JP3859538B2

JP3859538B2 - Transmission status detection method

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Publication number: JP3859538B2
Application number: JP2002127545A
Authority: JP
Inventors: 芳克我妻; 敦宮下; 信夫塚本
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc; Kokusai Denki Electric Inc
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 2002-04-26
Filing date: 2002-04-26
Publication date: 2006-12-20
Anticipated expiration: 2022-04-26
Also published as: JP2003324408A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変調方式のディジタル伝送装置における関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体向けディジタル伝送や、地上系ディジタルテレビジョン放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴をもった直交周波数分割多重変調方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex）が注目を浴びている。このＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であって、互いに直交するｎ本（ｎは数十〜数百）の搬送波にディジタル変調を施した伝送方式である。
これは、図７に示すように、多数のディジタル変調波を加算し、Ｉ軸、Ｑ軸を直交変調して得られた変調信号を送信する。上記の搬送波のディジタル変調方式としては、４相差動位相偏移変調方式（ＤＱＰＳＫ：Differential Quadrature Phase Shift Keying）が最もよく用いられるが、１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ：16 Quadrature Amplitude Modulation）や６４ＱＡＭなどの多値変調方式を用いることも可能である。
また、ＯＦＤＭシンボルは図８に示すように、有効シンボル（例えば１０２４サンプル）と、有効シンボルの一部をコピーして巡回的に付加したガードインターバル（例えば１２８サンプル）から構成される。ＯＦＤＭ方式は、ガードインターバルを付加することにより、ガードインターバル期間内の遅延時間の遅延波(反射波)に対しては、そのシンボル間干渉による劣化を避けることが出来るため、マルチパスフェージングに対して強い耐性を有している。
【０００３】
次に、従来方式による一連の受信処理について説明する。図９に受信装置の従来構成を示す。ＩＦ／ＢＢ変換部１−１では、中間周波数(ＩＦ)帯域の受信信号Ｓ＿ＩＦを、ＩＦ帯域の信号からベースバンドの周波数帯域の信号に変換し、ＯＦＤＭベースバンド信号を得る。Ａ／Ｄ変換器１−２では、ＯＦＤＭベースバンド信号をサンプリングクロックによりサンプリングし、受信サンプル値系列ＲＤを得る。
次に、受信サンプル値系列ＲＤから反射波の有無・混入状態(ゴースト状態)を映像化した遅延プロファイル(図１２、図１３参照)を算出する方法について説明する。
Ａ／Ｄ変換器１−２からのＲＤは、復調部１−３とガード相関器１−４に入力される。ガード相関器１−４では、ＲＤと、ＲＤを所定時間遅延した信号との相関演算をサンプル毎に行う。ガード相関器１−４の出力がガード相関による遅延プロファイルＤＥＬＡＹ＿ＰＦ’である。
ガード相関器１−４の出力である相関値系列は、シンボルタイミング検出器１−５に入力される。シンボルタイミング検出器１−５では、相関値系列から、シンボル遷移点等の特定の時点をサンプリングクロック単位で検出する。検出方法は、例えば、相関値系列中の最大値を検出し、最大値位置からガードインターバル位置、即ちシンボル遷移点を検出する。
シンボルタイミング検出器１−５の出力であるシンボル遷移点信号はリセットパルスとしてシンボルカウンタ１−６に入力される。シンボルカウンタ１−６では、シンボル期間をサンプリングクロック単位でカウントし、受信機全体のシンボル周期タイミングを司る。
【０００４】
次にガード相関器１−４の詳細について説明する。図１０にガード相関器１−４の従来構成を示す。Ａ／Ｄ変換器１−２の出力ＲＤは相関演算器１−４−２、固定遅延回路１−４−１に入力され、固定遅延回路１−４−１の出力は相関演算器１−４−２に入力される。固定遅延回路１−４−１ではＲＤを有効シンボル期間分(例えば１０２４サンプル)だけ遅延する。
相関演算器１−４−２では、受信サンプル系列ＲＤ(τ)と、受信サンプル系列ＲＤ(τ)を所定時間遅延した信号ＲＤ(τ＋ｖａｌｉｄ)との相関演算をサンプル毎に行う。ここで、τ：サンプル時点、ｖａｌｉｄ：有効シンボル期間である。
即ち、相関演算は、Ｒ(τ)とＲ(τ＋ｖａｌｉｄ)の共役複素数との積である。相関演算器１−４−２の出力は積分器１−４−３に入力され、ガードインターバル期間分の信号を加算積分する。
上記に示した相関演算処理は、次式（１）にて記述される。
Ｃ(τ)＝｜ΣＲＤ(τ＋ｋ)×ＲＤ(τ＋Valid＋ｋ)^*｜・・・・・ (１)
但し、ｋ＝０〜(Guard−１) 、 ^*は共役複素数
Ｃ(τ) ：τサンプル時点での相関演算値
ＲＤ(τ)：τサンプル時点での複素受信信号
Valid ：有効データサンプル数
Guard ：ガードインターバルサンプル数
【０００５】
そして、次のサンプリングクロック時点では、相関演算器１−４−２にて取り出す信号の位置を１サンプルずらして(式（１）においてτを１サンプルずらす)取り込み、同様に相関演算を行う。この処理をサンプリングクロック毎に取り出す位置をずらしながら相関演算を行い、相関値系列を出力する。この相関値系列が遅延プロファイルＤＥＬＡＹ＿ＰＦ’である。
