JP3847443B2 - Electric steering control device - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車用の電動式パワーステアリング装置における制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ブラシを有する直流式のモータは、（１）式に示すように、コイルに電圧Ｖaを印加した場合、逆起電圧Ｖeが発生し、コイルへの印加電圧Ｖaから逆起電圧Ｖeを差し引いた電圧がコイル電流を発生させコイル内での電圧降下となること、また、（２）式に示すようにモータの回転速度が逆起電圧に比例する性質を有していることは周知である。逆に言えば、逆起電圧は、モータのコイルに印加する電圧とコイルにより降下する電圧の差となる。
また、コイルでの電圧降下は、（３）式に示すようにコイル抵抗での電圧降下と、電流の微分値に比例するインダクタンスによる電圧降下の和で表される。ここで、コイルインダクタンスが電圧降下として現れる周波数帯域は高く、一般に自動車のドライバによる操舵周波数範囲では、電流応答以外は、（３'）式のようにコイル抵抗値とコイル電流の積で表して差し支えない。
従ってモータ回転速度は（４）式の関係で表される。
Ｖc＝Ｖa−Ｖe ・・・（１）
Ｖe＝Ｋe・ω ・・・（２）
Ｖc＝Ｒa・Ｉa＋Ｌａ・（ｄＩａ／ｄｔ） ・・・（３）
Ｖc＝Ｒa・Ｉa ・・・（３'）
ω＝（Ｖa−Ｒa・Ｉa）／Ｋe ・・・（４）
ただし、Ｖe：逆起電圧， Ｖa：コイルへの印加電圧，
Ｖc：コイルでの電圧降下，Ｋe：逆起電圧定数，
ω：モータ回転速度， Ｒa：コイル抵抗，
Ｌａ：コイルインダクタンス， Ｉａ：コイル電流
例えば、図２８は、特開平８−１７５４０４に掲載された従来の電動式パワーステアリング装置におけるモータの回転速度検出法を示すフローチャート図である。図２８において、Ｓ１〜Ｓ５は、モータの回転速度を検出するためのアルゴリズムの各ステップである。
【０００３】
次に、従来の電動式パワーステアリング装置におけるモータの回転速度検出法の手順について説明する。
従来の回転速度検出法では、まずステップＳ１でモータの両端子に印加する電圧の検出値及びコイルに流れる電流値の読み込みを行う。次にステップＳ２で予めＲＯＭに記憶させておいたコイル抵抗相当値Ｒac並びに逆起電圧定数相当値Ｋecを読み込む。次にステップＳ３で、回転速度推定値補正ゲインＫ１を予めＲＯＭに記憶させておいたテーブルを参照して、コイルに流れる電流値に対し定める。次にステップＳ４で（５）式に基づいて、モータ回転速度推定値ωestを演算する。
ωest＝Ｋ１・（Ｖt_sns−Ｉsns×Ｒac）／Ｋec ・・・（５）
ωest：モータ回転速度推定値， Ｖt_sns：端子電圧測定値，
Ｉsns：コイル電流測定値， Ｒac：コイル抵抗相当値，
Ｋec：逆起電圧定数相当値， Ｋ1：回転速度推定値補正ゲイン
次にステップ５で、演算されたωestをＲＡＭに記憶させる。
以上の手順を繰り返すことにより、ディジタル制御におけるサンプリング毎に、モータ回転速度推定値ωestの演算を行っている。
【０００４】
ここで、前記回転速度推定値補正ゲインＫ１は、コイル電流が小さい領域では１であり、コイル電流が大きくなるにしたがって０に漸近するように定められた係数であり、コイル抵抗値の個体差や温度変化による誤差の影響が電流の増加とともに大きくなることを避けるための係数である。
【０００５】
従来の技術では、モータの端子間電圧Ｖtをコイルへの印加電圧Ｖaとして取り扱っているが、実際のコイルへの印加電圧Ｖaは、（６）式の通り端子間電圧Ｖtからブラシとコミュテータ間の電圧降下Ｖdropを差し引いたものとなる。
Ｖa＝Ｖt−Ｖdrop ・・・（６）
Ｖt：端子間電圧， Ｖdrop：ブラシとコミュテータ間の電圧降下
また、この電圧降下Ｖdropは、図２７に示すようにコイル電流の関数であるがコイル電流により変化する範囲はごく狭く、通常の動作領域においてはコイル電流の向きによって方向が変わる以外ほぼ一定値になることが知られている。従来の方式では、この電圧降下Ｖdropが考慮されていないめ、モータの回転速度推定値ωestには、常にほぼ一定の誤差が生じてしまい、特に低回転速度領域では相対的に影響が大きくなり、モータの回転速度推定値ωestの精度が低下してしまうため、この回転速度推定値ωestに基づく制御を行った場合、たとえば直進時等、モータ回転速度が小さくかつ運転者による操舵トルクの小さな状態に電動ステアリング装置が発振する等の課題があった。
【０００６】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、自動車の走行状態に拘わらずモータの回転速度の推定を精度よく行い、常に安定した電動ステアリング制御装置を提供するためになされたものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ハンドルから車輪までの操舵トルク伝達機構中に、少なくとも操舵トルクを補助するトルクを発生するブラシ付きモータと、該モータに印加される電圧を検出する電圧検出手段と、モータ内のコイルの電流を検出する電流検出手段と、前記電圧検出手段の出力と電流検出手段の出力に基づき前記モータが発生する逆起電圧を推定することにより、逆起電圧と比例するモータの回転速度を推定する回転速度推定手段を有するものであって、少なくとも該回転速度推定手段の出力に基づきモータの制御を行う制御器を有する電動式ステアリング制御装置において、前記電圧検出手段は、モータの端子間電圧の測定値から電流検出手段の出力に基づいて算出される補正電圧を減じたものを電圧検出値として出力し、前記補正電圧は、前記モータのブラシとコミュテータ間の電圧降下の最大値もしくは１未満の係数を乗じた値を上限値とし、上限値以下では前記電流検出手段出力と略比例関係にあるとともに上限値で飽和し一定となる関数により求められたことを特徴とする。
また、ハンドルから車輪までの操舵トルク伝達機構中に、少なくとも操舵トルクを補助するトルクを発生するブラシ付きモータと、該モータに印加される電圧を検出する電圧検出手段と、モータ内のコイルの電流を検出する電流検出手段と、前記電圧検出手段の出力と電流検出手段の出力に基づき前記モータが発生する逆起電圧を推定することにより、逆起電圧と比例するモータの回転速度を推定する回転速度推定手段を有するものであって、少なくとも該回転速度推定手段の出力に基づきモータの制御を行う制御器を有する電動式ステアリング制御装置において、前記電圧検出手段は、モータの端子間電圧の測定値から、ブラシとコミュテータ間の電圧降下特性に相当する補正電圧を減じた第１の検出電圧と、制御器が指令するモータ駆動電圧指令値から、駆動回路による電圧降下分並びにブラシとコミュテータ間の電圧降下特性に相当する補正電圧を減じた第２の検出電圧の加重平均をとって得られる印加電圧推定値とするとともに、第１の検出電圧と第２の検出電圧との比重は前記電流検出手段出力の履歴に基づき変化させ、直前に大電流が検出されていない場合には第１の検出電圧の比重を大きくし、直前に大電流が検出された場合には、第２の検出電圧の比重を大きくするように構成したことも特徴とする。
また、ハンドルから車輪までの操舵トルク伝達機構中に、少なくとも操舵トルクを補助するトルクを発生するブラシ付きモータと、該モータに印加される電圧を検出する電圧検出手段と、モータ内のコイルの電流を検出する電流検出手段と、前記電圧検出手段の出力と電流検出手段の出力に基づき前記モータが発生する逆起電圧を推定することにより、逆起電圧と比例するモータの回転速度を推定する回転速度推定手段を有するものであって、少なくとも該回転速度推定手段の出力に基づきモータの制御を行う制御器を有する電動式ステアリング制御装置において、前記電圧検出手段は、モータの端子間電圧の測定値から電流検出手段の出力に基づいて算出される補正電圧を減じたものを電圧検出値として出力し、前記補正電圧は、該モータのブラシとコミュテータ間の電圧降下特性に１未満の係数を乗じて求められるものであって、回転速度推定値を求めるための第１の補正電圧と、回転速度推定値の微分信号を求めるための第２の補正電圧を有し、第２の補正電圧は第１の補正電圧よりも大きいことも特徴とする。
前記補正電圧は、モータ電圧履歴の関数であり、直前にモータの端子間電圧の測定値、或いは、モータ駆動電圧指令値、或いは、その加重平均が所定値以上の状態となった場合は、通常の補正電圧よりも小さく設定し、所定値以上の状態が終了すると、時間の経過とともに通常の補正電圧まで大きくなる設定とすることも特徴とする。
前記補正電圧は、モータ電流履歴の関数であり、直前に電流検出手段出力、或いは、目標電流値が所定値以上の状態となった場合は、通常の補正電圧よりも小さく設定し、所定値以上の状態が終了すると、時間の経過とともに通常の補正電圧まで大きくなる設定とすることも特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について図１に基づき説明する。
なお、本発明は、マイコンのソフトウエアのみで従来の技術の課題を解決可能であり、制御器のハードウエアについては従来の技術のものと変更点はないので説明は省略する。
図において１は、モータ３を駆動する目標電流Ｉrefを演算する制御器であり、速度補償電流Ｉvelを演算する速度制御器１ａ、自動車のドライバによる操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段７の出力Ｔsnsからトルク補償電流Ｉtrqを演算するトルク制御器１ｂ、及びトルク補償電流Ｉtrq並びに速度補償電流Ｉvelを加算し目標電流Ｉrefを生成する加算器１ｃよりなる。２は制御器１で生成された目標電流Ｉrefに基づき、モータ３に印加する端子間電圧Ｖtを出力する駆動電圧生成器であり、目標電流Ｉrefとコイル電流測定値（コイル電流値）Ｉsnsの誤差を演算する減算器２ａ、この誤差に基づいて例えばＰＷＭ信号におけるＤＵＴＹ比等の電圧指令信号Ｖt_indを演算する電流制御器２ｂ、電圧指令信号Ｖt_indに基づきモータ３へ印加する端子間電圧Ｖtを出力する駆動回路２ｃよりなる。
３はモータであり、駆動電圧生成器２の出力を端子間電圧Ｖtとしてコイル３ａの動特性によりコイル電流Ｉaが定まるとともに、このコイル電流Ｉaに比例するトルクでモータ軸３ｂを駆動し、このモータ軸３ｂは操舵機構８へのトルク伝達を行うとともに反力トルクを受ける。４は電流検出手段であり、コイル電流Ｉaを測定する。５は電圧検出手段であり、モータ３の端子間電圧Ｖtを測定する電圧測定部５ａ及び、端子間電圧測定値Ｖt_snsをコイル電流測定値Ｉsnsに基づき補正しコイル３ａへの印加電圧Ｖaを推定する電圧補正部５ｂよりなる。６は回転速度推定手段であり、コイル電流測定値Ｉsns並びに電圧検出手段５の出力であるコイル３ａへの印加電圧推定値Ｖa_estから、モータ軸の回転速度推定値ωrefを得る。
【００２２】
次に実施の形態１の動作について説明する。
まず、図２のフローチャートに基づき、実施の形態１のコイル電流測定値Ｉsns及び端子間電圧測定値Ｖt_snsから、目標電流Ｉrefの演算までのアルゴリズムの説明を行う。
まず、ステップＳ１０１〜Ｓ１０３は、電圧補正部５ｂでの動作を示し、ステップＳ１０１は、電圧測定部５ａで測定された端子間電圧測定値Ｖt_sns，電流検出手段４で測定されたコイル電流測定値Ｉsnsを読み込む。次にステップＳ１０２で、予めＲＯＭに記憶されたブラシとコミュテータ間の電圧降下特性を参照して、コイル電流測定値Ｉsnsに対する補正電圧Ｖcompを求める。次にステップＳ１０３で、（７）式の演算を行いコイル３ａへの印加電圧推定値Ｖa_estを求める。
Ｖa_est=Ｖt_sns−Ｖcomp ・・・（７）
ステップＳ１０４〜Ｓ１０５は回転速度推定手段の動作を示し、まず、ステップＳ１０４では、コイル抵抗相当値Ｒac及び、逆起電圧定数相当値ＫecをＲＯＭから読み込む。次に、ステップＳ１０５で（８）式の演算を行い、モータ回転速度推定値ωestの演算を行う。
ωest＝（Ｖa_est−Ｉsns×Ｒac）／Ｋec ・・・（８）
ステップＳ１０６は速度制御器１ａの動作を示し、モータ回転速度推定値ωestから速度補償電流Ｉvelの演算を行いメモリに記憶する。ステップＳ１０７〜Ｓ１０８は、トルク制御器１ｂでの動作を示し、まずステップＳ１０７で操舵トルク検出手段出力Ｔsnsを読み込む。次にステップＳ１０８で、操舵トルク検出手段出力Ｔsnsから、トルク補償電流Ｉtrqの演算を行いメモリに記憶する。ステップＳ１０９は、加算器１ｃの動作を示し、速度補償電流Ｉvel及びトルク補償電流Ｉtrqを読み込み加算して、目標電流Ｉrefを求めメモリに記憶する。以上ステップＳ１０１〜Ｓ１０９までの動作を各サンプリング毎に繰り返す。
【００２３】
