入力し、そのスペクトルを解析し、解析結果信号を出力する。解析結果信号は、フィルタ１０６及び１０７、レベル制御回路１０８及び１０９に伝送される。
非線形回路１０４は、高域をカットしたオーバーサンプリング信号を入力し、入力信号を非線形処理して高周波成分を含む信号を出力する。非線形回路１０４の出力信号は、フィルタ１０６に入力される。
【００３９】
フィルタ１０６は、非線形回路１０４の出力信号と解析結果信号とを入力し、解析結果信号に基づいて選択されたフィルタに非線形回路１０４の出力信号を通す。
具体的には、フィルタ１０６は、非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の周波数成分をカットし（ハイパスフィルタ）、且つスペクトル解析回路１０３の出力信号（解析結果信号）に基づいてｆｓ／２以上の帯域において非線形回路１０４の出力信号を１／ｆ特性又は１／ｆ２特性のフィルタ（低域通過フィルタ）に通して出力する。
レベル制御回路１０８は、フィルタ１０６の出力信号と解析結果信号とを入力し、解析結果信号に基づいて選択された増幅率でフィルタ１０６の出力信号を増幅する。
【００４０】
ディザ発生回路１０５は、ベル分布型（釣鐘型）の確率密度を有するノイズ信号（ベル型ディザ信号）を発生する。
フィルタ１０７は、ノイズ信号と解析結果信号とを入力し、解析結果信号に基づいて選択されたフィルタにノイズ信号を通す。
具体的には、フィルタ１０７はディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の周波数成分をカットし（ハイパスフィルタ）、且つスペクトル解析回路１０３の出力信号（解析結果信号）に基づいてｆｓ／２以上の帯域においてディザ発生回路１０５の出力信号を１／ｆ特性又は１／ｆ２特性のフィルタ（低域通過フィルタ）に通して出力する。
レベル制御回路１０９は、フィルタ１０７の出力信号と解析結果信号とを入力し、解析結果信号に基づいて選択された増幅率でフィルタ１０７の出力信号を増幅する。
【００４１】
加算回路１１０は、レベル制御回路１０８及び１０９の出力信号を入力し、加算し、加算結果を出力する。
遅延回路１１３は、高域をカットしたオーバーサンプリング信号を入力し、遅延させて出力する。高域をカットしたオーバーサンプリング信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を通って加算器１１１に入力される経路と、高域をカットしたオーバーサンプリング信号が遅延回路１１３を通って加算器１１１に入力される経路との遅延時間が等しくなる様に、遅延回路１１３における遅延時間が設定されている。
【００４２】
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算器１１０の出力信号とを加算し、加算結果を出力する。
出力端子１１２は、加算器１１１の加算結果を出力する。
上記の様に、本実施例の音声帯域拡張装置は、入力信号の持つ帯域以上のスペクトルを持つ高周波を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させた高周波成分を入力信号に付加することで音声帯域を拡張する。
【００４３】
以下、個々のブロックを詳細に説明する。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２（実施例においてはｐ＝２）は、オーバーサンプリング回路とデジタル低域通過フィルタとを有する。
最初に、オーバーサンプリング回路は、サンプリング周期ＴＳ／２（＝１／（２ｆｓ））で入力信号とゼロデータとを交互に出力することにより、サンプリング周波数２ｆｓを有する音声デジタル信号を生成する。
【００４４】
次に、サンプリング周波数２ｆｓを有する音声デジタル信号をデジタル低域通過フィルタに通す。デジタル低域通過フィルタは、
（ａ）周波数０〜０．４５ｆｓの通過帯域と、
（ｂ）周波数０．５４ｆｓ〜ｆｓの阻止帯域と、
（ｃ）周波数ｆｓ以上で６０ｄＢ以上の減衰量とを
有している。デジタル低域通過フィルタは、入力音声デジタル信号を低域通過ろ波し、上記オーバーサンプリング処理により発生した折り返し雑音を除去する。
以上の構成により、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力信号を２倍の周波数でオーバーサンプリングし、且つ実質的に入力音声デジタル信号の持つ有効な帯域（周波数０〜０．４５ｆｓ）のみを通過させる。
【００４５】
図４は、実施例１におけるスペクトル解析回路１０３の構成を示す。
スペクトル解析回路１０３はＦＦＴ回路（ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ回路）４１と、データ選択回路４２と、重み付け加算回路４３とを具備する。
ＦＦＴ回路４１は、ＦＦＴ演算法を用いて、入力される音声デジタル信号を高速フーリエ変換処理する。例えば周波数分解能数が１０２４であれば２０４８個毎のデータに基づいて、即ちスペクトル解析の単位時間ＴＢ＝２０４８／（ｐ・ｆｓ）＝２０４８／（２×４４．１ｋＨｚ）＝２３．２ｍｓ毎に各１０２４個のスペクトル強度を演算してデータ選択回路４２に出力する（サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ。オーバーサンプリング率ｐ＝２）。
【００４６】
次いで、データ選択回路４２は、入力される周波数ｆｓ／１０２４毎のスペクトル強度に基づいて、例えば周波数ｆｓ／４〜１．２６ｆｓ／４（１１ｋＨｚ〜１３．９ｋＨｚ）の帯域に該当するスペクトル強度のデータ、周波数１．２６ｆｓ／４〜１．５９ｆｓ／４（１３．９ｋＨｚ〜１７．５ｋＨｚ）の帯域に該当するスペクトル強度のデータ、及び周波数１．５９ｆｓ／４〜２ｆｓ／４（１７．５ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ）の帯域に該当するスペクトル強度のデータを選択的に抽出して重み付け加算回路４３に出力する。
１．２６＝２の３乗根、１．５９＝（２の３乗根）の２乗である。
【００４７】
重み付け加算回路４３は、抽出された各スペクトル強度のデータに所定の重み付け係数を掛け、掛け合わせた結果の各データを加算することにより、入力される音声デジタル信号の周波数ｆｓ／４〜１．２６ｆｓ／４（１１ｋＨｚ〜１３．９ｋＨｚ）の帯域全体のスペクトル強度（エネルギーレベル）Ｌ１、周波数１．２６ｆｓ／４〜１．５９ｆｓ／４（１３．９ｋＨｚ〜１７．５ｋＨｚ）の帯域全体のスペクトル強度（エネルギーレベル）Ｌ２、及び周波数１．５９ｆｓ／４〜２ｆｓ／４（１７．５ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ）の帯域全体のスペクトル強度（エネルギーレベル）Ｌ３を算出し出力する。
この３個の帯域のスペクトル強度Ｌ１、Ｌ２及びＬ３の大きさ及び比率に基づいて、フィルタ１０６及び１０７並びにレベル制御回路１０８及び１０９が制御される。
【００４８】
Ｌ２／Ｌ１及びＬ３／Ｌ２を計算する。この計算結果を、４個の減衰カーブ（スペクトル強度の周波数分布のことである。高周波ほどスペクトル強度は減衰する。）、即ち非線形回路１０４の出力信号である数式１（又は数式２）に−６ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（後述するフィルタ１０６の第１の周波数特性）、数式１（又は数式２）に−１２ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（後述するフィルタ１０６の第２の周波数特性）、ディザ発生回路１０５の出力信号（図１０）に−６ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（後述するフィルタ１０７の第１の周波数特性）、及びディザ発生回路１０５の出力信号に−１２ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（後述するフィルタ１０７の第２の周波数特性）の、同じ帯域（ｆｓ／４〜１．２６ｆｓ／４の帯域、１．２６ｆｓ／４〜１．５９ｆｓ／４の帯域、及び１．５９ｆｓ／４〜２ｆｓ／４の帯域）でのそれぞれのスペクトル強度の比率（Ｌ２／Ｌ１及びＬ３／Ｌ２に相当する値）と比較する。
【００４９】
スペクトル解析回路１０３は、当該４個の減衰カーブのスペクトル強度の比率（Ｌ２／Ｌ１及びＬ３／Ｌ２に相当する値）を記憶している。
スペクトル解析回路１０３は、上記の４個の減衰カーブの中で、最もＬ２／Ｌ１及びＬ３／Ｌ２に近い減衰カーブを選択し、当該減衰カーブを有する出力信号（非線形回路１０４又はディザ発生回路１０５）を出力するように制御する。
３個の帯域のスペクトル強度を比較することにより、４個の減衰カーブの中から、入力信号のスペクトル強度の減衰カーブの１次微分特性及び２次微分特性に近似した最適の減衰カーブを選択することが出来る。
又、帯域Ａ（入力信号の帯域）と帯域Ｂ（付加する高周波成分の帯域）の接点（例えば２０ｋＨｚ）での入力信号のスペクトル強度と、当該接点での選択された出力信号（非線形回路１０４又はディザ発生回路１０５の出力信号）のスペクトル強度とが、一致する様にレベル制御回路１０８又は１０９の増幅率を制御する。
【００５０】
スペクトル解析回路１０３が、非線形回路１０４の出力信号に−６ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブの採用を決定した場合を例示する。スペクトル解析回路１０３は、非線形回路１０４の出力信号がフィルタ１０６の−６ｄＢ／ｏｃｔのフィルタを通過するように制御し、且つ加算器１１１において２０ｋＨｚでの入力信号のスペクトル強度とフィルタ１０６の出力信号のスペクトル強度とが一致する様にレベル制御回路１０８の増幅率を制御する。
レベル制御回路１０９の増幅率を０に制御する。
【００５１】
上記の実施例においては、４個の減衰カーブの中から最適の減衰カーブを択一的に選択するが、他の実施例の音声帯域拡張装置においては、非線形回路１０４の出力信号及びディザ発生回路１０５の出力信号を４個の減衰カーブのフィルタに通す。４個のフィルタの出力信号にそれぞれ適切な係数を掛けた後、加算する（加算信号を生成する）。上記の４個の係数は、加算信号が入力信号の減衰カーブに近似した周波数特性を有するように決められる。
当該加算信号（高周波成分を有する。）を入力信号に付加することにより、音声帯域拡張装置は自然な印象を与える出力信号を出力する。
【００５２】
例えば、図１において、スペクトル解析回路１０３は、非線形回路１０４の出力信号がフィルタ１０６の−６ｄＢ／ｏｃｔのフィルタを通過するように制御し、ディザ発生回路１０５の出力信号がフィルタ１０７の−１２ｄＢ／ｏｃｔのフィルタを通過するように制御し、合成された高周波成分の減衰カーブが入力信号の減衰カーブに近似する様に且つ加算器１１１において２０ｋＨｚでの入力信号のスペクトル強度と付加される高周波成分のスペクトル強度とが一致する様にレベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれの増幅率を制御する。
【００５３】
図５は、他の実施例のスペクトル解析回路の構成を示すブロック図である。
図５のスペクトル解析回路は、高域通過フィルタ５１と、絶対値演算回路５２と、低域通過フィルタ５３と、減算器５４と、低域通過フィルタ５５と、絶対値演算回路５６と、低域通過フィルタ５７と、判定回路５８とを備えている。
図５において、図１のオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２で低域通過ろ波された音声デジタル信号は、高域通過フィルタ５１及び、減算器５４に入力される。
高域通過フィルタ５１は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２（１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ）の帯域成分のみを通過させるように高域通過ろ波した後、高域通過ろ波後の信号を絶対値演算回路５２に入力する。
【００５４】
絶対値演算回路５２は、高域通過フィルタ５１の出力信号を入力し、全波整流し、整流された信号を出力する。
低域通過フィルタ５３は、整流された信号を入力し、時間積分を行って平滑された信号ｙａｈを出力する。平滑された信号ｙａｈは、入力された音声デジタル信号の周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２（１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ）の帯域におけるスペクトル強度を示す。スペクトル強度を示す信号ｙａｈは、判定回路５８に入力される。
一方、減算器５４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、高域通過フィルタ５１の出力信号を減算した後、減算結果の信号を出力する。
【００５５】
低域通過フィルタ５５は、減算結果を入力し、周波数０〜ｆｓ／４（０〜１１ｋＨｚ）の帯域の成分を通過させ出力する。
絶対値演算回路５６は、上記抽出した周波数０〜ｆｓ／４の帯域の成分を入力し、整流し出力する。
低域通過フィルタ５７は、整流された信号を入力し、時間積分を行って平滑された信号ｙａｌを出力する。平滑された信号ｙａｌは、入力された音声デジタル信号の周波数０〜ｆｓ／４（０〜１１ｋＨｚ）の帯域におけるスペクトル強度を示す。スペクトル強度を示す信号ｙａｌは、判定回路５８に入力される。
【００５６】
そして、判定回路１４０８は、入力された音声デジタル信号の周波数０〜ｆｓ／４におけるスペクトル強度ｙａｌと、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度ｙａｈを比較して、以下のようにフィルタ１０６及び１０７並びにレベル制御回路１０８及び１０９を制御する。
（ａ）スペクトル強度ｙａｌが所定の閾値レベル以上でかつスペクトル強度ｙａｈが上記閾値レベル未満であるとき、又は、
（ｂ）スペクトル強度ｙａｌが所定の閾値レベル未満でかつスペクトル強度ｙａｈが所定の閾値レベル以上であるとき、
レベル制御回路１０８及び１０９の増幅率を０にする。即ち、非線形回路１０４及びディザ発生回路１０５の出力信号は入力信号に加算されない。
【００５７】
一方、上記（ａ）及び（ｂ）以外の時は、レベル制御回路１０８及び１０９の増幅率を０以外の値にし、非線形回路１０４及びディザ発生回路１０５の出力信号をオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号に加算する。
即ち、入力された音声デジタル信号が、周波数０〜ｆｓ／４の帯域、並びに周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域の２つの帯域においてそれぞれ所定の閾値以上のスペクトル強度を有するとき、非線形回路１０４及びディザ発生回路１０５の出力信号が入力信号に加算されて、入力された音声デジタル信号の帯域が拡張される。
【００５８】
一方、スペクトル強度ｙａｌが所定の閾値レベル以上で、かつスペクトル強度ｙａｈが所定の閾値レベル未満であれは、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域成分が実質的に存在しないため、帯域拡張しない方が周波数スペクトル分布が自然である。又、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域成分が実質上存在しないことは、入力された音声デジタル信号がｆｓ／４以下の帯域の単一スペクトルの信号又は意図的に発生された非楽音信号であると判断出来る。
そこで、このような場合は、上述のようにレベル制御回路１０８及び１０９の増幅率を０にする。
【００５９】
又、スペクトル強度ｙａｌが所定の閾値レベル未満でかつスペクトル強度ｙａｈが所定の閾値レベル以上の場合は、基本波成分がなく高調波成分のみであると考えられる。即ち、入力された音声デジタル信号が楽音ではなく高域の単一スペクトルの音又は意図的に発生された非楽音であると判断する。
そこで、このような場合は、上述のようにレベル制御回路１０８及び１０９の増幅率を０にする。
これにより、単一スペクトルの信号又は非楽音信号を検出したとき、音声帯域拡張装置は図２の入力信号をそのまま出力する。
【００６０】
上記（ａ）及び（ｂ）以外の時は、ｙａｈ／ｙａｌの比率に基づいて、４個の減衰カーブ（スペクトル強度の周波数分布）の中から最適の減衰カーブを選択する。即ち非線形回路１０４の出力信号である数式１（又は数式２）に−６ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（フィルタ１０６）、数式１（又は数式２）に−１２ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（フィルタ１０６）、ディザ発生回路１０５の出力信号に−６ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（フィルタ１０７）、及びディザ発生回路１０５の出力信号に−１２ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（フィルタ１０７）の中で、ｙａｈ／ｙａｌの比率に最も近似した周波数特性を有する減衰カーブを選択する。
判定回路５８は、当該４個の減衰カーブのスペクトル強度の比率（ｙａｈ／ｙａｌに相当する値）を記憶している。
【００６１】
判定回路５８は、上記の４個の減衰カーブの中で、最もｙａｈ／ｙａｌに近い減衰カーブを選択し、当該減衰カーブを有する出力信号（非線形回路１０４又はディザ発生回路１０５）を出力するように制御する。
即ち、判定回路５８は、例えばディザ発生回路１０５の出力信号が選択された場合は、加算器１１１において２０ｋＨｚでの入力信号のスペクトル強度と付加される高周波成分のスペクトル強度とが一致する様にレベル制御回路１０９の増幅率を制御し、非線形回路１０４の出力信号を増幅するレベル制御回路１０８の増幅率を０に制御する。
【００６２】
以上の実施例においては、スペクトル解析回路６において２つの帯域のスペクトル強度を演算して、入力された音声デジタル信号が単一のスペクトル又は非楽音信号である否かを判断している。
同様に、実施例１のスペクトル解析回路１０３において３個の帯域の各スペクトル強度を演算して、入力された音声デジタル信号が単一のスペクトル又は非楽音信号であるか否かを判断することが出来る。
以上の実施例においては、音声信号帯域拡張装置を、ハードウエアのデジタル信号処理回路で構成しているが、本発明はこれに限らず、例えば、図１、図４又図５の構成を信号処理プログラムでソフトウエアにより実現することも出来る。又、当該信号処理プログラムをＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）によりハードウエアで実行してもよい。
【００６３】
非線形回路１０４は、非線形の入出力特性を有し、入力されるオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号に対して非線形処理を実行することにより音声デジタル信号を歪ませて高調波成分を発生させ、高調波成分を有する音声デジタル信号を出力する。
非線形処理回路１０４の構成を図６に例示する。
図６において、非線形回路１０４は、絶対値演算回路６１と、ＤＣオフセット除去回路６２とを具備する。ＤＣオフセット除去回路６２は、減算器６３と、平均化回路６４と、１／２乗算器６５と、遅延回路６６とを具備する。
【００６４】
絶対値演算回路６１は、入力された音声デジタル信号に対して、例えば全波整流処理などの非線形処理を実行した後、非線形処理後の音声デジタル信号を遅延回路６６及び平均化回路６４に出力する。
絶対値演算回路６１は、正の振幅を有する信号をそのまま出力する一方、負の振幅を有する信号を負の振幅と同一の絶対値を有する正の振幅に変換して出力する。そのため、負の振幅を有する信号はゼロレベルを境にして正側に折り返されるところで高調波成分が発生する。
例えば、入力信号ｓｉｎｘを入力した全波整流回路である絶対値演算回路６１の出力信号は、上記の数式１で表される。同様に、入力信号ｓｉｎｘを入力した半波整流回路である絶対値演算回路６１の出力信号は、上記の数式２で表される。
【００６５】
平均化回路６４は絶対値演算回路６１の出力信号を入力して平滑化し、出力する。平均化回路６４は、サンプリング周波数ｆｓに比較して非常に低い遮断周波数、例えば０．００１ｆｓ程度（ｆｓ＝４４．１ｋＨｚとすると、２．３ｍｓ程度）の遮断周波数を有する低域通過フィルタを有する。
具体的には、平均化回路６４はサンプリング周期（Ｔｓ＝１／ｆｓ＝１／４４．１ｋＨｚ）に比較して十分に長い期間（例えば０．００１ｆｓ程度の期間）における絶対値演算回路６１の出力信号の振幅の平均値を演算し、当該平均値を出力する。
【００６６】
１／２乗算器６５は当該平均値を入力し、当該平均値の１／２を乗算して、乗算結果の値を出力する。１／２乗算器６５の出力信号は、絶対値演算回路６１の出力信号のＤＣオフセット量に相当する。１／２乗算器６５の出力信号は、減算器６３に入力される。
遅延回路６６は、絶対値演算回路６１の出力信号を入力して、遅延し、出力する。絶対値演算回路６１の出力信号が平均化回路６４及び１／２乗算器６５を経由して減算器６３に入力される経路の処理時間と、絶対値演算回路６１の出力信号が遅延回路６６を経由して減算器６３に入力される経路の遅延時間とが一致する様に、遅延回路６６の遅延時間が設定されている。
減算器６３は、絶対値演算回路６１の出力信号から１／２乗算器６５の出力信号を減算することにより、絶対値演算回路６１の出力信号のＤＣオフセットを除去し、減算結果を出力する。
実施例においては非線形回路１０４の構成に絶対値演算回路６１を用いたが、正の振幅を持つ信号のみを通過させ、負の振幅を持つ信号をゼロにする回路にしても同様の効果が得られる。
【００６７】
入力端子１０１に入力されるデジタル音声信号はゼロレベルを基準とした信号である故に（ＤＣ成分を含まない。）、出力端子１１２から出力される信号もＤＣ成分を含まないようにしている。
非線形回路１０４への入力信号（オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号）はゼロレベルを基準とした信号であるが、絶対値演算回路６１が非線形回路１０４への入力信号を非線形処理する（絶対値を演算して出力する。）ことにより、ＤＣオフセットが発生する。
そこで、減算器６３により、絶対値演算回路６１の出力信号に含まれるＤＣオフセットを除去している。
【００６８】
非線形回路１０４がオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力して生成した高調波成分を含むデジタル信号は、図１に示すように、フィルタ１０６に入力される。
フィルタ１０６は、後述する様に、入力したデジタル信号の中の概ね周波数ｆｓ／２以上の高周波成分のみを高域通過ろ波して出力する。
【００６９】
図１のディザ発生回路１０５は、時間軸に対してランダムな振幅レベルを有する音声デジタル信号を発生する。即ち、ディザ発生回路１０５は、入力端子１０１に入力された音声デジタル信号とは無相関に発生させたディザ信号を出力する。
ディザ信号はフィルタ１０７に入力される。フィルタ１０７は、後述する様に、入力したディザ信号の中の概ね周波数ｆｓ／２以上の高周波成分のみを高域通過ろ波して出力する。
【００７０】
ディザ信号発生回路１０５は、実施例１においては、図７に示す構成を有する。
図７において、ディザ信号発生回路１０５は、複数Ｎ個の疑似雑音系列ノイズ信号発生回路（以下、「ＰＮ系列ノイズ信号発生回路」という。）７０−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ（Ｎは２以上の任意の整数））と、加算器７１と、遅延回路７２と、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３と、減算器７４とを具備する。
【００７１】
各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎは、互いに独立な初期値を有して、例えば、Ｍ系列ノイズ信号である一様にランダムな振幅レベルを有する疑似ノイズ信号を発生する。各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎの出力信号は、加算器７１に入力される。
加算器７１は、複数のＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の出力信号であるＮ個の疑似ノイズ信号を加算して、加算結果である疑似ノイズ信号の和（ディザ信号）を出力する。
加算器７１の出力信号（疑似ノイズ信号の和。ディザ信号）は遅延回路７２及びＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３に入力される。
【００７２】
ＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３は、加算器７１の出力信号（疑似ノイズ信号の和）を入力し、一定期間（当該一定期間は、加算器７１の出力クロックよりも十分に長い期間であることが好ましい。例えば、１０００／ｆｓ＝２２．７ｍｓである。）の間の加算器７１の出力信号の平均値の１／２を算出する。当該平均値の１／２は、加算器７１の出力信号（疑似ノイズ信号の和）のＤＣオフセット値に該当する。
ＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３は、当該平均値の１／２（ＤＣオフセット値。ＤＣオフセット除去用定数信号）を出力する。当該平均値の１／２は、減算器７４に入力される。
【００７３】
遅延回路７２は、加算器７１の出力信号（疑似ノイズ信号の和。ディザ信号）を入力し、遅延して出力する。遅延された出力信号は、減算器７４に入力される。
遅延回路７２の遅延時間は、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３での信号の遅延時間（遅延時間の大部分は平均値の算出回路で発生する。）と等しい時間である。これにより、加算器７１の出力信号とＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３の出力信号との時間差を解消している。
減算器７４は、遅延回路７４の出力信号である疑似ノイズ信号の和からＤＣオフセット除去用定数信号を減算して、ＤＣオフセットの無いディザ信号を生成し、出力する。
【００７４】
