JP3834892B2 - Discharge lamp lighting device - Google Patents

Description

【０００７】
予熱時には放電灯Ｌａは点灯していないから、ランプ電流Ｉ_Laは０とみなしてよく、インバータ回路の出力電流はすべてフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ を流れるのであって、予熱に十分な電流がフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ に流れることになる。
一方、全点灯時には駆動周波数が予熱時よりも低いからコンデンサＣ₂ のインピーダンスが大きくなり、予熱時に比べてフィラメント電流Ｉ_F は小さくなる。
【０００８】
さらに、調光点灯時には全点灯時よりも駆動周波数が高いから、コンデンサＣ₂ のインピーダンスが全点灯時よりも小さくなりフィラメント電流Ｉ_F は全点灯時よりも大きくなる。
上述のようなフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ を介してコンデンサＣ₂ をインバータ回路に接続し、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の駆動周波数を変化させ放電灯Ｌａの状態に応じて上記共振系の共振状態が変化することを利用することによりフィラメント電流Ｉ_F を自動的に制御する回路方式をＣ予熱方式と呼んでいる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、全点灯時に放電灯Ｌａに十分な電力を供給し、かつ予熱時には十分な予熱電流をフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ に流すようにインダクタＬ₁ およびコンデンサＣ₂ の値を設定すると、全点灯時や調光点灯時にもフィラメント電流Ｉ_F が流れることになる。放電灯Ｌａとして常時予熱形ではない蛍光ランプを用いる場合に全点灯時にはフィラメント電流Ｉ_F を流す必要がないにもかかわらず、フィラメント電流Ｉ_F が流れることによって損失が発生する（以下では、この損失をフィラメント損失という）。
【００１０】
ところで、放電灯Ｌａの点灯時においてフィラメント電流Ｉ_F を低減する技術としては、図４５に示すように、２個のフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ にそれぞれ独立してＣ予熱方式を採用することが考えられている。この構成では、図４２に示した回路構成と同じ共振条件を得るために、コンデンサＣ₂ の半分の容量の２個のコンデンサＣ_2a，Ｃ_2bが並列に接続されることになる。つまり、図４２に示した回路構成では２個のフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ が直列に接続されていたのに対して、図４５に示す回路構成では２個のフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ が並列に接続されるから、図４２の回路構成に比較するとフィラメントの抵抗成分は４分の１になる。その結果、フィラメント電流Ｉ_F が同じであってもフィラメント損失は半分になる。また、図４５の回路構成ではフィラメントの断線や寿命末期などの検出をＸ−Ｙ点間で行なうことができるから、インバータ回路から見るとグランド電位を基準として検出できることになる。ただし、実際にはフィラメントの抵抗成分が減少する分だけ全点灯時や調光点灯時におけるフィラメント電流Ｉ_F が増加することになる。
【００１１】
フィラメント損失は、フィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ の抵抗Ｒ_F1，Ｒ_F2が等しいとすればフィラメント電流Ｉ_F が大きいほど大きくなる。一方、近年、照明器具の小形化、放電灯Ｌａの高効率化、省資源化を目的として放電灯Ｌａを細径化する傾向にある。たとえば、従来より提供されている定格消費電力が２０Ｗ以上の蛍光ランプとして管径を３６．５ｍｍに統一したものが提供されているのに対して、最近ではＴＬ′５（フィリップス社製品）あるいはＴ５などの名称で提供されている管径が１６ｍｍの細径の蛍光灯がある。
【００１２】
この種の細径の放電灯Ｌａは単位長さ当たりのランプインピーダンスＺ_Laが従来の放電灯Ｌａに比較して大きいものであるから（ランプインピーダンスＺ_Laはたとえば、ＦＬ２０ＳＳで３．９Ω／ｃｍ、ＦＨＦ３２で４．２Ω／ｃｍ、ＴＬ′５の場合には１４Ｗのもので８．９Ω／ｃｍ）、点灯時におけるフィラメント電流Ｉ_F が従来の放電灯Ｌａよりも大きくなる。その結果、Ｃ予熱方式では放電灯Ｌａの点灯効率（インバータ回路の出力電力に対する放電灯Ｌａの光出力の比）が低下するという問題が生じる。
【００１３】
また、Ｃ予熱方式では駆動周波数を制御し、ランプインピーダンスＺ_LaとコンデンサＣ₂ のインピーダンスとの比率を変化させることによって、フィラメント電流Ｉ_F を変化させているものであり、全点灯時に比較して調光点灯時にはフィラメント電流Ｉ_F が増加するものである。しかして、上述のような細径の放電灯Ｌａは、点灯時におけるフィラメント電流Ｉ_F の上限値が予熱時におけるフィラメント電流Ｉ_F の下限値よりも低く規定されているから、調光点灯時にフィラメント電流Ｉ_F が増加したときに上記上限値を越える可能性があり、ランプ寿命が短くなる恐れがある。
【００１４】
さらに、上述のような細径の放電灯Ｌａでは、予熱時と調光点灯時とにおける両端電圧Ｖ_Laの差が比較的小さいとともに、ランプインピーダンスＺ_Laが比較的高いものであるから消灯時と調光点灯時との共振特性の差が小さくなる。その結果、予熱時と調光点灯時とにおける駆動周波数の差が小さくなる。すなわち、予熱時と調光点灯時とのフィラメント電流Ｉ_F に差をつけにくく、予熱時のフィラメント電流Ｉ_F を確保しながらも調光点灯時のフィラメント電流Ｉ_F を予熱時のフィラメント電流Ｉ_F の下限値よりも低く設定するのが難しいという問題を有している。
【００１５】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、予熱時にはフィラメントを予熱するのに十分なフィラメント電流を供給し、全点灯時や調光点灯時にはフィラメント電流を低減して、フィラメント損失を低減し、かつ調光点灯時におけるフィラメント電流の上限値を越えないようにした放電灯点灯装置を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、フィラメントを有する放電灯の点灯に必要な電圧を放電灯の両端に印加する主インバータと、主インバータと入力電源およびスイッチング素子を共用しフィラメントにフィラメント電流を供給するフィラメントインバータとを備え、主インバータとフィラメントインバータとは放電灯への出力経路に共振特性の異なる共振系を持ち、フィラメント電流がピーク値となるスイッチング素子の駆動周波数をランプ電流がピーク値となる駆動周波数よりも高く設定し、両ピーク値の間の周波数領域で駆動周波数を変化させ、駆動周波数を変化させる周波数領域では駆動周波数が高くなるほどフィラメント電流が増加するとともにランプ電流が減少するようにし、調光点灯時の駆動周波数の上限値を予熱時の駆動周波数以下にしたものである。この構成によれば、予熱時にはフィラメントを予熱するのに十分なフィラメント電流を供給し、全点灯時や調光点灯時にはフィラメント電流を低減してフィラメント損失を低減し、かつ調光点灯時におけるフィラメント電流の上限値が予熱時のフィラメント電流の下限値を越えないように制御することが可能になる。
【００１７】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、予熱時のフィラメント電流が下限値となるときの駆動周波数を、予熱時に放電灯が放電を開始するランプ電圧となるときの駆動周波数以上にしたものである。この構成によれば、予熱時に放電灯の放電が開始されるのを防止することができる。
【００１８】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、フィラメントインバータが、主インバータの共振電流経路に１次巻線を挿入したトランスを備え、トランスの２次巻線からフィラメント電流を供給するものである。
【００２６】
請求項４の発明は、フィラメントを有する放電灯の点灯に必要な電圧を放電灯の両端に印加する主インバータと、主インバータと入力電源およびスイッチング素子を共用しフィラメントにフィラメント電流を供給するフィラメントインバータとを備え、主インバータとフィラメントインバータとは放電灯への出力経路に共振特性の異なる共振系を持ち、かつ主インバータの共振系の周波数特性を予熱時と調光点灯時とで変化させ、フィラメント電流がピーク値となるスイッチング素子の駆動周波数をランプ電流がピーク値となる駆動周波数よりも高く設定し、両ピーク値の間の周波数領域で駆動周波数を変化させ、駆動周波数を変化させる周波数領域では駆動周波数が高くなるほどフィラメント電流が増加するとともにランプ電流が減少するようにし、調光点灯時の駆動周波数の上限値を予熱時の駆動周波数以下にしたものである。この構成によれば、予熱時にはフィラメントを予熱するのに十分なフィラメント電流を供給し、全点灯時や調光点灯時にはフィラメント電流を低減してフィラメント損失を低減し、かつ調光点灯時におけるフィラメント電流の上限値が予熱時のフィラメント電流の下限値を越えないように制御することが可能になるのである。
【００２７】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかの発明において、放電灯として、口金部を除く単位長さ当たりのランプインピーダンスが８Ω／ｃｍ以上の蛍光灯を用いるものである。請求項１ないし請求項４の発明では、このようにランプインピーダンスの高い放電灯であっても最適条件を設定して点灯させることが可能になるものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
（基本構成）
本発明の基本構成を図１に示す。図示するように、放電灯Ｌａに点灯用の電力を供給する主インバータ１と、放電灯ＬａのフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ を予熱するためのフィラメントインバータ２とを備える。主インバータ１およびフィラメントインバータ２はスイッチング素子の駆動周波数（つまり出力周波数）を制御することによって、放電灯Ｌａに供給する電力を変化させるものである。この構成は、ＴＬ′５やＴ５のようなランプインピーダンスの比較的高い放電灯（口金部を除く単位長さ当たりのランプインピーダンスが８Ω／ｃｍ以上の蛍光灯）Ｌａに特に好適である（この種の放電灯では従来のＣ予熱方式では予熱時のフィラメント電流の条件と、全点灯時や調光点灯時の両端電圧ないしフィラメント電流の条件とを同時に満足させるのが困難である）。
【００２９】
主インバータ１とフィラメントインバータ２との駆動周波数に対する負荷電流特性は図２に示すように設定されており、フィラメント電流Ｉ_F がピーク値となる駆動周波数は、ランプ電流Ｉ_Laがピーク値となる駆動周波数よりも高く設定してある。また、調光点灯時においてフィラメント電流Ｉ_F が上限値Ｉ_FUとなるフィラメントインバータ２の駆動周波数ｆ₂ は、調光点灯時においてランプ電流Ｉ_Laが下限値Ｉ_LLとなる主インバータ１の駆動周波数ｆ₁ よりも高く設定されている（ｆ₁ ＜ｆ₂ ）。
【００３０】
したがって、主インバータ１とフィラメントインバータ２とを同じ駆動周波数で動作させるとすれば、全点灯時ないし調光点灯時には、主インバータ１とフィラメントインバータ２とを周波数ｆ₁ 以下の駆動周波数で動作させることになり、フィラメント電流Ｉ_F は必ず上限値Ｉ_FUよりも低くなる。ここにおいて、主インバータ１、フィラメントインバータ２の構成はとくに限定されるものではなく、駆動周波数の制御によって出力電力を変化させることができる構成であれば、ハーフブリッジ形、フルブリッジ形、一石形など方式を問わないものである。また、主インバータ１とフィラメントインバータ２とは駆動周波数が等しいから、電源およびスイッチング素子を共用することが可能である。
【００３１】
ところで、発明が解決する課題として説明したように、細径の放電灯Ｌａでは調光点灯時のフィラメント電流Ｉ_Ｆ の上限値Ｉ_ＦＵは予熱時のフィラメント電流Ｉ_Ｆ の下限値Ｉ _ＦＬ よりも低くなければならない。そこで、予熱時の駆動周波数は図３のように調光点灯時のフィラメント電流Ｉ_Ｆ の上限値Ｉ_ＦＵが得られる駆動周波数ｆ_２ よりも高い周波数ｆ_４ に設定される（ｆ_２ ＜ｆ_４ ）。
【００３２】
また、図３（ｂ）は放電灯Ｌａの消灯時において主インバータ１が放電灯Ｌａに印加する両端電圧Ｖ_Laの駆動周波数に対する特性を示しており、予熱時には放電灯Ｌａの両端電圧Ｖ_Laは放電開始電圧Ｖ_S よりも低くなければならないから、主インバータ１によって放電灯Ｌａの両端電圧Ｖ_Laが放電開始電圧Ｖ_S となる駆動周波数をｆ₃ とすれば、フィラメントインバータによりフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ を予熱する上記周波数ｆ₄ は周波数ｆ₃ よりも高く設定される（ｆ₃ ＜ｆ₄ ）。
【００３３】
したがって、主インバータ１とフィラメントインバータ２とを同じ駆動周波数で動作させるとすれば、予熱時には主インバータ１とフィラメントインバータ２とを周波数ｆ₄ 以上の駆動周波数で動作させることになり、放電灯Ｌａの放電を開始させることなく十分に予熱し、始動後には周波数ｆ₁ 以下の駆動周波数で動作させることにより、フィラメント電流Ｉ_F を小さくした状態で調光点灯が可能になるのである。
【００３４】
（実施形態１）
本実施形態は、図４に示すように、主インバータ１とフィラメントインバータ２とにおいて電源およびスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を共用したものであり、直流カット用のコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂、および放電灯Ｌａとともに共振系を構成するインダクタＬ₁₁，Ｌ₁₂やコンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂は個別に設けてある。また、フィラメントインバータ２は、２つの２次巻線を有したトランスＴ₁ を備える。
【００３５】
さらに具体的に説明する。主インバータ１およびフィラメントインバータ２の電源である直流電源は、商用電源である交流電源ＡＣをダイオードブリッジよりなる整流回路ＤＢにより全波整流し、整流回路ＤＢの出力を平滑コンデンサＣ₀ で平滑することにより得ている。
主インバータ１は、平滑コンデンサＣ₀ に並列接続されたＭＯＳＦＥＴよりなる一対のスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の直列回路を備え、一方のスイッチング素子Ｑ₂ には、直流カット用のコンデンサＣ₁₁とインダクタＬ₁₁とコンデンサＣ₂₁との直列回路が並列接続される。また、コンデンサＣ₂₁に対して放電灯Ｌａが並列接続される。ここに、本実施形態では、放電灯Ｌａとしてたとえばフィリップス社製のＴＬ′５やＴ５のような細径のものを用いることを想定しているが、他の放電灯でも本実施形態の技術を適用可能である。
【００３６】
また、フィラメントインバータ２は、主インバータ１とスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を共用し、一方のスイッチング素子Ｑ₂ に対して、直流カット用のコンデンサＣ₁₂とインダクタＬ₁₂とコンデンサＣ₂₂とトランスＴ₁ の１次巻線との直列回路を並列接続してある。トランスＴ₁ の各２次巻線は、それぞれフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ に接続される。
【００３７】
両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ は図示しない制御回路によって同時にオンにならないようにして高周波で交互にオンオフされる。したがって、スイッチング素子Ｑ₁ のオン期間にコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂に蓄積した電荷をスイッチング素子Ｑ₂ のオン期間に放出することで放電灯Ｌａに交番した高周波電力を与えることができるのである。
【００３８】
ところで、コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂はコンデンサＣ₂₁，Ｃ₂₂に比較すると１桁以上大きい容量を有するものであって、共振系としては無視して差し支えない。したがって、主インバータ１の共振系はインダクタＬ₁₁とコンデンサＣ₂₁と放電灯Ｌａとにより構成され、フィラメントインバータ２の共振系はインダクタＬ₁₂とコンデンサＣ₂₂とトランスＴ₁ と放電灯ＬａのフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ とにより構成されることになる。両共振系は独立した特性を有し、上述した図２、図３の特性を持つように各共振系の共振周波数が設定される。また、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ の駆動周波数は基本構成として説明した範囲で制御される。
【００３９】
