JP3922906B2

JP3922906B2 - Wideband differential amplifier circuit

Info

Publication number: JP3922906B2
Application number: JP2001326055A
Authority: JP
Inventors: 誠小野
Original assignee: Olympus Corp
Current assignee: Olympus Corp
Priority date: 2001-10-24
Filing date: 2001-10-24
Publication date: 2007-05-30
Anticipated expiration: 2021-10-24
Also published as: JP2003133868A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、広帯域差動増幅回路に関するもので、特に電源電圧を大きくすることなく入出力信号レベルを大きく確保できる広帯域差動増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、広帯域差動増幅回路として図９に示すような回路が知られている。この図９に示す回路は、「BIPOLAR AND MOS ANALOG INTEGRATED CIRCUIT DESIGN」（ALAN B.GREBENE 著、第 422頁）に記載されている回路である。
【０００３】
図９に示す広帯域差動増幅回路は、Ｒ１，Ｒ２からなる負荷インピーダンス回路101 と、トランジスタＱ１，Ｑ２，電流源I1，及び抵抗Ｒ７，Ｒ８による直列帰還抵抗つまりエミッタ帰還抵抗を用いた電圧電流変換回路102 と、トランジスタＱ３，Ｑ４，抵抗Ｒ３，Ｒ４，電流源Ｉ２，電流バッファを構成するトランジスタＱ５，Ｑ６と電流源Ｉ３，Ｉ４，及び抵抗Ｒ５，Ｒ６による並列帰還抵抗を用いた電流電圧変換回路103 とを備え、図９に示すよう接続して構成されている。そして、この構成により広帯域、高利得の電圧増幅を実現している。
【０００４】
次に、図９に示した差動増幅回路の動作について説明する。この回路の電圧利得Gain１は、主に抵抗Ｒ７，Ｒ８及び抵抗Ｒ５，Ｒ６によってきまる。すなわち次式（１）で示される。
Gain１≒（R5＋R6）／（R7＋R8）・・・・・・・・・・（１）
実際このような回路の各抵抗値及び電流源値の設定は、入力電圧範囲、出力電圧範囲、電源電圧等を考慮して決定し、抵抗Ｒ７，Ｒ８と電流源Ｉ１は、入力電圧の最大振幅レベルＶinMAX が次式（２）を満足するように設定される。
ＶinMAX ＜（R7×I1）＝（R8×I1）・・・・・・・・・（２）
【０００５】
抵抗Ｒ１，Ｒ２は、入力電圧の最大振幅レベルのピーク値ＶinPEAKが電源電圧VCC （図中ではVREF２としている）より次式（３）を満足するように設定される。
ＶinPEAK＜VCC −（R1×I1÷２）＝VCC −（R2×I1÷２）・・・・・（３）
【０００６】
抵抗Ｒ３，Ｒ４及び電流源Ｉ２は、出力電圧の最大振幅レベルＶoutMAXが次式（４）を満足するように設定される。
ＶoutMAX＜（R3×I2）＝（R4×I2）・・・・・・・・・（４）
但し、同時に次式（５）を満足させる必要がある。
[VCC−（R3×I2)]−[VCC−（R1×I1÷２）−VBEQ] ≧VCEsatQ3＝ 0.5Ｖ
・・・・・・・・（５）
ここでは、抵抗Ｒ５，Ｒ６を流れる電流は、電流源Ｉ１に比べ小さいものとする。また VBEQ3はトランジスタＱ３のベースエミッタ間電圧、VCEsatQ3はトランジスタＱ３のコレクタエミッタ間飽和電圧である。
【０００７】
例えば、抵抗Ｒ１で発生する電圧を電源電圧VCC の１／２と設定した場合、
R1×I1÷２＝ VCC÷２
となり、VoutMAX は、式（４），式（５）より、
〔 VCC−（R3×I2）〕−〔 VCC−（R1×I1÷２）−VBEQ3 〕−VCEsatQ3
＝〔 VCC−（R3×I2）〕−〔 VCC−（VCC ÷２）−VBEQ3 〕−VCEsatQ3
＝〔 VCC−（R3×I2）〕−〔（VCC ÷２）−VBEQ3 〕−VCEsatQ3
・・・・・・・・（６）
VoutMAX ＜（R3×I2）＝（VCC ÷２）＋VBEQ3 −VCEsatQ3 ・・・・（７）
となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、近年パソコン等の電子機器の高速化により、それらに使用されるＬＳＩの広帯域周波数特性への要求が高くなってきている。しかしながら、データ記録装置などは、記録容量の高密度化により再生信号レベルのバラツキも大きくなっている。そのため、メディアの再生信号バラツキを考慮した、入出力信号レベルが大きい信号処理回路が要求されてきている。
【０００９】
しかしながら、図９に示す従来の差動増幅回路では、上述した式からわかるように、電源電圧を上げれば入出力信号レベルを大きく出来るが、近年では電源電圧の低電圧化も求められているため、電源電圧を上げることは好ましくない。
【００１０】
このような観点から、本発明は、従来の広帯域差動増幅回路における上記問題点を解消するためになされたもので、従来の電源電圧でも同等以上に入出力信号レベルが大きく確保できる広帯域差動増幅回路を提供することを目的とするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段及び作用効果】
上記問題点を解決するため請求項１に係る発明は、差動入力端に入力された一対の入力信号を増幅し、差動出力端から出力する広帯域差動増幅回路であって、前記一対の入力信号の差分に応じ、各前記入力信号を対応する一対の電流信号に変換して出力する電圧電流変換回路と、前記電圧電流変換回路の各出力と第１の電源との間に接続された第１の負荷インピーダンスと、前記電圧電流変換回路の各出力と前記第１の負荷インピーダンスとの各接続点に接続された一対の第１の入力端の各々に一端が接続され他端が一対の第１の出力端の各々に接続されて各前記第１の入力端の電圧レベルに対して各前記第１の出力端の電圧レベルをシフトさせる一対の電圧レベルシフト素子、前記第１の電源に一端が接続され他端が前記電圧レベルシフト素子の一端に接続された一対の第１の電流源、及び第２の電源に一端が接続され他端が前記電圧レベルシフト素子の他端に接続された一対の第２の電流源よりなる電圧レベルシフト回路と、一対の第２の入力端と前記差動出力端の各々に接続された一対の第２の出力端とを有し、各前記第２の入力端は各前記第１の出力端に接続され、前記電圧レベルシフト回路を介して各前記第２の入力端に入力される前記電流信号を増幅し、前記第１の電源の電圧レベルと各前記第２の入力端の電圧レベルとの差分電圧レベルに基づき、前記増幅された電流信号を対応する電圧信号に変換して各第２の出力端より出力する電流電圧変換回路と、前記電圧電流変換回路の各出力と前記第１の負荷インピーダンスとの各接続点に一端が接続され他端が各前記第２の出力端に接続された一対の第２の負荷インピーダンスとを有して広帯域差動増幅回路を構成するものである。
【００１２】
このように構成した広帯域差動増幅回路においては、前記電圧電流変換回路の出力と前記電流電圧変換回路との間に前記構成よりなる電圧レベルシフト回路を接続しているので、前記電圧レベルシフト回路から前記電圧電流変換回路及び第１の負荷インピーダンスへの電流の流れ込みが抑えられ、前記電圧電流変換回路の入力信号の最大振幅レベルのピーク値Ｖ inPEAKA を大きくすること、及び前記電流電圧変換回路の出力電圧の最大振幅レベルを大きくすることを共に可能としつつ、且つ電圧レベルシフト素子の一端に第１の電流源をその他端に第２の電流源を接続することで電圧レベルシフト回路の入力側における寄生容量の影響が抑えられ、更なる高周波信号領域においても良好な特性を確保することが可能となる。
【００１３】
また、請求項２に係る発明は、請求項１に係る広帯域差動増幅回路において、前記電圧レベルシフト素子はダイオードであることを特徴とするものである。
【００１４】
このように構成した広帯域差動増幅回路においては、前記電圧レベルシフト素子をダイオードのみで簡単に構成することが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
次に、図面を用いて、まず本発明の実施の形態の説明に先立って本発明に関連する参照例について説明する。図１は、本発明に関連する広帯域差動増幅回路の第１の参照例の概要を示す概念図である。この参照例に係る差動増幅回路は、図１に示すように、前段に配置され入力信号Ｖinを増幅し電流信号を出力する電圧電流変換回路１と、後段に配置され前記電圧電流変換回路１が出力する電流信号を増幅して電圧信号Ｖout を出力する電流電圧変換回路２と、前記電圧電流変換回路１の出力と電源電圧VREF２との間に接続された第１の負荷インピーダンス回路３と、前記電圧電流変換回路１の出力と前記電流電圧変換回路２の入力との間に接続された電圧レベルシフト回路４と、前記電圧レベルシフト回路４の入力と前記電流電圧変換回路２の出力との間に接続され、前記電圧電流変換回路１の電流を電圧に変換する第２の負荷インピーダンス回路５とで構成されている。