図８は、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の構成を図示する。
図８において、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎは、３２ビットシフトレジスタ８１と、排他的論理和ゲート８２と、クロック信号発生器８３と、初期値データ発生器８４とを具備する。
３２ビットシフトレジスタ８１は、初期値データ発生器８４により各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎ毎に互いに異なる初期値が設定された後、クロック信号発生器８３により発生されるクロック信号により、１段ずつシフトする。
【００７５】
３２ビットシフトレジスタ８１（０〜３１ビット）の最上位ビット（ＭＳＢである３１ビット目）の１ビットデータと、３ビット目の１ビットデータとは、排他的論理和ゲート８２の入力端子に入力される。
クロック信号発生器８３からのクロック信号に基づいて、排他的論理和ゲート８２は、排他的論理和の演算結果である１ビットデータを出力し、３２ビットシフトレジスタ８１の最下位ビット（ＬＳＢである０ビット目）に入力する。
３２ビットシフトレジスタ８１の下位８ビットのデータ（０ビット目〜７ビット目）は、ＰＮ系列ノイズ信号として出力される。
このようにＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎを構成することにより、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎから出力されるＰＮ系列ノイズ信号は互いに独立した８ビットのＰＮ系列ノイズ信号となる。
【００７６】
図８の例では、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎは上述の構成により互いに独立した８ビットのＰＮ系列ノイズ信号を発生するが、本発明はこれに限らず、例えば以下の（１）、（２）又は（３）のように構成してもよい。
（１）各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎごとに、３２ビットシフトレジスタ８１の異なるビット位置の出力信号（異なるＤフリップフロップの出力信号）から８ビットのデータを取り出してＰＮ系列ノイズ信号を生成する。即ち、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−１では最下位８ビットから８ビットのＰＮ系列ノイズ信号を取り出し、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−２では最下位８ビットより直上の８ビットからＰＮ系列ノイズ信号を取り出し、以下同様にしてＰＮ系列ノイズ信号を取り出す。
（２）排他的論理和ゲート８２への入力信号を取り出す３２ビットシフトレジスタ８１のビット位置を各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎで互いに異ならせる。
（３）上記（１）と上記（２）とを組み合わせる。
【００７７】
加算器７１（図７）で互いに独立な複数個のＰＮ系列ノイズを加算することにより、図９、図１０又は図１１に示すような振幅レベルに対して確率密度を有するＰＮ系列ノイズ信号を発生することができる。
例えば、Ｎ＝１（ＰＮ系列ノイズ信号発生回路が１個のみ）であるときは、概ね、図９に示すように、振幅レベルに対して一様分布の確率密度を有するホワイトノイズ信号を発生する。
また、Ｎ＝１２（ＰＮ系列ノイズ信号発生回路が１２個）であるときは、１２個の一様な乱数を発生するＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎからの各ＰＮ系列ノイズ信号を加算することにより、図１１に示すように、概ね振幅レベルに対してガウス分布の確率密度を有するガウス分布型ノイズ信号を発生する。中心極限定理により、ガウス分布の分散が１／（√１２）になるからである。
【００７８】
さらに、Ｎ＝３であるとき、図１０に示すように、ガウス分布に近くてガウス分布から若干大きい分散を有し、振幅レベルに対してベル型分布又は釣り鐘型分布の確率密度を有するベル分布型（釣り鐘型）ノイズ信号を発生する。
以上説明したように、図７及び図８の回路構成により、例えば図１０又は図１１のノイズ信号を発生することが出来る。このようにして、小規模の回路で自然音や楽音信号に近いディザ信号を発生することができる。
【００７９】
図１２はフィルタ１０６及び１０７の詳細ブロック図を示す（図１）。フィルタ１０６とフィルタ１０７とは同一の構成を有する。
図１２において、１２０１はハイパスフィルタ、１２０２は１／ｆ特性フィルタ（第１の周波数特性のフィルタ）、１２０３は１／ｆ２特性フィルタ（第２の周波数特性のフィルタ）、１２０４は切り換え器である。
【００８０】
図１３（ａ）は１／ｆ特性フィルタ１２０２の１／ｆ周波数特性（−６ｄＢ／ｏｃｔ）を図示する。１／ｆ特性フィルタ１２０２は入力信号の帯域Ａ（遮断周波数はｆｓ／２。実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ）と同一の通過帯域を有する低域通過フィルタであって、遮断周波数より高域では１／ｆの減衰特性を有する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２のオーバーサンプリング周波数をｐｆｓとすると（実施例においてはｐ＝２）、１／ｆの減衰特性で信号を通す帯域は帯域Ｂ（ｆｓ／２〜ｐｆｓ／２）である。ｐｆｓ／２より高い周波数では、６０ｄＢ以上の減衰量を有する。
【００８１】
図１３（ｂ）は１／ｆ２特性フィルタ１２０３の１／ｆ２特性（−１２ｄＢ／ｏｃｔ）を図示する。１／ｆ２特性フィルタ１２０３は入力信号の帯域Ａと同一の通過帯域を有する低域通過フィルタであって、遮断周波数より高域では１／ｆ２の減衰特性を有する。１／ｆ２の減衰特性で信号を通す帯域は帯域Ｂ（ｆｓ／２〜ｐｆｓ／２）である。ｐｆｓ／２より高い周波数では、６０ｄＢ以上の減衰量を有する。
【００８２】
上述の様に、スペクトル解析回路１０３はオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力の高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル構造が１／ｆ特性か１／ｆ２特性のいずれに近いかを検出する。
フィルタ１０６及び１０７の動作の詳細を図１２及び図１３を用いて説明する。
ハイパスフィルタ１２０１は、非線形回路１０４及びディザ生成回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の帯域の成分を除去する。
ハイパスフィルタ１２０１は、請求項の記載における第１のフィルタに該当する。
【００８３】
ハイパスフィルタ１２０１の出力信号は、上記の１／ｆ特性フィルタ１２０２及び１／ｆ２特性フィルタ１２０３に入力される。切り換え器１２０４はスペクトル解析回路１０３の出力信号（解析結果信号）に応じて１／ｆ特性フィルタ１２０２の出力と１／ｆ２特性フィルタ１２０３の出力信号を切り換え、いずれか選択された出力信号を出力する。
１／ｆ特性フィルタ１２０２、１／ｆ２特性フィルタ１２０３及び切り換え器１２０４は、請求項の記載における第２のフィルタに該当する。
【００８４】
上記の様に、本発明の実施例１の音声帯域拡張装置は、非線形回路及びディザ発生回路及びフィルタで入力信号の帯域以上の高周波を発生させ、スペクトル解析回路及びレベル制御回路で入力信号の高域スペクトル強度に応じてレベル及びスペクトル構造を制御し入力信号に加算して出力する構成を有する。
これにより、図３に示すようにｆｓ／２以下の帯域Ａの入力信号にｆｓ／２〜ｐｆｓ／２の帯域Ｂの信号を付加することにより帯域の拡張を行っている。
【００８５】
大半の音楽信号のスペクトル構造は、１／ｆ〜１／ｆ２特性を有している。スペクトル解析回路１０３は帯域Ａの入力信号が１／ｆ特性に近いのか１／ｆ２特性に近いのかを分析し、その出力に基づき帯域拡張する信号のスペクトル構造を決定することにより、入力信号のスペクトル構造に近い形で音声帯域の拡張を行っている。従って、入力信号のスペクトル構造に近い高周波で帯域を拡張するため特定の帯域が強調されることが無く、自然な感じで帯域が拡張できる。
また、ガウス分布に近いディザ信号を用いるため自然音に近い音で帯域の拡張を行っている。
【００８６】
信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【００８７】
尚、本発明の実施例１では非線形回路１０４の出力信号及びディザ発生回路１０５の出力信号をそれぞれ独立にフィルタ１０６、１０７及びレベル制御回路１０８及び１０９で処理した後、これらの信号を加算回路１１０、１１１で加算しているが、非線形回路１０４の出力とディザ発生回路１０５の出力を加算した後にフィルタ処理及びレベル制御処理を実施しても同様の効果が得られることは言うまでもない。
更に、スペクトル解析回路が入力信号を単一のスペクトルの信号と判断した場合、レベル制御回路の増幅率をゼロとする。これにより正弦波が入力されても高域信号が付加されない故に、当該音声帯域拡張装置により却って信号劣化が発生するという問題が解決された。
【００８８】
《実施例２》
本発明の実施例２の音声帯域拡張装置の全体構成は、本発明の実施例１の音声帯域拡張装置（図１）と基本的に同じである。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
実施例２の音声帯域拡張装置は、フィルタ１０６及び１０７の構成（図１２）が、実施例１の音声帯域拡張装置と異なる。
実施例２のフィルタ１０６及び１０７は、ハイパスフィルタ１２０１（図１２）の構成が実施例１のフィルタ１０６及び１０７と異なる。
【００８９】
図１４は本発明の実施例２における音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のハイパスフィルタ１２０１の詳細ブロック図である。
図１４において、１４０１はハイパスフィルタ１〜ｍ（ｍは２以上の任意の整数）、１４０２は切り換え器である。
図１５は本発明の実施例２における音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のハイパスフィルタ１２０１に含まれる複数のハイパスフィルタ１〜ｍ（１４０１）のそれぞれの周波数特性を示す。
この様に構成された本発明の実施例２の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
基本的な動作は本発明の実施例１の音声帯域拡張装置と同じであるため相違点を詳しく説明する。
【００９０】
実施例１のハイパスフィルタ１２０１は、ｆｓ／２以下の周波数成分をカットする単一のハイパスフィルタで構成されていたが、実施例２のハイパスフィルタ１２０１は、上述の様に複数のハイパスフィルタ１〜ｍ（１４０１）及び切り換え器１４０２とを有する。各ハイパスフィルタの周波数特性は図１５に示す特性であり、各々の遮断周波数又は遮断特性が異なる。
切り換え器１４０２は、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じて複数のハイパスフィルタ１〜ｍ（１４０１）の出力信号の中から１個の出力信号を選択し、出力する。切り換え器１４０２の出力信号は、１／ｆ特性フィルタ１２０２及び１／ｆ２特性フィルタ１２０３に入力される。
【００９１】
ハイパスフィルタ１２０１の低域側（ｆｓ／２付近）の遮断周波数または遮断特性をスペクトル解析回路１０３の出力に応じて切り換えることで付加する高域信号（帯域Ｂ）の低域特性（ｆｓ／２付近の特性）を変化させる。
これにより、入力信号（帯域Ａ）と付加する高域信号とが接する点であるｆｓ／２付近での加算器１１１の出力信号のレベル等を微調整出来る故に、ｆｓ／２付近でスペクトルが盛り上がる等のうねりを抑えることが出来、より自然なスペクトル分布で帯域拡張できるようにしている。
【００９２】
入力端子１０１を通じてデジタル信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１を介して入力された信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数の２分の１（ｆｓ／２）以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
スペクトル解析回路１０３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号のスペクトル分布を分析し、高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル分布に基づいて１／ｆ特性フィルタ１２０２及び１／ｆ２特性フィルタ１２０３のいずれのフィルタが適しているかを検出する。
【００９３】
非線形回路１０４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を非線形処理し、高調波を発生させる。
フィルタ１０６は、上記のハイパスフィルタ１２０１により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の帯域を最適にカットし、ｆｓ／２以上の帯域についてはスペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき１／ｆ特性フィルタ１２０２又は１／ｆ２特性フィルタ１２０３を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ｂの信号を出力する。
【００９４】
一方、ディザ発生回路１０５は、所定の振幅内で確率密度が略ガウス分布に近い釣鐘型分布となるベル型ディザを生成する。
フィルタ１０７は、上記のハイパスフィルタ１２０１によりディザ発生回路の出力信号のｆｓ／２以下の帯域を最適にカットし、ｆｓ／２以上の帯域についてはスペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき１／ｆ特性フィルタ１２０２又は１／ｆ２特性フィルタ１２０３を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ｂの信号を出力する。
【００９５】
レベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれは、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じた増幅率でフィルタ１０６及び１０７の出力信号を増幅する。
例えば、入力信号のｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、フィルタ１０６及び１０７の出力レベルを大きくし、スペクトル強度が小さい場合は出力レベルを小さくする様に動作する。
加算回路１１０は、２つのレベル制御回路１０８と１０９の出力を加算する。
【００９６】
遅延回路１１３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、遅延して出力する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号が遅延回路１１３を経由して加算器１１１に入力されるまでの遅延時間と、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を経由して加算器１１１に入力されるまでの処理時間とが一致する様に、遅延回路１１３の遅延時間が決められている。
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算回路１１０の出力信号を入力し、両者を加算し、加算結果を出力する。加算結果は、出力端子１１２から出力される。
【００９７】
以上の様に、実施例２の音声帯域拡張装置は、入力信号の帯域Ａより高い帯域Ｂのスペクトルを持つ高周波を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させた高周波成分を入力信号に付加することで音声帯域を拡張する。
入力信号に応じて付加する高域信号の低域特性を制御することで、入力信号及び付加した信号のスペクトル分布を連続的にすることができる故に自然な帯域拡張が可能である。
【００９８】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【００９９】
《実施例３》
本発明の実施例３の音声帯域拡張装置の全体構成は、本発明の実施例１の音声帯域拡張装置（図１）と基本的に同じである。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
実施例３の音声帯域拡張装置は、フィルタ１０６及び１０７の構成（図１２）が、実施例１の音声帯域拡張装置と異なる。
基本的な動作は本発明の実施例１の音声帯域拡張装置と同じであるため相違点を詳しく説明する。
【０１００】
図１６は、実施例３の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のブロック図である。フィルタ１０６とフィルタ１０７の構成は同一である。
図１６において、１６０１はローパスフィルタ、１６０２はハイパスフィルタ、１６０３は加算回路、１６０４は１／ｆ特性フィルタ、１６０５は１／ｆ２特性フィルタ、１６０６は切り換え器である。
図１７は本発明の実施例３のフィルタ１０６及び１０７の全体の周波数特性を示す。実施例１のフィルタ１０６及び１０７は帯域Ｂにおいて図１７と同様の周波数特性を有しているが、帯域Ａの信号成分は全て除去されている。
これに対して、実施例３のフィルタ１０６及び１０７は、帯域Ｂにおいて実施例１のフィルタと同様の特性を持ち且つ帯域Ａの信号成分も減衰率は大きいが通過させる。
【０１０１】
ハイパスフィルタ１６０２は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａよりも高域の帯域である帯域Ｂの信号成分を出力する（通過帯域である帯域Ｂにおいては信号は減衰しない。）。
ローパスフィルタ１６０１は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａの信号成分を出力する。帯域Ａよりも高域の信号成分はカットする。
ローパスフィルタ１６０１、ハイパスフィルタ１６０２及び加算器１６０３は、請求項の記載における第１のフィルタに該当する。
ローパスフィルタ１６０１は通過帯域（帯域Ａ）においても大きな減衰率を有する故に、ローパスフィルタ１６０１の出力信号の信号レベルは非常に小さく、入力信号のＬＳＢのレベルよりも小さい。そこで、実施例３においては、音声帯域拡張装置の各ブロックの語長を全て入力信号の語長より大きくして、追加された下位のビットにローパスフィルタ１６０１の出力信号を加える。
【０１０２】
加算器１６０３は、ローパスフィルタ１６０１の出力信号に所定の値ｄを掛け、掛けた結果の信号とハイパスフィルタ１６０２の出力信号とを加算する。
所定の値とは、ローパスフィルタ１６０１の出力信号（帯域Ａの信号成分）のエネルギーレベルをＬ４、ハイパスフィルタ１６０２の出力信号（帯域Ｂの信号成分）のエネルギーレベルをＬ５とした時、ｄ・Ｌ４／Ｌ５の比が一定の値ｃになるような値ｄである。従って、ｄ・Ｌ４／Ｌ５＝ｃよりｄ＝ｃ・Ｌ５／Ｌ４の式によりｄが算出される。
又、ローパスフィルタ１６０１の出力信号に所定の値ｄを掛けた結果の信号（帯域Ａの信号成分）の語長が拡張した語長（出力端子１１２の出力信号の持つ語長と入力信号の語長との差）以下になるようにする。
【０１０３】
加算器１６０３の出力信号は、１／ｆ特性フィルタ１６０４及び１／ｆ２特性フィルタ１６０５に入力される。
切り換え器１６０６は、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じて、１／ｆ特性フィルタ１６０４の出力信号又は１／ｆ２特性フィルタ１６０５の出力信号のいずれかを選択して出力する。
１／ｆ特性フィルタ１６０４、１／ｆ２特性フィルタ１６０５及び切り換え器１６０６は、請求項の記載における第２のフィルタに該当する。
【０１０４】
実施例３においては、帯域Ａ及び帯域Ｂのそれぞれの帯域の信号成分を入力信号の高域スペクトル強度に応じて加算することで、データ語長の拡大と帯域の拡張を実施している。帯域Ａと帯域Ｂのエネルギー比を所定値にすることで、加算する信号のスペクトル構造が変化しないため、特定の帯域が強調されることが無く、データ語長の拡大と帯域の拡張が実施できる。
この様に構成された本発明の実施例３の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
【０１０５】
入力端子１０１を通じてデジタル信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１を介して入力された信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数の２分の１（ｆｓ／２）以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
【０１０６】
スペクトル解析回路１０３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号のスペクトル分布を分析し、高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル分布に基づいて１／ｆ特性フィルタ１６０４及び１／ｆ２特性フィルタ１６０５のいずれのフィルタが適しているかを検出する。
非線形回路１０４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を非線形処理し、高調波を発生させる。
【０１０７】
フィルタ１０６は、上記のローパスフィルタ１６０１により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出し、上記のハイパスフィルタ１６０２により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を出力し（帯域Ｂについては減衰がない。）、加算器１６０３で両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき１／ｆ特性フィルタ１６０４又は１／ｆ２特性フィルタ１６０５を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１０８】
一方、ディザ発生回路１０５は、所定の振幅内で確率密度が略ガウス分布に近い釣鐘型分布となるベル型ディザを生成する。
フィルタ１０７は、上記のローパスフィルタ１６０１によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出し、上記のハイパスフィルタ１６０２によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を出力し（帯域Ｂについては減衰がない。）、加算器１６０３で両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器１６０６を切り換えて１／ｆ特性フィルタ１６０４又は１／ｆ２特性フィルタ１６０５を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１０９】
レベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれは、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じた増幅率でフィルタ１０６及び１０７の出力信号を増幅する。
例えば、入力信号のｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、フィルタ１０６及び１０７の出力レベルを大きくし、スペクトル強度が小さい場合は出力レベルを小さくする様に動作する。
加算回路１１０は、２つのレベル制御回路１０８と１０９の出力を加算する。
【０１１０】
遅延回路１１３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、遅延して出力する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号が遅延回路１１３を経由して加算器１１１に入力されるまでの遅延時間と、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を経由して加算器１１１に入力されるまでの処理時間とが一致する様に、遅延回路１１３の遅延時間が決められている。
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算回路１１０の出力信号を入力し、両者を加算し、加算結果を出力する。加算結果は、出力端子１１２から出力される。
【０１１１】
以上の様に、実施例３の音声帯域拡張装置は、入力信号の帯域Ａ及び帯域Ｂのスペクトルを持つノイズ信号を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させたノイズ信号を入力信号に付加することで音声帯域を拡張し、且つデータ語長を拡大している。
入力信号のスペクトル構造に近い高域信号で帯域を拡張するため特定の帯域が強調されることが無く、自然な感じで帯域が拡張できる。
【０１１２】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【０１１３】
《実施例４》
本発明の実施例４の音声帯域拡張装置の全体構成は、本発明の実施例３の音声帯域拡張装置（図１）と基本的に同じである。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
実施例４の音声帯域拡張装置は、フィルタ１０６及び１０７（図１８）がレベル制御回路１８０３、１８１０を有する点で、実施例３の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７（図１６）と異なる。
【０１１４】
図１８は、実施例４の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のブロック図である。フィルタ１０６とフィルタ１０７の構成は同一である。
図１８において、１８０１及び１８０８はローパスフィルタ、１８０２及び１８０９はハイパスフィルタ、１８０３及び１８１０はレベル制御回路、１８０４及び１８１１は加算回路、１８０５及び１８１２は１／ｆ特性フィルタ、１８０６及び１８１３は１／ｆ２特性フィルタ、１８０７及び１８１４は切り換え器である。
