JP3875154B2

JP3875154B2 - Waveform equalization apparatus, information reproducing apparatus, communication apparatus, waveform equalization method, waveform equalization program, and computer-readable recording medium recording the waveform equalization program

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Publication number: JP3875154B2
Application number: JP2002223092A
Authority: JP
Inventors: 哲也奥村; 茂己前田
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2002-07-31
Filing date: 2002-07-31
Publication date: 2007-01-31
Anticipated expiration: 2022-07-31
Also published as: JP2004063036A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、信号再生系において、再生信号を適応的に波形等化する波形等化装置、波形等化方法、波形等化プログラム、及び波形等化プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体、並びに、上記波形等化装置を備えた情報再生装置及び通信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、情報記録媒体（以下、単に「記録媒体」という。）のより高い記録密度を実現するために、データ検出方式としてＰＲＭＬ（Partial Response Maximum Likelihood）方式が採用されている。ＰＲＭＬにおいては、記録媒体から再生された再生波形を、ＰＲクラスで想定する理想的な周波数特性に近づけるために波形等化を行う必要がある。また、記録媒体を再生する際には、記録媒体ごとの特性のばらつきや、ディスクチルト、サーボオフセット等、再生系の特性変動に起因する再生特性変動が存在するため、この再生特性変動に対して適応的に波形等化の等化特性を更新する適応等化技術が用いられる。
【０００３】
従来の適応等化技術の例としては、ＬＭＳ（Least Mean Square：最小二乗平均）法と呼ばれる手法が代表的である。
【０００４】
図１３及び図１４を用いて、この従来技術について説明する。ここでは、ＰＲ（１，２，１）特性に基づいてＰＲＭＬ方式によりデータ検出する場合を例に説明する。
【０００５】
図１３は、再生波形と、ＰＲ（１，２，１）特性で想定する理想波形との関係を示すグラフである。図１３において、ｕ（ｉ−２）、ｕ（ｉ−１）、ｕ（ｉ）、…、は再生波形をチャネルクロックでＡ／Ｄ変換した再生信号列を表し、ｄ（ｉ−２）、ｄ（ｉ−１）、ｄ（ｉ）、…、はｕ（ｉ−２）、ｕ（ｉ−１）、ｕ（ｉ）、…、に対応する時刻の理想波形信号列を表している。
【０００６】
図１４は、従来の波形等化装置５０の構成を示すブロック図である。この波形等化装置は、等化係数（タップ係数）ｃ（ｋ，ｉ）（ｋ＝０、１、２）なる３タップのＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ５２（有限インパルス応答フィルタ）と、ＬＭＳ演算回路５３と、理想波形発生回路５４とを備えて構成されている。波形等化装置５０では、ＬＭＳ法に基づき、再生波形と、ＰＲクラスで想定する理想的な信号波形とから等化誤差を求め、等化誤差が小さくなるように等化特性を適応的に変化させていくことにより理想特性に近づけていく。
【０００７】
波形等化装置５０においては、入力された時刻ｉでの再生信号ｕ（ｉ）は、チャネル時間Ｔの遅延素子によって遅延され、ＦＩＲフィルタ５２におけるタップ係数ｃ（ｋ，ｉ）との畳み込み演算が行われて、等化後信号ｙ（ｉ−１）＝ｃ（０，ｉ）ｕ（ｉ）＋ｃ（１，ｉ）ｕ（ｉ−１）＋ｃ（２，ｉ）ｕ（ｉ−２）として出力される。理想波形発生回路５４は、再生信号ｕ（ｉ−１）に対応するＰＲ（１，２，１）特性の理想波形信号ｄ（ｉ−１）を出力している。ＬＭＳ演算回路５３には、理想波形信号ｄ（ｉ−１）、時刻ｉにおけるタップ係数ｃ（ｋ，ｉ）、等化後信号ｙ（ｉ−１）、及び再生信号列ｕ（ｉ−２）、ｕ（ｉ−１）、ｕ（ｉ）が入力される。ＬＭＳ演算回路５３では、時刻ｉに再生信号ｕ（ｉ）が入力される毎に、ｃ（ｋ，ｉ＋１）＝ｃ（ｋ，ｉ）−μ｛ｙ（ｉ−１）−ｄ（ｉ−１）｝ｕ（ｉ−ｋ）なる式の演算が行われ、新しく求められたタップ係数ｃ（ｋ，ｉ＋１）によって時刻（ｉ＋１）でのＦＩＲフィルタ５２のタップ係数が更新される。
【０００８】
ＬＭＳ演算回路５３における上記演算式において、μはステップゲインと呼ばれる定数であり、この演算式は、一般にＬＭＳアルゴリズムとして知られている。ステップゲインμが適当な値に設定されていれば、上記更新動作を繰り返すうちにタップ係数ｃ（ｋ，ｉ）は所定値に収束していく。そして、最終的に収束したタップ係数で等化した再生波形の理想波形に対する平均二乗誤差Ｅ［｛ｙ（ｉ）−ｄ（ｉ）｝²］（Ｅは期待値演算子）は、最小となることがフィルタ理論により明らかにされている。
【０００９】
なお、ＬＭＳ法を用いる他の技術としては、特開２０００−１５６０４１号公報（公開日：２０００年６月６日）に開示された技術がある。この技術では、サーボ誤差調整後の再生インパルスレスポンスを目標再生特性として、適応等化を行うものである。
【００１０】
また、波形等化を行うのではなく、再生時のサンプリング位相のずれやトラックオフセット等を調整するために、再生波形を評価する評価関数を用いる技術が、特開平１０−２１６５１号公報（公開日：１９９８年１月２３日）に開示されている。この技術では、最尤復号器から出力され、選別された差メトリックの標準偏差を求め、この標準偏差を上記評価関数としている。そして、この標準偏差が最小となるように、上記の調整を行うようになっている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、一般に波形等化処理はノイズの高域成分の強調を同時に引き起こす。そのため、高密度記録のために分解能が低い（すなわち高域成分の減衰が著しい）再生信号に対して、波形等化装置５０のように、ＰＲクラスで想定される理想波形を目標としてＬＭＳアルゴリズムによる適応等化を行った場合、高域成分をかなり大きく強調することになり、その結果、Ｓ／Ｎ（Signal to Noise）比が悪化して、必ずしもエラーレートが最良となる等化特性にはならないという問題があった。言い換えると、エラーレートが最良となるように等化を行った信号波形の周波数特性は、ＰＲクラスで想定される周波数特性よりも高域成分が少し減衰した特性となる。また、このような減衰の度合いは再生系によって様々である。
【００１２】
従って、エラーレートを最良とするためには、等化特性とエラーレートの相関性を考慮に入れた上で最適な等化特性に適応等化することが必要であった。
【００１３】
また、上記特開２０００−１５６０４１号公報に開示の技術では、最初にサーボ最適化を行って理想波形を作成する処理が必要となるため、起動時間が長くなるとともに、起動処理が複雑になってしまう。また、この技術では、サーボ最適状態での再生波形そのもの、つまり等化を行っていない波形を理想波形としているため、この理想波形は真にエラーレートが低くなるような波形とは限らない。そのため、この技術により適応等化を行った場合も、必ずしもエラーレートが最良となる等化特性にはならない。
【００１４】
また、上記特開平１０−２１６５１号公報に開示の技術では、再生時のサンプリング位相のずれやトラックオフセット等を調整できるにとどまり、波形等化を行うことができない。上記のような調整では、適切な波形等化を行う場合と比較して、エラーレートを低減できる効果が低い。そのため、エラーレートを良好に低減することが困難である。
【００１５】
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、復号によるエラーレートをより良好に低減することができる波形等化装置や波形等化方法などを実現することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の波形等化装置は、ビタビ復号可能な入力信号列を波形等化しつつ、その等化特性を適応化する波形等化装置において、前記入力信号列に基づいて前記波形等化を行うことで等化後信号列を生成する等化手段と、前記等化後信号列に基づくビタビ復号過程における正解パスと誤りパスとのパスメトリック差を検出するパスメトリック差検出手段と、前記パスメトリック差の目標値を設定する目標値設定手段と、検出された前記パスメトリック差の前記目標値に対する誤差に基づいて、前記適応化を行う等化適応化手段と、を備えることを特徴としている。
【００１７】
また、本発明の波形等化方法は、ビタビ復号可能な入力信号列を波形等化しつつ、その等化特性を適応化する波形等化方法において、前記入力信号列に基づいて前記波形等化を行うことで等化後信号列を生成する等化ステップと、前記等化後信号列に基づくビタビ復号過程における正解パスと誤りパスとのパスメトリック差を検出するパスメトリック差検出ステップと、前記パスメトリック差の目標となる値として設定された目標値に対する、検出された前記パスメトリック差の誤差に基づいて、前記適応化を行う等化適応化ステップと、を含むことを特徴としている。
【００１８】
上記の構成及び方法では、等化後信号列に基づくパスメトリック差を検出し、このパスメトリック差を用いて等化特性の適応化を行う。
【００１９】
上述したように、従来のＬＭＳ法による適応等化では、復号された信号のエラーレートを考慮せず、入力信号と理想波形信号とに基づいて信号単位で等化特性の適応化を図っているため、必ずしもエラーレートが最良となる等化特性にはならない。
【００２０】
これに対して、パスメトリック差を用いて等化特性の適応化を行うことにより、適応化に対してエラーレートを考慮に入れることができる。その理由は次の通りである。パスメトリック差は、ビタビ復号過程において生き残りを賭けて対決する２本のパスから正解パスを決定するための指標である。そのため、パスメトリック差は、そのパスメトリック差の検出の元となった等化後信号列が、復号過程において誤ったパスを生き残りパスとして決定してしまう危険性をどの程度はらんでいるものであるか、つまり復号におけるエラーの発生する度合いを示していることになる。このため、パスメトリック差を用いて等化特性の適応化を行うことにより、適応化に対してエラーレートを考慮に入れることができ、復号によるエラーレートをより良好に低減することができるようになる。
【００２１】
ここで、エラーレートを小さくするためには、所定のパスに対応して検出されるパスメトリック差のばらつきを小さくすればよい。しかし、パスメトリック差のばらつきを小さくするために、パスメトリック差の標準偏差等を算出し、これを最小化するように等化特性を適応化しようとすると、そのための演算が複雑になる。したがって、このような方法は極めて困難であり、実現されていない。
【００２２】
そこで、本発明では、所定のパスに対しては理想的なパスメトリック差が定まること、及び実際に検出されるパスメトリック差はこの理想的なパスメトリック差に対してばらつきを有していることに着目し、上記の構成及び方法のように、まずパスメトリック差の目標値を設定しておき、実際に検出されたパスメトリック差と設定した目標値との誤差に基づいて等化特性を適応化するようにしている。これにより、上記のようにパスメトリック差の標準偏差等を算出してこれを最小化するように等化特性を適応化する場合と比較して、必要な演算を格段に簡素化することができる。
【００２３】
その結果、上記の構成及び方法により、復号によるエラーレートをより良好に低減することができる波形等化装置及び方法を実現することができる。
【００２４】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、前記パスメトリック差検出手段が、前記等化後信号列に基づくビタビ復号過程の進展にともなって順次対決する前記正解パスと誤りパスとのパスメトリック差を順次検出した場合、前記各パスメトリック差にそれぞれ対応する前記誤差の平均二乗である平均二乗誤差が最小値に近づくように、前記等化適応化手段が前記適応化を行うことが望ましい。
【００２５】
また、本発明の波形等化方法は、上記の波形等化方法において、前記パスメトリック差検出ステップを繰り返し行うことにより、前記等化後信号列に基づくビタビ復号過程の進展にともなって順次対決する前記正解パスと誤りパスとのパスメトリック差が順次検出された場合、前記各パスメトリック差にそれぞれ対応する前記誤差の平均二乗である平均二乗誤差が最小値に近づくように、前記等化適応化ステップによる適応化が行われることが望ましい。
【００２６】
上記の構成及び方法のように、エラーレートを低減するためには、上記誤差の平均二乗である平均二乗誤差を最小値に近づけるように適応化を行えばよい。なお、この適応化を行うためには、必ずしも実際に平均二乗誤差を算出する必要はなく、適応化を繰り返すことによって、結果として平均二乗誤差が最小値に近づくようにすればよい。
【００２７】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、前記等化手段は、複数の等化係数に対して前記入力信号列の各入力信号を順次対応づけつつ、前記各等化係数と、当該各等化係数に対応づけられた各入力信号との畳み込み演算を行うことで等化後信号列を生成するものであり、前記等化適応化手段は、前記各等化係数を変数として作成される前記誤差の二乗値を表す関数を最小値に近づけるように前記各等化係数を更新することにより、前記適応化を行うことが望ましい。
【００２８】
また、本発明の波形等化方法は、上記の波形等化方法において、前記等化ステップは、複数の等化係数に対して前記入力信号列の各入力信号を順次対応付けつつ、前記各等化係数と、当該各等化係数に対応づけられた各入力信号との畳み込み演算を行うことで等化後信号列を生成し、前記等化適応化ステップは、前記各等化係数を変数として作成される前記誤差の二乗値を表す関数を最小値に近づけるように前記各等化係数を更新することにより、前記適応化行うことが望ましい。
【００２９】
上記の構成及び方法では、等化手段の等化係数を更新することにより適応化を行う。この等化係数の更新のために、各等化係数を変数として作成される上記誤差の二乗値を表す関数を想定する。上記誤差は、等化後信号列に基づいて検出されたパスメトリック差の誤差であり、等化後信号列は各入力信号に各等化係数を畳み込んだものであるため、各等化係数を変数として上記誤差の二乗値を表すことができる。
【００３０】
そして、上記関数を最小値に近づける方向に各等化係数を更新することによる適応化を繰り返すことで、ビタビ復号過程の進展にともなって順次検出されるパスメトリック差に対応する上記誤差の平均二乗である平均二乗誤差を最小値に近づけることができる。その結果、復号によるエラーレートをより良好に低減することが可能になる。
【００３１】
なお、上記関数を最小値に近づける方向に各等化係数を更新するには、前記等化適応化手段は、前記各等化係数から、当該等化係数による前記関数の偏微分結果である勾配の定数倍を減算することによって、前記各等化係数を更新すればよい。
【００３２】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、前記等化適応化手段には、前記勾配を算出する演算として、前記誤差と、当該誤差を生じたパスメトリック差に対応するパスを構成する前記入力信号列の各入力信号に予め定められた重み付けをして加算した値との積の演算が予め設定されていることが望ましい。
【００３３】
上記の構成では、上記勾配を、上記誤差と、予め定められた重み付けがなされた入力信号の和との積として算出することができる。なお、重み付けは、更新しようとしている等化係数が上記複数の等化係数のうちの何れであるか、及びパスメトリック差検出手段がどのようなパーシャルレスポンス特性を想定しているかによって定めることができる。そして、等化適応化手段には上記の演算が予め設定されているため、加算や乗算などの簡単な演算の組合せで上記勾配を算出し、等化係数を更新することができる。
【００３４】
その結果、上記の構成では、等化適応化手段をより簡単な回路構成で実現することができるようになる。
【００３５】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、前記入力信号列の復号結果である復号ビット列を生成する復号手段と、ビタビ復号にとって理想的な波形を構成する理想波形信号列を想定した場合のパスメトリック差が予め定められた特定値となるようなビット列のパターンである特定パターンを、前記復号ビット列から検出するパターン検出手段とを備え、前記等化適応化手段は、前記特定パターンが検出されたときに、前記等化後信号列における前記特定パターンに対応する信号列に基づいて検出されたパスメトリック差の前記誤差に基づいて、前記適応化を行うことが望ましい。
【００３６】
上記の構成では、理想波形信号列に基づくパスメトリック差が特定値となるような特定パターンに基づいて適応化を行うことにより、ビタビ復号過程においてエラーを起こしやすいパターンに特化して等化特性を最適化することができる。
【００３７】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、前記等化後信号列に基づくビタビ復号により、情報データとして利用される情報データビット列を生成する情報データ復号手段を備え、前記復号手段は、前記情報データ復号手段の行うビタビ復号におけるパスメモリ長よりも短いパスメモリ長でビタビ復号を行って前記復号ビット列を生成することが望ましい。
【００３８】
情報データとして利用される情報データビット列は、エラーレートが十分小さくなるように復号する必要があり、ビタビ復号におけるパスメモリ長を十分長くとる必要がある。この情報データビット列は、パスメモリ長に相当する時間遅延して出力されるため、この情報データビット列に基づいて特定パターンを検出しようとすると、検出の遅延が生じ、結果として適応化が遅れることになる。
【００３９】
一方、パターン検出のための復号ビット列としては、情報データビット列で要求されるほどエラーレートを小さくしなくても、適応化には十分である。
【００４０】
そこで、上記の構成では、パターン検出のための復号ビット列を生成する復号手段のパスメモリ長を、情報データビット列を生成する情報データ復号手段のパスメモリ長よりも短くしている。これにより、パターン検出の遅延を小さくすることができる。その結果、適応化の遅れを短くして応答性の優れた適応化を実現することが可能になる。
【００４１】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、予め定められた参照ビット列を記憶し、かつ、前記参照ビット列に復号されるべき参照信号列が前記入力信号列として入力されたときに、前記入力される参照信号列と同期して前記参照ビット列を出力するメモリ手段と、ビタビ復号にとって理想的な波形を構成する理想波形信号列を想定した場合のパスメトリック差が予め定められた特定値となるようなビット列のパターンである特定パターンを、前記メモリ手段から出力された参照ビット列から検出するパターン検出手段とを備え、前記等化適応化手段は、前記特定パターンが検出されたときに、前記参照信号列における前記特定パターンに対応する信号列に基づいて検出されたパスメトリック差の前記誤差に基づいて、前記適応化を行うことが望ましい。
【００４２】
上記の構成では、予め定められた参照ビット列を記憶しておき、入力信号列として参照ビット列に復号されるべき参照信号列が入力されたときに、メモリ手段から出力された参照ビット列に基づいてパターン検出を行うことができる。したがって、復号手段により復号された復号ビット列に基づいてパターン検出を行う場合とは異なり、パターン検出の遅延をなくすことができ、さらに応答性の優れた適応化を実現することが可能になる。
【００４３】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、前記目標値設定手段は、前記目標値として前記特定値を設定することが望ましい。
【００４４】
上記の構成では、検出されるパスメトリック差に対して、そのパスメトリック差が理想波形信号列に基づいて検出されたと想定したときの値を目標値として設定することになる。これにより、等化特性を最適化することができる。
【００４５】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、前記特定値は、前記理想波形信号列に基づくパスメトリック差のとりうる値の最小値であることが望ましい。
【００４６】
ビタビ復号過程では、理想波形信号列に基づくパスメトリック差のとりうる値の最小値に対応するパターンにおいてエラーが最も発生しやすい。上記の構成では、このパターンを特定パターンとすることで、等化特性を最適化することができる。
【００４７】
なお、前記特定値は、前記理想波形信号列に基づくパスメトリック差のとりうる値のうち、最小値側から順に選択した複数の値であってもよい。
【００４８】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、前記入力信号列の復号結果である復号ビット列を生成する復号手段を備え、前記目標値設定手段は、ビタビ復号過程において生き残る正解パスに対応するビット列のパターンである復号パターンが前記復号手段にて生成されると、前記等化後信号列における前記復号パターンに対応する信号列に基づいて検出されたパスメトリック差に対して、前記復号パターンに対応し、かつ、ビタビ復号にとって理想的な波形を構成する理想波形信号列を想定した場合の当該理想波形信号列に基づくパスメトリック差を、前記目標値として設定することが望ましい。
【００４９】
あるいは、本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、予め定められた参照ビット列を記憶し、かつ、前記参照ビット列に復号されるべき参照信号列が前記入力信号列として入力されたときに、前記入力された参照信号列と同期して前記参照ビット列を出力するメモリ手段を備え、前記目標値設定手段は、前記参照ビット列が前記メモリ手段から出力されると、前記等化後信号列における前記参照ビット列に復号されるべき信号列に基づいて検出されたパスメトリック差に対して、前記参照ビット列に対応し、かつ、ビタビ復号にとって理想的な波形を構成する理想波形信号列を想定した場合の当該理想波形信号列に基づくパスメトリック差を、前記目標値として設定することが望ましい。
【００５０】
上記の構成のように、生成される復号パターン毎に目標値を設定して様々な復号パターンに基づいて適応化を行ってもよい。
【００５１】
本発明の情報再生装置は、上記何れかの波形等化装置と、情報記録媒体から前記入力信号列を再生する再生手段と、を備えることを特徴としている。
【００５２】
また、本発明の通信装置は、上記何れかの波形等化装置と、通信経路を介して伝送されてくる前記入力信号列を受信する受信手段と、を備えることを特徴としている。
【００５３】
このように、本発明の波形等化装置を備える情報再生装置及び通信装置では、上記本発明の波形等化装置の有する効果により、復号によるエラーレートをより良好に低減することができる。
【００５４】
本発明の波形等化プログラムは、上記何れかの波形等化装置を動作させる波形等化プログラムであって、コンピュータを前記各手段として機能させるためのプログラムである。
【００５５】
上記の構成により、コンピュータで上記波形等化装置の各手段を実現することによって、上記波形等化装置を実現することができる。したがって、上記した波形等化装置として、復号によるエラーレートをより良好に低減することができる。
【００５６】
また、本発明の波形等化プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、コンピュータを前記各手段として機能させるためのプログラムを記録している。
【００５７】
上記の構成により、上記記録媒体から読み出された波形等化プログラムによって、上記波形等化装置をコンピュータ上に実現することができる。
【００５８】
【発明の実施の形態】
〔実施形態１〕
本発明の第１の実施形態について、図１から図１０に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００５９】
図１は、本発明の波形等化装置を適用した光ディスク再生装置２０（情報再生装置）の構成を示すブロック図である。光ディスク再生装置２０は、光ディスク１を再生する装置であり、光学ピックアップ２、Ａ／Ｄ変換器３、ＦＩＲフィルタ４、ビタビ復号回路５、パスメモリ長遅延素子６、特定パターン検出回路７、目標値レジスタ８、時間Ｔ（Ｔは再生信号の１チャネルビット時間を表す。以下において同じ。）の遅延素子９、タップ係数更新回路１０を備えている。
【００６０】
光ディスク１には（１，７）ＲＬＬ（Run Length Limited）符号のようなｄ＝１なるランレングス制限符号、すなわち最短マーク長が２Ｔであるような変調方式の記録マーク列が記録されている。
【００６１】
光学ピックアップ２（再生手段）は、再生信号列（入力信号列）を有するアナログ再生波形（信号波形）を、光ディスク１（情報記録媒体）から再生する。光学ピックアップ２は、図示しない半導体レーザや各種光学部品、フォトダイオード等からなっている。光学ピックアップ２は、半導体レーザから出射したレーザビームを光ディスク１上に集光させて、光ディスク１上に記録された記録マークで反射させ、反射光をフォトダイオードで電気信号に変換することによってアナログ再生波形（以下、単に「再生波形」という。）を出力するものである。
【００６２】
Ａ／Ｄ変換器３は、チャネル周波数クロックのタイミングで、光学ピックアップ２の出力した再生波形のＡ／Ｄ変換を行う。そして、Ａ／Ｄ変換器３は、Ａ／Ｄ変換後のディジタル再生信号（以下、単に「再生信号」という。）を出力する。
【００６３】
ＦＩＲフィルタ４（等化手段）は、再生信号列に基づいて波形等化を行うことで等化後信号列を生成する。ＦＩＲフィルタ４は、時間Ｔの遅延素子を２個、ゲイン可変の増幅器を３個（ゲインはそれぞれｃ(0,n)、ｃ(1,n)、ｃ(2,n)）、加算器を１個備えたディジタルフィルタである。ここで、ゲインｃ(0,n)、ｃ(1,n)、ｃ(2,n)はタップ係数（等化係数）であり、この値を変化させることによってＦＩＲフィルタ４の等化特性を変化させることができる。ＦＩＲフィルタ４は、タップ係数を用いて再生波形に対する波形等化を行い、等化後信号ｙ(i-1,n)を出力する。なお、「ｎ」の意味については後述する。
【００６４】
ビタビ復号回路５（復号手段、パスメトリック差検出手段）は、波形干渉幅が３ＴであるＰＲ（１，２，１）特性に基づいて、ＦＩＲフィルタ４の出力した等化後信号ｙ(i-1,n)のビタビ復号を行い、光ディスク１に記録された記録マークの復号ビット列ｂ(i)を出力すると同時に、ビタビ復号過程において合流する２本のパスのパスメトリック差ｓ(n)を計算し、出力するものである。
【００６５】
このパスメトリック差ｓ(n)はＳＡＭ（Sequenced Amplitude Margin）と呼ばれるものであり、例えば「T.Perkins,"A Window Margin Like Procedure for Evaluating PRML Channel Performance"; IEEE Transactions on Magnetics, Vol.31, No2, 1995, p1109-1114」等の文献によって周知である。
【００６６】
なお、ビタビ復号回路５（情報データ復号手段）は、情報データとして利用される情報データビット列をも生成する。情報データビット列は、上記復号ビット列ｂ(i)を用いてもよく、別途生成してもよい。情報データとは、光ディスク再生装置２０が本来再生すべきデータであり、光ディスク１に記録されたデータに忠実なデータであることが求められる。
【００６７】
パスメモリ長遅延素子６は、ビタビ復号回路５におけるパスメモリ長の時間Ｌに対応する遅延素子である。
【００６８】
特定パターン検出回路７（パターン検出手段）は、ビタビ復号回路５により復号された復号ビット列ｂ(i-4)、ｂ(i-3)、…、ｂ(i)が、特定パターンとしての「００１１１」、「０００１１」、「１１０００」、「１１１００」のいずれかと一致するか否かを判定する。
【００６９】
目標値レジスタ８（目標値設定手段）は、パスメトリック差ｓ(n)の目標値ｄｓの値を設定するものであり、この目標値ｄｓを記憶している。
【００７０】
タップ係数更新回路１０（等化適応化手段）は、特定パターン検出回路７が上記特定パターンを検出する毎に、
ｃ(k,n+1)＝ｃ(k,n)±μ｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛ｕ(-2-k,n)＋２ｕ(-1-k,n)＋ｕ(-k,n)｝ … （１）
により新しいタップ係数ｃ(k,n+1)を求め、ＦＩＲフィルタ４のタップ係数を更新する。なお、「ｎ」は、特定パターンの検出回数に相当する値であり、検出されたｎ番目の特定パターン毎にタップ係数が更新されることを意味している。
【００７１】
ここで、図２及び図３を用いて、ビタビ復号回路５による復号方法についてもう少し詳細に説明しておく。
【００７２】
ＰＲ（１，２，１）特性に従う再生波形であって、歪み及びノイズのない理想的な１Ｔマークの再生波形は、図２に示すようにチャネルクロック毎のサンプルレベル比が１：２：１になる。２Ｔ以上のマークの再生波形については、この１Ｔマークの再生波形の重ね合わせによって求められる。例えば、２Ｔマークのサンプルレベル比は１：３：３：１に、３Ｔマークのサンプルレベル比は１：３：４：３：１に、４Ｔマークのサンプルレベル比は１：３：４：４：３：１になる。このように、任意のビット列について理想的な再生波形を想定することができ、理想的なサンプルレベル（理想サンプルレベル）としては、０、１、２、３、４の５レベルをとることになる。ここで、便宜上、サンプルレベルの最大振幅が±１になるようにサンプルレベルを正規化すれば、理想サンプルレベルは、−１、−０．５、０、＋０．５、＋１の５レベルとなる。
【００７３】
図３は、ＰＲＭＬ方式によるデータ検出を実現するためのビタビ復号を表すトレリス線図である。図３において、Ｓ（００）、Ｓ（０１）、Ｓ（１０）、Ｓ（１１）はそれぞれ状態を表し、例えば状態Ｓ（００）は前ビットが０で現在ビットが０であることを示す。状態と状態とを結ぶ線は「ブランチ」と呼ばれ、このブランチは状態遷移を表している。例えば、Ｓ（００）→Ｓ（０１）のブランチによって「００１」なるビット列を表すことができる。各ブランチの横に附した数値は、各状態遷移において期待される理想サンプルレベルを表す。例えば、Ｓ（００）→Ｓ（００）のブランチは「０００」なるビット列を表すので、−１（正規化前のサンプルレベルは０）が理想サンプルレベルである。なお、Ｓ（０１）→Ｓ（１０）及びＳ（１０）→Ｓ（０１）なるブランチが存在しないのは、ｄ＝１のランレングス制限により「０１０」及び「１０１」なるビット列があり得ないことを反映している。
【００７４】
トレリス線図において、ブランチが連続するように各時刻の状態を１つずつ通っていく経路は「パス」と呼ばれる。任意の状態から任意の状態を経て生成される全てのパスを考えることは、全てのあり得るビット列を考えることに相当する。よって、全てのパスについて期待される理想波形と、実際に光ディスク１から再生した再生波形とを比べて、再生波形に最も近い、すなわち再生波形とのユークリッド距離が最も小さい理想波形を有するパスを探索すれば、最も確からしい最尤パスを正解パスとして決定することができる。
【００７５】
具体的にトレリス線図を用いたビタビ復号の手順を説明する。任意の時刻において、状態Ｓ（００）及びＳ（１１）には２本のパスが合流しており、Ｓ（０１）及びＳ（１０）には１本のパスが接続されている。２本のパスが合流する状態Ｓ（００）及びＳ（１１）について、合流する各パスの理想波形と再生波形とのユークリッド距離が小さい方を生き残りパスとして残すことにすれば、任意の時刻において、４つの各状態に至るパスがそれぞれ１本ずつ、合計４本のパスが残っていることになる。
【００７６】
パスの理想波形と再生波形とのユークリッド距離の二乗は「パスメトリック」と呼ばれ、ブランチの理想サンプルレベルと再生波形のサンプルレベルとの差の二乗として求められるブランチメトリックを、パスを構成する全ブランチについて累積することによって計算される。
【００７７】
こうして再生波形のサンプル値、つまり再生信号が入力される毎に、同じ状態に合流する２本のパスのパスメトリックの大小を比較して生き残りパスを決定する手順を繰り返していくと、パスメトリックの大きなパスが淘汰されていくため、生き残りパスはパスメトリックが最小なる１本のパスに収束していく。これを正解パスとすることにより、光ディスク１に記録されたデータビット列が正しく再生されることになる。
【００７８】
なお、再生信号の入力時刻に対して、正解パスを決定して復号ビット列を出力する時刻までの状態遷移数を「パスメモリ長」と呼ぶ。一般にパスメモリ長は、生き残りパスが一本に収束するのに充分な長さを持たせている。
【００７９】
ここで、ビタビ復号が正しく行われる条件を考えると、最終的に１本に収束していくパスが正解パスとなるためには、各時刻において生き残りパスを決定する過程で、正解パスのパスメトリックが、誤りパスであるもう一方のパスのパスメトリックよりも小さくなければならない。そこで、生き残りを賭けて対決する２本のパスにおけるパスメトリックの差であるパスメトリック差をみれば、そのパスがどの程度エラーを起こし易そうであるかを判定することができる。このパスメトリック差がＳＡＭの定義である。
【００８０】
ビタビ復号においてエラーが発生しないためには、誤りパスのパスメトリックから正解パスのパスメトリックを引いたパスメトリック差が０より大きくなる必要があり、また上記パスメトリック差が大きい程エラーを起こしにくいことになる。ビタビ復号回路５は、このパスメトリック差を計算してｓ(n)として出力するものである。
【００８１】
さて、図１に示した上記構成の光ディスク再生装置２０による再生動作を説明すると以下の通りである。
【００８２】
まず、光学ピックアップ２から光ディスク１上に光ビームが照射されることで、光ディスク１上に記録された記録マークの再生波形が光学ピックアップ２から出力される。この再生波形はＡ／Ｄ変換器３にて再生信号列ｕ(i,n)に変換される。ＦＩＲフィルタ４に再生信号列ｕ(i,n)が入力されると、ＦＩＲフィルタ４により波形等化処理が施されて等化後信号ｙ(i-1,n)が出力される。等化後信号ｙ(i-1,n)は、再生信号ｕ(i-1,n)に対応する等化後信号である（添字「i-1」を一致させることによって等化前後の信号の対応関係を表している）。等化後信号ｙ(i-1,n)は、次式で表されるように、タップ係数ｃ(k,n)と再生信号列ｕ(i-k,n)との畳み込み演算により求められる。
【００８３】
【数１】