【００１６】
このように構成されている広帯域差動増幅回路においては、入力信号は電圧電流変換回路１の入力に印加することにより電流に変換される。変換された電流は、第１の負荷インピーダンス回路３と電圧レベルシフト回路４の入力及び第２の負荷インピーダンス回路５へ夫々出力されが、前記第２の負荷インピーダンス回路５は電流電圧変換回路２の出力信号を前記電圧レベルシフト回路４の入力へ帰還させるように接続しているので、前記電圧電流変換回路１からの電流は殆ど前記第２の負荷インピーダンス回路５へ流れ、該第２の負荷インピーダンス回路５で発生する電圧が、本回路の出力電圧Ｖout となる。ここで電圧電流変換回路１の出力と電流電圧変換回路２の入力との間に前記電圧レベルシフト回路４を接続し、電圧レベルシフト回路４の入力である前記電圧電流変換回路１の出力電圧と、電圧レベルシフト回路４の出力である前記電流電圧変換回路２の入力電圧に電圧差を設けることにより、前記電圧電流変換回路１の入力電圧Ｖinの最大振幅レベルと前記電流電圧変換回路２の出力電圧Ｖout の最大振幅レベルを、夫々大きくすることが可能となる。
【００１７】
図２は、図１に示した第１の参照例における具体的な構成例を示す図である。図２において、Ｒ１，Ｒ２は第１の負荷インピーダンス回路３を構成しており、トランジスタＱ１，Ｑ２，電流源Ｉ１，Ｉ２，及びトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ帰還抵抗抵抗Ｒ７を用いて電圧電流変換回路１を構成している。また、トランジスタＱ３，Ｑ４，抵抗Ｒ３，Ｒ４，電流源Ｉ３及び、電流バッファを構成するトランジスタＱ５，Ｑ６，電流源Ｉ４，Ｉ５とで電流電圧変換回路２を構成している。また前記電圧電流変換回路１の出力と前記電流電圧変換回路２の入力との間に接続した、ダイオードＤ１，Ｄ２と、電流源Ｉ６，Ｉ７とで電圧レベルシフト回路４を構成している。但し、この電圧レベルシフト回路４において、電流源Ｉ６，Ｉ７は低周波領域で使用する場合は無くても構わない。また、電圧レベルシフト回路４の入力と電流電圧変換回路２の出力の間に接続した抵抗Ｒ５，Ｒ６による並列帰還抵抗で第２の負荷インピーダンス回路５を構成している。なお、図２において、VREF１は電源電圧の最低電位を、VREF２は電源電圧の最高電位を、VREF３は電圧電流変換回路１の入力バイアス電圧を示している。
【００１８】
このように構成した広帯域差動増幅回路の電圧利得GainＡは、主に抵抗Ｒ５，Ｒ６及び抵抗Ｒ７によって決まり、次式（1A）で示される。
GainＡ≒（R5＋R6）／（R7）・・・・・・・・・・・・（1A）
電圧電流変換回路１の入力電圧の最大振幅レベルＶinMAXAは、次式（2A）で表され、
ＶinMAXA＜（R7×I1）＝（R7×I2）・・・・・・・・・（2A）
入力電圧の最大振幅レベルのピーク値ＶinPEAKA は、次式（3A）で表され、
ＶinPEAKA ＜VREF2 −（R1×I1）＝VREF2 −（R2×I2）・・・・・・（3A）
電流電圧変換回路２の出力電圧の最大振幅レベルＶoutMAXA は、次式（4A）で表され、
ＶoutMAXA ＜（R3×I3）＝（R4×I3）・・・・・・・・・（4A）
但し、同時に次式（5A）を満足させる必要がある。
[VREF2−（R3×I3)]−[VREF2−（R1×I1）−VBEQ3 −VD2]≧VCEsatQ3＝0.5V
・・・・・・・・ (5A）
ここでは、第２の負荷インピーダンス回路５を構成する抵抗Ｒ５，Ｒ６を流れる電流は、電流源Ｉ１，Ｉ２の電流に比べ小さいものとする。また、VBEQ3 はトランジスタＱ３のベースエミッタ間電圧、VCEsatQ3はトランジスタＱ３のコレクタエミッタ間飽和電圧、VD2 はダイオードＤ２の両端子間の電圧を示している。
【００１９】
例えば、従来技術の説明と同様にＲ１で発生する電圧を電源電圧VREFの１／２と設定した場合、次式が成立する。
R1×I1＝VCC ÷２（但し、電源電圧VCC は、VCC ＝VREF２−VREF１とする）
出力電圧の最大振幅レベルＶoutMAXA は、式（4A），式（5A）より、
[VCC−（R3×I3)]−[VCC−（R1×I1）−VBEQ3 −VD2]−VCEsatQ3
＝[VCC−（R3×I3)]−[VCC−（VCC ÷２）−VBEQ3 −VD2]−VCEsatQ3