【０１１５】
本発明の実施例４のフィルタ１０６及び１０７の全体の周波数特性は基本的に実施例３のフィルタ１０６及び１０７と同じであり、図１７で示される。
実施例４のローパスフィルタ１８０１、１８０８の周波数特性は実施例３のローパスフィルタ１６０１の周波数特性と同じであり（図１７の帯域Ａ）、実施例４のハイパスフィルタ１８０２、１８０９の周波数特性は実施例３のハイパスフィルタ１６０２の周波数特性と同じである。
この様に構成された本発明の実施例４の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
基本的な動作は本発明の実施例３の音声帯域拡張装置と同じであるため相違点を詳しく説明する。
【０１１６】
ハイパスフィルタ１８０２、１８０９は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａよりも高域の帯域である帯域Ｂの信号成分を出力する（通過帯域である帯域Ｂにおいては信号は減衰しない。）。
ローパスフィルタ１８０１、１８０８は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａの信号成分を出力する。帯域Ａよりも高域の信号成分はカットする。ローパスフィルタ１８０１、１８０８は通過帯域（帯域Ａ）においても大きな減衰率を有する故に、ローパスフィルタ１８０１、１８０８の出力信号の信号レベルは非常に小さく、入力信号のＬＳＢのレベルよりも小さい。
【０１１７】
そこで、実施例４においては、音声帯域拡張装置の各ブロックの語長を全て入力信号の語長より大きくして、追加された下位のビットにローパスフィルタ１８０１、１８０８の出力信号を加える。
ローパスフィルタ１８０１、１８０８、ハイパスフィルタ１８０２、１８０９、レベル制御回路１８０３、１８１０及び加算器１８０４、１８１１は、請求項の記載における第１のフィルタに該当する。
【０１１８】
レベル制御回路１８０３、１８１０は、ハイパスフィルタ１８０２、１８０９の出力信号を入力し、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づく増幅率でハイパスフィルタ１８０２、１８０９の出力信号を増幅し、出力する。
レベル制御回路１８０３の増幅率α１及びレベル制御回路１８１０の増幅率α２とすると、α１及びα２の値は、α１＋α２＝一定の条件で、加算されるノイズ信号のスペクトル分布が入力信号のスペクトル分布に最も近似するように、スペクトル解析回路１０３の出力信号により決定される。
【０１１９】
加算器１８０４、１８１１は、ローパスフィルタ１８０１、１８０８の出力信号に所定の値ｄを掛け、掛けた結果の信号とレベル制御回路１８０３、１８１０の出力信号とを加算する。
所定の値とは、ローパスフィルタ１８０１、１８０８の出力信号（帯域Ａの信号成分）のエネルギーレベルをＬ４、レベル制御回路１８０３、１８１０の出力信号（帯域Ｂの信号成分）のエネルギーレベルをＬ５とした時、ｄ・Ｌ４／Ｌ５の比が一定の値ｃになるような値ｄである。従って、ｄ・Ｌ４／Ｌ５＝ｃよりｄ＝ｃ・Ｌ５／Ｌ４の式によりｄが算出される。なお、加算器１８０４のｄの値と、１８１１のｄの値は別個独立である。
又、ローパスフィルタ１８０１、１８０８の出力信号に所定の値ｄを掛けた結果の信号（帯域Ａの信号成分）の語長が拡張した語長（出力端子１１２の出力信号の持つ語長と入力信号の語長との差）以下になるようにする。
【０１２０】
加算器１８０４、１８１１の出力信号は、１／ｆ特性フィルタ１８０５、１８１２及び１／ｆ２特性フィルタ１８０６、１８１３に入力される。
切り換え器１８０７、１８１４は、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じて、１／ｆ特性フィルタ１８０５、１８１２の出力信号又は１／ｆ２特性フィルタ１８０６、１８１３の出力信号のいずれかを選択して出力する。
１／ｆ特性フィルタ１８０５、１８１２、１／ｆ２特性フィルタ１８０６，１８１３及び切り換え器１８０７，１８１４は、請求項の記載における第２のフィルタに該当する。
【０１２１】
実施例４においては、帯域Ａ及び帯域Ｂのそれぞれの帯域の信号成分を入力信号の高域スペクトル強度に応じて加算することで、データ語長の拡大と帯域の拡張を実施している。帯域Ａと帯域Ｂのエネルギー比を所定値にすることで、加算する信号のスペクトル構造が変化しないため、特定の帯域が強調されることが無く、データ語長の拡大と帯域の拡張が実施できる。
この様に構成された本発明の実施例４の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
【０１２２】
入力端子１０１を通じてデジタル信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１を介して入力された信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数の２分の１（ｆｓ／２）以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
【０１２３】
スペクトル解析回路１０３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号のスペクトル分布を分析し、高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル分布に基づいて１／ｆ特性フィルタ１８０５、１８１２及び１／ｆ２特性フィルタ１８０６、１８１３のいずれのフィルタが適しているかを検出する。
非線形回路１０４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を非線形処理し、高調波を発生させる。
【０１２４】
フィルタ１０６においては、上記のローパスフィルタ１８０１により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出する。又、上記のハイパスフィルタ１８０２により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路１８０３で増幅する。加算器１８０４により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器１８０７を切り換えて１／ｆ特性フィルタ１８０５又は１／ｆ２特性フィルタ１８０６を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１２５】
一方、ディザ発生回路１０５は、所定の振幅内で確率密度が略ガウス分布に近い釣鐘型分布となるベル型ディザを生成する。
フィルタ１０７は、上記のローパスフィルタ１８０８によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出する。又、上記のハイパスフィルタ１８０９によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路１８１０で増幅する。加算器１８１１により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器１８１４を切り換えて１／ｆ特性フィルタ１８１２又は１／ｆ２特性フィルタ１８１３を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１２６】
レベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれは、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じた増幅率でフィルタ１０６及び１０７の出力信号を増幅する。
例えば、入力信号のｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、フィルタ１０６及び１０７の出力レベルを大きくし、スペクトル強度が小さい場合は出力レベルを小さくする様に動作する。
加算回路１１０は、２つのレベル制御回路１０８と１０９の出力を加算する。
【０１２７】
遅延回路１１３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、遅延して出力する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号が遅延回路１１３を経由して加算器１１１に入力されるまでの遅延時間と、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を経由して加算器１１１に入力されるまでの処理時間とが一致する様に、遅延回路１１３の遅延時間が決められている。
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算回路１１０の出力信号を入力し、両者を加算し、加算結果を出力する。加算結果は、出力端子１１２から出力される。
【０１２８】
以上の様に、実施例４の音声帯域拡張装置は、入力信号の帯域Ａ及び帯域Ｂのスペクトルを持つノイズ信号を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させたノイズ信号を入力信号に付加することで音声帯域を拡張し、且つデータ語長を拡大している。
入力信号のスペクトル構造に近い高域信号で帯域を拡張するため特定の帯域が強調されることが無く、自然な感じで帯域が拡張できる。
特に非線形回路で生成した高域信号とディザ発生回路で生成した高域信号の総エネルギーレベルは一定のままでその割合を入力信号の高域スペクトル構造に応じて制御できるため自然な帯域拡張が可能である。
【０１２９】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【０１３０】
《実施例５》
本発明の実施例５の音声帯域拡張装置の全体構成は、本発明の実施例３の音声帯域拡張装置（図１）と基本的に同じである。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
実施例５の音声帯域拡張装置は、フィルタ１０６及び１０７（図１９）がレベル制御回路１９０３、１９１０を有する点で、実施例３の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７（図１６）と異なる。
【０１３１】
図１９は、実施例５の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のブロック図である。フィルタ１０６とフィルタ１０７の構成は同一である。
図１９において、１９０１及び１９０８はローパスフィルタ、１９０２及び１９０９はハイパスフィルタ、１９０３及び１９１０はレベル制御回路、１９０４及び１９１１は加算回路、１９０５及び１９１２は１／ｆ特性フィルタ、１９０６及び１９１３は１／ｆ２特性フィルタ、１９０７及び１９１４は切り換え器である。
【０１３２】
本発明の実施例５のフィルタ１０６及び１０７の全体の周波数特性は基本的に実施例３のフィルタ１０６及び１０７と同じであり、図１７で示される。
実施例５のローパスフィルタ１９０１、１９０８の周波数特性は実施例３のローパスフィルタ１６０１の周波数特性と同じであり（図１７の帯域Ａ）、実施例５のハイパスフィルタ１９０２、１９０９の周波数特性は実施例３のハイパスフィルタ１６０２の周波数特性と同じである。
この様に構成された本発明の実施例５の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
基本的な動作は本発明の実施例３の音声帯域拡張装置と同じであるため相違点を詳しく説明する。
【０１３３】
ハイパスフィルタ１９０２、１９０９は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａよりも高域の帯域である帯域Ｂの信号成分を出力する（通過帯域である帯域Ｂにおいては信号は減衰しない。）。
ローパスフィルタ１９０１、１９０８は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａの信号成分を出力する。帯域Ａよりも高域の信号成分はカットする。ローパスフィルタ１９０１、１９０８は通過帯域（帯域Ａ）においても大きな減衰率を有する故に、ローパスフィルタ１９０１、１９０８の出力信号の信号レベルは非常に小さく、入力信号のＬＳＢのレベルよりも小さい。
【０１３４】
そこで、実施例５においては、音声帯域拡張装置の各ブロックの語長を全て入力信号の語長より大きくして、追加された下位のビットにローパスフィルタ１９０１、１９０８の出力信号を加える。
ローパスフィルタ１９０１、１９０８、ハイパスフィルタ１９０２、１９０９、レベル制御回路１９０３、１９１０、加算回路１９０４、１９１１は、請求項の記載における第１のフィルタを構成する。
【０１３５】
レベル制御回路１９０３、１９１０は、ローパスフィルタ１９０１、１９０８の出力信号を入力し、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づく増幅率でローパスフィルタ１９０１、１９０８の出力信号を増幅し、出力する。
レベル制御回路１９０３の増幅率α３及びレベル制御回路１９１０の増幅率α４とすると、α３及びα４の値は、α３＋α４＝一定の条件で、加算されるノイズ信号のスペクトル分布が入力信号のスペクトル分布に最も近似するように、スペクトル解析回路１０３の出力信号により決定される。
【０１３６】
加算器１９０４、１９１１は、レベル制御回路１９０３、１９１０の出力信号に所定の値ｄを掛け、掛けた結果の信号とハイパスフィルタ１９０２、１９０９の出力信号とを加算する。
所定の値とは、レベル制御回路１９０３、１９１０の出力信号（帯域Ａの信号成分）のエネルギーレベルをＬ４、ハイパスフィルタ１９０２、１９０９の出力信号（帯域Ｂの信号成分）のエネルギーレベルをＬ５とした時、ｄ・Ｌ４／Ｌ５の比が一定の値ｃになるような値ｄである。従って、ｄ・Ｌ４／Ｌ５＝ｃよりｄ＝ｃ・Ｌ５／Ｌ４の式によりｄが算出される。なお、加算器１９０４のｄの値と、１９１１のｄの値は別個独立である。
又、レベル制御回路１９０３、１９１０の出力信号に所定の値ｄを掛けた結果の信号（帯域Ａの信号成分）の語長が拡張した語長（出力端子１１２の出力信号の持つ語長と入力信号の語長との差）以下になるようにする。
【０１３７】
加算器１９０４、１９１１の出力信号は、１／ｆ特性フィルタ１９０５、１９１２及び１／ｆ２特性フィルタ１９０６、１９１３に入力される。
切り換え器１９０７、１９１４は、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じて、１／ｆ特性フィルタ１９０５、１９１２の出力信号又は１／ｆ２特性フィルタ１９０６、１９１３の出力信号のいずれかを選択して出力する。
１／ｆ特性フィルタ１９０５、１９１２、１／ｆ２特性フィルタ１９０６、１９１３及び切り換え器１９０７、１９１４は、請求項の記載における第２のフィルタに該当する。
【０１３８】
実施例５においては、帯域Ａ及び帯域Ｂのそれぞれの帯域の信号成分を入力信号の高域スペクトル強度に応じて加算することで、データ語長の拡大と帯域の拡張を実施している。帯域Ａと帯域Ｂのエネルギー比を所定値にすることで、加算する信号のスペクトル構造が変化しないため、特定の帯域が強調されることが無く、データ語長の拡大と帯域の拡張が実施できる。
この様に構成された本発明の実施例５の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
【０１３９】
入力端子１０１を通じてデジタル信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１を介して入力された信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数の２分の１（ｆｓ／２）以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
【０１４０】
スペクトル解析回路１０３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号のスペクトル分布を分析し、高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル分布に基づいて１／ｆ特性フィルタ１９０５、１９１２及び１／ｆ２特性フィルタ１９０６、１９１３のいずれのフィルタが適しているかを検出する。
非線形回路１０４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を非線形処理し、高調波を発生させる。
【０１４１】
フィルタ１０６においては、上記のローパスフィルタ１９０１により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出する。又、上記のハイパスフィルタ１９０２により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路１９０３で増幅する。加算器１９０４により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器１９０７を切り換えて１／ｆ特性フィルタ１９０５又は１／ｆ２特性フィルタ１９０６を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１４２】
一方、ディザ発生回路１０５は、所定の振幅内で確率密度が略ガウス分布に近い釣鐘型分布となるベル型ディザを生成する。
フィルタ１０７は、上記のローパスフィルタ１９０８によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出する。又、上記のハイパスフィルタ１９０９によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路１９１０で増幅する。加算器１９１１により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器１９１４を切り換えて１／ｆ特性フィルタ１９１２又は１／ｆ２特性フィルタ１９１３を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１４３】
レベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれは、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じた増幅率でフィルタ１０６及び１０７の出力信号を増幅する。
例えば、入力信号のｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、フィルタ１０６及び１０７の出力レベルを大きくし、スペクトル強度が小さい場合は出力レベルを小さくする様に動作する。
加算回路１１０は、２つのレベル制御回路１０８と１０９の出力を加算する。
【０１４４】
遅延回路１１３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、遅延して出力する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号が遅延回路１１３を経由して加算器１１１に入力されるまでの遅延時間と、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を経由して加算器１１１に入力されるまでの処理時間とが一致する様に、遅延回路１１３の遅延時間が決められている。
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算回路１１０の出力信号を入力し、両者を加算し、加算結果を出力する。加算結果は、出力端子１１２から出力される。
【０１４５】
以上の様に、実施例５の音声帯域拡張装置は、入力信号の帯域Ａ及び帯域Ｂのスペクトルを持つノイズ信号を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させたノイズ信号を入力信号に付加することで音声帯域を拡張し、且つデータ語長を拡大している。
入力信号のスペクトル構造に近い高域信号で帯域を拡張するため特定の帯域が強調されることが無く、自然な感じで帯域が拡張できる。
特に非線形回路で生成した高域信号とディザ発生回路で生成した高域信号の総エネルギーレベルは一定のままでその割合を入力信号の高域スペクトル構造に応じて制御できるため自然な帯域拡張が可能である。
【０１４６】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【０１４７】
《実施例６》
本発明の実施例６の音声帯域拡張装置の全体構成は、本発明の実施例３の音声帯域拡張装置（図１）と基本的に同じである。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
実施例６の音声帯域拡張装置は、フィルタ１０６及び１０７（図２０）がレベル制御回路２００３、２００４、２０１１、２０１２を有する点で、実施例３の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７（図１６）と異なる。
【０１４８】
図２０は、実施例６の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のブロック図である。フィルタ１０６とフィルタ１０７の構成は同一である。
図２０において、２００１及び２００９はローパスフィルタ、２００２及び２０１０はハイパスフィルタ、２００３、２００４、２０１１及び２０１２はレベル制御回路、２００５及び２０１３は加算回路、２００６及び２０１４は１／ｆ特性フィルタ、２００７及び２０１５は１／ｆ２特性フィルタ、２００８及び２０１６は切り換え器である。
【０１４９】
本発明の実施例６のフィルタ１０６及び１０７の全体の周波数特性は基本的に実施例３のフィルタ１０６及び１０７と同じであり、図１７で示される。
実施例６のローパスフィルタ２００１、２００９の周波数特性は実施例３のローパスフィルタ１６０１の周波数特性と同じであり（図１７の帯域Ａ）、実施例６のハイパスフィルタ２００２、２０１０の周波数特性は実施例３のハイパスフィルタ１６０２の周波数特性と同じである。
この様に構成された本発明の実施例６の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
基本的な動作は本発明の実施例３の音声帯域拡張装置と同じであるため相違点を詳しく説明する。
【０１５０】
ハイパスフィルタ２００２、２０１０は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａよりも高域の帯域である帯域Ｂの信号成分を出力する（通過帯域である帯域Ｂにおいては信号は減衰しない。）。
ローパスフィルタ２００１、２００９は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａの信号成分を出力する。帯域Ａよりも高域の信号成分はカットする。ローパスフィルタ２００１、２００９は通過帯域（帯域Ａ）においても大きな減衰率を有する故に、ローパスフィルタ２００１、２００９の出力信号の信号レベルは非常に小さく、入力信号のＬＳＢのレベルよりも小さい。
【０１５１】
そこで、実施例６においては、音声帯域拡張装置の各ブロックの語長を全て入力信号の語長より大きくして、追加された下位のビットにローパスフィルタ２００１、２００９の出力信号を加える。
ローパスフィルタ２００１、２００９，ハイパスフィルタ２００２、２０１０、レベル制御回路２００３、２００４、２０１１、２０１２、加算器２００５、２０１３は、請求項の記載における第１のフィルタに該当する。
【０１５２】
レベル制御回路２００３、２０１１は、ローパスフィルタ２００１、２００９の出力信号を入力し、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づく増幅率でローパスフィルタ２００１、２００９の出力信号を増幅し、出力する。
レベル制御回路２００３の増幅率α５及びレベル制御回路２０１１の増幅率α６とすると、α５及びα６の値は、α５＋α６＝の条件で、加算されるノイズ信号のスペクトル分布が入力信号のスペクトル分布に最も近似するように、スペクトル解析回路１０３の出力信号により決定される。
【０１５３】
又、レベル制御回路２００４、２０１２は、ハイパスフィルタ２００２、２０１０の出力信号を入力し、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づく増幅率でハイパスフィルタ２００２、２０１０の出力信号を増幅し、出力する。
レベル制御回路２００４の増幅率α７及びレベル制御回路２０１２の増幅率α８とすると、α７及びα８の値は、α７＋α８＝一定の条件で、加算されるノイズ信号のスペクトル分布が入力信号のスペクトル分布に最も近似するように、スペクトル解析回路１０３の出力信号により決定される。
【０１５４】
加算器２００５、２０１３は、レベル制御回路２００３、２０１１の出力信号に所定の値ｄを掛け、掛けた結果の信号とレベル制御回路２００４、２０１２の出力信号とを加算する。
所定の値とは、レベル制御回路２００３、２０１１の出力信号（帯域Ａの信号成分）のエネルギーレベルをＬ４、レベル制御回路２００４、２０１２の出力信号（帯域Ｂの信号成分）のエネルギーレベルをＬ５とした時、ｄ・Ｌ４／Ｌ５の比が一定の値ｃになるような値ｄである。従って、ｄ・Ｌ４／Ｌ５＝ｃよりｄ＝ｃ・Ｌ５／Ｌ４の式によりｄが算出される。なお、加算器２００５のｄの値と、２０１３のｄの値は別個独立である。
又、レベル制御回路２００３、２０１１の出力信号に所定の値ｄを掛けた結果の信号（帯域Ａの信号成分）の語長が拡張した語長（出力端子１１２の出力信号の持つ語長と入力信号の語長との差）以下になるようにする。
【０１５５】
加算器２００５、２０１３の出力信号は、１／ｆ特性フィルタ２００６、２０１４及び１／ｆ２特性フィルタ２００７、２０１５に入力される。
切り換え器２００８、２０１６は、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じて、１／ｆ特性フィルタ２００６、２０１４の出力信号又は１／ｆ２特性フィルタ２００７、２０１５の出力信号のいずれかを選択して出力する。
１／ｆ特性フィルタ２００６、２０１４、１／ｆ２特性フィルタ２００７、２０１５及び切り換え器２００８、２０１６は、請求項の記載における第２のフィルタに該当する。
【０１５６】