次に、演算された目標電流Ｉrefが、自動車のドライバの操舵トルクの補助トルクとして作用するまでの動作について説明する。演算された目標電流Ｉrefは、まず、駆動電圧生成器２内の減算器２ａでコイル電流測定値Ｉsnsとの誤差を演算するとともに誤差に基づき電流制御器２ｂにて電圧指令信号Ｖt_indを設定するいわゆる電流フィードバックが行われる。電圧指令信号Ｖt_indは、駆動回路２ｃにて電流増幅されモータ３に印加される端子間電圧Ｖtとなる。印加された端子間電圧Ｖt及び、モータ軸３ｂの回転速度ωに比例した逆起電圧Ｖeに対しコイル３ａを流れるコイル電流が定まる。また、駆動トルクはコイル電流Ｉaに比例して発生し、モータ軸３ｂを介して操舵機構８へ伝えられ、自動車のドライバの操舵トルクの補助トルクとして作用する。また、逆にモータ軸３ｂは操舵機構８から反力トルクを受ける。
【００２４】
また、電圧指令信号Ｖt_indは例えばＰＷＭのＤＵＴＹ比として出力され、ＤＵＴＹ比にバッテリ（図示せず）電圧を乗じたものが理論的な端子間電圧Ｖtとなるが、実際には駆動回路２ｃで電圧降下Ｖdrv分降下したものが端子間電圧Ｖtとなる。また、コイルへの印加電圧Ｖaは、端子間電圧Ｖtからさらにブラシとコミュテータ間の電圧降下Ｖbr分降下する。
【００２５】
実施の形態１では、コイル３ａへの印加電圧Ｖaを、（７）式に基づき、端子間電圧測定値Ｖt_snsから、コイル電流測定値Ｉsnsに対するテーブル参照で求められた補正電圧Vcompを減じて推定するとともに、（８）式に示すとおりこの推定値Ｖa_estに基づきモータ回転速度推定値ωestの演算を行う構成としたことにより、ブラシとコミュテータ間の電圧降下Ｖbrがモータ回転速度推定値ωestに与える影響を打ち消すことが可能となり、モータ回転速度推定値ωestに基づく速度補償電流Ｉvelが、常に設計通りの動作を示すようになる。
【００２６】
実施の形態１では、補正電圧Ｖcompは、ブラシとコミュテータ間の電圧降下特性相当値をテーブルデータとしてＲＯＭに記憶させたが、モータの個体差や経時変化を考慮して、ばらつき内の最小のブラシとコミュテータ間の電圧降下をＲＯＭに記憶させてもよい。こうすることにより、実際の電圧降下Ｖbrよりも大きな補正電圧Ｖcompを減じた時に発生するモータの回転速度推定値ωestの極性の反転を防止することができるので、この回転速度推定値ωestに基づく制御を行った場合にも、制御量の極性が変わることがなくなるので、発振する事のない良好な制御性能を得ることができる。また、コイル電流測定値Ｉsnsの代わりに目標電流Ｉrefを用いても良い。
【００２７】
また、モータ回転速度推定値ωestは、（８）式に基づいて逆起電圧Ｖeを逆起電圧定数相当値Ｋecで除して推定を行ったが、逆起電圧をそのままモータ回転速度推定値ωestとしてもよい。この時、逆起電圧定数相当値Ｋecは、制御器１のゲインを調整することで対応すればよい。
【００２８】
また、（８）式のモータ回転速度推定値ωestの演算式には、ドライバによる操舵周波数範囲で影響の少ないインダクタンスの影響を考慮していないが、より精度を追求する際には（８’）式のようにインダクタンスの影響を考慮しても良い。この時、あらかじめコイルインダクタンス相当値ＬacをＲＯＭに記憶させておくことと、コイル電流測定値Ｉsnsを微分してｄＩsnsを得る演算が必要となる。
ωest＝（Ｖa_est−Ｉsns×Ｒac−ｄＩsns×Ｌac）／Ｋec・・・（８’）
【００２９】
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２の構成について図３に基づき説明を行う。
制御器１以外は、実施の形態１と構成が同一であるので、制御器１についてのみ述べる。
図において１は、モータ３を駆動する目標電流Ｉrefを演算する制御器であり、回転速度推定手段６で推定された推定値ωestに基づき速度補償電流Ｉvelを演算する速度制御器１ａ、自動車のドライバによる操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段７の出力からトルク補償電流Ｉtrqを演算するトルク制御器１ｂ、回転速度推定手段６で推定されたωestを時間微分する微分器１ｄ、微分器１ｄ出力に基づき加速度補償電流Ｉaccを加算し目標電流Ｉrefを生成する加算器１ｃよりなる。
【００３０】
次に実施の形態２の動作について説明する。
モータ回転速度推定値ωest以前の動作並びに、目標電流Ｉref演算以降の動作は、実施の形態１と同一であるので図４のフローチャートに基づき、モータ回転速度推定値ωestから、目標電流Ｉref演算までのアルゴリズムの説明のみ行う。まず、ステップＳ２０１〜Ｓ２０５は前述の通り、モータ回転速度推定値ωestの推定を行う以前の動作であり、実施の形態１と同様である。ステップＳ２０６は速度制御器１ａの動作を示し、モータ回転速度推定値ωestから速度補償電流Ｉvelの演算を行いメモリに記憶する。ステップ２０７は、微分器１ｄでの動作を示し、モータ回転推定値を微分演算しモータ回転加速度推定値 dωest を求める。ステップ２０８は、加速度制御器１ｅでの動作を示し、モータ回転加速度推定値 dωest から加速度補償電流Ｉaccを演算しメモリに記憶する。ステップＳ２０９〜Ｓ２１０は、トルク制御器１ｂでの動作を示し、まずステップＳ２０９で操舵トルク検出手段出力Ｔsnsを読み込む。次にステップＳ２１０で、操舵トルク検出手段出力Ｔsnsから、トルク補償電流Ｉtrqの演算を行いメモリに記憶する。ステップＳ２１１は、加算器１ｃの動作を示し、速度補償電流Ｉvel、加速度補償電流Ｉacc及びトルク補償電流Ｉtrqを読み込み加算して、目標電流Ｉrefを求めメモリに記憶する。以上ステップＳ２０１〜Ｓ２１１までの動作を各サンプリング毎に繰り返す。
【００３１】
実施の形態２では、ブラシとコミュテータ間の電圧降下Ｖbrの影響を補償して精度よく推定した回転速度推定値ωestを微分して得られる、高精度なモータ回転加速度推定値dωestに基づいて加速度補償電流Ｉaccを演算するので、慣性力制御も可能となり、回転速度信号ωestのみを制御信号として使用する場合よりもさらに良好な制御性能を得ることができるようになる。
【００３２】
なお、実施の形態２では、微分器１ｄを用いて回転加速度推定値dωestを得ているが、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタ等の疑似微分により回転加速度推定値dωestを得ても良い。
【００３３】
なお実施の形態１、実施の形態２ともに、制御器１内の速度制御器１a、トルク制御器１ｂ、加速度制御器１ｅは、ゲイン、フィルタ＋ゲイン、位相補償器＋ゲイン，ＰＩＤ等どんな制御器でも良い。
【００３４】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について説明を行う。
実施の形態３は、電圧検出手段５の電圧補正部５ｂ内のアルゴリズムの変更であり、それ以外は実施の形態１，２何れの形態をとっても良い。
実施の形態１，２では、予めＲＯＭに記憶されたテーブルを参照して、コイル電流測定値Ｉsnsに対する補正電圧Ｖcompを求める方法をとっていたが、実施の形態３は補正電圧Ｖcompを、図５に示す上限値を有する比例特性としたものである。
【００３５】
次に、図６のフローチャートを用いて、補正電圧Ｖcompを演算するアルゴリズムを説明する。
本アルゴリズムは、実施の形態１におけるＳ１０１，Ｓ１０２、実施の形態２におけるＳ２０１，Ｓ２０２内の補正電圧Ｖcompをテーブル参照で求める部分に相当し、それ以外のアルゴリズムは同一である。
まず、ステップＳ３０１で、ＲＯＭに記憶された、補正電圧ゲインKcomp，ブラシとコミュテータ間の電圧降下の最大値に相当する補正電圧上限値Ｖmaxを読み込む。次にステップＳ３０２でコイル電流測定値Ｉsnsを読み込み、ステップＳ３０３で（９）式の補正電圧Ｖcompの計算を行う。
Ｖcomp＝Ｉsns×Ｋcomp ・・・（９）
次にステップＳ３０４で、Ｖcompの絶対値と補正電圧上限値Ｖmaxの比較を行い、Ｖmaxの方が大きければステップＳ３０５でメモリに記憶しＶcompの演算を終了する。また、Ｖmaxの方が小さければ、ステップＳ３０６で（１０）式に示すＶcompの置き換えを行いメモリに記憶しＶcompの演算を終了する。
Ｖcomp＝Ｖmax・sign（Ｖcomp） ・・・（１０）
【００３６】
実施の形態３では、補正電圧Ｖcompを、上限値Ｖmaxを有する比例ゲインＫcompの比例特性としたことにより、実施の形態１、２ではＶcompを求めるテーブルをＲＯＭに記憶させておく必要があったが、本実施の形態では上限値Ｖmaxと比例ゲインＫcompの２つの定数のみＲＯＭに記憶させておけばよくなり、ＲＯＭに記憶させる容量を減らすことが可能となる。
【００３７】
実施の形態４．
次にこの発明の実施の形態４について説明を行う。
実施の形態４も、電圧検出手段５の電圧補正部５ｂ内のアルゴリズムの変更であり、それ以外は実施の形態１，２何れの形態をとっても良い。
実施の形態３では、補正電圧Ｖcompを、図５に示す上限値Ｖmaxを有する比例特性としたものであるが、実施の形態４は、図７に示す比例部の比例ゲインが２段階に変化する特性としたものである。
【００３８】
次に、図８のフローチャートを用いて、補正電圧Ｖcompを演算するアルゴリズムを説明する。
本アルゴリズムは、実施の形態３同様、実施の形態１におけるＳ１０２、実施の形態２におけるＳ２０２に相当し、それ以外のアルゴリズムは同一である。
まず、ステップＳ４０１で、ＲＯＭに記憶された、第１の補正電圧ゲインK１comp，第２の補正ゲインK２comp，上限電流 Ｉmax，補正電圧上限値Ｖmaxを読み込む。次にステップＳ４０２でコイル電流測定値Ｉsnsを読み込み、ステップＳ４０３で、コイル電流測定値Ｉsnsの絶対値と上限電流Ｉmaxの比較を行う。上限電流Ｉmaxの方が大きい場合は、ステップＳ４０４で、（１１）式の演算を行い、ステップＳ４０５メモリに記憶しＶcompの演算を終了する。
Ｖcomp＝Ｉsns×Ｋ１comp ・・・（１１）
上限電流Ｉmaxの方が小さい場合は、ステップＳ４０６で（１２）式の補正電圧Ｖcompの演算を行う。
Ｖcomp＝Ｉsns×Ｋ2comp+Ｉmax(Ｋ1comp-Ｋ2comp)・・・（１２）
次にステップＳ４０７で、Ｖcompの絶対値と補正電圧上限値Ｖmaxの比較を行い、補正電圧上限値Ｖmaxのほうが大きければステップ４０８でメモリに記憶しＶcompの演算を終了する。また、Ｖmaxのほうが小さければステップＳ４０９で（１０）式に示すＶcompの置き換えを行いメモリに記憶しＶcompの演算を終了する。
【００３９】
実施の形態４では、補正電圧Ｖcompを比例部の比例ゲインが２段階に変化する特性としたことにより、実施の形態３よりも実際のブラシとコミュテータ間の電圧降下特性に近い特性とすることが可能となり、より精度よくモータの回転速度推定値ωestが求められる。
【００４０】
また、実施の形態４では、補正電圧Ｖcompを比例部の比例ゲインが２段階に変化する特性としたが、３段階以上に変化する特性としてもよい。
【００４１】
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５について説明を行う。
実施の形態５も、電圧補正部５ｂ内のアルゴリズムの変更例であり、それ以外は実施の形態１、２何れの形態をとってもよい。
実施の形態３、４では、補正電圧Ｖcompを、上限値Ｖmaxを有する比例特性としたものであるが、本実施の形態は、図９のように、補正電圧Ｖcompをコイル電流測定値Ｉsnsに対して符号が切り替わる、振幅がＶmaxのリレーとしたものである。
【００４２】
次に、図１０に示すフローチャートを用いて、補正電圧Ｖcompを演算するアルゴリズムを説明する。
本アルゴリズムも、実施の形態１におけるＳ１０２、実施の形態２におけるＳ２０２に相当し、それ以外のアルゴリズムは同一である。
まず、ステップＳ５０１で、ＲＯＭに記憶された、補正電圧最大値Ｖmaxを読み込む。次にステップＳ５０２でコイル電流測定値Ｉsnsを読み込み、ステップＳ５０３で、コイル電流測定値Ｉsnsの正負判別を行う。コイル電流測定値Ｉsnsが正の場合は、ステップＳ５０４で、Ｖcomp＝Ｖmaxとしメモリに記憶しＶcompの演算を終了する。コイル電流測定値Ｉsnsが負の場合は、ステップＳ５０５で、Ｖcomp＝−Ｖmaxとしメモリに記憶しＶcompの演算を終了する。
【００４３】
実施の形態５では、補償電流Ｖcompを、コイル電流測定値Ｉsnsに対する振幅がＶmaxのリレーとしたことにより、実施の形態３及び４のような積和演算処理がなくなるためにアルゴリズムの処理速度が早くなる。
【００４４】
