JP3891082B2 - 交流／直流分離回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源電圧に交流信号電圧を重畳した電圧から直流電圧と交流電圧とを分離する交流／直流分離回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、２線式の信号線を介して複数台の端末器を接続し、端末器間でデータを授受するとともに、端末器のいずれかを給電端末とし残りの端末器を受電端末として給電端末から受電端末に対して電源を供給するデータ伝送システムが提案されている。この種のデータ伝送システムとしてデータを時分割多重化して伝送する多重伝送システムがあり、この種の多重伝送システムでは、給電端末において直流電源電圧にデータによって変調した交流信号電圧を重畳させ、一方、受電端末において直流電源電圧と交流信号電圧とを分離することによってデータの伝送と電源の供給とを同時に行うものが知られている。このような構成のデータ伝送システムにおいては受電端末に直流電圧と交流電圧とを分離するための交流／直流分離回路が必要になる。
【０００３】
すなわち、図６に示すように、給電端末２においては電源成分である直流電圧Ｖｄｃに信号成分である交流電圧Ｖａｃを重畳して信号線３に送出し、受電端末１においては交流／直流分離回路４を用いて直流電圧Ｖｄｃ１と交流電圧Ｖａｃ１とを分離するのであって、直流電圧Ｖｄｃ１は直流負荷Ｚｄｃに供給され、交流電圧Ｖａｃ１は交流負荷Ｚａｃに供給されるのである。交流／直流分離回路としてもっとも簡単な回路構成としては、キャパシタＣとインダクタＬとを１個ずつ用いる回路構成が考えられる。インダクタＬは直流成分に対しては低インピーダンス且つ交流成分に対して高インピーダンスであるから、信号線３から直流負荷Ｚｄｃへの経路にインダクタＬを挿入することによって直流電圧Ｖｄｃ１を取り出し、キャパシタＣは直流成分に対しては高インピーダンス且つ交流成分に対しては低インピーダンスであるから、信号線３から交流負荷Ｚａｃへの経路にキャパシタＣを挿入することによって交流電圧Ｖａｃ１を取り出すのである。なお、図６において交流負荷Ｚａｃは受電端末１に設けた信号受信回路を意味し、直流負荷Ｚｄｃは受電端末１の動作に必要な電源を供給する電源回路を意味する。
【０００４】
ところで、信号成分である交流電圧Ｖａｃの周波数が十分に高ければ、図６に示した交流／直流分離回路４でインダクタンスの小さいインダクタＬとキャパシタンスの小さいキャパシタＣとを用いても直流電圧Ｖｄｃ１と交流電圧Ｖａｃ１とを分離することができるが、交流電圧Ｖａｃの周波数が比較的低い場合には、インダクタンスの大きいインダクタＬとキャパシタンスの大きいキャパシタＣとが必要になる。
【０００５】
さらに、上述した構成の多重伝送システムでは２線式の信号線３に複数台の受電端末１が接続されることになるから、各受電端末１の入力インピーダンスが信号線３を介して並列に接続されることになり、信号成分である交流電圧を遠方まで伝送したり、信号線３に接続可能な受電端末１の許容台数を多くしたりするためには、交流電圧に対する受電端末１の入力インピーダンスをできるだけ高くすることが必要である。つまり、図６に示した構成の交流／直流分離回路４では入力インピーダンスを大きくとるためにもインダクタンスの大きいインダクタＬとキャパシタンスの大きいキャパシタＣとが必要になる。
【０００６】
インダクタＬはインダクタンスが大きいほど大型化し、またキャパシタＣもキャパシタンスが大きいほど大型化するのが普通であり、とくにインダクタＬは鉄心に銅線を巻回して形成されているものであるから、寸法が大型化するだけではなく大型化に伴って質量も大幅に増加することになる。その結果、比較的低周波の交流電圧を信号成分として伝送する場合には、受電端末１の大型化や質量増加が避けられないという問題がある。さらに、インダクタＬのインダクタンスが大きくなれば巻線の巻数も増加するから、インダクタＬの巻線による直流抵抗が増加することになり、インダクタＬでの電力損失が大きくなる結果、受電端末１の電力効率が低下するという問題も生じる。
【０００７】
これに対して本発明者らは、大型のインダクタを用いることなく交流電圧と直流電圧を分離可能とし、しかも入力インピーダンスの高い交流／直流分離回路を既に提案している（特許文献１参照）。前記公報に開示されている交流／直流分離回路４は図７に示す構成を有しており、２線式の信号線３のうちの一方の線路は交流負荷Ｚａｃおよび直流負荷Ｚｄｃの２つの入力端の一方と共通に接続される。また、信号線３の他方の線路と直流負荷Ｚｄｃの他方の入力端との間には従来構成と同様に２つのインダクタＬ１，Ｌ２の直列回路が挿入される。
【０００８】
一方、信号線３の他方の線路と交流負荷Ｚａｃとの間にはキャパシタＣ１と利得が１倍である非反転増幅器Ａ１とが挿入され、キャパシタＣ１を通して分離された信号成分である交流電圧が非反転増幅器Ａ１を通して交流負荷Ｚａｃに印加されるように構成されている。つまり、給電端末２によって信号線３に印加されている交流／直流分離回路４への入力電圧のうち電源成分としての直流電圧はキャパシタＣ１により阻止されるから、非反転増幅器Ａ１には信号成分である交流電圧のみが入力され、非反転増幅器Ａ１の出力である交流電圧Ｖａｃ１を交流負荷Ｚａｃに与えることになる。
【０００９】
ところで、この従来例では、上述した２個のインダクタＬ１，Ｌ２の接続点と非反転増幅器Ａ１の出力端との間にキャパシタＣ２が接続され、インダクタＬ１，Ｌ２の接続点と非反転増幅器Ａ１の出力端とが交流結合されている。また、非反転増幅器Ａ１の出力は利得が１倍である反転増幅器Ａ２に入力され、反転増幅器Ａ２の出力はキャパシタＣ３およびインダクタＬ３を介してインダクタＬ２における直流負荷Ｚｄｃ側の一端に印加される。
【００１０】
次に、従来例における交流／直流分離回路４の動作について図８を用いて説明する。図８（ａ）〜（ｅ）は、それぞれ図７に示した点ａ〜ｅに対応する部位の電圧波形である。信号線３に印加された電圧は図８（ａ）のように直流電圧Ｖｄｃに交流電圧Ｖａｃが重畳されたものであり、キャパシタＣ１では直流電圧を阻止して交流電圧のみを非反転増幅器Ａ１に入力するから、非反転増幅器Ａ１からは図８（ｂ）に示す交流電圧Ｖａｃ１が出力される。つまり、交流電圧Ｖａｃ１が交流負荷Ｚａｃに与えられることになる。ここに、非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧Ｖａｃ１の位相は、信号線３に印加された電圧のうちの信号成分である交流電圧Ｖａｃと同位相になる。また、非反転増幅器Ａ１は利得が１であるから交流電圧Ｖａｃと交流電圧Ｖａｃ１とは理想的には振幅も等しくなる。
【００１１】
