JP3876894B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流の電源電圧を受けて所定の電圧を出力する電源装置に関する。

以前より、ＡＣトランスを有するレギュレータ回路や、その後段でレギュレータ回路の電源電圧を受けて所定の直流電圧を安定供給するＤＣＤＣコンバータ回路を有する電源装置がある。このように、レギュレータ回路の後段にＤＣＤＣコンバータ回路を設けて所定の直流電圧に変換することで、複数の電源電圧を効率的に生成でき、また、例えば電源生成のオンオフなど電源電圧の制御が容易になり、さらに、レギュレータ回路のＡＣトランスの小型化が図れるなどの利点が得られる。

近年、デジタル家電などにおいては、駆動系の電源電圧（例えば１２Ｖや５Ｖ）や制御系の電源電圧（例えば３．３Ｖや２．５Ｖ）など、複数種類の電源電圧を必要とする。このような場合、リプル等の気にならない駆動系の電源電圧（１２Ｖや５Ｖ）はレギュレータ回路により生成し、電位の安定性が要求される制御系の電源電圧（３．３Ｖや２．５Ｖ）はレギュレータ回路の電源電圧に基づいてＤＣＤＣコンバータ回路により生成したりする。

また、従来、複数の電源を利用する技術として、消費電力の大きな負荷を駆動する場合に、複数の電源を切り替えながら負荷に出力する技術が提案されている（特許文献１〜３）。
特開平０１−２２７６２７号公報 特開平０２−０７２６３８号公報 特開２００２−２７１９８０号公報

デジタル家電においては、例えばビデオディスクレコーダなどを例にとってみると、同種の装置であっても、例えば記憶装置の容量、対応する記憶媒体の種類などを異ならせて多数のラインナップが提供されることが多い。

このような場合に、異なるラインナップ間で同じ電源回路を適用しようとすると、一方のラインナップでは全ての電源電圧に対して出力電力が足りていても、他方のラインナップでは或る電源電圧は出力電力が足りているが、或る電源電圧では出力電力が足りないと云ったアンバランスな状態になることがある。

このような場合、電源回路の設計変更により上記のアンバランスを是正することが出来るが、初めから設計変更するとなると、新たな回路の設計コストが発生し、また、電源回路の体積が変わって内部装置のレイアウト変更や装置の外装の変更も必要になるなど、製品全体の設計コストが高騰してしまう。本発明者らは、このような場合に、出力電力が足りている電源電圧により出力電力の過大になった電源電圧の補填を行えるような構成があれば効果的であると考えた。

この発明の目的は、複数の電源電圧から電流供給を受けて所定の電圧生成が可能な電源装置を提供することにある。

本発明は、上記目的を達成するため、第１電源電圧端子および第２電源電圧端子と、入力直流電圧を交流電圧に変換したのち所定の直流電圧に変換して出力するＤＣＤＣコンバータ回路と、前記ＤＣＤＣコンバータ回路に入力される電源電圧を前記第１電源電圧端子の電圧又は前記第２電源電圧端子の電圧の何れかに切り替えるスイッチ回路と、前記交流電圧の信号を遅延させる遅延回路、および、前記交流電圧の信号と遅延回路の信号とを論理演算する論理回路によって、前記ＤＣＤＣコンバータ回路に入力電流が流れる期間を複数に分割した各タイミングで前記スイッチ回路を切り替える制御信号を生成する切替信号生成回路とを備えていることを特徴とする電源装置である。

このような手段によれば、例えば、複数の電源電圧があって、これらの電源電圧からもう１つの電圧を生成するときに、１つの電源電圧だけでは出力電力が足りないと云ったときに、２つの電源電圧を用いてそれらの出力電力をあわせて１つの電圧を生成することが出来る。また、このとき、２つの電源電圧の切り替えはＤＣＤＣコンバータ回路の交流電圧を用いて行うので、入力電圧切替え用の専用の制御を行う必要がなく、追加する回路の規模は少ないもので済む。