また、実施の形態５では、補正電圧Ｖcompを比例部をなくし、コイル電流測定値Ｉsnsに対する振幅がＶmaxのリレーにより定めたものとしたが、比例部に相当するコイル電流測定値Ｉsnsの範囲では、補正電圧Ｖcompを０とする不感帯を設けても良い。或いは、一律に補正電圧Ｖcompを０とせず、前述の（７）式に基づいて演算されたコイル印加電圧推定値Ｖa_estの符号が、端子間電圧測定値Ｖt_snsの符号と異なる場合についてのみ補正電圧Ｖcompを０としてもよいし、或いは補正電圧でなく、コイル印加電圧推定値Ｖa_est＝０としてもよい。
【００４５】
実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６について説明を行う。
実施の形態６も、電圧検出手段５の電圧補正部５ｂ内のアルゴリズムの変更例であり、それ以外は実施の形態１、２何れの形態をとってもよい。
実施の形態５では、コイル電流測定値Ｉsnsに対して、リレーを切り替え補正電圧Ｖcompを定めていたが、実施の形態６では、図１１に示すようにモータ３の両端子の電圧の差の符号に対してリレーを切り替えるものとしたものである。
【００４６】
次に、図１２に示すフローチャートを用いて、補正電圧Ｖcompを演算するアルゴリズムを説明する。
本アルゴリズムも、実施の形態１におけるＳ１０２、実施の形態２におけるＳ２０２内の補正電圧Ｖcompをテーブル参照で求める部分に相当し、それ以外のアルゴリズムは同一である。
まず、ステップＳ６０１で、ＲＯＭに記憶された、補正電圧最大値Ｖmaxを読み込む。次にステップＳ６０２でモータの両端子各々の電圧測定値Ｖt1_sns，Ｖt2_snsを読み込み、ステップＳ６０３で、Ｖt1_sns，Ｖt2_snsの大小判別を行う。Ｖt1_snsが大きい場合は、ステップ６０４で、Ｖcomp＝Ｖmaxとしメモリに記憶しＶcompの演算を終了する。Ｖt1_snsが小さい場合は、ステップＳ６０５で、Ｖcomp＝−Ｖmaxとしメモリに記憶しＶcompの演算を終了する。
【００４７】
モータの両端子各々の電圧差と、コイル電流の向きは通常一致する。実施の形態６では、モータの両端子各々の電圧測定値Ｖt1_sns，Ｖt2_snsに基づいてリレーの切り替えを行うようにしたことにより、コイル電流検出値Ｉsnsが温度特性等によりオフセットし原点がずれた場合にも、リレーの切り替えを正確に行うことが可能となる。
【００４８】
実施の形態６も実施の形態５同様、原点近傍に不感帯を設ける等の処理を行っても良いことはいうまでもない。
【００４９】
実施の形態３〜６も、実施の形態１同様、補正電圧Ｖcompは、ブラシとコミュテータ間の電圧降下特性相当値をモータの個体差や経時変化を考慮して、ばらつき内の最小のブラシとコミュテータ間の電圧降下をＲＯＭに記憶させてもよい。
【００５０】
実施の形態７．
次に図１３に基づき、この発明の実施の形態７について説明を行う。
電圧検出手段５以外は、実施の形態１，２と構成が同一であるので説明を省略する。
５は電圧検出手段であり、電流制御器２ｂの出力である電圧指令信号Ｖt_indを、電流検出手段４の出力であるコイル電流推定値Ｉsnsに基づき補正し、コイルへの印加電圧Ｖaを推定する電圧補正部５ｂのみで構成されている。
【００５１】
次に図１４に示すフローチャートを用いて、コイルへの印加電圧の推定値Ｖa_estを演算するアルゴリズムを説明する。
実施の形態１，２と異なるのは、電圧検出手段５の部分のみであるので、電圧補正部５ｂでコイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_estを求めるまでのアルゴリズムのみ説明を行う。
まずステップＳ７０１で、ＲＯＭに記憶された、駆動回路２ｃで電圧降下Ｖdrvに相当する回路補正電圧Ｖ2compを読み込む。次に、ステップＳ７０２で、電圧指令信号Ｖt_ind，コイル電流測定値Ｉsnsを読み込む。次にステップＳ７０３で、予めＲＯＭに記憶されたブラシとコミュテータ間の電圧降下特性に相当するテーブルを参照して、コイル電流測定値Ｉsnsに対する補正電圧Ｖcompを求める。次にステップ７０４で、（１３）式に基づいてコイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_estを演算しメモリに記憶し終了する。
Ｖa_est=Ｖt_ind-ＶcompーＶ2comp ・・・（１３）
【００５２】
実施の形態７では、コイルへの印加電圧の推定値Ｖa_estを、電圧指令信号Ｖt_indからブラシとコミュテータ間の電圧降下特性に相当する補正電圧Ｖcomp、駆動回路２ｃで電圧降下Ｖdrvに相当する回路補正電圧Ｖ2compを減じて求める構成としたことにより、端子間電圧Ｖtを測定する必要が無くなり、端子間電圧測定値Ｖt_snsの温度特性等によるオフセット等の影響を受けない。
また、駆動回路２ｃでの電圧降下が小さいときは、回路補正電圧Ｖ2compを０としてもよい。
【００５３】
実施の形態８．
次に図１５に基づき、この発明の実施の形態８について説明を行う。
電圧検出手段５以外は、実施の形態１，２と構成が同一であるので説明を省略する。
５は電圧検出手段であり、モータ３の端子間電圧Ｖtを測定する電圧測定部５ａ及び、端子間電圧測定値Ｖt_snsと、電流制御器２ｂの出力である電圧指令信号Ｖt_indの両方を電流検出手段４の出力であるコイル電流測定値Ｉsnsに基づき補正したものから加重平均をとることにより、コイルへの印加電圧Ｖaを推定する電圧補正部５ｂのみで構成されている。
【００５４】
次に図１６に示すフローチャートを用いて、コイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_estを演算するアルゴリズムを説明する。
実施の形態１，２と異なるのは、電圧検出手段５の部分のみであるので、電圧補正部５ｂでコイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_estを求めるまでのアルゴリズムのみ説明を行う。
まずステップＳ８０１で、ＲＯＭに記憶された、駆動回路２ｃで電圧降下Ｖdrvに相当する回路補正電圧Ｖ2compを読み込む。次に、ステップＳ８０２で、端子電圧測定値Ｖt_sns、電圧指令信号Ｖt_ind，コイル電流測定値Ｉsnsを読み込む。次にステップＳ８０３で、予めＲＯＭに記憶されたブラシとコミュテータ間の電圧降下特性に相当するテーブルを参照して、コイル電流測定値Ｉsnsに対する補正電圧Ｖcompを求める。次に、ステップＳ８０４で、（１４）式の演算を行い第１のコイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_est1を求める。次にステップＳ８０５で、（１５）式に基づいて第２のコイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_est2を演算しメモリに記憶し終了する。
Ｖa_est1=Ｖt_sns-Ｖcomp ・・・（１４）
Ｖa_est2=Ｖt_ind-ＶcompーＶ2comp ・・・（１５）
次に、ステップＳ８０６で、コイル電流測定値Ｉsnsをローパスフィルタに通して、 Isns_LPF を得る。次にステップＳ８０７で、Isns_LPF からテーブル参照する事により、Ｖa_est1とＶa_est2の加重平均係数Ｋwを得る。次にステップＳ８０８で、（１６）式に従い加重平均によりコイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_est2を推定しメモリに記憶し終了する。
Ｖa_est=Ｋw・Ｖa_est1＋(1-Ｋw）・Ｖa_est2 ・・・（１６）
【００５５】
ここで、加重平均係数Ｋwは０〜１までの値をとり、Isns_LPFが小さいときには、１に近い値をとり、Isns_LPFが大きいときには、０に近い値をとるように定めテーブル値としてＲＯＭに記憶させておく。また、Isns_LPFが小さいときには、１に近い値をとり、Isns_LPFが大きいときには、０に近い値をとるならば、テーブル値とせずに一次関数等で演算する構成としてもよい。
【００５６】
一般に、モータの温度が高いほど端子間電圧測定値Ｖt_snsは、真値に対する測定誤差が大きいことが知られている。また、測定誤差が小さい領域では、電圧指令信号Ｖt_indから推定するよりも端子間電圧測定値Ｖt_snsから推定した方が、コイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_estが正確であることは言うまでもない。また、モータの温度を上昇させる最大の要因は大電流を流したときに発生する自己発熱であり、電流値に対し時間的に遅れて温度上昇並びに下降をする。
実施の形態８では、コイル電流測定値Ｉsnsをローパスフィルタにより通して大まかな温度 Isns_LPFに信号として把握するとともに、 端子電圧測定値Ｖt_snsから推定したＶa_est1と、電圧指令信号Ｖt_indから推定したＶa_est2の加重平均を演算する際の加重平均係数ＫwをIsns_LPFに従って変化させたことにより、モータの発熱状態に関わらず、精度よくコイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_est並びに、回転速度推定値ωestを推定できるようになる。
【００５７】
実施の形態９．
次に実施の形態９について、図１７のブロック図を用いてその構成を示す。実施の形態９は、実施の形態２と電圧検出手段５ｂでの電圧補正部の動作のみ異なり、コイル３ａへの印加電圧推定値Ｖa_est及びモータ回転速度推定値ωestが、速度制御器１ａに入力されるものと、加速度制御器１ｅに入力されるための２つに別れる。
【００５８】
次に図１８のフローチャートを用いて、実施の形態９の動作について説明する。
まず、ステップＳ９０１〜Ｓ９０３は、電圧補正部５ｂでの動作を示し、ステップＳ９０１は、電圧測定部５ａで測定された端子間電圧測定値Ｖt_sns，電流検出手段４で測定されたコイル電流測定値Ｉsnsを読み込む。次にステップＳ９０２で、予めＲＯＭに記憶されたブラシとコミュテータ間の電圧降下特性を参照して、コイル電流測定値Ｉsnsに対する補正電圧Ｖcomp及びＶcomp_d求める。この時ROMには、Ｖcomp_dの方がVcompより大い値に設定しておく。次にステップＳ９０３及びＳ９０４で、（１７），（１８）式の演算を行いコイル３ａへの印加電圧推定値Ｖa_est及びＶa_est_dを求める。
Ｖa_est=Ｖt_sns−Ｖcomp ・・・（１７）
Ｖa_est_d=Ｖt_sns−Ｖcomp_d ・・・（１８）
ステップＳ９０５〜Ｓ９０７は回転速度推定手段の動作を示し、まず、ステップＳ９０５では、コイル抵抗相当値Ｒac及び、逆起電圧定数相当値ＫecをＲＯＭから読み込む。次に、ステップＳ９０６及びステップＳ９０７で（１９），（２０）式の演算を行い、モータ回転速度推定値ωestの演算を行う。
ωest＝（Ｖa_est−Ｉsns×Ｒac）／Ｋec ・・・（１９）
ωest_d＝（Ｖa_est_d−Ｉsns×Ｒac）／Ｋec・・・（２０）
ステップＳ９０８は速度制御器１ａの動作を示し、モータ回転速度推定値ωestから速度補償電流Ｉvelの演算を行いメモリに記憶する。ステップＳ９０９は、微分器１ｄでの動作を示し、モータ回転推定値ωest_dを微分演算しモータ回転加速度推定値 dωest を求める。ステップＳ９１０は、加速度制御器１ｅでの動作を示し、モータ回転加速度推定値 dωest から加速度補償電流Ｉaccを演算しメモリに記憶する。ステップＳ９１１〜Ｓ９１２は、トルク制御器１ｂでの動作を示し、まずステップＳ９１１で操舵トルク検出手段出力Ｔsnsを読み込む。次にステップＳ９１２で、操舵トルク検出手段出力Ｔsnsから、トルク補償電流Ｉtrqの演算を行いメモリに記憶する。ステップＳ９１３は、加算器１ｃの動作を示し、速度補償電流Ｉvel、加速度補償電流Ｉacc及びトルク補償電流Ｉtrqを読み込み加算して、目標電流Ｉrefを求めメモリに記憶する。以上ステップＳ９０１〜Ｓ９１３までの動作を各サンプリング毎に繰り返す。
【００５９】
実施の形態９では、補正電圧を回転速度推定値ωestを求めるための第１の補正電圧Ｖcompと、回転速度推定値の微分信号を求めるための第２の補正電圧Vcomp_dに区分するとともに、Vcomp_dの方がＶcompよりも大きくしたことにより、ブラシとコミュテータ間の電圧降下特性のばらつきや変動が有る場合にも、ダンピング補償を行う速度補償電流Ｉvel不足や、慣性補償を行う加速度補償電流Ｉacc過大により、ダンピングが効かなくなったり慣性補償が効きすぎたりすることがなくなり、制御の安定性が損なわれることがない。
【００６０】
本実施の形態では、補正電圧を回転速度推定値ωestを求めるための補正電圧Ｖcompを、微分信号を求めるための補正電圧Vcomp_dよりも小さい構成としたが、ブラシとコミュテータ間の電圧降下Ｖbrが小さなモータ等では、Ｖcompは０としてもよい。
【００６１】
実施の形態１０．