実施例６においては、帯域Ａ及び帯域Ｂのそれぞれの帯域の信号成分を入力信号の高域スペクトル強度に応じて加算することで、データ語長の拡大と帯域の拡張を実施している。帯域Ａと帯域Ｂのエネルギー比を所定値にすることで、加算する信号のスペクトル構造が変化しないため、特定の帯域が強調されることが無く、データ語長の拡大と帯域の拡張が実施できる。
この様に構成された本発明の実施例６の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
【０１５７】
入力端子１０１を通じてデジタル信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１を介して入力された信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数の２分の１（ｆｓ／２）以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
【０１５８】
スペクトル解析回路１０３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号のスペクトル分布を分析し、高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル分布に基づいて１／ｆ特性フィルタ２００６、２０１４及び１／ｆ２特性フィルタ２００７、２０１５のいずれのフィルタが適しているかを検出する。
非線形回路１０４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を非線形処理し、高調波を発生させる。
【０１５９】
フィルタ１０６においては、上記のローパスフィルタ２００１により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出し、レベル制御回路２００３で増幅する。又、上記のハイパスフィルタ２００２により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路２００４で増幅する。加算器２００５により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器２００８を切り換えて１／ｆ特性フィルタ２００６又は１／ｆ２特性フィルタ２００７を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１６０】
一方、ディザ発生回路１０５は、所定の振幅内で確率密度が略ガウス分布に近い釣鐘型分布となるベル型ディザを生成する。
フィルタ１０７は、上記のローパスフィルタ２００９によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出し、レベル制御回路２０１１で増幅する。又、上記のハイパスフィルタ２０１０によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路２０１２で増幅する。加算器２０１３により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器２０１６を切り換えて１／ｆ特性フィルタ２０１４又は１／ｆ２特性フィルタ２０１５を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１６１】
レベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれは、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じた増幅率でフィルタ１０６及び１０７の出力信号を増幅する。
例えば、入力信号のｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、フィルタ１０６及び１０７の出力レベルを大きくし、スペクトル強度が小さい場合は出力レベルを小さくする様に動作する。
加算回路１１０は、２つのレベル制御回路１０８と１０９の出力を加算する。
【０１６２】
遅延回路１１３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、遅延して出力する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号が遅延回路１１３を経由して加算器１１１に入力されるまでの遅延時間と、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を経由して加算器１１１に入力されるまでの処理時間とが一致する様に、遅延回路１１３の遅延時間が決められている。
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算回路１１０の出力信号を入力し、両者を加算し、加算結果を出力する。加算結果は、出力端子１１２から出力される。
【０１６３】
以上の様に、実施例６の音声帯域拡張装置は、入力信号の帯域Ａ及び帯域Ｂのスペクトルを持つノイズ信号を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させたノイズ信号を入力信号に付加することで音声帯域を拡張し、且つデータ語長を拡大している。
入力信号のスペクトル構造に近い高域信号で帯域を拡張するため特定の帯域が強調されることが無く、自然な感じで帯域が拡張できる。
特に非線形回路で生成した高域信号とディザ発生回路で生成した高域信号の総エネルギーレベルは一定のままでその割合を入力信号の高域スペクトル構造に応じて制御できるため自然な帯域拡張が可能である。
【０１６４】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【０１６５】
【発明の効果】
以上の様に、非線形回路、ディザ発生回路及びフィルタを用いて入力信号のスペクトルと類似するスペクトルを有する高域信号（可聴帯域以上の周波数を有する信号）を生成し、スペクトル解析回路及びレベル制御回路で入力信号の高域スペクトル強度等に応じて当該高域信号のレベルを制御して入力信号に加算し、加算した信号を出力する。
自然音に近い１／ｆ特性あるいは１／ｆ２特性の高域スペクトルを持つ高域信号が付加されて音声信号の帯域が拡張される故に、特定の帯域が強調されることのない自然な音質の出力信号が得られる。
本発明によれば、入力信号のスペクトル分布に応じたスペクトル分布の高周波成分を適切なレベルで加算する故に、自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという有利な効果が得られる。
【０１６６】
本発明によれば、付加する高周波信号の可聴帯域の上限近辺の遮断周波数及び遮断周波数特性を解析結果信号に応じて切り換えることにより、可聴帯域の上限近辺での周波数特性の乱れを抑えることが出来、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという有利な効果が得られる。
【０１６７】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない効果が得られる。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することがない効果が得られる。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない効果が得られる。
また、自然音に近い１／ｆ特性のガウス分布型ディザを用いるため音声帯域拡張しても特定の帯域が強調されることのない自然な音質となる効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置の全体構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置の入力信号の模式的な周波数特性
【図３】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置の出力信号の模式的な周波数特性
【図４】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のスペクトル解析回路のブロック図
【図５】本発明の他の実施例の音声帯域拡張装置のスペクトル解析回路のブロック図
【図６】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置の非線形回路のブロック図
【図７】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のディザ発生回路のブロック図
【図８】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のＰＮ系列ノイズ信号発生回路のブロック図
【図９】ＰＮ系列ノイズ信号発生回路が出力するホワイトノイズ信号の確率密度
【図１０】ＰＮ系列ノイズ信号発生回路が出力するベル分布型ノイズ信号の確率密度
【図１１】ＰＮ系列ノイズ信号発生回路が出力するガウス分布型ノイズ信号の確率密度
【図１２】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のフィルタのブロック図
【図１３】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のフィルタの特性を示す特性図
【図１４】本発明の実施例２の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのハイパスフィルタのブロック図
【図１５】本発明の実施例２の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのハイパスフィルタの特性を示す特性図
【図１６】本発明の実施例３の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのブロック図
【図１７】本発明の実施例３の音声帯域拡張装置を構成するフィルタの特性を示す特性図
【図１８】本発明の実施例４の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのブロック図
【図１９】本発明の実施例５の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのブロック図
【図２０】本発明の実施例６の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのブロック図
【図２１】従来の音声信号再生装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０１ 入力端子
１０２ オーバーサンプリング型低域通過フィルタ
１０３ スペクトル解析回路
１０４ 非線形回路
１０５ ディザ発生回路
１０６、１０７ フィルタ
１０８、１０９ レベル制御回路
１１０、１１１ 加算回路
１１２ 出力端子
４１ ＦＦＴ回路
４２ データ選択回路
４３ 重み付け加算回路
５１、１２０１、１４０１、１６０２、１８０２、１８０９、１９０２、１９０９ ハイパスフィルタ
５２、５６、６１ 絶対値演算回路
５３、５５、５７、１６０１、１８０１、１８０８、１９０１、１９０８、２００１、２００９ ローパスフィルタ
５８ 判定回路
６２ ＤＣオフセット除去回路
６３、７４ 減算器
６４ 平均化回路
６５ １／２乗算器
６６、７２ 遅延回路
７０−ｎ（ｎ＝１，２，・・，Ｎ） ＰＮ系列ノイズ信号発生器
７１、１６０３、１８０４、１８１１、１９０４、１９１１、２００５、２０１３ 加算器
７３ ＤＣオフセット除去用定数信号発生器
８１ ３２ビットシフトレジスタ
８２ 排他的ＯＲ回路
８３ クロック信号発生器
８４ 初期データ発生器
１２０２、１６０４、１８０５、１８１２、１９０５、１９１２、２００６、２０１４ １／ｆ特性フィルタ
１２０３、１６０５、１８０６、１８１３、１９０６、１９１３、２００７、２０１５ １／ｆ２特性フィルタ
１２０４、１４０２、１６０６、１８０７、１８１４、１９０７、１９１４、２００８、２０１６ 切り換え器
１８０３、１８１０、１９０３、１９１０、２００３、２００４、２０１１、２０１２ レベル制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、音声機器が出力する音声信号の音質、特に高音域の音質の向上を図り、人間の耳に快適な音声信号を出力する音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法に関するものであり、特にデジタル音声信号をデジタル領域で処理する音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
音声機器、特にデジタル処理を行う機器（例えばアナログ／デジタル・コンバータ、デジタル／アナログ・コンバータ等）又は音声信号記録再生装置（例えばアナログテープレコーダ、ＣＤプレーヤ、ＭＤ記録再生装置等）は、処理又は記録再生を行う音声信号（音響信号又はオーディオ信号とも言う。）の周波数帯域を人間の可聴帯域（例えば、２０Ｈｚから２０ｋＨｚまで）のみに制限している。
しかし、従来人間の可聴帯域は２０ｋＨｚ以下であると考えられていたが、近年、人間は２０ｋＨｚを超える周波数帯域の信号成分も感知し得るということが分かってきた。
上記の機器の出力信号は２０ｋＨｚ以下の周波数帯域の成分しか有していない故に、元々有していた２０ｋＨｚを超える成分を正確に再現することは出来ない。
しかし、機器の出力信号に擬似的な２０ｋＨｚ以上の高周波成分を付加することにより、当該出力信号をより自然な音に近づけることが出来る。
そこで、出力信号に擬似的な高周波成分を付加する種々の音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法が提案されている。
【０００３】
特開平９−３６６８５号公報には、音声アナログ再生信号に対して、再生周波数帯の高音域上限か又は可聴周波数帯域の高音域上限を越える周波数のスペクトルを持つ信号を付加する音声信号再生装置及び音声信号再生方法が開示されている。
以下に、特開平９−３６６８５号公報に記載の従来の音声信号再生装置及び音声信号再生装置について説明する。
図２１は従来の音声信号再生装置のブロック図である。図２１において、２１０１は入力端子、２１０２はバッファアンプ、２１０３はフィルタ回路、２１０４はアンプ、２１０５は検波回路、２１０６は時定数回路、２１０７はノイズ発生器、２１０８はフィルタ回路、２１０９は乗算器、２１１０は加算回路、２１１１は出力端子である。
【０００４】
入力信号である音声信号は入力端子２１０１から入力されてバッファアンプ２１０２に入力される。増幅されたバッファアンプ２１０２の出力信号は分岐されて一方は加算回路２１１０に入力され、他方はハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであるフィルタ回路２１０３に入力される。フィルタ回路２１０３は入力した音声信号のうちの特定の帯域（６ｋＨｚ〜２０ｋＨｚ）の信号を通過させる。増幅器２１０４は、フィルタ回路２１０３の出力信号を適当なレベルにまで増幅する。時定数回路２１０６は、時定数を指定する出力信号を出力する。検波回路２１０５は、増幅器２１０４の出力信号を検波し、検波出力信号を時定数回路２１０６の出力信号に応じた時定数で平滑化し（即ち一定の時定数で遅延させて）出力する。平滑化された出力信号はレベルコントロール信号として乗算器２１０９に入力され、原音声信号に付加するノイズ成分のレベルを調整をする。
【０００５】
ノイズ発生器２１０７は、ランダムなノイズ信号を出力する。ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであるフィルタ回路２１０８は、ノイズ信号を入力して２０ｋＨｚ以上の周波数帯域を通過させる。乗算器２１０９はフィルタ回路２１０８の出力信号を入力し、当該フィルタ回路２１０８の出力信号にレベルコントロール信号を掛け合わて出力する（即ち、増幅率はレベルコントロール信号に比例する。）。
加算回路２１１０は、バッファアンプ２１０２の出力信号と乗算器２１０９の出力信号とを加算し、加算された信号を出力端子２１１１より出力する。
以上のように、原音声信号の高域音の出力レベルに比例したランダムノイズを原音声信号に付加することで高音域を拡大している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、以下に示す問題点を有していた。
自然界に存在する音声信号（例えば楽器の音）は、一般的に可聴帯域の信号レベルが大きい時に（同じ時刻において）可聴帯域を超える高周波成分の信号レベルも大きく、反対に可聴帯域の信号レベルが小さい時に可聴帯域を超える高周波成分の信号レベルも小さい。従って、特開平９−３６６８５号公報に記載の従来の音声信号再生装置の出力信号、即ち一定時間遅延した高周波成分を加えた出力信号は、生の音の持つ自然さに不足していた。
【０００７】
又、上記の従来の音声信号再生装置においては、入力信号の一定の帯域に含まれる成分の出力レベルのみに依存したレベルの高周波成分を出力信号に付加するが、異なる音源が出力する音声信号のスペクトルの周波数分布は、互いに異なる場合がある。入力信号の音の性質にかかわらず、一定の帯域に含まれる入力信号の成分のレベルのみに基づいて入力信号に一律に一定のレベルの高周波成分を付加することは、必ずしも入力信号をより自然な音に近づけず、場合によっては却って音質を劣化させる恐れもある。
例えば、正弦波の様な単一のスペクトルを有する信号が入力された場合も上記の従来の音声信号再生装置においてはランダムノイズが付加される故に、信号劣化が発生するという問題点を有していた。
【０００８】
又、上記の従来の音声信号再生装置は、アナログ回路により構成されている故に、回路を構成する部品のばらつき又は温度特性によりその性能のばらつきが発生するという問題点を有していた。
又、上記の従来の音声信号再生装置は、アナログ回路により構成されている故に当該音声信号再生装置による音声信号の処理を繰り返すと音質劣化が発生するという問題点を有していた。
また、上記の従来の音声信号再生装置は、アナログ回路により構成されている故に構成部品であるフィルタの精度を向上させようとすると回路規模が大きくなりコスト増加につながるという問題点を有していた。
【０００９】
本発明は上記従来の問題点を解決する音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
本発明は、入力信号（原音声信号）の音の性質に応じた高周波成分を付加することにより、種々の性質の音声信号について原音声信号からより自然な音声信号を生成し出力する音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。例えば、正弦波を入力しても信号劣化が発生しない音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
【００１０】
又、本発明は、デジタル部品で回路を構成することにより、又デジタル処理を行うことにより、回路を構成する部品のばらつき又は温度特性により性能のばらつきが発生しない音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
又、本発明は、当該音声信号再生装置による音声信号の処理を繰り返しても音質劣化が発生しない音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
更に、構成している高精度のフィルタを採用してもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない、音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
又、本発明は、小さな回路規模の構成により上記の目的を達成する音声帯域拡張装置及び音声帯域拡張方法を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に記載の発明は、入力した帯域Ａ（Ａは任意の帯域）の音声信号を２倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリングし且つ折り返し雑音を除去する低域通過フィルタと、時間ＴＢを単位として前記低域通過フィルタの出力信号を区切り、時間ＴＢ（ＴＢは任意の値）毎の前記低域通過フィルタの出力信号の前記帯域Ａ内でのスペクトルを解析し、解析の結果を示す解析結果信号を出力するスペクトル解析手段と、前記低域通過フィルタの出力信号を入力し、非線形処理をした出力信号を出力する非線形手段と、ガウス分布と釣鐘型分布との間の任意の分布の確率密度分布を有する出力信号を生成するディザ生成手段と、前記帯域Ａの信号成分を減衰させ、前記帯域Ａより高域の周波数帯域である帯域Ｂ（Ｂは帯域Ａより高域の任意の帯域）の信号成分を通過させる第１のフィルタと、前記帯域Ａの信号成分を通過させ、かつ前記帯域Ｂの信号成分を減衰させ、前記帯域Ｂの信号成分を減衰させるときの周波数特性を前記解析結果信号に応じて１／ｆ特性（ｆは周波数）から１／ｆ２特性までの間の領域において変化させる第２のフィルタとを有し、前記非線形手段の出力信号及び前記ディザ生成手段の出力信号を入力し前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタに通すフィルタ手段と、前記解析結果信号に応じて前記フィルタ手段の出力信号の出力レベルを制御するレベル制御手段と、前記レベル制御手段により制御された前記フィルタ手段の出力信号を前記低域通過フィルタの出力信号に加算し、加算信号を出力する加算手段と、を具備することを特徴とする音声帯域拡張装置である。
【００１２】
本発明は、スペクトル解析手段の解析結果に基づいて、入力手段に非線形手段の出力信号及びディザ生成手段の出力信号を適切なレベル及び適切な周波数特性で加算する。
これにより、入力信号のスペクトル分布に応じたスペクトル分布の高周波成分を加算する故に、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００１３】
「帯域Ａ」の値は任意である。例えば帯域Ａは２０ｋＨｚ以下の帯域である。
「時間ＴＢ」の値は任意である。例えば時間ＴＢは２０４８／（４４．１ｋＨｚ×２）＝２３ｍｓである（サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、オーバーサンプリング率ｐ＝２、スペクトル解析のサンプリングデータ数を２０４８個とする）。
「帯域Ｂ」の値は任意である。例えば帯域Ｂは２０ｋＨｚから４０ｋＨｚの帯域である。
「ディザ生成手段」は、ランダム又はランダムに近い信号の発生手段を意味する。
「確率密度分布」は、振幅レベルを横軸とし各振幅レベルの発生頻度を縦軸とする離散値グラフを言う。時間ＴＢは、ディザ生成手段の出力信号が無限のサンプル数での確率密度分布にほぼ近づく程度に十分長い時間であることが好ましい。
「ガウス分布と釣鐘型分布との間の分布」とは、確率密度分布を示すグラフ上で、ガウス分布と釣鐘型分布との間の領域（ガウス分布及び釣鐘型分布を含む。）に当該分布曲線がほぼ含まれている分布を言う。
好ましくは、分布はガウス分布に近い釣鐘型分布（ベル型分布）である。
【００１４】
「非線形手段」は、入力信号を一定の非線形回路に通して高周波成分を発生させる手段を意味する。
「非線形手段」の伝達関数は任意である。好ましくは、非線形手段は全波整流回路又は半波整流回路である。
入力信号ｓｉｎｘを入力した全波整流回路である非線形手段の出力信号は、下記の通りである。
【００１５】
【数式１】
同様に、入力信号ｓｉｎｘを入力した半波整流回路である非線形手段の出力信号は、下記の通りである。
【００１７】
【数式２】
「１／ｆ特性（ｆは周波数）から１／ｆ２特性までの間の領域において」とは、周波数特性を示す座標上で、１／ｆ特性（ｆは周波数）と１／ｆ２特性との間の領域（１／ｆ特性及び１／ｆ２特性を含む。）に当該周波数特性がほぼ含まれている特性を言う。
「周波数特性を変化させる」構成は、例えば１／ｆ特性のフィルタと１／ｆ２特性のフィルタとを二者択一的にスイッチする構成であってもよく、例えば１／ｆ特性のフィルタの出力信号と１／ｆ２特性のフィルタの出力信号との加算比率をすこしずつ変化させる構成であってもよい。
【００１９】
「フィルタ手段」は、例えば前記非線形手段の出力信号及び前記ディザ生成手段の出力信号をそれぞれフィルタに通し、それぞれのフィルタの出力信号を別個に出力しても良いし、例えば入力した前記非線形手段の出力信号及び前記ベル型ディザ生成手段の出力信号を加算した後フィルタに通し、加算された出力信号を出力しても良い。
前者は前記非線形手段の出力信号が通過するフィルタの特性と前記ディザ生成手段の出力信号が通過するフィルタの特性とを別個独立に決定出来る故に、入力信号のスペクトル分布に、より適合したスペクトル分布を有する高周波成分を付加することが出来る。
一方、後者は前記非線形手段の出力信号と前記ディザ生成手段の出力信号とをまとめてフィルタに通す故に、回路規模が小さくなり、且つ周波数特性制御及びレベル制御を、より簡素化することが出来る。
【００２０】
フィルタ手段は、入力信号を第１のフィルタに通した後第２のフィルタに通す構成でも良く、入力信号を第２のフィルタに通した後第１のフィルタに通す構成でも良い。又、第１のフィルタと第２のフィルタとの間に他の構成要素（例えばレベル制御手段等）を介在させても良い。又、第１のフィルタと第２のフィルタが分離できない様に一体化されていても良い。
【００２１】
「レベル制御手段」は、加算手段によって加算されるそれぞれの出力信号のレベルを結果として制御すれば良い。例えば、非線形手段の入力信号、非線形手段の出力信号若しくはフィルタ手段の入力信号、ディザ生成手段の出力信号若しくはフィルタ手段の入力信号、又はそれぞれのフィルタ手段の出力信号のレベルを制御する手段を含む。
【００２２】
本発明の請求項２に記載の発明は、
前記レベル制御手段が、前記フィルタ手段の出力信号の中の前記非線形手段の出力信号に基づく成分と、前記フィルタ手段の出力信号の中の前記ディザ生成手段の出力信号に基づく成分とをそれぞれ別個にレベル制御することを特徴とする請求項１に記載の音声帯域拡張装置である。
【００２３】
本発明は、スペクトル解析手段の解析結果に基づいて、入力手段に非線形手段の出力信号及びディザ生成手段の出力信号をそれぞれ別個に適切にレベル制御する。
これにより、入力信号のスペクトル分布に応じたスペクトル分布の高周波成分を加算する故に、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００２４】