また、ＤＣＤＣコンバータの交流電圧に基づき電源電圧の切り替え制御を行う場合、ＤＣＤＣコンバータのスイッチング周波数が低いと、一方の電源電圧がオンとなる期間と、ＤＣＤＣコンバータに入力電流が遮断される期間とが重なって、供給電力がほぼ一方の電源電圧端子からのみ行われるといった状態に陥ることがある。このような場合には、上記のような切替信号生成回路を付加して、電源電圧の切り替えタイミングをずらしてやることで、第１電源電圧端子と第２電源電圧端子とから適宜均等に電力供給を行わせることが出来る。

具体的には、第１電源電圧端子と第２電源電圧端子にはそれぞれ異なる電源からの電圧が供給されるようにすると良い。また、ＤＣＤＣコンバータ回路は、電源電圧端子から供給される電流をインダクタに断続的に流すトランジスタと、出力電圧に基づき前記トランジスタのスイッチング制御信号を生成する制御回路とを有するものにすると良い。

このような構成により、複数の電源回路からの電圧（同じ電圧でも異なる電圧であっても良い）を用いて一定の電圧を生成することが出来る。

望ましくは、電源電圧が入力されるＤＣＤＣコンバータ回路の入力端子にローパスフィルタを構成するコンデンサを接続すると良い。

また、電源電圧端子を３個以上設け、スイッチ回路によりこれら３個の電源電圧端子の電圧を切り替えてＤＣＤＣコンバータに供給するようにすることも出来る。この場合、切替信号生成回路は、前記ＤＣＤＣコンバータ回路に入力電流が流れる期間を前記電源電圧端子の個数分分割した各タイミングで前記スイッチ回路を切り替える制御信号を生成するように構成すると良い。

以上説明したように、本発明に従うと、複数の電源電圧があって、これらの電源電圧からもう１つの電圧を生成するときに、１つの電源電圧だけでは電力が足りないと云った場合でも、複数の電源電圧を用いてそれらの出力電力をあわせて１つの電圧を生成することが出来るという効果がある。

また、複数の電源電圧を切り替える制御も簡単な回路の追加で行うことが出来るという効果がある。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
〔第１の実施の形態〕
図１には、本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成図を示す。

この実施の形態の電源回路は、２種類の電源電圧Ｖａ（例えば５Ｖ），Ｖｂ（例えば３．３Ｖ）がそれぞれ供給される第１電源電圧端子および第２電源電圧端子と、入力電圧を所定の大きさの電圧（例えば２．５Ｖ）に変換して出力するＤＣＤＣコンバータ回路１０と、ＤＣＤＣコンバータ回路１０の入力を第１電源電圧Ｖａと第２電源電圧Ｖｂとの何れかに切り替えるスイッチ回路３０，４０と、ＤＣＤＣコンバータ回路１０の入力端子に接続されたローパスフィルター５０等から構成される。

ＤＣＤＣコンバータ回路１０は、電源電圧から電流を断続的に流すスイッチングトランジスタＴｒ１と、出力電圧Ｖｏが所定値になるようにスイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチング制御を行うコントローラ１１と、スイッチング動作により発生する交流電圧Ｖｓｗを平滑して直流電圧に変換するツェナダイオード１２、インダクタ１３、およびコンデンサ（例えば電界コンデンサ）１４からなる平滑回路から構成される。

特に制限されるものではないが、スイッチングトランジスタＴｒ１とコントローラ１１は１個のＩＣデバイス１０Ａの形態で構成され、また、ツェナダイオード１２、インダクタ１３およびコンデンサ１４は外付けの素子として接続される。

コントローラ１１は、所定のスイッチング周波数（例えば５００ｋ〜１ＭＨｚ）でスイッチングトランジスタＴｒ１をオンオフさせるパルス信号を出力するとともに、帰還させせた出力電圧Ｖｏに基づきこのパルス幅を変化させることで、出力電圧Ｖｏを一定に保つようにスイッチングトランジスタＴｒ１を制御する。スイッチングトランジスタＴｒ１の出力ノードＮ１にはスイッチング周波数と同じ周波数の交流電圧Ｖｓｗが出力される。

スイッチ回路３０は、第１電源電圧端子（Ｖａ）とＤＣＤＣコンバータ回路１０の入力端子との間で電流を通過／遮断させる電界効果トランジスタＴｒ３１と、第１電源電圧Ｖａを動作電源として電界効果トランジスタＴｒ３１のゲートを駆動するトランジスタＴｒ３０および抵抗Ｒ３０と、ＤＣＤＣコンバータ回路１０からの交流電圧Ｖｓｗを受けてトランジスタＴｒ３０を駆動するインバータＩＮＶ３０とから構成される。