次に実施の形態１０について、その構成を示すブロック図を図１９に、動作を示すフローチャートを図２０に示す。実施の形態７では、補正電圧Ｖcompをコイル電流測定値Ｉsnsに基づいて求めていたが、実施の形態１０では、目標電流Ｉrefに基づいて求める構成としたものである。コイル電流測定値Ｉsns を目標電流Ｉrefに置き換えたこと以外は、実施の形態７と全く同様であるので説明を省略する。
【００６２】
実施の形態１０では、目標電流Ｉrefに基づいて補正電圧Ｖcompを求める構成としたことにより、コイル電流測定値Ｉsnsに重畳されたノイズが補正電圧Ｖcompを求める際に影響を及ぼすことがない。
また、実施の形態１０では、電圧指令信号Ｖt_indに基づきコイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_estを演算する構成としているが、端子間電圧測定値Ｖt_sns或いは、端子間電圧測定値Ｖt_snsと電圧指令信号Ｖt_indの加重平均からコイル３ａへの印加電圧の推定値Ｖa_estを演算する構成としてもよいことは言うまでもない。
【００６３】
実施の形態１１．
次に実施の形態１１について説明する。実施の形態１〜１０では、電圧補正部５ｂで端子間電圧測定値Ｖt_snsを補正する電圧補正値Ｖcompが一定であったのに対し、実施の形態１１は電圧補正値Ｖcompを可変にしたものであり、それ以外は、実施の形態１〜１０何れの形態をとっても良い。
【００６４】
次に図２１のフローチャートを用いて、実施の形態１１の電圧補正値Ｖcompを定めるまでの動作の説明を行う。
まず，ステップＳ１１０１で，ソフトウエアタイマｔdestを１増す。tdestは，カウントアップによるオーバーフローがないようにクリップしておく。次に，ステップＳ１１０２で、端子間電圧測定値Ｖt_sns，コイル電流測定値Ｉsns，及び予めＲＯＭに記憶させて置いたＶdest，tfinを読み込む。Ｖdestは、モータのコミュテータ上の酸化皮膜が絶縁破壊を起こすときの印加電圧に一致するように定めておく。また、tfinは、絶縁破壊によりブラシとコミュテータ間の電圧降下Ｖbrが小さくなった後、通常の電圧降下量に戻るまでの時間と一致するように設定しておく。
次にステップＳ１１０３で、テーブル参照によりコイル電流測定値Ｉsnsに対する補正電圧Vcompを読み込む。次にステップＳ１１０４で、端子間電圧測定値Ｖt_snsとＶdestを比較する。端子間電圧測定値Ｖt_snsがＶdest以下であればそのままステップＳ１１０５にすすむ。端子間電圧測定値Ｖt_snsがＶdestより大きければ、ステップＳ１１０７でタイマｔdestをリセットし０に戻しステップＳ１１０５にすすむ。ステップＳ１１０５では、タイマｔdestとtfinを比較する。ｔdestがtfin以上であれば、そのままステップＳ１１０６に進みステップＳ１１０３で求められたＶcompをそのままメモリに記憶し、Ｖcompを定める処理を終了する。ｔdestがtfinより小さい場合は、ステップＳ１１０８に進み、テーブル参照によりtdestに対する補正係数Kdestを求める。Kdestは，1以下の定数である。次にステップＳ１１０９にすすみ、ステップＳ１１０３で求められたＶcompに補正係数Kdestを乗じる演算を行った後、ステップＳ１１０６でVcompをメモリに記憶し、処理を終了する。
【００６５】
モータのブラシとコミュテータ間の電圧降下特性は、モータに所定値以上の電圧が印加されると、コミュテータ表面の酸化皮膜の絶縁破壊が生じるために電圧降下が瞬時に小さくなり、所定値以上の電圧の印加が終了すると、再び酸化皮膜の成長が起こり電圧降下が一定値まで時間とともに大きくなる。
イグニッションキーを切った後，投入するまでには，通常数十分ないし数時間経過しており，その間に酸化皮膜が成長していると考えられる。そこで，例えば，ドライバによるイグニッションキーの操作等により、電動式パワーステアリング装置が動作を開始すると同時に、tdestをtfin以上の所定値に初期化しておけばよい。これにより，電動パワーステアリング起動時には酸化皮膜がある場合に相当する補正電圧Vcompが求められる。
【００６６】
実施の形態１１では、補正電圧をモータへの印加電圧履歴の関数とし、直前に端子間電圧測定値Ｖt_snsが所定値以上となった場合は、通常の補正電圧よりも小さく設定し、Ｖt_snsが所定値以下となると、時間の経過とともに通常の補正電圧まで大きくなる設定とする構成としたことにより、常に、実際のブラシとコミュテータ間の電圧降下特性に応じた補正電圧を設定可能となり、モータ回転推定値ωestやモータ回転加速度推定値dωestの推定精度が向上し、制御性能が向上する。
本実施の形態では、端子間電圧測定値Ｖt_snsに基づき、補正電圧Ｖcompを変化させる構成としているが、電圧指令信号Ｖt_ind或いは、端子間電圧測定値Ｖt_snsと電圧指令信号Ｖt_indの加重平均に基づいて変化させる構成としてもよいことは言うまでもない。
【００６７】
実施の形態１２．
次に実施の形態１２について説明する。
実施の形態１１では、端子間電圧測定値Ｖt_snsに基づき、補正電圧Ｖcompを変化させる構成としているが、実施の形態１２は、コイル電流測定値Ｉsnsに基づいて補正電圧Ｖcompを変化させる構成としたものである。
【００６８】
次に図２２のフローチャートを用いて、実施の形態１２の電圧補正値Ｖcompを定めるまでの動作の説明を行う。
まず，ステップＳ１２０１で，ソフトウエアタイマｔdestを１増す。tdestは，カウントアップによるオーバーフローがないようにクリップしておく。次に，ステップＳ１２０２で、端子間電圧測定値Ｖt_sns，コイル電流測定値Ｉsns，及び予めＲＯＭに記憶させて置いたIdest，tfinを読み込む。Ｉdestは、モータのコミュテータ上の酸化皮膜が絶縁破壊を起こすときの電流値に一致するように定めておく。また、tfinは、絶縁破壊によりブラシとコミュテータ間の電圧降下Ｖbrが小さくなった後、通常の電圧降下量に戻るまでの時間と一致するように設定しておく。次にステップＳ１２０３で、テーブル参照によりコイル電流測定値Ｉsnsに対する補正電圧Vcompを読み込む。次にステップＳ１２０４で、コイル電流測定値ＩsnsとＩdestを比較する。コイル電流測定値ＩsnsがＩdest以下であればそのままステップＳ１２０５にすすむ。コイル電流測定値ＩsnsがＩdestより大きければ、ステップＳ１２０７でタイマｔdestをリセットし０に戻しステップＳ１２０５にすすむ。ステップＳ１２０５では、タイマｔdestとtfinを比較する。ｔdestがtfin以上であれば、そのままステップＳ１２０６に進みステップＳ１２０３で求められたＶcompをそのままメモリに記憶し、Ｖcomp を定める処理を終了する。ｔdestがtfinより小さい場合は、ステップＳ１２０８に進み、テーブル参照によりtdestに対する補正係数Kdestを求める。Kdestは，1以下の定数である。次にステップＳ１２０９に進み、ステップＳ１２０３で求められたＶcompに補正係数Kdestを乗じる演算を行った後、ステップＳ１２０６でVcompをメモリに記憶し，処理を終了する。
【００６９】
コミュテータ表面の酸化皮膜の絶縁破壊は、モータに所定以上の電圧が印加された時に発生するが、絶縁破壊が生じた瞬間に大電流が通流する。本実施の形態では、補正電圧をモータ電流履歴の関数とし、直前にコイル電流測定値Ｉsnsが所定値以上の状態となった場合は、通常の補正電圧よりも小さく設定し、所定値以上の状態が終了すると、時間の経過とともに通常の補正電圧まで大きくなる設定とする構成としたことにより、電圧で判定する場合よりもより確実に絶縁破壊の発生を検知することができる。
また、本実施の形態では、コイル電流測定値Ｉsnsに基づき、補正電圧を変化させる構成としたが、目標電流Ｉrefに基づき補正電圧を変える構成としても良い。
【００７０】
実施の形態１３．
実施の形態１〜１２では、駆動電圧生成器内で、電圧指令信号Ｖt_indを設定する際、目標電流Ｉrefとコイル電流測定値Ｉsnsとの誤差を演算するとともに誤差に基づき電流制御器２ｂにて電圧指令信号Ｖt_indを設定するいわゆる電流フィードバックが行われる構成であったが、実施の形態１３では、コイル電流Ｉａの物理的関係式からオープンループ的に電圧指令信号Ｖt_indを設定する方式であり、駆動電圧生成器２以外の構成は、他の実施の形態と同様であるので説明を省略する。
次に図２３に基づき、この発明の実施の形態１３の構成ついて説明を行う。
２は制御器１で生成された目標電流Ｉrefに基づき、モータ３に印加する端子間電圧Ｖtを出力する駆動電圧生成器であり、目標電流Ｉrefに対するコイル内での電圧降下Ｖcの相当電圧Ｖc_indを演算する電流フィルタ２ｄ、端子間電圧測定値Ｖt_snsとコイル電流測定値Ｉsnsから逆起電圧推定値Ｖe_estを得る逆起電圧推定手段２ｅ、Ｖc_indと逆起電圧推定値Ｖe_estと回路補正電圧Ｖ2compを加算し、電圧指令信号Ｖt_indを生成する駆動電圧加算機２ｆよりなる。
【００７１】
次に図２４のフローチャートを用いて、実施の形態１３の動作について説明する。
まず、ステップＳ１３０１で、制御器１で演算された目標電流Ｉref、電流検出手段で測定されたコイル電流測定値Ｉsns及び、電圧測定部５ａで測定された端子間電圧測定値Ｖt_snsを読み込む。次に、ステップＳ１３０２で、コイル抵抗相当値Ｒac，コイルインダクタンス相当値Ｌac，電圧降下Ｖdrvに相当する回路補正電圧Ｖ2compを読み込む。ステップＳ１３０３〜Ｓ１３０４は逆起電圧推定手段２ｅでの動作を示し、ステップＳ１３０３でコイル電流測定値Ｉsnsを微分してｄIsnsとしてメモリに記憶する。次に、ステップＳ１３０４で（２１）式の逆起電圧推定値Ｖe_estを得る演算を行いメモリに記憶する。
Ｖe_est＝Ｖt_sns−Ｉsns×Ｒac−Ｌac・ｄIsns ・・・（２１）
次に、ステップＳ１３０５〜Ｓ１３０６は、電流フィルタ２ｄでの動作を示しまずステップＳ１３０５で目標電流Ｉrefを微分演算してｄＩrefとしてメモリに記憶する。次にステップＳ１３０６で、（２２）式の目標電流Ｉrefに対するコイル内での電圧降下Ｖcの相当電圧Ｖc_indを得る演算を行いメモリに記憶する。
Ｖc_ind＝ Ｒac・Ｉref＋Ｌac・ｄＩref ・・・（２２）
ステップＳ１３０７は、駆動電圧加算機２ｆでの動作を示し、（２３）式で電圧指令信号Ｖt_indの演算を行い、駆動回路２ｃに出力する。
Ｖt_ind＝ Ｖe_est＋Ｖc_ind＋Ｖ2comp ・・・（２３）
以上ステップＳ１３０１〜Ｓ１３０７までの動作を各サンプリング毎に繰り返す。
この時、目標電流Ｉrefに対するコイル内での電圧降下Ｖcの相当電圧Ｖc_ind及び逆起電圧推定値Ｖe_estは、ノイズの影響を除去するためローパスフィルタ処理をしてもよい。
本実施の形態において、電圧指令信号Ｖt_indの演算を行う際に、回路補正電圧Ｖ2compの影響を補償しているが、これは、次の理由による。
まず、下記の（２４）式の関係式が成立するとする。即ち、端子間電圧Ｖt及びコイル電流Ｉsnsに測定誤差がなく、かつ、コイル抵抗Ｒａ及びコイルインダクタンスＬａの真値が判っているとする。
Ｖt_sns＝Ｖt， Ｉsns×Ｒac＋Ｌac・ｄIsns＝Ｖｃ・・・（２４）
この時、逆起電圧と逆起電圧推定値の間には（２５）式のように、Ｖbrの影響で誤差が生じる。
Ｖe_est−Ｖe＝（Ｖａ＋Ｖbr−Ｖc）−（Ｖａ−Ｖc）＝Ｖbr・・・（２５）
また、コイルでの電圧降下Ｖcと、目標電流Ｉrefに対するＶcの相当電圧Ｖc_indの関係式は、（２６）式となり
Ｖc＝ Ｖt_ind −Ｖbr−Ｖdrv −Ｖe
＝ （Ｖe_est ＋Ｖc_ind＋Ｖ2comp）−Ｖbr−Ｖdrv−Ｖe
＝ Ｖe_est−Ｖe ＋Ｖc_ind＋Ｖ2comp −Ｖbr−Ｖdrv
＝ Ｖc_ind＋Ｖ2comp−Ｖdrv ・・・（２６）
Ｖbrの影響は、キャンセルされ、残された駆動回路２ｃでの電圧降下Ｖdrvを回路補正電圧Ｖ2compにより補償することにより、コイルでの電圧降下Ｖｃが、目標電流Ｉrefに対するＶcの相当電圧Ｖc_indに一致し、コイル電流Ｉａが目標電流Ｉrefに一致する。従って、電圧指令信号Ｖt_indの演算を行う際に、回路補正電圧Ｖ2compの影響を補償する必要がある。
【００７２】
実施の形態１４．
実施の形態１３では、逆起電圧推定手段２ｅで、端子間電圧測定値Ｖt_snsとコイル電流測定値Ｉsnsから逆起電圧推定値Ｖe_estを演算していたが、実施の形態１４は、端子間電圧測定値Ｖt_snsのかわりに電圧指令信号Ｖt_indを用いて、逆起電圧推定値Ｖe_estを得る演算を行う構成としたものである。
実施の形態１４の構成を示すブロック図を図２５に、動作を示すフローチャートを図２６に示す。
ブロック図においては、逆起電圧推定手段２ｅへの入力が端子間電圧測定値Ｖt_snsから電圧指令信号Ｖt_indに変わる以外は、電圧指令信号Ｖt_snsを演算する時に回路補正電圧Ｖ2compの補正を行わないこと以外は、実施の形態１３と全く同様であるので説明を省略する。