マルチパスが存在しない場合の相関値系列は図１１のようになる。つまり、相関演算器１−４−２における相関演算が、ガードインターバル期間の信号を含んでいない場合、遅延しない信号と遅延した信号が無相関であるため、相関結果の値は小さくなり、０に近い値となる。しかし、ガードインターバル期間の信号を含み始めると、相関結果の値は比例的に大きくなり、ガードインターバル期間を正しく含んだときに相関結果の値は最大となる。更に、取り込み位置をずらすと相関結果の値は比例的に小さくなり、相関波形はほぼ三角波となる。
【０００６】
次に、図９に示す復調部１−３について説明する。復調部１−３ではＦＦＴ (Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換)演算及び復調を行う。このＦＦＴ演算では、シンボルカウンタ１−６からのシンボル周期タイミングに基づいて、受信サンプル系列ＲＤ上にＦＦＴ時間窓を設ける。ＦＦＴ時間窓は有効シンボル長の期間を有しており、ＦＦＴ処理のサンプル数と一致する。ＦＦＴ時間窓は、ガードインターバル期間内のマルチパスの影響を軽減するため、シンボル期間の終了時点に配置するのが望ましい。
ここで、受信信号にガードインターバル期間外のマルチパスが生じて、ＦＦＴ時間窓が隣り合うシンボルの信号を含んだ位置となった場合、シンボル間干渉が発生してしまう。ＯＦＤＭ信号によるシンボル間干渉は、ガウス雑音の混入、つまりＣ／Ｎの劣化となり、結果的に符号誤り率の劣化が生じてしまう。通常、ガードインターバル期間外のマルチパスであれば、遅延時間が大きいほど、またレベルが大きいほどＣ／Ｎの劣化が大きい。
このようにして、受信サンプル系列ＲＤはＦＦＴ処理され、時間軸の信号から周波数軸の信号に変換される。その後、各サブキャリア毎にＤＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の変調方式に基づいて復調され、復調データＤａｔａが出力される。
【０００７】
次に、ＯＦＤＭ伝送の使用条件について説明する。
ＯＦＤＭ伝送は、その方式上、移動体伝送等の劣悪な伝送路条件で用いられることが多い。特に、マルチパス環境下では、送信装置から直接に受信装置まで伝搬される主波と、建物や山等に反射した様々な反射波が、それぞれの遅延時間を伴って伝搬され、受信部ではそれらの合成波が受信されることになる。
また、固定回線においては、一般的に送信部から受信部まで見通しのきく場所で回線設計が行われるため、レベルの大きな主波が安定して存在し、移動体伝送ほど劣悪な伝送路条件になることは少ない。しかし、同一の周波数で中継伝送するＳＦＮ(Single Frequency Network)方式の場合、中継局と中継局の中間地点付近では、それぞれの中継局から伝搬した信号が、伝搬遅延時間差を伴って合成されて受信されることとなる。これらは先に受信部に到達した信号を主波、後に到達した信号を反射波としてみなしたマルチパス環境下であるといえる。
反射波の遅延時間がガードインターバル期間内であれば、ＦＦＴ時間窓は隣り合うシンボルの信号を含まないため、シンボル間干渉は発生せずＣ／Ｎの劣化は生じない。しかし、反射波の遅延時間がガードインターバル期間外となった場合、ＦＦＴ時間窓は隣り合うシンボルを含み、シンボル間干渉が発生し、Ｃ／Ｎの劣化となる。この時、反射波の遅延時間やレベルが大きいほど、Ｃ／Ｎの劣化も大きくなる。
そのため、ガードインターバル期間外の反射波の遅延時間やレベルを監視することは、ＯＦＤＭ伝送において非常に重要である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
このようなマルチパス環境下での伝送状態を観測する手段として、前述の遅延プロファイルがある。しかし、従来の技術において、ガードインターバル期間外のマルチパスが存在する時に、ガード相関による遅延プロファイルを観測しようとした場合、相関値出力は受信信号の振幅の２乗に比例したレベルとなるため、おおよそＤ／Ｕ＝１０ｄＢ以上の小さな反射波は相関出力の雑音フロアと同レベル程度となる。そのためレベルの大きな反射波しか表示されず、ガードインターバル期間外のＤ／Ｕ＝１０ｄＢ以上の反射波によるシンボル間干渉が起こっても認識できないという欠点が生じている。
この場合の相関波形の例を図１２、図１３に示す。この例では、ガードインターバルは１２８サンプルとした。図１２の例は、主波と、Ｄ／Ｕ＝１０ｄＢで遅延時間が１５０サンプル(ガードインターバル期間外)の反射波が存在する場合である。この時、シンボル間干渉によりＣ／Ｎ＝約２７ｄＢとなる。ここで、Ｃ／Ｎにおいて、ＦＦＴ時間窓に含まれる信号のうち、Ｃは主波と反射波の同じデータを含むシンボルの信号、Ｎは反射波による隣り合うシンボル（混入した雑音）の信号である。また、図１３は主波と、Ｄ／Ｕ＝５ｄＢで遅延時間が３００サンプル(ガードインターバル期間外)の反射波が存在する場合である。この時、シンボル間干渉によりＣ／Ｎ＝約１４ｄＢとなる。
また、遅延時間の近い複数の反射波による相関波形は１つの三角波形に見え、それらの反射波の状態を分離して観測できないという欠点が生じている。この場合の一例を図１４に示す。図１４は、主波と反射波のレベル差が５ｄＢ、遅延時間差が３０サンプルの２つの反射波が存在する場合の相関波形である。この図からわかるように、２つの反射波があると認識することは困難である。
そこで本発明では、主波と反射波を急峻な相関ピークにより、各波を分離した遅延プロファイルとして算出することにより、反射波の存在をマルチパスＤ／Ｕ＝２０ｄＢ程度まで明確に示すことを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するため、ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信サンプル信号から検出したガードインターバル信号を上記受信サンプル信号上で時間をずらしながら相関演算を行い、該相関演算結果から伝送路における伝送状態を検出するようにしたものである。
また、ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信サンプル信号における任意の所定期間の信号を、該受信サンプル信号上で時間をずらしながら相関演算を行い、該相関演算結果から伝送路における伝送状態を検出するようにしたものである。