スイッチ回路４０は、第２電源電圧端子（Ｖｂ）とＤＣＤＣコンバータ回路１０の入力端子との間で電流を通過／遮断させる電界効果トランジスタＴｒ４１と、第２電源電圧Ｖｂを動作電源として電界効果トランジスタＴｒ４１のゲートを駆動するトランジスタＴｒ４０および抵抗Ｒ４０と、ＤＣＤＣコンバータ回路１０からの交流電圧Ｖｓｗを受けてトランジスタＴｒ４０を駆動するバッファ回路Ｂ４０とから構成される。

ローパスフィルタ５０は、ＤＣＤＣコンバータ回路１０の入力端子とグランドとの間に抵抗Ｒ５０とコンデンサ（例えば電界コンデンサ）Ｃ５０とを並列接続したものである。

以下、上記のように構成された電源回路について動作の説明を行う。

図２には、ＤＣＤＣコンバータ回路１０の交流電圧Ｖｓｗと出力電圧Ｖｏの波形図を示す。

上記のような構成の電源回路によれば、ＤＣＤＣコンバータ回路１０のコントローラ１１によりスイッチングトランジスタＴｒ１がオンオフ制御されて、オンの期間にはノードＮ１の電圧Ｖｓｗがハイレベル（入力電圧Ｖｉ）に、オフの期間はノードＮ１の電圧Ｖｓｗがロウレベル（接地電位よりやや低い電位）にされる。そして、この交流電圧Ｖｓｗが平滑回路（１２，１３，１４）により平滑化されて一定の出力電圧Ｖｏ（例えば２．５Ｖ）が出力される。

このとき、コントローラ１１は、出力電流が大きいときにスイッチングトランジスタＴｒ１のオン期間を長く、また、出力電流が小さいときにスイッチングトランジスタＴｒ１のオン期間を短く制御することで、負荷変動に追従して出力電圧Ｖｏが一定に保たれる。

一方、上記の交流電圧Ｖｓｗは、スイッチ回路３０，４０に出力されて電源電圧の切り替え制御に用いられる。すなわち、交流電圧Ｖｓｗがハイレベルになったことに基づき、電界効果トランジスタＴｒ４１がオンして第２電源電圧Ｖｂがコンバータ回路１０側に供給される。一方、交流電圧Ｖｓｗがロウレベルになったことに基づき、電界効果トランジスタＴｒ４１がオフして第１電源電圧ＶｂがＤＣＤＣコンバータ回路１０側に供給される。

ここで、ＤＣＤＣコンバータ回路１０のスイッチング周波数が、例えば５００ｋＨｚや１ＭＨｚなどと高い場合には、ＤＣＤＣコンバータ回路１０の入力端子に接続されたコンデンサＣ５０により、電源電圧の切り替えによる入力電圧の変動が緩やかにされるとともに、トランジスタＴｒ１がオフの期間には、電源電圧端子からの電流をコンデンサＣ５０に引き込んで電荷を一次的に蓄える作用を及ぼす。そして、この蓄えられた電荷は、トランジスタＴｒ１がオンされたときにＤＣＤＣコンバータ回路１０に供給される。従って、第１電源電圧端子と第２電源電圧端子からの電流は、トランジスタＴｒ１のオンオフの状態によらずに、ＤＣＤＣコンバータ回路１０にともに供給されて出力電圧Ｖｏの生成に用いられる。

そのため、例えば、コントローラ１１のスイッチング制御信号のパルス波形がデューティ比５０％程度であれは、第１電源電圧端子と第２電源電圧端子とから半分ずつ電流供給が行われることとなり、１個の電源電圧端子から電流供給する場合に較べて、電源電圧Ｖａ，Ｖｂを供給している各々の電源回路の電流負荷や発熱が半減される。