本実施形態では、トランスＴ_１ を用いているから、トランスＴ_１ としてリーケージトランスを用いることにより、インダクタＬ _１２ の限流機能をトランスＴ_１ に持たせることができる。つまり、インダクタＬ _１２ をトランスＴ_１ で兼用し部品点数を削減することが可能である。スイッチング素子Ｑ_１ ，Ｑ_２ はＭＯＳＦＥＴだけでなくバイポーラトランジスタのようにオンオフ制御可能なスイッチ素子を用いてもよい。
【００４０】
（実施形態２）
本実施形態は、図５に示すように、実施形態１における直流カット用のコンデンサＣ_１１，Ｃ_１２を１つのコンデンサＣ_１ で共用したものである。コンデンサＣ_１１，Ｃ_１２はコンデンサＣ_２１，Ｃ_２２に比較して容量が十分に（１桁以上）大きいから、共用化することによって部品点数が削減されるのはもちろんのこと、他の部品を共用化する場合に比較してコストをかなり低減することが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００４１】
（実施形態３）
本実施形態は、図６に示すように、直流カット用のコンデンサＣ₁ とインダクタＬ₁₁との間にトランスＴ₁ の１次巻線を挿入したものである。トランスＴ₁ にはリーケージトランスを用いてインダクタＬ₁₂を省いてあり、また、フィラメントインバータ２の共振系を構成するコンデンサとしては、トランスＴ₁ の２個の２次巻線とフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ との間にそれぞれ挿入したコンデンサＣ_22a ，Ｃ_22b を用いている。
【００４２】
本実施形態における定数は、図７に示す関係が得られるように設定する。すなわち、予熱周波数ｆｐ（基本構成の周波数ｆ₁ に相当）は、調光点灯周波数ｆｄ（基本構成の周波数ｆ₄ に相当）よりも高い周波数であって、予熱周波数ｆｐで予熱電流を確保でき、しかも予熱周波数ｆｐよりも少し高い周波数でフィラメント電流Ｉ_F がピーク値を持つようにコンデンサＣ_22a ，Ｃ_22b を設定する。
【００４３】
本実施形態では、フィラメントインバータ２の出力を主インバータ１の一部から取り出していることにより、主インバータ１の共振特性がフィラメントインバータ２の影響を受けるから、図７に実線で示すように、フィラメント電流Ｉ_F のピーク付近で主インバータ１の出力電流もピークを持つとともに、このピークの両端では主インバータ１の出力電流はフィラメントインバータ２がないとき（図７に破線で示す）よりも低下する。
【００４４】
しかして、全点灯状態である点灯周波数ｆｌから駆動周波数を上げていくと、フィラメントインバータ２がないときよりもランプ電流の低下が急激になる。つまり、調光点灯周波数ｆｄは、フィラメントインバータ２がない場合の調光点灯周波数ｆｄ′に比較して低くなる。その結果、予熱周波数ｆｐと調光点灯周波数ｆｄとの周波数差を大きくとることができ、調光点灯時のフィラメント電流Ｉ_F を小さくするのが容易になる。
以上説明したように本実施形態では予熱時に比較して調光点灯時のフィラメント電流Ｉ_F を容易に小さくすることができるから、細径の放電灯Ｌａにも容易に適合させることができる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００４５】
（実施形態４）
本実施形態は、図８に示すように、トランスＴ₁ の１次巻線をコンデンサＣ₂₁に直列接続したものである。つまり、実施形態３と同様にフィラメントインバータ２の出力を主インバータ１の一部から取り出したものであって、取り出す位置が異なるほかは同様の構成を有している。また、コンデンサＣ_22a ，Ｃ_22b の定数設定についても実施形態３と同様の条件になる。
【００４６】
（参考例１）
本例は、図９に示すように、フィラメントインバータ２の電源を主インバータ１のスイッチング素子Ｑ_１と直流カット用のコンデンサＣ_１との直列回路の両端から取り出している。
フィラメントインバータ２は、図１０に示すように、スイッチング素子Ｑ_１とコンデンサＣ_１との直列回路に、スイッチング素子Ｑ_３とインダクタＬ_３とコンデンサＣ_３との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ_３とインダクタＬ_３との接続点にカソードを接続したダイオードＤ_３のアノードをコンデンサＣ_３の負極側に接続した降圧チョッパ部と、コンデンサＣ_３を電源として動作するハーフブリッジ形のインバータ回路とからなる。このインバータ回路は一対のスイッチング素子Ｑ_４，Ｑ_５の直列回路をコンデンサＣ_３の両端間に接続し、一方のスイッチング素子Ｑ _５ にトランスＴ_１の１次巻線と直流カット用のコンデンサＣ_４との直列回路を並列接続してある。
【００４７】
すなわち、スイッチング素子Ｑ₃ を図示しない制御回路により高周波でオンオフさせることによって入力電圧を降圧しコンデンサＣ₃ を充電するのであり、このコンデンサＣ₃ の両端の直流電圧をスイッチング素子Ｑ₄ ，Ｑ₅ のオンオフによって高周波電力に変換するのである。したがって、スイッチング素子Ｑ₄ ，Ｑ₅ も図示しない制御回路によりオンオフされる。
【００４８】
さらに具体的に説明する。本例では、放電灯Ｌａへの供給電力を変化させるために、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２の駆動周波数は変えずにオンデューティを変化させている。すなわち、図１１（ａ）（ｂ）（ｄ）（ｅ）に示すように、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２のオンオフの期間を、たとえば期間ｔ_０−ｔ_１と期間ｔ_１−ｔ_３との時間比から、期間ｔ_０−ｔ_２と期間ｔ_２−ｔ_３との時間比に変化させるのである。しかして、図１１の（ｄ）（ｅ）の関係のようにスイッチング素子Ｑ_１のオン期間をスイッチング素子Ｑ_２のオン期間よりも長く設定すると、コンデンサＣ_１の充電時間が長くなることによってコンデンサＣ_１の両端電圧が高くなり、スイッチング素子Ｑ_１のオン期間にインダクタＬ_１とコンデンサＣ_２との共振回路に印加される電圧が下がり、結果的に放電灯Ｌａへの供給電力が低下する。また、スイッチング素子Ｑ_２のオン期間には上記共振回路に印加される電圧が高くなるが、その時間が短いから放電灯Ｌａへの供給電力は小さいものである。
【００４９】
一方、スイッチング素子Ｑ₁ とコンデンサＣ₁ との直列回路の両端電圧Ｖ_inはフィラメントインバータ２の電源であって、フィラメントインバータ２への入力電圧Ｖ_inは図１１（ｃ）（ｆ）のような関係になる。つまり、期間ｔ₂ −ｔ₃ においては放電灯Ｌａへの供給エネルギが減少すると、フィラメントインバータ２への入力電圧Ｖ_inは上昇する。そこで、図１１（ｇ）のように、スイッチング素子Ｑ₃ を期間ｔ₂ −ｔ₃ でオンにすれば、放電灯Ｌａへの供給電力が減少するに従ってコンデンサＣ₃ の両端電圧を上昇させることができる。その結果、放電灯Ｌａへの供給電力が減少するに従ってフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ に供給する予熱電力を大きくすることが可能になる。このような動作によって、調光点灯時にはフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ を十分に予熱して放電が生じやすい状態とし、調光点灯を安定に行なうことができるのである。
【００５０】
（参考例２）
本例は、図１２に示すように、参考例１のフィラメントインバータ２の構成を変更したものであって、１石式のインバータを用いた構成としてある。すなわち、スイッチング素子Ｑ_１とコンデンサＣ_１との直列回路の両端間にはダイオードＤ_６とコンデンサＣ_５との直列回路を接続し、このコンデンサＣ_５にはトランスＴ_１の１次巻線とスイッチング素子Ｑ_６との直列回路を接続し、さらに、トランスＴ_１の１次巻線には共振用のコンデンサＣ_６を並列接続してある。
【００５１】
他の構成および動作は参考例１と同様であって、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２のオンデューティを変化させることにより放電灯Ｌａへの供給電力を制御するものであり、これにより放電灯Ｌａへの供給電力が減少するとフィラメントインバータ２への供給電圧が上昇し、結果的にフィラメントＦ_１，Ｆ_２に供給される予熱電力が増加して調光点灯時にも安定した点灯が可能になるのである。
【００５２】
（参考例３）
参考例２ではフィラメントインバータ２の電源を正極側のスイッチング素子Ｑ_１とコンデンサＣ_１との直列回路の両端から取り出していたのに対して、本例は、図１３に示すように、負極側のスイッチング素子Ｑ_２とコンデンサＣ_１との直列回路の両端から取り出すようにしたものである。また、放電灯ＬａとインダクタＬ_１とコンデンサＣ_１との直列回路はスイッチング素子Ｑ_２ではなくスイッチング素子Ｑ_１と並列に接続してある。このように、参考例２の構成における正極側の構成と負極側の構成とを入れ換えた形になっている。
【００５３】
基本的な動作は参考例２と同様であり、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２のオンデューディを変化させるとコンデンサＣ_１の両端電圧が変化して放電灯Ｌａへの供給電力が変化するのである。しかして、調光点灯時において放電灯Ｌａへの供給電力が減少すると、フィラメントインバータ２のコンデンサＣ_５の両端電圧が上昇し、結果的にフィラメントＦ_１，Ｆ_２に供給される予熱電力が増加するのであって、この構成でも調光点灯時に安定点灯が可能になる。さらに、本例ではスイッチング素子Ｑ_２とスイッチング素子Ｑ_６とは基準電位が等しいものであるから、スイッチング素子Ｑ_６を駆動する制御回路には基準電位を変化させるためのレベルシフト回路が不要であり、制御回路の構成が簡単になる。他の構成および動作は参考例２と同様である。
【００５４】
（参考例４）
参考例３ではコンデンサＣ_５への充電電圧を半波整流しているが、本例は、図１４に示すように、２個のダイオードＤ_６１，Ｄ_６２を設けることによりコンデンサＣ_５への充電電圧を全波整流するとともに、整流電圧をコンデンサＣ_５とともに平滑するためのインダクタＬ_５を設けてチョークインプット形の平滑回路を構成したものである。このような構成を採用することにより、コンデンサＣ_５の両端電圧の変動が少なくなる。また、全波整流により電力利用効率が高く、かつ充電電流が滑らかになるから電力変換効率が高くなる。他の構成および動作は参考例３と同様である。
【００５５】
（参考例５）
本例は、実施形態１と同じ回路構成において、スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２の制御形態を変更したものである。すなわち、予熱時と全点灯時とは実施形態１と同様に駆動周波数のみを変化させているが、調光点灯は駆動周波数ではなくオンデューディを変化させることで行なうものである。
【００５６】
いま、予熱時と始動時と全点灯時とはスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオンデューティを５０％（実際には両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ が同時にオンになるのを防止するために、両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ を同時にオフにするデッドタイムを設けてあるから、オンデューティは５０％よりもやや小さくなる）として駆動周波数のみ変化させて、放電灯Ｌａへの供給電力およびフィラメント電流Ｉ_F を制御する。
【００５７】
一方、調光点灯にはスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオンデューティを変化させる。たとえば、両スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオンデューティを３０％：７０％、６０％：４０％などと非均等にするのである。オンデューティが５０％：５０％ではコンデンサＣ₁₁の両端電圧はコンデンサＣ₀ の両端電圧のほぼ半分になるが、上述のようにオンデューティを非均等にすることで、コンデンサＣ₁₁の両端電圧が変化し（上昇し）、結果的に放電灯Ｌａへの供給電力が変化して（低下して）調光点灯されることになる。
【００５８】
本例では、全点灯の際の点灯周波数ｆｌと調光点灯周波数ｆｄとが等しいから、全点灯時に対して調光点灯時にフィラメント電流Ｉ_Ｆが増加することがなく、基本構成で説明した予熱時と調光点灯時とのフィラメント電流Ｉ_Ｆの条件を容易に満足させることができる。つまり、図１５に示すように、全点灯時の駆動周波数−電流特性（実線〔１〕）に対して調光点灯時の駆動周波数−電流特性（破線〔２〕）がランプ電流Ｉ_Ｌａを引き下げる方向に偏移するのであり、同じ周波数でオンデューティを変化させるだけで調光点灯が可能になるのである。その結果、予熱周波数ｆｐと調光点灯周波数ｆｄとの差が大きくなり、予熱時のフィラメント電流Ｉ_Ｆの下限値よりも調光点灯時のフィラメント電流Ｉ_Ｆの上限値を十分に引き下げることが可能になる。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００５９】
なお、図４２に示したＣ予熱方式においても、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 をデューティ制御すれば、調光点灯周波数ｆｄを点灯周波数ｆｌと同じかやや高い程度に設定することが可能であり、調光点灯周波数ｆｄと予熱周波数ｆｐとの周波数差を比較的大きくすることが可能である。
（参考例６）
本例は、図１６に示すように、主インバータ１およびフィラメントインバータ２の電源となるコンデンサＣ_０と整流回路ＤＢとの間に電圧調整回路３を設けたものである。図示例では電圧調整回路３として昇圧チョッパ回路を用いている。すなわち、整流回路ＤＢの出力端間にインダクタＬ_０とスイッチング素子Ｑ_０との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ_０の両端間にダイオードＤ_０を介してコンデンサＣ_０を接続しているのである。スイッチング素子Ｑ_０は図示しない制御回路によって高周波でオンオフされ、ＰＷＭ制御によりオン期間を変化させることで、コンデンサＣ_０の両端電圧を調節可能としてある。
【００６０】
したがって、予熱時であって放電灯Ｌａの両端電圧を低く設定する必要があるきにはスイッチング素子Ｑ₀ のオンデューティを小さくすることでコンデンサＣ₀ の両端電圧を低く設定し、始動時のように放電灯Ｌａの両端電圧を高く設定する必要があるときにはスイッチング素子Ｑ₀ のオンデューティを大きくすることでコンデンサＣ₀ の両端電圧を高く設定する。なお、放電灯Ｌａを外した時や放電灯Ｌａの寿命末期などを検出する手段を別途に設ければ、その際に電圧調整回路３の出力電圧を引き下げるように制御することが可能になり、放電灯Ｌａを外した時の電極間の電圧を引き下げて感電を防止したり、軽負荷時の余剰エネルギによる回路構成素子へのストレスを低減することも可能である。
【００６１】
主インバータ１およびフィラメントインバータ２の構成および動作は実施形態１と同様であって、予熱周波数ｆｐと点灯周波数ｆｌや調光点灯周波数ｆｄとに十分な差を付けることができる。つまり、全点灯時や調光点灯時におけるフィラメント電流Ｉ_F を小さくすることができるのである。
上述のように、電圧調整回路３を設けたことによって、主インバータ１の出力制御が実施形態１の構成よりも一層容易になるとともに、主インバータ１、フィラメントインバータ２の周波数特性の設計が広い範囲で行えるようになる。しかも、電圧調整回路３として上述のようなチョッパ回路を採用すれば、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢへの入力電流を高周波的に流し続けることができるから、入力電流に休止期間が生じないのであり、交流電源ＡＣと整流回路ＤＢとの間に簡単な高周波阻止フィルタを挿入するだけで、入力電流波形を連続的なものにすることができる。つまり、入力電流歪を低減することが可能である。
【００６２】
ところで、本例のように電圧調整回路３を設けると、図４２に示した従来のインバータ回路Ａにおいてスイッチング素子の駆動周波数を変化させるとともに、インバータ回路Ａへの入力電圧を調節することにより、予熱時と調光点灯時との条件を満足させることが可能になる。つまり、図１７に示すように、電圧調整回路３を設けてコンデンサＣ_０の両端電圧を放電灯Ｌａの動作状態に応じて変化させるのである。
【００６３】
具体的には、予熱時には調光点灯時よりもインバータ回路Ａの駆動周波数を高く設定するとともに、コンデンサＣ₀ の両端電圧を高く設定することで、コンデンサＣ₂ を通して流れる電流、つまりフィラメント電流Ｉ_F を増加させ、調光点灯時には予熱時よりもインバータ回路Ａの駆動周波数を低く設定するとともに、コンデンサＣ₀ の両端電圧を低く設定することで、コンデンサＣ₂ を通して流れるフィラメント電流Ｉ_F を低減させるのである。要するに、インバータ回路Ａの駆動周波数を変化させる制御に加えてインバータ回路Ａの入力電圧を変化させることで、予熱時と調光点灯時とのフィラメント電流Ｉ_F に十分な差を付けるのである。このような駆動周波数およびコンデンサＣ₀ の両端電圧の制御はインバータ回路Ａの動作状態に応じて予熱、全点灯、調光点灯などを判断する制御回路４が行なう。また、上述のように電圧調整回路３をチョッパ回路で構成すれば、入力力率の改善にもなる。つまり、電圧調整回路３はコンデンサＣ₀ の両端電圧の調節だけでなく、力率の改善や入力電流歪の改善に寄与するものである。