また、フローチャートにおいてもステップＳ１４０１及びステップＳ１４０４で、端子間電圧測定値Ｖt_snsから電圧指令信号Ｖt_indに変わること、Ｓ１４０７で電圧指令信号Ｖt_snsを演算する時に、回路補正電圧Ｖ2compの補正を行わないこと以外は、全く同一の動作であるので説明を省略する。
本実施の形態において、電圧指令信号Ｖt_indの演算を行う際に補償を行わないのは次の理由による。
逆起電圧と逆起電圧推定値の間には（２７）式のように、ＶbrとＶdrvの影響で誤差が生じる。
Ｖe_est-Ｖe＝（Ｖａ＋Ｖdrv＋Ｖbr−Ｖc）−（Ｖａ−Ｖc）
＝ Ｖdrv ＋ Ｖbr ・・・（２７）
次に、コイルでの電圧降下Ｖcと、目標電流Ｉrefに対するＶcの相当電圧Ｖc_indの関係式は、（２８）式となり
Ｖc＝ Ｖt_ind −Ｖbr−Ｖdrv −Ｖe
＝ （Ｖe_est ＋Ｖc_ind）−Ｖbr−Ｖdrv−Ｖe
＝ Ｖe_est−Ｖe ＋Ｖc_ind−Ｖbr−Ｖdrv
＝ Ｖc_ind ・・・（２８）
ＶbrとＶdrvの影響はキャンセルされ、コイルでの電圧降下Ｖｃが、目標電流Ｉrefに対するＶcの相当電圧Ｖc_indに一致し、コイル電流Ｉａが目標電流Ｉrefに一致する。従って、電圧指令信号Ｖt_indの演算を行う際にＶbrとＶdrvの影響を補償する必要がない。
【００７３】
【発明の効果】
この発明によれば、電圧検出手段は、モータの端子間電圧の測定値から電流検出手段出力に基づく補正電圧を減じる構成としたことにより、モータに流れる電流の関数であるブラシとコミュテータ間の電圧降下の影響を補正できるので、モータの逆起電圧が正確に推定でき、モータの回転速度に関わらず回転速度推定値の精度が向上するので、この回転速度推定値に基づく制御を行った場合にも、発振する事のない良好な制御性能を得ることができるとともに、前記補正電圧を、実際のブラシとコミュテータ間の電圧降下特性に類似した、この電圧降下の最大値もしくは１未満の係数を乗じた値を上限値とし、上限値以下では電流検出手段出力と略比例関係にあるとともに上限値で飽和し一定となる関数により求められたことにより、ブラシとコミュテータ間の電圧降下特性をＲＯＭ等の記憶手段に記憶させる際に、モータの回転速度の推定精度を低下させることなくメモリ容量を小さくすることができるようになる。
電圧検出手段を、モータ端子間電圧測定値から演算した電圧とモータ駆動電圧指令値から演算した電圧の加重平均とするとともに、直前に大電流が検出されていない場合には測定値から求めた電圧の比重を大きくし、直前に大電流が検出された場合には、モータ駆動電圧指令値から求めた電圧の比重を大きくする構成としたことにより、端子間電圧の測定精度を予見可能となり、端子間電圧の測定誤差、モータ駆動電圧指令値から推定する際の誤差の影響を最小限にとどめることができる。
補正電圧を、回転速度推定値を求めるための第１の補正電圧と、回転速度推定値の微分信号を求めるための第２の補正電圧に区分するとともに、第２の補正電圧は第１の補正電圧よりも大きくしたことにより、ブラシとコミュテータ間の電圧降下特性のばらつきや変動が有る場合にも、ダンピングが効かなくなったり慣性補償が効きすぎたりすることがなくなり、常にこの補正電圧により制御の安定性が損なわれることがない。
補正電圧を、モータ電圧履歴の関数とし、直前にモータの端子間電圧の測定値、或いは、モータ駆動電圧指令値、或いは、その加重平均値が所定値以上の状態となった場合は、通常の補正電圧よりも小さく設定し、所定値以上の状態が終了すると、時間の経過とともに通常の補正電圧まで大きくなる設定とする構成としたことにより、常に、実際のブラシとコミュテータ間の電圧降下特性に応じた補正電圧を設定可能となる。
補正電圧を、モータ電流履歴の関数とし、直前に電流検出手段出力、或いは、目標電流値が所定値以上の状態となった場合は、通常の補正電圧よりも小さく設定し、所定値以上の状態が終了すると、時間の経過とともに通常の補正電圧まで大きくなる設定とする構成としたことにより、電圧で判定する場合よりもより確実に絶縁破壊の発生を検知することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施の形態１の構成を示すブロック線図
【図２】 実施の形態１のアルゴリズムを示すフローチャート
【図３】 実施の形態２の構成を示すブロック線図
【図４】 実施の形態２のアルゴリズムを示すフローチャート
【図５】 実施の形態３の補正電圧Ｖcompの特性図
【図６】 実施の形態３のアルゴリズムを示すフローチャート
【図７】 実施の形態４の補正電圧Ｖcompの特性図
【図８】 実施の形態４のアルゴリズムを示すフローチャート
【図９】 実施の形態５の補正電圧Ｖcompの特性図
【図１０】 実施の形態５のアルゴリズムを示すフローチャート
【図１１】 実施の形態６の補正電圧Ｖcompの特性図
【図１２】 実施の形態６のアルゴリズムを示すフローチャート
【図１３】 実施の形態７の構成を示すブロック線図
【図１４】 実施の形態７のアルゴリズムを示すフローチャート
【図１５】 実施の形態８の構成を示すブロック線図
【図１６】 実施の形態８のアルゴリズムを示すフローチャート
【図１７】 実施の形態９の構成を示すブロック線図
【図１８】 実施の形態９のアルゴリズムを示すフローチャート
【図１９】 実施の形態１０の構成を示すブロック線図
【図２０】 実施の形態１０のアルゴリズムを示すフローチャート
【図２１】 実施の形態１１のアルゴリズムを示すフローチャート
【図２２】 実施の形態１２のアルゴリズムを示すフローチャート
【図２３】 実施の形態１３の構成を示すブロック線図
【図２４】 実施の形態１３のアルゴリズムを示すフローチャート
【図２５】 実施の形態１４の構成を示すブロック線図
【図２６】 実施の形態１４のアルゴリズムを示すフローチャート
【図２７】 ブラシとコミュテータ間の電圧降下Ｖdropの特性図
【図２８】 従来技術のアルゴリズムを示すフローチャート
【符号の説明】
１ 制御器、１ａ 速度制御器、１ｂ トルク制御器、１ｃ 加算器、１ｄ 微分器、１ｅ 加速度制御器、２ 駆動電圧生成器、２ａ 減算器、２ｂ 電流制御器、２ｃ 駆動回路、２ｄ 電流フィルタ、２ｅ 逆起電圧推定手段、２ｆ 駆動電圧加算器、３ モータ、３ａ コイル、３ｂ モータ軸、４ 電流検出手段、５ 電圧検出手段、５ａ 電圧測定部、５ｂ 電圧補正部、６ 回転速度推定手段、７ 操舵トルク検出手段、８ 操舵機構。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an electric power steering device for an automobile.Control deviceIt is about.
[0002]
[Prior art]
In a DC motor having a brush, as shown in the equation (1), when a voltage Va is applied to the coil, a counter electromotive voltage Ve is generated, and the voltage obtained by subtracting the counter electromotive voltage Ve from the applied voltage Va to the coil. Is known to generate a coil current, resulting in a voltage drop in the coil, and to have a property that the rotational speed of the motor is proportional to the counter electromotive voltage as shown in equation (2). In other words, the counter electromotive voltage is the difference between the voltage applied to the motor coil and the voltage dropped by the coil.
The voltage drop at the coil is represented by the sum of the voltage drop at the coil resistance and the voltage drop due to the inductance proportional to the differential value of the current, as shown in equation (3). Here, the frequency band in which the coil inductance appears as a voltage drop is high. Generally, in the steering frequency range by the driver of an automobile, except for the current response, it can be expressed by the product of the coil resistance value and the coil current as shown in equation (3 ′). Absent.
Therefore, the motor rotation speed is expressed by the relationship of the equation (4).
Vc = Va-Ve (1)
Ve = Ke · ω (2)
Vc = Ra * Ia + La * (dIa / dt) (3)
Vc = Ra · Ia (3 ')
ω = (Va−Ra · Ia) / Ke (4)
Where Ve is a counter electromotive voltage, Va is a voltage applied to the coil,
Vc: Voltage drop at the coil, Ke: Back electromotive force constant,
ω: Motor rotation speed, Ra: Coil resistance,
La: Coil inductance, Ia: Coil current
For example, FIG. 28 is a flowchart showing a method for detecting the rotational speed of a motor in a conventional electric power steering apparatus described in JP-A-8-175404. In FIG. 28, S1 to S5 are steps of an algorithm for detecting the rotational speed of the motor.
[0003]
Next, the procedure of the method for detecting the rotational speed of the motor in the conventional electric power steering apparatus will be described.
In the conventional rotational speed detection method, first, in step S1, the detection value of the voltage applied to both terminals of the motor and the value of the current flowing in the coil are read. In step S2, the coil resistance equivalent value Rac and the counter electromotive voltage constant equivalent value Kec previously stored in the ROM are read. Next, in step S3, the rotational speed estimated value correction gain K1 is determined for the current value flowing through the coil with reference to a table stored in advance in the ROM. Next, in step S4, the motor rotation speed estimated value ωest is calculated based on the equation (5).