＝[VCC−（R3×I3)]−[(VCC ÷２）−VBEQ3 −VD2]−VCEsatQ3
・・・・・・・・（6A）
ＶoutMAXA ＜（R3×I3）＝（VCC ÷２）＋VBEQ3 ＋VD2 −VCEsatQ3
・・・・・・・・（7A）
となる。
【００２０】
上記（7A）式と（７）式の差より、次式（８）が成立する。
（VCC ÷２）＋VBEQ3 ＋VD2 −VCEsatQ3−[(VCC ÷２）＋VBEQ3 −VCEsatQ3] ＝VD2
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８）
よって、電圧レベルシフト回路４で生じる電圧レベル（図２に示した構成例ではダイオードＤ１，Ｄ２の電圧）の大きさだけ、電流電圧変換回路２の最大出力電圧レベルを大きくすることが可能となる。
【００２１】
また、出力電圧Ｖout の最大振幅レベルＶoutMAXA を従来技術と同じ値に設定した場合は、電圧電流変換回路１の入力電圧Ｖinの最大振幅レベルのピーク値ＶinPEAKA は、電圧レベルシフト回路４で生じる電圧レベル（図２に示した構成例ではダイオードＤ１，Ｄ２の電圧）の大きさだけ、大きくすることが可能となる。
【００２２】
図３は、本発明に関連する第１の参照例の他の具体的な構成例を示す図である。図３に示す構成例においては、上述の図１に示した第１の参照例における電圧レベルシフト回路４を、複数ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４）の直列構成にしたものである。このように構成した広帯域差動増幅回路は、基本的に図２に示した構成例と効果は同じであるが、電圧レベルシフト回路４で生じる電圧レベルを、ダイオードの数だけ大きく設定できる。なお、この構成は、後述する第２の参照例及び本発明の実施の形態における電圧レベルシフト回路４にも適用可能である。
【００２３】
図４は、本発明に関連する第１の参照例の更に他の具体的な構成例を示す図である。図４に示す構成例においては、上述の図１に示した第１の参照例における電圧レベルシフト回路４を、コレクタ・ベース間に抵抗Ｒ８を、ベース・エミッタ間に抵抗Ｒ９を接続したトランジスタＱ７と、コレクタ・ベース間に抵抗Ｒ10を、ベース・エミッタ間に抵抗Ｒ11を接続したトランジスタＱ８とで構成するようにしたものである。なお、この構成は、後述する第２の参照例及び本発明の実施の形態における電圧レベルシフト回路４にも適用可能である。
【００２４】
このように構成した広帯域差動増幅回路は、基本的に図２に示した構成例と効果は同じであるが、電圧レベルシフト回路４で生じる電圧レベルVSを、以下の式（９）に従い、Ｒ８とＲ９（Ｒ10とＲ11）との抵抗比により大きく設定できる。
VS＝ VBEQ7÷R9×R8＋VBEQ7 ＝VBEQ8 ÷R11 ×R10 ＋VBEQ8 ・・・・（９）
【００２５】
図５は、本発明に関連する第２の参照例の概要を示す概念図である。この第２の参照例は、図１に示した第１の参照例における第２の負荷インピーダンス回路５の接続を、電流電圧変換回路２の出力信号から電圧レベルシフト回路４の出力へ負帰還させる構成としたものである。基本的な効果は第１の参照例と同じであるが、前段の電圧電流変換回路１の出力信号と、前記の電流電圧変換回路２の出力信号との電位差が大きい場合、前記第２の負荷インピーダンス回路５に流れる電流を小さくすることができ、電圧電流変換回路１の入力電圧の最大振幅レベルのピーク値ＶinPEAKA を大きくすることが可能となる。
【００２６】
図６は、第２の参照例における具体的な構成例を示す図である。図６においては、図２に示した上述の第１の参照例の具体的な構成例における、並列帰還抵抗である抵抗Ｒ５，Ｒ６による第２の負荷インピーダンス回路５を、電流電圧変換回路２の出力と電圧レベルシフト回路４の出力側に接続した構成としたものである。このように構成した広帯域差動増幅回路は、基本的に第１の参照例の構成例と効果は同じであるが、前段の電圧電流変換回路１の出力端と、後段の電流電圧変換回路２の出力端の電位差が大きい場合、並列帰還抵抗Ｒ５，Ｒ６に流れる電流を小さくすることができ、電圧電流変換回路１の入力電圧の最大振幅レベルのピーク値ＶinPEAKA を、大きくすることが可能となる。
【００２７】
図７は、本発明に係る広帯域差動増幅回路の実施の形態の概要を示す概念図である。図７においては、図１及び図５に示した第１及び第２の参照例における電圧電流変換回路１の出力と電源電圧VREF2 間に、電流源６を接続したものである。この電流源６の値を、電圧レベルシフト回路４に流れる電流値に設定することにより、前記電圧電流変換回路１の入力電圧の最大振幅レベルのピーク値ＶinPEAKA を、大きくすることが可能となる。