「別個にレベル制御する」とは、別個にレベル制御することが出来れば良い。例えば連動させてレベル制御することと別個にレベル制御することをユーザが選択可能な音声帯域拡張装置、又は入力された音声信号に応じて連動させてレベル制御することと別個にレベル制御することを自動的に選択する音声帯域拡張装置を含む。
【００２５】
本発明の請求項３に記載の発明は、
前記第１のフィルタが前記帯域Ｂを通過帯域に含む帯域通過フィルタ又は高域通過フィルタであって、その低域側の遮断周波数又は遮断周波数特性の少なくともいずれか一方を前記解析結果信号に応じて切り換えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の音声帯域拡張装置である。
【００２６】
本発明は、スペクトル解析手段の解析結果に基づいて、第１のフィルタの低域遮断周波数又は遮断周波数特性の少なくともいずれか一方を制御することにより、帯域Ａの入力信号とこれに付加する帯域Ｂの高周波成分とが接するポイント（帯域Ａと帯域Ｂが接する周波数。例えば２０ｋＨｚである。）でのそれぞれの周波数成分のレベルの大きさ及び接するポイントを挟んだそれぞれの周波数分布（スペクトルアナライザによりフーリエ展開をした結果である、周波数軸を横軸とし周波数成分のレベルを縦軸とするグラフ上での傾き。）のつなぎを滑らかにすることが出来る。
これにより、スペクトル分布が例えば２０ｋＨｚを超えて自然に延びる周波数特性を有する出力信号を生成することが出来る故に、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００２７】
好ましくは、その低域側の遮断周波数及び遮断周波数特性の両方を前記解析結果信号に応じて切り換える。両方を切り換えることにより、両者が接するポイントでの周波数特性の乱れ（当該ポイントでスペクトル（周波数成分）が極大値（又は極小値）を取る等）を抑えることが出来、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００２８】
本発明の請求項４に記載の発明は、
前記第１のフィルタは前記帯域Ａと前記帯域Ｂを通過帯域に含み、前記第１のフィルタの出力信号に含まれる前記帯域Ａの成分のエネルギーレベルと前記第１のフィルタの出力信号に含まれる前記帯域Ｂの成分のエネルギーレベルとの比が一定の値に近づく様に、前記第１のフィルタの特性が変化することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかの請求項に記載の音声帯域拡張装置である。
【００２９】
本発明は、前記帯域Ａの成分のエネルギーレベルと前記帯域Ｂの成分のエネルギーレベルとの比が一定の値に近づく様に、第１のフィルタの周波数特性を制御する。
例えば、帯域Ａの入力信号とこれに付加する帯域Ｂの高周波成分とが接するポイントでのそれぞれの周波数成分のレベルの大きさを一致させるようにレベル制御を行い、且つ前記帯域Ａの成分のエネルギーレベルと前記帯域Ｂの成分のエネルギーレベルとの比が一定の値に出来るだけ近づく様に第１のフィルタの周波数特性を変化させる。
これにより、本発明は、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００３０】
本発明の請求項５に記載の発明は、
前記非線形手段、前記ディザ生成手段、前記フィルタ手段、前記レベル制御手段又は前記加算手段は、前記非線形手段の出力信号に基づく前記加算信号の成分と前記ディザ生成手段の出力信号に基づく前記加算信号の成分との前記帯域Ａ又は前記帯域Ｂの少なくともいずれか一方におけるエネルギーレベルの比を前記解析結果信号に応じて変化させることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの請求項に記載の音声帯域拡張装置である。
【００３１】
本発明は、前記非線形手段の出力信号に基づく成分と前記ディザ生成手段に基づく成分との帯域Ａ（又は帯域Ｂ、又は帯域Ａ及びＢ）におけるエネルギーレベルの比を解析結果信号に応じて変化させる。
例えば、帯域Ａに含まれる２個の周波数帯域である低周波帯域及び高周波帯域での入力信号のエネルギーレベルを解析する（スペクトル解析手段による解析）。
次に、非線形手段の出力信号とディザ生成手段の出力信号とを加算した信号の２個の帯域（低周波帯域及び高周波帯域）でのエネルギーレベルの比が、上記入力信号のエネルギーレベルの比に一致する様に、前記非線形手段の出力信号と前記ディザ生成手段の出力信号との加算比率を変化させる。
【００３２】
このように加算比率を制御された非線形手段の出力信号及びディザ生成手段の出力信号の帯域Ｂの周波数成分を入力信号に加算する。
これにより、本発明は、入力信号のスペクトル分布を類似するスペクトル分布の擬似信号を生成することが出来、当該擬似信号の高周波成分を入力信号に加えることにより、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという作用を有する。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施例について図面とともに記載する。
《実施例１》
図１は本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のブロック図を示す。
図１において、１０１は入力端子、１０２はオーバーサンプリング型ＬＰＦ（オーバーサンプリング型低域通過フィルタ）、１０３はスペクトル解析回路、１０４は非線形回路、１０５はディザ発生回路、１０６はフィルタ、１０７はフィルタ、１０８はレベル制御回路、１０９はレベル制御回路、１１０は加算回路、１１１は加算回路、１１２は出力端子、１１３は遅延回路である。
【００３４】
実施例１の音声帯域拡張装置は、２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚ（帯域Ａに相当する。）の帯域の入力信号に、２０ｋＨｚ〜４０ｋＨｚ（帯域Ｂに相当する。）の高周波成分を付加することにより、より自然な響きを有する音声信号を出力する。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
【００３５】
実施例１の音声帯域拡張装置の入力信号のスペクトル強度の周波数特性を図２に、出力信号のスペクトル強度の周波数特性を図３に模式的に示す。
音声帯域拡張装置は、入力された音声デジタル信号（図２）に拡張信号（帯域Ｂの高周波成分）を、スペクトル特性上で滑らかにつながるように加算している（図３）。即ち、本実施例の音声信号帯域拡張装置から出力されるデジタル信号のスペクトルは、入力されたデジタル信号の帯域Ａ内の最高周波数でのスペクトル２０と、加算された拡張信号の帯域Ｂ内の最低周波数でのスペクトル２１とを一致させた後、帯域Ｂのスペクトルの傾斜２２を帯域Ａ内のスペクトルの傾斜と同じくして連続させている。
【００３６】
入力端子１０１を通じてデジタル音声信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１に入力された信号を入力し、入力信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数ｆｓの２分の１以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
【００３７】
本実施例においては、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２はオーバーサンプリング率ｐ＝２（ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ）である。即ち、入力信号を周波数２ｆｓ＝８８．２ｋＨｚでオーバーサンプリングする。
例えば実施例の音声帯域拡張装置の後にデジタルアナログ変換装置を接続して、デジタルアナログ変換した音声信号を出力する場合等においては、もっと大きな値であるオバーサンプリング率ｐを採用してもよい（例えばｐ＝６４）。このような場合、拡張される音声信号の帯域Ｂはｆｓ／２〜ｐｆｓ／２よりも狭く、例えばｆｓ／２〜ｆｓである。
高域をカットしたオーバーサンプリング信号は、遅延回路１１３、スペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４に伝送される。
【００３８】
スペクトル解析回路１０３は、高域をカットしたオーバーサンプリング信号を入力し、そのスペクトルを解析し、解析結果信号を出力する。解析結果信号は、フィルタ１０６及び１０７、レベル制御回路１０８及び１０９に伝送される。
非線形回路１０４は、高域をカットしたオーバーサンプリング信号を入力し、入力信号を非線形処理して高周波成分を含む信号を出力する。非線形回路１０４の出力信号は、フィルタ１０６に入力される。
【００３９】
フィルタ１０６は、非線形回路１０４の出力信号と解析結果信号とを入力し、解析結果信号に基づいて選択されたフィルタに非線形回路１０４の出力信号を通す。
具体的には、フィルタ１０６は、非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の周波数成分をカットし（ハイパスフィルタ）、且つスペクトル解析回路１０３の出力信号（解析結果信号）に基づいてｆｓ／２以上の帯域において非線形回路１０４の出力信号を１／ｆ特性又は１／ｆ２特性のフィルタ（低域通過フィルタ）に通して出力する。
レベル制御回路１０８は、フィルタ１０６の出力信号と解析結果信号とを入力し、解析結果信号に基づいて選択された増幅率でフィルタ１０６の出力信号を増幅する。
【００４０】
ディザ発生回路１０５は、ベル分布型（釣鐘型）の確率密度を有するノイズ信号（ベル型ディザ信号）を発生する。
フィルタ１０７は、ノイズ信号と解析結果信号とを入力し、解析結果信号に基づいて選択されたフィルタにノイズ信号を通す。
具体的には、フィルタ１０７はディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の周波数成分をカットし（ハイパスフィルタ）、且つスペクトル解析回路１０３の出力信号（解析結果信号）に基づいてｆｓ／２以上の帯域においてディザ発生回路１０５の出力信号を１／ｆ特性又は１／ｆ２特性のフィルタ（低域通過フィルタ）に通して出力する。
レベル制御回路１０９は、フィルタ１０７の出力信号と解析結果信号とを入力し、解析結果信号に基づいて選択された増幅率でフィルタ１０７の出力信号を増幅する。
【００４１】
加算回路１１０は、レベル制御回路１０８及び１０９の出力信号を入力し、加算し、加算結果を出力する。
遅延回路１１３は、高域をカットしたオーバーサンプリング信号を入力し、遅延させて出力する。高域をカットしたオーバーサンプリング信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を通って加算器１１１に入力される経路と、高域をカットしたオーバーサンプリング信号が遅延回路１１３を通って加算器１１１に入力される経路との遅延時間が等しくなる様に、遅延回路１１３における遅延時間が設定されている。
【００４２】
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算器１１０の出力信号とを加算し、加算結果を出力する。
出力端子１１２は、加算器１１１の加算結果を出力する。
上記の様に、本実施例の音声帯域拡張装置は、入力信号の持つ帯域以上のスペクトルを持つ高周波を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させた高周波成分を入力信号に付加することで音声帯域を拡張する。
【００４３】
以下、個々のブロックを詳細に説明する。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２（実施例においてはｐ＝２）は、オーバーサンプリング回路とデジタル低域通過フィルタとを有する。
最初に、オーバーサンプリング回路は、サンプリング周期ＴＳ／２（＝１／（２ｆｓ））で入力信号とゼロデータとを交互に出力することにより、サンプリング周波数２ｆｓを有する音声デジタル信号を生成する。
【００４４】
次に、サンプリング周波数２ｆｓを有する音声デジタル信号をデジタル低域通過フィルタに通す。デジタル低域通過フィルタは、
（ａ）周波数０〜０．４５ｆｓの通過帯域と、
（ｂ）周波数０．５４ｆｓ〜ｆｓの阻止帯域と、
（ｃ）周波数ｆｓ以上で６０ｄＢ以上の減衰量とを
有している。デジタル低域通過フィルタは、入力音声デジタル信号を低域通過ろ波し、上記オーバーサンプリング処理により発生した折り返し雑音を除去する。
以上の構成により、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力信号を２倍の周波数でオーバーサンプリングし、且つ実質的に入力音声デジタル信号の持つ有効な帯域（周波数０〜０．４５ｆｓ）のみを通過させる。
【００４５】
図４は、実施例１におけるスペクトル解析回路１０３の構成を示す。
スペクトル解析回路１０３はＦＦＴ回路（ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ回路）４１と、データ選択回路４２と、重み付け加算回路４３とを具備する。
ＦＦＴ回路４１は、ＦＦＴ演算法を用いて、入力される音声デジタル信号を高速フーリエ変換処理する。例えば周波数分解能数が１０２４であれば２０４８個毎のデータに基づいて、即ちスペクトル解析の単位時間ＴＢ＝２０４８／（ｐ・ｆｓ）＝２０４８／（２×４４．１ｋＨｚ）＝２３．２ｍｓ毎に各１０２４個のスペクトル強度を演算してデータ選択回路４２に出力する（サンプリング周波数ｆｓ＝４４．１ｋＨｚ。オーバーサンプリング率ｐ＝２）。
【００４６】
次いで、データ選択回路４２は、入力される周波数ｆｓ／１０２４毎のスペクトル強度に基づいて、例えば周波数ｆｓ／４〜１．２６ｆｓ／４（１１ｋＨｚ〜１３．９ｋＨｚ）の帯域に該当するスペクトル強度のデータ、周波数１．２６ｆｓ／４〜１．５９ｆｓ／４（１３．９ｋＨｚ〜１７．５ｋＨｚ）の帯域に該当するスペクトル強度のデータ、及び周波数１．５９ｆｓ／４〜２ｆｓ／４（１７．５ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ）の帯域に該当するスペクトル強度のデータを選択的に抽出して重み付け加算回路４３に出力する。
１．２６＝２の３乗根、１．５９＝（２の３乗根）の２乗である。
【００４７】
重み付け加算回路４３は、抽出された各スペクトル強度のデータに所定の重み付け係数を掛け、掛け合わせた結果の各データを加算することにより、入力される音声デジタル信号の周波数ｆｓ／４〜１．２６ｆｓ／４（１１ｋＨｚ〜１３．９ｋＨｚ）の帯域全体のスペクトル強度（エネルギーレベル）Ｌ１、周波数１．２６ｆｓ／４〜１．５９ｆｓ／４（１３．９ｋＨｚ〜１７．５ｋＨｚ）の帯域全体のスペクトル強度（エネルギーレベル）Ｌ２、及び周波数１．５９ｆｓ／４〜２ｆｓ／４（１７．５ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ）の帯域全体のスペクトル強度（エネルギーレベル）Ｌ３を算出し出力する。
この３個の帯域のスペクトル強度Ｌ１、Ｌ２及びＬ３の大きさ及び比率に基づいて、フィルタ１０６及び１０７並びにレベル制御回路１０８及び１０９が制御される。
【００４８】
Ｌ２／Ｌ１及びＬ３／Ｌ２を計算する。この計算結果を、４個の減衰カーブ（スペクトル強度の周波数分布のことである。高周波ほどスペクトル強度は減衰する。）、即ち非線形回路１０４の出力信号である数式１（又は数式２）に−６ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（後述するフィルタ１０６の第１の周波数特性）、数式１（又は数式２）に−１２ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（後述するフィルタ１０６の第２の周波数特性）、ディザ発生回路１０５の出力信号（図１０）に−６ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（後述するフィルタ１０７の第１の周波数特性）、及びディザ発生回路１０５の出力信号に−１２ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（後述するフィルタ１０７の第２の周波数特性）の、同じ帯域（ｆｓ／４〜１．２６ｆｓ／４の帯域、１．２６ｆｓ／４〜１．５９ｆｓ／４の帯域、及び１．５９ｆｓ／４〜２ｆｓ／４の帯域）でのそれぞれのスペクトル強度の比率（Ｌ２／Ｌ１及びＬ３／Ｌ２に相当する値）と比較する。
【００４９】
スペクトル解析回路１０３は、当該４個の減衰カーブのスペクトル強度の比率（Ｌ２／Ｌ１及びＬ３／Ｌ２に相当する値）を記憶している。
スペクトル解析回路１０３は、上記の４個の減衰カーブの中で、最もＬ２／Ｌ１及びＬ３／Ｌ２に近い減衰カーブを選択し、当該減衰カーブを有する出力信号（非線形回路１０４又はディザ発生回路１０５）を出力するように制御する。
３個の帯域のスペクトル強度を比較することにより、４個の減衰カーブの中から、入力信号のスペクトル強度の減衰カーブの１次微分特性及び２次微分特性に近似した最適の減衰カーブを選択することが出来る。
又、帯域Ａ（入力信号の帯域）と帯域Ｂ（付加する高周波成分の帯域）の接点（例えば２０ｋＨｚ）での入力信号のスペクトル強度と、当該接点での選択された出力信号（非線形回路１０４又はディザ発生回路１０５の出力信号）のスペクトル強度とが、一致する様にレベル制御回路１０８又は１０９の増幅率を制御する。
【００５０】
スペクトル解析回路１０３が、非線形回路１０４の出力信号に−６ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブの採用を決定した場合を例示する。スペクトル解析回路１０３は、非線形回路１０４の出力信号がフィルタ１０６の−６ｄＢ／ｏｃｔのフィルタを通過するように制御し、且つ加算器１１１において２０ｋＨｚでの入力信号のスペクトル強度とフィルタ１０６の出力信号のスペクトル強度とが一致する様にレベル制御回路１０８の増幅率を制御する。
レベル制御回路１０９の増幅率を０に制御する。
【００５１】
上記の実施例においては、４個の減衰カーブの中から最適の減衰カーブを択一的に選択するが、他の実施例の音声帯域拡張装置においては、非線形回路１０４の出力信号及びディザ発生回路１０５の出力信号を４個の減衰カーブのフィルタに通す。４個のフィルタの出力信号にそれぞれ適切な係数を掛けた後、加算する（加算信号を生成する）。上記の４個の係数は、加算信号が入力信号の減衰カーブに近似した周波数特性を有するように決められる。
当該加算信号（高周波成分を有する。）を入力信号に付加することにより、音声帯域拡張装置は自然な印象を与える出力信号を出力する。
【００５２】
例えば、図１において、スペクトル解析回路１０３は、非線形回路１０４の出力信号がフィルタ１０６の−６ｄＢ／ｏｃｔのフィルタを通過するように制御し、ディザ発生回路１０５の出力信号がフィルタ１０７の−１２ｄＢ／ｏｃｔのフィルタを通過するように制御し、合成された高周波成分の減衰カーブが入力信号の減衰カーブに近似する様に且つ加算器１１１において２０ｋＨｚでの入力信号のスペクトル強度と付加される高周波成分のスペクトル強度とが一致する様にレベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれの増幅率を制御する。
【００５３】
図５は、他の実施例のスペクトル解析回路の構成を示すブロック図である。
図５のスペクトル解析回路は、高域通過フィルタ５１と、絶対値演算回路５２と、低域通過フィルタ５３と、減算器５４と、低域通過フィルタ５５と、絶対値演算回路５６と、低域通過フィルタ５７と、判定回路５８とを備えている。
図５において、図１のオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２で低域通過ろ波された音声デジタル信号は、高域通過フィルタ５１及び、減算器５４に入力される。
高域通過フィルタ５１は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２（１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ）の帯域成分のみを通過させるように高域通過ろ波した後、高域通過ろ波後の信号を絶対値演算回路５２に入力する。
【００５４】
絶対値演算回路５２は、高域通過フィルタ５１の出力信号を入力し、全波整流し、整流された信号を出力する。
低域通過フィルタ５３は、整流された信号を入力し、時間積分を行って平滑された信号ｙａｈを出力する。平滑された信号ｙａｈは、入力された音声デジタル信号の周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２（１１ｋＨｚ〜２２ｋＨｚ）の帯域におけるスペクトル強度を示す。スペクトル強度を示す信号ｙａｈは、判定回路５８に入力される。
一方、減算器５４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、高域通過フィルタ５１の出力信号を減算した後、減算結果の信号を出力する。
【００５５】
低域通過フィルタ５５は、減算結果を入力し、周波数０〜ｆｓ／４（０〜１１ｋＨｚ）の帯域の成分を通過させ出力する。
絶対値演算回路５６は、上記抽出した周波数０〜ｆｓ／４の帯域の成分を入力し、整流し出力する。
低域通過フィルタ５７は、整流された信号を入力し、時間積分を行って平滑された信号ｙａｌを出力する。平滑された信号ｙａｌは、入力された音声デジタル信号の周波数０〜ｆｓ／４（０〜１１ｋＨｚ）の帯域におけるスペクトル強度を示す。スペクトル強度を示す信号ｙａｌは、判定回路５８に入力される。
【００５６】
そして、判定回路１４０８は、入力された音声デジタル信号の周波数０〜ｆｓ／４におけるスペクトル強度ｙａｌと、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度ｙａｈを比較して、以下のようにフィルタ１０６及び１０７並びにレベル制御回路１０８及び１０９を制御する。
（ａ）スペクトル強度ｙａｌが所定の閾値レベル以上でかつスペクトル強度ｙａｈが上記閾値レベル未満であるとき、又は、
（ｂ）スペクトル強度ｙａｌが所定の閾値レベル未満でかつスペクトル強度ｙａｈが所定の閾値レベル以上であるとき、
レベル制御回路１０８及び１０９の増幅率を０にする。即ち、非線形回路１０４及びディザ発生回路１０５の出力信号は入力信号に加算されない。
【００５７】
一方、上記（ａ）及び（ｂ）以外の時は、レベル制御回路１０８及び１０９の増幅率を０以外の値にし、非線形回路１０４及びディザ発生回路１０５の出力信号をオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号に加算する。
即ち、入力された音声デジタル信号が、周波数０〜ｆｓ／４の帯域、並びに周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域の２つの帯域においてそれぞれ所定の閾値以上のスペクトル強度を有するとき、非線形回路１０４及びディザ発生回路１０５の出力信号が入力信号に加算されて、入力された音声デジタル信号の帯域が拡張される。
【００５８】
一方、スペクトル強度ｙａｌが所定の閾値レベル以上で、かつスペクトル強度ｙａｈが所定の閾値レベル未満であれは、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域成分が実質的に存在しないため、帯域拡張しない方が周波数スペクトル分布が自然である。又、周波数ｆｓ／４〜ｆｓ／２の帯域成分が実質上存在しないことは、入力された音声デジタル信号がｆｓ／４以下の帯域の単一スペクトルの信号又は意図的に発生された非楽音信号であると判断出来る。
そこで、このような場合は、上述のようにレベル制御回路１０８及び１０９の増幅率を０にする。
【００５９】
又、スペクトル強度ｙａｌが所定の閾値レベル未満でかつスペクトル強度ｙａｈが所定の閾値レベル以上の場合は、基本波成分がなく高調波成分のみであると考えられる。即ち、入力された音声デジタル信号が楽音ではなく高域の単一スペクトルの音又は意図的に発生された非楽音であると判断する。
そこで、このような場合は、上述のようにレベル制御回路１０８及び１０９の増幅率を０にする。
これにより、単一スペクトルの信号又は非楽音信号を検出したとき、音声帯域拡張装置は図２の入力信号をそのまま出力する。
【００６０】
上記（ａ）及び（ｂ）以外の時は、ｙａｈ／ｙａｌの比率に基づいて、４個の減衰カーブ（スペクトル強度の周波数分布）の中から最適の減衰カーブを選択する。即ち非線形回路１０４の出力信号である数式１（又は数式２）に−６ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（フィルタ１０６）、数式１（又は数式２）に−１２ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（フィルタ１０６）、ディザ発生回路１０５の出力信号に−６ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（フィルタ１０７）、及びディザ発生回路１０５の出力信号に−１２ｄＢ／ｏｃｔを掛け合わせた減衰カーブ（フィルタ１０７）の中で、ｙａｈ／ｙａｌの比率に最も近似した周波数特性を有する減衰カーブを選択する。
判定回路５８は、当該４個の減衰カーブのスペクトル強度の比率（ｙａｈ／ｙａｌに相当する値）を記憶している。
【００６１】
判定回路５８は、上記の４個の減衰カーブの中で、最もｙａｈ／ｙａｌに近い減衰カーブを選択し、当該減衰カーブを有する出力信号（非線形回路１０４又はディザ発生回路１０５）を出力するように制御する。
即ち、判定回路５８は、例えばディザ発生回路１０５の出力信号が選択された場合は、加算器１１１において２０ｋＨｚでの入力信号のスペクトル強度と付加される高周波成分のスペクトル強度とが一致する様にレベル制御回路１０９の増幅率を制御し、非線形回路１０４の出力信号を増幅するレベル制御回路１０８の増幅率を０に制御する。
【００６２】
以上の実施例においては、スペクトル解析回路６において２つの帯域のスペクトル強度を演算して、入力された音声デジタル信号が単一のスペクトル又は非楽音信号である否かを判断している。
同様に、実施例１のスペクトル解析回路１０３において３個の帯域の各スペクトル強度を演算して、入力された音声デジタル信号が単一のスペクトル又は非楽音信号であるか否かを判断することが出来る。