【００８４】
つまり、ＦＩＲフィルタ４は、複数のタップ係数ｃ(k,n)(k=0,1,2)に対して、再生信号列ｕ(i-k,n)の各再生信号を各タップ係数に順次対応づけつつ、各タップ係数と、各タップ係数に対応づけられた各入力信号との畳み込み演算を行うことで等化後信号列ｙ(i-1,n)を生成する。
【００８５】
ビタビ復号回路５は、等化後信号列ｙ(i-1,n)が入力されると、上記で説明したようにパスメトリック差ｓ(n)を求めて出力するとともに、ビタビ復号を行った結果得られた復号ビット列ｂ(i)を出力する。つまり、ビタビ復号回路５は、再生信号列ｕ(i,n)の復号結果である復号ビット列ｂ(i)を生成する。また、ビタビ復号回路５は、等化後信号列ｙ(i-1,n)に基づくビタビ復号過程において、生き残りパスとして決定される正解パスと、この正解パスと対決する誤りパスとのパスメトリック差ｓ(n)を検出する。
【００８６】
ここで、パスメモリ長遅延素子６は、ビタビ復号におけるパスメモリ長の時間分の遅延による再生信号列ｕ(i,n)及びパスメトリック差ｓ(n)と、復号ビット列ｂ(i)との時間差Ｌを補正して同期を取るためのものである。
【００８７】
特定パターン検出回路７は、復号ビット列ｂ(i-4)、ｂ(i-3)、…、ｂ(i)が特定パターンである「００１１１」、「０００１１」、「１１０００」、「１１１００」のいずれかと一致するか否かを判定し、一致した場合には一致信号をタップ係数更新回路１０に伝える。特定パターンについてはさらに後述するが、ビタビ復号にとって理想的な波形（理想波形）を構成する理想波形信号列を想定した場合に、この理想波形信号列に基づくパスメトリック差が予め定めた特定値となるようなビット列のパターンである。特定パターン検出回路７は、このような特定パターンを復号ビット列ｂ(i)から検出する回路である。
【００８８】
タップ係数更新回路１０は、特定パターン検出回路７から一致信号が伝えられると、目標値レジスタ８からの目標値ｄｓに対する、ビタビ復号回路５からのパスメトリック差ｓ(n)の誤差｛ｓ(n)−ｄｓ｝と、再生信号列ｕ(i-k,n)に所定の重み付けを施した一次多項式｛ｕ(-2-k,n)＋２ｕ(-1-k,n)＋ｕ(-k,n)｝との積により、タップ係数ｃ(k,n)を補正する。つまり、タップ係数更新回路１０は、目標値ｄｓに対する、ビタビ復号回路５にて実際に検出されたパスメトリック差ｓ(n)の誤差｛ｓ(n)−ｄｓ｝に基づいて、ＦＩＲフィルタ４の等化特性の適応化を行うものである。タップ係数更新回路１０は、具体的には（１）式を計算することになる。
【００８９】
ここで、パスメトリック差ｓ(n)と再生信号列ｕ(i-k,n)との対応関係について図４に基づいて説明する。特定パターンに一致するｎ番目の復号ビット列として「００１１１」が検出された場合、この復号ビット列に対応する記録マークから再生された再生波形が図４のようであったとして、対応する再生信号列をｕ(-4,n)、ｕ(-3,n)、ｕ(-2,n)、ｕ(-1,n)、ｕ(0,n)とする。パスメトリック差ｓ(n)は、再生信号列ｕ(-4,n)、ｕ(-3,n)、ｕ(-2,n)、ｕ(-1,n)、ｕ(0,n)に対応する等化後信号列ｙ(-4,n)、ｙ(-3,n)、ｙ(-2,n)、ｙ(-1,n)、ｙ(0,n)のうちの真ん中の３つ、すなわち、ｙ(-3,n)、ｙ(-2,n)、ｙ(-1,n)から求められる（後述する（３）式参照）。
【００９０】
（１）式におけるμはステップゲインを表し、この値が適当な値に設定されていれば、この更新動作を繰り返すうちにタップ係数ｃ(k,i)は所定値に収束していく。なお、係数補正項（（１）式の右辺第２項）に掛ける正負符号（±）は、特定パターン検出回路７により検出された特定パターンによって決まり、「００１１１」または「１１１００」の場合は負、「１１０００」または「０００１１」の場合は正となる。
【００９１】
（１）式によるタップ係数の更新動作を繰り返して最終的に収束したタップ係数によりＦＩＲフィルタ４で等化した等化後信号のパスメトリック差ｓ(n)の、目標値ｄｓに対する平均二乗誤差Ｅ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝²］（Ｅ［］は期待値演算子）は最小となり、この場合、ビタビ復号で復号される復号ビットのエラーレートは最良となる。
【００９２】
そこで、ビタビ復号回路５が、等化後信号列ｙ(i-1,n)に基づくビタビ復号過程の進展にともなって順次対決する正解パスと誤りパスとのパスメトリック差ｓ(n)を順次検出していった場合に、各パスメトリック差ｓ(n)にそれぞれ対応する誤差ｓ(n)−ｄｓの平均二乗である平均二乗誤差Ｅ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝²］が最小値に近づくように、タップ係数更新回路１０によるタップ係数の更新が行われるようになっている。なお、後述するように、タップ係数の更新を行うためには、必ずしも実際に平均二乗誤差を算出する必要はなく、更新動作を繰り返すことによって、結果として平均二乗誤差が最小値に近づくようにすればよい。
【００９３】
ここで、平均二乗誤差Ｅ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝²］を最小とすることによりエラーレートが最良になる理由、及びタップ係数更新回路１０による更新動作によりＥ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝²］が最小となる理由について、詳細に説明する。
【００９４】
まず、Ｅ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝²］を最小とすることによりエラーレートが最良になる理由について説明する。
【００９５】
図５（ａ）は、（１，７）ＲＬＬ符号のビットパターンに基づく、ＰＲ（１，２，１）特性で想定するノイズの全くない理想波形について求めたパスメトリック差のヒストグラムを示すグラフである。図５（ａ）より、このパスメトリック差は、１．５，２．５，３．５，４．５，５，６，７，８，９，…と離散的な複数の値（理想値）をとることが分かる。理想値が様々な値をとるのは、トレリス線図において、理想波形に対応する正解パスと同じ状態から出発して同じ状態に合流する誤りパスのパスメトリック差が、ビットパターンによって異なることに起因している。
【００９６】
図６に、パスメトリック差の各理想値と、各理想値に対応するビットパターンの対応関係を示す。理想値の度数が異なるのは、各理想値をとるビットパターンの種類の数が異なるのに加え、（１，７）ＲＬＬ符号のビットパターンにおいて各ビットパターンの出現頻度が異なっているためである。
【００９７】
一方、実際に光ディスクに記録した（１，７）ＲＬＬ符号のビットパターンの再生信号について求めたパスメトリック差のヒストグラムを調べると、図５（ｂ）に示すように、各理想値を中心としてパスメトリック差がばらついた分布となるとともに、複数の分布が重なり合った分布形状となっている。これは、再生信号には様々なノイズがのっていることに起因する。
【００９８】
このことから、再生信号のパスメトリック差の各理想値に対するばらつきが小さくなるように等化特性を決めることにより、誤りパスのパスメトリックから正解パスのパスメトリックを引いたパスメトリック差が０より小さくなる可能性を小さくでき、エラーレートを良好に低減できると考えられる。具体的には、復号ビット列毎に、対応するパスメトリック差の理想値を図６から求めて、その理想値を目標値ｄｓとして平均二乗誤差Ｅ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝²］を最小とする構成にすればよい。
【００９９】
更に、ビタビ復号においてエラーが発生しないためにはパスメトリック差＞０である必要があることを考慮すると、最もエラーを起こしやすい理想値１．５のパスメトリック差のみについてばらつきを小さくするように等化特性を決めれば、エラーレートを最良に抑えることができると考えられる。すなわち、パスメトリック差の理想値が１．５となるようなビットパターン、つまり「００１１１」、「０００１１」、「１１０００」、「１１１００」の４種類のパターン（図６参照）を検出し、これらのビットパターンに対応するパスメトリック差ｓ(n)と目標値ｄｓ＝１．５との平均二乗誤差Ｅ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝²］を最小とするのがよい。なお、上記のように注目する理想値（特定値）に対応するビットパターンが特定パターンとなる。
【０１００】
このように、タップ係数更新回路１０におけるタップ係数の更新は、特定パターン検出回路７にて特定パターンが検出されたときに、この特定パターンに対応するパスメトリック差の誤差に基づいて行われる。また、目標値レジスタ８は、目標値ｄｓとしてパスメトリック差の理想値のうちの最小値を設定している。これにより、ビタビ復号過程においてエラーを起こしやすいパターンに特化して等化特性を最適化することができる。
【０１０１】
次に、タップ係数更新回路１０による更新動作によりＥ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝²］が最小となる理由について説明する。
【０１０２】
特定パターンに一致するｎ番目のビットパターンとして、「００１１１」が検出されたとする。この場合、図７に示すように、ビタビ復号のトレリス線図では、正解パスは「…→Ｓ（００）→Ｓ（０１）→Ｓ（１１）→Ｓ（１１）」であり、この正解パスと最後の状態Ｓ（１１）（図７中右端のＳ（１１））で合流する誤りパスは、この正解パスと理想波形が最も近い「…→Ｓ（００）→Ｓ（００）→Ｓ（０１）→Ｓ（１１）」である場合がほとんどである。
【０１０３】
この場合、それぞれのパスの理想波形におけるサンプルレベルは、正解パスが（−０．５、＋０．５、＋１）であり、誤りパスが（−１、−０．５、＋０．５）である。したがって、これらに対応する等化後信号ｙ(-3,n)、ｙ(-2,n)、ｙ(-1,n)を用いて、この場合のパスメトリック差ｓ(n)は、次式

のように簡易的に求めることができる。
【０１０４】
更に、（２）式を用いることにより、次式のように表すことができる。
【０１０５】
【数２】

【０１０６】
すると、目標値ｄｓに対するパスメトリック差ｓ(n)の誤差ｅ(n)＝ｓ(n)−ｄｓの平均二乗（平均二乗誤差）ε＝Ｅ［ｅ(n)²］は、次式のようになる。
【０１０７】
【数３】

【０１０８】
なお、表現の簡素化のために、「ｕ(i,n)」を「ｕ(i)」のように略記している。（５）式より、平均二乗誤差εはタップ係数の二次関数、すなわち単一の最小点を有するボール状の曲面であることがわかる。このため、現時点での（５）式の勾配（微分値）の逆方向にタップ係数を動かしていけば、平均二乗誤差εが次第に最小点に近づくことになる。
【０１０９】
（５）式の勾配を求めるために平均二乗誤差εをタップ係数ｃ(k,n)で偏微分すると、次式のようになる。
【０１１０】
【数４】