ωest = K1 · (Vt_sns−Isns × Rac) / Kec (5)
ωest: Estimated value of motor rotation speed, Vt_sns: Terminal voltage measurement value,
Isns: Coil current measurement value, Rac: Coil resistance equivalent value,
Kec: Back electromotive force constant equivalent value, K1: Rotational speed estimated value correction gain
Next, in
By repeating the above procedure, the motor rotation speed estimated value ωest is calculated for each sampling in the digital control.
[0004]
Here, the estimated rotational speed correction gain K1 is a coefficient determined to be 1 when the coil current is small and gradually approach 0 as the coil current increases. This is a coefficient for avoiding that the influence of the error due to the temperature change increases as the current increases.
[0005]
In the prior art, the motor terminal voltage Vt is handled as the applied voltage Va to the coil, but the actual applied voltage Va to the coil is calculated from the terminal voltage Vt between the brush and the commutator as shown in equation (6). The voltage drop Vdrop is subtracted.
Va = Vt−Vdrop (6)
Vt: Voltage between terminals, Vdrop: Voltage drop between brush and commutator
Further, this voltage drop Vdrop is a function of the coil current as shown in FIG. 27, but the range of change due to the coil current is very narrow, and in a normal operation region, the voltage drop Vdrop is substantially constant except that the direction changes depending on the direction of the coil current. It is known to be. In the conventional method, since this voltage drop Vdrop is not taken into consideration, a substantially constant error always occurs in the estimated rotational speed value ωest of the motor, and the influence is relatively large particularly in the low rotational speed region. Since the accuracy of the estimated rotational speed value ωest of the motor is reduced, when the control based on the estimated rotational speed value ωest is performed, the motor rotational speed is small and the steering torque by the driver is small, for example, when going straight ahead. There was a problem that the electric steering device oscillated.
[0006]
The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and has been made to provide an electric steering control device that is capable of accurately estimating the rotational speed of a motor regardless of the driving state of an automobile and is always stable. Is.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The present invention relates to a motor with a brush that generates torque that assists at least steering torque in a steering torque transmission mechanism from a handle to a wheel, voltage detection means for detecting a voltage applied to the motor, and a coil in the motor Current detecting means for detecting the current ofSaidBased on the output of the voltage detection means and the output of the current detection meansSaidIt has a rotation speed estimation means for estimating the rotation speed of the motor proportional to the counter electromotive voltage by estimating the counter electromotive voltage generated by the motor, and controls the motor based on at least the output of the rotation speed estimation means In the electric steering control device having a controller for performingSaidThe voltage detection means outputs, as a voltage detection value, a value obtained by subtracting a correction voltage calculated based on the output of the current detection means from the measured value of the voltage across the terminals of the motor, and the correction voltageThe upper limit is a value obtained by multiplying the maximum value of the voltage drop between the brush and the commutator of the motor or a coefficient less than 1, and below the upper limit, the value is approximately proportional to the output of the current detection means and is saturated at the upper limit. Determined by a constant functionIt is characterized by that.
Further, in the steering torque transmission mechanism from the steering wheel to the wheel, a motor with a brush that generates at least torque for assisting the steering torque, voltage detection means for detecting a voltage applied to the motor, and a current of a coil in the motor Current detecting means for detecting the rotation of the motor, and estimating the rotation speed of the motor proportional to the counter electromotive voltage by estimating the counter electromotive voltage generated by the motor based on the output of the voltage detecting means and the output of the current detecting means. In an electric steering control device having a speed estimation means and having a controller for controlling a motor based on at least the output of the rotational speed estimation means,The voltage detection means includes a first detection voltage obtained by subtracting a correction voltage corresponding to a voltage drop characteristic between the brush and the commutator from a measured value of the voltage between the terminals of the motor, and a motor drive voltage command value commanded by the controller. The applied voltage estimated value obtained by taking the weighted average of the second detection voltage obtained by subtracting the correction voltage corresponding to the voltage drop due to the drive circuit and the voltage drop characteristic between the brush and the commutator, and the first detection voltage The specific gravity of the first detection voltage is changed based on the history of the output of the current detection means, and when the large current is not detected immediately before, the specific gravity of the first detection voltage is increased. It is also characterized in that the specific gravity of the second detection voltage is increased when detected..
Further, in the steering torque transmission mechanism from the steering wheel to the wheel, a motor with a brush that generates at least torque for assisting the steering torque, voltage detection means for detecting a voltage applied to the motor, and a current of a coil in the motor Current detecting means for detecting the rotation of the motor, and estimating the rotation speed of the motor proportional to the counter electromotive voltage by estimating the counter electromotive voltage generated by the motor based on the output of the voltage detecting means and the output of the current detecting means. In the electric steering control apparatus having a speed estimation means and having a controller for controlling the motor based on at least the output of the rotational speed estimation means, the voltage detection means is a measured value of the voltage across the terminals of the motor. Output as a voltage detection value obtained by subtracting the correction voltage calculated based on the output of the current detection means fromThe correction voltage isThe voltage drop characteristic between the brush and commutator of the motor is obtained by multiplying by a coefficient less than 1,A first correction voltage for obtaining a rotational speed estimated value and a second correction voltage for obtaining a differential signal of the rotational speed estimated value, wherein the second correction voltage is greater than the first correction voltage; Also features.
The correction voltage is a function of the motor voltage history, and when the measured value of the voltage between the terminals of the motor, the motor drive voltage command value, or the weighted average thereof is equal to or greater than a predetermined value, The correction voltage is set to be smaller than the predetermined correction voltage, and when the state equal to or greater than the predetermined value is finished, the correction voltage is set to increase to the normal correction voltage as time passes.
The correction voltage is a function of the motor current history. If the current detection means output or the target current value is equal to or greater than the predetermined value immediately before, the correction voltage is set to be smaller than the normal correction voltage and equal to or greater than the predetermined value When the state is completed, the setting is such that the normal correction voltage increases as time passes.
[0021]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The present invention can solve the problems of the prior art only with the software of the microcomputer, and the controller hardware is the same as that of the prior art.
In the figure,
[0022]
Next, the operation of the first embodiment will be described.
First, the algorithm from the coil current measurement value Isns and the inter-terminal voltage measurement value Vt_sns of the first embodiment to the calculation of the target current Iref will be described based on the flowchart of FIG.
First, steps S101 to S103 show the operation of the
Va_est = Vt_sns−Vcomp (7)
Steps S104 to S105 show the operation of the rotational speed estimation means. First, in step S104, the coil resistance equivalent value Rac and the counter electromotive voltage constant equivalent value Kec are read from the ROM. Next, in step S105, the calculation of equation (8) is performed to calculate the motor rotation speed estimated value ωest.
ωest = (Va_est−Isns × Rac) / Kec (8)
Step S106 shows the operation of the
[0023]
Next, an operation until the calculated target current Iref acts as an auxiliary torque for the steering torque of the automobile driver will be described. The calculated target current Iref is calculated by first calculating an error from the coil current measurement value Isns by the
[0024]
The voltage command signal Vt_ind is output as, for example, a PWM DUTY ratio, and a value obtained by multiplying the DUTY ratio by a battery (not shown) voltage is a theoretical terminal voltage Vt. The voltage dropped by the drop Vdrv is the terminal voltage Vt. The applied voltage Va to the coil further drops from the inter-terminal voltage Vt by the voltage drop Vbr between the brush and the commutator.
[0025]
In the first embodiment, the applied voltage Va to the
[0026]
In the first embodiment, the correction voltage Vcomp is stored in the ROM as table data as the voltage drop characteristic equivalent value between the brush and the commutator. However, the smallest brush within the variation is considered in consideration of individual differences of motors and changes over time. And the voltage drop between the commutators may be stored in the ROM. By doing this, it is possible to prevent the reversal of the polarity of the estimated rotation speed value ωest of the motor that occurs when the correction voltage Vcomp larger than the actual voltage drop Vbr is reduced, so that the control based on the estimated rotation speed value ωest is performed. Even when the control is performed, since the polarity of the control amount does not change, good control performance without oscillation can be obtained. Further, the target current Iref may be used instead of the coil current measurement value Isns.
[0027]
The estimated motor rotational speed value ωest is estimated by dividing the counter electromotive voltage Ve by the counter electromotive voltage constant equivalent value Kec based on the equation (8), but the counter electromotive voltage is directly used as the motor rotational speed estimated value ωest. It is good. At this time, the counter electromotive voltage constant equivalent value Kec may be dealt with by adjusting the gain of the
[0028]
In addition, the calculation formula of the motor rotational speed estimated value ωest in the formula (8) does not consider the influence of the inductance having a small influence in the steering frequency range by the driver, but when pursuing more accuracy, the formula (8 ′) You may consider the influence of an inductance like Formula. At this time, it is necessary to store the coil inductance equivalent value Lac in the ROM in advance and to obtain the dIsns by differentiating the coil current measurement value Isns.
ωest = (Va_est−Isns × Rac−dIsns × Lac) / Kec (8 ′)
[0029]
Next, the configuration of the second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
Since the configuration other than the
In the figure,
[0030]
Next, the operation of the second embodiment will be described.
Since the operation before the motor rotation speed estimated value ωest and the operation after the target current Iref calculation are the same as those in the first embodiment, the operation from the motor rotation speed estimated value ωest to the target current Iref calculation is based on the flowchart of FIG. Only the algorithm is described. First, steps S201 to S205 are operations before the estimation of the motor rotation speed estimated value ωest as described above, and are the same as those in the first embodiment. Step S206 shows the operation of the
[0031]
In the second embodiment, acceleration compensation is performed based on a highly accurate estimated motor rotational acceleration value dωest obtained by differentiating the estimated rotational speed value ωest accurately estimated by compensating for the influence of the voltage drop Vbr between the brush and the commutator. Since the current Iacc is calculated, inertial force control is also possible, and better control performance can be obtained than when only the rotation speed signal ωest is used as a control signal.
[0032]
In the second embodiment, the rotational acceleration estimated value dωest is obtained by using the differentiator 1d. However, the rotational acceleration estimated value dωest may be obtained by pseudo differentiation using a high-pass filter, a bandpass filter, or the like.
[0033]
In both the first and second embodiments, the
[0034]
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
The third embodiment is a modification of the algorithm in the
In the first and second embodiments, a method is used in which the correction voltage Vcomp for the coil current measurement value Isns is obtained by referring to a table stored in advance in the ROM. However, the third embodiment uses the correction voltage Vcomp as shown in FIG. The proportional characteristic having the upper limit shown in FIG.
[0035]
Next, an algorithm for calculating the correction voltage Vcomp will be described using the flowchart of FIG.
This algorithm corresponds to the part for obtaining the correction voltage Vcomp in S101 and S102 in the first embodiment and S201 and S202 in the second embodiment by referring to the table, and the other algorithms are the same.
First, in step S301, the correction voltage gain Kcomp and the correction voltage upper limit value Vmax corresponding to the maximum value of the voltage drop between the brush and the commutator stored in the ROM are read. Next, in step S302, the coil current measurement value Isns is read, and in step S303, the correction voltage Vcomp of equation (9) is calculated.
Vcomp = Isns × Kcomp (9)
Next, in step S304, the absolute value of Vcomp is compared with the correction voltage upper limit value Vmax. If Vmax is larger, it is stored in the memory in step S305, and the calculation of Vcomp is terminated. If Vmax is smaller, in step S306, Vcomp shown in equation (10) is replaced and stored in the memory, and the calculation of Vcomp is terminated.
Vcomp = Vmax · sign (Vcomp) (10)
[0036]
In the third embodiment, since the correction voltage Vcomp is a proportional characteristic of the proportional gain Kcomp having the upper limit value Vmax, in the first and second embodiments, it is necessary to store a table for obtaining Vcomp in the ROM. In this embodiment, only two constants, the upper limit value Vmax and the proportional gain Kcomp, need to be stored in the ROM, and the capacity stored in the ROM can be reduced.
[0037]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
The fourth embodiment is also a modification of the algorithm in the
In the third embodiment, the correction voltage Vcomp has a proportional characteristic having the upper limit value Vmax shown in FIG. 5, but in the fourth embodiment, the proportional gain of the proportional section shown in FIG. 7 changes in two stages. It is a characteristic.
[0038]
Next, an algorithm for calculating the correction voltage Vcomp will be described using the flowchart of FIG.
Similar to the third embodiment, this algorithm corresponds to S102 in the first embodiment and S202 in the second embodiment, and the other algorithms are the same.