以上の実施例においては、音声信号帯域拡張装置を、ハードウエアのデジタル信号処理回路で構成しているが、本発明はこれに限らず、例えば、図１、図４又図５の構成を信号処理プログラムでソフトウエアにより実現することも出来る。又、当該信号処理プログラムをＤＳＰ（デジタル・シグナル・プロセッサ）によりハードウエアで実行してもよい。
【００６３】
非線形回路１０４は、非線形の入出力特性を有し、入力されるオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号に対して非線形処理を実行することにより音声デジタル信号を歪ませて高調波成分を発生させ、高調波成分を有する音声デジタル信号を出力する。
非線形処理回路１０４の構成を図６に例示する。
図６において、非線形回路１０４は、絶対値演算回路６１と、ＤＣオフセット除去回路６２とを具備する。ＤＣオフセット除去回路６２は、減算器６３と、平均化回路６４と、１／２乗算器６５と、遅延回路６６とを具備する。
【００６４】
絶対値演算回路６１は、入力された音声デジタル信号に対して、例えば全波整流処理などの非線形処理を実行した後、非線形処理後の音声デジタル信号を遅延回路６６及び平均化回路６４に出力する。
絶対値演算回路６１は、正の振幅を有する信号をそのまま出力する一方、負の振幅を有する信号を負の振幅と同一の絶対値を有する正の振幅に変換して出力する。そのため、負の振幅を有する信号はゼロレベルを境にして正側に折り返されるところで高調波成分が発生する。
例えば、入力信号ｓｉｎｘを入力した全波整流回路である絶対値演算回路６１の出力信号は、上記の数式１で表される。同様に、入力信号ｓｉｎｘを入力した半波整流回路である絶対値演算回路６１の出力信号は、上記の数式２で表される。
【００６５】
平均化回路６４は絶対値演算回路６１の出力信号を入力して平滑化し、出力する。平均化回路６４は、サンプリング周波数ｆｓに比較して非常に低い遮断周波数、例えば０．００１ｆｓ程度（ｆｓ＝４４．１ｋＨｚとすると、２．３ｍｓ程度）の遮断周波数を有する低域通過フィルタを有する。
具体的には、平均化回路６４はサンプリング周期（Ｔｓ＝１／ｆｓ＝１／４４．１ｋＨｚ）に比較して十分に長い期間（例えば０．００１ｆｓ程度の期間）における絶対値演算回路６１の出力信号の振幅の平均値を演算し、当該平均値を出力する。
【００６６】
１／２乗算器６５は当該平均値を入力し、当該平均値の１／２を乗算して、乗算結果の値を出力する。１／２乗算器６５の出力信号は、絶対値演算回路６１の出力信号のＤＣオフセット量に相当する。１／２乗算器６５の出力信号は、減算器６３に入力される。
遅延回路６６は、絶対値演算回路６１の出力信号を入力して、遅延し、出力する。絶対値演算回路６１の出力信号が平均化回路６４及び１／２乗算器６５を経由して減算器６３に入力される経路の処理時間と、絶対値演算回路６１の出力信号が遅延回路６６を経由して減算器６３に入力される経路の遅延時間とが一致する様に、遅延回路６６の遅延時間が設定されている。
減算器６３は、絶対値演算回路６１の出力信号から１／２乗算器６５の出力信号を減算することにより、絶対値演算回路６１の出力信号のＤＣオフセットを除去し、減算結果を出力する。
実施例においては非線形回路１０４の構成に絶対値演算回路６１を用いたが、正の振幅を持つ信号のみを通過させ、負の振幅を持つ信号をゼロにする回路にしても同様の効果が得られる。
【００６７】
入力端子１０１に入力されるデジタル音声信号はゼロレベルを基準とした信号である故に（ＤＣ成分を含まない。）、出力端子１１２から出力される信号もＤＣ成分を含まないようにしている。
非線形回路１０４への入力信号（オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号）はゼロレベルを基準とした信号であるが、絶対値演算回路６１が非線形回路１０４への入力信号を非線形処理する（絶対値を演算して出力する。）ことにより、ＤＣオフセットが発生する。
そこで、減算器６３により、絶対値演算回路６１の出力信号に含まれるＤＣオフセットを除去している。
【００６８】
非線形回路１０４がオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力して生成した高調波成分を含むデジタル信号は、図１に示すように、フィルタ１０６に入力される。
フィルタ１０６は、後述する様に、入力したデジタル信号の中の概ね周波数ｆｓ／２以上の高周波成分のみを高域通過ろ波して出力する。
【００６９】
図１のディザ発生回路１０５は、時間軸に対してランダムな振幅レベルを有する音声デジタル信号を発生する。即ち、ディザ発生回路１０５は、入力端子１０１に入力された音声デジタル信号とは無相関に発生させたディザ信号を出力する。
ディザ信号はフィルタ１０７に入力される。フィルタ１０７は、後述する様に、入力したディザ信号の中の概ね周波数ｆｓ／２以上の高周波成分のみを高域通過ろ波して出力する。
【００７０】
ディザ信号発生回路１０５は、実施例１においては、図７に示す構成を有する。
図７において、ディザ信号発生回路１０５は、複数Ｎ個の疑似雑音系列ノイズ信号発生回路（以下、「ＰＮ系列ノイズ信号発生回路」という。）７０−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ（Ｎは２以上の任意の整数））と、加算器７１と、遅延回路７２と、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３と、減算器７４とを具備する。
【００７１】
各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎは、互いに独立な初期値を有して、例えば、Ｍ系列ノイズ信号である一様にランダムな振幅レベルを有する疑似ノイズ信号を発生する。各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎの出力信号は、加算器７１に入力される。
加算器７１は、複数のＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の出力信号であるＮ個の疑似ノイズ信号を加算して、加算結果である疑似ノイズ信号の和（ディザ信号）を出力する。
加算器７１の出力信号（疑似ノイズ信号の和。ディザ信号）は遅延回路７２及びＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３に入力される。
【００７２】
ＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３は、加算器７１の出力信号（疑似ノイズ信号の和）を入力し、一定期間（当該一定期間は、加算器７１の出力クロックよりも十分に長い期間であることが好ましい。例えば、１０００／ｆｓ＝２２．７ｍｓである。）の間の加算器７１の出力信号の平均値の１／２を算出する。当該平均値の１／２は、加算器７１の出力信号（疑似ノイズ信号の和）のＤＣオフセット値に該当する。
ＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３は、当該平均値の１／２（ＤＣオフセット値。ＤＣオフセット除去用定数信号）を出力する。当該平均値の１／２は、減算器７４に入力される。
【００７３】
遅延回路７２は、加算器７１の出力信号（疑似ノイズ信号の和。ディザ信号）を入力し、遅延して出力する。遅延された出力信号は、減算器７４に入力される。
遅延回路７２の遅延時間は、ＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３での信号の遅延時間（遅延時間の大部分は平均値の算出回路で発生する。）と等しい時間である。これにより、加算器７１の出力信号とＤＣオフセット除去用定数信号発生器７３の出力信号との時間差を解消している。
減算器７４は、遅延回路７４の出力信号である疑似ノイズ信号の和からＤＣオフセット除去用定数信号を減算して、ＤＣオフセットの無いディザ信号を生成し、出力する。
【００７４】
図８は、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎ（ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）の構成を図示する。
図８において、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎは、３２ビットシフトレジスタ８１と、排他的論理和ゲート８２と、クロック信号発生器８３と、初期値データ発生器８４とを具備する。
３２ビットシフトレジスタ８１は、初期値データ発生器８４により各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎ毎に互いに異なる初期値が設定された後、クロック信号発生器８３により発生されるクロック信号により、１段ずつシフトする。
【００７５】
３２ビットシフトレジスタ８１（０〜３１ビット）の最上位ビット（ＭＳＢである３１ビット目）の１ビットデータと、３ビット目の１ビットデータとは、排他的論理和ゲート８２の入力端子に入力される。
クロック信号発生器８３からのクロック信号に基づいて、排他的論理和ゲート８２は、排他的論理和の演算結果である１ビットデータを出力し、３２ビットシフトレジスタ８１の最下位ビット（ＬＳＢである０ビット目）に入力する。
３２ビットシフトレジスタ８１の下位８ビットのデータ（０ビット目〜７ビット目）は、ＰＮ系列ノイズ信号として出力される。
このようにＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎを構成することにより、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎから出力されるＰＮ系列ノイズ信号は互いに独立した８ビットのＰＮ系列ノイズ信号となる。
【００７６】
図８の例では、各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎは上述の構成により互いに独立した８ビットのＰＮ系列ノイズ信号を発生するが、本発明はこれに限らず、例えば以下の（１）、（２）又は（３）のように構成してもよい。
（１）各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎごとに、３２ビットシフトレジスタ８１の異なるビット位置の出力信号（異なるＤフリップフロップの出力信号）から８ビットのデータを取り出してＰＮ系列ノイズ信号を生成する。即ち、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−１では最下位８ビットから８ビットのＰＮ系列ノイズ信号を取り出し、ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−２では最下位８ビットより直上の８ビットからＰＮ系列ノイズ信号を取り出し、以下同様にしてＰＮ系列ノイズ信号を取り出す。
（２）排他的論理和ゲート８２への入力信号を取り出す３２ビットシフトレジスタ８１のビット位置を各ＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎで互いに異ならせる。
（３）上記（１）と上記（２）とを組み合わせる。
【００７７】
加算器７１（図７）で互いに独立な複数個のＰＮ系列ノイズを加算することにより、図９、図１０又は図１１に示すような振幅レベルに対して確率密度を有するＰＮ系列ノイズ信号を発生することができる。
例えば、Ｎ＝１（ＰＮ系列ノイズ信号発生回路が１個のみ）であるときは、概ね、図９に示すように、振幅レベルに対して一様分布の確率密度を有するホワイトノイズ信号を発生する。
また、Ｎ＝１２（ＰＮ系列ノイズ信号発生回路が１２個）であるときは、１２個の一様な乱数を発生するＰＮ系列ノイズ信号発生回路７０−ｎからの各ＰＮ系列ノイズ信号を加算することにより、図１１に示すように、概ね振幅レベルに対してガウス分布の確率密度を有するガウス分布型ノイズ信号を発生する。中心極限定理により、ガウス分布の分散が１／（√１２）になるからである。
【００７８】
さらに、Ｎ＝３であるとき、図１０に示すように、ガウス分布に近くてガウス分布から若干大きい分散を有し、振幅レベルに対してベル型分布又は釣り鐘型分布の確率密度を有するベル分布型（釣り鐘型）ノイズ信号を発生する。
以上説明したように、図７及び図８の回路構成により、例えば図１０又は図１１のノイズ信号を発生することが出来る。このようにして、小規模の回路で自然音や楽音信号に近いディザ信号を発生することができる。
【００７９】
図１２はフィルタ１０６及び１０７の詳細ブロック図を示す（図１）。フィルタ１０６とフィルタ１０７とは同一の構成を有する。
図１２において、１２０１はハイパスフィルタ、１２０２は１／ｆ特性フィルタ（第１の周波数特性のフィルタ）、１２０３は１／ｆ２特性フィルタ（第２の周波数特性のフィルタ）、１２０４は切り換え器である。
【００８０】
図１３（ａ）は１／ｆ特性フィルタ１２０２の１／ｆ周波数特性（−６ｄＢ／ｏｃｔ）を図示する。１／ｆ特性フィルタ１２０２は入力信号の帯域Ａ（遮断周波数はｆｓ／２。実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ）と同一の通過帯域を有する低域通過フィルタであって、遮断周波数より高域では１／ｆの減衰特性を有する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２のオーバーサンプリング周波数をｐｆｓとすると（実施例においてはｐ＝２）、１／ｆの減衰特性で信号を通す帯域は帯域Ｂ（ｆｓ／２〜ｐｆｓ／２）である。ｐｆｓ／２より高い周波数では、６０ｄＢ以上の減衰量を有する。
【００８１】
図１３（ｂ）は１／ｆ２特性フィルタ１２０３の１／ｆ２特性（−１２ｄＢ／ｏｃｔ）を図示する。１／ｆ２特性フィルタ１２０３は入力信号の帯域Ａと同一の通過帯域を有する低域通過フィルタであって、遮断周波数より高域では１／ｆ２の減衰特性を有する。１／ｆ２の減衰特性で信号を通す帯域は帯域Ｂ（ｆｓ／２〜ｐｆｓ／２）である。ｐｆｓ／２より高い周波数では、６０ｄＢ以上の減衰量を有する。
【００８２】
上述の様に、スペクトル解析回路１０３はオーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力の高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル構造が１／ｆ特性か１／ｆ２特性のいずれに近いかを検出する。
フィルタ１０６及び１０７の動作の詳細を図１２及び図１３を用いて説明する。
ハイパスフィルタ１２０１は、非線形回路１０４及びディザ生成回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の帯域の成分を除去する。
ハイパスフィルタ１２０１は、請求項の記載における第１のフィルタに該当する。
【００８３】
ハイパスフィルタ１２０１の出力信号は、上記の１／ｆ特性フィルタ１２０２及び１／ｆ２特性フィルタ１２０３に入力される。切り換え器１２０４はスペクトル解析回路１０３の出力信号（解析結果信号）に応じて１／ｆ特性フィルタ１２０２の出力と１／ｆ２特性フィルタ１２０３の出力信号を切り換え、いずれか選択された出力信号を出力する。
１／ｆ特性フィルタ１２０２、１／ｆ２特性フィルタ１２０３及び切り換え器１２０４は、請求項の記載における第２のフィルタに該当する。
【００８４】
上記の様に、本発明の実施例１の音声帯域拡張装置は、非線形回路及びディザ発生回路及びフィルタで入力信号の帯域以上の高周波を発生させ、スペクトル解析回路及びレベル制御回路で入力信号の高域スペクトル強度に応じてレベル及びスペクトル構造を制御し入力信号に加算して出力する構成を有する。
これにより、図３に示すようにｆｓ／２以下の帯域Ａの入力信号にｆｓ／２〜ｐｆｓ／２の帯域Ｂの信号を付加することにより帯域の拡張を行っている。
【００８５】
大半の音楽信号のスペクトル構造は、１／ｆ〜１／ｆ２特性を有している。スペクトル解析回路１０３は帯域Ａの入力信号が１／ｆ特性に近いのか１／ｆ２特性に近いのかを分析し、その出力に基づき帯域拡張する信号のスペクトル構造を決定することにより、入力信号のスペクトル構造に近い形で音声帯域の拡張を行っている。従って、入力信号のスペクトル構造に近い高周波で帯域を拡張するため特定の帯域が強調されることが無く、自然な感じで帯域が拡張できる。
また、ガウス分布に近いディザ信号を用いるため自然音に近い音で帯域の拡張を行っている。
【００８６】
信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【００８７】
尚、本発明の実施例１では非線形回路１０４の出力信号及びディザ発生回路１０５の出力信号をそれぞれ独立にフィルタ１０６、１０７及びレベル制御回路１０８及び１０９で処理した後、これらの信号を加算回路１１０、１１１で加算しているが、非線形回路１０４の出力とディザ発生回路１０５の出力を加算した後にフィルタ処理及びレベル制御処理を実施しても同様の効果が得られることは言うまでもない。
更に、スペクトル解析回路が入力信号を単一のスペクトルの信号と判断した場合、レベル制御回路の増幅率をゼロとする。これにより正弦波が入力されても高域信号が付加されない故に、当該音声帯域拡張装置により却って信号劣化が発生するという問題が解決された。
【００８８】
《実施例２》
本発明の実施例２の音声帯域拡張装置の全体構成は、本発明の実施例１の音声帯域拡張装置（図１）と基本的に同じである。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
実施例２の音声帯域拡張装置は、フィルタ１０６及び１０７の構成（図１２）が、実施例１の音声帯域拡張装置と異なる。
実施例２のフィルタ１０６及び１０７は、ハイパスフィルタ１２０１（図１２）の構成が実施例１のフィルタ１０６及び１０７と異なる。
【００８９】
図１４は本発明の実施例２における音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のハイパスフィルタ１２０１の詳細ブロック図である。
図１４において、１４０１はハイパスフィルタ１〜ｍ（ｍは２以上の任意の整数）、１４０２は切り換え器である。
図１５は本発明の実施例２における音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のハイパスフィルタ１２０１に含まれる複数のハイパスフィルタ１〜ｍ（１４０１）のそれぞれの周波数特性を示す。
この様に構成された本発明の実施例２の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
基本的な動作は本発明の実施例１の音声帯域拡張装置と同じであるため相違点を詳しく説明する。
【００９０】
実施例１のハイパスフィルタ１２０１は、ｆｓ／２以下の周波数成分をカットする単一のハイパスフィルタで構成されていたが、実施例２のハイパスフィルタ１２０１は、上述の様に複数のハイパスフィルタ１〜ｍ（１４０１）及び切り換え器１４０２とを有する。各ハイパスフィルタの周波数特性は図１５に示す特性であり、各々の遮断周波数又は遮断特性が異なる。
切り換え器１４０２は、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じて複数のハイパスフィルタ１〜ｍ（１４０１）の出力信号の中から１個の出力信号を選択し、出力する。切り換え器１４０２の出力信号は、１／ｆ特性フィルタ１２０２及び１／ｆ２特性フィルタ１２０３に入力される。
【００９１】
ハイパスフィルタ１２０１の低域側（ｆｓ／２付近）の遮断周波数または遮断特性をスペクトル解析回路１０３の出力に応じて切り換えることで付加する高域信号（帯域Ｂ）の低域特性（ｆｓ／２付近の特性）を変化させる。
これにより、入力信号（帯域Ａ）と付加する高域信号とが接する点であるｆｓ／２付近での加算器１１１の出力信号のレベル等を微調整出来る故に、ｆｓ／２付近でスペクトルが盛り上がる等のうねりを抑えることが出来、より自然なスペクトル分布で帯域拡張できるようにしている。
【００９２】
入力端子１０１を通じてデジタル信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１を介して入力された信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数の２分の１（ｆｓ／２）以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
スペクトル解析回路１０３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号のスペクトル分布を分析し、高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル分布に基づいて１／ｆ特性フィルタ１２０２及び１／ｆ２特性フィルタ１２０３のいずれのフィルタが適しているかを検出する。
【００９３】
非線形回路１０４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を非線形処理し、高調波を発生させる。
フィルタ１０６は、上記のハイパスフィルタ１２０１により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の帯域を最適にカットし、ｆｓ／２以上の帯域についてはスペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき１／ｆ特性フィルタ１２０２又は１／ｆ２特性フィルタ１２０３を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ｂの信号を出力する。
【００９４】
一方、ディザ発生回路１０５は、所定の振幅内で確率密度が略ガウス分布に近い釣鐘型分布となるベル型ディザを生成する。
フィルタ１０７は、上記のハイパスフィルタ１２０１によりディザ発生回路の出力信号のｆｓ／２以下の帯域を最適にカットし、ｆｓ／２以上の帯域についてはスペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき１／ｆ特性フィルタ１２０２又は１／ｆ２特性フィルタ１２０３を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ｂの信号を出力する。
【００９５】
レベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれは、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じた増幅率でフィルタ１０６及び１０７の出力信号を増幅する。
例えば、入力信号のｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、フィルタ１０６及び１０７の出力レベルを大きくし、スペクトル強度が小さい場合は出力レベルを小さくする様に動作する。
加算回路１１０は、２つのレベル制御回路１０８と１０９の出力を加算する。
【００９６】
遅延回路１１３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、遅延して出力する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号が遅延回路１１３を経由して加算器１１１に入力されるまでの遅延時間と、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を経由して加算器１１１に入力されるまでの処理時間とが一致する様に、遅延回路１１３の遅延時間が決められている。
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算回路１１０の出力信号を入力し、両者を加算し、加算結果を出力する。加算結果は、出力端子１１２から出力される。
【００９７】
以上の様に、実施例２の音声帯域拡張装置は、入力信号の帯域Ａより高い帯域Ｂのスペクトルを持つ高周波を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させた高周波成分を入力信号に付加することで音声帯域を拡張する。
入力信号に応じて付加する高域信号の低域特性を制御することで、入力信号及び付加した信号のスペクトル分布を連続的にすることができる故に自然な帯域拡張が可能である。
【００９８】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【００９９】
《実施例３》
本発明の実施例３の音声帯域拡張装置の全体構成は、本発明の実施例１の音声帯域拡張装置（図１）と基本的に同じである。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
実施例３の音声帯域拡張装置は、フィルタ１０６及び１０７の構成（図１２）が、実施例１の音声帯域拡張装置と異なる。
基本的な動作は本発明の実施例１の音声帯域拡張装置と同じであるため相違点を詳しく説明する。
【０１００】
図１６は、実施例３の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のブロック図である。フィルタ１０６とフィルタ１０７の構成は同一である。
図１６において、１６０１はローパスフィルタ、１６０２はハイパスフィルタ、１６０３は加算回路、１６０４は１／ｆ特性フィルタ、１６０５は１／ｆ２特性フィルタ、１６０６は切り換え器である。
図１７は本発明の実施例３のフィルタ１０６及び１０７の全体の周波数特性を示す。実施例１のフィルタ１０６及び１０７は帯域Ｂにおいて図１７と同様の周波数特性を有しているが、帯域Ａの信号成分は全て除去されている。
これに対して、実施例３のフィルタ１０６及び１０７は、帯域Ｂにおいて実施例１のフィルタと同様の特性を持ち且つ帯域Ａの信号成分も減衰率は大きいが通過させる。
【０１０１】
ハイパスフィルタ１６０２は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａよりも高域の帯域である帯域Ｂの信号成分を出力する（通過帯域である帯域Ｂにおいては信号は減衰しない。）。
ローパスフィルタ１６０１は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａの信号成分を出力する。帯域Ａよりも高域の信号成分はカットする。
ローパスフィルタ１６０１、ハイパスフィルタ１６０２及び加算器１６０３は、請求項の記載における第１のフィルタに該当する。
ローパスフィルタ１６０１は通過帯域（帯域Ａ）においても大きな減衰率を有する故に、ローパスフィルタ１６０１の出力信号の信号レベルは非常に小さく、入力信号のＬＳＢのレベルよりも小さい。そこで、実施例３においては、音声帯域拡張装置の各ブロックの語長を全て入力信号の語長より大きくして、追加された下位のビットにローパスフィルタ１６０１の出力信号を加える。