以上のように、この実施の形態の電源回路によれば、２つの電源電圧Ｖａ，Ｖｂを用いて新たな電圧Ｖｏを生成することが出来るので、複数の電源電圧があって新たな電圧Ｖｏ（２．５Ｖ）を生成するときに、１つの電源電圧だけではその出力電力が過大になってしまう場合でも、他の電源電圧を用いてその出力電力の補填を行うことが出来る。延いては、各電源電圧の出力負荷の変化に合わせて電源回路を設計変更する場合でも、少ない変更で出力負荷の変化に柔軟に対応することが出来る。
〔変形例〕
図３には、昇圧電圧を生成する場合に適用されるＤＣＤＣコンバータ回路１０Ｂを示す回路図を、図４にはこのＤＣＤＣコンバータ回路１０Ｂを適用した場合の交流電圧Ｖｓｗと出力電圧Ｖｏの波形図を示す。

図１の電源回路は、そのＤＣＤＣコンバータ回路１０を変更することで、昇圧型の電源回路としたり、負電圧を生成する反転型の電源回路とすることが出来る。

昇圧型の電源回路の場合、例えば、図３に示す昇圧型のＤＣＤＣコンバータ回路１０Ｂを適用する。すなわち、入力端子と出力端子との間にインダクタ１６とツェナダイオード１７を直列に接続し、出力端子と接地端子との間にコンデンサ１８を接続し、インダクタ１６およびツェナダイオード１７の接続ノードＮ２と接地電位との間にスイッチングトランジスタＴｒ２を接続したＤＣＤＣコンバータ回路１０Ｂである。

そして、上記接続ノードＮ２に出力される交流電圧をスイッチ回路３０，４０に出力する。なお、図３において、スイッチングトランジスタＴｒ２を制御するコントローラは省略している。

このような回路によれば、図４に示されるように、接続ノードＮ２の出力波形は、スイッチトランジスタＴｒ２がオフされたときにハイレベル（入力電圧Ｖｉ）に、オンされたときにロウレベル（接地電位）となるパルス波形となる。そして、出力電圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉよりも高い電圧に昇圧される。

図５には、負電圧を生成する場合に適用されるＤＣＤＣコンバータ回路１０Ｃを示す回路図を、図６にはこのＤＣＤＣコンバータ回路１０Ｃを適用した場合の交流電圧Ｖｓｗと出力電圧Ｖｏの波形図を示す。

負電圧を生成する電源回路の場合、例えば、図５に示す反転型のＤＣＤＣコンバータ回路１０Ｃを適用する。すなわち、入力端子から電流の供給をオンオフするスイッチングトランジスタＴｒ３の後段に、順に、インダクタ２１を接地端子との間に並列に、ダイオードを直列に、コンデンサ２３を接地端子との間に並列に、それぞれ接続したＤＣＤＣコンバータ回路１０Ｃである。

そして、スイッチングトランジスタＴｒ３の出力ノードＮ３に出力される交流電圧Ｖｓｗをスイッチ回路３０，４０に出力する。なお、図５において、スイッチングトランジスタＴｒ３を制御するコントローラは省略している。

このような回路によれば、図６に示されるように、出力ノードＮ３の出力波形は、スイッチトランジスタＴｒ２がオンされたときにハイレベル（入力電圧Ｖｉ）に、オフされたときにロウレベル（負電圧Ｖｏ）となるパルス波形となる。そして、出力電圧Ｖｏは接地電位より低い負電圧に反転される。
〔第２の実施の形態〕
図７には、第２の実施の形態の電源回路の全体構成図を示す。

この実施の形態の電源回路は、ＤＣＤＣコンバータ回路１０のスイッチング周波数が比較的低い場合に有用なもので、図１の電源回路に、スイッチ回路３０，４０を切り替えるための制御信号を生成する切替信号生成回路６０を付加したものである。図１の回路と同様の構成は同符合を付して説明を省略する。

切替信号生成回路６０は、例えば、第１のアンド回路６２および第２のアンド回路６３と、インバータ回路６４、遅延回路６１とから構成され、ＤＣＤＣコンバータに電流が入力される期間を２分するタイミングでスイッチ回路３０，４０を切り替える信号を生成する。