【０１１１】
更にｄｓ＝ｓ(n)−ｅ(n)を代入して（６）式を整理すると、次式のようになる。
【０１１２】
【数５】

【０１１３】
ここで、勾配、タップ係数、再生信号列をまとめて表記するために、次式のようなベクトル表記を用いることにする。
【０１１４】
【数６】

【０１１５】
【数７】

【０１１６】
【数８】

【０１１７】
なお、勾配ベクトル∇(n)の右辺に１／２が掛けてあるのは、後の式の表現上の都合であり本質的なものではない。タップ係数ベクトルＣ(n)を勾配ベクトル∇(n)の逆方向に補正していけば、平均二乗誤差εは最小点に近づいていくので、タップ係数補正アルゴリズムは、ステップゲインをμ（正定数値）として、次式
Ｃ(n+1)＝Ｃ(n)−μ∇(n) … （１１）
に基づけばよい。
【０１１８】
（７）式より、勾配ベクトル∇(n)は、次式
∇(n)＝Ｅ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛Ｕ(0,n)＋２Ｕ(1,n)＋Ｕ(2,n)｝］ …（１２）
のように目標値ｄｓに対するパスメトリック差ｓ(n)の誤差と、再生信号ベクトルの一次結合との積の平均として求められる。
【０１１９】
しかし、平均値Ｅ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛Ｕ(0,n)＋２Ｕ(1,n)＋Ｕ(2,n)｝］をリアルタイムで求めることは困難であるため、この平均値の瞬時推定値、すなわち目標値ｄｓに対するパスメトリック差ｓ(n)の誤差と、再生信号ベクトルの一次結合との積そのものを用いて、次式
∇(n)＝｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛Ｕ(0,n)＋２Ｕ(1,n)＋Ｕ(2,n)｝ … （１３）
とすることが実用的であり、タップ係数の収束値は、平均を用いる（１２）式の場合とほとんど変わらないことも理論的に保証される。
【０１２０】
なお、パスメトリック差の理想値が１．５となる他のビットパターン「０００１１」、「１１１００」、「１１０００」の場合については、上記と同様に考えることができるので詳細な説明は省略する。但し、「１１１００」の場合は上記と全く同様にｓ(n)＝ｙ(-3,n)＋２ｙ(-2,n)＋ｙ(-1,n)となるので結果が同じになるが、「０００１１」及び「１１０００」の場合は、ｓ(n)＝−｛ｙ(-3,n)＋２ｙ(-2,n)＋ｙ(-1,n)｝となるので、∇(n)＝−｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛Ｕ(0,n)＋２Ｕ(1,n)＋Ｕ(2,n)｝となることに注意する必要がある。以上をまとめると、
（ａ）「００１１１」「１１１００」の場合：
∇(n)＝｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛Ｕ(0,n)＋２Ｕ(1,n)＋Ｕ(2,n)｝
（ｂ）「０００１１」「１１０００」の場合：
∇(n)＝−｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛Ｕ(0,n)＋２Ｕ(1,n)＋Ｕ(2,n)｝
として勾配ベクトルを求めた上で、（１１）式によってタップ係数ベクトルを更新していけば、目標値に対するパスメトリック差の平均二乗誤差εを最小とすることができる。
【０１２１】
そこで、タップ係数更新回路１０では、各タップ係数を変数として作成される平均二乗誤差ε＝Ｅ［ｅ(n)²］の代わりに、各タップ係数を変数として作成される誤差ｅ(n)の二乗値を表す関数ｅ(n)²＝｛ｓ(n)−ｄｓ｝²を最小値に近づけるように各タップ係数を更新することにより、ＦＩＲフィルタ４の等化特性の適応化を行うようにする。
【０１２２】
そのために、タップ係数更新回路１０は、各タップ係数ｃ(k,n)から、当該タップ係数ｃ(k,n)による上記関数ｅ(n)²＝｛ｓ(n)−ｄｓ｝²の偏微分結果である勾配｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛ｕ(-2-k,n)＋２ｕ(-1-k,n)＋ｕ(-k,n)｝の定数倍を減算することによって、各タップ係数ｃ(k,n)をｃ(k,n+1)に更新する（（１）式参照）。
【０１２３】
タップ係数更新回路１０には、勾配を算出する演算として、誤差ｅ(n)＝｛ｓ(n)−ｄｓ｝と、再生信号列のうち誤差ｅ(n)を生じたパスメトリック差ｓ(n)に対応するパスを構成する再生信号列ｕ(-4,n)、ｕ(-3,n)、ｕ(-2,n)、ｕ(-1,n)、ｕ(0,n)に対して予め定められる重み付けをして加算した値｛ｕ(-2-k,n)＋２ｕ(-1-k,n)＋ｕ(-k,n)｝との積の演算が予め設定されている。この重み付けは、更新しようとしているタップ係数ｃ(k,n)が、複数のタップ係数ｃ(0,n)、ｃ(1,n)、ｃ(2,n)のうちの何れであるか、及びビタビ復号回路５がどのようなパーシャルレスポンス特性を想定しているかによって定めることができる。このように、タップ係数更新回路１０に上記の演算を予め設定しておくことにより、加算や乗算などの簡単な演算の組合せで上記勾配を算出し、タップ係数を更新することができる。
【０１２４】
なお、上記説明では、理論展開上の必要からパスメトリック差ｓ(n)をｓ(n)＝ｙ(-3,n)＋２ｙ(-2,n)＋ｙ(-1,n)として簡易的に求めているが、上記アルゴリズムにおける｛ｓ(n)−ｄｓ｝を求めるためのパスメトリック差ｓ(n)自体は、回路実装の都合に合わせて、実際のビタビ復号回路で合流する２本のパスのパスメトリック差から求めてもよいし、上記の式に従って簡易的に求めてももちろん構わない。
【０１２５】
図８は、実際の光ディスク再生装置２０により上記適応等化を行って求めたタップ係数の収束状況を示すグラフである。動作が分かりやすいように、初期値をｃ(0,0)＝０、ｃ(1,0)＝１、ｃ(2,0)＝０に設定している。図８からわかるように、各タップ係数は所定値に収束していき、最終的には、ｃ(0,n)及びｃ(2,n)は−１程度、ｃ(1,n)は＋３程度に収束している。このときのビットエラーレートを測定すると、２×１０^-6と極めて良好であった。
【０１２６】
一方、比較のために、従来のＬＭＳ法を用いた波形等化装置５０（図１４参照）により、目標波形をＰＲ（１，２，１）理想波形としてタップ係数を求めたところ、ｃ(0,n)及びｃ(2,n)は−１程度、ｃ(1,n)は＋２．８程度に収束した。このときのエラーレートを測定すると、３×１０^-5程度であった。
【０１２７】
この結果から、周波数特性が不明な再生系に対して、本発明の適応等化を行うことによって、エラーレートを低く抑えられることが確認できた。
【０１２８】
以上で説明したように、目標値に対するパスメトリック差の平均二乗誤差が最小となるように等化特性を適応化することにより、パスメトリック差のヒストグラムにおいて、パスメトリック差のばらつきを最小にすることができるので、エラーレートを低く抑えることが可能となる。
【０１２９】
また、パスメトリック差の理想値が所定値となる特定パターンが復号ビット列から検出された時に等化適応化を行うことが望ましい。これにより、エラーを起こしやすいビットパターンのみに特化して等化特性を最適化できるため、エラーレートをより一層低く抑えることが可能となる。特にその所定値として、すべてのあり得るビットパターンに対応する理想波形について求めたパスメトリック差から、最小値、あるいは最小値側から順に選択した複数の値を用いれば、エラーを起こしやすいパスメトリック差のみについてそのばらつきを小さくすることができるため、エラーレートをより一層低く抑えることが可能となる。
【０１３０】
なお、パスメトリック差の理想値が所定値となる特定パターンが復号ビット列から検出された時に限らず、ビタビ復号過程において生き残る正解パスに対応するビット列のパターンである復号パターンがビタビ復号回路５から出力される毎に等化適応化を行ってもよい。そのためには、目標値レジスタ８は、ビタビ復号回路５から出力される復号パターンに対応するパスメトリック差に対して、ビタビ復号回路５から出力される復号パターンに対応するパスメトリック差の理想値を、目標値ｄｓとして設定する。この場合、目標値レジスタ８が図６のように、復号パターンとして想定される様々なパターンと、それに対応するパスメトリック差の理想値を記憶しておればよい。
【０１３１】
また、上記の説明では、理想値を目標値ｄｓとして設定する場合について説明したが、実際のパスメトリック差の分布特性を考慮して、理想値に対して適宜補正を加えた値を目標値ｄｓとしてもよい。
【０１３２】
上記の説明においては、ビタビ復号回路５がパスメトリック差ｓ(n)、及びビタビ復号結果である復号ビット列ｂ(i)を出力する構成であったが、復号ビット列ｂ(i)の出力は再生信号ｕ(i,n)の入力に対してビタビ復号のパスメモリ長だけ遅延するので、結果的にタップ係数更新回路１０によるタップ係数の更新はパスメモリ長だけ遅れることになる。
【０１３３】
ここで、特定パターン検出回路７に入力する復号ビット列は、特定パターンの検出に用いられるが、この復号ビット列に多少の検出ミスがあったとしても、ステップゲインμが充分に小さければ、その検出ミスはほとんど悪影響を与えず、実用上問題がない。したがって、特定パターン検出回路７に入力する復号ビット列は、通常の情報データビット列の復号に要求されるエラーレート（１×１０^-4以下）よりも悪いエラーレートでも構わない。
【０１３４】
そこで、特定パターン検出回路７に入力する復号ビット列を生成するためのビタビ復号のパスメモリ長を、情報データビット列の復号のために行うビタビ復号よりも短くしてもよい。この場合、特定パターン検出回路７に入力する復号ビット列ｂ(i)は、ビタビ復号回路５において、情報データビット列の復号のためのビタビ復号におけるパスメモリ長よりも短いパスメモリ長でビタビ復号を行って生成されることになる。これにより、タップ係数更新回路１０におけるタップ係数更新の遅れを小さくすることができ、適応化の遅れを短くして応答性の優れた適応化を実現することが可能になる。
【０１３５】
上記の説明では、ＰＲ（１，２，１）特性と、（１，７）ＲＬＬ符号とを組み合わせた再生系にて理想サンプルレベルを±１に正規化したために、パスメトリック差の理想値の最小値が１．５となったが、これを一般化すると、ＰＲ特性がインパルス応答（ａ，ｂ，ａ）で表されるＰＲＭＬ再生系の場合、パスメトリック差の理想値の最小値は２ａ²＋ｂ²となる。例えば、上記例の場合は、ａ＝０．５、ｂ＝１であるので、パスメトリック差の理想値の最小値が２×０．５²＋１²＝１．５となっている。
【０１３６】
したがって、再生信号列の元ビット列の変調方式がｄ＝１なるランレングス制限符号であり、ビタビ復号回路５が、孤立マークのインパルス応答を（ａ，ｂ，ａ）と想定し、かつ、再生信号列のランレングス制限を考慮しているとき、目標値レジスタ８は目標値ｄｓを（２ａ²＋ｂ²）に設定し、特定パターン検出回路７は特定パターンとして「００１１１」、「０００１１」、「１１０００」、「１１１００」を検出することになる。
【０１３７】
また、上記の説明では、説明の簡略化のためにＦＩＲフィルタ４のタップ数Ｍを３としたが、これに限る必要はなく、より高次のフィルタを用いても本発明を同様に適用できることはもちろんである。ＰＲ特性がインパルス応答（ａ，ｂ，ａ）で表されるＰＲＭＬ再生系における、一般的なフィルタ数Ｍの場合の詳細な説明はここでは省略するが、結論だけ書けば、Ｍ次のタップ係数ベクトルＣ(n)＝［ｃ(0,n)，ｃ(1,n)，…，ｃ(M-1,n)］（ｃ(k,n)はｋタップ目のタップ係数）、再生信号ベクトルＵ(i,n)＝［ｕ(i-2,n)，ｕ(i-3,n)，…，ｕ(i-M-1,n)］（ｕ(-M-1,n)、ｕ(-M,n)、・・・、ｕ(0,n)はｎ番目の特定パターンに対応する(M+2)個の再生信号列）、目標値ｄｓ、パスメトリック差ｓ(n)、勾配ベクトル∇(n)に対して、
（ａ）「００１１１」「１１１００」が検出された場合：
∇(n)＝｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛ａＵ(0,n)＋ｂＵ(1,n)＋ａＵ(2,n)｝
（ｂ）「０００１１」「１１０００」が検出された場合：
∇(ｎ)＝−｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛ａＵ(0,n)＋ｂＵ(1,n)＋ａＵ(2,n)｝
として勾配ベクトルを求め、（１１）式によりタップ係数ベクトルを更新していけばよい。
【０１３８】
また、上記では、ＰＲＭＬの方式として、波形干渉幅が３ＴであるＰＲ（１，２，１）（一般形ＰＲ（ａ，ｂ，ａ））特性を前提として説明したが、波形干渉幅が２Ｔ及び４Ｔの場合についても、簡単に説明しておく。
【０１３９】
まず、波形干渉幅が２Ｔの場合について説明する。この場合、ＰＲＭＬの想定するインパルス応答はＰＲ（ａ，ａ）で表される。ここでは、再生信号の変調方式がｄ制約を持たない（ランレングス制限符号でない）場合を考える。
【０１４０】
波形干渉幅が２Ｔの場合、トレリス線図はＳ(0)とＳ(1)の２状態となる。そして、パスメトリック差は、正解パス「ｖ1、ｖ2、ｖ3」と、誤りパス「ｖ1、ｖ2'、ｖ3」（ｖ1、ｖ2、ｖ3は、０又は１のビットを表す。ｖ2'はｖ2の反転ビットを表す。）について求めたものとなる。正解パスの理想波形値は、順にａｖ1＋ａｖ2、ａｖ2＋ａｖ3であり、誤りパスの理想波形値は、順にａｖ1＋ａｖ2'、ａｖ2'＋ａｖ3であるので、パスメトリック差の理想値は、次式により、
（ａｖ1＋ａｖ2−ａｖ1−ａｖ2')²＋（ａｖ2＋ａｖ3−ａｖ2'−ａｖ3)²
＝２ａ²（ｖ2−ｖ2'）²＝２ａ² … （１４）
と求めることができる。すなわち、パスメトリック差の理想値は、いかなる場合も２ａ²であることが分かる。
【０１４１】
したがって、ビタビ復号回路５が、孤立マークのインパルス応答を（ａ，ａ）と想定しているとき、目標値レジスタ８は目標値ｄｓを２ａ²に設定することになる。
【０１４２】
ここで、パスメトリック差ｓ(n)とディジタル再生信号ｕ(i-k,n)との対応関係を図９に示す。ただし、図９は、タップ数（タップ係数ベクトルの次数）Ｍ＝３の場合である。特定パターンに一致するｎ番目の復号ビット列として「０１０」が検出された場合、この復号ビット列に対応する記録マークから再生された再生波形が図９のようであったとして、対応する再生信号列をｕ(-3,n)、ｕ(-2,n)、ｕ(-1,n)、ｕ(0,n)とする。なお、一般的にタップ数Ｍの場合、対応する再生信号列はｕ(-M,n)、…、ｕ(0,n)の（Ｍ＋１）個である。パスメトリック差ｓ(n)は、再生信号列ｕ(-3,n)、ｕ(-2,n)、ｕ(-1,n)、ｕ(0,n)に対応する等化後信号ｙ(-3,n)、ｙ(-2,n)、ｙ(-1,n)、ｙ(0,n)のうちの真ん中の２つ、すなわち、ｙ(-2,n)、ｙ(-1,n)から、以下のように簡易的に求めることができる。

なお、ｙ(-2,n)、ｙ(-1,n)と再生信号との関係は次式の通りである。
【０１４３】
【数９】

【０１４４】
【数１０】

【０１４５】
以降、目標値ｄｓに対するｓ(n)の誤差ｅ(n)＝ｓ(n)−ｄｓの平均二乗ε＝Ｅ[ｅ(n)²］をタップ係数で偏微分して勾配ベクトル∇(n)を求め、タップ係数ベクトルＣ(n)を勾配ベクトル∇(n)の逆方向に補正していくアルゴリズムの導出はＰＲ（１，２，１）の場合と全く同様であるので詳細な説明は省略する。
【０１４６】
最終的なアルゴリズムにおいてＰＲ（１，２，１）の場合と異なるのは、簡易的に求めたパスメトリック差ｓ(n)の形が上記のようであることに起因して、勾配ベクトル∇(n)がビットパターンに応じて次のようになる点である。
（ａ）「０１０」、「０１１」、「１１０」又は「１１１」の場合：
∇(n)＝｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛Ｕ(0,n)＋Ｕ(1,n)｝
（ｂ）「０００」、「００１」、「１００」又は「１０１」の場合：
∇(n)＝−｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛Ｕ(0,n)＋Ｕ(1,n)｝
なお、再生信号ベクトルは、Ｕ(i,n)＝［ｕ(i-1,n)，ｕ(i-2,n)，…，ｕ(i-M,n)］（ｕ(-M,n)、ｕ(-M+1,n)、・・・、ｕ(0,n)はｎ番目の特定パターンに対応する(M+1)個の再生信号列）である。
【０１４７】
次に、波形干渉幅が４Ｔの場合について説明する。この場合、ＰＲＭＬの想定するインパルス応答はＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）で表される。ここでは、再生信号の変調方式がｄ＝１制約を持つランレングス制限符号、すなわち最短マーク長が２Ｔであるような変調方式である場合を考える。
【０１４８】
波形干渉幅が４Ｔの場合、トレリス線図はＳ(000)、Ｓ(001)、Ｓ(011)、Ｓ(100)、Ｓ(110)、Ｓ(111)の６状態となる（ｄ＝１制約のためにＳ(010)及びＳ(101)が存在しない）。そして、パスメトリック差の理想値が最小となるビットパターンは、誤りパスが正解パスに合流するまでの状態遷移数が最も少ない「ｘ０００１１０」、「ｘ０００１１１」、「ｘ００１１１０」、「ｘ００１１１１」、「ｘ１１００００」、「ｘ１１０００１」、「ｘ１１１０００」、「ｘ１１１００１」（「ｘ」は０，１のどちらでもよいことを表す。）の８種類のビットパターンである。
【０１４９】
これらのビットパターンに対応する正解パスを「ｖ1、ｖ2、ｖ3、ｖ4、ｖ5、ｖ6、ｖ7」と表すと、誤りパスは「ｖ1、ｖ2、ｖ3、ｖ4'、ｖ5、ｖ6、ｖ7」（ｖ1〜ｖ7は０又は１のビットを表す。ｖ4'はｖ4の反転ビットを表す。）と表せる。よって、正解パスの理想波形値は、順にａｖ1＋ｂｖ2＋ｂｖ3＋ａｖ4、ａｖ2＋ｂｖ3＋ｂｖ4＋ａｖ5、ａｖ3＋ｂｖ4＋ｂｖ5＋ａｖ6、ａｖ4＋ｂｖ5＋ｂｖ6＋ａｖ7であり、誤りパスの理想波形値は、順にａｖ1＋ｂｖ2＋ｂｖ3＋ａｖ4'、ａｖ2＋ｂｖ3＋ｂｖ4'＋ａｖ5、ａｖ3＋ｂｖ4'＋ｂｖ5＋ａｖ6、ａｖ4'＋ｂｖ5＋ｂｖ6＋ａｖ7であるので、パスメトリック差の理想値は、次式により、
（ａｖ1＋ｂｖ2＋ｂｖ3＋ａｖ4−ａｖ1−ｂｖ2−ｂｖ3−ａｖ4')²
＋（ａｖ2＋ｂｖ3＋ｂｖ4＋ａｖ5−ａｖ2−ｂｖ3−ｂｖ4'−ａｖ5)²
＋（ａｖ3＋ｂｖ4＋ｂｖ5＋ａｖ6−ａｖ3−ｂｖ4'−ｂｖ5−ａｖ6)²
＋（ａｖ4＋ｂｖ5＋ｂｖ6＋ａｖ7−ａｖ4'−ｂｖ5−ｂｖ6−ａｖ7)²
＝２(ａ²＋ｂ²)(ｖ2−ｖ2')²＝２(ａ²＋ｂ²) … （１８）
と求めることができる。
【０１５０】
したがって、再生信号列の元ビット列の変調方式がｄ＝１なるランレングス制限符号であり、ビタビ復号回路５が、孤立マークのインパルス応答を（ａ，ｂ，ｂ，ａ）と想定し、かつ、再生信号列のランレングス制限を考慮しているとき、目標値レジスタ８は目標値ｄｓを２（ａ²＋ｂ²）に設定し、特定パターン検出回路７は特定パターンとして「０００１１０」、「０００１１１」、「００１１１０」、「００１１１１」、「１１００００」、「１１０００１」、「１１１０００」、「１１１００１」を検出することになる。
【０１５１】
ここで、パスメトリック差ｓ(n)とディジタル再生信号ｕ(i-k,n)との対応関係を図１０に示す。ただし、図１０は、タップ数（タップ係数ベクトルの次数）Ｍ＝５の場合である。特定パターンに一致するｎ番目の復号ビット列として「００１１１０」が検出された場合、この復号ビット列に対応する記録マークから再生された再生波形が図１０のようであったとして、対応する再生信号列をｕ(-7,n)、ｕ(-6,n)、ｕ(-5,n)、ｕ(-4,n)、ｕ(-3,n)、ｕ(-2,n)、ｕ(-1,n)、ｕ(0,n)とする。なお、一般的にタップ数Ｍの場合、対応する再生信号列はｕ(-M-2,n)、…、ｕ(0,n)の（Ｍ＋３）個である。パスメトリック差ｓ(n)は、再生信号列ｕ(-7,n)、ｕ(-6,n)、ｕ(-5,n)、ｕ(-4,n)、ｕ(-3,n)、ｕ(-2,n)、ｕ(-1,n)、ｕ(0,n)に対応する等化後信号ｙ(-7,n)、ｙ(-6,n)、ｙ(-5,n)、ｙ(-4,n)、ｙ(-3,n)、ｙ(-2,n)、ｙ(-1,n)、ｙ(0,n)のうちの４つ、すなわち、ｙ(-5,n)、ｙ(-4,n)、ｙ(-3,n)、ｙ(-2,n)から、以下のように簡易的に求めることができる。