【０１０２】
加算器１６０３は、ローパスフィルタ１６０１の出力信号に所定の値ｄを掛け、掛けた結果の信号とハイパスフィルタ１６０２の出力信号とを加算する。
所定の値とは、ローパスフィルタ１６０１の出力信号（帯域Ａの信号成分）のエネルギーレベルをＬ４、ハイパスフィルタ１６０２の出力信号（帯域Ｂの信号成分）のエネルギーレベルをＬ５とした時、ｄ・Ｌ４／Ｌ５の比が一定の値ｃになるような値ｄである。従って、ｄ・Ｌ４／Ｌ５＝ｃよりｄ＝ｃ・Ｌ５／Ｌ４の式によりｄが算出される。
又、ローパスフィルタ１６０１の出力信号に所定の値ｄを掛けた結果の信号（帯域Ａの信号成分）の語長が拡張した語長（出力端子１１２の出力信号の持つ語長と入力信号の語長との差）以下になるようにする。
【０１０３】
加算器１６０３の出力信号は、１／ｆ特性フィルタ１６０４及び１／ｆ２特性フィルタ１６０５に入力される。
切り換え器１６０６は、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じて、１／ｆ特性フィルタ１６０４の出力信号又は１／ｆ２特性フィルタ１６０５の出力信号のいずれかを選択して出力する。
１／ｆ特性フィルタ１６０４、１／ｆ２特性フィルタ１６０５及び切り換え器１６０６は、請求項の記載における第２のフィルタに該当する。
【０１０４】
実施例３においては、帯域Ａ及び帯域Ｂのそれぞれの帯域の信号成分を入力信号の高域スペクトル強度に応じて加算することで、データ語長の拡大と帯域の拡張を実施している。帯域Ａと帯域Ｂのエネルギー比を所定値にすることで、加算する信号のスペクトル構造が変化しないため、特定の帯域が強調されることが無く、データ語長の拡大と帯域の拡張が実施できる。
この様に構成された本発明の実施例３の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
【０１０５】
入力端子１０１を通じてデジタル信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１を介して入力された信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数の２分の１（ｆｓ／２）以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
【０１０６】
スペクトル解析回路１０３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号のスペクトル分布を分析し、高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル分布に基づいて１／ｆ特性フィルタ１６０４及び１／ｆ２特性フィルタ１６０５のいずれのフィルタが適しているかを検出する。
非線形回路１０４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を非線形処理し、高調波を発生させる。
【０１０７】
フィルタ１０６は、上記のローパスフィルタ１６０１により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出し、上記のハイパスフィルタ１６０２により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を出力し（帯域Ｂについては減衰がない。）、加算器１６０３で両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき１／ｆ特性フィルタ１６０４又は１／ｆ２特性フィルタ１６０５を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１０８】
一方、ディザ発生回路１０５は、所定の振幅内で確率密度が略ガウス分布に近い釣鐘型分布となるベル型ディザを生成する。
フィルタ１０７は、上記のローパスフィルタ１６０１によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出し、上記のハイパスフィルタ１６０２によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を出力し（帯域Ｂについては減衰がない。）、加算器１６０３で両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器１６０６を切り換えて１／ｆ特性フィルタ１６０４又は１／ｆ２特性フィルタ１６０５を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１０９】
レベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれは、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じた増幅率でフィルタ１０６及び１０７の出力信号を増幅する。
例えば、入力信号のｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、フィルタ１０６及び１０７の出力レベルを大きくし、スペクトル強度が小さい場合は出力レベルを小さくする様に動作する。
加算回路１１０は、２つのレベル制御回路１０８と１０９の出力を加算する。
【０１１０】
遅延回路１１３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、遅延して出力する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号が遅延回路１１３を経由して加算器１１１に入力されるまでの遅延時間と、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を経由して加算器１１１に入力されるまでの処理時間とが一致する様に、遅延回路１１３の遅延時間が決められている。
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算回路１１０の出力信号を入力し、両者を加算し、加算結果を出力する。加算結果は、出力端子１１２から出力される。
【０１１１】
以上の様に、実施例３の音声帯域拡張装置は、入力信号の帯域Ａ及び帯域Ｂのスペクトルを持つノイズ信号を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させたノイズ信号を入力信号に付加することで音声帯域を拡張し、且つデータ語長を拡大している。
入力信号のスペクトル構造に近い高域信号で帯域を拡張するため特定の帯域が強調されることが無く、自然な感じで帯域が拡張できる。
【０１１２】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【０１１３】
《実施例４》
本発明の実施例４の音声帯域拡張装置の全体構成は、本発明の実施例３の音声帯域拡張装置（図１）と基本的に同じである。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
実施例４の音声帯域拡張装置は、フィルタ１０６及び１０７（図１８）がレベル制御回路１８０３、１８１０を有する点で、実施例３の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７（図１６）と異なる。
【０１１４】
図１８は、実施例４の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のブロック図である。フィルタ１０６とフィルタ１０７の構成は同一である。
図１８において、１８０１及び１８０８はローパスフィルタ、１８０２及び１８０９はハイパスフィルタ、１８０３及び１８１０はレベル制御回路、１８０４及び１８１１は加算回路、１８０５及び１８１２は１／ｆ特性フィルタ、１８０６及び１８１３は１／ｆ２特性フィルタ、１８０７及び１８１４は切り換え器である。
【０１１５】
本発明の実施例４のフィルタ１０６及び１０７の全体の周波数特性は基本的に実施例３のフィルタ１０６及び１０７と同じであり、図１７で示される。
実施例４のローパスフィルタ１８０１、１８０８の周波数特性は実施例３のローパスフィルタ１６０１の周波数特性と同じであり（図１７の帯域Ａ）、実施例４のハイパスフィルタ１８０２、１８０９の周波数特性は実施例３のハイパスフィルタ１６０２の周波数特性と同じである。
この様に構成された本発明の実施例４の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
基本的な動作は本発明の実施例３の音声帯域拡張装置と同じであるため相違点を詳しく説明する。
【０１１６】
ハイパスフィルタ１８０２、１８０９は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａよりも高域の帯域である帯域Ｂの信号成分を出力する（通過帯域である帯域Ｂにおいては信号は減衰しない。）。
ローパスフィルタ１８０１、１８０８は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａの信号成分を出力する。帯域Ａよりも高域の信号成分はカットする。ローパスフィルタ１８０１、１８０８は通過帯域（帯域Ａ）においても大きな減衰率を有する故に、ローパスフィルタ１８０１、１８０８の出力信号の信号レベルは非常に小さく、入力信号のＬＳＢのレベルよりも小さい。
【０１１７】
そこで、実施例４においては、音声帯域拡張装置の各ブロックの語長を全て入力信号の語長より大きくして、追加された下位のビットにローパスフィルタ１８０１、１８０８の出力信号を加える。
ローパスフィルタ１８０１、１８０８、ハイパスフィルタ１８０２、１８０９、レベル制御回路１８０３、１８１０及び加算器１８０４、１８１１は、請求項の記載における第１のフィルタに該当する。
【０１１８】
レベル制御回路１８０３、１８１０は、ハイパスフィルタ１８０２、１８０９の出力信号を入力し、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づく増幅率でハイパスフィルタ１８０２、１８０９の出力信号を増幅し、出力する。
レベル制御回路１８０３の増幅率α１及びレベル制御回路１８１０の増幅率α２とすると、α１及びα２の値は、α１＋α２＝一定の条件で、加算されるノイズ信号のスペクトル分布が入力信号のスペクトル分布に最も近似するように、スペクトル解析回路１０３の出力信号により決定される。
【０１１９】
加算器１８０４、１８１１は、ローパスフィルタ１８０１、１８０８の出力信号に所定の値ｄを掛け、掛けた結果の信号とレベル制御回路１８０３、１８１０の出力信号とを加算する。
所定の値とは、ローパスフィルタ１８０１、１８０８の出力信号（帯域Ａの信号成分）のエネルギーレベルをＬ４、レベル制御回路１８０３、１８１０の出力信号（帯域Ｂの信号成分）のエネルギーレベルをＬ５とした時、ｄ・Ｌ４／Ｌ５の比が一定の値ｃになるような値ｄである。従って、ｄ・Ｌ４／Ｌ５＝ｃよりｄ＝ｃ・Ｌ５／Ｌ４の式によりｄが算出される。なお、加算器１８０４のｄの値と、１８１１のｄの値は別個独立である。
又、ローパスフィルタ１８０１、１８０８の出力信号に所定の値ｄを掛けた結果の信号（帯域Ａの信号成分）の語長が拡張した語長（出力端子１１２の出力信号の持つ語長と入力信号の語長との差）以下になるようにする。
【０１２０】
加算器１８０４、１８１１の出力信号は、１／ｆ特性フィルタ１８０５、１８１２及び１／ｆ２特性フィルタ１８０６、１８１３に入力される。
切り換え器１８０７、１８１４は、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じて、１／ｆ特性フィルタ１８０５、１８１２の出力信号又は１／ｆ２特性フィルタ１８０６、１８１３の出力信号のいずれかを選択して出力する。
１／ｆ特性フィルタ１８０５、１８１２、１／ｆ２特性フィルタ１８０６，１８１３及び切り換え器１８０７，１８１４は、請求項の記載における第２のフィルタに該当する。
【０１２１】
実施例４においては、帯域Ａ及び帯域Ｂのそれぞれの帯域の信号成分を入力信号の高域スペクトル強度に応じて加算することで、データ語長の拡大と帯域の拡張を実施している。帯域Ａと帯域Ｂのエネルギー比を所定値にすることで、加算する信号のスペクトル構造が変化しないため、特定の帯域が強調されることが無く、データ語長の拡大と帯域の拡張が実施できる。
この様に構成された本発明の実施例４の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
【０１２２】
入力端子１０１を通じてデジタル信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１を介して入力された信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数の２分の１（ｆｓ／２）以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
【０１２３】
スペクトル解析回路１０３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号のスペクトル分布を分析し、高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル分布に基づいて１／ｆ特性フィルタ１８０５、１８１２及び１／ｆ２特性フィルタ１８０６、１８１３のいずれのフィルタが適しているかを検出する。
非線形回路１０４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を非線形処理し、高調波を発生させる。
【０１２４】
フィルタ１０６においては、上記のローパスフィルタ１８０１により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出する。又、上記のハイパスフィルタ１８０２により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路１８０３で増幅する。加算器１８０４により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器１８０７を切り換えて１／ｆ特性フィルタ１８０５又は１／ｆ２特性フィルタ１８０６を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１２５】
一方、ディザ発生回路１０５は、所定の振幅内で確率密度が略ガウス分布に近い釣鐘型分布となるベル型ディザを生成する。
フィルタ１０７は、上記のローパスフィルタ１８０８によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出する。又、上記のハイパスフィルタ１８０９によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路１８１０で増幅する。加算器１８１１により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器１８１４を切り換えて１／ｆ特性フィルタ１８１２又は１／ｆ２特性フィルタ１８１３を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１２６】
レベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれは、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じた増幅率でフィルタ１０６及び１０７の出力信号を増幅する。
例えば、入力信号のｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、フィルタ１０６及び１０７の出力レベルを大きくし、スペクトル強度が小さい場合は出力レベルを小さくする様に動作する。
加算回路１１０は、２つのレベル制御回路１０８と１０９の出力を加算する。
【０１２７】
遅延回路１１３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、遅延して出力する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号が遅延回路１１３を経由して加算器１１１に入力されるまでの遅延時間と、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を経由して加算器１１１に入力されるまでの処理時間とが一致する様に、遅延回路１１３の遅延時間が決められている。
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算回路１１０の出力信号を入力し、両者を加算し、加算結果を出力する。加算結果は、出力端子１１２から出力される。
【０１２８】
以上の様に、実施例４の音声帯域拡張装置は、入力信号の帯域Ａ及び帯域Ｂのスペクトルを持つノイズ信号を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させたノイズ信号を入力信号に付加することで音声帯域を拡張し、且つデータ語長を拡大している。
入力信号のスペクトル構造に近い高域信号で帯域を拡張するため特定の帯域が強調されることが無く、自然な感じで帯域が拡張できる。
特に非線形回路で生成した高域信号とディザ発生回路で生成した高域信号の総エネルギーレベルは一定のままでその割合を入力信号の高域スペクトル構造に応じて制御できるため自然な帯域拡張が可能である。
【０１２９】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【０１３０】
《実施例５》
本発明の実施例５の音声帯域拡張装置の全体構成は、本発明の実施例３の音声帯域拡張装置（図１）と基本的に同じである。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
実施例５の音声帯域拡張装置は、フィルタ１０６及び１０７（図１９）がレベル制御回路１９０３、１９１０を有する点で、実施例３の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７（図１６）と異なる。
【０１３１】
図１９は、実施例５の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のブロック図である。フィルタ１０６とフィルタ１０７の構成は同一である。
図１９において、１９０１及び１９０８はローパスフィルタ、１９０２及び１９０９はハイパスフィルタ、１９０３及び１９１０はレベル制御回路、１９０４及び１９１１は加算回路、１９０５及び１９１２は１／ｆ特性フィルタ、１９０６及び１９１３は１／ｆ２特性フィルタ、１９０７及び１９１４は切り換え器である。
【０１３２】
本発明の実施例５のフィルタ１０６及び１０７の全体の周波数特性は基本的に実施例３のフィルタ１０６及び１０７と同じであり、図１７で示される。
実施例５のローパスフィルタ１９０１、１９０８の周波数特性は実施例３のローパスフィルタ１６０１の周波数特性と同じであり（図１７の帯域Ａ）、実施例５のハイパスフィルタ１９０２、１９０９の周波数特性は実施例３のハイパスフィルタ１６０２の周波数特性と同じである。
この様に構成された本発明の実施例５の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
基本的な動作は本発明の実施例３の音声帯域拡張装置と同じであるため相違点を詳しく説明する。
【０１３３】
ハイパスフィルタ１９０２、１９０９は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａよりも高域の帯域である帯域Ｂの信号成分を出力する（通過帯域である帯域Ｂにおいては信号は減衰しない。）。
ローパスフィルタ１９０１、１９０８は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａの信号成分を出力する。帯域Ａよりも高域の信号成分はカットする。ローパスフィルタ１９０１、１９０８は通過帯域（帯域Ａ）においても大きな減衰率を有する故に、ローパスフィルタ１９０１、１９０８の出力信号の信号レベルは非常に小さく、入力信号のＬＳＢのレベルよりも小さい。
【０１３４】
そこで、実施例５においては、音声帯域拡張装置の各ブロックの語長を全て入力信号の語長より大きくして、追加された下位のビットにローパスフィルタ１９０１、１９０８の出力信号を加える。
ローパスフィルタ１９０１、１９０８、ハイパスフィルタ１９０２、１９０９、レベル制御回路１９０３、１９１０、加算回路１９０４、１９１１は、請求項の記載における第１のフィルタを構成する。
【０１３５】
レベル制御回路１９０３、１９１０は、ローパスフィルタ１９０１、１９０８の出力信号を入力し、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づく増幅率でローパスフィルタ１９０１、１９０８の出力信号を増幅し、出力する。
レベル制御回路１９０３の増幅率α３及びレベル制御回路１９１０の増幅率α４とすると、α３及びα４の値は、α３＋α４＝一定の条件で、加算されるノイズ信号のスペクトル分布が入力信号のスペクトル分布に最も近似するように、スペクトル解析回路１０３の出力信号により決定される。
【０１３６】
加算器１９０４、１９１１は、レベル制御回路１９０３、１９１０の出力信号に所定の値ｄを掛け、掛けた結果の信号とハイパスフィルタ１９０２、１９０９の出力信号とを加算する。
所定の値とは、レベル制御回路１９０３、１９１０の出力信号（帯域Ａの信号成分）のエネルギーレベルをＬ４、ハイパスフィルタ１９０２、１９０９の出力信号（帯域Ｂの信号成分）のエネルギーレベルをＬ５とした時、ｄ・Ｌ４／Ｌ５の比が一定の値ｃになるような値ｄである。従って、ｄ・Ｌ４／Ｌ５＝ｃよりｄ＝ｃ・Ｌ５／Ｌ４の式によりｄが算出される。なお、加算器１９０４のｄの値と、１９１１のｄの値は別個独立である。
又、レベル制御回路１９０３、１９１０の出力信号に所定の値ｄを掛けた結果の信号（帯域Ａの信号成分）の語長が拡張した語長（出力端子１１２の出力信号の持つ語長と入力信号の語長との差）以下になるようにする。
【０１３７】
加算器１９０４、１９１１の出力信号は、１／ｆ特性フィルタ１９０５、１９１２及び１／ｆ２特性フィルタ１９０６、１９１３に入力される。
切り換え器１９０７、１９１４は、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じて、１／ｆ特性フィルタ１９０５、１９１２の出力信号又は１／ｆ２特性フィルタ１９０６、１９１３の出力信号のいずれかを選択して出力する。
１／ｆ特性フィルタ１９０５、１９１２、１／ｆ２特性フィルタ１９０６、１９１３及び切り換え器１９０７、１９１４は、請求項の記載における第２のフィルタに該当する。
【０１３８】
実施例５においては、帯域Ａ及び帯域Ｂのそれぞれの帯域の信号成分を入力信号の高域スペクトル強度に応じて加算することで、データ語長の拡大と帯域の拡張を実施している。帯域Ａと帯域Ｂのエネルギー比を所定値にすることで、加算する信号のスペクトル構造が変化しないため、特定の帯域が強調されることが無く、データ語長の拡大と帯域の拡張が実施できる。
この様に構成された本発明の実施例５の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
【０１３９】
入力端子１０１を通じてデジタル信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１を介して入力された信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数の２分の１（ｆｓ／２）以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
【０１４０】
スペクトル解析回路１０３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号のスペクトル分布を分析し、高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル分布に基づいて１／ｆ特性フィルタ１９０５、１９１２及び１／ｆ２特性フィルタ１９０６、１９１３のいずれのフィルタが適しているかを検出する。
非線形回路１０４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を非線形処理し、高調波を発生させる。
【０１４１】
フィルタ１０６においては、上記のローパスフィルタ１９０１により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出する。又、上記のハイパスフィルタ１９０２により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路１９０３で増幅する。加算器１９０４により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器１９０７を切り換えて１／ｆ特性フィルタ１９０５又は１／ｆ２特性フィルタ１９０６を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１４２】
一方、ディザ発生回路１０５は、所定の振幅内で確率密度が略ガウス分布に近い釣鐘型分布となるベル型ディザを生成する。
フィルタ１０７は、上記のローパスフィルタ１９０８によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出する。又、上記のハイパスフィルタ１９０９によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路１９１０で増幅する。加算器１９１１により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器１９１４を切り換えて１／ｆ特性フィルタ１９１２又は１／ｆ２特性フィルタ１９１３を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１４３】
レベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれは、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じた増幅率でフィルタ１０６及び１０７の出力信号を増幅する。