また、上記受信サンプル信号から検出したガードインターバル信号の内、反射波を含まない部分のガードインターバル信号を上記受信サンプル信号上で時間をずらしながら相関演算を行い、該相関演算結果から受信サンプル信号上の主波及び反射波位置を検出するようにしたものである。
また、キャリア同期成立を前提に、相関演算における絶対値演算を単に実数部を取り出すことで、相関演算結果から受信サンプル信号上の主波及び反射波位置を検出するようにしたものである。
また、検出した受信サンプル信号上の主波及び反射波位置を映像表示するようにしたものである。
その結果、得られた相関波形は従来のガード相関による相関波形よりも急峻な相関ピークとなる遅延プロファイルであり、ガードインターバル期間外の反射波の観測が可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図１に、本発明の受信装置の構成の一実施例を示し、詳細に説明する。
ここで、図９に示す従来技術との相違点を述べる。従来構成ではガード相関器１−４の出力を遅延プロファイル出力ＤＥＬＡＹ＿ＰＦ’としていたが、本発明では走査相関器１−７Ａを設け、走査相関器１−７Ａの出力を遅延プロファイル出力ＤＥＬＡＹ＿ＰＦとした点である。
中間周波数(ＩＦ)帯域に変換されたＳ＿ＩＦは、ＩＦ／ＢＢ変換器１−１に接続される。ＩＦ／ＢＢ変換器１−１の出力はＡ／Ｄ変換器１−２に接続される。Ａ／Ｄ変換器１−２の出力ＲＤは復調部１−３、ガード相関器１−４、走査相関器１−７Ａに接続される。復調部１−３の出力は復調データＤａｔａとして出力される。ガード相関器１−４の出力はシンボルタイミング検出器１−５に接続される。シンボルタイミング検出器１−５の出力はシンボルカウンタ１−６に接続される。シンボルカウンタ１−６の出力は復調部１−３、走査相関器１−７Ａに接続される。走査相関器１−７Ａの出力が遅延プロファイルＤＥＬＡＹ＿ＰＦである。
【００１１】
従来処理との相違点は、走査相関器１−７Ａによる処理が付加された点であり、走査相関器１−７Ａの処理について図２で説明する。
図２に、走査相関器１−７Ａの構成の一実施例を示す。Ａ／Ｄ変換器１−２の出力ＲＤは、ガード保持回路１−７Ａ−１、信号保持回路１−７Ａ−２に接続される。ガード保持回路１−７Ａ−１、信号保持回路１−７Ａ−２の出力は相関演算器１−７−３に接続される。相関演算器１−７−３の出力は積分器１−７−４に接続される。積分器１−７−４の出力は絶対値器１−７−５に接続される。絶対値器１−７−５の出力はノイズ除去器１−７−６に接続される。ノイズ除去器１−７−６の出力は遅延プロファイルＤＥＬＡＹ＿ＰＦである。
ここでガード保持回路１−７Ａ−１は、ＳＲＡＭ(Synchronous Random Access Memory)やＦＩＦＯ(First In First Out)メモリ等の記憶手段を用いて受信サンプル値系列ＲＤからガード期間部分のサンプル信号を記憶する。ガード信号を取り込むタイミングは、シンボルカウンタ１−６からのシンボル同期パルスＳＳＴのタイミングに基づく。また、この信号の取り込み処理はシンボル（ＳＳＴタイミング）毎に行う。
【００１２】
信号保持回路１−７Ａ−２は、シンボル後半部分のガード期間部分のサンプル信号を少なくとも含む受信サンプル値系列ＲＤ（例えば、シンボル後半部分のガード期間部分と、その前後のガード期間部分）を、ＳＲＡＭ等の記憶手段に記憶する。
相関演算器１−７−３では、ガード保持回路１−７Ａ−１の出力であるガード信号と、信号保持回路１−７Ａ−２の出力信号を複素数で相関演算する。これらの信号のサンプル時点を１サンプルずらし相関演算を行い、ガードサンプル数分の演算を行う。
各サンプル時点毎の相関演算結果は積分器１−７−４に入力され、実数成分、虚数成分それぞれガードサンプル数分の相関演算結果を加算積分する。この加算積分結果は、絶対値器１−７−５にて絶対値化を行い、走査ずれ量０時点の相関値を得る。
【００１３】
次に、信号保持回路１−７Ａ−２の出力信号を１サンプルずらし、同様にガード保持回路１−７Ａ−１のガード信号と相関演算を行い、積分し、絶対値化して走査ずれ量１時点の相関値を得る。以後、ずれ量を変えながら相関値系列を作成出力する。ここで得られた相関値系列はガード相関器１−４にて得られた相関値系列と区別するために走査相関値系列と定義する。
走査相関値系列はガード信号Ｇとサンプル値Ｓの成分が一致したときに相関値が大きくなる。ガード信号Ｇは有効シンボル長後にほぼ同一の成分となるため、図１２に示すように大きな相関値を得る。また、ピーク位置から１サンプルでもずれた場合には、ＧとＳは無相関な信号となり、相関値も小さく、０に近い値となるため、急峻な相関ピークを得ることが出来る。
ガード信号Ｇとサンプル信号Ｓとがほぼ同一成分になる時には、ＧとＳの相関値は大きくなる。しかし、ＯＦＤＭ信号の振幅分布は、ガウス分布に近い分布形態であるため、相関演算で得られた相関値レベルは、シンボル毎にばらついてしまう。
そこで、この相関値をノイズ除去器１−７−６に入力し、ノイズ除去を行う。ノイズ除去器１−７−６では、複数組の走査相関値系列を時間方向に加算して、ノイズ成分を低減した信号を出力する。ノイズを除去することで、ガード信号Ｇとサンプル信号Ｓとがほぼ同一成分である時には、相関値平均は平均的に所定のレベルとなる。
【００１４】
図３に、他の走査相関器１−７Ｂの構成を示す。Ａ／Ｄ変換器１−２の出力ＲＤは、信号保持回路１−７Ｂ−１、信号保持回路１−７Ｂ−２に接続される。信号保持回路１−７Ｂ−１、信号保持回路１−７Ｂ−２の出力は、相関演算器１−７−３に接続される。
相関演算器１−７−３以降の構成は、図２に示す走査相関器１−７Ａと同様である。
図２に示した走査相関器１−７Ａでは、ガードインターバル部分を用いたが、図３に示す走査相関器１−７Ｂでは、ガードインターバル部分に限らず受信サンプル値系列ＲＤの任意の部分を用いることが可能である。つまりガードインターバル部分を検出する必要がなく、その回路を省略することができる。
信号保持回路１−７Ｂ−１，１−７Ｂ−２は、同時に、ＲＤの任意の所定期間分の信号を、ＳＲＡＭ等の記憶手段に記憶する。相関演算器１−７−３では、信号保持回路１−７Ｂ−１，１−７Ｂ−２の出力を複素数で相関演算する。