なお、ｙ(-5,n)、ｙ(-4,n)、ｙ(-3,n)、ｙ(-2,n)と再生信号との関係は次式の通りである。
【０１５２】
【数１１】

【０１５３】
【数１２】

【０１５４】
【数１３】

【０１５５】
【数１４】

【０１５６】
以降、目標値ｄｓに対するｓ(n)の誤差ｅ(n)＝ｓ(n)−ｄｓの平均二乗ε＝Ｅ[ｅ(n)²］をタップ係数で偏微分して勾配ベクトル∇(n)を求め、タップ係数ベクトルＣ(n)を勾配ベクトル∇(n)の逆方向に補正していくアルゴリズムの導出はＰＲ（１，２，１）の場合と全く同様であるので詳細な説明は省略する。
【０１５７】
最終的なアルゴリズムにおいてＰＲ（１，２，１）の場合と異なるのは、簡易的に求めたパスメトリック差ｓ(n)の形が上記のようであることに起因して、勾配ベクトル∇(n)がビットパターンに応じて次のようになる点である。
（ａ）「００１１１０」、「００１１１１」、「１１１０００］又は「１１１００１」の場合：
∇(n)＝｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛ａＵ(0,n)＋ｂＵ(1,n)＋ｂＵ(2,n)＋ａＵ(3,n)｝
（ｂ）「０００１１０」、「０００１１１」、「１１００００」又は「１１０００１」の場合：
∇(ｎ)＝−｛ｓ(n)−ｄｓ｝｛ａＵ(0,n)＋ｂＵ(1,n)＋ｂＵ(2,n)＋ａＵ(3,n)｝
なお、再生信号ベクトルは、Ｕ(i,n)＝［ｕ(i-3,n)，ｕ(i-4,n)，…，ｕ(i-M-2,n)］（ｕ(-M-2,n)、ｕ(-M-1,n)、・・・、ｕ(0,n)はｎ番目の特定パターンに対応する(M+3)個の再生信号列）である。
【０１５８】
なお、以上の説明においては、ＰＲＭＬ方式としてＰＲ（ａ，ａ）、ＰＲ（ａ，ｂ，ａ）、ＰＲ（ａ，ｂ，ｂ，ａ）の場合を説明したが、本発明の主旨の範囲内で、他のＰＲＭＬ方式の場合に適用することも、もちろん可能である。
【０１５９】
また、以上の説明においては、ｄ＝１のランレングス制限符号として（１，７）ＲＬＬ符号を用いたが、これらに限らないことはもちろんである。
【０１６０】
〔実施形態２〕
本発明の第２の実施形態について、図１１に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施形態において、実施形態１で説明した構成要素と同一の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記してその説明を省略する。
【０１６１】
本実施形態の光ディスク再生装置２１では、既知のビット列が記録された光ディスク１’を用いて等化特性の調整を行うものであり、その既知のビット列は参照ビット列として参照ビット列記憶メモリ１１に記憶されている。この光ディスク１’としては、既知のビット列が記録された等化特性調整用トラックが設けられているようなものを想定している。
【０１６２】
光ディスク１’から既知のビット列が再生されると、再生される既知のビット列と同じビット列ｂ’(i)が、再生される既知のビット列と同期して、参照ビット列記憶メモリ１１から特定パターン検出回路７に対して入力される。つまり、参照ビット列記憶メモリ１１（メモリ手段）は、予め定められた参照ビット列を記憶し、かつ、参照ビット列に復号されるべき参照信号列が再生信号列として入力された場合に、参照信号列と同期して参照ビット列を出力する。
【０１６３】
以降、特定パターン検出回路７がビット列ｂ’(i)に基づいて特定パターンを検出したときに、タップ係数更新回路１０がＦＩＲフィルタ４のタップ係数を更新していく動作は、実施形態１と同様であるので、詳細な説明は省略する。
【０１６４】
この光ディスク再生装置２１では、ビタビ復号の遅延による時間差が発生しない。つまり、ｂ’(i)とｓ(n)及びｕ(i,n)との時間差が発生しない。このため、光ディスク再生装置２１では、実施形態１の光ディスク再生装置２０で必要であったパスメモリ長遅延素子６が不要となる。
【０１６５】
このように、光ディスク再生装置２１では、既知の参照ビット列を用いることによって、タップ係数更新回路１０によるタップ係数の更新の遅延をなくし、応答性の優れた適応等化を実現することが可能となる。
【０１６６】
なお、実施形態１と同様に、再生信号のパスメトリック差の各理想値に対するばらつきが小さくなるように、参照ビット列に含まれる復号パターン毎に、対応するパスメトリック差の理想値を目標値レジスタ８が目標値ｄｓとして設定し、平均二乗誤差Ｅ［｛ｓ(n)−ｄｓ｝²］を最小とする構成にしてもよい。
【０１６７】
以上のように、実施形態１及び２では、情報再生装置の例として光ディスク再生装置について説明したが、本発明はこれに限らず、ＰＲＭＬ方式の信号再生を行う装置において等しくその効果を発揮することができる。すなわち、他の情報再生装置としてのハードディスク装置や磁気テープ装置などの磁気記録再生装置はもちろん、通信データ受信装置などの通信装置にも本発明を適用することができる。
【０１６８】
一例として、図１２に、実施形態１の光ディスク再生装置２０に対応する通信データ受信装置３０（通信装置）の構成を示す。なお、ここでは、実施形態１に対応する構成について説明するが、実施形態２に対応する構成とすることも可能である。
【０１６９】
通信データ受信装置３０は、光ディスク再生装置２０における光学ピックアップ２の代わりに、通信経路（図１２では無線による通信経路を想定しているが、有線による通信経路であってもよい。）を介して伝送されてくる通信波形を受信する受信器３１（受信手段）を備えている。なお、それ以外の構成は光ディスク再生装置２０と同一であるため、ここでは説明を省略する。
【０１７０】
また、実施形態１及び２で説明した波形等化装置の各ブロックは、ハードウェアロジックによって構成してもよいし、次のようにコンピュータを用いてソフトウェアによって実現してもよい。
【０１７１】
すなわち、波形等化装置（図１若しくは図１１の光ディスク再生装置２０・２１のうち、光ディスク１、光学ピックアップ２、及びＡ／Ｄ変換器３を除いた装置、又は図１２の通信データ受信装置３０のうち、受信器３１、及びＡ／Ｄ変換器３を除いた装置）は、この装置の各機能を実現する波形等化プログラムの命令を実行するＣＰＵ（central processing unit ）、上記プログラムを格納したＲＯＭ（read only memory）、上記プログラムを展開するＲＡＭ（random access memory）、上記プログラムおよび各種データを格納するメモリ等の記憶装置（記録媒体）などを備えたコンピュータによって実現することもできる。つまり、本発明の目的は、上述した機能を実現するソフトウェアである波形等化プログラムのプログラムコード（実行形式プログラム、中間コードプログラム、ソースプログラム）をコンピュータで読み取り可能に記録した記録媒体を、コンピュータに供給し、そのコンピュータが記録媒体に記録されているプログラムコードを読み出し実行することによっても、達成可能である。この場合、記録媒体から読み出されたプログラムコード自体が上述した機能を実現することになり、そのプログラムコードを記録した記録媒体は本発明を構成することになる。
【０１７２】
このように本明細書において、手段とは必ずしも物理的手段を意味するものではなく、各手段の機能がソフトウェアによって実現される場合も包含する。さらに、一つの手段の機能が、二つ以上の物理的手段により実現されても、もしくは、二つ以上の手段の機能が、一つの物理的手段により実現されてもよい。
【０１７３】
以上のように、本発明の波形等化装置は、ビタビ復号可能な入力信号列（再生信号列）を波形等化しつつ、その等化特性を適応化する波形等化装置である。そして、この波形等化装置は、入力信号列に基づいて波形等化を行うことで等化後信号列を生成する等化手段（ＦＩＲフィルタ４）と、等化後信号列に基づくビタビ復号過程における正解パスと誤りパスとのパスメトリック差を検出するパスメトリック差検出手段（ビタビ復号回路５）と、パスメトリック差の目標値を設定する目標値設定手段（目標値レジスタ８）と、検出されたパスメトリック差の目標値に対する誤差に基づいて、適応化を行う等化適応化手段（タップ係数更新回路１０）と、を備えている。
【０１７４】
本発明の波形等化装置では、パスメトリック差を用いて等化特性の適応化を行うことにより、適応化に対してエラーレートを考慮に入れることができ、復号によるエラーレートをより良好に低減することができるようになる。また、本発明の波形等化装置では、所定のパスに対しては理想的なパスメトリック差が定まること、及び実際に検出されるパスメトリック差はこの理想的なパスメトリック差に対してばらつきを有していることに着目し、まずパスメトリック差の目標値を設定しておき、実際に検出されたパスメトリック差と設定した目標値との誤差に基づいて等化特性を適応化するようにしている。これにより、パスメトリック差の標準偏差等を算出してこれを最小化するように等化特性を適応化する場合と比較して、必要な演算を格段に簡素化することができる。
【０１７５】
なお、本発明の波形等化装置は、次のような装置であるともいえる。すなわち、本波形等化装置は、入力信号に対して波形等化を行う等化手段と、前記等化手段の出力について、ビタビ復号過程において合流する２本のパスのパスメトリック差を求めるパスメトリック差検出手段と、目標値に対する前記パスメトリック差の平均二乗誤差が最小となるように前記等化手段の等化特性を適応化していく等化適応化手段とを有している。
【０１７６】
また、本波形等化装置は、前記等化手段が、入力信号ベクトルとタップ係数ベクトルとを畳み込み演算するＦＩＲフィルタからなり、前記等化適応化手段が、前記目標値に対する前記パスメトリック差の平均二乗誤差が最小となるように前記ＦＩＲフィルタのタップ係数ベクトルを更新していく。
【０１７７】
また、本波形等化装置は、前記タップ係数ベクトルによる前記平均二乗誤差の微分である勾配ベクトルを求める勾配ベクトル計算手段を備え、前記等化適応化手段が、前記勾配ベクトルのスカラー倍を減算することによって前記タップ係数ベクトルを補正する。
【０１７８】
また、本波形等化装置は、前記勾配ベクトル計算手段が、前記目標値に対する前記パスメトリック差の誤差と前記入力信号ベクトルの一次結合との積の平均を求めて、前記勾配ベクトルとして出力する。
【０１７９】
また、本波形等化装置は、前記勾配ベクトル計算手段が、前記目標値に対する前記パスメトリック差の誤差と前記入力信号ベクトルの一次結合との積を求めて、前記勾配ベクトルとして出力する。
【０１８０】
また、本波形等化装置は、前記入力信号を復号して復号ビット列を求める復号手段と、対応する理想波形について求めた前記パスメトリック差が所定値となるような特定パターンを、前記復号ビット列から検出するパターン検出手段を備え、前記等化適応化手段が、前記特定パターンが検出された時だけ前記等化手段の等化特性の適応化を行う。
【０１８１】
また、本波形等化装置は、前記入力信号からビタビ復号により情報データビットを復号するための情報データ復号手段を備え、前記復号手段が、前記情報データ復号手段よりも短いパスメモリ長でビタビ復号を行って復号ビットを求める。
【０１８２】
また、本波形等化装置は、前記入力信号が既知の参照ビット列からの信号であり、前記参照ビット列を記憶するメモリ手段と、対応する理想波形について求めた前記パスメトリック差が所定値となるような特定パターンを、前記参照ビット列から検出するパターン検出手段を備え、前記等化適応化手段が、前記特定パターンが検出された時だけ前記等化手段の等化特性の適応化を行う。
【０１８３】
また、本波形等化装置は、前記等化適応化手段が、前記パスメトリック差の所定値を、前記目標値として設定する。
【０１８４】
また、本波形等化装置は、前記等化適応化手段が、すべてのあり得るパターンに対応する理想波形について求めた前記パスメトリック差の最小値を、前記所定値とする。
【０１８５】
また、本波形等化装置は、前記等化適応化手段が、すべてのあり得るパターンに対応する理想波形について求めた前記パスメトリック差のうち、小さな値を複数選んで、前記所定値とする。
【０１８６】
また、本波形等化装置は、前記入力信号を復号して復号ビット列を求める復号手段を備え、前記等化適応化手段が、各時刻における前記復号ビット列に対応する理想波形について求めた前記パスメトリック差を、前記目標値として設定する。
【０１８７】
また、本波形等化装置は、前記入力信号が既知の参照ビット列の再生信号であり、前記参照ビット列を記憶するメモリ手段を備え、前記等化適応化手段が、各時刻における前記参照ビット列に対応する理想波形について求めた前記パスメトリック差を、前記目標値として設定する。
【０１８８】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。
【０１８９】
【発明の効果】
以上のように、本発明の波形等化装置は、入力信号列に基づいて波形等化を行うことで等化後信号列を生成する等化手段と、等化後信号列に基づくビタビ復号過程における正解パスと誤りパスとのパスメトリック差を検出するパスメトリック差検出手段と、パスメトリック差の目標値を設定する目標値設定手段と、検出されたパスメトリック差の目標値に対する誤差に基づいて、適応化を行う等化適応化手段と、を備える構成である。
【０１９０】
また、本発明の波形等化方法は、入力信号列に基づいて波形等化を行うことで等化後信号列を生成する等化ステップと、等化後信号列に基づくビタビ復号過程における正解パスと誤りパスとのパスメトリック差を検出するパスメトリック差検出ステップと、パスメトリック差の目標となる値として設定された目標値に対する、検出されたパスメトリック差の誤差に基づいて、適応化を行う等化適応化ステップと、を含む方法である。
【０１９１】
上記の構成及び方法では、パスメトリック差を用いて等化特性の適応化を行うことにより、適応化に対してエラーレートを考慮に入れることができ、復号によるエラーレートをより良好に低減することができるようになる。
【０１９２】
上記の構成及び方法のように、まずパスメトリック差の目標値を設定しておき、実際に検出されたパスメトリック差と設定した目標値との誤差に基づいて等化特性を適応化することにより、パスメトリック差の標準偏差等を算出してこれを最小化するように等化特性を適応化する場合と比較して、必要な演算を格段に簡素化することができる。
【０１９３】
その結果、上記の構成及び方法により、復号によるエラーレートをより良好に低減することができる波形等化装置及び方法を実現することができる。
【０１９４】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、各パスメトリック差にそれぞれ対応する誤差の平均二乗である平均二乗誤差が最小値に近づくように、等化適応化手段が適応化を行うことが望ましい。
【０１９５】
また、本発明の波形等化方法は、上記の波形等化方法において、各パスメトリック差にそれぞれ対応する誤差の平均二乗である平均二乗誤差が最小値に近づくように、等化適応化ステップによる適応化が行われることが望ましい。
【０１９６】
上記の構成及び方法のように、エラーレートを低減するためには、上記誤差の平均二乗である平均二乗誤差を最小値に近づけるように適応化を行えばよい。
【０１９７】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、等化適応化手段は、各等化係数を変数として作成される誤差の二乗値を表す関数を最小値に近づけるように各等化係数を更新することにより、適応化を行うことが望ましい。
【０１９８】
また、本発明の波形等化方法は、上記の波形等化方法において、等化適応化ステップは、各等化係数を変数として作成される誤差の二乗値を表す関数を最小値に近づけるように各等化係数を更新することにより、適応化行うことが望ましい。
【０１９９】
上記の構成及び方法では、等化係数の更新のために、各等化係数を変数として作成される上記誤差の二乗値を表す関数を想定し、この関数を最小値に近づける方向に各等化係数を更新することによる適応化を繰り返すことで、ビタビ復号過程の進展にともなって順次検出されるパスメトリック差に対応する上記誤差の平均二乗である平均二乗誤差を最小値に近づけることができる。その結果、復号によるエラーレートをより良好に低減することが可能になる。
【０２００】
なお、上記関数を最小値に近づける方向に各等化係数を更新するには、等化適応化手段は、各等化係数から、当該等化係数による関数の偏微分結果である勾配の定数倍を減算することによって、各等化係数を更新すればよい。
【０２０１】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、等化適応化手段には、勾配を算出する演算として、誤差と、当該誤差を生じたパスメトリック差に対応するパスを構成する入力信号列の各入力信号に予め定められた重み付けをして加算した値との積の演算が予め設定されていることが望ましい。
【０２０２】
上記の構成では、等化適応化手段に演算が予め設定されているため、加算や乗算などの簡単な演算の組合せで上記勾配を算出し、等化係数を更新することができる。その結果、上記の構成では、等化適応化手段をより簡単な回路構成で実現することができるようになる。
【０２０３】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、等化適応化手段は、特定パターンが検出されたときに、等化後信号列における特定パターンに対応する信号列に基づいて検出されたパスメトリック差の誤差に基づいて、適応化を行うことが望ましい。
【０２０４】
上記の構成では、理想波形信号列に基づくパスメトリック差が特定値となるような特定パターンに基づいて適応化を行うことにより、ビタビ復号過程においてエラーを起こしやすいパターンに特化して等化特性を最適化することができる。
【０２０５】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、情報データとして利用される情報データビット列を生成する情報データ復号手段を備え、復号手段は、情報データ復号手段の行うビタビ復号におけるパスメモリ長よりも短いパスメモリ長でビタビ復号を行って復号ビット列を生成することが望ましい。
【０２０６】
上記の構成では、パターン検出の遅延を小さくすることができる。その結果、適応化の遅れを短くして応答性の優れた適応化を実現することが可能になる。
【０２０７】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、等化適応化手段は、特定パターンが検出されたときに、参照信号列における特定パターンに対応する信号列に基づいて検出されたパスメトリック差の誤差に基づいて、適応化を行うことが望ましい。
【０２０８】
上記の構成では、復号手段により復号された復号ビット列に基づいてパターン検出を行う場合とは異なり、パターン検出の遅延をなくすことができ、さらに応答性の優れた適応化を実現することが可能になる。
【０２０９】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、目標値設定手段は、目標値として特定値を設定することが望ましい。
【０２１０】
上記の構成では、検出されるパスメトリック差に対して、そのパスメトリック差が理想波形信号列に基づいて検出されたと想定したときの値を目標値として設定することになる。これにより、等化特性を最適化することができる。
【０２１１】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、特定値は、理想波形信号列に基づくパスメトリック差のとりうる値の最小値であることが望ましい。
【０２１２】
ビタビ復号過程では、理想波形信号列に基づくパスメトリック差のとりうる値の最小値に対応するパターンにおいてエラーが最も発生しやすい。上記の構成では、このパターンを特定パターンとすることで、等化特性を最適化することができる。
【０２１３】
なお、特定値は、理想波形信号列に基づくパスメトリック差のとりうる値のうち、最小値側から順に選択した複数の値であってもよい。
【０２１４】
本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、目標値設定手段は、復号パターンが復号手段にて生成されると、等化後信号列における復号パターンに対応する信号列に基づいて検出されたパスメトリック差に対して、復号パターンに対応し、かつ、ビタビ復号にとって理想的な波形を構成する理想波形信号列を想定した場合の当該理想波形信号列に基づくパスメトリック差を、目標値として設定することが望ましい。
【０２１５】
あるいは、本発明の波形等化装置は、上記の波形等化装置において、目標値設定手段は、復号パターンが参照ビット列としてメモリ手段から出力されると、等化後信号列における参照ビット列に復号されるべき信号列に基づいて検出されたパスメトリック差に対して、参照ビット列に対応し、かつ、ビタビ復号にとって理想的な波形を構成する理想波形信号列を想定した場合の当該理想波形信号列に基づくパスメトリック差を、目標値として設定することが望ましい。
【０２１６】
上記の構成のように、生成される復号パターン毎に目標値を設定して様々な復号パターンに基づいて適応化を行ってもよい。
【０２１７】
本発明の情報再生装置は、上記何れかの波形等化装置と、情報記録媒体から入力信号列を再生する再生手段と、を備えることを特徴としている。
【０２１８】
また、本発明の通信装置は、上記何れかの波形等化装置と、通信経路を介して伝送されてくる入力信号列を受信する受信手段と、を備えることを特徴としている。
【０２１９】
このように、本発明の波形等化装置を備える情報再生装置及び通信装置では、上記本発明の波形等化装置の有する効果により、復号によるエラーレートをより良好に低減することができる。
【０２２０】
本発明の波形等化プログラムは、上記何れかの波形等化装置を動作させる波形等化プログラムであって、コンピュータを各手段として機能させるためのプログラムである。
【０２２１】
上記の構成により、コンピュータで上記波形等化装置の各手段を実現することによって、上記波形等化装置を実現することができる。したがって、上記した波形等化装置として、復号によるエラーレートをより良好に低減することができる。
【０２２２】
また、本発明の波形等化プログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、コンピュータを各手段として機能させるためのプログラムを記録している。
【０２２３】
上記の構成により、上記記録媒体から読み出された波形等化プログラムによって、上記波形等化装置をコンピュータ上に実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る光ディスク再生装置の構成を示すブロック図である。
【図２】データビット列と、記録マークと、ＰＲ（１，２，１）特性に従う再生波形及びそのサンプルレベルとの関係を示す模式図である。
【図３】トレリス線図を示す模式図である。
【図４】復号ビット列「００１１１」と、記録マークと、再生波形及びそのサンプルレベルとの対応関係を説明するための模式図である。
【図５】（ａ）は理想波形のパスメトリック差のヒストグラムであり、（ｂ）は実際の再生信号のパスメトリック差のヒストグラムである。
【図６】ＰＲ（１，２，１）ＭＬと、（１，７）ＲＬＬとを組み合わせた再生系におけるパスメトリック差の各理想値に対応するビットパターンの一覧表である。
【図７】ビット列「００１１１」に対応するビタビ復号のトレリス線図を示す模式図である。
【図８】図１の光ディスク再生装置におけるタップ係数収束の実測結果を示すグラフである。
【図９】復号ビット列「０１０」と、記録マークと、再生波形及びそのサンプルレベルとの対応関係を説明するための模式図である。
【図１０】復号ビット列「００１１１０」と、記録マークと、再生波形及びそのサンプルレベルとの対応関係を説明するための模式図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態に係る光ディスク再生装置の構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の実施形態に係る通信データ受信装置の構成を示すブロック図である。
【図１３】再生波形と、ＰＲ（１，２，１）特性で想定する理想波形との関係を示すグラフである。
【図１４】ＬＭＳ法による波形等化装置の構成を示す模式図である。
【符号の説明】
１光ディスク（情報記録媒体）
２光学ピックアップ（再生手段）
３Ａ／Ｄ変換器
４ＦＩＲフィルタ（等化手段）
５ビタビ復号回路（復号手段、パスメトリック差検出手段、情報データ復号手段）
６パスメモリ長遅延素子
７特定パターン検出回路（パターン検出手段）
８目標値レジスタ（目標値設定手段）
９遅延素子
１０タップ係数更新回路（等化適応化手段）
１１参照ビット列記憶メモリ１１（メモリ手段）
２０光ディスク再生装置（情報再生装置）
２１光ディスク再生装置（情報再生装置）
３０通信データ受信装置（通信装置）
３１受信器（受信手段）[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a waveform equalization apparatus, a waveform equalization method, a waveform equalization program, a computer-readable recording medium on which a waveform equalization program is recorded, The present invention relates to an information reproducing apparatus and a communication apparatus provided with the waveform equalizer.
[0002]
[Prior art]
In recent years, a PRML (Partial Response Maximum Likelihood) method has been adopted as a data detection method in order to realize a higher recording density of an information recording medium (hereinafter simply referred to as “recording medium”). In PRML, it is necessary to perform waveform equalization in order to bring a reproduced waveform reproduced from a recording medium closer to an ideal frequency characteristic assumed in the PR class. Also, when reproducing a recording medium, there are variations in the characteristics of each recording medium, and there are reproduction characteristic fluctuations due to characteristic fluctuations in the reproduction system such as disc tilt and servo offset. An adaptive equalization technique that adaptively updates the equalization characteristics of waveform equalization is used.
[0003]
As an example of a conventional adaptive equalization technique, a technique called LMS (Least Mean Square) method is representative.
[0004]
This prior art will be described with reference to FIGS. Here, a case where data is detected by the PRML method based on the PR (1, 2, 1) characteristic will be described as an example.
[0005]
FIG. 13 is a graph showing the relationship between the reproduced waveform and the ideal waveform assumed in the PR (1, 2, 1) characteristic. In FIG. 13, u (i-2), u (i-1), u (i),... Represent a reproduction signal sequence obtained by A / D converting the reproduction waveform with a channel clock, and d (i-2), d (i-1), d (i),... represent ideal waveform signal sequences at times corresponding to u (i-2), u (i-1), u (i),.
[0006]
FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a conventional waveform equalization apparatus 50. This waveform equalizer includes a 3-tap FIR (Finite Impulse Response) filter 52 (finite impulse response filter) having equalization coefficients (tap coefficients) c (k, i) (k = 0, 1, 2), and an LMS. An arithmetic circuit 53 and an ideal waveform generation circuit 54 are provided. Based on the LMS method, the waveform equalization apparatus 50 obtains an equalization error from the reproduced waveform and an ideal signal waveform assumed in the PR class, and adaptively changes the equalization characteristic so that the equalization error is reduced. By approaching it, it will approach the ideal characteristics.
[0007]
In the waveform equalizer 50, the input reproduction signal u (i) at time i is delayed by a delay element having a channel time T, and a convolution operation with the tap coefficient c (k, i) in the FIR filter 52 is performed. As equalized signal y (i-1) = c (0, i) u (i) + c (1, i) u (i-1) + c (2, i) u (i-2) Is output. The ideal waveform generation circuit 54 outputs an ideal waveform signal d (i-1) having PR (1, 2, 1) characteristics corresponding to the reproduction signal u (i-1). The LMS arithmetic circuit 53 includes an ideal waveform signal d (i-1), a tap coefficient c (k, i) at time i, an equalized signal y (i-1), and a reproduction signal sequence u (i-2). , U (i−1), u (i) are input. In the LMS arithmetic circuit 53, every time the reproduction signal u (i) is input at time i, c (k, i + 1) = c (k, i) −μ {y (i−1) −d (i−1) )} U (i−k) is calculated, and the tap coefficient of the FIR filter 52 at time (i + 1) is updated with the newly obtained tap coefficient c (k, i + 1).
[0008]
In the above arithmetic expression in the LMS arithmetic circuit 53, μ is a constant called a step gain, and this arithmetic expression is generally known as an LMS algorithm. If the step gain μ is set to an appropriate value, the tap coefficient c (k, i) converges to a predetermined value as the updating operation is repeated. Then, the mean square error E [{y (i) −d (i)} with respect to the ideal waveform of the reproduced waveform equalized with the finally converged tap coefficients.²] (E is the expected value operator) is minimized by the filter theory.
[0009]
As another technique using the LMS method, there is a technique disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2000-156041 (publication date: June 6, 2000). In this technique, adaptive equalization is performed using the reproduction impulse response after servo error adjustment as a target reproduction characteristic.
[0010]
Also, a technique using an evaluation function for evaluating a reproduction waveform in order to adjust a sampling phase shift or a track offset at the time of reproduction instead of performing waveform equalization is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 10-21651. : January 23, 1998). In this technique, the standard deviation of the selected difference metric output from the maximum likelihood decoder is obtained, and this standard deviation is used as the evaluation function. The above adjustment is performed so that the standard deviation is minimized.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, in general, waveform equalization processing simultaneously causes enhancement of high frequency components of noise. For this reason, an LMS algorithm is used to target an ideal waveform assumed in the PR class, such as the waveform equalizer 50, for a reproduction signal having a low resolution for high-density recording (that is, a high-frequency component is significantly attenuated). When adaptive equalization is performed, the high frequency component is considerably emphasized. As a result, the S / N (Signal to Noise) ratio is deteriorated, and the equalization characteristic in which the error rate is not necessarily the best is not obtained. There was a problem. In other words, the frequency characteristic of the signal waveform that has been equalized so that the error rate is the best is a characteristic in which the high frequency component is slightly attenuated than the frequency characteristic assumed in the PR class. Also, the degree of such attenuation varies depending on the reproduction system.
[0012]
Therefore, in order to optimize the error rate, it is necessary to adaptively equalize to the optimum equalization characteristic in consideration of the correlation between the equalization characteristic and the error rate.
[0013]
Further, in the technique disclosed in the above Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-156041, since it is necessary to perform servo optimization first to create an ideal waveform, the startup time becomes long and the startup process becomes complicated. End up. Also, with this technique, the reproduced waveform itself in the servo optimum state, that is, the waveform that has not been equalized is used as an ideal waveform. Therefore, the ideal waveform is not necessarily a waveform that truly lowers the error rate. For this reason, even when adaptive equalization is performed using this technique, the equalization characteristic that provides the best error rate is not always achieved.
[0014]
Further, with the technique disclosed in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-21651, it is only possible to adjust the sampling phase shift and track offset during reproduction, and waveform equalization cannot be performed. In the adjustment as described above, the effect of reducing the error rate is low as compared with a case where appropriate waveform equalization is performed. Therefore, it is difficult to reduce the error rate satisfactorily.
[0015]
The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to realize a waveform equalization apparatus, a waveform equalization method, and the like that can more favorably reduce an error rate due to decoding.
[0016]
[Means for Solving the Problems]
The waveform equalization apparatus according to the present invention performs waveform equalization based on the input signal sequence in a waveform equalization apparatus that adapts the equalization characteristics while waveform equalizing an input signal sequence capable of Viterbi decoding Equalizing means for generating a signal sequence after equalization, path metric difference detecting means for detecting a path metric difference between a correct path and an error path in a Viterbi decoding process based on the equalized signal string, and the path metric difference Target value setting means for setting the target value, and equalization adaptation means for performing the adaptation based on an error of the detected path metric difference with respect to the target value.
[0017]
Also, the waveform equalization method of the present invention is a waveform equalization method for adapting the equalization characteristics while waveform equalizing an input signal sequence that can be Viterbi-decoded, and performing the waveform equalization based on the input signal sequence. An equalization step for generating an equalized signal sequence, a path metric difference detection step for detecting a path metric difference between a correct path and an error path in a Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence, and the path And an equalization adaptation step for performing the adaptation based on an error of the detected path metric difference with respect to a target value set as a target value of the metric difference.
[0018]
In the above configuration and method, a path metric difference based on the equalized signal sequence is detected, and equalization characteristics are adapted using the path metric difference.
[0019]
As described above, in the adaptive equalization by the conventional LMS method, the equalization characteristic is adapted for each signal based on the input signal and the ideal waveform signal without considering the error rate of the decoded signal. For this reason, the equalization characteristic with the best error rate is not necessarily obtained.
[0020]
On the other hand, the error rate can be taken into account for adaptation by adapting the equalization characteristic using the path metric difference. The reason is as follows. The path metric difference is an index for determining a correct answer path from two paths confronted by betting survival in the Viterbi decoding process. For this reason, the path metric difference represents the risk that the equalized signal sequence that is the source of the detection of the path metric difference may determine the wrong path as a surviving path during the decoding process. It indicates whether there is an error in decoding. For this reason, by adapting the equalization characteristic using the path metric difference, the error rate can be taken into account for the adaptation, and the error rate by decoding can be reduced more favorably. Become.
[0021]
Here, in order to reduce the error rate, it is only necessary to reduce the variation in the path metric difference detected corresponding to a predetermined path. However, if the standard deviation or the like of the path metric difference is calculated in order to reduce the variation of the path metric difference and the equalization characteristic is adapted so as to minimize it, the calculation for that becomes complicated. Therefore, such a method is extremely difficult and has not been realized.
[0022]
Therefore, in the present invention, an ideal path metric difference is determined for a predetermined path, and the actually detected path metric difference has variations with respect to the ideal path metric difference. First, the target value of the path metric difference is set as in the above configuration and method, and the equalization characteristics are applied based on the error between the actually detected path metric difference and the set target value. It tries to become. As a result, as compared with the case where the standard deviation or the like of the path metric difference is calculated and the equalization characteristic is adapted so as to minimize it, the necessary calculation can be greatly simplified. .
[0023]
As a result, with the above-described configuration and method, it is possible to realize a waveform equalization apparatus and method that can more favorably reduce the error rate due to decoding.
[0024]
The waveform equalization apparatus according to the present invention is the waveform equalization apparatus described above, wherein the path metric difference detecting means sequentially confronts the correct path and the error path as the Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence progresses. When the path metric difference is sequentially detected, the equalization adapting means performs the adaptation so that a mean square error that is a mean square of the error corresponding to each path metric difference approaches a minimum value. It is desirable.
[0025]
Further, the waveform equalization method of the present invention sequentially confronts with the progress of the Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence by repeatedly performing the path metric difference detection step in the waveform equalization method described above. When the path metric difference between the correct path and the error path is sequentially detected, the equalization adaptation is performed so that a mean square error that is a mean square of the error corresponding to each path metric difference approaches a minimum value. It is desirable that adaptation by steps is performed.
[0026]
In order to reduce the error rate as in the configuration and method described above, adaptation may be performed so that the mean square error, which is the mean square of the error, approaches a minimum value. In order to perform this adaptation, it is not always necessary to actually calculate the mean square error. It is only necessary to repeat the adaptation so that the mean square error approaches the minimum value.