ところで、インダクタＬ１，Ｌ２の接続点である点ｃはキャパシタＣ２を介して非反転増幅器Ａ１の出力端に接続されているから、点ｃの電位は非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧Ｖａｃ１とキャパシタＣ２の両端電圧との加算電圧になる。つまり、図８（ｃ）のように、直流電圧Ｖｄｃ２に交流電圧Ｖａｃ２を重畳した電圧になり、この交流電圧Ｖａｃ２の位相は、信号線３に印加された電圧のうちの交流電圧Ｖａｃと同位相になり、インダクタＬ１の両端電圧は、直流電圧（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ２）に交流電圧（Ｖａｃ−Ｖａｃ２）を重畳した電圧になる。このことから、交流電圧Ｖａｃ２が交流電圧Ｖａｃと等しければ、インダクタＬ１の両端電圧から交流成分を除去できることがわかる。この条件では、インダクタＬ１には交流電流は流れないことになり、信号成分である交流電圧Ｖａｃに対してインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とみなすことが可能になる。また、インダクタＬ１の両端間に印加される直流電圧（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ２）は、インダクタＬ１の巻線の直流抵抗による電圧降下になる。
【００１２】
一方、反転増幅器Ａ２から出力される交流電圧Ｖａｃ３は、図８（ｄ）のように、非反転増幅器Ａ１から出力された交流電圧Ｖａｃ１の位相とは逆位相になる。ここで、反転増幅器Ａ２の利得は１倍であるから交流電圧Ｖａｃ３と交流電圧Ｖａｃ１とは理想的には振幅が等しくなる。この交流電圧Ｖａｃ３はキャパシタＣ３を介してインダクタＬ３の一端に印加されるから、２つのインダクタＬ２，Ｌ３の接続点である点ｅの電位は、交流電圧Ｖａｃ２と交流電圧Ｖａｃ３とが互いに打ち消し合うことにより交流成分がほぼ零になる。交流電圧Ｖａｃ２と交流電圧Ｖａｃ３とは理想的には振幅が一致しているから、インダクタＬ２，Ｌ３のインピーダンスを等しく設定しておくことによって、点ｅの電位の交流成分を零にすることができる。その結果、図７に示す点ｅの電位は直流成分のみが含まれることになり、図８（ｅ）に示すように直流電圧Ｖｄｃ１のみが直流負荷Ｚｄｃに印加されることになる。ここで、インダクタＬ２の両端間に印加される直流電圧（Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ１）は、インダクタＬ２の巻線の直流抵抗による電圧降下になる。なお、キャパシタＣ２を設けていることにより点ｃから非反転増幅器Ａ１への直流電流の流入が阻止され、またキャパシタＣ３を設けていることにより点ｅから反転増幅器Ａ２への直流電流の流入が阻止されている。
【００１３】
以上説明したように、インダクタＬ１の両端に印加する電圧の交流成分を同振幅かつ同位相にすることによって、インダクタＬ１のインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。この状態では、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスは非反転増幅器Ａ１の入力インピーダンスにより決まるから、非反転増幅器Ａ１として入力インピーダンスの高いものを用いればよい。たとえば、入力段を電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴで構成した非反転増幅器Ａ１を用いれば非反転増幅器Ａ１の入力インピーダンスを高めることができ、結果として交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高めることができる。また、インダクタＬ２とインダクタＬ３との直列回路の両端に印加する電圧の交流成分を逆位相にし両インダクタＬ２，Ｌ３の接続点では交流成分を零にすることによって、直流負荷Ｚｄｃには交流成分を除去した直流電圧Ｖｄｃ１のみを印加することができる。
【００１４】
上述した動作から明らかなように、上記従来例では３個のインダクタＬ１〜Ｌ３が必要ではあるが、各インダクタＬ１〜Ｌ３自身のインピーダンスによって交流成分を減衰させる必要がないから、各インダクタＬ１〜Ｌ３にはそれぞれインダクタンスの小さいものを用いることができ、結果的に小型かつ軽量なインダクＬ１〜Ｌ３を用いることができる。また、インダクタＬ１，Ｌ２はインダクタンスが小さいから巻線の巻数も少なくすることができ、インダクタＬ１，Ｌ２による電圧降下を少なくして、結果的に受電端末１の電力効率を従来構成よりも高めることが可能になる。
【００１５】
【特許文献１】
特開２００２−２６７７９号公報（第３頁−第４頁、第１図）
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に開示された従来例では、バッファとしの非反転増幅器Ａ１以外に交流電圧を除去するために反転増幅器Ａ２が必要であり、しかも回路上の調整箇所が多いためにコストが高くなるといった問題があった。
【００１７】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、大型のインダクタを用いることなく交流電圧と直流電圧を分離可能とし、しかも少ない部品点数で入力インピーダンスの高い交流／直流分離回路を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電圧に交流電圧が重畳された入力電圧を受けて直流電圧と交流電圧とに分離し、分離後の交流電圧を交流負荷に与えるとともに分離後の直流電圧を直流負荷に与える交流／直流分離回路であって、前記入力電圧から交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷に与える交流電圧取出部と、前記入力電圧に含まれる交流電圧を打ち消すことにより前記入力電圧に含まれる直流電圧を分離して直流負荷に与える直流電圧取出部とを備え、前記交流電圧取出部が、前記入力電圧から交流電圧を取り出す第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより取り出された交流電圧を増幅する前記バッファとしての非反転増幅器とからなり、前記直流電圧取出部が、前記入力電圧が一端に印加される第１のインダクタと、前記非反転増幅器の出力端に第２のキャパシタによって交流結合される第２のインダクタと、前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの他端の接続点に一端が接続される第３のインダクタと、前記第３のインダクタの他端に一端が接続されるとともに両端に前記直流負荷が接続される第３のキャパシタとからなることを特徴とする。
【００１９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなることを特徴とする。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態における交流／直流分離回路４は、図１に示す構成を有しており、従来例と同様に入力電圧から交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷Ｚａｃに与える交流電圧取出部と、入力電圧に含まれる直流電圧を分離して直流負荷Ｚｄｃに与える直流電圧取出部とを備え、交流電圧取出部が、入力電圧から交流電圧を取り出す第１のキャパシタＣ１と、第１のキャパシタＣ１により取り出された交流電圧を増幅するバッファとしての非反転増幅器Ａとからなり、直流電圧取出部が、入力電圧が一端に印加される第１のインダクタＬ１と、非反転増幅器Ａの出力端に第２のキャパシタＣ２によって交流結合される第２のインダクタＬ２と、第１のインダクタＬ１の他端と第２のインダクタＬ２の他端の接続点に一端が接続される第３のインダクタＬ３と、第３のインダクタＬ３の他端に一端が接続されるとともに両端に直流負荷Ｚｄｃが接続される第３のキャパシタＣ３とからなる。ここで、本実施形態では直流電圧取出部を構成する第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスを同一としている。また、非反転増幅器Ａを理想増幅器と仮定し、第２のキャパシタＣ２のインピーダンスを無視すれば、非反転増幅器Ａの利得を２倍とすることで高入力インピーダンスが得られる。但し、実際には第３のインダクタＬ３及び第２のキャパシタＣ２のインピーダンス、並びに非反転増幅器Ａの出力インピーダンスが加算されるから、利得は２倍よりも若干大きくなる。
