JP3820445B2

JP3820445B2 - Tuning circuits and superconducting integrated circuits using tunnel junction elements.

Info

Publication number: JP3820445B2
Application number: JP2002084084A
Authority: JP
Inventors: 佳徳鵜澤; 鎮王
Original assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Current assignee: National Institute of Information and Communications Technology
Priority date: 2002-03-25
Filing date: 2002-03-25
Publication date: 2006-09-13
Anticipated expiration: 2022-03-25
Also published as: JP2003282979A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はトンネル接合素子を用いた同調回路およびその超伝導集積回路に関するものである。サブミリ波帯域で共振特性の比帯域が小さく，周波数帯域が広い同調回路が超高周波電磁波の受信器，増幅器等において求められている。本発明は，広い周波数帯域で反射係数の小さい周波数特性をもつトンネル接合素子を用いた同調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来，超伝導を利用した同調回路は，信号源に通過する信号の四分の一波長の長さのマイクロストリップ線路を接続してインピーダンス整合し，その先に半波長または一波長のトンネル接合素子を接続した回路が知られている。
【０００３】
図１１はトンネル接合素子としてＳＩＳ接合素子を使用した従来の同調回路の例を示す。図１１において，１は信号入力部であって，信号源である。２は四分の一波長マイクロストリップ線路であり，入力信号の四分の一波長の長さのマイクロストリップ線路である。１０は一波長のＳＩＳ接合素子であり，超伝導体の電極をもつトンネル接合素子である。１１は接地である。Ｚ₀は信号入力部の内部インピーダンスである。
【０００４】
図１２（ａ）は図１１の構成の信号入力部を含む平面図であり，図１２（ｂ）は断面図である。図１２（ａ）において，アンテナ１とアンテナ２により信号入力部を構成する。２は四分の一波長マイクロストリップ線路であり，１０は一波長ＳＩＳ接合素子である。
【０００５】
図１２（ｂ）において，４０は基板である。４１はＳＩＳ接合素子の上部電極，５１はマイクロストリップ線路（上部線路），７１はアンテナ１，７２はアンテナ２であって，アンテナ１はマイクロストリップ線路５１と一体であり，アンテナ２は下部電極４３と一体である。アンテナ１およびアンテナ２は超伝導体（ニオブ（Ｎｂ））で構成される。４２はＳＩＳ接合素子のトンネル接合であり，ＡｌＯｘの薄い絶縁層である。４３は下部電極であって，超伝導体（Ｎｂ）で構成され，マイクロストリップ線路，ＳＩＳ接合素子に共通の下部電極である。下部電極４３は接地電極になるものである。
【０００６】
図１２（ｂ）におけるＳＩＳ接合素子の幅は，０．６μｍであり，長さは８．６８μｍ（１波長）である。マイクロストリップ線路の幅は３．５μｍであり，長さは４４．２μｍ（四分の一波長）である。
【０００７】
図１３（ａ），（ｂ）は図１１（ａ），（ｂ）の同調回路の特性を示す。図１３（ａ）はスミスチャートであり，入力信号の周波数を変化させた時の軌跡を示す。図１３（ｂ）は周波数とパワーに対する反射率の関係を示す。図１３（ｂ）の反射率の−１０ｄＢが図８（ａ）の反射率（反射係数に同じ）０．３の円に相当する。信号入力部の内部インピーダンスＺ₀は４０Ωとした。