[0027]
The waveform equalization apparatus according to the present invention is the waveform equalization apparatus, wherein the equalization means sequentially associates each input signal of the input signal sequence with a plurality of equalization coefficients, and And a signal sequence after equalization by performing a convolution operation with each input signal associated with each equalization coefficient, and the equalization adaptation means uses each equalization coefficient as a variable It is preferable that the adaptation is performed by updating each equalization coefficient so that a function representing the square value of the error generated as follows approaches a minimum value.
[0028]
The waveform equalization method according to the present invention is the waveform equalization method described above, wherein the equalization step sequentially associates each input signal of the input signal sequence with a plurality of equalization coefficients, A signal sequence after equalization is generated by performing a convolution operation between the equalization coefficient and each input signal associated with each equalization coefficient, and the equalization adaptation step uses each equalization coefficient as a variable. It is preferable that the adaptation is performed by updating each equalization coefficient so that a function representing the square value of the error to be generated approaches a minimum value.
[0029]
In the above configuration and method, adaptation is performed by updating the equalization coefficient of the equalization means. In order to update the equalization coefficient, a function representing the square value of the error created using each equalization coefficient as a variable is assumed. The above error is an error of the path metric difference detected based on the equalized signal sequence. Since the equalized signal sequence is obtained by convolving each equalization coefficient with each input signal, each equalization coefficient Can be used to represent the square value of the error.
[0030]
Then, by repeating the adaptation by updating each equalization coefficient in a direction that brings the function closer to the minimum value, the mean square of the error corresponding to the path metric difference sequentially detected as the Viterbi decoding process progresses The mean square error can be made closer to the minimum value. As a result, the error rate due to decoding can be reduced more favorably.
[0031]
In order to update each equalization coefficient in a direction in which the function approaches the minimum value, the equalization adapting means calculates a gradient that is a partial differential result of the function based on the equalization coefficient from each equalization coefficient. Each equalization coefficient may be updated by subtracting a constant multiple of.
[0032]
The waveform equalization apparatus according to the present invention is the waveform equalization apparatus described above, wherein the equalization adaptation unit includes, as an operation for calculating the gradient, a path corresponding to the error and a path metric difference causing the error. It is desirable that a calculation of a product with a value obtained by adding a predetermined weight to each input signal of the input signal sequence that constitutes is preset.
[0033]
In the above configuration, the gradient can be calculated as a product of the error and a sum of input signals that have been subjected to predetermined weighting. The weighting can be determined by whether the equalization coefficient to be updated is one of the plurality of equalization coefficients and what partial response characteristic the path metric difference detection means assumes. . Since the above calculation is set in advance in the equalization adapting means, the gradient can be calculated by a combination of simple calculations such as addition and multiplication, and the equalization coefficient can be updated.
[0034]
As a result, with the above configuration, the equalization adapting means can be realized with a simpler circuit configuration.
[0035]
The waveform equalizer of the present invention includes a decoding means for generating a decoded bit string that is a decoding result of the input signal string, and an ideal waveform signal string that constitutes an ideal waveform for Viterbi decoding. Pattern detecting means for detecting a specific pattern, which is a bit string pattern such that a path metric difference when assumed is a predetermined specific value, from the decoded bit string, and the equalization adapting means includes the specifying It is preferable that the adaptation is performed based on the error of the path metric difference detected based on the signal sequence corresponding to the specific pattern in the equalized signal sequence when a pattern is detected.
[0036]
In the above configuration, by performing adaptation based on a specific pattern in which the path metric difference based on the ideal waveform signal sequence becomes a specific value, the equalization characteristic is specialized for a pattern that easily causes an error in the Viterbi decoding process. Can be optimized.
[0037]
The waveform equalization apparatus according to the present invention includes information data decoding means for generating an information data bit string used as information data by viterbi decoding based on the equalized signal string in the above waveform equalization apparatus, and the decoding Preferably, the means generates Viterbi decoding with a path memory length shorter than the path memory length in Viterbi decoding performed by the information data decoding means to generate the decoded bit string.
[0038]
The information data bit string used as the information data needs to be decoded so that the error rate is sufficiently small, and the path memory length in Viterbi decoding needs to be sufficiently long. Since this information data bit string is output with a time delay corresponding to the path memory length, an attempt to detect a specific pattern based on this information data bit string causes a detection delay, resulting in a delay in adaptation. Become.
[0039]
On the other hand, as a decoded bit string for pattern detection, it is sufficient for adaptation without reducing the error rate as required by the information data bit string.
[0040]
Therefore, in the above configuration, the path memory length of the decoding means for generating the decoded bit string for pattern detection is shorter than the path memory length of the information data decoding means for generating the information data bit string. Thereby, the delay of pattern detection can be reduced. As a result, it is possible to realize adaptation with excellent responsiveness by shortening the delay of adaptation.
[0041]
The waveform equalization apparatus of the present invention stores a predetermined reference bit string in the above waveform equalization apparatus, and a reference signal string to be decoded into the reference bit string is input as the input signal string Further, a memory means for outputting the reference bit string in synchronization with the inputted reference signal string and a path metric difference when an ideal waveform signal string constituting an ideal waveform for Viterbi decoding is assumed in advance. Pattern detecting means for detecting a specific pattern which is a pattern of a bit string that becomes a specific value from a reference bit string output from the memory means, and the equalization adapting means is configured to detect when the specific pattern is detected. And the adaptation based on the error of the path metric difference detected based on the signal sequence corresponding to the specific pattern in the reference signal sequence. Be carried out is desirable.
[0042]
In the above configuration, a predetermined reference bit string is stored, and when a reference signal string to be decoded into a reference bit string is input as an input signal string, a pattern is generated based on the reference bit string output from the memory means. Detection can be performed. Therefore, unlike the case of performing pattern detection based on the decoded bit string decoded by the decoding means, it is possible to eliminate the delay of pattern detection and to realize adaptation with excellent responsiveness.
[0043]
In the waveform equalizer of the present invention, it is preferable that the target value setting means sets the specific value as the target value.
[0044]
In the above configuration, for the detected path metric difference, a value when it is assumed that the path metric difference is detected based on the ideal waveform signal sequence is set as the target value. Thereby, the equalization characteristic can be optimized.
[0045]
In the waveform equalizer of the present invention, it is preferable that the specific value is a minimum value that can be taken by a path metric difference based on the ideal waveform signal sequence.
[0046]
In the Viterbi decoding process, an error is most likely to occur in a pattern corresponding to the minimum value that can be taken by the path metric difference based on the ideal waveform signal sequence. In the above configuration, the equalization characteristic can be optimized by using this pattern as a specific pattern.
[0047]
The specific value may be a plurality of values selected in order from the minimum value side among values that can be taken by the path metric difference based on the ideal waveform signal sequence.
[0048]
The waveform equalization apparatus according to the present invention includes decoding means for generating a decoded bit string that is a decoding result of the input signal string in the waveform equalization apparatus, wherein the target value setting means is a correct path that survives in the Viterbi decoding process. When a decoding pattern that is a pattern of a bit string corresponding to is generated by the decoding unit, for the path metric difference detected based on the signal string corresponding to the decoding pattern in the equalized signal string, It is desirable to set, as the target value, a path metric difference based on an ideal waveform signal sequence corresponding to a decoding pattern and assuming an ideal waveform signal sequence that forms an ideal waveform for Viterbi decoding.
[0049]
Alternatively, the waveform equalization apparatus of the present invention stores a reference bit string determined in advance in the above waveform equalization apparatus, and a reference signal string to be decoded into the reference bit string is input as the input signal string. Memory means for outputting the reference bit string in synchronization with the inputted reference signal string, and the target value setting means, when the reference bit string is outputted from the memory means, An ideal waveform signal sequence corresponding to the reference bit sequence and constituting an ideal waveform for Viterbi decoding with respect to a path metric difference detected based on the signal sequence to be decoded into the reference bit sequence in the signal sequence It is desirable to set a path metric difference based on the ideal waveform signal sequence when assumed as the target value.
[0050]
As in the above configuration, a target value may be set for each generated decoding pattern and adaptation may be performed based on various decoding patterns.
[0051]
An information reproducing apparatus according to the present invention includes any one of the above-described waveform equalizing apparatuses and reproducing means for reproducing the input signal sequence from an information recording medium.
[0052]
In addition, a communication apparatus according to the present invention includes any one of the waveform equalization apparatuses described above and a receiving unit that receives the input signal sequence transmitted through a communication path.
[0053]
As described above, in the information reproducing apparatus and communication apparatus including the waveform equalization apparatus of the present invention, the error rate due to decoding can be reduced more favorably due to the effects of the waveform equalization apparatus of the present invention.
[0054]
The waveform equalization program of the present invention is a waveform equalization program for operating any one of the above waveform equalization apparatuses, and is a program for causing a computer to function as each of the above means.
[0055]
With the above configuration, the waveform equalization apparatus can be realized by realizing each means of the waveform equalization apparatus with a computer. Therefore, the error rate due to decoding can be reduced more favorably as the waveform equalizer described above.
[0056]
In addition, a computer-readable recording medium on which the waveform equalization program of the present invention is recorded records a program for causing a computer to function as each means.
[0057]
With the above configuration, the waveform equalization apparatus can be realized on the computer by the waveform equalization program read from the recording medium.
[0058]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
[Embodiment 1]
The following describes the first embodiment of the present invention with reference to FIGS.
[0059]
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an optical disc playback apparatus 20 (information playback apparatus) to which the waveform equalization apparatus of the present invention is applied. The optical disc playback device 20 is a device for playing back the optical disc 1, and includes an optical pickup 2, an A / D converter 3, an FIR filter 4, a Viterbi decoding circuit 5, a path memory long delay element 6, a specific pattern detection circuit 7, a target value. A register 8, a delay element 9 of time T (T represents one channel bit time of a reproduction signal, and the same applies hereinafter) and a tap coefficient update circuit 10 are provided.
[0060]
On the optical disc 1, a run length limited code with d = 1 such as a (1, 7) RLL (Run Length Limited) code, that is, a recording mark string of a modulation system with a shortest mark length of 2T is recorded.
[0061]
The optical pickup 2 (reproducing means) reproduces an analog reproduction waveform (signal waveform) having a reproduction signal sequence (input signal sequence) from the optical disc 1 (information recording medium). The optical pickup 2 includes a semiconductor laser (not shown), various optical components, a photodiode, and the like. The optical pickup 2 condenses the laser beam emitted from the semiconductor laser onto the optical disc 1, reflects it with a recording mark recorded on the optical disc 1, and converts the reflected light into an electrical signal with a photodiode to perform analog reproduction. A waveform (hereinafter simply referred to as “reproduced waveform”) is output.
[0062]
The A / D converter 3 performs A / D conversion of the reproduction waveform output from the optical pickup 2 at the timing of the channel frequency clock. The A / D converter 3 then outputs a digital reproduction signal after A / D conversion (hereinafter simply referred to as “reproduction signal”).
[0063]
The FIR filter 4 (equalization means) generates a post-equalization signal sequence by performing waveform equalization based on the reproduction signal sequence. The FIR filter 4 has two delay elements of time T, three gain variable amplifiers (gains are c (0, n), c (1, n), c (2, n), respectively), and an adder. One digital filter is provided. Here, gains c (0, n), c (1, n), and c (2, n) are tap coefficients (equalization coefficients), and the equalization characteristics of the FIR filter 4 can be changed by changing these values. Can be changed. The FIR filter 4 performs waveform equalization on the reproduced waveform using the tap coefficient, and outputs an equalized signal y (i−1, n). The meaning of “n” will be described later.
[0064]
The Viterbi decoding circuit 5 (decoding means, path metric difference detecting means) outputs the equalized signal y (i−) output from the FIR filter 4 based on the PR (1, 2, 1) characteristic having a waveform interference width of 3T. 1, n) Viterbi decoding is performed, and the decoded bit string b (i) of the recording mark recorded on the optical disc 1 is output, and at the same time, the path metric difference s (n) of the two paths joined in the Viterbi decoding process is calculated. Output.
[0065]
This path metric difference s (n) is called SAM (Sequenced Amplitude Margin). For example, “T. Perkins,“ A Window Margin Like Procedure for Evaluating PRML Channel Performance ”; IEEE Transactions on Magnetics, Vol. , 1995, p1109-1114 ".
[0066]
The Viterbi decoding circuit 5 (information data decoding means) also generates an information data bit string used as information data. The information data bit string may use the decoded bit string b (i) or may be generated separately. The information data is data that should be originally reproduced by the optical disc reproducing apparatus 20 and is required to be faithful to the data recorded on the optical disc 1.
[0067]
The path memory length delay element 6 is a delay element corresponding to the path memory length time L in the Viterbi decoding circuit 5.
[0068]
The specific pattern detection circuit 7 (pattern detection means) uses the decoded bit string b (i-4), b (i-3),..., B (i) decoded by the Viterbi decoding circuit 5 as “00111” as a specific pattern. ”,“ 00011 ”,“ 11000 ”, or“ 11100 ”.
[0069]
The target value register 8 (target value setting means) sets the target value ds of the path metric difference s (n), and stores this target value ds.
[0070]
The tap coefficient update circuit 10 (equalization adapting means), every time the specific pattern detection circuit 7 detects the specific pattern,
c (k, n + 1) = c (k, n) ± [mu] {s (n) -ds} {u (-2-k, n) + 2u (-1-k, n) + u (-k, n )}… (1)
Thus, a new tap coefficient c (k, n + 1) is obtained, and the tap coefficient of the FIR filter 4 is updated. Note that “n” is a value corresponding to the number of detections of the specific pattern, and means that the tap coefficient is updated for each detected nth specific pattern.
[0071]
Here, the decoding method by the Viterbi decoding circuit 5 will be described in more detail with reference to FIGS.
[0072]
As shown in FIG. 2, the reproduction waveform of an ideal 1T mark having a PR (1, 2, 1) characteristic and free from distortion and noise has a sample level ratio of 1: 2: 1 for each channel clock. become. The reproduction waveform of the 2T or more mark is obtained by superimposing the reproduction waveforms of the 1T mark. For example, the sample level ratio of the 2T mark is 1: 3: 3: 1, the sample level ratio of the 3T mark is 1: 3: 4: 3: 1, and the sample level ratio of the 4T mark is 1: 3: 4: 4. : 3: 1. In this way, an ideal reproduction waveform can be assumed for an arbitrary bit string, and five levels of 0, 1, 2, 3, 4 are taken as ideal sample levels (ideal sample levels). . Here, for convenience, if the sample level is normalized so that the maximum amplitude of the sample level is ± 1, the ideal sample level becomes five levels of −1, −0.5, 0, +0.5, and +1. .
[0073]
FIG. 3 is a trellis diagram showing Viterbi decoding for realizing data detection by the PRML method. In FIG. 3, S (00), S (01), S (10), and S (11) represent states, for example, the state S (00) indicates that the previous bit is 0 and the current bit is 0. . A line connecting the states is called a “branch”, and this branch represents a state transition. For example, a bit string “001” can be represented by a branch of S (00) → S (01). The numerical value next to each branch represents the ideal sample level expected in each state transition. For example, since the branch of S (00) → S (00) represents a bit string “000”, −1 (sample level before normalization is 0) is the ideal sample level. Note that there is no branch of S (01) → S (10) and S (10) → S (01) because there is no bit string of “010” and “101” due to the run length limitation of d = 1. It reflects that.
[0074]
In the trellis diagram, a route that passes through each state at each time so that branches are continuous is called a “path”. Considering all paths generated from any state through any state is equivalent to considering all possible bit strings. Therefore, the ideal waveform expected for all paths is compared with the reproduced waveform actually reproduced from the optical disc 1, and the path having the ideal waveform closest to the reproduced waveform, that is, having the smallest Euclidean distance from the reproduced waveform is searched. Then, the most likely maximum likelihood path can be determined as the correct path.
[0075]
The procedure of Viterbi decoding using a trellis diagram will be specifically described. At an arbitrary time, two paths join the states S (00) and S (11), and one path is connected to S (01) and S (10). For the states S (00) and S (11) where the two paths merge, if the Euclidean distance between the ideal waveform and the reproduction waveform of each path to be merged is left as a surviving path, at any time A total of four paths remain, one for each of the four states.
[0076]
The square of the Euclidean distance between the ideal waveform of the path and the playback waveform is called the “path metric”, and the branch metric calculated as the square of the difference between the ideal sample level of the branch and the sample level of the playback waveform is the total of the path metric. Calculated by accumulating on the branch.
[0077]
In this way, every time a sample value of a reproduction waveform, that is, a reproduction signal is input, the procedure for determining the surviving path by comparing the magnitudes of the path metrics of the two paths joining the same state is repeated. As large paths are deceived, the surviving paths converge to a single path with the smallest path metric. By making this a correct path, the data bit string recorded on the optical disc 1 is correctly reproduced.
[0078]
The number of state transitions up to the time when the correct answer path is determined and the decoded bit string is output with respect to the input time of the reproduction signal is referred to as “path memory length”. In general, the path memory length is long enough for the surviving paths to converge to one.
[0079]
Here, considering the conditions under which Viterbi decoding is performed correctly, the path metric of the correct path is determined in the process of determining the surviving path at each time in order for the path that converges to one finally becomes the correct path. Must be smaller than the path metric of the other path that is the error path. Therefore, by looking at the path metric difference, which is the difference between the path metrics between the two paths that face the survival and confront each other, it is possible to determine how likely the path is likely to cause an error. This path metric difference is the definition of SAM.
[0080]
In order to prevent an error in Viterbi decoding, the path metric difference obtained by subtracting the path metric of the correct path from the path metric of the error path needs to be larger than 0, and the error is less likely to occur as the path metric difference is larger. become. The Viterbi decoding circuit 5 calculates this path metric difference and outputs it as s (n).
[0081]
Now, the reproducing operation by the optical disk reproducing apparatus 20 having the above-described configuration shown in FIG. 1 will be described as follows.
[0082]
First, the optical pickup 2 emits a light beam onto the optical disc 1, so that a reproduction waveform of a recording mark recorded on the optical disc 1 is output from the optical pickup 2. This reproduced waveform is converted into a reproduced signal sequence u (i, n) by the A / D converter 3. When the reproduction signal sequence u (i, n) is input to the FIR filter 4, waveform equalization processing is performed by the FIR filter 4 and an equalized signal y (i-1, n) is output. The equalized signal y (i−1, n) is an equalized signal corresponding to the reproduction signal u (i−1, n) (the signal before and after equalization by matching the subscript “i−1”). Represents the corresponding relationship). The equalized signal y (i−1, n) is obtained by a convolution operation between the tap coefficient c (k, n) and the reproduction signal sequence u (i−k, n) as expressed by the following equation.
[0083]
[Expression 1]