これ以降の処理は、図２で説明した動作と同様である。ノイズを除去後、信号保持回路１−７Ｂ−１，１−７Ｂ−２から読み出された信号が、ほぼ同一成分である時には、相関値平均は平均的に所定のレベルとなる。
【００１５】
図４に、図２、図３に示す構成を用いた本発明の走査相関値系列による相関波形ＤＥＬＡＹ＿ＰＦの一例を示す。この場合、受信信号は主波と複数の反射波を含んでいる。各反射波のＤ／Ｕと遅延時間は、反射波▲１▼がＤ／Ｕ＝５ｄＢで遅延時間３０サンプル、反射波▲２▼がＤ／Ｕ＝１５ｄＢで遅延時間８０サンプル、反射波▲３▼がＤ／Ｕ＝２０ｄＢで遅延時間１６５サンプルであり、遅延時間が大きくなるにつれ指数的にＤ／Ｕが小さくなるような反射波である。図１１に示した従来のガード相関波形と比べて、急峻な相関ピークが出力されていることがわかる。また、Ｄ／Ｕ＝２０ｄＢの反射波もはっきりと認識できる。
図５に、他の走査相関器１−７Ｃの構成の一例を示す。Ａ／Ｄ変換器１−２の出力ＲＤはガード保持回路１−７Ｃ−１、信号保持回路１−７Ｃ−２、マルチパス検出器１−７Ｃ−７に接続される。マルチパス検出器１−７Ｃ−７の出力はガード保持回路１−７Ｃ−１に接続される。相関演算器１−７−３以降の接続は図２に示す走査相関器１−７Ａと同様である。
【００１６】
図２の構成では、主波の他にガードインターバル期間内の反射波が１波以上、且つ、反射波の合計が２波以上存在する時、反射波の遅延時間・レベルによっては相関結果において存在しないはずの反射波位置に相関ピークが出力される場合がある。これは、図２におけるガード保持器１−７Ａ−１に記憶されたガード信号と、信号保持器１−７Ａ−２に記憶されたサンプル信号の反射波成分同士が一致することによる相関ピークである。実際に存在する反射波の位置に、相関ピークが出力されるのは、主波成分と反射波成分が一致する時である。
そこで、このような状況が存在する場合は、図５に示す構成を用いることで存在しないはずの反射波位置には相関ピークは出力されない。
図２に示した走査相関器Ａ１−７Ａでは、ガード保持回路１−７Ａ−１は、受信サンプル値系列ＲＤからガード期間分を記憶するのに対し、図５に示す走査相関器１−７Ｃでは、ガード保持回路１−７Ｃ−１はガード期間の一部のみを記憶すれば良い。但し、反射波成分を含まない部分を記憶する必要がある。
そのため、マルチパス検出器１−７Ｃ−７において、ガード期間内に存在する反射波の内、遅延時間が最も小さいものを検出する。その遅延時間情報を用いてガード期間内の反射波が存在しないタイミングを出力し、ガード保持回路１−７Ｃ−１はそのタイミングに基づいて、ＲＤから反射波が存在しないガード期間の一部のサンプル信号のみを記憶する。
信号保持回路１−７Ｃ−２は、シンボル後半部分のガード期間部分の、ガード保持回路１−７Ｃ−１に記憶された部分と同成分のサンプル信号を少なくとも含むＲＤを、ＳＲＡＭ等の記憶手段に記憶する。
相関演算器１−７−３以降の処理は図２で説明した動作と同様である。但し、図２の構成に比べ相関演算に用いるサンプル数が少ないためＳ／Ｎが劣化する。そのため、ノイズ除去器１−７−６では、相関値に対しシンボル方向により多くフィルタリングを行い、ノイズ成分を除去した信号を出力する。したがって、ノイズを除去後、信号保持回路１−７Ｃ−１から読み出された信号が、ほぼ同一成分である時には、相関値平均は平均的にある所定のレベルとなる。
【００１７】
図６に、他の走査相関器１−７Ｄの構成の一例を示す。図２との相違点は、図２の絶対値器１−７−５を実数部取り出し器１−７−５’とした点である。
図２に示した走査相関器１−７Ａでは積分器１−７−４の出力を絶対値器１−７−５において絶対値化したが、図６の構成では実数部取り出し器１−７−５’とすることで、より簡単なハード構成にすることができる。
但し、図１に示す受信装置１のＩＦ／ＢＢ変換器１−１において、中間周波数(ＩＦ)帯域の受信信号Ｓ＿ＩＦを、ＩＦ帯域の信号からベースバンドの周波数帯域の信号に変換する際の周波数誤差がないことが前提となる。
【００１８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ガードインターバル期間外のマルチパスを観測可能なディジタル伝送装置を実現でき、より正確な遅延プロファイルにより、マルチパスの状態を観測できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の受信装置の一実施例の構成を示すブロック図
【図２】本発明の走査相関器１−７Ａの構成を示すブロック図
【図３】本発明の走査相関器１−７Ｂの他の構成を示すブロック図
【図４】本発明の走査相関器１−７Ａの相関結果ＤＥＬＡＹ＿ＰＦの一例を示す図
【図５】本発明の走査相関器１−７Ｃの他の構成を示すブロック図
【図６】本発明の走査相関器１−７Ｄの他の構成を示すブロック図
【図７】ＯＦＤＭ変調信号を示す波形図
【図８】ＯＦＤＭ信号のシンボル波形図
【図９】従来の受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】従来のガード相関器１−４の構成を示すブロック図
【図１１】従来のガード相関器１−４の相関結果ＤＥＬＡＹ＿ＰＦ’の一例を示す図
【図１２】従来のガード相関器１−４の相関結果ＤＥＬＡＹ＿ＰＦ’の他例を示す図
【図１３】従来のガード相関器１−４の相関結果ＤＥＬＡＹ＿ＰＦ’の他例を示す図
【図１４】従来のガード相関器１−４の相関結果ＤＥＬＡＹ＿ＰＦ’の他例を示す図
【符号の説明】
１：受信装置、１−１：ＩＦ／ＢＢ変換器、１−２：Ａ／Ｄ変換器、１−３：復調部、１−４：ガード相関器、１−５：シンボルタイミング検出器、１−６：シンボルカウンタ、１−７Ａ，１−７Ｂ，１−７Ｃ：走査相関器、１−７Ａ−１，１―７Ｃ−１：ガード保持回路、１−７Ａ−２，１−７Ｂ−１，１−７Ｂ−２，１−７Ｃ−２：信号保持回路、１−７−３：相関演算器、１−７−４：積分器、１−７−５：絶対値器、１−７−５’：実数取り出し部、１−７−６：ノイズ除去器、１−７Ｃ−７：マルチパス検出器。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) modulation type digital transmission apparatus.