【０００８】
反射率で−１０ｄＢ以下の反射率の同調回路が必要とされる。図１３（ｂ）に示されるように，−１０ｄＢ以下の周波数帯域は約６５０ＧＨｚから６７５ＧＨｚである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図１１に示す従来のものは，ＳＩＳ接合素子のＱファクタでのみ帯域幅がきまり，Ｑの高いものほど帯域は狭かった。また，一般に，ＳＩＳ接合素子は流す電流密度が大きければＱが小さくなり，電流密度が小さければＱは大きくなる。電流密度を大きくしてＱを低くすれば，広帯域化できるが，ＳＩＳ接合素子の電流密度を大きくとることは困難なことである。そのため，従来のＳＩＳ接合素子を使用した同調回路は周波数帯域を広帯域化することが難しかった。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は，特性インピーダンスの異なるＳＩＳ接合素子を多段に接続することにより信号源のインピーダンスと終段のＳＩＳ接合素子の入力インピーダンスとの整合をとるようにして，電流密度を小さくとりながら通過する周波数の帯域幅を広げるようにしたもので，次のような構成のものである。
【００１１】
本発明の同調回路は，信号源とトンネル接合素子を接続する同調回路において，トンネル接合素子との接続を多段接続し，互いに隣り合うトンネル接合素子の特性インピーダンスは異なるものであって，信号源と信号源から一番離れたところにあるトンネル接合素子とのインピーダンス整合をとるようにした構成をもつ。
【００１２】
本発明の超伝導集積回路は，信号源に接続される超伝導体の上部電極とトンネル接合と超伝導体の下部電極により構成されるトンネル接合素子を複数個備え，多段接続されるものであって，隣り合うトンネル接合素子の特性インピーダンスは異なり，信号源と信号源から一番離れたところにあるトンネル接合素子とのインピーダンス整合をとる構成をもつ。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の原理的な構成を示す。各セクション（段階）のＳＩＳ接合の断面的な構造を図２に示し，マイクロストリップ線路の断面的な構造を図３に示す（図１ではマイクロストリップ線路は含まれていない。マイロクストリップ線路を含む構成は図９参照）。
【００１４】
図１において，１は信号入力部（信号源）である。１１は接地である。２１，２２，２３，２４および２５はＳＩＳ接合素子である。図２において，４１は上部電極であり，４３は下部電極である。上部電極４１と下部電極４３は，超伝導体であり，例えばＮｂで作られる。４２はトンネル接合であり，例えばＡｌＯｘで作られる。Ｗ_Jは上部電極の幅である。ｄ_nは長さである。ｄ_SUは上部電極の厚さである。ｄ_SLは下部電極の厚さである。Ｓはトンネル接合の厚さである。
【００１５】
図３はマアイクロストリップ線路であって，四分の一波長の長さをもち，信号源とＳＩＳ接合素子の間に挿入されて，インピーダンス整合するものである（図９参照）。図３において，５１はマイクロストリップ線路であって，超伝導体であり，例えばＮｂである。５２は絶縁層であって，例えばＳｉＯである。４３はマイクロストリップ線路の下部電極であって，接地導体となるものである。下部電極４３は超伝導体であり，例えばＮｂである。下部電極４３は図２のＳＩＳ接合素子の下部電極４３と共通である。ｗはマイクロストリップ線路の幅であり，ｄ_nは長さである。ｔ₁はマイクロストリップ線路の厚さ，ｈは絶縁層の厚さであり，ｔ₂は下部電極（接地電極）の厚さである。
【００１６】
図１の構成において，開放端からｎ番目のＳＩＳ接合素子の特性インピーダンス，伝搬定数，長さをそれぞれＺ_jn，γ_jn,ｄ_jnとする。開放単から１番目の接合入力の入力インピーダンスは，
【００１７】
【数１】