【００２８】
図８は、本実施の形態における具体的な構成例を示す図である。図８においては、図２に示した上述の第１の参照例の具体的な構成例における、電圧電流変換回路１の出力端と電源電圧VREF2 間に、電流源Ｉ８，Ｉ９を接続した構成とするものである。このように構成した広帯域差動増幅回路は、基本的に第１の参照例の構成例と効果は同じであるが、電流源Ｉ６，Ｉ７と電流源Ｉ８，Ｉ９の値を同じにすることにより、電流源Ｉ６，Ｉ７の電流が第１の負荷インピーダンス回路３を構成する抵抗Ｒ１，Ｒ２へ流れなくなるため、電圧電流変換回路１の入力電圧の最大振幅レベルのピーク値ＶinPEAKA を、大きくすることが可能となる。
【００２９】
【発明の効果】
以上実施の形態に基づいて詳細に説明したように、本発明によれば、電圧電流変換回路の出力と電流電圧変換回路との間に上記構成よりなる電圧レベルシフト回路を接続しているので、前記電圧レベルシフト回路から前記電圧電流変換回路及び第１の負荷インピーダンスへの電流の流れ込みが抑えられ、前記電圧電流変換回路の入力信号の最大振幅レベルのピーク値Ｖ in ＰＥＡＫＡを大きくすること、及び前記電流電圧変換回路の出力電圧の最大振幅レベルを大きくすることを共に可能としつつ、且つ電圧レベルシフト素子の一端に第１の電流源をその他端に第２の電流源を接続することで電圧レベルシフト回路の入力側における寄生容量の影響が抑えられ、更なる高周波信号領域においても良好な特性を確保することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る広帯域差動増幅回路に関連する第１の参照例を示す概念図である。
【図２】図１に示した第１の参照例の具体的な構成例を示す回路構成図である。
【図３】図１に示した第１の参照例の具体的な他の構成例を示す回路構成図である。
【図４】図１に示した第１の参照例の具体的な更に他の構成例を示す回路構成図である。
【図５】本発明に関連する第２の参照例を示す概念図である。
【図６】図５に示した第２の参照例の具体的な構成例を示す回路構成図である。
【図７】本発明に係る広帯域差動増幅回路の実施の形態を示す概念図である。
【図８】図７に示した本発明の実施の形態の具体的な構成例を示す回路構成図である。
【図９】従来の広帯域差動増幅回路の構成例を示す回路構成図である。
【符号の説明】
１電圧電流変換回路
２電流電圧変換回路
３第１の負荷インピーダンス回路
４電圧レベルシフト回路
５第２の負荷インピーダンス回路
６電流源[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a wideband differential amplifier circuit, and more particularly to a wideband differential amplifier circuit that can secure a large input / output signal level without increasing a power supply voltage.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a circuit as shown in FIG. 9 is known as a wideband differential amplifier circuit. The circuit shown in FIG. 9 is a circuit described in “BIPOLAR AND MOS ANALOG INTEGRATED CIRCUIT DESIGN” (ALAN B. GREBENE, page 422).
[0003]