[0002]
[Prior art]
In recent years, Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) is a modulation method suitable for digital transmission for mobiles and terrestrial digital television broadcasting, and is characterized by resistance to multipath fading and ghosting. ) Is attracting attention. This OFDM system is a kind of multi-carrier modulation system, and is a transmission system in which digital modulation is performed on n (n is several tens to several hundreds) carrier waves orthogonal to each other.
As shown in FIG. 7, a modulation signal obtained by adding a large number of digital modulation waves and orthogonally modulating the I axis and the Q axis is transmitted. As the above-described carrier wave digital modulation system, a 4-phase differential phase shift keying (DQPSK) is most often used, but 16-value quadrature amplitude modulation (16QAM), 64QAM, etc. It is also possible to use the multi-level modulation method.
Further, as shown in FIG. 8, the OFDM symbol includes an effective symbol (for example, 1024 samples) and a guard interval (for example, 128 samples) in which a part of the effective symbol is copied and added cyclically. In the OFDM method, by adding a guard interval, the delay wave (reflected wave) of the delay time within the guard interval period can avoid deterioration due to inter-symbol interference. Has strong resistance.
[0003]
Next, a series of reception processes according to the conventional method will be described. FIG. 9 shows a conventional configuration of the receiving apparatus. The IF / BB converter 1-1 converts the received signal S_IF in the intermediate frequency (IF) band from the IF band signal to a baseband frequency band signal to obtain an OFDM baseband signal. In the A / D converter 1-2, the OFDM baseband signal is sampled by the sampling clock, and the received sample value series RD is obtained.
Next, a method of calculating a delay profile (see FIGS. 12 and 13) that visualizes the presence / absence / mixed state (ghost state) of the reflected wave from the received sample value series RD will be described.
The RD from the A / D converter 1-2 is input to the demodulator 1-3 and the guard correlator 1-4. The guard correlator 1-4 performs a correlation operation between the RD and a signal obtained by delaying the RD for a predetermined time for each sample. The output of the guard correlator 1-4 is a delay profile DELAY_PF ′ due to guard correlation.
The correlation value series that is the output of the guard correlator 1-4 is input to the symbol timing detector 1-5. The symbol timing detector 1-5 detects a specific time point such as a symbol transition point from the correlation value series in units of sampling clocks. As the detection method, for example, the maximum value in the correlation value series is detected, and the guard interval position, that is, the symbol transition point is detected from the maximum value position.
The symbol transition point signal that is output from the symbol timing detector 1-5 is input to the symbol counter 1-6 as a reset pulse. The symbol counter 1-6 counts the symbol period in units of sampling clock and controls the symbol cycle timing of the entire receiver.
[0004]
Next, details of the guard correlator 1-4 will be described. FIG. 10 shows a conventional configuration of the guard correlator 1-4. The output RD of the A / D converter 1-2 is input to the correlation calculator 1-4-2 and the fixed delay circuit 1-4-1, and the output of the fixed delay circuit 1-4-1 is the correlation calculator 1-4. -2. The fixed delay circuit 1-4-1 delays RD by an effective symbol period (for example, 1024 samples).
Correlation calculator 1-4-2 performs, for each sample, a correlation calculation between reception sample sequence RD (τ) and signal RD (τ + valid) obtained by delaying reception sample sequence RD (τ) for a predetermined time. Here, τ: sampling time, valid: effective symbol period.
That is, the correlation calculation is a product of R (τ) and the conjugate complex number of R (τ + valid). The output of the correlation calculator 1-4-2 is input to the integrator 1-4-3, and the signals for the guard interval period are added and integrated.
The correlation calculation process shown above is described by the following equation (1).
C (τ) = | ΣRD (τ + k) × RD (τ + Valid + k) ^* | (1)
However, k = 0 to (Guard-1), ^* is a conjugate complex number C (τ): correlation calculation value at the time of τ sample RD (τ): complex reception signal at the time of τ sample
Valid: Number of valid data samples
Guard: Number of guard interval samples [0005]
At the next sampling clock point, the position of the signal extracted by the correlation calculator 1-4-2 is shifted by one sample (τ is shifted by one sample in the equation (1)), and the correlation calculation is performed in the same manner. Correlation calculation is performed while shifting the position at which this processing is extracted for each sampling clock, and a correlation value series is output. This correlation value series is a delay profile DELAY_PF ′.
The correlation value sequence when there is no multipath is as shown in FIG. That is, when the correlation calculation in the correlation calculator 1-4-2 does not include the signal in the guard interval period, the signal that is not delayed and the delayed signal are uncorrelated, so the value of the correlation result is reduced to 0. A close value. However, when the signal of the guard interval period starts to be included, the value of the correlation result increases proportionally, and when the guard interval period is correctly included, the value of the correlation result becomes maximum. Further, when the capturing position is shifted, the value of the correlation result becomes proportionally small, and the correlation waveform becomes almost a triangular wave.
[0006]
Next, the demodulator 1-3 shown in FIG. 9 will be described. The demodulator 1-3 performs FFT (Fast Fourier Transform) calculation and demodulation. In this FFT operation, an FFT time window is provided on the received sample series RD based on the symbol cycle timing from the symbol counter 1-6. The FFT time window has a period of an effective symbol length and matches the number of samples of FFT processing. The FFT time window is preferably arranged at the end of the symbol period in order to reduce the influence of multipath within the guard interval period.