【００１８】
である。開放端からｎ番目の特性インピーダンスは,
【００１９】
【数２】

【００２０】
である。入力端にインピーダンス整合用のマイクロストリップ線路があるとその入力インピーダンスは次のようになる。
【００２１】
【数３】

【００２２】
信号源の内部インピーダンスをＺ₀とすると入力端における反射係数は，次のようになる（マイクロストリップ線路がない場合）。
【００２３】
【数４】

【００２４】
なお，マイクロストリップ線路が接続されている場合の反射係数は上記の（４）式において，Ｚ_sNがＺ_lineになる。次に，ＳＩＳ接合素子の特性インピーダンスＺ_jn，伝搬定数γ_jnを求める式を示す。図３のようなトンネル接合伝送線路を考えたとき，その単位長さ当たりのインピーダンスとアドミッタンスは以下の式のようになる。
【００２５】
【数５】

【００２６】
【数６】

【００２７】
ここで，Ｒ_rfは単位面積当たりのトンネル接合抵抗（＝Ｉ_CＲ_N／Ｊ_C），Ｃ_Sは単位面積当たりのトンネル接合容量，σは電極に用いられている超伝導体の複素導電率である。η₀は自由空間インピーダンスであって３７７オームである。これから，ＳＩＳ接合素子の特性インピーダンスＺ_j，および伝搬定数γ_jは次のようになる。
【００２８】
【数７】

【００２９】
【数８】

【００３０】
超伝導マイクロストリップ線路については，Ｚ_lineとγ_lineについて次の式を用いた。
【００３１】
【数９】

【００３２】
【数１０】

【００３３】
但しＺ_p，ε_pは完全導体での特性インピーダンス，実効誘電率である。ｋ₀は自由空間での波数である。マイクロストリップ線路の構造が図３のような場合には形状定数ｇ₂は
【００３４】
【数１１】

【００３５】
である。
【００３６】
但し
【００３７】
【数１２】

【００３８】
であり，ｅは自然対数の底である。
【００３９】
Ｚ_s1，Ｚ_s2は超伝導体の複素導電率から求めた表面インピーダンスである。
【００４０】
図４はＳＩＳ接合素子の特性インピーダンスを電極幅の関係について電流密度をパラメータにして表したものである。周波数は６６０ＧＨｚである。各電流密度に対して同じ特性インピーダンスと電極幅の関係は同じであることが示されている。図４に示されるようにＳＩＳ接合素子の特性インピーダンスは高くても０．３Ω程度（電極幅０．６μｍ）であり，低いものであることが示されている。
【００４１】
図５（ａ），（ｂ）は電極の幅０．６μｍのＳＩＳ接合素子の開放端特性と接合素子の長さとの関係について電流密度をパラメータとして表したものである。周波数は６６０ＧＨｚである。電流密度に関係なく四分の一波長（２．１７μｍ）毎にリアクタンスがほぼ０になることが示され，ＳＩＳ接合素子の長さを四分の一波長の整数倍にした場合には電流密度に関係なくリアクタンスを０にすることができる。
【００４２】
図６は，長さが四分の一波長のＳＩＳ接合素子の開放端入力インピーダンスと電極幅の関係について電流密度をパラメータにして表したものである。周波数は６６０ＧＨｚである。電極幅が狭いほど入力インピーダンスが高いことが示されている。本発明をミキサとして使用する場合にできるだけ高いＩＦ周波数を使用できるようにするため，ＳＩＳ接合素子の電極の全面積はできるだけ小さい方が良い。そのため，第１段目のＳＩＳ接合素子（図１の参照番号２１）の入力インピーダンスはできるだけ大きいことが望ましい（信号源のインピーダンスにできるだけ近づける）。図６を参考にしてそのＳＩＳ接合素子の電極幅を０．６μｍとする。これは，露光技術を使用する製造において可能な一番狭い電極幅である。
【００４３】
図７は本発明の実施の形態１を示す。図７（ａ），（ｂ）は３段階（一つのストリップ線路と二つのＳＩＳ接合素子）に構成した場合の周波数通過特性を示す。各場合のＳＩＳ接合素子の長さはいずれも２．１７μｍである。ＳＩＳ接合素子の電極の幅（Ｗ_j），マイクロストリップ線路の電極の幅（Ｗ_m），ＳＩＳ接合素子の接合に流れるトンネル電流の大きさ，および信号源インピーダンスの関係は次の表１に示す。
【００４４】
【表１】

【００４５】
図７（ａ）は信号源インピーダンスが４０Ωの場合であり，図７（ｂ）は信号源インピーダンスが８０Ωの場合である。
【００４６】
図８は本発明の実施の形態２を示す。図８（ａ），（ｂ）は４段階（一つのストリップ線路と三つのＳＩＳ接合素子）に構成した場合の周波数通過特性を示す。ＳＩＳ接合素子の長さはいずれも２．１７μｍである。各素子の大きさを次に示す。
【００４７】
【表２】