【００６４】
（参考例７）
本例は、図１８に示すように、放電灯ＬａのフィラメントＦ_１，Ｆ_２の非電源側端間にコンデンサＣ_２と可変インピーダンスＺとの直列回路を接続したものであり、可変インピーダンスＺは両端電圧が制御可能になっている。可変インピーダンスＺとしては、図１９（ａ）〜（ｄ）のような回路構成が採用可能であって、同図（ａ）のようにコンデンサＣ_７にトランスＴ_２の２次巻線を並列接続したもの、同図（ｂ）のようにコンデンサＣ_７にトランスＴ_２の２次巻線とコンデンサＣ_８とを並列接続したもの、同図（ｃ）のようにトランスＴ_２のみのもの、同図（ｄ）のようにコンデンサＣ_７にトランスＴ_２の２次巻線とインダクタＬ_７とを並列接続したものなどがある。これらの構成では、トランスＴ_２の１次巻線に印加する電圧を制御すれば、コンデンサＣ_７の両端間ないしトランスＴ_２の２次巻線のインピーダンスを制御することができる。
【００６５】
そこで、可変インピーダンスＺを構成するトランスＴ₂ の１次巻線に印加する電圧は、以下のような条件に設定する。すなわち、放電灯Ｌａの供給電力が大きい全点灯時に対して放電灯Ｌａの供給電力が比較的小さい調光点灯時には予熱電力を大きくするものである。また、図２０に示すように、可変インピーダンスＺの両端電圧波形（実線）は、インバータ回路Ａの出力電圧波形（破線）の位相と一致させてある。図２０（ａ）は予熱時、（ｂ）は調光点灯時を示しており、予熱時にはインバータ回路Ａの出力電圧に対して可変インピーダンスＺの両端電圧を比較的小さくすることによって、可変インピーダンスＺとコンデンサＣ₂ との直列回路の両端電圧を比較的高くし、結果的にフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ に十分なフィラメント電流Ｉ_F を供給することができる。また、調光点灯時にはインバータ回路Ａの出力電圧に対して可変インピーダンスＺの両端電圧を比較的大きくすることによってフィラメント電流Ｉ_F を低減するのである。このような制御により予熱時と調光点灯時との条件を満足させることができる。他の構成および動作は従来構成と同様である。
【００６６】
（参考例８）
本例は、参考例７において図１９（ｂ）に示した構成の具体例であって、図２１に示すように、整流回路ＤＢの出力端間にダイオードＤ_４を介してコンデンサＣ_０を接続し、さらに、コンデンサＣ_０の両端間にダイオードＤ_５を介してスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２の直列回路を接続してある。また、スイッチング素子Ｑ_２にはインダクタＬ_１とコンデンサＣ_１とトランスＴ_２の１次巻線と放電灯Ｌａとの直列回路が接続され、コンデンサＣ_１とトランスＴ_２の１次巻線との接続点はコンデンサＣ_９を介して整流回路ＤＢとダイオードＤ_４との接続点に接続される。放電灯ＬａにはコンデンサＣ_１３が並列接続され、トランスＴ_２の１次巻線と放電灯Ｌａとの直列回路にはコンデンサＣ_１４が並列接続される。さらに、コンデンサＣ_１４にはダイオードＤ_７が並列に接続される。
【００６７】
スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ は交互にオンオフされ、スイッチング素子Ｑ₁ のオン時にはコンデンサＣ₀ からダイオードＤ₅ −スイッチング素子Ｑ₁ −インダクタＬ₁ −コンデンサＣ₁ −トランスＴ₂ の１次巻線−放電灯Ｌａの経路で電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ₁ がオフになれば、インダクタＬ₁ の蓄積エネルギがコンデンサＣ₁ −コンデンサＣ₉ −ダイオードＤ₄ −コンデンサＣ₀ −スイッチング素子Ｑ₂ （スイッチング素子には通常はダイオードを逆並列に接続するから、そのダイオードを通る。また、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いるときには寄生ダイオードがその機能と等価になる）の経路で放出され、コンデンサＣ₀ の両端電圧が昇圧されることになる。
【００６８】
次に、スイッチング素子Ｑ₂ がオンになると、整流回路ＤＢからコンデンサＣ₉ −コンデンサＣ₁ −インダクタＬ₁ −スイッチング素子Ｑ₂ の経路で電流が流れるとともに、コンデンサＣ₁ を電源としてインダクタＬ₁ −スイッチング素子Ｑ₂ −放電灯Ｌａ−トランスＴ₂ の１次巻線にも電流が流れる。このように、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオンオフに伴って整流回路ＤＢから高周波的にコンデンサＣ₉ を通る経路の電流を流すことができるから、入力電流歪が改善されまた同時に力率も改善されることになる。さらに、上記動作から明らかなように、放電灯Ｌａには高周波交番電流が流れる。
【００６９】
この回路構成は、放電灯Ｌａへの供給電力を減少させると、トランスＴ_２の１次巻線の両端電圧が上昇するものであり、放電灯Ｌａへの供給電力を減少させると、可変インピーダンスＺ（トランスＴ_２とコンデンサＣ_７，Ｃ_８とで構成される）を大きくすることができる。つまり、予熱時にはコンデンサＣ_７の両端電圧を低くし、調光点灯時には高くすることができるのである。このようにフィラメントＦ_１，Ｆ_２への供給電力を予熱時と調光点灯時とで制御することが可能になるから、安定な点灯が可能になる。他の構成および動作は参考例７と同様である。
【００７０】
（参考例９）
本例は、図２２に示すように、放電灯ＬａのフィラメントＦ_１，Ｆ_２の非電源側端間にコンデンサＣ_２とトランスＴ_３の１次巻線との直列回路を接続し、トランスＴ_３に設けた２個の２次巻線をそれぞれフィラメントＦ_１，Ｆ_２に接続したものである。ここに、トランスＴ_３の２次巻線によりフィラメントＦ_１，Ｆ_２に流す電流の極性は、フィラメントＦ_１，Ｆ_２を通してトランスＴ_３の１次巻線に流れる電流の極性と一致させてある。
【００７１】
しかして、調光点灯時には全点灯時に比較してインバータ回路Ａの駆動周波数が高くなるから、トランスＴ_３の１次巻線の両端電圧は調光点灯時のほうが全点灯時よりも高くなる。つまり、放電灯Ｌａへの供給電力が小さいときには予熱電力を大きくすることによって、放電を容易にし、結果的に安定な点灯を可能とするのである。他の構成および動作は参考例７と同様である。
【００７２】
（参考例１０）
本例は、図２３に示すように、図４に示した実施形態２の構成におけるフィラメントインバータ２を変形したものであって、実施形態２では、スイッチング素子Ｑ_２の両端間に、コンデンサＣ_１とインダクタＬ_１２とコンデンサＣ_２１とトランスＴ_１の１次巻線との直列回路を接続していたのに対して、本実施形態では、コンデンサＣ_１とインダクタＬ_１３とコンデンサＣ_１５との直列回路をスイッチング素子Ｑ_２の両端間に接続し、さらにインダクタＬ_１３の両端間にインダクタＬ_１４とトランスＴ_１の１次巻線との直列回路を並列接続し、かつトランスＴ_１の１次巻線にコンデンサＣ_１６を並列接続した構成を有する。
【００７３】
実施形態１、２では、共振系を含めて主インバータ１およびフィラメントインバータ２としたが、インバータ回路はスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ と直流カット用のコンデンサＣ₁ とからなり、共振系は負荷回路の一部であるとみなせば、共振系はインバータ回路から負荷である放電灯Ｌａへの電力供給経路に挿入されたフィルタであると考えることができる。そこで、以下の説明ではこの観点で説明する。
【００７４】
インダクタＬ₁₁およびコンデンサＣ₂₁とからなるフィルタは、周波数通過域が比較的低く設定されており、放電灯Ｌａの非点灯時には図２４における▲１▼の周波数特性（周波数−通過率）を示し、放電灯Ｌａの点灯時には図２４における▲２▼の周波数特性を示す。ここに、放電灯Ｌａの非点灯時における共振周波数ｆ₁₁は次式で表される。
ｆ₁₁＝１／２π（Ｌ₁₁・Ｃ₂₁）^1/2
全点灯時の点灯周波数ｆｌ（ｆ₁₂）は、共振周波数ｆ₁₁付近でやや高く設定される。
【００７５】
一方、コンデンサＣ₁₅，Ｃ₁₆、インダクタＬ₁₃，Ｌ₁₄よりなるフィルタは、図２４における▲３▼の周波数特性を有する。このフィルタはバンドパスフィルタとして機能し、カットオフ周波数ｆ₁₃，ｆ₁₄は、それぞれ次式で表される。
ｆ₁₃＝１／２π（Ｌ₁₃・Ｃ₁₅）^1/2
ｆ₁₄＝１／２π（Ｌ₁₄・Ｃ₁₆）^1/2
予熱周波数ｆｐ（ｆ₁₅）は両カットオフ周波数ｆ₁₃，ｆ₁₄の間に設定する。また、後述するＰＷＭ（パルス幅変調）制御に用いる搬送波の周波数ｆ₁₆はカットオフ周波数ｆ₁₄よりもさらに高い周波数に設定されるから、フィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ の予熱には影響がない。
【００７６】
ところで、図２３に示すように、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ はＰＷＭ信号発生器１１により生成された制御信号をドライバ１２を通して与えることによりオンオフされる。ＰＷＭ制御は、周波数がｆ₁₂のランプ点灯電圧指令値ｖ₁ と周波数がｆ₁₅のフィラメント予熱電圧指令値ｖ₂ とを用いてスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ のオンデューティを決めるのであり、ＰＷＭ信号発生器１１には上述した周波数ｆ₁₆の搬送波が入力される。この搬送波をランプ点灯電圧指令値ｖ₁ とフィラメント予熱電圧指令値ｖ₂ との加算値を閾値として、搬送波の信号値が閾値よりも大きい区間と小さい区間とでオンオフされるパルスを生成するのである。このような動作によって、ランプ点灯電圧指令値ｖ₁ とフィラメント予熱電圧指令値ｖ₂ との加算値に応じたオンデューティでスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ がオンオフされることになる。
【００７７】
図２５に各部の信号を模式的に示す。いま、ランプ点灯電圧指令値ｖ₁ とフィラメント予熱電圧指令値ｖ₂ とをそれぞれ図２５（ｂ）（ｃ）に示すような形で与え、ＰＷＭ信号発生器１１において図２５（ａ）のような搬送波からスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ に与える制御信号を生成するものとすれば、スイッチング素子Ｑ₂ とコンデンサＣ₁ との直列回路の両端間（図２３のａ−ｂ点間）には、図２５（ｄ）のように、ｖ₁ ＋ｖ₂ の値とともにオンデューティの変化する周波数ｆ₁₆の矩形波出力が得られる。
【００７８】
放電灯Ｌａの両端間に印加される電圧は、インダクタＬ₁₁とコンデンサＣ₂₁とからなるフィルタを通るから、図２５（ｅ）のようにランプ点灯電圧指令値ｖ₁ に対応した成分になる。また、フィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ に印加される電圧は、インダクタＬ₁₃，Ｌ₁₄とコンデンサＣ₁₅，Ｃ₁₆とからなるフィルタを通るから、図２５（ｆ）のようにフィラメント予熱電圧指令値ｖ₂ に対応した成分になる。また、周波数がｆ₁₆である搬送波の成分はどちらのフィルタの通過域にも含まないから、放電灯Ｌａへの印加電圧やフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ への印加電圧の成分としては現れない。
【００７９】
以上説明したように、本例では、ランプ点灯電圧指令値ｖ_１とフィラメント予熱電圧指令値ｖ_２として異なる周波数ｆ_１２，ｆ_１５の指令値を設定し、インバータ回路からは両者を合成した出力を発生させ、その後、フィルタによって両成分を分離して放電灯Ｌａの両端とフィラメントＦ_１，Ｆ_２とにそれぞれ与えるから、予熱時にはランプ点灯電圧指令値ｖ_１を低く、フィラメント予熱指令値ｖ_２を高く設定することで、図２４に示す放電灯Ｌａの非点灯時には放電灯Ｌａの両端電圧を必要以上に上昇させることなく、フィラメント予熱電圧を高く確保し十分な予熱電流を得ることができる。また、放電灯Ｌａの全点灯時にはランプ点灯電圧指令値ｖ_１を高く、フィラメント予熱指令値ｖ_２を低く設定することで、放電灯Ｌａの両端電圧を全点灯に必要な電圧に維持し、フィラメント予熱電圧を低くしフィラメント予熱電流を少なくしてフィラメントによる損失を減少させることができる。同様に、調光点灯時には必要に応じてランプ点灯電圧指令値ｖ_１とフィラメント予熱指令値ｖ_２とを設定すればよい。
【００８０】
なお、上記説明では指令値として電圧を指定しているが、電流（ランプ電流とフィラメント電流）を指定してもよい。また、ランプ点灯電圧指令値ｖ_１とフィラメント予熱電圧指令値ｖ_２とは放電灯Ｌａの点灯条件を満足させる範囲であれば、どちらを高い周波数に設定してもよい。
（参考例１１）
参考例１０においては、フィラメントＦ_１，Ｆ_２に印加する電圧成分の分離にバンドパスフィルタを用いていたが、本実施形態では放電灯Ｌａの両端に印加する電圧成分とフィラメントＦ_１，Ｆ_２に印加する電圧成分とを搬送波から分離するためのローパスフィルタを設け、フィラメントＦ_１，Ｆ_２に印加する電圧成分の分離にはハイパスフィルタを用いた点が異なる。
【００８１】
すなわち、図２６に示すように、スイッチング素子Ｑ₂ とコンデンサＣ₁ との直列回路にはインダクタＬ₁₅とコンデンサＣ₁₇とからなるチョークインプット形のローパスフィルタを接続し、これによって搬送波成分を除去するようになっている。また、トランスＴ₁ の１次巻線にはインダクタＬ₁₆を並列接続し、このインダクタＬ₁₆とコンデンサＣ₁₈との直列回路によりハイパスフィルタを構成し、このハイパスフィルタをコンデンサＣ₁₇に並列接続してある。
【００８２】
各フィルタの特性は図２７のようになる。すなわち、インダクタＬ_１１とコンデンサＣ_２１とからなるフィルタは、参考例１０と同様に放電灯Ｌａの非点灯時に図２７の〔１〕の特性になり、放電灯Ｌａの点灯時に図２７の〔２〕の特性になる。一方、インダクタＬ_１５とコンデンサＣ_１７とからなるフィルタは、図２７の〔３〕のような特性になり搬送波を除去することができる。このカットオフ周波数ｆ_１７は次式で表される。
ｆ_１７＝１／２π（Ｌ_１５・Ｃ_１７）^１／２
さらに、インダクタＬ_１６とコンデンサＣ_１８とからなるフィルタは図２７の〔４〕の特性であって、ランプ電圧指令値ｖ_１に相当する成分からフィラメント電圧指令値ｖ_２に相当する成分を分離することができる。このカットオフ周波数ｆ_１８は次式で表される。
ｆ_１８＝１／２π（Ｌ_１６・Ｃ_１８）^１／２
他の構成および動作は参考例１０と同様である。
【００８３】
（参考例１２）
本例は、図２８に示すように、参考例１０の構成におけるＰＷＭ信号発生器１１に変えてＰＤＭ（パルス密度変調）信号発生器１３を用いるものである。ＰＤＭ信号発生器１３は入力信号に比例したパルス密度の出力信号を発生するものであり、ＰＤＭ信号発生器１３への入力信号として周波数がｆ_１２であるランプ点灯電圧指令値ｖ_１と周波数がｆ_１５であるフィラメント予熱指令値ｖ_２との加算値を与える。ここで、インバータの最低駆動周波数がカットオフ周波数ｆ_１４以上になるように設計する。他の構成および動作は参考例１０と同様であり、放電灯Ｌａの両端に印加される電圧成分とフィラメントＦ_１，Ｆ_２に印加される電圧成分とをそれぞれフィルタで分離するから、予熱、始動、全点灯、調光点灯の各状態に応じて、ランプ点灯電圧指令値ｖ_１とフィラメント予熱指令値ｖ_２とを適宜に設定すれば、各状態に適した制御が可能になる。
【００８４】
（参考例１３）
本例は、図２９に示すように、フルブリッジ方式のインバータ回路を用いたものであって、ブリッジ接続されたＭＯＳＦＥＴよりなる４個スイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_７，Ｑ_８を備える。周知のように、直列接続された各アームのスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２およびＱ_７，Ｑ_８は同時にオンにならないように制御され、また対角位置のスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_８およびＱ_２，Ｑ_７には同時にオンになる期間が設けられるように制御される。本例においては、すべてのスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_７，Ｑ_８が同時にオフになる期間を設けてあり、この期間（デッドタイム）が可変となっている。要するにオンデューティが可変になっている。
【００８５】
すなわち、発振器１４の出力を、デッドタイムを調節するための０Ｖ期間制御回路１５に入力して制御信号を生成し、この制御信号をドライバ１２を通してスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₇ ，Ｑ₈ に与えることによりスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₇ ，Ｑ₈ をオンオフするのである。
各アームのスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ およびＱ₇ ，Ｑ₈ の接続点間より得られるインバータ回路の出力は、それぞれフィルタを通して放電灯Ｌａの両端およびフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ に印加される。放電灯Ｌａの両端に印加される電圧成分はインダクタＬ₁₁とコンデンサＣ₂₁との直列回路よりなるローパスフィルタを通り、またフィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ に印加される電圧成分はインダクタＬ₁₆とコンデンサＣ₁₈との直列回路よりなるハイパスフィルタを通る。