例えば、入力信号のｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、フィルタ１０６及び１０７の出力レベルを大きくし、スペクトル強度が小さい場合は出力レベルを小さくする様に動作する。
加算回路１１０は、２つのレベル制御回路１０８と１０９の出力を加算する。
【０１４４】
遅延回路１１３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、遅延して出力する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号が遅延回路１１３を経由して加算器１１１に入力されるまでの遅延時間と、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を経由して加算器１１１に入力されるまでの処理時間とが一致する様に、遅延回路１１３の遅延時間が決められている。
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算回路１１０の出力信号を入力し、両者を加算し、加算結果を出力する。加算結果は、出力端子１１２から出力される。
【０１４５】
以上の様に、実施例５の音声帯域拡張装置は、入力信号の帯域Ａ及び帯域Ｂのスペクトルを持つノイズ信号を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させたノイズ信号を入力信号に付加することで音声帯域を拡張し、且つデータ語長を拡大している。
入力信号のスペクトル構造に近い高域信号で帯域を拡張するため特定の帯域が強調されることが無く、自然な感じで帯域が拡張できる。
特に非線形回路で生成した高域信号とディザ発生回路で生成した高域信号の総エネルギーレベルは一定のままでその割合を入力信号の高域スペクトル構造に応じて制御できるため自然な帯域拡張が可能である。
【０１４６】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【０１４７】
《実施例６》
本発明の実施例６の音声帯域拡張装置の全体構成は、本発明の実施例３の音声帯域拡張装置（図１）と基本的に同じである。
入力信号はサンプリング周波数ｆｓのデジタル音声信号であり、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２内のオーバーサンプリング回路以降の処理においては、信号処理のサンプリングクロックは全てｐ・ｆｓである（ディザ発生回路１０５等も含む。）。
本実施例においてはｆｓ＝４４．１ｋＨｚ、ｐ＝２、ｐ・ｆｓ＝８８．２ｋＨｚである。
実施例６の音声帯域拡張装置は、フィルタ１０６及び１０７（図２０）がレベル制御回路２００３、２００４、２０１１、２０１２を有する点で、実施例３の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７（図１６）と異なる。
【０１４８】
図２０は、実施例６の音声帯域拡張装置のフィルタ１０６及び１０７のブロック図である。フィルタ１０６とフィルタ１０７の構成は同一である。
図２０において、２００１及び２００９はローパスフィルタ、２００２及び２０１０はハイパスフィルタ、２００３、２００４、２０１１及び２０１２はレベル制御回路、２００５及び２０１３は加算回路、２００６及び２０１４は１／ｆ特性フィルタ、２００７及び２０１５は１／ｆ２特性フィルタ、２００８及び２０１６は切り換え器である。
【０１４９】
本発明の実施例６のフィルタ１０６及び１０７の全体の周波数特性は基本的に実施例３のフィルタ１０６及び１０７と同じであり、図１７で示される。
実施例６のローパスフィルタ２００１、２００９の周波数特性は実施例３のローパスフィルタ１６０１の周波数特性と同じであり（図１７の帯域Ａ）、実施例６のハイパスフィルタ２００２、２０１０の周波数特性は実施例３のハイパスフィルタ１６０２の周波数特性と同じである。
この様に構成された本発明の実施例６の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
基本的な動作は本発明の実施例３の音声帯域拡張装置と同じであるため相違点を詳しく説明する。
【０１５０】
ハイパスフィルタ２００２、２０１０は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａよりも高域の帯域である帯域Ｂの信号成分を出力する（通過帯域である帯域Ｂにおいては信号は減衰しない。）。
ローパスフィルタ２００１、２００９は、非線形回路１０４の出力信号等を入力し、入力信号の帯域Ａの信号成分を出力する。帯域Ａよりも高域の信号成分はカットする。ローパスフィルタ２００１、２００９は通過帯域（帯域Ａ）においても大きな減衰率を有する故に、ローパスフィルタ２００１、２００９の出力信号の信号レベルは非常に小さく、入力信号のＬＳＢのレベルよりも小さい。
【０１５１】
そこで、実施例６においては、音声帯域拡張装置の各ブロックの語長を全て入力信号の語長より大きくして、追加された下位のビットにローパスフィルタ２００１、２００９の出力信号を加える。
ローパスフィルタ２００１、２００９，ハイパスフィルタ２００２、２０１０、レベル制御回路２００３、２００４、２０１１、２０１２、加算器２００５、２０１３は、請求項の記載における第１のフィルタに該当する。
【０１５２】
レベル制御回路２００３、２０１１は、ローパスフィルタ２００１、２００９の出力信号を入力し、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づく増幅率でローパスフィルタ２００１、２００９の出力信号を増幅し、出力する。
レベル制御回路２００３の増幅率α５及びレベル制御回路２０１１の増幅率α６とすると、α５及びα６の値は、α５＋α６＝の条件で、加算されるノイズ信号のスペクトル分布が入力信号のスペクトル分布に最も近似するように、スペクトル解析回路１０３の出力信号により決定される。
【０１５３】
又、レベル制御回路２００４、２０１２は、ハイパスフィルタ２００２、２０１０の出力信号を入力し、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づく増幅率でハイパスフィルタ２００２、２０１０の出力信号を増幅し、出力する。
レベル制御回路２００４の増幅率α７及びレベル制御回路２０１２の増幅率α８とすると、α７及びα８の値は、α７＋α８＝一定の条件で、加算されるノイズ信号のスペクトル分布が入力信号のスペクトル分布に最も近似するように、スペクトル解析回路１０３の出力信号により決定される。
【０１５４】
加算器２００５、２０１３は、レベル制御回路２００３、２０１１の出力信号に所定の値ｄを掛け、掛けた結果の信号とレベル制御回路２００４、２０１２の出力信号とを加算する。
所定の値とは、レベル制御回路２００３、２０１１の出力信号（帯域Ａの信号成分）のエネルギーレベルをＬ４、レベル制御回路２００４、２０１２の出力信号（帯域Ｂの信号成分）のエネルギーレベルをＬ５とした時、ｄ・Ｌ４／Ｌ５の比が一定の値ｃになるような値ｄである。従って、ｄ・Ｌ４／Ｌ５＝ｃよりｄ＝ｃ・Ｌ５／Ｌ４の式によりｄが算出される。なお、加算器２００５のｄの値と、２０１３のｄの値は別個独立である。
又、レベル制御回路２００３、２０１１の出力信号に所定の値ｄを掛けた結果の信号（帯域Ａの信号成分）の語長が拡張した語長（出力端子１１２の出力信号の持つ語長と入力信号の語長との差）以下になるようにする。
【０１５５】
加算器２００５、２０１３の出力信号は、１／ｆ特性フィルタ２００６、２０１４及び１／ｆ２特性フィルタ２００７、２０１５に入力される。
切り換え器２００８、２０１６は、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じて、１／ｆ特性フィルタ２００６、２０１４の出力信号又は１／ｆ２特性フィルタ２００７、２０１５の出力信号のいずれかを選択して出力する。
１／ｆ特性フィルタ２００６、２０１４、１／ｆ２特性フィルタ２００７、２０１５及び切り換え器２００８、２０１６は、請求項の記載における第２のフィルタに該当する。
【０１５６】
実施例６においては、帯域Ａ及び帯域Ｂのそれぞれの帯域の信号成分を入力信号の高域スペクトル強度に応じて加算することで、データ語長の拡大と帯域の拡張を実施している。帯域Ａと帯域Ｂのエネルギー比を所定値にすることで、加算する信号のスペクトル構造が変化しないため、特定の帯域が強調されることが無く、データ語長の拡大と帯域の拡張が実施できる。
この様に構成された本発明の実施例６の音声帯域拡張装置について、以下その動作を説明する。
【０１５７】
入力端子１０１を通じてデジタル信号が入力される。この信号がコンパクトディスク（ＣＤ）から再生されたものであれば、サンプリング周波数（ｆｓ）４４．１ｋＨｚ、語長１６ビットの信号である。
オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２は、入力端子１０１を介して入力された信号のサンプリング周波数をｐ倍（ｐは正の整数）し、且つ不要な帯域を減衰させる。ｐは２以上（通常は偶数）で、入力信号のサンプリング周波数の２分の１（ｆｓ／２）以上の帯域を６０ｄＢ以上減衰させる。
【０１５８】
スペクトル解析回路１０３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号のスペクトル分布を分析し、高域成分のスペクトル強度（例えばｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度）と高域のスペクトル分布に基づいて１／ｆ特性フィルタ２００６、２０１４及び１／ｆ２特性フィルタ２００７、２０１５のいずれのフィルタが適しているかを検出する。
非線形回路１０４は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を非線形処理し、高調波を発生させる。
【０１５９】
フィルタ１０６においては、上記のローパスフィルタ２００１により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出し、レベル制御回路２００３で増幅する。又、上記のハイパスフィルタ２００２により非線形回路１０４の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路２００４で増幅する。加算器２００５により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器２００８を切り換えて１／ｆ特性フィルタ２００６又は１／ｆ２特性フィルタ２００７を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１６０】
一方、ディザ発生回路１０５は、所定の振幅内で確率密度が略ガウス分布に近い釣鐘型分布となるベル型ディザを生成する。
フィルタ１０７は、上記のローパスフィルタ２００９によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以下の帯域Ａの信号成分を減衰させて抽出し、レベル制御回路２０１１で増幅する。又、上記のハイパスフィルタ２０１０によりディザ発生回路１０５の出力信号のｆｓ／２以上の帯域Ｂの信号成分を抽出し（帯域Ｂについては減衰がない。）、レベル制御回路２０１２で増幅する。加算器２０１３により両者を加算する。
その後、スペクトル解析回路１０３の出力信号に基づき切り換え器２０１６を切り換えて１／ｆ特性フィルタ２０１４又は１／ｆ２特性フィルタ２０１５を通すことにより、入力信号に適したスペクトル分布を持つ帯域Ａ及び帯域Ｂの信号成分を出力する。
【０１６１】
レベル制御回路１０８及び１０９のそれぞれは、スペクトル解析回路１０３の出力信号に応じた増幅率でフィルタ１０６及び１０７の出力信号を増幅する。
例えば、入力信号のｆｓ／４〜ｆｓ／２におけるスペクトル強度が大きい場合、フィルタ１０６及び１０７の出力レベルを大きくし、スペクトル強度が小さい場合は出力レベルを小さくする様に動作する。
加算回路１１０は、２つのレベル制御回路１０８と１０９の出力を加算する。
【０１６２】
遅延回路１１３は、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号を入力し、遅延して出力する。オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号が遅延回路１１３を経由して加算器１１１に入力されるまでの遅延時間と、オーバーサンプリング型低域通過フィルタ１０２の出力信号がスペクトル解析回路１０３、非線形回路１０４、加算器１１０等を経由して加算器１１１に入力されるまでの処理時間とが一致する様に、遅延回路１１３の遅延時間が決められている。
加算回路１１１は、遅延回路１１３の出力信号と加算回路１１０の出力信号を入力し、両者を加算し、加算結果を出力する。加算結果は、出力端子１１２から出力される。
【０１６３】
以上の様に、実施例６の音声帯域拡張装置は、入力信号の帯域Ａ及び帯域Ｂのスペクトルを持つノイズ信号を発生させ、入力信号の高域スペクトル強度に応じてこの発生させたノイズ信号を入力信号に付加することで音声帯域を拡張し、且つデータ語長を拡大している。
入力信号のスペクトル構造に近い高域信号で帯域を拡張するため特定の帯域が強調されることが無く、自然な感じで帯域が拡張できる。
特に非線形回路で生成した高域信号とディザ発生回路で生成した高域信号の総エネルギーレベルは一定のままでその割合を入力信号の高域スペクトル構造に応じて制御できるため自然な帯域拡張が可能である。
【０１６４】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することもない。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない音声帯域拡張方法および装置を実現できる。
【０１６５】
【発明の効果】
以上の様に、非線形回路、ディザ発生回路及びフィルタを用いて入力信号のスペクトルと類似するスペクトルを有する高域信号（可聴帯域以上の周波数を有する信号）を生成し、スペクトル解析回路及びレベル制御回路で入力信号の高域スペクトル強度等に応じて当該高域信号のレベルを制御して入力信号に加算し、加算した信号を出力する。
自然音に近い１／ｆ特性あるいは１／ｆ２特性の高域スペクトルを持つ高域信号が付加されて音声信号の帯域が拡張される故に、特定の帯域が強調されることのない自然な音質の出力信号が得られる。
本発明によれば、入力信号のスペクトル分布に応じたスペクトル分布の高周波成分を適切なレベルで加算する故に、自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという有利な効果が得られる。
【０１６６】
本発明によれば、付加する高周波信号の可聴帯域の上限近辺の遮断周波数及び遮断周波数特性を解析結果信号に応じて切り換えることにより、可聴帯域の上限近辺での周波数特性の乱れを抑えることが出来、より自然な音を生成する音声帯域拡張装置を実現することが出来るという有利な効果が得られる。
【０１６７】
また、信号処理がデジタル処理であるため、回路を構成する部品のばらつきや温度特性により性能ばらつきが発生しない効果が得られる。また、音声信号が回路を通過する毎に音質劣化が発生することがない効果が得られる。更に、構成しているフィルタの精度追求を行ってもアナログ回路構成と比較して回路規模が大きくなることもなくコスト増加につながらない効果が得られる。
また、自然音に近い１／ｆ特性のガウス分布型ディザを用いるため音声帯域拡張しても特定の帯域が強調されることのない自然な音質となる効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置の全体構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置の入力信号の模式的な周波数特性
【図３】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置の出力信号の模式的な周波数特性
【図４】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のスペクトル解析回路のブロック図
【図５】本発明の他の実施例の音声帯域拡張装置のスペクトル解析回路のブロック図
【図６】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置の非線形回路のブロック図
【図７】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のディザ発生回路のブロック図
【図８】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のＰＮ系列ノイズ信号発生回路のブロック図
【図９】ＰＮ系列ノイズ信号発生回路が出力するホワイトノイズ信号の確率密度
【図１０】ＰＮ系列ノイズ信号発生回路が出力するベル分布型ノイズ信号の確率密度
【図１１】ＰＮ系列ノイズ信号発生回路が出力するガウス分布型ノイズ信号の確率密度
【図１２】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のフィルタのブロック図
【図１３】本発明の実施例１の音声帯域拡張装置のフィルタの特性を示す特性図
【図１４】本発明の実施例２の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのハイパスフィルタのブロック図
【図１５】本発明の実施例２の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのハイパスフィルタの特性を示す特性図
【図１６】本発明の実施例３の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのブロック図
【図１７】本発明の実施例３の音声帯域拡張装置を構成するフィルタの特性を示す特性図
【図１８】本発明の実施例４の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのブロック図
【図１９】本発明の実施例５の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのブロック図
【図２０】本発明の実施例６の音声帯域拡張装置を構成するフィルタのブロック図
【図２１】従来の音声信号再生装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１０１ 入力端子
１０２ オーバーサンプリング型低域通過フィルタ
１０３ スペクトル解析回路
１０４ 非線形回路
１０５ ディザ発生回路
１０６、１０７ フィルタ
１０８、１０９ レベル制御回路
１１０、１１１ 加算回路
１１２ 出力端子
４１ ＦＦＴ回路
４２ データ選択回路
４３ 重み付け加算回路
５１、１２０１、１４０１、１６０２、１８０２、１８０９、１９０２、１９０９ ハイパスフィルタ
５２、５６、６１ 絶対値演算回路
５３、５５、５７、１６０１、１８０１、１８０８、１９０１、１９０８、２００１、２００９ ローパスフィルタ
５８ 判定回路
６２ ＤＣオフセット除去回路
６３、７４ 減算器
６４ 平均化回路
６５ １／２乗算器
６６、７２ 遅延回路
７０−ｎ（ｎ＝１，２，・・，Ｎ） ＰＮ系列ノイズ信号発生器
７１、１６０３、１８０４、１８１１、１９０４、１９１１、２００５、２０１３ 加算器
７３ ＤＣオフセット除去用定数信号発生器
８１ ３２ビットシフトレジスタ
８２ 排他的ＯＲ回路
８３ クロック信号発生器
８４ 初期データ発生器
１２０２、１６０４、１８０５、１８１２、１９０５、１９１２、２００６、２０１４ １／ｆ特性フィルタ
１２０３、１６０５、１８０６、１８１３、１９０６、１９１３、２００７、２０１５ １／ｆ２特性フィルタ
１２０４、１４０２、１６０６、１８０７、１８１４、１９０７、１９１４、２００８、２０１６ 切り換え器
１８０３、１８１０、１９０３、１９１０、２００３、２００４、２０１１、２０１２ レベル制御回路
Claims (10)
- 入力した帯域Ａ（Ａは任意の帯域）の音声信号を２倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリングし且つ折り返し雑音を除去する低域通過フィルタと、
時間ＴＢを単位として前記低域通過フィルタの出力信号を区切り、時間ＴＢ（ＴＢは任意の値）毎の前記低域通過フィルタの出力信号の前記帯域Ａ内でのスペクトルを解析し、解析の結果を示す解析結果信号を出力するスペクトル解析手段と、
前記低域通過フィルタの出力信号を入力し、非線形処理をした出力信号を出力する非線形手段と、
ガウス分布と釣鐘型分布との間の任意の分布の確率密度分布を有する出力信号を生成するディザ生成手段と、
前記帯域Ａの信号成分を減衰させ、前記帯域Ａより高域の周波数帯域である帯域Ｂ（Ｂは帯域Ａより高域の任意の帯域）の信号成分を通過させる第１のフィルタと、前記帯域Ａの信号成分を通過させ、かつ前記帯域Ｂの信号成分を減衰させ、前記帯域Ｂの信号成分を減衰させるときの周波数特性を前記解析結果信号に応じて１／ｆ特性（ｆは周波数）から１／ｆ２特性までの間の領域において変化させる第２のフィルタとを有し、前記非線形手段の出力信号及び前記ディザ生成手段の出力信号を入力し前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタに通すフィルタ手段と、
前記解析結果信号に応じて前記フィルタ手段の出力信号の出力レベルを制御するレベル制御手段と、
前記レベル制御手段により制御された前記フィルタ手段の出力信号を前記低域通過フィルタの出力信号に加算し、加算信号を出力する加算手段と、を具備することを特徴とする音声帯域拡張装置。 - 前記レベル制御手段が、前記フィルタ手段の出力信号の中の前記非線形手段の出力信号に基づく成分と、前記フィルタ手段の出力信号の中の前記ディザ生成手段の出力信号に基づく成分とをそれぞれ別個にレベル制御することを特徴とする請求項１に記載の音声帯域拡張装置。
- 前記第１のフィルタが前記帯域Ｂを通過帯域に含む帯域通過フィルタ又は高域通過フィルタであって、その低域側の遮断周波数又は遮断周波数特性の少なくともいずれか一方を前記解析結果信号に応じて切り換えることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の音声帯域拡張装置。
- 前記第１のフィルタは前記帯域Ａと前記帯域Ｂを通過帯域に含み、前記第１のフィルタの出力信号に含まれる前記帯域Ａの成分のエネルギーレベルと前記第１のフィルタの出力信号に含まれる前記帯域Ｂの成分のエネルギーレベルとの比が一定の値に近づく様に、前記第１のフィルタの特性が変化することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれかの請求項に記載の音声帯域拡張装置。
- 前記非線形手段、前記ディザ生成手段、前記フィルタ手段、前記レベル制御手段又は前記加算手段は、前記非線形手段の出力信号に基づく前記加算信号の成分と前記ディザ生成手段の出力信号に基づく前記加算信号の成分との前記帯域Ａ又は前記帯域Ｂの少なくともいずれか一方におけるエネルギーレベルの比を前記解析結果信号に応じて変化させることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかの請求項に記載の音声帯域拡張装置。
- 入力した帯域Ａ（Ａは任意の帯域）の音声信号を２倍以上のサンプリング周波数でオーバーサンプリングし且つ折り返し雑音を除去する低域通過フィルタステップと、
時間ＴＢを単位として前記低域通過フィルタの出力信号を区切り、時間ＴＢ（ＴＢは任意の値）毎の前記低域通過フィルタの出力信号の前記帯域Ａ内でのスペクトルを解析し、解析の結果を示す解析結果信号を生成するスペクトル解析ステップと、
前記低域通過フィルタステップの出力信号を非線形処理する非線形ステップと、
ガウス分布と釣鐘型分布との間の任意の分布の確率密度分布を有する出力信号を生成するディザ生成ステップと、
前記帯域Ａの信号成分を減衰させ、前記帯域Ａより高域の周波数帯域である帯域Ｂ（Ｂは帯域Ａより高域の任意の帯域）の信号成分を通過させる第１のフィルタステップと、前記帯域Ａの信号成分を通過させ、かつ前記帯域Ｂの信号成分を減衰させ、前記帯域Ｂの信号成分を減衰させるときの周波数特性を前記解析結果信号に応じて１／ｆ特性（ｆは周波数）から１／ｆ２特性までの間の領域において変化させるフィルタで信号を処理する第２のフィルタステップとを有し、前記非線形ステップにおいて生成した信号及び前記ディザ生成ステップにおいて生成した信号を前記第１のフィルタステップ及び前記第２のフィルタステップで処理するフィルタステップと、
前記解析結果信号に応じて前記フィルタステップにおいて生成された信号の出力レベルを制御するレベル制御ステップと、
前記レベル制御ステップにより制御された前記フィルタステップの出力信号を前記低域通過フィルタステップの出力信号に加算し、加算信号を生成する加算ステップと、を具備することを特徴とする音声帯域拡張方法。 - 前記レベル制御ステップが、前記フィルタステップの出力信号の中の前記非線形ステップの出力信号に基づく成分と、前記フィルタステップの出力信号の中の前記ディザ生成ステップの出力信号に基づく成分とをそれぞれ別個にレベル制御することを特徴とする請求項６に記載の音声帯域拡張方法。
- 前記第１のフィルタステップのフィルタが前記帯域Ｂを通過帯域に含む帯域通過フィルタ又は高域通過フィルタであって、その低域側の遮断周波数又は遮断周波数特性の少なくともいずれか一方を前記解析結果信号に応じて切り換えることを特徴とする請求項６又は請求項７に記載の音声帯域拡張方法。
- 前記第１のフィルタステップのフィルタは前記帯域Ａと前記帯域Ｂを通過帯域に含み、前記第１のフィルタステップの出力信号に含まれる前記帯域Ａの成分のエネルギーレベルと前記第１のフィルタステップの出力信号に含まれる前記帯域Ｂの成分のエネルギーレベルとの比が一定の値に近づく様に、前記第１のフィルタステップのフィルタの周波数特性が変化することを特徴とする請求項６から請求項８のいずれかの請求項に記載の音声帯域拡張方法。
- 前記非線形ステップ、前記ディザ生成ステップ、前記フィルタステップ、前記レベル制御ステップ又は前記加算ステップは、前記非線形ステップの出力信号に基づく前記加算信号の成分と前記ディザ生成ステップの出力信号に基づく前記加算信号の成分との前記帯域Ａ又は前記帯域Ｂの少なくともいずれか一方におけるエネルギーレベルの比を前記解析結果信号に応じて変化させることを特徴とする請求項６から請求項９のいずれかの請求項に記載の音声帯域拡張方法。
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