Here, when a multipath outside the guard interval period occurs in the received signal and the FFT time window becomes a position including a signal of an adjacent symbol, intersymbol interference occurs. Intersymbol interference due to the OFDM signal is mixed with Gaussian noise, that is, C / N degradation, resulting in degradation of the code error rate. Normally, in the case of multipath outside the guard interval period, the C / N deterioration is greater as the delay time is larger and the level is larger.
In this way, the received sample series RD is subjected to FFT processing and converted from a time-axis signal to a frequency-axis signal. Thereafter, each subcarrier is demodulated based on a modulation scheme such as DQPSK or 16QAM, and demodulated data Data is output.
[0007]
Next, usage conditions for OFDM transmission will be described.
The OFDM transmission is often used under poor transmission path conditions such as mobile transmission due to its method. In particular, in a multipath environment, the main wave propagated directly from the transmitting device to the receiving device and various reflected waves reflected from buildings and mountains are propagated with their respective delay times. Will be received.
In addition, in a fixed line, the line design is generally performed in a place where the line of sight can be seen from the transmitter to the receiver, so that the main wave with a large level exists stably, and the transmission line conditions are worse as mobile transmission. There is little to be. However, in the case of the SFN (Single Frequency Network) system that relays and transmits at the same frequency, signals propagated from each relay station are combined and received with a propagation delay time difference near the intermediate point between the relay station and the relay station. Will be. These can be said to be in a multipath environment in which a signal that has reached the receiving unit first is regarded as a main wave, and a signal that has arrived later is regarded as a reflected wave.
If the delay time of the reflected wave is within the guard interval period, the FFT time window does not include a signal of an adjacent symbol, so that intersymbol interference does not occur and C / N degradation does not occur. However, when the delay time of the reflected wave is outside the guard interval period, the FFT time window includes adjacent symbols, inter-symbol interference occurs, and C / N deteriorates. At this time, the larger the delay time and level of the reflected wave, the greater the deterioration of C / N.
Therefore, it is very important in OFDM transmission to monitor the delay time and level of the reflected wave outside the guard interval period.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
As a means for observing the transmission state in such a multipath environment, there is the aforementioned delay profile. However, in the conventional technology, when there is a multipath outside the guard interval period, when trying to observe a delay profile due to guard correlation, the correlation value output becomes a level proportional to the square of the amplitude of the received signal. A small reflected wave of approximately D / U = 10 dB or more has the same level as the noise floor of the correlation output. For this reason, only a reflected wave with a large level is displayed, and there is a drawback that even if inter-symbol interference occurs due to a reflected wave of D / U = 10 dB or more outside the guard interval period, it cannot be recognized.
Examples of correlation waveforms in this case are shown in FIGS. In this example, the guard interval is 128 samples. The example of FIG. 12 is a case where a main wave and a reflected wave with D / U = 10 dB and a delay time of 150 samples (outside the guard interval period) exist. At this time, C / N = about 27 dB due to intersymbol interference. Here, in C / N, among signals included in the FFT time window, C is a signal of a symbol including the same data of the main wave and the reflected wave, and N is a signal of an adjacent symbol (mixed noise) due to the reflected wave. is there. FIG. 13 shows a case where a main wave and a reflected wave with D / U = 5 dB and a delay time of 300 samples (outside the guard interval period) exist. At this time, C / N = about 14 dB due to intersymbol interference.
In addition, a correlation waveform formed by a plurality of reflected waves having a short delay time appears as one triangular waveform, which causes a defect that the states of these reflected waves cannot be observed separately. An example of this case is shown in FIG. FIG. 14 is a correlation waveform in the case where there are two reflected waves having a level difference between the main wave and the reflected wave of 5 dB and a delay time difference of 30 samples. As can be seen from this figure, it is difficult to recognize that there are two reflected waves.
Therefore, the present invention aims to clearly indicate the presence of a reflected wave up to about multipath D / U = 20 dB by calculating the main wave and the reflected wave as a delay profile in which each wave is separated by a steep correlation peak. And
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above-mentioned object, in the receiver that receives the OFDM signal including the guard interval, the guard interval signal detected from the received sample signal is subjected to correlation calculation while shifting the time on the received sample signal, The transmission state in the transmission line is detected from the correlation calculation result.
In addition, in a receiver that receives an OFDM signal including a guard interval, a correlation calculation is performed on the received sample signal for a predetermined period while shifting the time on the received sample signal, and a transmission path is calculated from the correlation calculation result. The transmission state in is detected.
Further, among the guard interval signals detected from the received sample signal, a correlation operation is performed on the received sample signal while shifting the time of the guard interval signal that does not include a reflected wave. The main wave and reflected wave positions are detected.
In addition, assuming that carrier synchronization is established, the main value and reflected wave position on the received sample signal are detected from the correlation calculation result by simply extracting the real part of the absolute value calculation in the correlation calculation.
The main wave and reflected wave positions on the detected received sample signal are displayed as an image.
As a result, the obtained correlation waveform is a delay profile that has a steeper correlation peak than the correlation waveform by the conventional guard correlation, and it is possible to observe a reflected wave outside the guard interval period.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, FIG. 1 shows an embodiment of the configuration of the receiving apparatus of the present invention, which will be described in detail.
Here, differences from the prior art shown in FIG. 9 will be described. In the conventional configuration, the output of the guard correlator 1-4 is the delay profile output DELAY_PF ′. However, in the present invention, the scan correlator 1-7A is provided, and the output of the scan correlator 1-7A is the delay profile output DELAY_PF. is there.
The S_IF converted to the intermediate frequency (IF) band is connected to the IF / BB converter 1-1. The output of the IF / BB converter 1-1 is connected to the A / D converter 1-2. The output RD of the A / D converter 1-2 is connected to the demodulator 1-3, the guard correlator 1-4, and the scanning correlator 1-7A. The output of the demodulator 1-3 is output as demodulated data Data. The output of the guard correlator 1-4 is connected to the symbol timing detector 1-5. The output of the symbol timing detector 1-5 is connected to the symbol counter 1-6. The output of the symbol counter 1-6 is connected to the demodulator 1-3 and the scanning correlator 1-7A. The output of the scan correlator 1-7A is the delay profile DELAY_PF.