【００２２】
次に、本実施形態における交流／直流分離回路４の動作について図２を用いて説明する。図２（ａ）〜（ｄ）は、それぞれ図１に示した点ａ〜ｄに対応する部位の電圧波形である。信号線３に印加された電圧は図２（ａ）のように直流電圧Ｖｄｃに交流電圧Ｖａｃが重畳されたものであり、第１のキャパシタＣ１では直流電圧を阻止して交流電圧のみを非反転増幅器Ａに入力するから、非反転増幅器Ａからは図２（ｂ）に示す交流電圧Ｖａｃ１が出力される。つまり、交流電圧Ｖａｃ１が交流負荷Ｚａｃに与えられることになる。ここに、非反転増幅器Ａから出力される交流電圧Ｖａｃ１の位相は、信号線３に印加された電圧のうちの信号成分である交流電圧Ｖａｃと同位相になる。また、非反転増幅器Ａは利得が２倍であるから交流電圧Ｖａｃ１の振幅は交流電圧Ｖａｃの２倍となる。
【００２３】
ところで、第１及び第３のインダクタＬ１，Ｌ３の接続点である点ｃは第２のインダクタＬ２及び第２のキャパシタＣ２の直列回路を介して非反転増幅器Ａの出力端に接続されており、しかも、第２及び第３のキャパシタＣ２，Ｃ３のインピーダンスを充分に小さく且つ第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスを等しくしているから、点ｃの電位は、図２（ｃ）に示すように直流電圧Ｖｄｃ２に交流電圧Ｖａｃ１の２分の１の振幅を有するとともに交流電圧Ｖａｃ１と同位相の交流電圧Ｖａｃ２を重畳した電圧になる。したがって、第１のインダクタＬ１の両端、すなわち点ａと点ｃに現れる交流電圧が同位相・同振幅となることから、第１のインダクタＬ１には交流電流が流れないことになり、信号成分である交流電圧Ｖａｃに対して第１のインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とみなすことが可能になる。なお、直流電圧Ｖｄｃ２は直流電圧Ｖｄｃから第１のインダクタＬ１の巻線の直流抵抗による電圧降下を差し引いた値となる。
【００２４】
一方、第３のインダクタＬ３と信号線３の間に第３のキャパシタＣ３が直列に接続されており、第３のインダクタＬ３と第３のキャパシタＣ３で構成されるローパスフィルタによって信号成分が減衰されるため、図１に示す点ｄの電位は直流成分のみが含まれることになり、図２（ｄ）に示すように直流電圧Ｖｄｃ３のみが直流負荷Ｚｄｃに印加されることになる。ここで、第３のキャパシタＣ３の両端間に印加される直流電圧Ｖｄｃ３は、直流電圧Ｖｄｃ２から第３のインダクタＬ３の巻線の直流抵抗による電圧降下を差し引いた値になる。
【００２５】
以上説明したように、第１のインダクタＬ１の両端に印加する電圧の交流成分を同振幅かつ同位相にすることによって、第１のインダクタＬ１のインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。この状態では、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスは非反転増幅器Ａの入力インピーダンスにより決まるから、非反転増幅器Ａとして入力インピーダンスの高いものを用いればよい。たとえば、入力段を電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴで構成した非反転増幅器Ａを用いれば非反転増幅器Ａの入力インピーダンスを高めることができ、結果として交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高めることができる。また、第３のインダクタＬ３に第３のキャパシタＣ３を接続することでローパスフィルタを構成するため、直流電圧Ｖｄｃ２に含まれる交流電圧Ｖａｃ２を前記ローパスフィルタで減衰させることができ、これにより、直流負荷Ｚｄｃには交流成分を除去した直流電圧Ｖｄｃ３のみを印加することができる。
【００２６】
上述した動作から明らかなように、本実施形態では３個のインダクタＬ１〜Ｌ３が必要ではあるが、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２は自身のインピーダンスによって交流電圧を減衰させる必要がないから、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２にはインダクタンスの小さいものを使用することができ、結果的に小型かつ軽量なインダクタを使用することができる。また、第３のインダクタＬ３と第３のキャパシタＣ３で構成されるローパスフィルタで交流電圧Ｖａｃ２を減衰させて直流電圧Ｖｄｃ２を取り出すことができる。ここで、第３のインダクタＬ３は第２のインダクタＬ２とインダクタンスを等しくする必要があるため、インダクタンスの小さいものが使用されることになるから、ローパスフィルタを構成する第３のキャパシタＣ３の容量を大きくする必要がある。なお、第１及び第３のインダクタＬ１，Ｌ３には直流電流が流れるから、巻線の直流抵抗ができるだけ小さいものを用いるのが望ましい。
【００２７】
ところで、理論上は非反転増幅器Ａの利得は２倍であればよいが、実際には交流／直流分離回路４の内部での損失（非反転増幅器Ａの出力インピーダンスや第１のキャパシタＣ１のインピーダンスによる損失）を補償するために、非反転増幅器Ａの利得は２倍付近で調節可能にしてある。つまり、第１のインダクタＬ１の両端に印加される電圧のうちの交流電圧Ｖａｃ，Ｖａｃ２が等しくなるように非反転増幅器Ａの利得を調節することによって、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高くすることが可能になる。なお、非反転増幅器Ａの利得調整のみで補正しきれない場合、非反転増幅器Ａに必要に応じて位相補償回路を付加すればよい。
【００２８】
（実施形態２）
本実施形態における交流／直流分離回路４は、図３に示す構成を有しており、直流電圧取出部を構成する第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３が同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなる点に特徴がある。なお、これ以外の構成については実施形態１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００２９】
実施形態１における交流／直流分離回路４では、第３のインダクタＬ３に直流電流が流れることで直流偏磁が発生し、直流偏磁の影響によって第３のインダクタＬ３のインダクタンスが減少して第２のインダクタＬ２のインダクタンスとの間にばらつきが生じて交流成分が充分に除去できなくなる虞がある。
【００３０】