【００８６】
インダクタＬ_１１およびコンデンサＣ_２１よりなるフィルタは、参考例１０で説明したように、放電灯Ｌａの非点灯時には図３０の〔１〕の特性を有し、放電灯Ｌａの点灯時には図３０の〔２〕の特性になる。非点灯時における共振周波数は、次式で表される。
ｆ_１１＝１／２π（Ｌ_１１／Ｃ_２１）^１／２
そこで、放電灯Ｌａの全点灯時の周波数ｆ_１２はこの共振周波数ｆ_１１の近傍でやや高い周波数に設定される。
【００８７】
一方、インダクタＬ₁₆とコンデンサＣ₁₈とからなるフィルタは図３０の▲３▼の特性を有し、そのカットオフ周波数ｆ₁₈は、次式で表される。
ｆ₁₈＝１／２π（Ｌ₁₆・Ｃ₁₈）^1/2
このフィルタの通過域はインバータ回路の駆動周波数であるｆ₁₁の基本波を通過させずに、その高調波成分が通過できるように設定される。
【００８８】
予熱時には、図３１（ａ）に示すように、デッドタイムＤＴが大きくなるように０Ｖ区間制御回路１５を制御する。この場合には、各アームを構成するスイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ およびＱ₇ ，Ｑ₈ の接続点間の電圧波形がパルス波形に近くなるから、その電圧波形に含まれる高調波成分が増加する。つまり、図３１（ｃ）のようにインダクタＬ₁₆とコンデンサＣ₁₈とからなるフィルタを通過する成分が多くなり、フィラメントＦ₁ ，Ｆ₂ に印加される電圧成分が増加する。また、スイッチング素子Ｑ₁ ，Ｑ₂ ，Ｑ₇ ，Ｑ₈ のオン期間が短いから、図３１（ｂ）のように放電灯Ｌａの両端間に印加される電圧は低くなる。
【００８９】
一方、放電灯Ｌａの点灯時には、図３２（ａ）のようにデッドタイムＤＴを少なくする。これによって、図３２（ｂ）のように、放電灯Ｌａの両端に印加される電圧成分が増加し、かつ各アームを構成するスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２およびＱ_７，Ｑ_８の接続点間の電圧波形に含まれる高調波成分が減少して、図３２（ｃ）のようにフィラメントＦ_１，Ｆ_２に印加される電圧成分が減少する。他の構成および動作は参考例１０と同様である。
【００９０】
（実施形態５）
本実施形態は、図３３に示すように、基本構成と同様にフィラメントＦ_１，Ｆ_２に電圧を印加するフィラメントインバータ２を備えるものであって、主インバータ１から放電灯Ｌａの両端に電圧を印加する経路にはインピーダンスが可変となったインピーダンス要素を挿入しているものである。図３３に示す例ではインピーダンス要素として、放電灯Ｌａに直列接続した可変インダクタＬｖと放電灯Ｌａに並列接続したコンデンサＣ_２３とを用いている。ここに、主インバータ１とフィラメントインバータ２とは同じ駆動周波数で駆動されている。
いま、主インバータ１から放電灯Ｌａに供給されるランプ電流Ｉ_Ｌａフィラメントインバータ２からフィラメントＦ_１，Ｆ_２に供給されるフィラメント電流Ｉ_Ｆとの周波数特性が図３４に示す関係であるものとし、点灯周波数ｆｌにおいて放電灯Ｌａが全点灯状態になるものとする。つまり、点Ａのランプ電流が流れることになる。主インバータ１とフィラメントインバータ２とは駆動周波数が同じであるから、このとき点Ｂのフィラメント電流Ｉ_Ｆが流れる。主インバータ１とフィラメントインバータ２との駆動周波数のみを変化させて調光点灯を行なうには、駆動周波数を高周波側にシフトさせることになる。いま、図３５に示すように調光点灯周波数ｆｄにおいて調光点灯させるものとすれば、破線で示す主インバータ１の周波数特性では点Ｃのランプ電流Ｉ_Ｌａが流れ、点Ｄのフィラメント電流Ｉ_Ｆが流れることになる。ところで、発明が解決する課題として説明した細径の放電灯Ｌａでは、フィラメント電流Ｉ_Ｆについて調光点灯時の上限値が予熱時の下限値よりも低くなければならないという制約条件があり、点Ｄにおける電流値ができるだけ低いほうがその制約条件を満たしやすくなる。
【００９１】
そこで、本実施形態では、調光点灯時におけるランプ電流Ｉ_Laを同じ値に保ちながらもフィラメント電流Ｉ_F が小さくなるように、調光点灯時に主インバータ１から放電灯Ｌａに供給されるランプ電流Ｉ_Laの周波数特性を図３５に実線で示すようにシフトさせるのである。つまり、図３３に示した回路構成では、可変インダクタＬｖを用いることによって共振点をずらすことができるから、点Ｃと同じランプ電流Ｉ_Laを得るための調光点灯周波数ｆｄ′を引き下げることができ、結果的にフィラメント電流Ｉ_F が低減されるのである。このときのランプ電流は点Ｃ′になり、フィラメント電流は点Ｄ′になる。
【００９２】
上述の説明から明らかなように、予熱時と調光点灯時とでランプ電流Ｉ_Laの周波数特性を切り換えればよいのであるから、可変インダクタＬｖとしては図３６に示すように、一対のインダクタＬｖ₁ ，Ｌｖ₂ を直列接続し、一方のインダクタＬｖ₂ にスイッチ要素ＳＷを並列接続する構成を採用することができる。この構成では、予熱時や全点灯時にはスイッチ要素ＳＷをオフにしておき、２個のインダクタＬｖ₁ ，Ｌｖ₂ の直列回路とコンデンサＣ₂₃とによる共振回路を構成し、調光点灯時にはスイッチ要素ＳＷをオンにしてインダクタＬｖ₁ とコンデンサＣ₂₃との共振回路を構成する。このような構成によって、調光点灯時におけるランプ電流Ｉ_Laの周波数特性を低周波側にシフトさせることができ、調光点灯時のフィラメント電流Ｉ_F を低減することができる。なお、調光点灯時の回路各部のインピーダンスを調整すれば、フィラメント電流Ｉ_F の上限値以下で調光量に対する最適なフィラメント電流Ｉ_F に調整できる。
【００９３】
上述の実施形態においては、共振回路を構成するインダクンス成分を可変としているが、図３７に示すように、キャパシタンス成分を可変とするように、インダクタＬ_２３と可変コンデンサＣｖとを用いてもよい。
（参考例１４）
本例は、図３８に示すように、主インバータ１から放電灯Ｌａへの経路に所定周波数においてランプ電流Ｉ_Ｌａがほぼ０になるような反共振点を持った共振回路を設けたものである。具体的にはインダクタＬ_２３に対してインダクタＬ_２４とコンデンサＣ_２４とからなる並列共振回路と放電灯Ｌａとを直列接続し、放電灯ＬａにはコンデンサＣ_２３を並列接続しているのである。
【００９４】
このような回路を設けることで、ランプ電流Ｉ_Laは図３９に実線で示すような特性になる。つまり、図３９に破線で示す従来のランプ電流Ｉ_Laの特性に比較すると共振点から高周波側で周波数に対するランプ電流Ｉ_Laが大きく低下し、周波数ｆｎではランプ電流Ｉ_Laがほぼ０になるのである。ここに、主インバータ１とフィラメントインバータ２との駆動周波数は等しいものとする。
【００９５】
いま、駆動周波数が点灯周波数ｆｌであって点Ａのランプ電流Ｉ_Laが流れるものとする。インダクタＬ₂₄とコンデンサＣ₂₄とからなる並列共振回路が存在しなければ、調光点灯時には図３９の破線上でランプ電流Ｉ_Laが制御されるから、たとえば点Ｃのランプ電流を得るには駆動周波数を調光周波数ｆｄに設定する必要がある。このときのフィラメント電流Ｉ_F は点Ｄである。
【００９６】
これに対して、本例では並列共振回路を用いたことによって、図３９の実線上でランプ電流Ｉ_Ｌａが制御されるから、点Ｃと同等のランプ電流Ｉ_Ｌａを得るには駆動周波数を調光周波数ｆｄ′とすればよい。これによって、調光点灯時のフィラメント電流Ｉ_Ｆは点Ｄ′になり、調光点灯時のフィラメント電流Ｉ_Ｆの上限値が予熱時のフィラメント電流Ｉ_Ｆの下限値を越えないという条件を容易に満たすことができる。
【００９７】
上述の例では、図４０に示すように、インダクタＬ₂₃に直列にインダクタＬ₂₄とコンデンサＣ₂₄との並列共振回路Ｒｐを接続しているが、図４１に示すように、並列共振回路ＲｐをコンデンサＣ₂₃に直列接続してもよい。なお、調光点灯時の回路各部のインピーダンスを調整すれば、フィラメント電流Ｉ_F の上限値以下で調光量に対する最適なフィラメント電流Ｉ_F に調整できる。
【００９８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、フィラメントを有する放電灯の点灯に必要な電圧を放電灯の両端に印加する主インバータと、主インバータと入力電源およびスイッチング素子を共用しフィラメントにフィラメント電流を供給するフィラメントインバータとを備え、主インバータとフィラメントインバータとは放電灯への出力経路に共振特性の異なる共振系を持ち、フィラメント電流がピーク値となるスイッチング素子の駆動周波数をランプ電流がピーク値となる駆動周波数よりも高く設定し、両ピーク値の間の周波数領域で駆動周波数を変化させ、駆動周波数を変化させる周波数領域では駆動周波数が高くなるほどフィラメント電流が増加するとともにランプ電流が減少するようにし、調光点灯時の駆動周波数の上限値を予熱時の駆動周波数以下にしたものであり、予熱時にはフィラメントを予熱するのに十分なフィラメント電流を供給し、全点灯時や調光点灯時にはフィラメント電流を低減してフィラメント損失を低減し、かつ調光点灯時におけるフィラメント電流の上限値が予熱時のフィラメント電流の下限値を越えないように制御することが可能になるという利点がある。
【００９９】
請求項２の発明のように、予熱時のフィラメント電流が下限値となるときの駆動周波数を、予熱時に放電灯が放電を開始するランプ電圧となるときの駆動周波数以上になるようにしたものでは、予熱時に放電灯の放電が開始されるのを防止することができるという利点がある。
【０１００】
請求項３の発明のように、フィラメントインバータが、主インバータの共振電流経路に１次巻線を挿入したトランスを備え、トランスの２次巻線からフィラメント電流を供給するものでは、主インバータとフィラメントインバータとの主要部の部品が共用されるから、部品点数が少なくなるという利点がある。
【０１０７】
請求項４の発明は、フィラメントを有する放電灯の点灯に必要な電圧を放電灯の両端に印加する主インバータと、主インバータと入力電源およびスイッチング素子を共用しフィラメントにフィラメント電流を供給するフィラメントインバータとを備え、主インバータとフィラメントインバータとは放電灯への出力経路に共振特性の異なる共振系を持ち、かつ主インバータの共振系の周波数特性を予熱時と調光点灯時とで変化させ、フィラメント電流がピーク値となるスイッチング素子の駆動周波数をランプ電流がピーク値となる駆動周波数よりも高く設定し、両ピーク値の間の周波数領域で駆動周波数を変化させ、駆動周波数を変化させる周波数領域では駆動周波数が高くなるほどフィラメント電流が増加するとともにランプ電流が減少するようにし、調光点灯時の駆動周波数の上限値を予熱時の駆動周波数以下にしたものであり、予熱時にはフィラメントを予熱するのに十分なフィラメント電流を供給し、全点灯時や調光点灯時にはフィラメント電流を低減してフィラメント損失を低減し、かつ調光点灯時におけるフィラメント電流の上限値が予熱時のフィラメント電流の下限値を越えないように制御することが可能になるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 基本構成を示すブロック図である。
【図２】 基本構成の動作説明図である。
【図３】 基本構成の動作説明図である。
【図４】 実施形態１を示す回路図である。
【図５】 実施形態２を示す回路図である。
【図６】 実施形態３を示す回路図である。
【図７】 実施形態３の動作説明図である。
【図８】 実施形態４を示す回路図である。
【図９】 参考例１を示す回路図である。
【図１０】 参考例１を示す要部回路図である。
【図１１】 参考例１の動作説明図である。
【図１２】 参考例２を示す回路図である。
【図１３】 参考例３を示す回路図である。
【図１４】 参考例４を示す回路図である。
【図１５】 参考例５を示す動作説明図である。
【図１６】 参考例６を示す回路図である。
【図１７】 参考例６を示すブロック図である。
【図１８】 参考例７を示す回路図である。
【図１９】 参考例７の要部回路図である。
【図２０】 参考例７の動作説明図である。
【図２１】 参考例８を示す回路図である。
【図２２】 参考例９を示す回路図である。
【図２３】 参考例１０を示す回路図である。
【図２４】 参考例１０の動作説明図である。
【図２５】 参考例１０の動作説明図である。
【図２６】 参考例１１を示す回路図である。
【図２７】 参考例１１の動作説明図である。
【図２８】 参考例１２を示す回路図である。
【図２９】 参考例１３を示す回路図である。
【図３０】 参考例１３の動作説明図である。
【図３１】 参考例１３の動作説明図である。
【図３２】 参考例１３の動作説明図である。
【図３３】 実施形態５を示す回路図である。
【図３４】 実施形態５の動作説明図である。
【図３５】 実施形態５の動作説明図である。
【図３６】 実施形態５の動作説明図である。
【図３７】 実施形態５の要部回路図である。
【図３８】 参考例１４を示す回路図である。
【図３９】 参考例１４の動作説明図である。
【図４０】 参考例１４の概略構成図である。
【図４１】 参考例１４の概略構成図である。
【図４２】 従来例を示す回路図である。
【図４３】 同上の動作説明図である。
【図４４】 同上の動作説明図である。
【図４５】 同上の動作説明図である。
【符号の説明】
１ 主インバータ
２フィラメントインバータ
３ 電圧調整回路
Ａ インバータ回路
ＡＣ 交流電源
Ｃ_０ 平滑用のコンデンサ
Ｃ_１，Ｃ_１１，Ｃ_１２ 直流カット用のコンデンサ
Ｃ_２ コンデンサ
Ｃ_２１，Ｃ_２２ 共振用のコンデンサ
ＤＢ 整流回路
Ｆ_１，Ｆ_２ フィラメント
Ｌａ 放電灯
Ｌ_１１，Ｌ_１２ 共振用のインダクタ
Ｑ_１，Ｑ_２ スイッチング素子
Ｔ_１，Ｔ_２，Ｔ_３ トランス
Ｚ 可変インピーダンス[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device in which an upper limit is defined for a filament current during dimming lighting.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as shown in FIG.₁, F₂There is provided a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp La having a high frequency power. The illustrated discharge lamp lighting device includes a DC power source that obtains a DC voltage from an AC power source AC such as a commercial power source, and an inverter circuit that converts the DC power source into high-frequency power. The DC power source includes a rectifier circuit DB composed of a diode bridge that rectifies the AC power source AC, and a smoothing capacitor C that smoothes the output voltage of the rectifier circuit DB.₀It consists of. Further, the inverter circuit is a half-bridge type, and a pair of switching elements Q made of MOSFETs.₁, Q₂Smoothing capacitor C₀Connected in parallel to the DC cut capacitor C₁And inductor L₁And a discharge lamp (generally a fluorescent lamp) La is connected to one switching element Q₂Are connected in parallel. Furthermore, the filament F of the discharge lamp La₁, F₂Capacitor C for preheating between the non-power supply side ends₂Is connected. In this configuration, both switching elements Q are controlled by a control circuit (not shown).₁, Q₂So that they are alternately turned on and off at a high frequency so that they are not turned on at the same time.₀To capacitor C₁Supplying power to the discharge lamp La through the capacitor C,₁By repeating the state of supplying power to the discharge lamp La using as a power source, a high-frequency alternating current is allowed to flow through the discharge lamp La.