[0011]
The difference from the conventional processing is that processing by the scanning correlator 1-7A is added, and the processing of the scanning correlator 1-7A will be described with reference to FIG.
FIG. 2 shows an example of the configuration of the scanning correlator 1-7A. The output RD of the A / D converter 1-2 is connected to the guard holding circuit 1-7A-1 and the signal holding circuit 1-7A-2. Outputs of the guard holding circuit 1-7A-1 and the signal holding circuit 1-7A-2 are connected to a correlation calculator 1-7-3. The output of the correlation calculator 1-7-3 is connected to the integrator 1-7-4. The output of the integrator 1-7-4 is connected to the absolute value unit 1-7-5. The output of the absolute value device 1-7-5 is connected to the noise remover 1-7-6. The output of the noise remover 1-7-6 is a delay profile DELAY_PF.
Here, the guard holding circuit 1-7A-1 stores the sample signal of the guard period portion from the received sample value series RD using storage means such as SRAM (Synchronous Random Access Memory) or FIFO (First In First Out) memory. . The timing for capturing the guard signal is based on the timing of the symbol synchronization pulse SST from the symbol counter 1-6. Further, this signal capturing process is performed for each symbol (SST timing).
[0012]
The signal holding circuit 1-7A-2 stores the received sample value series RD (for example, the guard period portion in the second half of the symbol and the guard period portions before and after the received symbol value series) including at least the sample signal of the guard second half in the symbol. It memorizes to storage means.
In the correlation calculator 1-7-3, the guard signal, which is the output of the guard holding circuit 1-7A-1, and the output signal of the signal holding circuit 1-7A-2 are subjected to correlation calculation with complex numbers. Correlation calculation is performed by shifting the sampling point of these signals by one sample, and calculation is performed for the number of guard samples.
The correlation calculation result for each sample time is input to the integrator 1-7-4, and the correlation calculation results for the number of guard samples are added and integrated for each of the real number component and the imaginary number component. The addition integration result is converted to an absolute value by the absolute value device 1-7-5, and a correlation value at the time point of zero scanning deviation is obtained.
[0013]
Next, the output signal of the signal holding circuit 1-7A-2 is shifted by one sample, similarly, the correlation operation with the guard signal of the guard holding circuit 1-7A-1 is performed, integrated, converted into an absolute value, and the scanning deviation amount 1 time point To obtain the correlation value. Thereafter, a correlation value series is created and output while changing the deviation amount. The correlation value sequence obtained here is defined as a scanning correlation value sequence in order to distinguish it from the correlation value sequence obtained by the guard correlator 1-4.
The correlation value of the scanning correlation value series increases when the components of the guard signal G and the sample value S match. Since the guard signal G has substantially the same component after the effective symbol length, a large correlation value is obtained as shown in FIG. Further, when even one sample deviates from the peak position, G and S are uncorrelated signals, and the correlation value is small and close to 0, so that a steep correlation peak can be obtained.
When the guard signal G and the sample signal S have substantially the same component, the correlation value between G and S increases. However, since the amplitude distribution of the OFDM signal has a distribution form close to a Gaussian distribution, the correlation value level obtained by the correlation calculation varies from symbol to symbol.
Therefore, this correlation value is input to the noise remover 1-7-6 to remove noise. The noise remover 1-7-6 adds a plurality of sets of scanning correlation value series in the time direction, and outputs a signal with reduced noise components. By removing the noise, when the guard signal G and the sample signal S are substantially the same component, the average correlation value becomes a predetermined level on average.
[0014]
FIG. 3 shows the configuration of another scan correlator 1-7B. The output RD of the A / D converter 1-2 is connected to the signal holding circuit 1-7B-1 and the signal holding circuit 1-7B-2. Outputs of the signal holding circuit 1-7B-1 and the signal holding circuit 1-7B-2 are connected to a correlation calculator 1-7-3.
The configuration after the correlation calculator 1-7-3 is the same as that of the scanning correlator 1-7A shown in FIG.
The scan correlator 1-7A shown in FIG. 2 uses the guard interval part, but the scan correlator 1-7B shown in FIG. 3 uses not only the guard interval part but also any part of the received sample value series RD. It is possible. That is, it is not necessary to detect the guard interval portion, and the circuit can be omitted.
The signal holding circuits 1-7B-1 and 1-7B-2 simultaneously store signals for an arbitrary predetermined period of RD in a storage unit such as an SRAM. The correlation calculator 1-7-3 performs a correlation calculation on the outputs of the signal holding circuits 1-7B-1 and 1-7B-2 with complex numbers.
The subsequent processing is the same as the operation described in FIG. After the noise is removed, when the signals read from the signal holding circuits 1-7B-1 and 1-7B-2 have substantially the same components, the average correlation value becomes a predetermined level on average.
[0015]
FIG. 4 shows an example of a correlation waveform DELAY_PF based on the scanning correlation value series of the present invention using the configuration shown in FIGS. In this case, the received signal includes a main wave and a plurality of reflected waves. The D / U and delay time of each reflected wave are as follows: the reflected wave (1) is D / U = 5 dB and the delay time is 30 samples; the reflected wave (2) is D / U = 15 dB and the delay time is 80 samples; ▼ is D / U = 20 dB and the delay time is 165 samples, and the reflected wave is such that D / U decreases exponentially as the delay time increases. Compared with the conventional guard correlation waveform shown in FIG. 11, it can be seen that a steeper correlation peak is output. Also, a reflected wave with D / U = 20 dB can be clearly recognized.
FIG. 5 shows an example of the configuration of another scan correlator 1-7C. The output RD of the A / D converter 1-2 is connected to the guard holding circuit 1-7C-1, the signal holding circuit 1-7C-2, and the multipath detector 1-7C-7. The output of the multipath detector 1-7C-7 is connected to the guard holding circuit 1-7C-1. The connections after the correlation calculator 1-7-3 are the same as those of the scanning correlator 1-7A shown in FIG.