これに対して本実施形態では、同一のコアに第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３を巻設しているため、直流偏磁が生じた場合でも第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３は同じようにインダクタンスが減少することになり、２つのインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスのばらつきを抑えることができる。但し、第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３の巻始めの位置を互いに異ならせることで極性を逆にする必要がある。
【００３１】
したがって、第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３を同一のインダクタンスを有する２巻線のインダクタで構成し、且つ両者の極性を異ならせることによって、第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３の接続点には常に非反転増幅器Ａから出力される交流電圧Ｖａｃ１の２分の１の交流電圧Ｖａｃ２、つまり入力電圧に含まれる交流成分Ｖａｃと同振幅且つ同位相の交流電圧が現れることになり、直流負荷Ｚｄｃに流れる直流電流が変動するような場合でも、高入力インピーダンスを安定して得ることが可能となる。
【００３２】
ところで、実施形態１又は２で説明した交流／直流分離回路４は、２線式の信号線を介して複数台の受電端末と給電端末を接続し、受電端末間でデータを授受するとともに給電端末から受電端末に対して電源を供給する多重伝送システムの受電端末に用いる用途に限られるものではなく、以下に説明する電源供給システムに用いることも可能である。
【００３３】
例えば、配線による電圧降下の影響を避けるため、あるいは異なる電圧が必要な場合、図４に示すように大容量の電源装置１０に小容量のスイッチング電源１１１〜１１ｎが並列接続された電源供給システムが一般的に用いられている。しかしながら、このような電源供給システムにおいては、スイッチング電源１１１〜１１ｎが動作することで電源装置１０の方にスイッチングノイズが流れ出てしまい、このスイッチングノイズが他のスイッチング電源１１１〜１１ｎに流れ込んでその動作が不安定になる虞があった。
【００３４】
そこで、図５に示すように電源装置１０と各スイッチング電源１１１〜１１ｎとの間に本発明の交流／直流分離回路４を挿入すれば、電源装置１０と各スイッチング電源１１１〜１１ｎを接続する電源線上に存在するスイッチングノイズがスイッチング電源１１１〜１１ｎに流れ込むのを防ぐことができる。
【００３５】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電圧に交流電圧が重畳された入力電圧を受けて直流電圧と交流電圧とに分離し、分離後の交流電圧を交流負荷に与えるとともに分離後の直流電圧を直流負荷に与える交流／直流分離回路であって、前記入力電圧から交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷に与える交流電圧取出部と、前記入力電圧に含まれる交流電圧を打ち消すことにより前記入力電圧に含まれる直流電圧を分離して直流負荷に与える直流電圧取出部とを備え、前記交流電圧取出部が、前記入力電圧から交流電圧を取り出す第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより取り出された交流電圧を増幅する前記バッファとしての非反転増幅器とからなり、前記直流電圧取出部が、前記入力電圧が一端に印加される第１のインダクタと、前記非反転増幅器の出力端に第２のキャパシタによって交流結合される第２のインダクタと、前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの他端の接続点に一端が接続される第３のインダクタと、前記第３のインダクタの他端に一端が接続されるとともに両端に前記直流負荷が接続される第３のキャパシタとからなることを特徴とし、一端に入力電圧が印加される第１のインダクタの他端と第２及び第３のインダクタとの接続点に非反転増幅器から出力された交流電圧を印加するから、第１のインダクタの両端に印加される交流電圧が同位相かつ同振幅になり、第１のインダクタには交流電流が流れないことによって第１のインダクタのインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。つまり、交流電圧に対して高い入力インピーダンスを確保することができる。しかも、交流電圧取出部の入力インピーダンスを高くするために第１のインダクタのインダクタンスを用いるのではないから、第１のインダクタはインダクタンスの比較的小さい小型のものを用いることができ、さらには、第３のキャパシタ及び第３のインダクタによってローパスフィルタを構成し、このローパスフィルタで交流成分を除去して直流電圧を取り出しているから、従来例における反転増幅器が不要となって少ない部品点数で入力インピーダンスの高い交流／直流分離回路を提供することが可能である。
【００３６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなることを特徴とし、第２及び第３のインダクタのコアを兼用することで回路をさらに小型化できる。
【００３７】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とし、同一のコアに第２及び第３のインダクタを巻設しているため、直流偏磁が生じた場合でも第２及び第３のインダクタは同じようにインダクタンスが減少することになり、２つのインダクタのインダクタンスのばらつきを抑えることができる。その結果、直流負荷に流れる直流電流が変動するような場合でも、高入力インピーダンスを安定して得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】実施形態２を示す回路図である。
【図４】従来の電源供給システムの一例を示す構成図である。
【図５】同上に本発明の交流／直流分離回路を付加したシステム構成図である。
【図６】従来例を示すブロック図である。
【図７】他の従来例を示す回路図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
４ 交流／直流分離回路
Ａ 非反転増幅器
Ｃ１ 第１のキャパシタ
Ｃ２ 第２のキャパシタ
Ｃ３ 第３のキャパシタ
Ｌ１ 第１のインダクタ
Ｌ２ 第２のインダクタ
Ｌ３ 第３のインダクタ
Ｖａｃ 交流電圧
Ｖａｃ１ 交流電圧
Ｖａｃ２ 交流電圧
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｄｃ３ 直流電圧
Ｚａｃ 交流負荷
Ｚｄｃ 直流負荷