【００４８】
４段階の場合には，３段階の場合より−１０ｄＢ以下の反射係数の周波数帯域が広くなることが示されている。
【００４９】
図９は本発明の実施の形態３を示し，１番目のＳＩＳ接合素子の長さを四分の三波長にした場合を示す。図９において，１は信号入力部である。１１は接地である。３３はマイクロストリップ線路であって，長さが四分の一波長であって，インピーダンス整合をするものである。３１，３２はＳＩＳ接合素子である。開放端から１番目のＳＩＳ接合素子の入力インピーダンスＺ₁および２番目のＳＩＳ接合素子の入力インピーダンスＺ₂は前述の式（１）と（２）から求まる。これに通常のマイクロストリップ線路が接続されたときの入力インピーダンスは前述の式（３）から求まる。また，信号源（インピーダンスＺ₀）に対する反射係数は，マイクロストリップ線路が接続されたことを考慮した前述の（４）式から求まる。
【００５０】
図９において，ＳＩＳ接合素子３１の幅は０．６μｍ，長さは６．５１μｍ（四分の三波長）である。ＳＩＳ接合素子３２の幅は１．７μｍであり，長さは２．１７μｍ（四分の一波長）である。四分の一波長マイクロストリップ線路４の幅は１２．３μｍであり，長さは４１．３μｍである。信号源インピーダスＺ₀は４０Ωとしたものである。
【００５１】
また，ＳＩＳ接合素子，超伝導材料（Ｎｂ）の定数は次のとおりである。
【００５２】
ギャップ周波数（Ｎｂのエネルギーバンドギャップに対応する周波数）は７００ＧＨｚ，超伝導が壊れる最低温度における導電率は１．２×１０⁷Ω^-1ｍ^-1，上部電極の厚さ５００ｎｍ，下部電極の厚さ２００ｎｍ，トンネル接合の厚さ１ｎｍ，電流密度はＪ_C＝５ｋＡ／ｃｍ²（超伝導を維持する最大電流密度），Ｉ_CＲ_N＝１．９ｍＶ，特性容量１００ｆＦ／μｍ²である。
【００５３】
図１０は図９の構成の特性を示す。図１０（ａ）はスミスチャートであり，周波数を変化させた時の軌跡を示す。図１０（ｂ）は反射率の入力信号周波数に対する関係を示す。−１０ｄＢ以下の反射率を示す周波数帯域は，約６３０ＧＨｚから６８０ＧＨｚであり，図１３に示す従来のものより広くなっていることが示されている。また，スミスチャートの中心部付近に軌跡が集まり所望の反射係数（−１０ｄＢ以下）の特性を得ることが容易になる。
【００５４】
【発明の効果】
本発明は，上記のように，超伝導体のマイクロストリップ線路とＳＩＳ接合素子を多段接続し，さらに隣接する各ＳＩＳ接合素子の特性インピーダンスを異なるようにすることにより，ＳＩＳ素子に流れる電流密度が小さくても反射係数の小さい周波数帯域を広くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態の原理的説明図である。
【図２】ＳＩＳ接合素子の構造を示す図である。
【図３】四分の一波長マイクロストリップ線路の構造を示す図である。
【図４】ＳＩＳ接合素子の特性インピーダンスを電極幅を関数とし，電流密度をパラメータにして表した図である。
【図５】ＳＩＳ接合素子の長さと開放端特性の関係を示す図である。
【図６】ＳＩＳ接合素子の開放端入力インピーダンスを電極幅を関数とし，電流密度をパラメータにして表した図である。
【図７】本発明の実施の形態１の特性の例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態２の特性の例を示す図である。
【図９】本発明の実施の形態３を示す図である。
【図１０】本発明の実施の形態３の特性の例を示す図である。
【図１１】従来のトンネル接合素子のインピーダンス整合を示す図である。
【図１２】従来のトンネル接合素子のインピーダンス整合を示す図である。
【図１３】従来のトンネル接合素子のインピーダンス整合の特性を示す図である。
【符号の説明】
１：信号入力部
１１：接地
２１，２２，２３，２４，２５：ＳＩＳ接合素子
３１，３２：ＳＩＳ接合素子
３３：四分の一波長マイクロストリップ線路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a tuning circuit using a tunnel junction element and a superconducting integrated circuit thereof. Tuning circuits that have a small resonance characteristic band in the submillimeter wave band and a wide frequency band are required for receivers, amplifiers, and the like of ultrahigh frequency electromagnetic waves. The present invention relates to a tuning circuit using a tunnel junction element having a frequency characteristic with a small reflection coefficient in a wide frequency band.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a tuning circuit using superconductivity is connected to a microstrip line having a quarter wavelength length of a signal passing through a signal source for impedance matching, followed by a half-wavelength or one-wavelength tunnel junction element. A circuit in which is connected is known.
[0003]
FIG. 11 shows an example of a conventional tuning circuit using a SIS junction element as a tunnel junction element. In FIG. 11, 1 is a signal input unit, which is a signal source. Reference numeral 2 denotes a quarter-wavelength microstrip line, which is a microstrip line having a length of a quarter wavelength of an input signal. Reference numeral 10 denotes a SIS junction element having one wavelength, which is a tunnel junction element having a superconductor electrode. 11 is a ground. Z ₀ is the internal impedance of the signal input unit.
[0004]
FIG. 12A is a plan view including a signal input unit configured as shown in FIG. 11, and FIG. 12B is a cross-sectional view. In FIG. 12A, the signal input unit is configured by the antenna 1 and the antenna 2. 2 is a quarter-wavelength microstrip line, and 10 is a one-wavelength SIS junction element.
[0005]
In FIG. 12B, reference numeral 40 denotes a substrate. Reference numeral 41 denotes an upper electrode of the SIS junction element, 51 denotes a microstrip line (upper line), 71 denotes an antenna 1, 72 denotes an antenna 2, and the antenna 1 is integrated with the microstrip line 51. And one. The antenna 1 and the antenna 2 are made of a superconductor (niobium (Nb)). Reference numeral 42 denotes a tunnel junction of the SIS junction element, which is an AlOx thin insulating layer. Reference numeral 43 denotes a lower electrode which is made of a superconductor (Nb) and is a lower electrode common to the microstrip line and the SIS junction element. The lower electrode 43 serves as a ground electrode.
[0006]
The width of the SIS junction element in FIG. 12B is 0.6 μm and the length is 8.68 μm (one wavelength). The width of the microstrip line is 3.5 μm and the length is 44.2 μm (quarter wavelength).
[0007]