[0003]
Thus, the switching element Q₁, Q₂When the drive frequency for switching is changed, the inductor L₁And capacitor C₂And the applied voltage to the discharge lamp La can be changed, and each operation of preheating, starting, full lighting (rated lighting), and dimming lighting can be performed. is there.
More specifically, the driving frequency and the voltage V across the discharge lamp La are changed by changing the lamp impedance of the discharge lamp La when the discharge lamp La is turned off, when it is fully lit, and when it is dimmed._La(1), (2), and (3) in FIG. 43 indicate when the light is turned off, when it is fully lit, and when the light control is turned on, respectively. During preheating, the discharge lamp La is extinguished and the voltage V across the discharge lamp La_LaIs set to a low voltage that does not light the discharge lamp La. That is, the switching element Q₁, Q₂Is set to a sufficiently high preheating frequency fp as compared with the resonance frequency of the resonance system. In this state, all the high-frequency current output from the inverter circuit is filament F.₁, F₂And capacitor C₂Flows along the path through the filament F₁, F₂Is preheated.
[0004]
Filament F₁, F₂When the drive frequency is lowered after the preheating of the lamp to reach the starting frequency fs close to the resonance frequency of the resonance system, the voltage V across the discharge lamp La_LaRises and the voltage V across the discharge lamp La_LaLights up when it reaches the starting voltage. When the discharge lamp La is lit, the relationship between the drive frequency in the resonance system and the voltage across the discharge lamp La changes, and the relationship is when all the lights are lit. When the drive frequency is further brought closer to the resonance frequency after the discharge lamp La is started, the discharge lamp La enters the rated lighting state at the lighting frequency fl. In order to perform dimming lighting, it is only necessary to increase the drive frequency from the fully lit state to the dimming lighting frequency fd._LaAnd the relationship between the drive frequency and the voltage across the discharge lamp La is the relationship at the time of dimming lighting, and the voltage V across the discharge lamp La_LaRises.
[0005]
The lamp impedance is now Z_La(= V_La/ I_La), The resonance system can be represented by an equivalent circuit as shown in FIG. Where R_F1, R_F2Are the filaments F₁, F₂Resistance. In the above circuit configuration, the filament F₁, F₂Filament current I flowing through_FIs the capacitor C₂Is equal to the current flowing through the filament current I_FIs as in Equation 1.
[0006]
[Expression 1]

[0007]
Since the discharge lamp La is not lit during preheating, the lamp current I_LaMay be regarded as 0, and the output current of the inverter circuit is all filament F₁, F₂Current flowing through the filament F is sufficient for preheating.₁, F₂Will flow into.
On the other hand, since the drive frequency is lower than that during preheating when all lights are on, the capacitor C₂Increases the impedance of the filament current I compared to preheating._FBecomes smaller.
[0008]
Furthermore, since the driving frequency is higher when dimming is lit than when fully lit, the capacitor C₂The impedance of the filament becomes smaller than when it is fully lit, and the filament current I_FIs larger than when all lights are on.
Filament F as described above₁, F₂Capacitor C through₂Is connected to the inverter circuit, and the switching element Q₁, Q₂The filament current I is changed by utilizing the fact that the resonance state of the resonance system changes according to the state of the discharge lamp La by changing the drive frequency of the discharge lamp La._FA circuit system for automatically controlling the C is called a C preheating system.
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, a sufficient power is supplied to the discharge lamp La at the time of full lighting, and a sufficient preheating current is supplied to the filament F at the time of preheating.₁, F₂Inductor L₁And capacitor C₂When the value of is set, the filament current I_FWill flow. When a fluorescent lamp that is not always preheated is used as the discharge lamp La, the filament current I is fully lit._FThe filament current I_FLoss occurs by flowing (hereinafter, this loss is referred to as filament loss).
[0010]
By the way, when the discharge lamp La is turned on, the filament current I_FAs a technique for reducing the thickness of the two filaments F as shown in FIG.₁, F₂It is considered that the C preheating method is adopted independently for each. In this configuration, in order to obtain the same resonance condition as the circuit configuration shown in FIG.₂Two capacitors C with half the capacity_2a, C_2bAre connected in parallel. That is, in the circuit configuration shown in FIG.₁, F₂Are connected in series, whereas in the circuit configuration shown in FIG.₁, F₂Are connected in parallel, the resistance component of the filament is ¼ compared to the circuit configuration of FIG. As a result, the filament current I_FIs the same, the filament loss is halved. Also, in the circuit configuration of FIG. 45, detection of filament breakage, end of life, etc. can be performed between XY points, so that it can be detected with reference to the ground potential when viewed from the inverter circuit. However, in actuality, the filament current I during full lighting or dimming lighting is as much as the resistance component of the filament decreases._FWill increase.
[0011]
Filament loss is filament F₁, F₂Resistance R_F1, R_F2Are equal, the filament current I_FThe larger the value, the larger. On the other hand, in recent years, there is a tendency to reduce the diameter of the discharge lamp La for the purpose of downsizing the lighting fixture, increasing the efficiency of the discharge lamp La, and saving resources. For example, a fluorescent lamp having a rated power consumption of 20 W or more that has been conventionally provided with a tube diameter of 36.5 mm is provided, but recently, TL'5 (product of Philips) or T5 is provided. There is a fluorescent lamp with a small diameter of 16 mm, which is provided under the names such as.
[0012]
This kind of small-diameter discharge lamp La has a lamp impedance Z per unit length._LaIs larger than the conventional discharge lamp La (lamp impedance Z_LaIs, for example, 3.9 Ω / cm for FL20SS, 4.2 Ω / cm for FHF32, and 8.9 Ω / cm for 14 W in the case of TL′5._FBecomes larger than the conventional discharge lamp La. As a result, the C preheating method has a problem that the lighting efficiency of the discharge lamp La (ratio of the light output of the discharge lamp La to the output power of the inverter circuit) is lowered.
[0013]
In the C preheating method, the driving frequency is controlled and the lamp impedance Z_LaAnd capacitor C₂By changing the ratio of impedance to the filament current I_FThe filament current I is higher when the dimming light is turned on than when it is turned on._FWill increase. Thus, the small-diameter discharge lamp La has the filament current I during lighting._FIs the filament current I during preheating._FIs defined to be lower than the lower limit value of the filament current I_FWhen the value increases, the above upper limit may be exceeded, and the lamp life may be shortened.
[0014]
Further, in the discharge lamp La having a small diameter as described above, the both-end voltage V V during preheating and dimming lighting._LaLamp impedance Z is relatively small_LaIs relatively high, the difference in resonance characteristics between when the lamp is turned off and when the dimming lamp is turned on becomes small. As a result, the difference in drive frequency between preheating and dimming lighting is reduced. That is, the filament current I between preheating and dimming lighting_FThe filament current I during preheating_FFilament current I during dimming lighting while ensuring_FFilament current I during preheating_FThere is a problem that it is difficult to set the value lower than the lower limit value.
[0015]
The present invention has been made in view of the above reasons, and its purpose is to supply a filament current sufficient to preheat the filament during preheating, to reduce the filament current during full lighting and dimming lighting, An object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device that reduces filament loss and does not exceed the upper limit value of filament current during dimming lighting.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
  The invention of claim 1 is a main inverter for applying a voltage required for lighting a discharge lamp having a filament to both ends of the discharge lamp;Sharing the main inverter with the input power supply and switching elementA filament inverter that supplies a filament current to the filament, and the main inverter and the filament inverter have resonance systems with different resonance characteristics in the output path to the discharge lamp.In other words, the drive frequency of the switching element at which the filament current has a peak value is set higher than the drive frequency at which the lamp current has a peak value, and the drive frequency is changed in the frequency region between the two peak values to change the drive frequency. In the frequency domain, the filament current increases and the lamp current decreases as the drive frequency increases, and the upper limit of the drive frequency during dimming lighting is set below the drive frequency during preheating.Is. According to this configurationIfSupply enough filament current to preheat the filament when heated, reduce filament current when fully lit or dimmed to reduce filament loss, and upper limit of filament current during dimmingIs the lower limit of filament current during preheatingIt is possible to control so as not to exceed.
[0017]
  The invention of claim 2 is the invention of claim 1, wherein the filament current during preheating becomes a lower limit value.The drive ofDynamic frequencyTheWhen the discharge lamp reaches a lamp voltage that starts discharging when heatedThe drive ofMore than dynamic frequencyWestIt is a thing. According to this configuration, it is possible to prevent the discharge lamp from being started during preheating.
[0018]
  Invention of Claim 3The invention of claim 1 or claim 2The filament inverter includes a transformer having a primary winding inserted in the resonance current path of the main inverter, and supplies the filament current from the secondary winding of the transformer.The
[0026]
Claim 4The invention includes a main inverter that applies a voltage necessary for lighting a discharge lamp having a filament to both ends of the discharge lamp, and a filament inverter that shares the input power source and the switching element with the main inverter and supplies the filament current to the filament. The main inverter and the filament inverter have resonance systems with different resonance characteristics in the output path to the discharge lamp, and the frequency characteristics of the resonance system of the main inverter change between preheating and dimming lighting, and the filament current peaks Set the driving frequency of the switching element to be higher than the driving frequency at which the lamp current reaches its peak value, change the driving frequency in the frequency region between both peak values, and the driving frequency in the frequency region to change the driving frequency The higher the filament current, the lower the lamp current. It is obtained by the following driving frequency during preheat the upper limit of the driving frequency during dimming lighting. According to this configuration, a filament current sufficient to preheat the filament is supplied during preheating, the filament current is reduced during full lighting or dimming lighting to reduce filament loss, and the filament current during dimming lighting Thus, it is possible to control so that the upper limit value does not exceed the lower limit value of the filament current during preheating.
[0027]
  Claim 5The invention of claim 1 to claim 1Any one of claims 4In the invention, a fluorescent lamp having a lamp impedance of 8 Ω / cm or more per unit length excluding the cap portion is used as the discharge lamp. Claims 1 to4In this invention, even a discharge lamp having a high lamp impedance can be lit with optimum conditions set.
[0028]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
(Basic configuration)
A basic configuration of the present invention is shown in FIG. As shown in the figure, a main inverter 1 that supplies power for lighting to the discharge lamp La, and a filament F of the discharge lamp La₁, F₂And a filament inverter 2 for preheating. The main inverter 1 and the filament inverter 2 change the power supplied to the discharge lamp La by controlling the drive frequency (that is, output frequency) of the switching element. This configuration is particularly suitable for discharge lamps having a relatively high lamp impedance such as TL'5 and T5 (fluorescent lamps having a lamp impedance of 8 Ω / cm or more per unit length excluding the base) (this type). With the conventional C preheating method, it is difficult to satisfy the filament current condition during preheating and the voltage at both ends or the filament current during full lighting or dimming lighting.
[0029]
The load current characteristics with respect to the drive frequency of the main inverter 1 and the filament inverter 2 are set as shown in FIG._FThe driving frequency at which becomes the peak value is the lamp current I_LaIs set higher than the drive frequency at which the peak value is reached. Also, the filament current I_FIs the upper limit I_FUThe driving frequency f of the filament inverter 2 becomes₂Is the lamp current I_LaIs the lower limit I_LLThe driving frequency f of the main inverter 1₁Higher than (f₁<F₂).
[0030]
Therefore, if the main inverter 1 and the filament inverter 2 are operated at the same drive frequency, the main inverter 1 and the filament inverter 2 are set to the frequency f during full lighting or dimming lighting.₁The filament current I will be operated at the following drive frequency._FIs always the upper limit I_FULower than. Here, the configurations of the main inverter 1 and the filament inverter 2 are not particularly limited, and a half bridge type, a full bridge type, a single stone type, etc., as long as the output power can be changed by controlling the driving frequency. Regardless of the method. Further, since the main inverter 1 and the filament inverter 2 have the same drive frequency, it is possible to share the power source and the switching element.
[0031]
  By the way, as described as the problem to be solved by the invention, in the small-diameter discharge lamp La, the filament current I during dimming lighting is provided._FUpper limit I_FUIs the filament current I during preheating_FLower limit ofI _FL thanMust be low. Therefore, the drive frequency during preheating is the filament current I during dimming lighting as shown in FIG._FUpper limit I_FUDrive frequency f₂Higher frequency f₄(F₂<F₄).
[0032]
FIG. 3B shows the voltage V across the main inverter 1 applied to the discharge lamp La when the discharge lamp La is extinguished._LaThe characteristic with respect to the driving frequency of the discharge lamp La during the preheating is shown._LaIs the discharge start voltage V_SVoltage across the discharge lamp La by the main inverter 1_LaIs the discharge start voltage V_SThe drive frequency becomes f_ThreeIf so, the filament inverter is used by the filament inverter.₁, F₂Frequency f to preheat_FourIs the frequency f_ThreeHigher than (f_Three<F_Four).