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源電圧に交流信号電圧を重畳した電圧から直流電圧と交流電圧とを分離する交流／直流分離回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、２線式の信号線を介して複数台の端末器を接続し、端末器間でデータを授受するとともに、端末器のいずれかを給電端末とし残りの端末器を受電端末として給電端末から受電端末に対して電源を供給するデータ伝送システムが提案されている。この種のデータ伝送システムとしてデータを時分割多重化して伝送する多重伝送システムがあり、この種の多重伝送システムでは、給電端末において直流電源電圧にデータによって変調した交流信号電圧を重畳させ、一方、受電端末において直流電源電圧と交流信号電圧とを分離することによってデータの伝送と電源の供給とを同時に行うものが知られている。このような構成のデータ伝送システムにおいては受電端末に直流電圧と交流電圧とを分離するための交流／直流分離回路が必要になる。
【０００３】
すなわち、図６に示すように、給電端末２においては電源成分である直流電圧Ｖｄｃに信号成分である交流電圧Ｖａｃを重畳して信号線３に送出し、受電端末１においては交流／直流分離回路４を用いて直流電圧Ｖｄｃ１と交流電圧Ｖａｃ１とを分離するのであって、直流電圧Ｖｄｃ１は直流負荷Ｚｄｃに供給され、交流電圧Ｖａｃ１は交流負荷Ｚａｃに供給されるのである。交流／直流分離回路としてもっとも簡単な回路構成としては、キャパシタＣとインダクタＬとを１個ずつ用いる回路構成が考えられる。インダクタＬは直流成分に対しては低インピーダンス且つ交流成分に対して高インピーダンスであるから、信号線３から直流負荷Ｚｄｃへの経路にインダクタＬを挿入することによって直流電圧Ｖｄｃ１を取り出し、キャパシタＣは直流成分に対しては高インピーダンス且つ交流成分に対しては低インピーダンスであるから、信号線３から交流負荷Ｚａｃへの経路にキャパシタＣを挿入することによって交流電圧Ｖａｃ１を取り出すのである。なお、図６において交流負荷Ｚａｃは受電端末１に設けた信号受信回路を意味し、直流負荷Ｚｄｃは受電端末１の動作に必要な電源を供給する電源回路を意味する。
【０００４】
ところで、信号成分である交流電圧Ｖａｃの周波数が十分に高ければ、図６に示した交流／直流分離回路４でインダクタンスの小さいインダクタＬとキャパシタンスの小さいキャパシタＣとを用いても直流電圧Ｖｄｃ１と交流電圧Ｖａｃ１とを分離することができるが、交流電圧Ｖａｃの周波数が比較的低い場合には、インダクタンスの大きいインダクタＬとキャパシタンスの大きいキャパシタＣとが必要になる。
【０００５】
さらに、上述した構成の多重伝送システムでは２線式の信号線３に複数台の受電端末１が接続されることになるから、各受電端末１の入力インピーダンスが信号線３を介して並列に接続されることになり、信号成分である交流電圧を遠方まで伝送したり、信号線３に接続可能な受電端末１の許容台数を多くしたりするためには、交流電圧に対する受電端末１の入力インピーダンスをできるだけ高くすることが必要である。つまり、図６に示した構成の交流／直流分離回路４では入力インピーダンスを大きくとるためにもインダクタンスの大きいインダクタＬとキャパシタンスの大きいキャパシタＣとが必要になる。
【０００６】
インダクタＬはインダクタンスが大きいほど大型化し、またキャパシタＣもキャパシタンスが大きいほど大型化するのが普通であり、とくにインダクタＬは鉄心に銅線を巻回して形成されているものであるから、寸法が大型化するだけではなく大型化に伴って質量も大幅に増加することになる。その結果、比較的低周波の交流電圧を信号成分として伝送する場合には、受電端末１の大型化や質量増加が避けられないという問題がある。さらに、インダクタＬのインダクタンスが大きくなれば巻線の巻数も増加するから、インダクタＬの巻線による直流抵抗が増加することになり、インダクタＬでの電力損失が大きくなる結果、受電端末１の電力効率が低下するという問題も生じる。
【０００７】
これに対して本発明者らは、大型のインダクタを用いることなく交流電圧と直流電圧を分離可能とし、しかも入力インピーダンスの高い交流／直流分離回路を既に提案している（特許文献１参照）。前記公報に開示されている交流／直流分離回路４は図７に示す構成を有しており、２線式の信号線３のうちの一方の線路は交流負荷Ｚａｃおよび直流負荷Ｚｄｃの２つの入力端の一方と共通に接続される。また、信号線３の他方の線路と直流負荷Ｚｄｃの他方の入力端との間には従来構成と同様に２つのインダクタＬ１，Ｌ２の直列回路が挿入される。
【０００８】
一方、信号線３の他方の線路と交流負荷Ｚａｃとの間にはキャパシタＣ１と利得が１倍である非反転増幅器Ａ１とが挿入され、キャパシタＣ１を通して分離された信号成分である交流電圧が非反転増幅器Ａ１を通して交流負荷Ｚａｃに印加されるように構成されている。つまり、給電端末２によって信号線３に印加されている交流／直流分離回路４への入力電圧のうち電源成分としての直流電圧はキャパシタＣ１により阻止されるから、非反転増幅器Ａ１には信号成分である交流電圧のみが入力され、非反転増幅器Ａ１の出力である交流電圧Ｖａｃ１を交流負荷Ｚａｃに与えることになる。
【０００９】
ところで、この従来例では、上述した２個のインダクタＬ１，Ｌ２の接続点と非反転増幅器Ａ１の出力端との間にキャパシタＣ２が接続され、インダクタＬ１，Ｌ２の接続点と非反転増幅器Ａ１の出力端とが交流結合されている。また、非反転増幅器Ａ１の出力は利得が１倍である反転増幅器Ａ２に入力され、反転増幅器Ａ２の出力はキャパシタＣ３およびインダクタＬ３を介してインダクタＬ２における直流負荷Ｚｄｃ側の一端に印加される。
【００１０】
次に、従来例における交流／直流分離回路４の動作について図８を用いて説明する。図８（ａ）〜（ｅ）は、それぞれ図７に示した点ａ〜ｅに対応する部位の電圧波形である。信号線３に印加された電圧は図８（ａ）のように直流電圧Ｖｄｃに交流電圧Ｖａｃが重畳されたものであり、キャパシタＣ１では直流電圧を阻止して交流電圧のみを非反転増幅器Ａ１に入力するから、非反転増幅器Ａ１からは図８（ｂ）に示す交流電圧Ｖａｃ１が出力される。つまり、交流電圧Ｖａｃ１が交流負荷Ｚａｃに与えられることになる。ここに、非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧Ｖａｃ１の位相は、信号線３に印加された電圧のうちの信号成分である交流電圧Ｖａｃと同位相になる。また、非反転増幅器Ａ１は利得が１であるから交流電圧Ｖａｃと交流電圧Ｖａｃ１とは理想的には振幅も等しくなる。
【００１１】
ところで、インダクタＬ１，Ｌ２の接続点である点ｃはキャパシタＣ２を介して非反転増幅器Ａ１の出力端に接続されているから、点ｃの電位は非反転増幅器Ａ１から出力される交流電圧Ｖａｃ１とキャパシタＣ２の両端電圧との加算電圧になる。つまり、図８（ｃ）のように、直流電圧Ｖｄｃ２に交流電圧Ｖａｃ２を重畳した電圧になり、この交流電圧Ｖａｃ２の位相は、信号線３に印加された電圧のうちの交流電圧Ｖａｃと同位相になり、インダクタＬ１の両端電圧は、直流電圧（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ２）に交流電圧（Ｖａｃ−Ｖａｃ２）を重畳した電圧になる。このことから、交流電圧Ｖａｃ２が交流電圧Ｖａｃと等しければ、インダクタＬ１の両端電圧から交流成分を除去できることがわかる。この条件では、インダクタＬ１には交流電流は流れないことになり、信号成分である交流電圧Ｖａｃに対してインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とみなすことが可能になる。また、インダクタＬ１の両端間に印加される直流電圧（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ２）は、インダクタＬ１の巻線の直流抵抗による電圧降下になる。