First, in step S401, the first correction voltage gain K1comp, the second correction gain K2comp, the upper limit current Imax, and the correction voltage upper limit value Vmax stored in the ROM are read. Next, in step S402, the coil current measurement value Isns is read, and in step S403, the absolute value of the coil current measurement value Isns is compared with the upper limit current Imax. If the upper limit current Imax is larger, the calculation of equation (11) is performed in step S404, and the calculation is stored in the memory in step S405, and the calculation of Vcomp is terminated.
Vcomp = Isns × K1comp (11)
If the upper limit current Imax is smaller, the correction voltage Vcomp of equation (12) is calculated in step S406.
Vcomp = Isns × K2comp + Imax (K1comp-K2comp) (12)
In step S407, the absolute value of Vcomp and the correction voltage upper limit value Vmax are compared. If the correction voltage upper limit value Vmax is larger, it is stored in the memory in step 408, and the calculation of Vcomp is terminated. If Vmax is smaller, in step S409, Vcomp shown in equation (10) is replaced and stored in the memory, and the calculation of Vcomp is terminated.
[0039]
In the fourth embodiment, the correction voltage Vcomp has a characteristic in which the proportional gain of the proportional portion changes in two steps, so that the characteristic is closer to the actual voltage drop characteristic between the brush and the commutator than in the third embodiment. Thus, the estimated rotational speed value ωest of the motor can be obtained with higher accuracy.
[0040]
In the fourth embodiment, the correction voltage Vcomp is a characteristic in which the proportional gain of the proportional portion changes in two stages. However, the correction voltage Vcomp may have a characteristic that changes in three or more stages.
[0041]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described.
The fifth embodiment is also a modified example of the algorithm in the
In the third and fourth embodiments, the correction voltage Vcomp is a proportional characteristic having an upper limit value Vmax. In the present embodiment, as shown in FIG.Correction voltageVcomp is a relay whose amplitude is Vmax whose sign is switched with respect to the coil current measurement value Isns.
[0042]
Next, an algorithm for calculating the correction voltage Vcomp will be described using the flowchart shown in FIG.
This algorithm also corresponds to S102 in the first embodiment and S202 in the second embodiment, and the other algorithms are the same.
First, in step S501, the correction voltage maximum value Vmax stored in the ROM is read. In step S502, the coil current measurement value Isns is read. In step S503, the coil current measurement value Isns is determined to be positive or negative. If the measured coil current value Isns is positive, in step S504, Vcomp = Vmax is set and stored in the memory, and the calculation of Vcomp is terminated. If the measured coil current value Isns is negative, Vcomp = −Vmax is stored in the memory in step S505, and the calculation of Vcomp is terminated.
[0043]
In the fifth embodiment, the compensation current Vcomp is a relay having an amplitude of Vmax with respect to the measured coil current value Isns, so that the product-sum operation processing as in the third and fourth embodiments is eliminated, and the processing speed of the algorithm is high. Become.
[0044]
Further, in the fifth embodiment, the correction voltage Vcomp is determined by a relay having the amplitude relative to the coil current measurement value Isns by eliminating the proportional portion, and in the range of the coil current measurement value Isns corresponding to the proportional portion, A dead zone in which the correction voltage Vcomp is 0 may be provided. Alternatively, the correction voltage Vcomp is not uniformly set to 0, but only when the sign of the coil application voltage estimated value Va_est calculated based on the above equation (7) is different from the sign of the inter-terminal voltage measurement value Vt_sns. May be set to 0, or not the correction voltage but the coil application voltage estimated value Va_est = 0.
[0045]
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described.
The sixth embodiment is also a modified example of the algorithm in the
In the fifth embodiment, the correction voltage Vcomp is determined by switching the relay with respect to the coil current measurement value Isns. However, in the sixth embodiment, the sign of the voltage difference between both terminals of the
[0046]
Next, an algorithm for calculating the correction voltage Vcomp will be described using the flowchart shown in FIG.
This algorithm also corresponds to the part for obtaining the correction voltage Vcomp in S102 in the first embodiment and S202 in the second embodiment by referring to the table, and the other algorithms are the same.
First, in step S601, the correction voltage maximum value Vmax stored in the ROM is read. Next, in step S602, the measured voltage values Vt1_sns and Vt2_sns at both terminals of the motor are read. In step S603, the magnitudes of Vt1_sns and Vt2_sns are determined. If Vt1_sns is large, Vcomp = Vmax is set in step 604 and stored in the memory, and the calculation of Vcomp is terminated. If Vt1_sns is small, Vcomp = −Vmax is stored in the memory in step S605, and the calculation of Vcomp is terminated.
[0047]
The voltage difference between the motor terminals and the direction of the coil current usually coincide. In the sixth embodiment, when the relay is switched based on the measured voltage values Vt1_sns and Vt2_sns at both terminals of the motor, the coil current detection value Isns is offset due to temperature characteristics and the origin is shifted. In addition, the relay can be switched accurately.
[0048]
Needless to say, the sixth embodiment may perform processing such as providing a dead zone near the origin as in the fifth embodiment.
[0049]
In the third to sixth embodiments, as in the first embodiment, the correction voltage Vcomp is equal to the voltage drop characteristic equivalent value between the brush and the commutator, taking into account individual differences in the motor and changes over time, and the smallest brush and commutator within the variation. The voltage drop between them may be stored in the ROM.
[0050]
Next, a seventh embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
Since the configuration is the same as that of the first and second embodiments except for the voltage detection means 5, the description thereof is omitted.
[0051]
Next, an algorithm for calculating the estimated value Va_est of the voltage applied to the coil will be described using the flowchart shown in FIG.
Since only the voltage detection means 5 is different from the first and second embodiments, only the algorithm until the estimated value Va_est of the applied voltage to the
First, in step S701, the circuit correction voltage V2comp corresponding to the voltage drop Vdrv stored in the ROM is read by the
Va_est = Vt_ind-Vcomp−V2comp (13)
[0052]
In the seventh embodiment, the estimated value Va_est of the voltage applied to the coil is changed from the voltage command signal Vt_ind to the correction voltage Vcomp corresponding to the voltage drop characteristic between the brush and the commutator, and the circuit correction voltage corresponding to the voltage drop Vdrv in the
When the voltage drop in the
[0053]
Next, an eighth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
Since the configuration is the same as that of the first and second embodiments except for the voltage detection means 5, the description thereof is omitted.
[0054]
Next, an algorithm for calculating the estimated value Va_est of the voltage applied to the
Since only the voltage detection means 5 is different from the first and second embodiments, only the algorithm until the estimated value Va_est of the applied voltage to the
First, in step S801, the circuit correction voltage V2comp corresponding to the voltage drop Vdrv stored in the ROM is read by the
Va_est1 = Vt_sns-Vcomp (14)
Va_est2 = Vt_ind-Vcomp−V2comp (15)
Next, in step S806, the coil current measurement value Isns is passed through a low-pass filter to obtain Isns_LPF. In step S807, the weighted average coefficient Kw of Va_est1 and Va_est2 is obtained by referring to the table from Isns_LPF. In step S808, the estimated value Va_est2 of the voltage applied to the
Va_est = Kw / Va_est1 + (1-Kw) / Va_est2 (16)
[0055]
Here, the weighted average coefficient Kw takes a value from 0 to 1, takes a value close to 1 when Isns_LPF is small, and takes a value close to 0 when Isns_LPF is large, and stores it in the ROM as a table value. Keep it. Further, when Isns_LPF is small, a value close to 1 may be taken, and when Isns_LPF is large, a value close to 0 may be taken.
[0056]
In general, it is known that the higher the motor temperature, the larger the measurement error of the measured voltage Vt_sns between terminals with respect to the true value. Needless to say, in the region where the measurement error is small, the estimated value Va_est of the voltage applied to the
In the eighth embodiment, the coil current measurement value Isns is passed through a low-pass filter to grasp the approximate temperature Isns_LPF as a signal, and Va_est1 estimated from the terminal voltage measurement value Vt_sns and the weighted average of Va_est2 estimated from the voltage command signal Vt_ind By changing the weighted average coefficient Kw when calculating in accordance with Isns_LPF, the estimated value Va_est of the applied voltage to the
[0057]
Next, the configuration of
[0058]
Next, the operation of the ninth embodiment will be described using the flowchart of FIG.
First, steps S901 to S903 show the operation of the
Va_est = Vt_sns−Vcomp (17)
Va_est_d = Vt_sns−Vcomp_d (18)
Steps S905 to S907 show the operation of the rotation speed estimation means. First, in step S905, the coil resistance equivalent value Rac and the counter electromotive voltage constant equivalent value Kec are read from the ROM. Next, in steps S906 and S907, the calculations of equations (19) and (20) are performed, and the motor rotation speed estimated value ωest is calculated.
ωest = (Va_est−Isns × Rac) / Kec (19)
ωest_d = (Va_est_d−Isns × Rac) / Kec (20)
Step S908 shows the operation of the
[0059]
In the ninth embodiment, the correction voltage is divided into a first correction voltage Vcomp for obtaining the rotational speed estimated value ωest and a second correction voltage Vcomp_d for obtaining a differential signal of the rotational speed estimated value, and Vcomp_d Since Vcomp is larger than Vcomp, even when there are variations or fluctuations in the voltage drop characteristics between the brush and the commutator, the speed compensation current Ivel for performing damping compensation is insufficient, or the acceleration compensation current Iacc for performing inertia compensation is excessive. Damping does not work or inertia compensation does not work, and control stability is not impaired.
[0060]
In the present embodiment, the correction voltage Vcomp for obtaining the rotation speed estimated value ωest is set to be smaller than the correction voltage Vcomp_d for obtaining the differential signal, but the voltage drop Vbr between the brush and the commutator is small. In a motor or the like, Vcomp may be 0.
[0061]
Next, FIG. 19 is a block diagram showing the configuration and FIG. 20 is a flowchart showing the operation of the tenth embodiment. In the seventh embodiment, the correction voltage Vcomp is obtained based on the measured coil current value Isns. In the tenth embodiment, the correction voltage Vcomp is obtained based on the target current Iref. Except that the coil current measurement value Isns is replaced with the target current Iref, it is exactly the same as in the seventh embodiment, and the description thereof is omitted.
[0062]
In the tenth embodiment, since the correction voltage Vcomp is obtained based on the target current Iref, noise superimposed on the coil current measurement value Isns does not affect the correction voltage Vcomp.
In the tenth embodiment, the estimated value Va_est of the voltage applied to the
[0063]
Embodiment 11 FIG.
Next, an eleventh embodiment will be described. In the first to tenth embodiments, the voltage correction value Vcomp for correcting the inter-terminal voltage measurement value Vt_sns in the
[0064]
Next, the operation until the voltage correction value Vcomp of the eleventh embodiment is determined will be described using the flowchart of FIG.
First, in step S1101, the software timer tdest is incremented by one. Clip tdest so that there is no overflow due to counting up. In step S1102, the terminal voltage measurement value Vt_sns, the coil current measurement value Isns, and Vdest and tfin stored in advance in the ROM are read. Vdest is determined so as to match the applied voltage when the oxide film on the motor commutator causes dielectric breakdown. Further, tfin is set so as to coincide with the time until the voltage drop Vbr returns to the normal voltage drop after the voltage drop Vbr between the brush and the commutator becomes small due to dielectric breakdown.
In step S1103, the correction voltage Vcomp for the coil current measurement value Isns is read by referring to the table. In step S1104, the terminal voltage measurement value Vt_sns is compared with Vdest. If the inter-terminal voltage measurement value Vt_sns is equal to or lower than Vdest, the process proceeds to step S1105. If the inter-terminal voltage measurement value Vt_sns is larger than Vdest, the timer tdest is reset to 0 in step S1107, and the process proceeds to step S1105. In step S1105, the timers tdest and tfin are compared. If tdest is equal to or greater than tfin, the process proceeds to step S1106 as it is, and Vcomp obtained in step S1103 is stored in the memory as it is, and the process for determining Vcomp is terminated. If tdest is smaller than tfin, the process advances to step S1108 to obtain a correction coefficient Kdest for tdest by referring to the table. Kdest is a constant of 1 or less. Next, proceeding to step S1109, after performing an operation of multiplying Vcomp obtained in step S1103 by the correction coefficient Kdest, storing Vcomp in the memory in step S1106 and ending the process.
[0065]
The voltage drop characteristics between the motor brush and the commutator are such that when a voltage higher than a predetermined value is applied to the motor, the voltage drop instantaneously decreases due to the dielectric breakdown of the oxide film on the surface of the commutator. When the application of is finished, the oxide film grows again, and the voltage drop increases with time to a certain value.
After turning off the ignition key, it usually takes several tens of minutes to several hours before it is turned on, and it is thought that the oxide film has grown during that time. Therefore, for example, tdest may be initialized to a predetermined value equal to or greater than tfin at the same time that the electric power steering apparatus starts operating by operating an ignition key by a driver. As a result, a correction voltage Vcomp corresponding to the presence of an oxide film is obtained when the electric power steering is started.