FIGS. 13A and 13B show the characteristics of the tuning circuit of FIGS. 11A and 11B. FIG. 13A is a Smith chart showing a locus when the frequency of the input signal is changed. FIG. 13B shows the relationship between the reflectance with respect to the frequency and the power. The reflectivity of −10 dB in FIG. 13B corresponds to a circle having the reflectivity (same as the reflection coefficient) 0.3 in FIG. The internal impedance Z ₀ of the signal input unit was 40Ω.
[0008]
A tuning circuit with a reflectivity of -10 dB or less is required. As shown in FIG. 13B, the frequency band of −10 dB or less is about 650 GHz to 675 GHz.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
The bandwidth of the conventional device shown in FIG. 11 is determined only by the Q factor of the SIS junction element, and the bandwidth is narrower as the Q is higher. In general, in the SIS junction element, the Q is small when the current density is large, and the Q is large when the current density is small. If the current density is increased and the Q is lowered, the bandwidth can be increased, but it is difficult to increase the current density of the SIS junction element. For this reason, it is difficult for the tuning circuit using the conventional SIS junction element to widen the frequency band.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The present invention connects the SIS junction elements having different characteristic impedances in multiple stages so as to match the impedance of the signal source and the input impedance of the final stage SIS junction element, and allows the frequency to pass while reducing the current density. The bandwidth of the network is widened and has the following configuration.
[0011]
The tuning circuit of the present invention is a tuning circuit for connecting a signal source and a tunnel junction element, wherein the tunnel junction elements are connected in multiple stages, and the adjacent tunnel junction elements have different characteristic impedances. It has a configuration in which impedance matching with the tunnel junction element located farthest from the signal source is taken.
[0012]
The superconducting integrated circuit of the present invention comprises a plurality of tunnel junction elements each composed of a superconductor upper electrode connected to a signal source, a tunnel junction, and a superconductor lower electrode, and is connected in multiple stages. Therefore, the characteristic impedances of adjacent tunnel junction elements are different, and the impedance matching is established between the signal source and the tunnel junction element located farthest from the signal source.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows the basic configuration of the present invention. FIG. 2 shows a cross-sectional structure of the SIS junction in each section (stage), and FIG. 3 shows a cross-sectional structure of the microstrip line (in FIG. 1, the microstrip line is not included. Refer to FIG.
[0014]
In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a signal input unit (signal source). 11 is a ground. 21, 22, 23, 24 and 25 are SIS junction elements. In FIG. 2, 41 is an upper electrode and 43 is a lower electrode. The upper electrode 41 and the lower electrode 43 are superconductors and are made of, for example, Nb. Reference numeral 42 denotes a tunnel junction, which is made of, for example, AlOx. W _J is the width of the upper electrode. d _n is the length. d _SU is the thickness of the upper electrode. d _SL is the thickness of the lower electrode. S is the thickness of the tunnel junction.
[0015]
FIG. 3 shows a main cross-trip line, which has a quarter wavelength length, and is inserted between the signal source and the SIS junction element to match impedance (see FIG. 9). In FIG. 3, reference numeral 51 denotes a microstrip line, which is a superconductor, for example, Nb. An insulating layer 52 is, for example, SiO. Reference numeral 43 denotes a lower electrode of the microstrip line, which serves as a ground conductor. The lower electrode 43 is a superconductor, for example, Nb. The lower electrode 43 is common to the lower electrode 43 of the SIS junction element in FIG. w is the width of the microstrip line, and _dn is the length. t ₁ is the thickness of the microstrip line, h is the thickness of the insulating layer, and t ₂ is the thickness of the lower electrode (ground electrode).
[0016]
In the configuration of FIG. 1, the characteristic impedance, propagation constant, and length of the n-th SIS junction element from the open end are Z _jn , γ _{jn, and} d _jn , respectively. The input impedance of the first junction input from the open single is
[0017]
[Expression 1]