The wideband differential amplifier circuit shown in FIG. 9 is a voltage-current conversion using a load impedance circuit 101 composed of R1 and R2, a transistor Q1, Q2, a current source I1, and a series feedback resistor, that is, an emitter feedback resistor by resistors R7 and R8. Circuit 102, transistors Q3 and Q4, resistors R3 and R4, current source I2, transistors Q5 and Q6 constituting a current buffer, current sources I3 and I4, and a current-voltage conversion circuit using parallel feedback resistors by resistors R5 and R6 103, and are connected as shown in FIG. This configuration realizes wideband and high gain voltage amplification.
[0004]
Next, the operation of the differential amplifier circuit shown in FIG. 9 will be described. The voltage gain Gain1 of this circuit is mainly determined by the resistors R7 and R8 and the resistors R5 and R6. That is, it is represented by the following formula (1).
Gain1 ≒ (R5 + R6) / (R7 + R8) (1)
Actually, the setting of each resistance value and current source value of such a circuit is determined in consideration of the input voltage range, the output voltage range, the power supply voltage, etc., and the resistors R7 and R8 and the current source I1 have the maximum input voltage amplitude. The level VinMAX is set so as to satisfy the following equation (2).
VinMAX <(R7 x I1) = (R8 x I1) (2)
[0005]
The resistors R1 and R2 are set so that the peak value VinPEAK of the maximum amplitude level of the input voltage satisfies the following expression (3) from the power supply voltage VCC (VREF2 in the figure).
VinPEAK <VCC-(R1 x I1 / 2) = VCC-(R2 x I1 / 2) (3)
[0006]
The resistors R3 and R4 and the current source I2 are set so that the maximum amplitude level VoutMAX of the output voltage satisfies the following expression (4).
VoutMAX <(R3 × I2) = (R4 × I2) (4)
However, it is necessary to satisfy the following formula (5) at the same time.
[VCC− (R3 × I2)] − [VCC− (R1 × I1 ÷ 2) −VBEQ] ≧ VCEsatQ3 = 0.5V
... (5)
Here, it is assumed that the current flowing through the resistors R5 and R6 is smaller than that of the current source I1. VBEQ3 is the base-emitter voltage of the transistor Q3, and VCEsatQ3 is the collector-emitter saturation voltage of the transistor Q3.