詳細には、第１のアンド回路６２の一方の入力端子にＤＣＤＣコンバータ回路１０の交流電圧Ｖｓｗが入力され、他方の入力端子に該交流電圧Ｖｓが遅延回路６１を介して入力され、第１のアンド回路６２のの出力がスイッチ回路４０のトランジスタＴｒ４０のベースに入力されるように構成する。また、第２のアンド回路６３の一方の入力端子にＤＣＤＣコンバータ回路１０の交流電圧Ｖｓｗが入力され、他方の入力端子に第１のアンド回路６３の出力がインバータ回路６４により反転されて入力され、第２のアンド回路６３の出力がスイッチ回路３０のトランジスタＴｒ３０のベースに入力されるように構成する。

図８には、遅延回路６１の具体的な回路図を示す。

遅延回路は、スイッチング周期の１／１０〜１／３程度の遅延を及ぼすもので、例えば図８（ａ）に示すように複数のインバータ回路ＩＮＶ１〜ＩＮＶ４を縦続接続させて構成したり、或いは、抵抗Ｒ６０とコンデンサＣ６０とからなる積分回路から構成することが出来る。

図９には、切替信号生成回路６０のノードＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの電位波形図を示す。

上記のような切替信号生成回路６０によれば、ノードＡにてＤＣＤＣコンバータ回路１０の交流電圧Ｖｓｗ（パルス波形）が入力されると、この信号が遅延回路６１を介して遅延されてノードＢに出力される。

第１のアンド回路６２は、２つの入力端子にノードＡ，Ｂの信号がそれぞれ入力されるので、その出力であるノードＣの信号は、ノードＡのパルス信号のハイレベルの期間を２分した期間だけハイレベルとなるパルス信号となる。また、第２のアンド回路６３は、２つの入力端子にノードＡ，Ｃの信号がそれぞれ入力されるので、その出力であるノードＤの信号は、ノードＣの信号により２分されたうちの残りの期間がハイレベルとなるパルス信号となる。

そして、このノードＣのパルス信号によりそのハイレベルの期間に第２スイッチ回路４０がオンして第２電源電圧ＶｂがＤＣＤＣコンバータ回路１０に供給され、ノードＤのパルス信号によりそのハイレベルの期間に第１スイッチ回路３０がオンして第１電源電圧ＶａがＤＣＤＣコンバータ回路１０に供給される。

以上のように、この実施の形態の電源回路によれば、ＤＣＤＣコンバータ回路１０のスイッチング周波数が比較的低く、ＤＣＤＣコンバータ回路１０の入力が遮断されている期間における入力コンデンサＣ５０による駆動電流の蓄積作用があまり得られない場合でも、２つの電源電圧に電力供給を分散させて行わせることが出来るという効果が奏される。すなわち、上記のようにスイッチング周波数が低い状態で、例えば、一方のスイッチ回路３０又は４０のオンする期間が、すべてトランジスタＴｒ１のオフ期間と重なってしまうと、そのスイッチ回路３０又は４０側の電源電圧の電力供給がほとんどない状態になってしまう。しかしながら、本実施の形態の電源回路によれば、上記の切替信号生成回路６０により、スイッチ回路３０，４０の切り替えタイミングが交流電圧Ｖｓｗのハイレベルの期間を２分するタイミングとされるので、スイッチング周波数が低い場合でも、両方の電源電圧Ｖａ，Ｖｂから分散して電力供給がなされるようになっている。
〔第３の実施の形態〕
図１０には、第３の実施の形態の電源回路の全体構成図を示す。

この実施の形態の電源回路は、３つの電源電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃを用いて１つの出力電圧Ｖｏを生成するものであり、電源電圧端子（Ｖｃ）が１個追加される分、それに伴ってこの電源電圧ＶｃをＤＣＤＣコンバータ回路１０側に供給・遮断するスイッチ回路７０を１個追加するとともに、これら３つのスイッチ回路３０，４０，７０を適宜切り替える切替信号を生成する切替信号生成回路８０を設けたものである。

切替信号生成回路８０は、第１〜第３のアンド回路８１〜８３と、２個のインバータ回路８４，８５と、２個の遅延回路８６，８７とから構成され、ＤＣＤＣコンバータ回路１０に電流が入力される期間を３分するタイミングでスイッチ回路３０，４０，７０を切り替える信号を生成する。