[0084]
That is, the FIR filter 4 sequentially corresponds each reproduction signal of the reproduction signal sequence u (ik, n) to each tap coefficient for a plurality of tap coefficients c (k, n) (k = 0,1,2). In addition, an equalized signal sequence y (i−1, n) is generated by performing a convolution operation between each tap coefficient and each input signal associated with each tap coefficient.
[0085]
When the equalized signal sequence y (i−1, n) is input, the Viterbi decoding circuit 5 obtains and outputs the path metric difference s (n) as described above, and performs Viterbi decoding. The decoded bit string b (i) obtained as a result is output. That is, the Viterbi decoding circuit 5 generates a decoded bit string b (i) that is a decoding result of the reproduction signal string u (i, n). In addition, the Viterbi decoding circuit 5 performs path metrics between a correct path determined as a surviving path and an error path that confronts the correct path in the Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence y (i−1, n). The difference s (n) is detected.
[0086]
Here, the path memory length delay element 6 is a combination of the reproduced signal sequence u (i, n) and the path metric difference s (n) due to the delay of the path memory length in Viterbi decoding, and the decoded bit sequence b (i). This is for correcting the time difference L to achieve synchronization.
[0087]
The specific pattern detection circuit 7 includes “00111”, “00011”, “11000”, and “11100” in which the decoded bit strings b (i-4), b (i-3),..., B (i) are specific patterns. It is determined whether or not they match, and if they match, a match signal is transmitted to the tap coefficient update circuit 10. Although the specific pattern will be described later, when an ideal waveform signal sequence that constitutes an ideal waveform (ideal waveform) for Viterbi decoding is assumed, the path metric difference based on the ideal waveform signal sequence is a predetermined specific value. This is a bit string pattern. The specific pattern detection circuit 7 is a circuit that detects such a specific pattern from the decoded bit string b (i).
[0088]
When the coincidence signal is transmitted from the specific pattern detection circuit 7, the tap coefficient update circuit 10 receives the error {s (n) of the path metric difference s (n) from the Viterbi decoding circuit 5 with respect to the target value ds from the target value register 8. ) -Ds} and a first order polynomial {u (-2-k, n) + 2u (-1-k, n) + u (-k, n) obtained by applying a predetermined weight to the reproduction signal sequence u (ik, n) } To correct the tap coefficient c (k, n). That is, the tap coefficient update circuit 10 determines the error of the FIR filter 4 based on the error {s (n) −ds} of the path metric difference s (n) actually detected by the Viterbi decoding circuit 5 with respect to the target value ds. The equalization characteristic is adapted. Specifically, the tap coefficient update circuit 10 calculates the equation (1).
[0089]
Here, the correspondence between the path metric difference s (n) and the reproduced signal sequence u (i−k, n) will be described with reference to FIG. When “00111” is detected as the nth decoded bit string that matches the specific pattern, it is assumed that the reproduced waveform reproduced from the recording mark corresponding to this decoded bit string is as shown in FIG. Let u (-4, n), u (-3, n), u (-2, n), u (-1, n), u (0, n). The path metric difference s (n) is the reproduction signal sequence u (-4, n), u (-3, n), u (-2, n), u (-1, n), u (0, n) The middle of the equalized signal sequence y (-4, n), y (-3, n), y (-2, n), y (-1, n), y (0, n) corresponding to , That is, y (−3, n), y (−2, n), and y (−1, n) (see equation (3) described later).
[0090]
In the equation (1), μ represents a step gain. If this value is set to an appropriate value, the tap coefficient c (k, i) converges to a predetermined value while repeating this updating operation. The sign (±) to be applied to the coefficient correction term (the second term on the right side of equation (1)) is determined by the specific pattern detected by the specific pattern detection circuit 7 and is negative in the case of “00111” or “11100”. , “11000” or “00011” is positive.
[0091]
The mean square error E with respect to the target value ds of the path metric difference s (n) of the equalized signal equalized by the FIR filter 4 by the tap coefficient finally converged by repeating the tap coefficient updating operation according to the equation (1). [{S (n) -ds}²] (E [] is the expected value operator) is minimum, and in this case, the error rate of the decoded bit decoded by Viterbi decoding is the best.
[0092]
Therefore, the Viterbi decoding circuit 5 sequentially calculates the path metric difference s (n) between the correct path and the error path that are sequentially confronted with the progress of the Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence y (i−1, n). When detected, the mean square error E [{s (n) −ds}, which is the mean square of the error s (n) −ds corresponding to each path metric difference s (n).²] Is updated by the tap coefficient update circuit 10 so as to approach the minimum value. As will be described later, in order to update the tap coefficient, it is not always necessary to actually calculate the mean square error. By repeating the update operation, the mean square error can be made closer to the minimum value as a result. That's fine.
[0093]
Here, the mean square error E [{s (n) −ds}²] To minimize the error rate, and the update operation by the tap coefficient update circuit 10 causes E [{s (n) −ds}²] Will be described in detail.
[0094]
First, E [{s (n) −ds}²The reason why the error rate is optimized by minimizing] will be described.
[0095]
FIG. 5A is a graph showing a path metric difference histogram obtained for an ideal waveform having no noise assumed in the PR (1, 2, 1) characteristic based on the bit pattern of the (1, 7) RLL code. is there. 5A, this path metric difference is 1.5, 2.5, 3.5, 4.5, 5, 6, 7, 8, 9,... And a plurality of discrete values (ideal values). ). The ideal values take various values because, in the trellis diagram, the path metric differences of the error paths that start from the same state as the correct path corresponding to the ideal waveform and merge into the same state differ depending on the bit pattern. is doing.
[0096]
FIG. 6 shows the correspondence between each ideal value of the path metric difference and the bit pattern corresponding to each ideal value. The frequency of the ideal value is different because the frequency of appearance of each bit pattern is different in the bit pattern of (1, 7) RLL code in addition to the number of types of bit patterns taking each ideal value. .
[0097]
On the other hand, when the histogram of the path metric difference obtained for the reproduction signal of the bit pattern of the (1, 7) RLL code actually recorded on the optical disk is examined, as shown in FIG. The distribution has a metric difference and a distribution shape in which a plurality of distributions overlap. This is because various noises are present in the reproduction signal.
[0098]
Therefore, by determining the equalization characteristics so that the variation of the path metric difference of the reproduced signal with respect to each ideal value becomes small, the path metric difference obtained by subtracting the path metric of the correct path from the path metric of the error path is smaller than 0. It is considered that the possibility of becoming smaller can be reduced and the error rate can be reduced well. Specifically, for each decoded bit string, an ideal value of a corresponding path metric difference is obtained from FIG. 6, and the mean square error E [{s (n) −ds} with the ideal value as a target value ds.²] May be minimized.
[0099]
Furthermore, considering that the path metric difference> 0 is necessary in order to prevent an error in Viterbi decoding, the variation is reduced only for the path metric difference of the ideal value 1.5 that is most likely to cause an error. It is considered that the error rate can be best suppressed by determining the conversion characteristics. That is, bit patterns having an ideal path metric difference value of 1.5, that is, four types of patterns “00111”, “00011”, “11000”, and “11100” (see FIG. 6) are detected. Mean square error E [{s (n) -ds} between the path metric difference s (n) corresponding to the bit pattern of the target and the target value ds = 1.5²] Should be minimized. Note that the bit pattern corresponding to the ideal value (specific value) of interest as described above is the specific pattern.
[0100]
As described above, when the specific pattern detection circuit 7 detects the specific pattern, the tap coefficient is updated in the tap coefficient update circuit 10 based on the error of the path metric difference corresponding to the specific pattern. Further, the target value register 8 sets the minimum value of the ideal values of the path metric difference as the target value ds. As a result, the equalization characteristics can be optimized by specializing in patterns that are likely to cause errors in the Viterbi decoding process.
[0101]
Next, E [{s (n) -ds} is updated by the tap coefficient updating circuit 10.²] Will be explained.
[0102]
It is assumed that “00111” is detected as the nth bit pattern that matches the specific pattern. In this case, as shown in FIG. 7, in the trellis diagram of Viterbi decoding, the correct path is “... → S (00) → S (01) → S (11) → S (11)”. And the final state S (11) (S (11) at the right end in FIG. 7), the correct path and the ideal waveform are closest to “… → S (00) → S (00) → S ( 01) → S (11) ”in most cases.
[0103]
In this case, as for the sample level in the ideal waveform of each path, the correct path is (−0.5, +0.5, +1), and the error path is (−1, −0.5, +0.5). . Therefore, using the equalized signals y (-3, n), y (-2, n), y (-1, n) corresponding to these, the path metric difference s (n) in this case is formula

It can be obtained simply as follows.
[0104]
Further, by using the equation (2), it can be expressed as the following equation.
[0105]
[Expression 2]

[0106]
Then, the error e (n) of the path metric difference s (n) with respect to the target value ds = mean square of s (n) −ds (mean square error) ε = E [e (n)²] Is expressed by the following equation.
[0107]
[Equation 3]

[0108]
For simplicity of expression, “u (i, n)” is abbreviated as “u (i)”. From the equation (5), it can be seen that the mean square error ε is a quadratic function of a tap coefficient, that is, a ball-shaped curved surface having a single minimum point. For this reason, if the tap coefficient is moved in the direction opposite to the gradient (differential value) of the current equation (5), the mean square error ε gradually approaches the minimum point.
[0109]
When the mean square error ε is partially differentiated by the tap coefficient c (k, n) to obtain the gradient of the equation (5), the following equation is obtained.
[0110]
[Expression 4]

[0111]
Further, when substituting ds = s (n) −e (n) and rearranging the equation (6), the following equation is obtained.
[0112]
[Equation 5]

[0113]
Here, in order to collectively describe the gradient, tap coefficient, and reproduction signal sequence, a vector notation as shown in the following equation is used.
[0114]
[Formula 6]

[0115]
[Expression 7]

[0116]
[Equation 8]