[0018]
It is. The nth characteristic impedance from the open end is
[0019]
[Expression 2]

[0020]
It is. If there is a microstrip line for impedance matching at the input end, the input impedance is as follows.
[0021]
[Equation 3]

[0022]
If the internal impedance of the signal source is Z ₀ , the reflection coefficient at the input end is as follows (when there is no microstrip line).
[0023]
[Expression 4]

[0024]
The reflection coefficient when the microstrip line is connected is Z _sN becomes Z _line in the above equation (4). Next, equations for _obtaining the characteristic impedance Z _jn and the propagation constant γ _jn of the SIS junction element are shown. When a tunnel junction transmission line as shown in FIG. 3 is considered, the impedance and admittance per unit length are as follows.
[0025]
[Equation 5]

[0026]
[Formula 6]

[0027]
Here, R _rf is the tunnel junction resistance per unit area (= I _C R _N / J _C ), C _S is the tunnel junction capacity per unit area, and σ is the complex conductivity of the superconductor used for the electrode. It is. η ₀ is the free space impedance and is 377 ohms. From this, the characteristic impedance Z _j and the propagation constant γ _j of the SIS junction element are as follows.
[0028]
[Expression 7]

[0029]
[Equation 8]

[0030]
For the superconducting microstrip _line , the following formula was used for Z _line and γ _line .
[0031]
[Equation 9]

[0032]
[Expression 10]

[0033]
Where Z _p and ε _p are the characteristic impedance and effective dielectric constant of a perfect conductor. k ₀ is the wave number in free space. When the structure of the microstrip line is as shown in FIG. 3, the shape constant g ₂ is
[Expression 11]

[0035]
It is.
[0036]
However, [0037]
[Expression 12]