詳細には、第１のアンド回路８１の一方の入力端子にＤＣＤＣコンバータ回路１０の交流電圧Ｖｓｗが入力され、他方の入力端子に遅延回路８６とインバータ回路８４を介して交流電圧Ｖｓｗが入力されるように接続する。また、第２のアンド回路８２の一方の入力端子に遅延回路８６を介して交流電圧Ｖｓが入力され、他方の入力端子に２個の遅延回路８６，８７とインバータ回路８５を介して交流電圧Ｖｓｗが入力されるように接続する。また、第３のアンド回路８３の一方の入力端子に２個の遅延回路８６，８７を介して交流電圧Ｖｓｗが入力され、他方の入力端子に交流電圧Ｖｓｗが直接入力されるように接続する。そして、これら３個のアンド回路８１〜８３の出力端子を３個のスイッチ回路３０，４０，７０のトランジスタＴｒ３０，Ｔｒ４０，Ｔｒ７０に出力させて、ＤＣＤＣコンバータ回路１０へ電流を供給する電源電圧端子を３つの電源電圧端子（Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃ）中から何れかに切り替える。

図１１には、切替信号生成回路８０のノードＡ〜Ｆの電位波形図を示す。

上記のような切替信号生成回路８０によれば、ノードＡにてＤＣＤＣコンバータ回路１０の交流電圧Ｖｓｗ（パルス波形）が入力されると、この信号が遅延回路８６を介して遅延されてノードＢに出力される。また、このノードＢの信号が遅延回路８７を介して遅延されてノードＣに出力される。

第１のアンド回路８１は、２つの入力端子にノードＡの信号とノードＢの反転信号がそれぞれ入力されるので、第１のアンド回路８１の出力ノードＤには、遅延回路８６の遅延分の期間がハイレベルとなるパルス信号が出力される。また、第２のアンド回路８２の２つの入力端子には、ノードＢの信号とノードＣの反転信号がそれぞれ入力されるので、第２のアンド回路８２の出力ノードＥには、遅延回路８７の遅延分の期間がハイレベルとなるパルス信号が出力される。また、第３のアンド回路８３の２つ入力端子には、ノードＡとノードＣの信号がそれぞれ入力されるので、第３のアンド回路８３の出力ノードＦには、
交流電圧Ｖｓｗのハイレベル期間のうち、第１と第２のアンド回路８１，８２の出力がハイレベルとなる期間を除いた残りの期間がハイレベルとなるパルス信号が出力される。

以上のように、この実施の形態の電源回路によれば、３個の電源電圧端子から電流供給を分散的に行わせて１つの出力電圧を生成することが出来る。

以上、本発明の実施の形態を説明したが、本発明は、上述の実施の形態に限られるものではなく、様々な変更が可能である。例えば、図７や図１０の切替信号生成回路６０，８０は、ＤＣＤＣコンバータ回路１０の交流電圧Ｖｓｗのハイレベルの期間を２分や３分するタイミングでスイッチ回路３０，４０（或いは３０，４０，７０）を切り替えるようにしているが、交流電圧Ｖｓｗがロウレベルの期間にＤＣＤＣコンバータ回路１０に入力電流が流れるタイプを採用している場合は、ロウレベルの期間を２分や３分するタイミングでスイッチ回路を切り替えるようにすれば良い。

また、電流の供給を行う電源電圧端子は２個や３個に限られず、スイッチ回路の個数と切替信号生成回路の切り替え信号の分割数を増やすことで、さらに多くの電源電圧端子から電流の供給を分散的に行わせることも出来る。また、各電源電圧端子へは複数の電源回路から電圧が供給されるが、これらの電圧は異なる大きさのものであっても良いし、同じ大きさの電圧であっても良い。

また、図１２に示すように、ＤＣＤＣコンバータ回路の入力端子に図１のコンデンサＣ５０に加えてインダクタＬ５０を直列に接続するようにしても良く、それにより、ＤＣＤＣコンバータ回路１０の入力電圧の平滑化や、第１電源電圧端子からの供給電力と第２電源電圧端子からの供給電力との平均化をより高めることが出来る。

その他、ＤＣＤＣコンバータ回路、切替信号生成回路、スイッチ回路の具体的な構成等は種々に変更可能である。

また、図１３に示すように、スイッチ回路３０，４０を切り替える信号を生成するパルス発生器９０を別途用意することで、ＤＣＤＣコンバータ回路１０のスイッチング周波数と関係ないタイミングで電源電圧の切替え制御を行うことも出来る。或いは、この場合、電圧生成にＤＣＤＣコンバータ回路を用いずに、様々な定電圧回路１００を用いて電圧生成を行うことも出来る。