[0016]
In the configuration of FIG. 2, when there are one or more reflected waves in the guard interval period in addition to the main wave, and there are two or more reflected waves in total, there is a correlation result depending on the delay time and level of the reflected waves. A correlation peak may be output at the position of the reflected wave that should not be received. This is a correlation peak due to a match between the guard signal stored in the guard holder 1-7A-1 in FIG. 2 and the reflected wave components of the sample signal stored in the signal holder 1-7A-2. . The correlation peak is output at the position of the reflected wave that actually exists when the main wave component and the reflected wave component match.
Therefore, when such a situation exists, a correlation peak is not output at a reflected wave position that should not exist by using the configuration shown in FIG.
In the scan correlator A1-7A shown in FIG. 2, the guard holding circuit 1-7A-1 stores the guard period from the received sample value series RD, whereas in the scan correlator 1-7C shown in FIG. The guard holding circuit 1-7C-1 only needs to store a part of the guard period. However, it is necessary to memorize a portion that does not include the reflected wave component.
Therefore, the multipath detector 1-7C-7 detects the reflected wave existing within the guard period and having the smallest delay time. Based on the timing, the guard holding circuit 1-7C-1 outputs a timing at which no reflected wave is present from the RD based on the timing. Remember only the signal.
The signal holding circuit 1-7C-2 uses the RD including at least a sample signal having the same component as the portion stored in the guard holding circuit 1-7C-1 in the guard period portion of the latter half of the symbol as a storage unit such as an SRAM. Remember.
The processing after the correlation calculator 1-7-3 is the same as the operation described in FIG. However, since the number of samples used for the correlation calculation is small compared to the configuration of FIG. 2, the S / N deteriorates. Therefore, the noise remover 1-7-6 performs more filtering on the correlation value in the symbol direction, and outputs a signal from which the noise component has been removed. Therefore, when the signals read from the signal holding circuit 1-7C-1 after removing the noise are substantially the same component, the average correlation value becomes a predetermined level on average.
[0017]
FIG. 6 shows an example of the configuration of another scan correlator 1-7D. The difference from FIG. 2 is that the absolute value unit 1-7-5 of FIG. 2 is replaced with a real part extractor 1-7-5 ′.
In the scanning correlator 1-7A shown in FIG. 2, the output of the integrator 1-7-4 is converted into an absolute value by the absolute value unit 1-7-5. However, in the configuration of FIG. By setting 5 ′, a simpler hardware configuration can be achieved.
However, in the IF / BB converter 1-1 of the receiving apparatus 1 shown in FIG. 1, the frequency when the received signal S_IF in the intermediate frequency (IF) band is converted from the signal in the IF band to the signal in the baseband frequency band. It is assumed that there is no error.
[0018]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a digital transmission apparatus capable of observing a multipath outside the guard interval period can be realized, and a multipath state can be observed with a more accurate delay profile.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a receiving apparatus of the present invention. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a scan correlator 1-7A of the present invention. Fig. 4 is a block diagram showing another configuration of 7B. Fig. 4 is a diagram showing an example of a correlation result DELAY_PF of the scan correlator 1-7A of the present invention. Fig. 5 shows another configuration of the scan correlator 1-7C of the present invention. FIG. 6 is a block diagram showing another configuration of the scanning correlator 1-7D of the present invention. FIG. 7 is a waveform diagram showing an OFDM modulated signal. FIG. 8 is a symbol waveform diagram of an OFDM signal. FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a conventional guard correlator 1-4. FIG. 11 is a diagram showing an example of a correlation result DELAY_PF ′ of a conventional guard correlator 1-4. 12. Correlation result DELAY of conventional guard correlator 1-4 FIG. 13 is a diagram showing another example of the correlation result DELAY_PF ′ of the conventional guard correlator 1-4. FIG. 14 is another example of the correlation result DELAY_PF ′ of the conventional guard correlator 1-4. Diagram showing an example [Explanation of symbols]
1: receiver, 1-1: IF / BB converter, 1-2: A / D converter, 1-3: demodulator, 1-4: guard correlator, 1-5: symbol timing detector, 1 -6: Symbol counter, 1-7A, 1-7B, 1-7C: Scanning correlator, 1-7A-1, 1-7C-1: Guard holding circuit, 1-7A-2, 1-7B-1, 1-7B-2, 1-7C-2: Signal holding circuit, 1-7-3: Correlation calculator, 1-7-4: Integrator, 1-7-5: Absolute value calculator, 1-7-5 ': Real number extraction unit, 1-7-6: Noise remover, 1-7C-7: Multipath detector.

Claims

In a receiver that receives an OFDM signal including a guard interval, a signal of a predetermined period including at least a guard interval signal is detected from the received sample signal for each symbol based on the symbol timing, and the signal of the detected predetermined period is received. A transmission state detection method characterized by performing a correlation operation with the received sample signal while shifting the time on the sample signal, and detecting a main wave and a reflected wave position on the received sample signal from the correlation calculation result.

In a receiver that receives an OFDM signal including a guard interval, a signal of a predetermined period in the received sample signal is detected for each symbol based on the symbol timing, and the detected signal of the predetermined period is timed on the received sample signal. A transmission state detection method characterized by performing a correlation operation with the received sample signal while shifting, and detecting a main wave and a reflected wave position on the received sample signal from the correlation calculation result.

3. The main wave on the received sample signal according to claim 1, wherein the correlation calculation output is converted into an absolute value and added in a time direction to reduce a noise component, thereby obtaining an absolute value and reducing the noise component from the correlation calculation result. And a reflected wave position is detected, and the main wave and reflected wave positions on the detected received sample signal are displayed as images .

4. The method according to claim 1, wherein assuming that carrier synchronization is established, processing for extracting a real component instead of the absolute value calculation in the correlation calculation is performed, and the main wave and reflected wave positions on the received sample signal are obtained from the obtained correlation calculation result. A transmission state detection method comprising: detecting and displaying an image of a main wave and a reflected wave position on a detected received sample signal .