[0117]
Note that the fact that the right side of the gradient vector n (n) is multiplied by ½ is not essential because of the convenience in expressing the following equation. If the tap coefficient vector C (n) is corrected in the reverse direction of the gradient vector ∇ (n), the mean square error ε approaches the minimum point, so the tap coefficient correction algorithm sets the step gain to μ (positive constant value). ) As
C (n + 1) = C (n) −μ∇ (n) (11)
Based on
[0118]
From equation (7), the gradient vector ∇ (n) is
∇ (n) = E [{s (n) −ds} {U (0, n) + 2U (1, n) + U (2, n)}] (12)
As described above, it is obtained as the average of the product of the error of the path metric difference s (n) with respect to the target value ds and the linear combination of the reproduction signal vector.
[0119]
However, since it is difficult to obtain the average value E [{s (n) −ds} {U (0, n) + 2U (1, n) + U (2, n)}] in real time, Using the product of the instantaneous estimated value, that is, the error of the path metric difference s (n) with respect to the target value ds and the linear combination of the reproduction signal vector,
∇ (n) = {s (n) −ds} {U (0, n) + 2U (1, n) + U (2, n)} (13)
It is theoretically guaranteed that the convergence value of the tap coefficient is almost the same as that of the equation (12) using the average.
[0120]
The other bit patterns “00011”, “11100”, and “11000” in which the ideal value of the path metric difference is 1.5 can be considered in the same manner as described above, and thus detailed description thereof is omitted. However, in the case of “11100”, s (n) = y (−3, n) + 2y (−2, n) + y (−1, n) is exactly the same as described above, so the result is the same. In the case of “00011” and “11000”, s (n) = − {y (−3, n) + 2y (−2, n) + y (−1, n)}, so that ∇ (n) = − { Note that s (n) -ds} {U (0, n) + 2U (1, n) + U (2, n)}. In summary,
(A) For “00111” and “11100”:
∇ (n) = {s (n) −ds} {U (0, n) + 2U (1, n) + U (2, n)}
(B) In the case of “00011” and “11000”:
∇ (n) = − {s (n) −ds} {U (0, n) + 2U (1, n) + U (2, n)}
Then, the mean square error ε of the path metric difference with respect to the target value can be minimized by obtaining the gradient vector and updating the tap coefficient vector according to the equation (11).
[0121]
Therefore, in the tap coefficient update circuit 10, the mean square error ε = E [e (n) created using each tap coefficient as a variable.²] Instead of the function e (n) representing the square value of the error e (n) created using each tap coefficient as a variable²= {S (n) -ds}²By updating each tap coefficient so as to be close to the minimum value, the equalization characteristic of the FIR filter 4 is adapted.
[0122]
For this purpose, the tap coefficient update circuit 10 calculates the function e (n) based on the tap coefficient c (k, n) from each tap coefficient c (k, n).²= {S (n) -ds}²By subtracting a constant multiple of the gradient {s (n) -ds} {u (-2-k, n) + 2u (-1-k, n) + u (-k, n)}, which is the partial differential result of Each tap coefficient c (k, n) is updated to c (k, n + 1) (see equation (1)).
[0123]
The tap coefficient update circuit 10 has an error e (n) = {s (n) −ds} as an operation for calculating a gradient and a path metric difference s (n) that causes an error e (n) in the reproduction signal sequence. ) In the reproduction signal sequence u (-4, n), u (-3, n), u (-2, n), u (-1, n), u (0, n) constituting the path corresponding to A product operation of a value {u (−2−k, n) + 2u (−1−k, n) + u (−k, n)} obtained by adding a predetermined weight is set in advance. . In this weighting, the tap coefficient c (k, n) to be updated is one of a plurality of tap coefficients c (0, n), c (1, n), c (2, n). And the partial response characteristic assumed by the Viterbi decoding circuit 5 can be determined. In this way, by setting the above calculation in the tap coefficient update circuit 10 in advance, the gradient can be calculated by a combination of simple calculations such as addition and multiplication, and the tap coefficient can be updated.
[0124]
In the above description, the path metric difference s (n) is simply expressed as s (n) = y (−3, n) + 2y (−2, n) + y (−1, n) because of theoretical development. Although the path metric difference s (n) itself for obtaining {s (n) −ds} in the above algorithm is calculated, two paths joined by an actual Viterbi decoding circuit according to the convenience of circuit implementation. Of course, it may be obtained from the path metric difference of, or may be obtained simply according to the above formula.
[0125]
FIG. 8 is a graph showing the convergence status of tap coefficients obtained by performing the above-mentioned adaptive equalization by the actual optical disc reproducing apparatus 20. The initial values are set to c (0,0) = 0, c (1,0) = 1, and c (2,0) = 0 so that the operation can be easily understood. As can be seen from FIG. 8, each tap coefficient converges to a predetermined value, and finally c (0, n) and c (2, n) are about −1, and c (1, n) is +3. It has converged to the extent. When the bit error rate at this time is measured, 2 × 10^-6It was very good.
[0126]
On the other hand, for comparison, when the tap coefficient is obtained by using the waveform equalization apparatus 50 (see FIG. 14) using the conventional LMS method with the target waveform as the PR (1, 2, 1) ideal waveform, c (0 , n) and c (2, n) converge to about −1 and c (1, n) converge to about +2.8. When the error rate at this time is measured, 3 × 10^-FiveIt was about.
[0127]
From this result, it was confirmed that the error rate can be kept low by performing adaptive equalization according to the present invention for a reproduction system whose frequency characteristics are unknown.
[0128]
As described above, the variation of the path metric difference is minimized in the histogram of the path metric difference by adapting the equalization characteristic so that the mean square error of the path metric difference with respect to the target value is minimized. Therefore, the error rate can be kept low.
[0129]
It is also desirable to perform equalization adaptation when a specific pattern in which the ideal value of the path metric difference is a predetermined value is detected from the decoded bit string. As a result, the equalization characteristic can be optimized only for bit patterns that are prone to error, and the error rate can be further reduced. In particular, if the predetermined value is the minimum value or multiple values selected in order from the minimum value side from the path metric difference obtained for the ideal waveform corresponding to all possible bit patterns, the path metric difference that is likely to cause an error is used. Therefore, the error rate can be further reduced.
[0130]
The Viterbi decoding circuit 5 outputs a decoding pattern that is a bit string pattern corresponding to the correct path that survives in the Viterbi decoding process, not only when a specific pattern in which the ideal value of the path metric difference is a predetermined value is detected from the decoding bit string. Equalization adaptation may be performed each time. For this purpose, the target value register 8 sets the ideal value of the path metric difference corresponding to the decoding pattern output from the Viterbi decoding circuit 5 with respect to the path metric difference corresponding to the decoding pattern output from the Viterbi decoding circuit 5. And set as the target value ds. In this case, the target value register 8 may store various patterns assumed as decoding patterns and ideal values of path metric differences corresponding thereto as shown in FIG.
[0131]
In the above description, the ideal value is set as the target value ds. However, in consideration of the distribution characteristics of the actual path metric difference, a value obtained by appropriately correcting the ideal value is set as the target value ds. It is good.
[0132]
In the above description, the Viterbi decoding circuit 5 is configured to output the path metric difference s (n) and the decoded bit string b (i) that is the Viterbi decoding result, but the output of the decoded bit string b (i) is reproduced. Since the Viterbi decoding path memory length is delayed with respect to the input of the signal u (i, n), as a result, the tap coefficient updating by the tap coefficient updating circuit 10 is delayed by the path memory length.
[0133]
Here, the decoded bit string input to the specific pattern detection circuit 7 is used for detection of a specific pattern. Even if there are some detection errors in this decoded bit string, if the step gain μ is sufficiently small, the detection error is detected. Has almost no adverse effect and has no practical problem. Therefore, the decoded bit string input to the specific pattern detection circuit 7 has an error rate (1 × 10 4) required for decoding a normal information data bit string.^-FourAn error rate worse than the following) is acceptable.
[0134]
Therefore, the Viterbi decoding path memory length for generating the decoded bit string to be input to the specific pattern detection circuit 7 may be shorter than the Viterbi decoding performed for decoding the information data bit string. In this case, the decoded bit string b (i) input to the specific pattern detection circuit 7 is Viterbi decoded in the Viterbi decoding circuit 5 with a path memory length shorter than the path memory length in Viterbi decoding for decoding the information data bit string. Will be generated. As a result, the tap coefficient update delay in the tap coefficient update circuit 10 can be reduced, and the adaptation delay can be shortened to realize the adaptation with excellent responsiveness.
[0135]
In the above description, since the ideal sample level is normalized to ± 1 in the reproduction system combining the PR (1, 2, 1) characteristic and the (1, 7) RLL code, the ideal value of the path metric difference is Although the minimum value is 1.5, when this is generalized, in the case of a PRML reproduction system whose PR characteristics are represented by impulse responses (a, b, a), the minimum value of the ideal value of the path metric difference is 2a.²+ B²It becomes. For example, in the above example, since a = 0.5 and b = 1, the minimum value of the ideal value of the path metric difference is 2 × 0.5.²+1²= 1.5.
[0136]
Therefore, it is a run length limited code in which the modulation scheme of the original bit string of the reproduction signal string is d = 1, the Viterbi decoding circuit 5 assumes that the impulse response of the isolated mark is (a, b, a), and the reproduction signal When considering the run length limit of the column, the target value register 8 sets the target value ds to (2a²+ B²), The specific pattern detection circuit 7 detects “00111”, “00011”, “11000”, and “11100” as specific patterns.
[0137]
In the above description, the number of taps M of the FIR filter 4 is set to 3 for the sake of simplification. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be similarly applied even when a higher-order filter is used. Of course. In the PRML regeneration system in which the PR characteristic is represented by the impulse response (a, b, a), a detailed description in the case of a general filter number M is omitted here, but if only the conclusion is written, the M-th order tap coefficient Vector C (n) = [c (0, n), c (1, n),..., C (M-1, n)] (c (k, n) is the tap coefficient of the k-th tap), reproduction signal Vector U (i, n) = [u (i-2, n), u (i-3, n), ..., u (iM-1, n)] (u (-M-1, n), u (−M, n),..., U (0, n) are (M + 2) reproduced signal sequences corresponding to the nth specific pattern), target value ds, path metric difference s (n), For the gradient vector ∇ (n)
(A) When “00111” and “11100” are detected:
∇ (n) = {s (n) −ds} {aU (0, n) + bU (1, n) + aU (2, n)}
(B) When “00011” and “11000” are detected:
∇ (n) = − {s (n) −ds} {aU (0, n) + bU (1, n) + aU (2, n)}
The gradient vector is obtained as follows, and the tap coefficient vector is updated by equation (11).
[0138]
In the above description, the PRML method has been described on the premise of the PR (1, 2, 1) (general form PR (a, b, a)) characteristic having a waveform interference width of 3T. However, the waveform interference width is 2T. And 4T are also briefly described.
[0139]
First, a case where the waveform interference width is 2T will be described. In this case, the impulse response assumed by PRML is represented by PR (a, a). Here, consider a case where the modulation method of the reproduction signal has no d restriction (not a run-length limited code).
[0140]
When the waveform interference width is 2T, the trellis diagram has two states, S (0) and S (1). The path metric difference is the correct path “v1, v2, v3” and the error path “v1, v2 ′, v3” (v1, v2, v3 are bits of 0 or 1. v2 ′ is the inversion of v2. (Represents a bit). The ideal waveform values of the correct path are av1 + av2 and av2 + av3 in order, and the ideal waveform values of the error path are av1 + av2 ′ and av2 ′ + av3 in order, so the ideal value of the path metric difference is given by
(Av1 + av2-av1-av2 ')²+ (Av2 + av3-av2'-av3)²
= 2a²(V2-v2 ')²= 2a² (14)
It can be asked. That is, the ideal value of the path metric difference is 2a in any case.²It turns out that it is.
[0141]
Therefore, when the Viterbi decoding circuit 5 assumes that the impulse response of the isolated mark is (a, a), the target value register 8 sets the target value ds to 2a.²Will be set to.
[0142]
Here, the correspondence between the path metric difference s (n) and the digital reproduction signal u (i-k, n) is shown in FIG. However, FIG. 9 shows a case where the number of taps (the order of the tap coefficient vector) M = 3. When “010” is detected as the nth decoded bit string that matches the specific pattern, it is assumed that the reproduced waveform reproduced from the recording mark corresponding to this decoded bit string is as shown in FIG. Let u (-3, n), u (-2, n), u (-1, n), u (0, n). In general, when the number of taps is M, the corresponding reproduction signal sequence is (M + 1) u (−M, n),..., U (0, n). The path metric difference s (n) is the equalized signal y corresponding to the reproduction signal sequence u (-3, n), u (-2, n), u (-1, n), u (0, n). The middle two of (-3, n), y (-2, n), y (-1, n), y (0, n), that is, y (-2, n), y (- 1, n) can be obtained simply as follows.

The relationship between y (-2, n), y (-1, n) and the reproduction signal is as follows.
[0143]
[Equation 9]

[0144]
[Expression 10]

[0145]
Thereafter, an error e (n) of s (n) with respect to the target value ds = s (n) −mean square of ds = E [e (n)²] Is partially differentiated with the tap coefficient to obtain the gradient vector ∇ (n), and the algorithm for correcting the tap coefficient vector C (n) in the opposite direction of the gradient vector ∇ (n) is PR (1, 2, Since this is exactly the same as in the case of 1), a detailed description is omitted.
[0146]
The difference between the final algorithm and PR (1,2,1) is that the shape of the path metric difference s (n) obtained simply is as described above, and the gradient vector ∇ ( n) is as follows according to the bit pattern.
(A) In the case of “010”, “011”, “110” or “111”:
∇ (n) = {s (n) −ds} {U (0, n) + U (1, n)}
(B) In the case of “000”, “001”, “100” or “101”:
∇ (n) = − {s (n) −ds} {U (0, n) + U (1, n)}
The reproduction signal vector is U (i, n) = [u (i-1, n), u (i-2, n),..., U (iM, n)] (u (-M, n) , U (−M + 1, n),..., U (0, n) are (M + 1) reproduced signal sequences corresponding to the nth specific pattern).
[0147]
Next, the case where the waveform interference width is 4T will be described. In this case, the impulse response assumed by PRML is represented by PR (a, b, b, a). Here, consider a case where the modulation scheme of the reproduction signal is a run-length limited code having a d = 1 constraint, that is, a modulation scheme in which the shortest mark length is 2T.
[0148]
When the waveform interference width is 4T, the trellis diagram has six states of S (000), S (001), S (011), S (100), S (110), and S (111) (d = 1). S (010) and S (101) do not exist due to restrictions). The bit pattern that minimizes the ideal value of the path metric difference has “x000110”, “x000111”, “x001110”, “x001111”, “x110000” with the smallest number of state transitions until the error path joins the correct path. ”,“ X110001 ”,“ x111000 ”, and“ x111001 ”(where“ x ”represents either 0 or 1).
[0149]
When the correct paths corresponding to these bit patterns are represented as “v1, v2, v3, v4, v5, v6, v7”, the error paths are “v1, v2, v3, v4 ′, v5, v6, v7” (v1). ˜v7 represents a bit of 0 or 1. v4 ′ represents an inverted bit of v4). Therefore, the ideal waveform value of the correct path, in turn is a av1 + bv2 + bv3 + av4, av2 + bv3 + bv4 + av5, av3 + bv4 + bv5 + av6, av4 + bv5 + bv6 + av7, ideal waveform value of the error path is, in turn av1 + bv2 + bv3 + av4 ', av2 + bv3 + bv4' because it is + av5, av3 + bv4 '+ bv5 + av6, av4' + bv5 + bv6 + av7, path metric The ideal difference is given by
(Av1 + bv2 + bv3 + av4-av1-bv2-bv3-av4 ')²
+ (Av2 + bv3 + bv4 + av5-av2-bv3-bv4'-av5)²
+ (Av3 + bv4 + bv5 + av6−av3−bv4′−bv5−av6)²
+ (Av4 + bv5 + bv6 + av7−av4′−bv5−bv6−av7)²
= 2 (a²+ B²) (v2-v2 ')²= 2 (a²+ B²(18)
It can be asked.
[0150]
Therefore, it is a run length limited code in which the modulation scheme of the original bit string of the reproduction signal string is d = 1, the Viterbi decoding circuit 5 assumes that the impulse response of the isolated mark is (a, b, b, a), and When considering the run length limitation of the reproduction signal sequence, the target value register 8 sets the target value ds to 2 (a²+ B²The specific pattern detection circuit 7 detects “000110”, “000111”, “001110”, “001111”, “110000”, “110001”, “111000”, “111001” as the specific patterns. Become.
[0151]
Here, the correspondence between the path metric difference s (n) and the digital reproduction signal u (i-k, n) is shown in FIG. However, FIG. 10 shows a case where the number of taps (the order of the tap coefficient vector) M = 5. When “001110” is detected as the nth decoded bit string that matches the specific pattern, it is assumed that the reproduced waveform reproduced from the recording mark corresponding to this decoded bit string is as shown in FIG. u (-7, n), u (-6, n), u (-5, n), u (-4, n), u (-3, n), u (-2, n), u ( -1, n) and u (0, n). In general, when the number of taps is M, the corresponding reproduction signal sequence is (M + 3) of u (−M−2, n),..., U (0, n). The path metric difference s (n) is the reproduction signal sequence u (-7, n), u (-6, n), u (-5, n), u (-4, n), u (-3, n ), U (-2, n), u (-1, n), and equalized signals y (-7, n), y (-6, n), y (- 5, n), y (-4, n), y (-3, n), y (-2, n), y (-1, n), y (0, n), , Y (−5, n), y (−4, n), y (−3, n), and y (−2, n) can be simply obtained as follows.

The relationship between y (-5, n), y (-4, n), y (-3, n), y (-2, n) and the reproduction signal is as follows.
[0152]
## EQU11 ##

[0153]
[Expression 12]

[0154]
[Formula 13]

[0155]
[Expression 14]

[0156]
Thereafter, an error e (n) of s (n) with respect to the target value ds = s (n) −mean square of ds = E [e (n)²] Is partially differentiated with the tap coefficient to obtain the gradient vector ∇ (n), and the algorithm for correcting the tap coefficient vector C (n) in the opposite direction of the gradient vector ∇ (n) is PR (1, 2, Since this is exactly the same as in the case of 1), a detailed description is omitted.
[0157]
The difference between the final algorithm and PR (1,2,1) is that the shape of the path metric difference s (n) obtained simply is as described above, and the gradient vector ∇ ( n) is as follows according to the bit pattern.
(A) In the case of “001110”, “001111”, “111000” or “111001”:
∇ (n) = {s (n) −ds} {aU (0, n) + bU (1, n) + bU (2, n) + aU (3, n)}
(B) In the case of “000110”, “000111”, “110000” or “110001”:
∇ (n) = − {s (n) −ds} {aU (0, n) + bU (1, n) + bU (2, n) + aU (3, n)}
The reproduction signal vector is U (i, n) = [u (i-3, n), u (i-4, n),..., U (iM-2, n)] (u (-M- 2, n), u (−M−1, n),..., U (0, n) are (M + 3) reproduced signal sequences corresponding to the nth specific pattern).
[0158]
In the above description, PR (a, a), PR (a, b, a), and PR (a, b, b, a) are described as PRML systems. However, the scope of the present invention is as follows. Of course, application to other PRML systems is also possible.
[0159]
In the above description, the (1, 7) RLL code is used as the run length limit code with d = 1. However, the present invention is not limited to this.
[0160]
[Embodiment 2]
The following describes the second embodiment of the present invention with reference to FIG. In the present embodiment, components having the same functions as those described in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0161]
In the optical disk reproducing device 21 of the present embodiment, the equalization characteristics are adjusted using the optical disk 1 ′ on which a known bit string is recorded, and the known bit string is stored in the reference bit string storage memory 11 as a reference bit string. ing. The optical disk 1 'is assumed to be provided with an equalization characteristic adjustment track on which a known bit string is recorded.
[0162]
When a known bit string is reproduced from the optical disc 1 ′, the same bit string b ′ (i) as the reproduced known bit string is synchronized with the reproduced known bit string from the reference bit string storage memory 11 and a specific pattern detection circuit. 7 is input. That is, the reference bit string storage memory 11 (memory means) stores a predetermined reference bit string, and when a reference signal string to be decoded into the reference bit string is input as a reproduction signal string, A reference bit string is output in synchronization.
[0163]
Thereafter, when the specific pattern detection circuit 7 detects a specific pattern based on the bit string b ′ (i), the operation of the tap coefficient update circuit 10 updating the tap coefficient of the FIR filter 4 is the same as in the first embodiment. Therefore, detailed description is omitted.
[0164]
In the optical disc playback apparatus 21, there is no time difference due to the Viterbi decoding delay. That is, there is no time difference between b '(i) and s (n) and u (i, n). For this reason, the optical disk reproducing device 21 does not require the path memory length delay element 6 that is necessary for the optical disk reproducing device 20 of the first embodiment.
[0165]
As described above, in the optical disc reproducing device 21, by using a known reference bit string, it is possible to eliminate the delay in updating the tap coefficient by the tap coefficient updating circuit 10 and realize adaptive equalization with excellent responsiveness. .
[0166]
As in the first embodiment, the ideal value of the corresponding path metric difference is set for each decoding pattern included in the reference bit string so as to reduce the variation of the path metric difference of the reproduction signal with respect to each ideal value. Is set as the target value ds, and the mean square error E [{s (n) −ds}²] May be a minimum.
[0167]
As described above, in the first and second embodiments, the optical disc playback apparatus has been described as an example of the information playback apparatus. However, the present invention is not limited to this, and the same effect can be achieved in an apparatus that performs PRML signal playback. Can do. That is, the present invention can be applied not only to a magnetic recording / reproducing apparatus such as a hard disk apparatus or a magnetic tape apparatus as another information reproducing apparatus but also to a communication apparatus such as a communication data receiving apparatus.
[0168]
As an example, FIG. 12 shows a configuration of a communication data receiving device 30 (communication device) corresponding to the optical disc reproducing device 20 of the first embodiment. In addition, although the structure corresponding to Embodiment 1 is demonstrated here, it can also be set as the structure corresponding to Embodiment 2. FIG.
[0169]
The communication data receiving device 30 is replaced with a communication path (in FIG. 12, a wireless communication path is assumed, but a wired communication path may be used) instead of the optical pickup 2 in the optical disc reproducing apparatus 20. A receiver 31 (receiving means) for receiving the transmitted communication waveform is provided. Since the other configuration is the same as that of the optical disc playback apparatus 20, the description thereof is omitted here.
[0170]
Each block of the waveform equalizer described in the first and second embodiments may be configured by hardware logic, or may be realized by software using a computer as follows.
[0171]
That is, the waveform equalizer (the optical