本発明の実施の形態の電源回路の全体を示す構成図である。 電源回路のＤＣＤＣコンバータ回路の各部の電位の変化を示す波形図である。 昇圧した電圧を生成する場合に適用されるＤＣＤＣコンバータ回路の一例を示す図である。 図３の昇圧型のＤＣＤＣコンバータ回路を用いたときの各部の電位の変化を示す波形図である。 負電圧を生成する場合に適用されるＤＣＤＣコンバータ回路の一例を示す図である。 図５の反転型のＤＣＤＣコンバータ回路を用いたときの各部の電位の変化を示す波形図である。 本発明の第２の実施の形態の電源回路の全体を示す構成図である。 図７の遅延回路の一例を示す回路図である。 図７の電源回路の各ノードの電位変化を示す波形図である。 本発明の第３の実施の形態の電源回路の構成図である。 図１０の電源回路の各ノードの電位変化を示す波形図である。 ＤＣＤＣコンバータ回路の入力端子に接続する回路のその他の例を示す図である。 複数の電源電圧を用いて所定の電源電圧を生成する電源回路のその他の例を示す構成図である。

符号の説明

１０ ＤＣＤＣコンバータ回路
１１ コントローラ
１３ インダクタ
３０，４０ スイッチ回路
６０ 切替信号生成回路
６１ 遅延回路
Ｃ５０ コンデンサ
Ｔｒ１ スイッチングトランジスタ
Ｖｓｗ 交流電圧

Claims (5)

1. それぞれ異なる電源からの電圧が供給される第１電源電圧端子および第２電源電圧端子と、
   前記第１電源電圧端子又は前記第２電源電圧端子から供給される電流をインダクタに断続的に流すトランジスタと、出力電圧を帰還させて前記トランジスタのスイッチング制御信号を生成する制御回路とを有し、入力直流電圧を交流電圧に変換したのち所定の直流電圧に変換して出力するＤＣＤＣコンバータ回路と、
   前記ＤＣＤＣコンバータ回路に入力される電圧を前記第１電源電圧端子の電圧又は前記第２電源電圧端子の電圧の何れかに切り替えるスイッチ回路と、
   前記ＤＣＤＣコンバータ回路の入力端子に接続されローパスフィルタを構成するコンデンサと、
   前記交流電圧の信号を遅延させる遅延回路、および、前記交流電圧の信号と遅延回路の信号とを論理演算する論理回路によって、前記ＤＣＤＣコンバータ回路に入力電流が流れる期間を複数に分割した各タイミングで前記スイッチ回路を切り替える制御信号を生成する切替信号生成回路と、
   を備えていることを特徴とする電源装置。
2. 複数の電源電圧端子と、
   入力直流電圧を交流電圧に変換したのち所定の直流電圧に変換して出力するＤＣＤＣコンバータ回路と、
   前記ＤＣＤＣコンバータ回路に入力される電源電圧を前記複数の電源電圧端子の電圧の何れかに切り替えるスイッチ回路と、
   前記交流電圧の信号を遅延させる遅延回路、および、前記交流電圧の信号と遅延回路の信号とを論理演算する論理回路によって、前記ＤＣＤＣコンバータ回路に入力電流が流れる期間を複数に分割した各タイミングで前記スイッチ回路を切り替える制御信号を生成する切替信号生成回路と、
   を備えていることを特徴とする電源装置。
3. 前記複数の電源電圧端子には少なくとも２つの電源からの電圧が供給されることを特徴とする請求項２記載の電源装置。
4. 前記ＤＣＤＣコンバータ回路の入力端子にローパスフィルタを構成するコンデンサが接続されていることを特徴とする請求項２又は３に記載の電源装置。
5. 前記ＤＣＤＣコンバータ回路は、前記複数の電源電圧端子の何れかから供給される電流をインダクタに断続的に流すトランジスタと、出力電圧に応じて前記トランジスタのスイッチング制御信号を生成する制御回路とを有するものであることを特徴とする請求項２〜４の何れかに記載の電源装置。

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