[0033]
Therefore, if the main inverter 1 and the filament inverter 2 are operated at the same drive frequency, the main inverter 1 and the filament inverter 2 are set to the frequency f during preheating._FourThe operation is performed at the above driving frequency, and the discharge lamp La is sufficiently preheated without starting the discharge.₁By operating at the following drive frequency, the filament current I_FThe dimming lighting can be performed in a state where the value is reduced.
[0034]
(Embodiment 1)
In the present embodiment, as shown in FIG. 4, the main inverter 1 and the filament inverter 2 include a power source and a switching element Q.₁, Q₂, And a DC cut capacitor C₁₁, C₁₂, And the inductor L constituting the resonance system with the discharge lamp La₁₁, L₁₂And capacitor C_{twenty one}, C_{twenty two}Are provided individually. The filament inverter 2 includes a transformer T having two secondary windings.₁Is provided.
[0035]
This will be described more specifically. The DC power source that is the power source of the main inverter 1 and the filament inverter 2 is a full-wave rectification of the AC power source AC that is a commercial power source by a rectifier circuit DB comprising a diode bridge, and the output of the rectifier circuit DB is a smoothing capacitor C.₀It is obtained by smoothing with.
The main inverter 1 is a smoothing capacitor C₀A pair of switching elements Q made of MOSFETs connected in parallel to each other₁, Q₂One switching element Q₂Includes a DC cut capacitor C₁₁And inductor L₁₁And capacitor C_{twenty one}Are connected in parallel. Capacitor C_{twenty one}Are connected in parallel to the discharge lamp La. Here, in the present embodiment, it is assumed that a discharge lamp La having a small diameter such as TL'5 or T5 manufactured by Philips, for example, is used, but the technique of the present embodiment is applied to other discharge lamps. Applicable.
[0036]
The filament inverter 2 includes a main inverter 1 and a switching element Q.₁, Q₂And one switching element Q₂In contrast, DC cut capacitor C₁₂And inductor L₁₂And capacitor C_{twenty two}And transformer T₁A series circuit with the primary winding is connected in parallel. Transformer T₁Each secondary winding of the₁, F₂Connected to.
[0037]
Both switching elements Q₁, Q₂Are alternately turned on and off at a high frequency without being simultaneously turned on by a control circuit (not shown). Therefore, the switching element Q₁Capacitor C during the ON period₁₁, C₁₂The charge accumulated in the switching element Q₂By discharging in the ON period, alternating high frequency power can be applied to the discharge lamp La.
[0038]
By the way, capacitor C₁₁, C₁₂Is the capacitor C_{twenty one}, C_{twenty two}Compared to the above, it has a capacity larger by one digit or more and can be ignored as a resonance system. Therefore, the resonance system of the main inverter 1 is the inductor L₁₁And capacitor C_{twenty one}And the discharge lamp La, and the resonance system of the filament inverter 2 is the inductor L₁₂And capacitor C_{twenty two}And transformer T₁And filament F of discharge lamp La₁, F₂It is comprised by. Both resonance systems have independent characteristics, and the resonance frequency of each resonance system is set so as to have the above-described characteristics shown in FIGS. The switching element Q₁, Q₂The drive frequency is controlled within the range described as the basic configuration.
[0039]
  In this embodiment, the transformer T₁Transformer T₁By using a leakage transformer as an inductorL ₁₂ ofCurrent limiting function with transformer T₁Can have. That is, the inductorL ₁₂ TheTransformer T₁It is possible to reduce the number of parts. Switching element Q₁, Q₂In addition to the MOSFET, a switch element that can be controlled to be turned on / off, such as a bipolar transistor, may be used.
[0040]
  (Embodiment 2)
  The present embodiment is as shown in FIG.In fact,DC cut capacitor C in Embodiment 1₁₁, C₁₂A capacitor C₁It is the one shared by. Capacitor C₁₁, C₁₂Is the capacitor C₂₁, C₂₂Since the capacity is sufficiently large (one digit or more) compared to, the number of parts can be reduced by sharing, and the cost can be considerably reduced compared to the case of sharing other parts. It becomes possible. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0041]
(Embodiment 3)
In this embodiment, as shown in FIG.₁And inductor L₁₁Transformer T between₁The primary winding is inserted. Transformer T₁Inductor L using a leakage transformer₁₂As a capacitor constituting the resonance system of the filament inverter 2, a transformer T₁2 secondary windings and filament F₁, F₂Capacitors C inserted between_22a, C_22bIs used.
[0042]
The constants in this embodiment are set so as to obtain the relationship shown in FIG. That is, preheating frequency fp (frequency f of basic configuration₁Is a dimming lighting frequency fd (frequency f of the basic configuration)_FourThe filament current I at a frequency slightly higher than the preheating frequency fp._FCapacitor C so that has a peak value_22a, C_22bSet.
[0043]
In the present embodiment, since the output of the filament inverter 2 is extracted from a part of the main inverter 1, the resonance characteristics of the main inverter 1 are affected by the filament inverter 2. Therefore, as shown by the solid line in FIG. Current I_FThe output current of the main inverter 1 also has a peak in the vicinity of this peak, and at both ends of this peak, the output current of the main inverter 1 is lower than when there is no filament inverter 2 (shown by a broken line in FIG. 7).
[0044]
Therefore, when the drive frequency is increased from the lighting frequency fl that is in the fully lit state, the lamp current decreases more rapidly than when the filament inverter 2 is not provided. That is, the dimming lighting frequency fd is lower than the dimming lighting frequency fd ′ when the filament inverter 2 is not provided. As a result, a large frequency difference between the preheating frequency fp and the dimming lighting frequency fd can be obtained, and the filament current I during dimming lighting is obtained._FIt is easy to reduce the size.
As described above, in this embodiment, the filament current I at the time of dimming lighting is compared with that at the time of preheating._FCan be easily reduced, and can be easily adapted to a small-diameter discharge lamp La. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0045]
(Embodiment 4)
In the present embodiment, as shown in FIG.₁The primary winding of the capacitor C_{twenty one}Are connected in series. That is, similar to the third embodiment, the output of the filament inverter 2 is extracted from a part of the main inverter 1 and has the same configuration except that the output position is different. Capacitor C_22a, C_22bThe same conditions as in the third embodiment are set for the constants.
[0046]
  (Reference example 1)
  This exampleAs shown in FIG. 9, the power source of the filament inverter 2 isMain inverter 1Switching element Q₁And DC cut capacitor C₁And taken out from both ends of the series circuit.
  The filament inverter 2 includes a switching element Q as shown in FIG.₁And capacitor C₁In a series circuit with the switching element Q₃And inductor L₃And capacitor C₃Connected to a series circuit, and switching element Q₃And inductor L₃Diode D with cathode connected to the connection point₃The anode of the capacitor C₃Step-down chopper connected to the negative electrode side of the capacitor and capacitor C₃It consists of a half-bridge type inverter circuit that operates using as a power source. This inverter circuit has a pair of switching elements Q₄, Q₅The series circuit of the capacitor C₃One of the switching elementsQ ₅ Transformer T₁Primary winding and DC cut capacitor C₄The series circuit is connected in parallel.
[0047]
That is, the switching element Q_ThreeIs turned on and off at a high frequency by a control circuit (not shown) to reduce the input voltage to reduce the capacitor C_ThreeThis capacitor C_ThreeThe switching element Q_Four, Q_FiveIt is converted into high frequency power by turning on and off. Therefore, the switching element Q_Four, Q_FiveAre also turned on and off by a control circuit (not shown).
[0048]
  This will be described more specifically.This exampleThen, in order to change the power supplied to the discharge lamp La, the switching element Q₁, Q₂The on-duty is changed without changing the drive frequency. That is, as shown in FIGS. 11A, 11B, 11D, and 11E, the switching element Q₁, Q₂For an on-off period, for example, period t₀-T₁And period t₁-T₃From the time ratio to the period t₀-T₂And period t₂-T₃The time ratio is changed. Accordingly, the switching element Q as in the relations of (d) and (e) in FIG.₁The ON period of the switching element Q₂If set longer than the ON period, capacitor C₁Capacitor C₁The voltage across both ends of the switching element Q₁Inductor L during the ON period₁And capacitor C₂As a result, the voltage applied to the resonance circuit decreases, and as a result, the power supplied to the discharge lamp La decreases. The switching element Q₂During the ON period, the voltage applied to the resonance circuit is high, but since the time is short, the power supplied to the discharge lamp La is small.
[0049]
On the other hand, switching element Q₁And capacitor C₁The voltage V across the series circuit_inIs the power source of the filament inverter 2 and the input voltage V to the filament inverter 2_inHas a relationship as shown in FIGS. That is, the period t₂-T_ThreeWhen the supply energy to the discharge lamp La decreases, the input voltage V to the filament inverter 2 is reduced._inWill rise. Therefore, as shown in FIG._ThreeThe period t₂-T_ThreeWhen the power is turned on, the capacitor C increases as the power supplied to the discharge lamp La decreases._ThreeThe voltage at both ends can be increased. As a result, the filament F increases as the power supplied to the discharge lamp La decreases.₁, F₂It is possible to increase the preheating power supplied to the battery. With such an operation, the filament F₁, F₂Is sufficiently preheated so that electric discharge is likely to occur, and dimming lighting can be performed stably.
[0050]
  (Reference example 2)
  This exampleAs shown in FIG.Reference example 1The configuration of the filament inverter 2 is changed to a configuration using a one-stone inverter. That is, the switching element Q₁And capacitor C₁Between both ends of the series circuit with the diode D₆And capacitor C₅This capacitor C is connected in series.₅There is a transformer T₁Primary winding and switching element Q₆And a series circuit with a transformer T₁The primary winding of the resonance capacitor C₆Are connected in parallel.
[0051]
  Other configurations and operations areReference example 1And the switching element Q₁, Q₂The supply power to the discharge lamp La is controlled by changing the on-duty of the discharge lamp La. When the supply power to the discharge lamp La is reduced by this, the supply voltage to the filament inverter 2 rises, and as a result, the filament F₁, F₂This increases the preheating power supplied to the lamp and enables stable lighting even when dimming.
[0052]
  (Reference example 3)
  Reference example 2Then, the power source of the filament inverter 2 is switched to the positive side switching element Q.₁And capacitor C₁While taking out from both ends of the series circuit withThis exampleAs shown in FIG. 13, the switching element Q on the negative electrode side₂And capacitor C₁And is taken out from both ends of the series circuit. Further, the discharge lamp La and the inductor L₁And capacitor C₁The series circuit with the switching element Q₂Not switching element Q₁Connected in parallel. in this way,Reference example 2In this configuration, the configuration on the positive electrode side and the configuration on the negative electrode side are interchanged.
[0053]
  The basic operation isReference example 2And switching element Q₁, Q₂Changing the on-duty of the capacitor C₁As a result, the power supplied to the discharge lamp La changes. Thus, when the power supplied to the discharge lamp La decreases during dimming lighting, the capacitor C of the filament inverter 2₅As a result, the filament F increases.₁, F₂This increases the preheating power supplied to the lamp, and this configuration also enables stable lighting during dimming lighting. further,This exampleThen, switching element Q₂And switching element Q₆Means that the reference potentials are equal, so that the switching element Q₆The control circuit for driving the signal does not require a level shift circuit for changing the reference potential, and the configuration of the control circuit is simplified. Other configurations and operations areReference example 2It is the same.
[0054]
  (Reference example 4)
  Reference example 3Then capacitor C₅The half-wave rectification of the charging voltage toThis exampleAre two diodes D as shown in FIG.₆₁, D₆₂Capacitor C by providing₅The full-wave rectification of the charging voltage to the capacitor and the rectified voltage to the capacitor C₅And inductor L for smoothing₅Are provided to constitute a choke input type smoothing circuit. By adopting such a configuration, the capacitor C₅Fluctuation in voltage at both ends of In addition, power conversion efficiency is increased because full-wave rectification provides high power utilization efficiency and smooth charging current. Other configurations and operations areReference example 3It is the same.
[0055]
  (Reference Example 5)
  This exampleIs a switching element Q in the same circuit configuration as in the first embodiment.₁, Q₂The control form is changed. That is, only the driving frequency is changed during preheating and full lighting as in the first embodiment, but dimming lighting is performed by changing not the driving frequency but on-duty.
[0056]
At the time of preheating, starting and full lighting, switching element Q₁, Q₂50% on-duty (actually both switching elements Q₁, Q₂In order to prevent the two switching elements Q from being turned on simultaneously.₁, Q₂The on-duty is slightly smaller than 50%), and only the driving frequency is changed to supply power to the discharge lamp La and the filament current I._FTo control.
[0057]
On the other hand, for dimming lighting, the switching element Q₁, Q₂The on-duty is changed. For example, both switching elements Q₁, Q₂The on-duty is made non-uniform such as 30%: 70%, 60%: 40%. On-duty 50%: Capacitor C at 50%₁₁The voltage across the capacitor is the capacitor C₀Is approximately half of the voltage at both ends of the capacitor, but by making the on-duty non-uniform as described above, the capacitor C₁₁As a result, the power supplied to the discharge lamp La changes (decreases) and the light is dimmed.
[0058]
  This exampleThen, since the lighting frequency fl at the time of full lighting and the dimming lighting frequency fd are equal, the filament current I at the time of dimming lighting is compared with that at the time of full lighting._FThe filament current I during preheating and dimming lighting explained in the basic configuration is not increased._FThis condition can be easily satisfied. That is, as shown in FIG. 15, the drive frequency-current characteristics (solid line) when all lights are on.[1]) Drive frequency vs. current characteristics (dashed line)[2]) Is the lamp current I_LaTherefore, dimming can be performed only by changing the on-duty at the same frequency. As a result, the difference between the preheating frequency fp and the dimming lighting frequency fd becomes large, and the filament current I during preheating is increased._FFilament current I when dimming is lighter than the lower limit of_FIt is possible to sufficiently reduce the upper limit value of. Other configurations and operations are the same as those of the first embodiment.
[0059]
  Even in the C preheating system shown in FIG. 42, if the switching elements Q1 and Q2 are duty controlled, the dimming lighting frequency fd can be set to the same or slightly higher level than the lighting frequency fl. The frequency difference between the lighting frequency fd and the preheating frequency fp can be made relatively large.
  (Reference Example 6)
  This exampleAs shown in FIG. 16, a capacitor C serving as a power source for the main inverter 1 and the filament inverter 2₀And the rectifier circuit DB are provided with a voltage adjustment circuit 3. In the illustrated example, a boost chopper circuit is used as the voltage adjustment circuit 3. That is, the inductor L is connected between the output terminals of the rectifier circuit DB.₀And switching element Q₀Connected to a series circuit, and switching element Q₀Diode D across₀Capacitor C through₀Is connected. Switching element Q₀Is turned on and off at a high frequency by a control circuit (not shown), and the capacitor C is changed by changing the on period by PWM control.₀The voltage at both ends can be adjusted.
[0060]
Therefore, when it is necessary to set the voltage across the discharge lamp La low during preheating, the switching element Q₀By reducing the on-duty of the capacitor C₀Is set low, and when it is necessary to set the high voltage across the discharge lamp La as in starting, the switching element Q₀By increasing the on-duty of capacitor C₀Set the voltage at both ends high. If a means for detecting the discharge lamp La or the end of life of the discharge lamp La is separately provided, it becomes possible to control the output voltage of the voltage adjustment circuit 3 to be lowered at that time. It is also possible to reduce the voltage between the electrodes when the discharge lamp La is removed to prevent an electric shock, or to reduce the stress on the circuit components due to excess energy at the time of light load.
[0061]
The configurations and operations of the main inverter 1 and the filament inverter 2 are the same as those in the first embodiment, and a sufficient difference can be provided between the preheating frequency fp, the lighting frequency fl, and the dimming lighting frequency fd. That is, the filament current I at full lighting or dimming lighting_FCan be reduced.