disk reproducing device

20 or 21 in FIG. 1 or FIG. 11 excluding the optical disc 1, the optical pickup 2, and the A / D converter 3 or the communication data receiving device 30 in FIG. 12). Among them, the device excluding the receiver 31 and the A / D converter 3) stores a CPU (central processing unit) that executes instructions of a waveform equalization program that realizes each function of the device, and the program. It can also be realized by a computer having a ROM (read only memory), a RAM (random access memory) for expanding the program, and a storage device (recording medium) such as a memory for storing the program and various data. That is, an object of the present invention is to provide a computer with a recording medium in which a program code (execution format program, intermediate code program, source program) of a waveform equalization program, which is software that realizes the functions described above, is recorded in a computer-readable manner. This can also be achieved by supplying and executing the program code recorded in the recording medium by the computer. In this case, the program code itself read from the recording medium realizes the above-described function, and the recording medium recording the program code constitutes the present invention.
[0172]
Thus, in this specification, the means does not necessarily mean physical means, but includes cases where the functions of the means are realized by software. Further, the function of one means may be realized by two or more physical means, or the functions of two or more means may be realized by one physical means.
[0173]
As described above, the waveform equalizer of the present invention is a waveform equalizer that adapts the equalization characteristics while waveform equalizing an input signal sequence (reproduced signal sequence) that can be Viterbi-decoded. The waveform equalization apparatus includes an equalization unit (FIR filter 4) that generates a signal sequence after equalization by performing waveform equalization based on an input signal sequence, and a Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence. Path metric difference detecting means (Viterbi decoding circuit 5) for detecting a path metric difference between a correct answer path and an error path in FIG. 1, and target value setting means (target value register 8) for setting a target value of the path metric difference. And an equalization adaptation means (tap coefficient update circuit 10) for performing adaptation based on the error of the path metric difference with respect to the target value.
[0174]
In the waveform equalization apparatus of the present invention, the error rate can be taken into account for the adaptation by adapting the equalization characteristic using the path metric difference, and the error rate due to the decoding is further reduced. Will be able to. In the waveform equalizer of the present invention, an ideal path metric difference is determined for a predetermined path, and the actually detected path metric difference varies with respect to the ideal path metric difference. First, the target value of the path metric difference is set, and the equalization characteristics are adapted based on the error between the actually detected path metric difference and the set target value. ing. As a result, the required calculation can be greatly simplified as compared with the case where the equalization characteristic is adapted so that the standard deviation of the path metric difference is calculated and minimized.
[0175]
It can be said that the waveform equalization apparatus of the present invention is the following apparatus. That is, the present waveform equalization apparatus obtains a path metric that obtains a path metric difference between two paths that merge in the Viterbi decoding process with respect to an equalization unit that performs waveform equalization on an input signal and an output of the equalization unit. Difference detection means, and equalization adaptation means for adapting equalization characteristics of the equalization means so that a mean square error of the path metric difference with respect to a target value is minimized.
[0176]
In the waveform equalization apparatus, the equalization unit includes an FIR filter that performs a convolution operation on an input signal vector and a tap coefficient vector, and the equalization adaptation unit includes an average of the path metric difference with respect to the target value. The tap coefficient vector of the FIR filter is updated so that the square error is minimized.
[0177]
The waveform equalization apparatus further includes gradient vector calculation means for obtaining a gradient vector that is a derivative of the mean square error by the tap coefficient vector, and the equalization adaptation means subtracts a scalar multiple of the gradient vector. Thus, the tap coefficient vector is corrected.
[0178]
In the waveform equalization apparatus, the gradient vector calculation means obtains an average of a product of an error of the path metric difference with respect to the target value and a linear combination of the input signal vectors, and outputs the average as the gradient vector.
[0179]
Further, in the waveform equalizer, the gradient vector calculation means calculates a product of an error of the path metric difference with respect to the target value and a linear combination of the input signal vectors, and outputs the product as the gradient vector.
[0180]
Further, the waveform equalization apparatus includes a decoding unit that decodes the input signal to obtain a decoded bit string, and a specific pattern in which the path metric difference obtained for the corresponding ideal waveform becomes a predetermined value from the decoded bit string. Pattern detecting means for detecting is provided, and the equalization adapting means adapts equalization characteristics of the equalizing means only when the specific pattern is detected.
[0181]
The waveform equalization apparatus further includes an information data decoding unit for decoding information data bits from the input signal by Viterbi decoding, and the decoding unit performs Viterbi decoding with a shorter path memory length than the information data decoding unit. To obtain the decoded bit.
[0182]
In the waveform equalizer, the input signal is a signal from a known reference bit string, and the path metric difference obtained for the corresponding ideal waveform and the memory means for storing the reference bit string becomes a predetermined value. Pattern detection means for detecting a specific pattern from the reference bit string, and the equalization adaptation means adapts the equalization characteristic of the equalization means only when the specific pattern is detected.
[0183]
In the present waveform equalization apparatus, the equalization adapting means sets a predetermined value of the path metric difference as the target value.
[0184]
In the waveform equalization apparatus, the minimum value of the path metric difference obtained by the equalization adaptation unit for the ideal waveform corresponding to all possible patterns is set as the predetermined value.
[0185]
Further, in the waveform equalization apparatus, the equalization adaptation unit selects a plurality of small values from the path metric differences obtained for the ideal waveforms corresponding to all possible patterns, and sets them as the predetermined values.
[0186]
The waveform equalization apparatus further includes decoding means for decoding the input signal to obtain a decoded bit string, and the equalization adapting means obtains the path metric obtained for the ideal waveform corresponding to the decoded bit string at each time. The difference is set as the target value.
[0187]
Further, the waveform equalization apparatus includes a memory means for storing the reference bit string, wherein the input signal is a reproduction signal of a known reference bit string, and the equalization adapting means corresponds to the reference bit string at each time. The path metric difference obtained for the ideal waveform to be set is set as the target value.
[0188]
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible within the scope shown in the claims, and embodiments obtained by appropriately combining technical means disclosed in different embodiments. Is also included in the technical scope of the present invention.
[0189]
【The invention's effect】
As described above, the waveform equalization apparatus according to the present invention includes an equalization unit that generates a signal sequence after equalization by performing waveform equalization based on an input signal sequence, and a Viterbi decoding process based on the signal sequence after equalization. A path metric difference detecting means for detecting a path metric difference between a correct answer path and an error path, a target value setting means for setting a target value of the path metric difference, and an error of the detected path metric difference with respect to the target value And an equalization adaptation means for performing adaptation.
[0190]
Also, the waveform equalization method of the present invention includes an equalization step of generating a signal sequence after equalization by performing waveform equalization based on an input signal sequence, and a correct path in a Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence A path metric difference detecting step for detecting a path metric difference between the path metric and the error path, and an adaptation based on an error of the detected path metric difference with respect to a target value set as a target value of the path metric difference And an equalization adaptation step.
[0191]
In the above configuration and method, by performing equalization characteristic adaptation using path metric differences, the error rate can be taken into account for adaptation, and the error rate due to decoding can be reduced better. Will be able to.
[0192]
By setting the target value of the path metric difference first, and adapting the equalization characteristics based on the error between the actually detected path metric difference and the set target value, as in the above configuration and method. Compared with the case where the equalization characteristic is adapted so that the standard deviation of the path metric difference is calculated and minimized, the necessary calculation can be greatly simplified.
[0193]
As a result, with the above-described configuration and method, it is possible to realize a waveform equalization apparatus and method that can more favorably reduce the error rate due to decoding.
[0194]
In the waveform equalizer of the present invention, in the above waveform equalizer, the equalization adapting means adapts so that the mean square error that is the mean square of the error corresponding to each path metric difference approaches the minimum value. It is desirable to do.
[0195]
Further, the waveform equalization method of the present invention is based on the equalization adaptation step in the above waveform equalization method so that the mean square error that is the mean square of the error corresponding to each path metric difference approaches the minimum value. It is desirable that adaptation be performed.
[0196]
In order to reduce the error rate as in the configuration and method described above, adaptation may be performed so that the mean square error, which is the mean square of the error, approaches a minimum value.
[0197]
The waveform equalization apparatus according to the present invention is the waveform equalization apparatus described above, wherein the equalization adaptation means is configured so that the function representing the square value of the error generated using each equalization coefficient as a variable approaches a minimum value. It is desirable to adapt by updating the optimization factor.
[0198]
In the waveform equalization method of the present invention, in the waveform equalization method described above, the equalization adaptation step is such that a function representing a square value of an error generated using each equalization coefficient as a variable approaches a minimum value. It is desirable to perform adaptation by updating each equalization coefficient.
[0199]
In the above configuration and method, in order to update the equalization coefficient, a function that represents the square value of the error created using each equalization coefficient as a variable is assumed, and each equalization is performed in a direction that brings this function closer to the minimum value. By repeating the adaptation by updating the coefficients, the mean square error, which is the mean square of the errors corresponding to the path metric differences sequentially detected with the progress of the Viterbi decoding process, can be brought close to the minimum value. As a result, the error rate due to decoding can be reduced more favorably.
[0200]
In order to update each equalization coefficient in the direction in which the above function approaches the minimum value, the equalization adapting means calculates a constant multiple of the gradient, which is a partial differential result of the function based on the equalization coefficient, from each equalization coefficient. Each equalization coefficient may be updated by subtracting.
[0201]
In the waveform equalization apparatus of the present invention, in the waveform equalization apparatus described above, the equalization adapting means configures an error and a path corresponding to the path metric difference that caused the error as an operation for calculating the gradient. It is desirable that a calculation of a product with a value obtained by adding a predetermined weight to each input signal of the input signal sequence is set in advance.
[0202]
In the above configuration, since the operation is preset in the equalization adapting means, the gradient can be calculated by a combination of simple operations such as addition and multiplication, and the equalization coefficient can be updated. As a result, with the above configuration, the equalization adapting means can be realized with a simpler circuit configuration.
[0203]
According to the waveform equalizer of the present invention, in the above waveform equalizer, the equalization adapting means detects when a specific pattern is detected based on a signal sequence corresponding to the specific pattern in the post-equalization signal sequence. It is desirable to perform adaptation based on the error of the measured path metric difference.
[0204]
In the above configuration, by performing adaptation based on a specific pattern in which the path metric difference based on the ideal waveform signal sequence becomes a specific value, the equalization characteristic is specialized for a pattern that easily causes an error in the Viterbi decoding process. Can be optimized.
[0205]
The waveform equalizer of the present invention comprises information data decoding means for generating an information data bit string used as information data in the above waveform equalizer, and the decoding means is a path in Viterbi decoding performed by the information data decoding means. It is desirable to generate a decoded bit string by performing Viterbi decoding with a path memory length shorter than the memory length.
[0206]
With the above configuration, the delay of pattern detection can be reduced. As a result, it is possible to realize adaptation with excellent responsiveness by shortening the delay of adaptation.
[0207]
According to the waveform equalizer of the present invention, in the above waveform equalizer, the equalization adapting means is detected based on the signal sequence corresponding to the specific pattern in the reference signal sequence when the specific pattern is detected. It is desirable to perform adaptation based on the error of the path metric difference.
[0208]
In the above configuration, unlike pattern detection based on the decoded bit string decoded by the decoding means, it is possible to eliminate the delay of pattern detection and to realize adaptation with excellent responsiveness. Become.
[0209]
In the waveform equalizer of the present invention, it is preferable that the target value setting means sets a specific value as the target value in the waveform equalizer.
[0210]
In the above configuration, for the detected path metric difference, a value when it is assumed that the path metric difference is detected based on the ideal waveform signal sequence is set as the target value. Thereby, the equalization characteristic can be optimized.
[0211]
In the waveform equalizer of the present invention, it is desirable that the specific value is a minimum value that can be taken by a path metric difference based on an ideal waveform signal sequence.
[0212]
In the Viterbi decoding process, an error is most likely to occur in a pattern corresponding to the minimum value that can be taken by the path metric difference based on the ideal waveform signal sequence. In the above configuration, the equalization characteristic can be optimized by using this pattern as a specific pattern.
[0213]
The specific value may be a plurality of values selected in order from the minimum value side among the possible values of the path metric difference based on the ideal waveform signal sequence.
[0214]
In the waveform equalizer of the present invention, the target value setting means is based on a signal sequence corresponding to the decoded pattern in the equalized signal sequence when the decoded pattern is generated by the decoding means. Path metric difference based on the ideal waveform signal sequence corresponding to the decoding pattern and assuming an ideal waveform signal sequence constituting an ideal waveform for Viterbi decoding, It is desirable to set it as a target value.
[0215]
Alternatively, in the waveform equalizer of the present invention, in the above waveform equalizer, the target value setting means is decoded into a reference bit string in the equalized signal string when the decoding pattern is output as a reference bit string from the memory means. For the path metric difference detected based on the signal sequence to be generated, the ideal waveform signal sequence corresponding to the reference bit sequence and assuming an ideal waveform signal sequence constituting an ideal waveform for Viterbi decoding It is desirable to set the path metric difference based on the target value.
[0216]
As in the above configuration, a target value may be set for each generated decoding pattern and adaptation may be performed based on various decoding patterns.
[0217]
An information reproducing apparatus according to the present invention includes any one of the above waveform equalizing apparatuses and reproducing means for reproducing an input signal sequence from an information recording medium.
[0218]
In addition, a communication apparatus according to the present invention includes any one of the waveform equalization apparatuses described above and a receiving unit that receives an input signal sequence transmitted via a communication path.
[0219]
As described above, in the information reproducing apparatus and communication apparatus including the waveform equalization apparatus of the present invention, the error rate due to decoding can be reduced more favorably due to the effects of the waveform equalization apparatus of the present invention.
[0220]
The waveform equalization program of the present invention is a waveform equalization program for operating any one of the above waveform equalization apparatuses, and is a program for causing a computer to function as each means.
[0221]
With the above configuration, the waveform equalization apparatus can be realized by realizing each means of the waveform equalization apparatus with a computer. Therefore, the error rate due to decoding can be reduced more favorably as the waveform equalizer described above.
[0222]
A computer-readable recording medium on which the waveform equalization program of the present invention is recorded records a program for causing the computer to function as each means.
[0223]
With the above configuration, the waveform equalization apparatus can be realized on the computer by the waveform equalization program read from the recording medium.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an optical disc reproducing apparatus according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a schematic diagram showing a relationship between a data bit string, a recording mark, a reproduction waveform according to PR (1, 2, 1) characteristics, and its sample level.
FIG. 3 is a schematic diagram showing a trellis diagram.
FIG. 4 is a schematic diagram for explaining a correspondence relationship between a decoded bit string “00111”, a recording mark, a reproduction waveform, and its sample level.
5A is a histogram of path metric differences of an ideal waveform, and FIG. 5B is a histogram of path metric differences of an actual reproduction signal.
FIG. 6 is a list of bit patterns corresponding to ideal values of path metric differences in a reproduction system in which PR (1, 2, 1) ML and (1, 7) RLL are combined.
FIG. 7 is a schematic diagram showing a trellis diagram of Viterbi decoding corresponding to a bit string “00111”.
8 is a graph showing an actual measurement result of tap coefficient convergence in the optical disc reproducing apparatus of FIG. 1;
FIG. 9 is a schematic diagram for explaining a correspondence relationship between a decoded bit string “010”, a recording mark, a reproduction waveform, and its sample level.
FIG. 10 is a schematic diagram for explaining a correspondence relationship between a decoded bit string “001110”, a recording mark, a reproduction waveform, and its sample level.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an optical disc reproducing apparatus according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a communication data receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a graph showing a relationship between a reproduced waveform and an ideal waveform assumed in PR (1, 2, 1) characteristics.
FIG. 14 is a schematic diagram showing a configuration of a waveform equalization apparatus using an LMS method.
[Explanation of symbols]
1. Optical disc (information recording medium)
2 Optical pickup (reproducing means)
3 A / D converter
4 FIR filter (equalization means)
5 Viterbi decoding circuit (decoding means, path metric difference detection means, information data decoding means)
6-path memory long delay element
7 Specific pattern detection circuit (pattern detection means)
8 Target value register (Target value setting means)
9 Delay element
10 Tap coefficient update circuit (equalization adaptation means)
11 Reference bit string storage memory 11 (memory means)
20 Optical disk playback device (information playback device)
21 Optical disk playback device (information playback device)
30 Communication data receiver (communication device)
31 Receiver (Receiving means)

Claims

In the waveform equalization apparatus that adapts the equalization characteristics while equalizing the waveform of the Viterbi-decoded input signal sequence,
Equalization means for generating a signal sequence after equalization by performing the waveform equalization based on the input signal sequence;
Path metric difference detection means for detecting a path metric difference between a correct path and an error path in the Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence;
Target value setting means for setting a target value of the path metric difference;
Equalization adaptation means for performing the adaptation based on a product of an error of the detected path metric difference with respect to the target value and a predetermined calculation of the input signal sequence ;
A waveform equalizing apparatus comprising:

When the path metric difference detecting means sequentially detects the path metric difference between the correct path and the error path that are sequentially confronted with the progress of the Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence, The waveform equalization apparatus according to claim 1, wherein the equalization adaptation unit performs the adaptation so that a mean square error that is a mean square of the corresponding errors approaches a minimum value.

Decoding means for generating a decoded bit string that is a decoding result of the input signal string;
Pattern detection for detecting a specific pattern, which is a bit string pattern such that a path metric difference becomes a predetermined specific value assuming an ideal waveform signal string constituting an ideal waveform for Viterbi decoding, from the decoded bit string Means and
The equalization adaptation means, when the specific pattern is detected, based on the error of the path metric difference detected based on the signal sequence corresponding to the specific pattern in the equalized signal sequence, waveform equalizer according to claim 1 or 2, characterized in that the adaptation.

An information data decoding means for generating an information data bit string used as information data by viterbi decoding based on the equalized signal string;
The waveform equalization according to claim 3 , wherein the decoding means generates the decoded bit string by performing Viterbi decoding with a path memory length shorter than a path memory length in Viterbi decoding performed by the information data decoding means. apparatus.

A predetermined reference bit string is stored, and when a reference signal string to be decoded into the reference bit string is input as the input signal string, the reference bit string is synchronized with the input reference signal string. Memory means for outputting;
A reference pattern output from the memory means is a specific pattern that is a bit string pattern in which a path metric difference assumes a predetermined specific value when an ideal waveform signal sequence that constitutes an ideal waveform for Viterbi decoding is assumed. Pattern detection means for detecting from a bit string,
The equalization adaptation unit is configured to perform the adaptation based on the error of the path metric difference detected based on a signal sequence corresponding to the specific pattern in the reference signal sequence when the specific pattern is detected. waveform equalizer according to claim 1 or 2, characterized in that the.

The target value setting means, a waveform equalizer according to any one of claims 3 5, characterized in that for setting the specific value as the target value.

The particular value, the waveform equalizer according to any one of claims 3 to 6, wherein the minimum value of the possible values of the path metric difference based on the ideal waveform signal sequence.

The specific value, out of possible values of the path metric difference based on the ideal waveform signal sequence, from the minimum value side in any one of claims 3 to 6, characterized in that the plurality of values choose The waveform equalization apparatus described.

Decoding means for generating a decoded bit string that is a decoding result of the input signal string;
The target value setting means, when a decoding pattern that is a bit string pattern corresponding to a correct path that survives in the Viterbi decoding process is generated by the decoding means, a signal sequence corresponding to the decoding pattern in the equalized signal sequence The path metric based on the ideal waveform signal sequence when the ideal waveform signal sequence corresponding to the decoding pattern and constituting the ideal waveform for Viterbi decoding is assumed with respect to the path metric difference detected based on the difference of the waveform equalizer according to claim 1 or 2, characterized in that to set as the target value.

A predetermined reference bit string is stored, and when a reference signal string to be decoded into the reference bit string is input as the input signal string, the reference bit string is synchronized with the input reference signal string. A memory means for outputting,
The target value setting means, when the reference bit string is output from the memory means, for the path metric difference detected based on the signal string to be decoded into the reference bit string in the equalized signal string, A path metric difference based on the ideal waveform signal sequence corresponding to the reference bit sequence and assuming an ideal waveform signal sequence constituting an ideal waveform for Viterbi decoding is set as the target value. The waveform equalization apparatus according to claim 1 or 2 .

  In the waveform equalization apparatus that adapts the equalization characteristics while equalizing the waveform of the Viterbi-decoded input signal sequence,
  Equalization means for generating a signal sequence after equalization by performing the waveform equalization based on the input signal sequence;
  Path metric difference detection means for detecting a path metric difference between a correct path and an error path in the Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence;
  Target value setting means for setting a target value of the path metric difference;
  Equalization adaptation means for performing the adaptation based on an error of the detected path metric difference with respect to the target value;
  Decoding means for generating a decoded bit string that is a decoding result of the input signal string;
  Pattern detection for detecting a specific pattern, which is a bit string pattern such that a path metric difference becomes a predetermined specific value assuming an ideal waveform signal string constituting an ideal waveform for Viterbi decoding, from the decoded bit string Means and
  The equalization adaptation means, when the specific pattern is detected, based on the error of the path metric difference detected based on the signal sequence corresponding to the specific pattern in the equalized signal sequence, To adapt,
  The waveform equalization apparatus characterized in that the specific value is a plurality of values selected in order from a minimum value side among possible values of a path metric difference based on the ideal waveform signal sequence.

  In the waveform equalization apparatus that adapts the equalization characteristics while equalizing the waveform of the Viterbi-decoded input signal sequence,
  Equalization means for generating a signal sequence after equalization by performing the waveform equalization based on the input signal sequence;
  Path metric difference detection means for detecting a path metric difference between a correct path and an error path in the Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence;
  Target value setting means for setting a target value of the path metric difference;
  Equalization adaptation means for performing the adaptation based on an error of the detected path metric difference with respect to the target value;
  A predetermined reference bit string is stored, and when a reference signal string to be decoded into the reference bit string is input as the input signal string, the reference bit string is synchronized with the input reference signal string. Memory means for outputting;
  A reference pattern output from the memory means is a specific pattern that is a bit string pattern in which a path metric difference assumes a predetermined specific value when an ideal waveform signal sequence that constitutes an ideal waveform for Viterbi decoding is assumed. Pattern detection means for detecting from a bit string,
  The equalization adaptation unit is configured to perform the adaptation based on the error of the path metric difference detected based on the signal sequence corresponding to the specific pattern in the reference signal sequence when the specific pattern is detected. And
  The waveform equalization apparatus characterized in that the specific value is a plurality of values selected in order from a minimum value side among possible values of a path metric difference based on the ideal waveform signal sequence.

The waveform equalizer according to any one of claims 1 to 12 ,
An information reproducing apparatus comprising: reproducing means for reproducing the input signal sequence from an information recording medium.

The waveform equalizer according to any one of claims 1 to 12 ,
Receiving means for receiving the input signal sequence transmitted through the communication path.

In the waveform equalization method for adapting the equalization characteristics while equalizing the waveform of the input signal sequence that can be Viterbi-decoded,
An equalization step of generating a post-equalization signal sequence by performing the waveform equalization based on the input signal sequence;
A path metric difference detecting step for detecting a path metric difference between a correct path and an error path in a Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence;
Equalization adaptation for performing the adaptation based on a product of a detected error of the path metric difference and a predetermined operation of the input signal sequence with respect to a target value set as a target value of the path metric difference Step,
A waveform equalization method comprising:

By repeatedly performing the path metric difference detection step, when path metric differences between the correct path and the error path that are sequentially confronted with the progress of the Viterbi decoding process based on the equalized signal sequence are sequentially detected, The waveform according to claim 15 , wherein the equalization adaptation step is adapted so that a mean square error, which is a mean square of the error corresponding to each path metric difference, approaches a minimum value. Equalization method.

A waveform equalization program for operating the waveform equalization apparatus according to any one of claims 1 to 12 , wherein the waveform equalization program causes a computer to function as each means.

A computer-readable recording medium on which the waveform equalization program according to claim 17 is recorded.