【００１２】
一方、反転増幅器Ａ２から出力される交流電圧Ｖａｃ３は、図８（ｄ）のように、非反転増幅器Ａ１から出力された交流電圧Ｖａｃ１の位相とは逆位相になる。ここで、反転増幅器Ａ２の利得は１倍であるから交流電圧Ｖａｃ３と交流電圧Ｖａｃ１とは理想的には振幅が等しくなる。この交流電圧Ｖａｃ３はキャパシタＣ３を介してインダクタＬ３の一端に印加されるから、２つのインダクタＬ２，Ｌ３の接続点である点ｅの電位は、交流電圧Ｖａｃ２と交流電圧Ｖａｃ３とが互いに打ち消し合うことにより交流成分がほぼ零になる。交流電圧Ｖａｃ２と交流電圧Ｖａｃ３とは理想的には振幅が一致しているから、インダクタＬ２，Ｌ３のインピーダンスを等しく設定しておくことによって、点ｅの電位の交流成分を零にすることができる。その結果、図７に示す点ｅの電位は直流成分のみが含まれることになり、図８（ｅ）に示すように直流電圧Ｖｄｃ１のみが直流負荷Ｚｄｃに印加されることになる。ここで、インダクタＬ２の両端間に印加される直流電圧（Ｖｄｃ２−Ｖｄｃ１）は、インダクタＬ２の巻線の直流抵抗による電圧降下になる。なお、キャパシタＣ２を設けていることにより点ｃから非反転増幅器Ａ１への直流電流の流入が阻止され、またキャパシタＣ３を設けていることにより点ｅから反転増幅器Ａ２への直流電流の流入が阻止されている。
【００１３】
以上説明したように、インダクタＬ１の両端に印加する電圧の交流成分を同振幅かつ同位相にすることによって、インダクタＬ１のインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。この状態では、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスは非反転増幅器Ａ１の入力インピーダンスにより決まるから、非反転増幅器Ａ１として入力インピーダンスの高いものを用いればよい。たとえば、入力段を電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴで構成した非反転増幅器Ａ１を用いれば非反転増幅器Ａ１の入力インピーダンスを高めることができ、結果として交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高めることができる。また、インダクタＬ２とインダクタＬ３との直列回路の両端に印加する電圧の交流成分を逆位相にし両インダクタＬ２，Ｌ３の接続点では交流成分を零にすることによって、直流負荷Ｚｄｃには交流成分を除去した直流電圧Ｖｄｃ１のみを印加することができる。
【００１４】
上述した動作から明らかなように、上記従来例では３個のインダクタＬ１〜Ｌ３が必要ではあるが、各インダクタＬ１〜Ｌ３自身のインピーダンスによって交流成分を減衰させる必要がないから、各インダクタＬ１〜Ｌ３にはそれぞれインダクタンスの小さいものを用いることができ、結果的に小型かつ軽量なインダクＬ１〜Ｌ３を用いることができる。また、インダクタＬ１，Ｌ２はインダクタンスが小さいから巻線の巻数も少なくすることができ、インダクタＬ１，Ｌ２による電圧降下を少なくして、結果的に受電端末１の電力効率を従来構成よりも高めることが可能になる。
【００１５】
【特許文献１】
特開２００２−２６７７９号公報（第３頁−第４頁、第１図）
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に開示された従来例では、バッファとしの非反転増幅器Ａ１以外に交流電圧を除去するために反転増幅器Ａ２が必要であり、しかも回路上の調整箇所が多いためにコストが高くなるといった問題があった。
【００１７】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、大型のインダクタを用いることなく交流電圧と直流電圧を分離可能とし、しかも少ない部品点数で入力インピーダンスの高い交流／直流分離回路を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、直流電圧に交流電圧が重畳された入力電圧を受けて直流電圧と交流電圧とに分離し、分離後の交流電圧を交流負荷に与えるとともに分離後の直流電圧を直流負荷に与える交流／直流分離回路であって、前記入力電圧から交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷に与える交流電圧取出部と、前記入力電圧に含まれる交流電圧を打ち消すことにより前記入力電圧に含まれる直流電圧を分離して直流負荷に与える直流電圧取出部とを備え、前記交流電圧取出部が、前記入力電圧から交流電圧を取り出す第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより取り出された交流電圧を増幅する前記バッファとしての非反転増幅器とからなり、前記直流電圧取出部が、前記入力電圧が一端に印加される第１のインダクタと、前記非反転増幅器の出力端に第２のキャパシタによって交流結合される第２のインダクタと、前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの他端の接続点に一端が接続される第３のインダクタと、前記第３のインダクタの他端に一端が接続されるとともに両端に前記直流負荷が接続される第３のキャパシタとからなることを特徴とする。
【００１９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなることを特徴とする。
【００２０】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
本実施形態における交流／直流分離回路４は、図１に示す構成を有しており、従来例と同様に入力電圧から交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷Ｚａｃに与える交流電圧取出部と、入力電圧に含まれる直流電圧を分離して直流負荷Ｚｄｃに与える直流電圧取出部とを備え、交流電圧取出部が、入力電圧から交流電圧を取り出す第１のキャパシタＣ１と、第１のキャパシタＣ１により取り出された交流電圧を増幅するバッファとしての非反転増幅器Ａとからなり、直流電圧取出部が、入力電圧が一端に印加される第１のインダクタＬ１と、非反転増幅器Ａの出力端に第２のキャパシタＣ２によって交流結合される第２のインダクタＬ２と、第１のインダクタＬ１の他端と第２のインダクタＬ２の他端の接続点に一端が接続される第３のインダクタＬ３と、第３のインダクタＬ３の他端に一端が接続されるとともに両端に直流負荷Ｚｄｃが接続される第３のキャパシタＣ３とからなる。ここで、本実施形態では直流電圧取出部を構成する第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスを同一としている。また、非反転増幅器Ａを理想増幅器と仮定し、第２のキャパシタＣ２のインピーダンスを無視すれば、非反転増幅器Ａの利得を２倍とすることで高入力インピーダンスが得られる。但し、実際には第３のインダクタＬ３及び第２のキャパシタＣ２のインピーダンス、並びに非反転増幅器Ａの出力インピーダンスが加算されるから、利得は２倍よりも若干大きくなる。