As described above, the provision of the voltage adjustment circuit 3 makes the output control of the main inverter 1 easier than the configuration of the first embodiment, and the design of the frequency characteristics of the main inverter 1 and the filament inverter 2 is wide. Will be able to do it. In addition, if the above-described chopper circuit is employed as the voltage adjustment circuit 3, the input current from the AC power supply AC to the rectifier circuit DB can be kept flowing at a high frequency, so that no pause occurs in the input current. The input current waveform can be made continuous by simply inserting a simple high-frequency blocking filter between the AC power supply AC and the rectifier circuit DB. That is, input current distortion can be reduced.
[0062]
  by the way,This exampleWhen the voltage adjustment circuit 3 is provided as described above, the drive frequency of the switching element is changed in the conventional inverter circuit A shown in FIG. It becomes possible to satisfy the condition of lighting. That is, as shown in FIG.₀The voltage at both ends is changed according to the operating state of the discharge lamp La.
[0063]
Specifically, during preheating, the drive frequency of the inverter circuit A is set higher than that during dimming and the capacitor C₀By setting the voltage across the capacitor high, the capacitor C₂Current flowing through the filament, ie, the filament current I_FIn the dimming lighting, the drive frequency of the inverter circuit A is set lower than that during preheating, and the capacitor C₀By setting the voltage across the capacitor low, the capacitor C₂Filament current I flowing through_FIs reduced. In short, by changing the input voltage of the inverter circuit A in addition to the control for changing the drive frequency of the inverter circuit A, the filament current I during preheating and dimming lighting is changed._FMake a sufficient difference. Such drive frequency and capacitor C₀The control circuit 4 that determines preheating, full lighting, dimming lighting, and the like is performed according to the operating state of the inverter circuit A. Further, if the voltage adjusting circuit 3 is formed of a chopper circuit as described above, the input power factor can be improved. In other words, the voltage adjustment circuit 3 has a capacitor C₀This contributes not only to the adjustment of the voltage at both ends, but also to the improvement of the power factor and the input current distortion.
[0064]
  (Reference Example 7)
  This exampleAs shown in FIG. 18, the filament F of the discharge lamp La₁, F₂Capacitor C across the non-power supply side₂And a variable impedance Z are connected in series, and the voltage across the variable impedance Z can be controlled. As the variable impedance Z, a circuit configuration as shown in FIGS. 19A to 19D can be adopted, and a capacitor C as shown in FIG.₇Transformer T₂The secondary winding is connected in parallel, as shown in FIG.₇Transformer T₂Secondary winding and capacitor C₈And a transformer T as shown in FIG.₂Only, capacitor C as shown in FIG.₇Transformer T₂Secondary winding and inductor L₇Are connected in parallel. In these configurations, the transformer T₂If the voltage applied to the primary winding of the capacitor is controlled, the capacitor C₇Between both ends or transformer T₂The impedance of the secondary winding can be controlled.
[0065]
Therefore, the transformer T constituting the variable impedance Z₂The voltage applied to the primary winding is set under the following conditions. That is, the preheating power is increased at the time of dimming lighting in which the supply power of the discharge lamp La is relatively small with respect to the full lighting when the supply power of the discharge lamp La is large. As shown in FIG. 20, the voltage waveform (solid line) across the variable impedance Z is matched with the phase of the output voltage waveform (dashed line) of the inverter circuit A. 20A shows the preheating time, and FIG. 20B shows the dimming lighting time. During preheating, the voltage across the variable impedance Z is made relatively small with respect to the output voltage of the inverter circuit A, so that the variable impedance Z And capacitor C₂The voltage across the series circuit is relatively high, resulting in filament F₁, F₂Sufficient filament current I_FCan be supplied. Further, at the time of dimming lighting, the filament current I is increased by relatively increasing the voltage across the variable impedance Z with respect to the output voltage of the inverter circuit A._FIs reduced. Such control can satisfy the conditions of preheating and dimming lighting. Other configurations and operations are the same as those of the conventional configuration.
[0066]
  (Reference Example 8)
  This exampleIsReference Example 719B is a specific example of the configuration shown in FIG. 19B, and a diode D is connected between the output terminals of the rectifier circuit DB as shown in FIG.₄Capacitor C through₀, And capacitor C₀Diode D across₅Through the switching element Q₁, Q₂Are connected in series. The switching element Q₂Inductor L₁And capacitor C₁And transformer T₂Is connected to a series circuit of a primary winding and a discharge lamp La, and a capacitor C₁And transformer T₂The connection point with the primary winding is capacitor C₉Rectifier circuit DB and diode D₄Connected to the connection point. The discharge lamp La has a capacitor C₁₃Are connected in parallel and the transformer T₂The series circuit of the primary winding of this and the discharge lamp La has a capacitor C₁₄Are connected in parallel. In addition, capacitor C₁₄Has a diode D₇Are connected in parallel.
[0067]
Switching element Q₁, Q₂Are alternately turned on and off, and the switching element Q₁Capacitor C when on₀To diode D_Five-Switching element Q₁-Inductor L₁-Capacitor C₁-Transformer T₂Current flows through the path of the primary winding-discharge lamp La. The switching element Q₁Is turned off, inductor L₁Stored energy is capacitor C₁-Capacitor C₉-Diode D_Four-Capacitor C₀-Switching element Q₂Since a diode is normally connected in antiparallel to the switching element, the diode passes through the diode. In addition, when a MOSFET is used as the switching element, the parasitic diode is equivalent to its function.₀Will be boosted.
[0068]
Next, switching element Q₂Is turned on, the capacitor C from the rectifier circuit DB₉-Capacitor C₁-Inductor L₁-Switching element Q₂The current flows through the path and the capacitor C₁Inductor L₁-Switching element Q₂-Discharge lamp La-Transformer T₂Current also flows through the primary winding. Thus, the switching element Q₁, Q₂The capacitor C increases in frequency from the rectifier circuit DB with the on / off of the capacitor.₉Therefore, the input current distortion is improved and the power factor is improved at the same time. Further, as is clear from the above operation, a high-frequency alternating current flows through the discharge lamp La.
[0069]
  In this circuit configuration, when the power supplied to the discharge lamp La is reduced, the transformer T₂When the power supplied to the discharge lamp La is reduced, the variable impedance Z (transformer T₂And capacitor C₇, C₈Can be made larger. In other words, during preheating, the capacitor C₇The voltage at both ends can be lowered and increased during dimming lighting. Thus filament F₁, F₂Since it is possible to control the power supplied to the preheating and dimming lighting, stable lighting is possible. Other configurations and operations areReference Example 7It is the same.
[0070]
  (Reference Example 9)
  This exampleAs shown in FIG. 22, the filament F of the discharge lamp La₁, F₂Capacitor C across the non-power supply side₂And transformer T₃Connect a series circuit with the primary winding of the transformer T₃The two secondary windings provided on the filament F₁, F₂Is connected to. Transformer T here₃The secondary winding of the filament F₁, F₂The polarity of the current flowing through the filament F₁, F₂Through transformer T₃The polarity of the current flowing in the primary winding is matched.
[0071]
  Therefore, the drive frequency of the inverter circuit A is higher when the dimming is lit than when all the lights are lit.₃The voltage at both ends of the primary winding is higher at the time of dimming lighting than at the time of full lighting. That is, when the power supplied to the discharge lamp La is small, the preheating power is increased to facilitate discharge and consequently enable stable lighting. Other configurations and operations areReference Example 7It is the same.
[0072]
  (Reference Example 10)
  This example23 is a modification of the filament inverter 2 in the configuration of the second embodiment shown in FIG. 4 as shown in FIG.₂Between both ends of the capacitor C₁And inductor L₁₂And capacitor C₂₁And transformer T₁In this embodiment, the capacitor C is connected to the series circuit with the primary winding of₁And inductor L₁₃And capacitor C₁₅A series circuit with a switching element Q₂Connected between both ends of the inductor L₁₃Inductor L across₁₄And transformer T₁The series circuit with the primary winding of the transformer is connected in parallel and the transformer T₁Capacitor C on the primary winding of₁₆Are connected in parallel.
[0073]
In the first and second embodiments, the main inverter 1 and the filament inverter 2 including the resonance system are used, but the inverter circuit is the switching element Q.₁, Q₂And DC cut capacitor C₁If the resonance system is considered to be a part of the load circuit, it can be considered that the resonance system is a filter inserted in the power supply path from the inverter circuit to the discharge lamp La as the load. Therefore, the following description will be made from this viewpoint.
[0074]
Inductor L₁₁And capacitor C_{twenty one}The frequency pass band is set to be relatively low, and when the discharge lamp La is not lit, the frequency characteristic (frequency-passing rate) of (1) in FIG. 24 is shown, and when the discharge lamp La is lit, 24 shows the frequency characteristic of (2). Here, the resonance frequency f when the discharge lamp La is not lit.₁₁Is expressed by the following equation.
f₁₁= 1 / 2π (L₁₁・ C_{twenty one})^1/2
Lighting frequency fl (f₁₂) Is the resonance frequency f₁₁Set slightly higher in the vicinity.
[0075]
On the other hand, capacitor C₁₅, C₁₆, Inductor L₁₃, L₁₄The formed filter has the frequency characteristic (3) in FIG. This filter functions as a bandpass filter and has a cutoff frequency f₁₃, F₁₄Are represented by the following equations, respectively.
f₁₃= 1 / 2π (L₁₃・ C₁₅)^1/2
f₁₄= 1 / 2π (L₁₄・ C₁₆)^1/2
Preheating frequency fp (f₁₅) Is both cutoff frequencies f₁₃, F₁₄Set between. Further, the frequency f of the carrier wave used for PWM (pulse width modulation) control, which will be described later.₁₆Is the cutoff frequency f₁₄Is set to a higher frequency than the filament F₁, F₂There is no effect on preheating.
[0076]
By the way, as shown in FIG.₁, Q₂Is turned on and off by supplying a control signal generated by the PWM signal generator 11 through the driver 12. PWM control has a frequency f₁₂Lamp operating voltage command value v₁And the frequency is f₁₅Filament preheating voltage command value v₂And switching element Q₁, Q₂The PWM signal generator 11 has a frequency f described above.₁₆Are input. This carrier wave is used as a lamp lighting voltage command value v.₁And filament preheating voltage command value v₂As a threshold value, a pulse that is turned on / off in a section where the signal value of the carrier wave is larger and smaller than the threshold value is generated. With this operation, the lamp lighting voltage command value v₁And filament preheating voltage command value v₂Switching element Q with on-duty according to the added value₁, Q₂Will be turned on and off.
[0077]
FIG. 25 schematically shows signals of the respective units. Now, lamp operating voltage command value v₁And filament preheating voltage command value v₂Are given in the form as shown in FIGS. 25B and 25C, respectively, and the PWM signal generator 11 generates the switching element Q from the carrier wave as shown in FIG.₁, Q₂If the control signal to be given to is generated, the switching element Q₂And capacitor C₁Between both ends of the series circuit (between points a and b in FIG. 23), as shown in FIG.₁+ V₂The frequency f at which the on-duty changes with the value of₁₆Square wave output is obtained.
[0078]
The voltage applied across the discharge lamp La is the inductor L₁₁And capacitor C_{twenty one}Therefore, the lamp lighting voltage command value v is as shown in FIG.₁It becomes a component corresponding to. Filament F₁, F₂The voltage applied to the inductor L₁₃, L₁₄And capacitor C₁₅, C₁₆Is passed through a filter consisting of the filament preheating voltage command value v as shown in FIG.₂It becomes a component corresponding to. The frequency is f₁₆Is not included in the pass band of either filter, so the applied voltage to the discharge lamp La or the filament F₁, F₂It does not appear as a component of the applied voltage.
[0079]
  As explained above,This exampleThen, lamp lighting voltage command value v₁And filament preheating voltage command value v₂As different frequency f₁₂, F₁₅The inverter circuit generates a combined output from the inverter circuit, and then separates both components by a filter, and both ends of the discharge lamp La and the filament F₁, F₂Therefore, during preheating, the lamp lighting voltage command value v₁The filament preheating command value v₂Is set high so that when the discharge lamp La shown in FIG. 24 is not lit, the filament preheating voltage can be secured high and a sufficient preheating current can be obtained without increasing the voltage across the discharge lamp La more than necessary. When the discharge lamp La is fully lit, the lamp lighting voltage command value v₁The filament preheating command value v₂Is set low, the voltage across the discharge lamp La is maintained at a voltage necessary for full lighting, the filament preheating voltage is lowered, the filament preheating current is reduced, and the loss due to the filament can be reduced. Similarly, at the time of dimming lighting, if necessary, the lamp lighting voltage command value v₁And filament preheating command value v₂Can be set.
[0080]
  In the above description, voltage is specified as the command value, but current (lamp current and filament current) may be specified. In addition, lamp operating voltage command value v₁And filament preheating voltage command value v₂If it is a range which satisfies the lighting conditions of the discharge lamp La, either may be set to a high frequency.
  (Reference Example 11)
  Reference Example 10In filament F₁, F₂In this embodiment, the voltage component applied to both ends of the discharge lamp La and the filament F are separated.₁, F₂Is provided with a low-pass filter for separating the voltage component applied to the carrier from the carrier wave.₁, F₂The difference is that a high-pass filter is used to separate the voltage components applied to.
[0081]
That is, as shown in FIG.₂And capacitor C₁Inductor L for series circuit with₁₅And capacitor C₁₇A choke input type low-pass filter is connected to remove the carrier wave component. Transformer T₁The primary winding of the inductor L₁₆Are connected in parallel, and this inductor L₁₆And capacitor C₁₈A high-pass filter is constituted by a series circuit with the capacitor C, and this high-pass filter is connected to the capacitor C.₁₇Are connected in parallel.
[0082]
  The characteristics of each filter are as shown in FIG. That is, the inductor L₁₁And capacitor C₂₁The filter consisting ofReference Example 10As in FIG. 27, when the discharge lamp La is not lit.[1]When the discharge lamp La is turned on, the characteristic of FIG.[2]It becomes the characteristic of. On the other hand, inductor L₁₅And capacitor C₁₇The filter consisting of[3]Thus, the carrier wave can be removed. This cutoff frequency f₁₇Is expressed by the following equation.
  f₁₇= 1 / 2π (L₁₅・ C₁₇)^1/2
Furthermore, inductor L₁₆And capacitor C₁₈The filter consisting of[4]The lamp voltage command value v₁From the component corresponding to the filament voltage command value v₂Can be separated. This cutoff frequency f₁₈Is expressed by the following equation.
f₁₈= 1 / 2π (L₁₆・ C₁₈)^1/2
Other configurations and operations areReference Example 10It is the same.
[0083]
  (Reference Example 12)
  This exampleAs shown in FIG.Reference Example 10A PDM (pulse density modulation) signal generator 13 is used in place of the PWM signal generator 11 in the configuration. The PDM signal generator 13 generates an output signal with a pulse density proportional to the input signal, and the frequency is f as an input signal to the PDM signal generator 13.₁₂Lamp operating voltage command value v₁And the frequency is f₁₅Filament preheating command value v₂Gives the addition value. Here, the minimum drive frequency of the inverter is the cutoff frequency f₁₄Design to be above. Other configurations and operations areReference Example 10The voltage component applied to both ends of the discharge lamp La and the filament F₁, F₂The voltage components applied to the lamp are separated by filters, so that the lamp lighting voltage command value v is determined according to the preheating, starting, full lighting, and dimming lighting states.₁And filament preheating command value v₂Are appropriately set, control suitable for each state becomes possible.