[0038]
And e is the base of the natural logarithm.
[0039]
Z _s1 and Z _s2 are surface impedances obtained from the complex conductivity of the superconductor.
[0040]
FIG. 4 shows the characteristic impedance of the SIS junction element with the current density as a parameter in relation to the electrode width. The frequency is 660 GHz. It is shown that the relationship between the same characteristic impedance and electrode width is the same for each current density. As shown in FIG. 4, the characteristic impedance of the SIS junction element is at most about 0.3Ω (electrode width 0.6 μm), indicating that it is low.
[0041]
FIGS. 5A and 5B show the relationship between the open end characteristics of the SIS junction element having an electrode width of 0.6 μm and the length of the junction element, using the current density as a parameter. The frequency is 660 GHz. It is shown that the reactance becomes almost zero for every quarter wavelength (2.17 μm) regardless of the current density, and when the length of the SIS junction element is an integral multiple of the quarter wavelength, the current density The reactance can be made zero regardless of.
[0042]
FIG. 6 shows the relationship between the open-end input impedance and the electrode width of a SIS junction element having a length of a quarter wavelength using the current density as a parameter. The frequency is 660 GHz. It is shown that the input impedance is higher as the electrode width is narrower. In order to be able to use as high an IF frequency as possible when the present invention is used as a mixer, the total area of the electrodes of the SIS junction element should be as small as possible. Therefore, it is desirable that the input impedance of the first-stage SIS junction element (reference numeral 21 in FIG. 1) is as large as possible (as close as possible to the impedance of the signal source). With reference to FIG. 6, the electrode width of the SIS junction element is set to 0.6 μm. This is the narrowest electrode width possible in manufacturing using exposure techniques.
[0043]
FIG. 7 shows Embodiment 1 of the present invention. FIGS. 7 (a) and 7 (b) show the frequency pass characteristics in the case of being configured in three stages (one strip line and two SIS junction elements). In each case, the length of the SIS junction element is 2.17 μm. The relationship between the width of the SIS junction element electrode (W _j ), the width of the microstrip line electrode (W _m ), the magnitude of the tunnel current flowing through the junction of the SIS junction element, and the signal source impedance is shown in Table 1 below. .
[0044]
[Table 1]

[0045]
FIG. 7A shows the case where the signal source impedance is 40Ω, and FIG. 7B shows the case where the signal source impedance is 80Ω.
[0046]
FIG. 8 shows a second embodiment of the present invention. FIGS. 8A and 8B show frequency pass characteristics in the case of being configured in four stages (one strip line and three SIS junction elements). The length of each SIS junction element is 2.17 μm. The size of each element is shown below.
[0047]
[Table 2]