【００２２】
次に、本実施形態における交流／直流分離回路４の動作について図２を用いて説明する。図２（ａ）〜（ｄ）は、それぞれ図１に示した点ａ〜ｄに対応する部位の電圧波形である。信号線３に印加された電圧は図２（ａ）のように直流電圧Ｖｄｃに交流電圧Ｖａｃが重畳されたものであり、第１のキャパシタＣ１では直流電圧を阻止して交流電圧のみを非反転増幅器Ａに入力するから、非反転増幅器Ａからは図２（ｂ）に示す交流電圧Ｖａｃ１が出力される。つまり、交流電圧Ｖａｃ１が交流負荷Ｚａｃに与えられることになる。ここに、非反転増幅器Ａから出力される交流電圧Ｖａｃ１の位相は、信号線３に印加された電圧のうちの信号成分である交流電圧Ｖａｃと同位相になる。また、非反転増幅器Ａは利得が２倍であるから交流電圧Ｖａｃ１の振幅は交流電圧Ｖａｃの２倍となる。
【００２３】
ところで、第１及び第３のインダクタＬ１，Ｌ３の接続点である点ｃは第２のインダクタＬ２及び第２のキャパシタＣ２の直列回路を介して非反転増幅器Ａの出力端に接続されており、しかも、第２及び第３のキャパシタＣ２，Ｃ３のインピーダンスを充分に小さく且つ第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスを等しくしているから、点ｃの電位は、図２（ｃ）に示すように直流電圧Ｖｄｃ２に交流電圧Ｖａｃ１の２分の１の振幅を有するとともに交流電圧Ｖａｃ１と同位相の交流電圧Ｖａｃ２を重畳した電圧になる。したがって、第１のインダクタＬ１の両端、すなわち点ａと点ｃに現れる交流電圧が同位相・同振幅となることから、第１のインダクタＬ１には交流電流が流れないことになり、信号成分である交流電圧Ｖａｃに対して第１のインダクタＬ１のインピーダンスを等価的に無限大とみなすことが可能になる。なお、直流電圧Ｖｄｃ２は直流電圧Ｖｄｃから第１のインダクタＬ１の巻線の直流抵抗による電圧降下を差し引いた値となる。
【００２４】
一方、第３のインダクタＬ３と信号線３の間に第３のキャパシタＣ３が直列に接続されており、第３のインダクタＬ３と第３のキャパシタＣ３で構成されるローパスフィルタによって信号成分が減衰されるため、図１に示す点ｄの電位は直流成分のみが含まれることになり、図２（ｄ）に示すように直流電圧Ｖｄｃ３のみが直流負荷Ｚｄｃに印加されることになる。ここで、第３のキャパシタＣ３の両端間に印加される直流電圧Ｖｄｃ３は、直流電圧Ｖｄｃ２から第３のインダクタＬ３の巻線の直流抵抗による電圧降下を差し引いた値になる。
【００２５】
以上説明したように、第１のインダクタＬ１の両端に印加する電圧の交流成分を同振幅かつ同位相にすることによって、第１のインダクタＬ１のインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。この状態では、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスは非反転増幅器Ａの入力インピーダンスにより決まるから、非反転増幅器Ａとして入力インピーダンスの高いものを用いればよい。たとえば、入力段を電圧制御素子であるＭＯＳＦＥＴで構成した非反転増幅器Ａを用いれば非反転増幅器Ａの入力インピーダンスを高めることができ、結果として交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高めることができる。また、第３のインダクタＬ３に第３のキャパシタＣ３を接続することでローパスフィルタを構成するため、直流電圧Ｖｄｃ２に含まれる交流電圧Ｖａｃ２を前記ローパスフィルタで減衰させることができ、これにより、直流負荷Ｚｄｃには交流成分を除去した直流電圧Ｖｄｃ３のみを印加することができる。
【００２６】
上述した動作から明らかなように、本実施形態では３個のインダクタＬ１〜Ｌ３が必要ではあるが、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２は自身のインピーダンスによって交流電圧を減衰させる必要がないから、第１及び第２のインダクタＬ１，Ｌ２にはインダクタンスの小さいものを使用することができ、結果的に小型かつ軽量なインダクタを使用することができる。また、第３のインダクタＬ３と第３のキャパシタＣ３で構成されるローパスフィルタで交流電圧Ｖａｃ２を減衰させて直流電圧Ｖｄｃ２を取り出すことができる。ここで、第３のインダクタＬ３は第２のインダクタＬ２とインダクタンスを等しくする必要があるため、インダクタンスの小さいものが使用されることになるから、ローパスフィルタを構成する第３のキャパシタＣ３の容量を大きくする必要がある。なお、第１及び第３のインダクタＬ１，Ｌ３には直流電流が流れるから、巻線の直流抵抗ができるだけ小さいものを用いるのが望ましい。
【００２７】
ところで、理論上は非反転増幅器Ａの利得は２倍であればよいが、実際には交流／直流分離回路４の内部での損失（非反転増幅器Ａの出力インピーダンスや第１のキャパシタＣ１のインピーダンスによる損失）を補償するために、非反転増幅器Ａの利得は２倍付近で調節可能にしてある。つまり、第１のインダクタＬ１の両端に印加される電圧のうちの交流電圧Ｖａｃ，Ｖａｃ２が等しくなるように非反転増幅器Ａの利得を調節することによって、交流／直流分離回路４の入力インピーダンスを高くすることが可能になる。なお、非反転増幅器Ａの利得調整のみで補正しきれない場合、非反転増幅器Ａに必要に応じて位相補償回路を付加すればよい。
【００２８】
（実施形態２）
本実施形態における交流／直流分離回路４は、図３に示す構成を有しており、直流電圧取出部を構成する第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３が同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなる点に特徴がある。なお、これ以外の構成については実施形態１と共通であるから、共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００２９】
実施形態１における交流／直流分離回路４では、第３のインダクタＬ３に直流電流が流れることで直流偏磁が発生し、直流偏磁の影響によって第３のインダクタＬ３のインダクタンスが減少して第２のインダクタＬ２のインダクタンスとの間にばらつきが生じて交流成分が充分に除去できなくなる虞がある。
【００３０】
これに対して本実施形態では、同一のコアに第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３を巻設しているため、直流偏磁が生じた場合でも第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３は同じようにインダクタンスが減少することになり、２つのインダクタＬ２，Ｌ３のインダクタンスのばらつきを抑えることができる。但し、第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３の巻始めの位置を互いに異ならせることで極性を逆にする必要がある。
【００３１】