[0084]
  (Reference Example 13)
  This exampleAs shown in FIG. 29, a full-bridge type inverter circuit is used, and four switching elements Q comprising bridge-connected MOSFETs are used.₁, Q₂, Q₇, Q₈Is provided. As is well known, the switching elements Q of the arms connected in series are connected.₁, Q₂And Q₇, Q₈Are controlled so as not to be turned on at the same time, and the switching element Q in the diagonal position is controlled.₁, Q₈And Q₂, Q₇Are controlled so as to be provided with a period during which they are simultaneously turned on.This exampleIn, all the switching elements Q₁, Q₂, Q₇, Q₈Are provided at the same time, and this period (dead time) is variable. In short, the on-duty is variable.
[0085]
That is, the output of the oscillator 14 is input to a 0 V period control circuit 15 for adjusting the dead time to generate a control signal, and this control signal is passed through the driver 12 through the switching element Q.₁, Q₂, Q₇, Q₈To the switching element Q₁, Q₂, Q₇, Q₈Is turned on and off.
Switching element Q of each arm₁, Q₂And Q₇, Q₈The output of the inverter circuit obtained from between the connection points of the discharge lamp La and the filament F are respectively passed through filters.₁, F₂To be applied. The voltage component applied to both ends of the discharge lamp La is the inductor L₁₁And capacitor C_{twenty one}Through a low-pass filter consisting of a series circuit with the filament F₁, F₂The voltage component applied to the inductor L₁₆And capacitor C₁₈And a high-pass filter composed of a series circuit.
[0086]
  Inductor L₁₁And capacitor C₂₁The filter consisting ofReference Example 10As explained in FIG. 30, when the discharge lamp La is not lit,[1]30 when the discharge lamp La is lit.[2]It becomes the characteristic of. The resonance frequency when not lit is expressed by the following equation.
f₁₁= 1 / 2π (L₁₁/ C₂₁)^1/2
Therefore, the frequency f when the discharge lamp La is fully lit.₁₂Is the resonance frequency f₁₁A slightly higher frequency is set in the vicinity of.
[0087]
On the other hand, inductor L₁₆And capacitor C₁₈30 has the characteristic (3) in FIG. 30 and has a cutoff frequency f.₁₈Is expressed by the following equation.
f₁₈= 1 / 2π (L₁₆・ C₁₈)^1/2
The pass band of this filter is f which is the drive frequency of the inverter circuit.₁₁It is set so that its harmonic components can pass through without passing through the fundamental wave.
[0088]
At the time of preheating, as shown in FIG. 31A, the 0V section control circuit 15 is controlled so that the dead time DT is increased. In this case, the switching element Q constituting each arm.₁, Q₂And Q₇, Q₈Since the voltage waveform between the connection points becomes close to the pulse waveform, the harmonic component contained in the voltage waveform increases. That is, the inductor L as shown in FIG.₁₆And capacitor C₁₈The component passing through the filter consisting of₁, F₂The voltage component applied to increases. The switching element Q₁, Q₂, Q₇, Q₈Since the ON period is short, the voltage applied across the discharge lamp La as shown in FIG.
[0089]
  On the other hand, when the discharge lamp La is turned on, the dead time DT is reduced as shown in FIG. As a result, as shown in FIG. 32B, the voltage component applied to both ends of the discharge lamp La increases, and the switching element Q constituting each arm.₁, Q₂And Q₇, Q₈The harmonic component contained in the voltage waveform between the connection points of the filament F decreases, and the filament F as shown in FIG.₁, F₂The voltage component applied to is reduced. Other configurations and operations areReference Example 10It is the same.
[0090]
  (Embodiment 5)
  In the present embodiment, as shown in FIG.₁, F₂Is provided with a filament inverter 2 for applying a voltage to the path, and an impedance element having a variable impedance is inserted into a path for applying a voltage from the main inverter 1 to both ends of the discharge lamp La. In the example shown in FIG. 33, as an impedance element, a variable inductor Lv connected in series to the discharge lamp La and a capacitor C connected in parallel to the discharge lamp La₂₃And are used. Here, the main inverter 1 and the filament inverter 2 are driven at the same drive frequency.
  Now, the lamp current I supplied from the main inverter 1 to the discharge lamp La_LaFilament inverter 2 to filament F₁, F₂Filament current I supplied to_F, And the discharge lamp La is in a fully lit state at the lighting frequency fl. That is, the lamp current at point A flows. Since the main inverter 1 and the filament inverter 2 have the same drive frequency, the filament current I at point B is_FFlows. In order to perform dimming lighting by changing only the drive frequency of the main inverter 1 and the filament inverter 2, the drive frequency is shifted to the high frequency side. Now, as shown in FIG. 35, if the dimming operation is performed at the dimming operation frequency fd, the frequency characteristic of the main inverter 1 indicated by the broken line indicates the lamp current I at the point C._LaFlows and the filament current I at point D_FWill flow. By the way, in the small-diameter discharge lamp La described as the problem to be solved by the invention, the filament current I_FThere is a constraint that the upper limit value during dimming lighting must be lower than the lower limit value during preheating, and the lower the current value at the point D, the easier it is to satisfy the constraint condition.
[0091]
Therefore, in the present embodiment, the lamp current I during dimming lighting is shown._LaThe filament current I while maintaining the same value_FSo that the lamp current I supplied from the main inverter 1 to the discharge lamp La during dimming is reduced._LaThis frequency characteristic is shifted as shown by a solid line in FIG. That is, in the circuit configuration shown in FIG. 33, the resonance point can be shifted by using the variable inductor Lv._LaThe dimming lighting frequency fd ′ for obtaining the filament current Id can be lowered._FIs reduced. At this time, the lamp current becomes a point C 'and the filament current becomes a point D'.
[0092]
As is clear from the above description, the lamp current I is different between preheating and dimming lighting._LaAs shown in FIG. 36, the variable inductor Lv is a pair of inductors Lv.₁, Lv₂Are connected in series, and one inductor Lv₂It is possible to employ a configuration in which the switch elements SW are connected in parallel. In this configuration, the switch element SW is turned off at the time of preheating or full lighting, and the two inductors Lv₁, Lv₂Series circuit and capacitor C_{twenty three}A resonance circuit is configured by turning on the switch element SW at the time of dimming and turning on the inductor Lv.₁And capacitor C_{twenty three}And a resonance circuit. With such a configuration, the lamp current I at the time of dimming lighting_LaFrequency characteristic of the filament can be shifted to the low frequency side, and the filament current I during dimming lighting_FCan be reduced. If the impedance of each part of the circuit during dimming is adjusted, the filament current I_FThe optimum filament current I for the light control amount_FCan be adjusted.
[0093]
  In the above-described embodiment, the inductance component constituting the resonance circuit is variable. However, as shown in FIG. 37, the inductor L so that the capacitance component is variable.₂₃And a variable capacitor Cv may be used.
  (Reference Example 14)
  This exampleAs shown in FIG. 38, the lamp current I at a predetermined frequency is routed from the main inverter 1 to the discharge lamp La._LaIs provided with a resonance circuit having an anti-resonance point such that is substantially zero. Specifically, inductor L₂₃Inductor L₂₄And capacitor C₂₄And a discharge lamp La connected in series, and the discharge lamp La has a capacitor C₂₃Are connected in parallel.
[0094]
By providing such a circuit, the lamp current I_LaHas characteristics as indicated by a solid line in FIG. That is, the conventional lamp current I indicated by a broken line in FIG._LaCompared with the characteristics of the lamp, the lamp current I against the frequency on the high frequency side from the resonance point_LaGreatly decreases, and at the frequency fn, the lamp current I_LaIs almost zero. Here, the drive frequency of the main inverter 1 and the filament inverter 2 shall be equal.
[0095]
Now, the driving frequency is the lighting frequency fl and the lamp current I at point A is_LaShall flow. Inductor L_{twenty four}And capacitor C_{twenty four}If there is no parallel resonant circuit consisting of the lamp current I on the broken line in FIG._LaTherefore, for example, in order to obtain the lamp current at the point C, it is necessary to set the driving frequency to the dimming frequency fd. Filament current I at this time_FIs point D.
[0096]
  On the contrary,This exampleThen, by using a parallel resonant circuit, the lamp current I on the solid line in FIG._LaIs controlled so that the lamp current I equivalent to the point C is_LaIs obtained by setting the driving frequency to the dimming frequency fd ′. Thereby, the filament current I at the time of dimming lighting_FBecomes the point D ', and the filament current I when dimming is lit_FIs the filament current I during preheating_FThe condition of not exceeding the lower limit of can be easily satisfied.
[0097]
In the above example, as shown in FIG._{twenty three}Inductor L in series with_{twenty four}And capacitor C_{twenty four}The parallel resonant circuit Rp is connected to the capacitor C as shown in FIG._{twenty three}May be connected in series. If the impedance of each part of the circuit during dimming is adjusted, the filament current I_FThe optimum filament current I for the light control amount_FCan be adjusted.
[0098]
【The invention's effect】
  The invention of claim 1 is a main inverter for applying a voltage required for lighting a discharge lamp having a filament to both ends of the discharge lamp;Sharing the main inverter with the input power supply and switching elementA filament inverter that supplies a filament current to the filament, and the main inverter and the filament inverter have resonance systems with different resonance characteristics in the output path to the discharge lamp.In other words, the drive frequency of the switching element at which the filament current has a peak value is set higher than the drive frequency at which the lamp current has a peak value, and the drive frequency is changed in the frequency region between the two peak values to change the drive frequency. In the frequency domain, the filament current increases and the lamp current decreases as the drive frequency increases, and the upper limit of the drive frequency during dimming lighting is set below the drive frequency during preheating.ThingsRiSupply enough filament current to preheat the filament when heated, reduce filament current when fully lit or dimmed to reduce filament loss, and upper limit of filament current during dimmingIs the lower limit of the filament current during preheating.There is an advantage that it is possible to control so as not to exceed.
[0099]
  When the filament current during preheating reaches the lower limit as in the invention of claim 2The drive ofDynamic frequencyTheWhen the discharge lamp reaches a lamp voltage that starts discharging when heatedThe drive ofOver the dynamic frequencyWestIn this case, there is an advantage that it is possible to prevent the discharge lamp from being started during preheating.
[0100]
  As in the invention of claim 3AndIf the filament inverter has a transformer with a primary winding inserted in the resonance current path of the main inverter and supplies the filament current from the secondary winding of the transformer, the main parts of the main inverter and the filament inverter are shared. Therefore, there is an advantage that the number of parts is reduced.
[0107]
  Claim 4The invention includes a main inverter that applies a voltage necessary for lighting a discharge lamp having a filament to both ends of the discharge lamp, and a filament inverter that shares the input power source and the switching element with the main inverter and supplies the filament current to the filament. The main inverter and the filament inverter have resonance systems with different resonance characteristics in the output path to the discharge lamp, and the frequency characteristics of the resonance system of the main inverter change between preheating and dimming lighting, and the filament current peaks Set the driving frequency of the switching element to be higher than the driving frequency at which the lamp current reaches its peak value, change the driving frequency in the frequency region between both peak values, and the driving frequency in the frequency region to change the driving frequency The higher the filament current, the lower the lamp current. The upper limit of the drive frequency at the time of dimming lighting is set to be equal to or less than the driving frequency at the time of preheating. There is an advantage that the filament loss can be reduced and the upper limit value of the filament current during dimming lighting can be controlled so as not to exceed the lower limit value of the filament current during preheating.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a basic configuration.
FIG. 2 is an operation explanatory diagram of a basic configuration.
FIG. 3 is an operation explanatory diagram of a basic configuration.
FIG. 4 is a circuit diagram showing the first embodiment.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a second embodiment.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a third embodiment.
FIG. 7 is an operation explanatory diagram of the third embodiment.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a fourth embodiment.
FIG. 9Reference example 1FIG.
FIG. 10Reference example 1FIG.
FIG. 11Reference example 1FIG.
FIG.Reference example 2FIG.
FIG. 13Reference example 3FIG.
FIG. 14Reference example 4FIG.
FIG. 15Reference Example 5It is operation | movement explanatory drawing which shows.
FIG. 16Reference Example 6FIG.
FIG. 17Reference Example 6FIG.
FIG. 18Reference Example 7FIG.
FIG. 19Reference Example 7FIG.
FIG. 20Reference Example 7FIG.
FIG. 21Reference Example 8FIG.
FIG. 22Reference Example 9TheShowIt is a circuit diagram.
FIG. 23Reference Example 10FIG.
FIG. 24Reference Example 10FIG.
FIG. 25Reference Example 10FIG.
FIG. 26Reference Example 11FIG.
FIG. 27Reference Example 11FIG.
FIG. 28Reference Example 12FIG.
FIG. 29Reference Example 13FIG.
FIG. 30Reference Example 13FIG.
FIG. 31Reference Example 13FIG.
FIG. 32Reference Example 13FIG.
FIG. 33Embodiment 5FIG.
FIG. 34Embodiment 5FIG.
FIG. 35Embodiment 5FIG.
FIG. 36Embodiment 5FIG.
FIG. 37Embodiment 5FIG.
FIG. 38Reference Example 14FIG.
FIG. 39Reference Example 14FIG.
FIG. 40Reference Example 14FIG.
FIG. 41Reference Example 14FIG.
FIG. 42 is a circuit diagram showing a conventional example.
FIG. 43 is an operation explanatory view of the above.
FIG. 44 is an operation explanatory diagram of the above.
FIG. 45 is an operation explanatory view of the above.
[Explanation of symbols]
  1 Main inverter
  2-filament inverter
  3 Voltage adjustment circuit
  A Inverter circuit
  AC AC power supply
  C₀  Smoothing capacitor
  C₁, C₁₁, C₁₂  DC cut capacitor
  C₂  Capacitor
  C₂₁, C₂₂  Capacitor for resonance
  DB rectifier circuit
  F₁, F₂  filament
  La discharge lamp
  L₁₁, L₁₂  Resonant inductor
  Q₁, Q₂  Switching element
  T₁, T₂, T₃  Trance
  Z Variable impedance

Claims (5)

  A main inverter that applies a voltage necessary for lighting a discharge lamp having a filament to both ends of the discharge lamp, and a filament inverter that shares the input power source and the switching element with the main inverter and supplies a filament current to the filament; The filament inverter has a resonance system with different resonance characteristics in the output path to the discharge lamp, and the driving frequency of the switching element where the filament current becomes the peak value is set higher than the driving frequency where the lamp current becomes the peak value. The drive frequency is changed in the frequency range between the values, and in the frequency range in which the drive frequency is changed, the filament current increases and the lamp current decreases as the drive frequency increases, and the upper limit of the drive frequency during dimming lighting Is characterized by a lower drive frequency than that for preheating. Lamp lighting device.   2. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the driving frequency when the filament current during preheating becomes a lower limit is set to be equal to or higher than the driving frequency when the discharge lamp becomes a lamp voltage at which discharge starts during preheating. .   The said filament inverter is provided with the transformer which inserted the primary winding in the resonance current path | route of the said main inverter, and supplies a filament current from the secondary winding of a transformer, The Claim 1 or Claim 2 characterized by the above-mentioned. Discharge lamp lighting device. A main inverter that applies a voltage necessary for lighting a discharge lamp having a filament to both ends of the discharge lamp, and a filament inverter that shares the input power source and the switching element with the main inverter and supplies a filament current to the filament; Switching with a filament inverter has a resonance system with different resonance characteristics in the output path to the discharge lamp, and changes the frequency characteristics of the resonance system of the main inverter between preheating and dimming, and the filament current reaches its peak value. Set the drive frequency of the element higher than the drive frequency at which the lamp current reaches its peak value, change the drive frequency in the frequency region between both peak values, and increase the drive frequency in the frequency region where the drive frequency is changed. As the lamp increases, the lamp current decreases, The discharge lamp lighting apparatus, characterized in that the upper limit of the driving frequency was below the drive frequency at the time of preheating. Discharge lamp, the discharge lamp lighting equipment according to any one of claims 1 to 4, wherein the lamp impedance per unit length, excluding the base part is a fluorescent lamp or 8ohms / cm .

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