[0048]
In the case of four stages, it is shown that the frequency band of the reflection coefficient of −10 dB or less is wider than in the case of three stages.
[0049]
FIG. 9 shows the third embodiment of the present invention, and shows the case where the length of the first SIS junction element is set to three quarter wavelengths. In FIG. 9, 1 is a signal input unit. 11 is a ground. Reference numeral 33 denotes a microstrip line having a length of a quarter wavelength and impedance matching. 31 and 32 are SIS junction elements. Input impedance Z ₂ of the input impedance Z ₁ and the second SIS junction element of the first SIS junction device from the open end obtained from the above equations (1) (2). The input impedance when a normal microstrip line is connected to this is obtained from the above-described equation (3). Further, the reflection coefficient for the signal source (impedance Z ₀ ) is obtained from the above-described equation (4) considering that the microstrip line is connected.
[0050]
In FIG. 9, the SIS junction element 31 has a width of 0.6 μm and a length of 6.51 μm (three-quarter wavelength). The SIS junction element 32 has a width of 1.7 μm and a length of 2.17 μm (quarter wavelength). The quarter-wavelength microstrip line 4 has a width of 12.3 μm and a length of 41.3 μm. The signal source impedance Z ₀ is 40Ω.
[0051]
The constants of the SIS junction element and the superconductive material (Nb) are as follows.
[0052]
The gap frequency (frequency corresponding to the energy band gap of Nb) is 700 GHz, the conductivity at the lowest temperature at which superconductivity is broken is 1.2 × 10 ⁷ Ω ⁻¹ m ⁻¹ , the thickness of the upper electrode is 500 nm, the thickness of the lower electrode The thickness is 200 nm, the tunnel junction thickness is 1 nm, the current density is J _C = 5 kA / cm ² (maximum current density maintaining superconductivity), I _C R _N = 1.9 mV, and the characteristic capacity is 100 fF / μm ² .
[0053]
FIG. 10 shows the characteristics of the configuration of FIG. FIG. 10A is a Smith chart showing a locus when the frequency is changed. FIG. 10B shows the relationship between the reflectance and the input signal frequency. The frequency band showing the reflectance of −10 dB or less is about 630 GHz to 680 GHz, which is wider than the conventional one shown in FIG. In addition, the locus gathers near the center of the Smith chart, and it becomes easy to obtain the desired reflection coefficient (−10 dB or less) characteristics.
[0054]
【The invention's effect】
In the present invention, as described above, the superconductor microstrip line and the SIS junction element are connected in multiple stages, and the characteristic impedance of each adjacent SIS junction element is made different so that the current density flowing in the SIS element is reduced. Even if it is small, the frequency band having a small reflection coefficient can be widened.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a principle explanatory diagram of an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a structure of a SIS junction element.
FIG. 3 is a diagram showing the structure of a quarter-wavelength microstrip line.
FIG. 4 is a diagram showing the characteristic impedance of a SIS junction element with the electrode width as a function and the current density as a parameter.
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the length of an SIS junction element and the open end characteristics.
FIG. 6 is a diagram showing the open-ended input impedance of a SIS junction element with the electrode width as a function and the current density as a parameter.
FIG. 7 is a diagram illustrating an example of characteristics of the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing an example of characteristics of the second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a diagram showing an example of characteristics of the third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing impedance matching of a conventional tunnel junction element.
FIG. 12 is a diagram showing impedance matching of a conventional tunnel junction element.
FIG. 13 is a diagram showing impedance matching characteristics of a conventional tunnel junction element.
[Explanation of symbols]
1: signal input unit 11:

ground

21, 22, 23, 24, 25: SIS junction element 31, 32: SIS junction element 33: quarter-wavelength microstrip line

Claims

In the tuning circuit that connects the signal source and the tunnel junction element,
The tunnel junction elements are connected in multiple stages, and the adjacent tunnel junction elements have different characteristic impedances, so that impedance matching is achieved between the signal source and the tunnel junction element farthest from the signal source. A tuning circuit using a tunnel junction element, characterized in that

2. The tuning circuit using a tunnel junction element according to claim 1, wherein a microstrip line for impedance matching is inserted between the signal source and the tunnel junction elements connected in multiple stages.

2. The tuning circuit using a tunnel junction element according to claim 1, wherein the length of each tunnel junction element is a quarter wavelength.

The length of each of the microstrip line and the tunnel junction element A connected to the microstrip line is a quarter wavelength, and the length of the tunnel junction element B connected to the tunnel junction element A is a quarter. The tuning circuit using a tunnel junction element according to claim 2, wherein the tuning circuit has three wavelengths.

A plurality of tunnel junction elements composed of a superconductor upper electrode connected to a signal source, a tunnel junction, and a superconductor lower electrode, which are connected in multiple stages, and have characteristics of adjacent tunnel junction elements. A superconducting integrated circuit characterized in that impedance is different and impedance matching is performed between a signal source and a tunnel junction element located farthest from the signal source.

A microstrip line for impedance matching is inserted between the signal source and the tunnel junction element, and the lower electrode of the microstrip line is commonly connected to the lower electrode of the tunnel junction element The superconducting integrated circuit according to claim 5.

6. The superconducting integrated circuit according to claim 5, wherein the length of each tunnel junction element is a quarter wavelength.

The length of each of the microstrip line and the tunnel junction element A connected to the microstrip line is a quarter wavelength, and the length of the tunnel junction element B connected to the tunnel junction element A is a quarter. 7. The superconducting integrated circuit according to claim 6, wherein the superconducting integrated circuit has three wavelengths.