したがって、第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３を同一のインダクタンスを有する２巻線のインダクタで構成し、且つ両者の極性を異ならせることによって、第２及び第３のインダクタＬ２，Ｌ３の接続点には常に非反転増幅器Ａから出力される交流電圧Ｖａｃ１の２分の１の交流電圧Ｖａｃ２、つまり入力電圧に含まれる交流成分Ｖａｃと同振幅且つ同位相の交流電圧が現れることになり、直流負荷Ｚｄｃに流れる直流電流が変動するような場合でも、高入力インピーダンスを安定して得ることが可能となる。
【００３２】
ところで、実施形態１又は２で説明した交流／直流分離回路４は、２線式の信号線を介して複数台の受電端末と給電端末を接続し、受電端末間でデータを授受するとともに給電端末から受電端末に対して電源を供給する多重伝送システムの受電端末に用いる用途に限られるものではなく、以下に説明する電源供給システムに用いることも可能である。
【００３３】
例えば、配線による電圧降下の影響を避けるため、あるいは異なる電圧が必要な場合、図４に示すように大容量の電源装置１０に小容量のスイッチング電源１１１〜１１ｎが並列接続された電源供給システムが一般的に用いられている。しかしながら、このような電源供給システムにおいては、スイッチング電源１１１〜１１ｎが動作することで電源装置１０の方にスイッチングノイズが流れ出てしまい、このスイッチングノイズが他のスイッチング電源１１１〜１１ｎに流れ込んでその動作が不安定になる虞があった。
【００３４】
そこで、図５に示すように電源装置１０と各スイッチング電源１１１〜１１ｎとの間に本発明の交流／直流分離回路４を挿入すれば、電源装置１０と各スイッチング電源１１１〜１１ｎを接続する電源線上に存在するスイッチングノイズがスイッチング電源１１１〜１１ｎに流れ込むのを防ぐことができる。
【００３５】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電圧に交流電圧が重畳された入力電圧を受けて直流電圧と交流電圧とに分離し、分離後の交流電圧を交流負荷に与えるとともに分離後の直流電圧を直流負荷に与える交流／直流分離回路であって、前記入力電圧から交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷に与える交流電圧取出部と、前記入力電圧に含まれる交流電圧を打ち消すことにより前記入力電圧に含まれる直流電圧を分離して直流負荷に与える直流電圧取出部とを備え、前記交流電圧取出部が、前記入力電圧から交流電圧を取り出す第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより取り出された交流電圧を増幅する前記バッファとしての非反転増幅器とからなり、前記直流電圧取出部が、前記入力電圧が一端に印加される第１のインダクタと、前記非反転増幅器の出力端に第２のキャパシタによって交流結合される第２のインダクタと、前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの他端の接続点に一端が接続される第３のインダクタと、前記第３のインダクタの他端に一端が接続されるとともに両端に前記直流負荷が接続される第３のキャパシタとからなることを特徴とし、一端に入力電圧が印加される第１のインダクタの他端と第２及び第３のインダクタとの接続点に非反転増幅器から出力された交流電圧を印加するから、第１のインダクタの両端に印加される交流電圧が同位相かつ同振幅になり、第１のインダクタには交流電流が流れないことによって第１のインダクタのインダクタンスを等価的に無限大とすることができる。つまり、交流電圧に対して高い入力インピーダンスを確保することができる。しかも、交流電圧取出部の入力インピーダンスを高くするために第１のインダクタのインダクタンスを用いるのではないから、第１のインダクタはインダクタンスの比較的小さい小型のものを用いることができ、さらには、第３のキャパシタ及び第３のインダクタによってローパスフィルタを構成し、このローパスフィルタで交流成分を除去して直流電圧を取り出しているから、従来例における反転増幅器が不要となって少ない部品点数で入力インピーダンスの高い交流／直流分離回路を提供することが可能である。
【００３６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなることを特徴とし、第２及び第３のインダクタのコアを兼用することで回路をさらに小型化できる。
【００３７】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記第２のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とし、同一のコアに第２及び第３のインダクタを巻設しているため、直流偏磁が生じた場合でも第２及び第３のインダクタは同じようにインダクタンスが減少することになり、２つのインダクタのインダクタンスのばらつきを抑えることができる。その結果、直流負荷に流れる直流電流が変動するような場合でも、高入力インピーダンスを安定して得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】実施形態２を示す回路図である。
【図４】従来の電源供給システムの一例を示す構成図である。
【図５】同上に本発明の交流／直流分離回路を付加したシステム構成図である。
【図６】従来例を示すブロック図である。
【図７】他の従来例を示す回路図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【符号の説明】
４ 交流／直流分離回路
Ａ 非反転増幅器
Ｃ１ 第１のキャパシタ
Ｃ２ 第２のキャパシタ
Ｃ３ 第３のキャパシタ
Ｌ１ 第１のインダクタ
Ｌ２ 第２のインダクタ
Ｌ３ 第３のインダクタ
Ｖａｃ 交流電圧
Ｖａｃ１ 交流電圧
Ｖａｃ２ 交流電圧
Ｖｄｃ 直流電圧
Ｖｄｃ３ 直流電圧
Ｚａｃ 交流負荷
Ｚｄｃ 直流負荷
Claims (3)
- 直流電圧に交流電圧が重畳された入力電圧を受けて直流電圧と交流電圧とに分離し、分離後の交流電圧を交流負荷に与えるとともに分離後の直流電圧を直流負荷に与える交流／直流分離回路であって、前記入力電圧から交流電圧を分離し高入力インピーダンスのバッファを通して交流負荷に与える交流電圧取出部と、前記入力電圧に含まれる交流電圧を打ち消すことにより前記入力電圧に含まれる直流電圧を分離して直流負荷に与える直流電圧取出部とを備え、前記交流電圧取出部が、前記入力電圧から交流電圧を取り出す第１のキャパシタと、第１のキャパシタにより取り出された交流電圧を増幅する前記バッファとしての非反転増幅器とからなり、前記直流電圧取出部が、前記入力電圧が一端に印加される第１のインダクタと、前記非反転増幅器の出力端に第２のキャパシタによって交流結合される第２のインダクタと、前記第１のインダクタの他端と前記第２のインダクタの他端の接続点に一端が接続される第３のインダクタと、前記第３のインダクタの他端に一端が接続されるとともに両端に前記直流負荷が接続される第３のキャパシタとからなることを特徴とする交流／直流分離回路。
- 前記第２のインダクタと前記第３のインダクタが、同一のコアに巻設された２巻線のインダクタからなることを特徴とする請求項１記載の交流／直流分離回路。
- 前記第２のインダクタと前記第３のインダクタのインダクタンスを略同一としたことを特徴とする請求項２記載の交流／直流分離回路。
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