[0066]
In the eleventh embodiment, the correction voltage is set as a function of the applied voltage history to the motor. If the inter-terminal voltage measurement value Vt_sns is equal to or greater than a predetermined value immediately before, the correction voltage is set smaller than the normal correction voltage and Vt_sns is predetermined By setting it to a setting that increases to the normal correction voltage as time passes, the correction voltage can always be set according to the voltage drop characteristics between the actual brush and commutator, and the motor rotation estimation The estimation accuracy of the value ωest and the estimated motor rotation acceleration value dωest is improved, and the control performance is improved.
In this embodiment, the correction voltage Vcomp is changed based on the inter-terminal voltage measurement value Vt_sns. However, the correction voltage Vcomp is changed based on the voltage command signal Vt_ind or a weighted average of the inter-terminal voltage measurement value Vt_sns and the voltage command signal Vt_ind. Needless to say, the configuration may be allowed.
[0067]
Next, an
In the eleventh embodiment, the correction voltage Vcomp is changed based on the inter-terminal voltage measurement value Vt_sns. In the twelfth embodiment, the correction voltage Vcomp is changed based on the coil current measurement value Isns. It is.
[0068]
Next, the operation until the voltage correction value Vcomp of the twelfth embodiment is determined will be described using the flowchart of FIG.
First, in step S1201, the software timer tdest is incremented by one. Clip tdest so that there is no overflow due to counting up. In step S1202, the inter-terminal voltage measurement value Vt_sns, the coil current measurement value Isns, and Idest and tfin stored in advance in the ROM are read. Idest is determined so as to coincide with the current value when the oxide film on the motor commutator causes dielectric breakdown. Further, tfin is set so as to coincide with the time until the voltage drop Vbr returns to the normal voltage drop after the voltage drop Vbr between the brush and the commutator becomes small due to dielectric breakdown. In step S1203, the correction voltage Vcomp for the coil current measurement value Isns is read by referring to the table. In step S1204, the coil current measurement values Isns and Idest are compared. If the coil current measurement value Isns is equal to or less than Idest, the process proceeds to step S1205 as it is. If the measured coil current value Isns is larger than Idest, the timer tdest is reset and returned to 0 in step S1207, and the process proceeds to step S1205. In step S1205, timers tdest and tfin are compared. If tdest is equal to or greater than tfin, the process proceeds to step S1206 as it is, and Vcomp obtained in step S1203 is stored in the memory as it is, and the process for determining Vcomp is ended. If tdest is smaller than tfin, the process advances to step S1208 to obtain a correction coefficient Kdest for tdest by referring to the table. Kdest is a constant of 1 or less. In step S1209, Vcomp obtained in step S1203 is multiplied by the correction coefficient Kdest. After that, Vcomp is stored in the memory in step S1206, and the process ends.
[0069]
The dielectric breakdown of the oxide film on the commutator surface occurs when a voltage higher than a predetermined voltage is applied to the motor, but a large current flows at the moment when the dielectric breakdown occurs. In the present embodiment, the correction voltage is set as a function of the motor current history, and when the coil current measurement value Isns is a predetermined value or more immediately before, the correction voltage is set to be smaller than the normal correction voltage, and the state is equal to or more than the predetermined value When the process is completed, the configuration in which the voltage is increased to the normal correction voltage with the passage of time makes it possible to detect the occurrence of dielectric breakdown more reliably than in the case of determining by voltage.
In the present embodiment, the correction voltage is changed based on the coil current measurement value Isns. However, the correction voltage may be changed based on the target current Iref.
[0070]
Embodiment 13 FIG.
In the first to twelfth embodiments, when the voltage command signal Vt_ind is set in the drive voltage generator, an error between the target current Iref and the coil current measurement value Isns is calculated, and the voltage is controlled by the
Next, the configuration of the thirteenth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
A
[0071]
Next, the operation of the thirteenth embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG.
First, in step S1301, the target current Iref calculated by the
Ve_est = Vt_sns−Isns × Rac−Lac · dIsns (21)
Next, steps S1305 to S1306 show the operation of the current filter 2d. First, in step S1305, the target current Iref is differentiated and stored in the memory as dIref. Next, in step S1306, an operation for obtaining an equivalent voltage Vc_ind of the voltage drop Vc in the coil with respect to the target current Iref of the equation (22) is performed and stored in the memory.
Vc_ind = Rac · Iref + Lac · dIref (22)
Step S1307 shows the operation of the drive voltage adder 2f, calculates the voltage command signal Vt_ind by the equation (23), and outputs it to the
Vt_ind = Ve_est + Vc_ind + V2comp (23)
The operations from step S1301 to S1307 are repeated for each sampling.
At this time, the equivalent voltage Vc_ind of the voltage drop Vc in the coil with respect to the target current Iref and the back electromotive voltage estimated value Ve_est may be subjected to low-pass filter processing in order to remove the influence of noise.
In the present embodiment, when the voltage command signal Vt_ind is calculated, the influence of the circuit correction voltage V2comp is compensated for the following reason.
First, it is assumed that the following relational expression (24) is established. That is, it is assumed that there is no measurement error in the inter-terminal voltage Vt and the coil current Isns, and the true values of the coil resistance Ra and the coil inductance La are known.
Vt_sns = Vt, Isns × Rac + Lac · dIsns = Vc (24)
At this time, an error occurs between the back electromotive voltage and the back electromotive voltage estimated value due to the influence of Vbr as shown in the equation (25).
Ve_est−Ve = (Va + Vbr−Vc) − (Va−Vc) = Vbr (25)
The relational expression between the voltage drop Vc at the coil and the equivalent voltage Vc_ind of Vc with respect to the target current Iref is the expression (26).
Vc = Vt_ind−Vbr−Vdrv−Ve
= (Ve_est + Vc_ind + V2comp)-Vbr-Vdrv-Ve
= Ve_est-Ve + Vc_ind + V2comp-Vbr-Vdrv
= Vc_ind + V2comp-Vdrv (26)
The influence of Vbr is canceled, and the voltage drop Vdrv in the remaining
[0072]
Embodiment 14 FIG.
In the thirteenth embodiment, the counter electromotive voltage estimation means 2e calculates the counter electromotive voltage estimated value Ve_est from the interterminal voltage measurement value Vt_sns and the coil current measurement value Isns. The voltage command signal Vt_ind is used instead of the value Vt_sns, and the calculation for obtaining the back electromotive force estimated value Ve_est is performed.
A block diagram showing the configuration of the fourteenth embodiment is shown in FIG. 25, and a flowchart showing the operation is shown in FIG.
In the block diagram, the circuit correction voltage V2comp is not corrected when the voltage command signal Vt_sns is calculated except that the input to the counter electromotive voltage estimation means 2e is changed from the measured voltage Vt_sns between the terminals to the voltage command signal Vt_ind. Since this is exactly the same as in the thirteenth embodiment, the description thereof is omitted.
Also in the flowchart, except that the measured voltage Vt_sns between the terminals is changed to the voltage command signal Vt_ind in steps S1401 and S1404, and the circuit correction voltage V2comp is not corrected when the voltage command signal Vt_sns is calculated in S1407. Since the operation is exactly the same, the description thereof is omitted.
In the present embodiment, the reason why no compensation is performed when the voltage command signal Vt_ind is calculated is as follows.
An error occurs between the back electromotive voltage and the estimated back electromotive voltage value due to the influence of Vbr and Vdrv as shown in the equation (27).
Ve_est-Ve = (Va + Vdrv + Vbr-Vc)-(Va-Vc)
= Vdrv + Vbr (27)
Next, the relational expression between the voltage drop Vc in the coil and the equivalent voltage Vc_ind of Vc with respect to the target current Iref is the expression (28).
Vc = Vt_ind−Vbr−Vdrv−Ve
= (Ve_est + Vc_ind) -Vbr-Vdrv-Ve
= Ve_est-Ve + Vc_ind-Vbr-Vdrv
= Vc_ind (28)
The influence of Vbr and Vdrv is canceled, the voltage drop Vc in the coil matches the equivalent voltage Vc_ind of Vc with respect to the target current Iref, and the coil current Ia matches the target current Iref. Therefore, it is not necessary to compensate for the effects of Vbr and Vdrv when calculating the voltage command signal Vt_ind.
[0073]
【The invention's effect】
According to this invention, the voltage detection means is configured to subtract the correction voltage based on the output of the current detection means from the measured value of the voltage between the terminals of the motor, so that the voltage between the brush and the commutator, which is a function of the current flowing through the motor. Since the influence of the descent can be corrected, the back electromotive force of the motor can be accurately estimated, and the accuracy of the rotational speed estimated value is improved regardless of the rotational speed of the motor, so when control based on this rotational speed estimated value is performed As well as being able to obtain good control performance without oscillationThe aboveThe correction voltage isBetween brush and commutatorSimilar to the voltage drop characteristic, the maximum value of this voltage drop or a value multiplied by a coefficient less than 1 is used as the upper limit value. Below the upper limit value, it is approximately proportional to the current detection means output, and is saturated and constant at the upper limit value. functionSought byAs a result, when the voltage drop characteristic between the brush and the commutator is stored in a storage means such as a ROM, the memory capacity can be reduced without reducing the estimation accuracy of the rotational speed of the motor..
The voltage detection means is a weighted average of the voltage calculated from the voltage measured between the motor terminals and the voltage calculated from the motor drive voltage command value, and if no large current has been detected immediately before, the voltage obtained from the measured value If a large current is detected immediately before a large current is detected, the voltage specific gravity obtained from the motor drive voltage command value is increased, so that the measurement accuracy of the voltage between terminals can be predicted. It is possible to minimize the influence of the error in estimation from the measurement error of the inter-voltage and the motor drive voltage command value.
The correction voltage is divided into a first correction voltage for obtaining a rotational speed estimated value and a second correction voltage for obtaining a differential signal of the rotational speed estimated value, and the second correction voltage is a first correction voltage. By making it larger than the voltage, even if there are variations or fluctuations in the voltage drop characteristics between the brush and the commutator, damping will not be effective or inertia compensation will not be effective, and this correction voltage will always stabilize the control. The nature is not impaired.
If the correction voltage is a function of the motor voltage history and the measured value of the voltage between the terminals of the motor, or the motor drive voltage command value, or its weighted average value is equal to or greater than the predetermined value, The voltage drop characteristic between the actual brush and the commutator is always set by setting the voltage to be smaller than the correction voltage and setting it to increase to the normal correction voltage with the passage of time when the state exceeding the predetermined value is completed. A correction voltage can be set accordingly.
When the correction voltage is a function of the motor current history, and the current detection means output or the target current value is in a state of a predetermined value or more immediately before, the correction voltage is set smaller than the normal correction voltage and the state of the predetermined value or more When the process is completed, the configuration in which the voltage is increased to the normal correction voltage with the passage of time makes it possible to detect the occurrence of dielectric breakdown more reliably than in the case of determining by voltage.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment
FIG. 2 is a flowchart showing an algorithm according to the first embodiment.
FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the second embodiment.
FIG. 4 is a flowchart showing an algorithm according to the second embodiment.
FIG. 5 is a characteristic diagram of a correction voltage Vcomp according to the third embodiment.
FIG. 6 is a flowchart showing an algorithm according to the third embodiment.
FIG. 7 is a characteristic diagram of the correction voltage Vcomp according to the fourth embodiment.
FIG. 8 is a flowchart showing an algorithm according to the fourth embodiment.
FIG. 9 is a characteristic diagram of the correction voltage Vcomp according to the fifth embodiment.
FIG. 10 is a flowchart showing an algorithm according to the fifth embodiment.
FIG. 11 is a characteristic diagram of the correction voltage Vcomp according to the sixth embodiment.
FIG. 12 is a flowchart showing an algorithm according to the sixth embodiment.
FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the seventh embodiment
FIG. 14 is a flowchart showing an algorithm according to the seventh embodiment.
FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of the eighth embodiment.
FIG. 16 is a flowchart showing an algorithm according to the eighth embodiment.
FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the ninth embodiment.
FIG. 18 is a flowchart showing an algorithm according to the ninth embodiment.
FIG. 19 is a block diagram showing the configuration of the tenth embodiment
FIG. 20 is a flowchart showing the algorithm of the tenth embodiment.
FIG. 21 is a flowchart showing the algorithm of the eleventh embodiment.
FIG. 22 is a flowchart showing the algorithm of the twelfth embodiment.
FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of the thirteenth embodiment.
FIG. 24 is a flowchart showing an algorithm according to the thirteenth embodiment.
FIG. 25 is a block diagram showing the configuration of the fourteenth embodiment
FIG. 26 is a flowchart showing the algorithm according to the fourteenth embodiment.
FIG. 27 is a characteristic diagram of the voltage drop Vdrop between the brush and the commutator.
FIG. 28 is a flowchart showing a conventional algorithm.
[Explanation of symbols]
1
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