[0007]
For example, when the voltage generated by the resistor R1 is set to ½ of the power supply voltage VCC,
R1 x I1 ÷ 2 = VCC ÷ 2
VoutMAX is expressed by Equations (4) and (5).
[VCC− (R3 × I2)] − [VCC− (R1 × I1 ÷ 2) −VBEQ3] −VCEsatQ3
= [VCC-(R3 x I2)]-[VCC-(VCC ÷ 2)-VBEQ3]-VCEsatQ3
= [VCC− (R3 × I2)] − [(VCC ÷ 2) −VBEQ3] −VCEsatQ3
... (6)
VoutMAX <(R3 x I2) = (VCC ÷ 2) + VBEQ3 -VCEsatQ3 (7)
It becomes.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in recent years, with the speeding up of electronic devices such as personal computers, there is an increasing demand for broadband frequency characteristics of LSIs used for them. However, data recording devices and the like have a large variation in reproduction signal level due to an increase in recording capacity. For this reason, there has been a demand for a signal processing circuit having a high input / output signal level in consideration of variations in reproduction signals of media.
[0009]
However, in the conventional differential amplifier circuit shown in FIG. 9, as can be seen from the above formula, the input / output signal level can be increased by increasing the power supply voltage. However, in recent years, the power supply voltage is also required to be lowered. It is not preferable to increase the power supply voltage.
[0010]
From this point of view, the present invention was made in order to solve the above-mentioned problems in the conventional wideband differential amplifier circuit, and the wideband differential that can ensure a large input / output signal level at the same level or higher even with the conventional power supply voltage. An object of the present invention is to provide an amplifier circuit.
[0011]
[Means for solving the problems and effects]
In order to solve the above problems, the invention according to claim 1 is a wideband differential amplifier circuit that amplifies a pair of input signals input to the differential input terminals and outputs the signals from the differential output terminals. A voltage-current conversion circuit that converts each input signal into a corresponding pair of current signals according to a difference between the input signals and outputs the converted signal, and is connected between each output of the voltage-current conversion circuit and the first power supply One end is connected to each of a pair of first input ends connected to each connection point of the first load impedance, each output of the voltage-current conversion circuit, and the first load impedance, and the other end is a pair. A pair of voltage level shift elements connected to each of the first output terminals to shift the voltage level of each of the first output terminals with respect to the voltage level of each of the first input terminals, to the first power supply One end is connected and the other end is the voltage level shift First current source pair connected to one end of the child, and a second voltage source to the other end one end is connected consists of a second current source pair connected to the other end of said voltage level shift element A level shift circuit; a pair of second input terminals; and a pair of second output terminals connected to each of the differential output terminals. Each of the second input terminals corresponds to each of the first outputs. And amplifying the current signal input to each of the second input terminals via the voltage level shift circuit, the voltage level of the first power supply and the voltage level of each of the second input terminals A current-voltage conversion circuit that converts the amplified current signal into a corresponding voltage signal and outputs it from each second output terminal, each output of the voltage-current conversion circuit, and the first the load impedance and the end is the other end is connected the second to the connection points It constitutes a wideband differential amplifier circuit and a second load impedance of the pair connected to the output terminal.
[0012]
In the wideband differential amplifier circuit configured as described above, since the voltage level shift circuit having the above configuration is connected between the output of the voltage-current conversion circuit and the current-voltage conversion circuit , the voltage level shift circuit Current to the voltage-current converter circuit and the first load impedance is suppressed, the peak value V inPEAKA of the maximum amplitude level of the input signal of the voltage-current converter circuit is increased, and the current-voltage converter circuit It is possible to increase the maximum amplitude level of the output voltage, and by connecting the first current source to one end of the voltage level shift element and the second current source to the other end, the input side of the voltage level shift circuit Thus, it is possible to suppress the influence of the parasitic capacitance and to secure good characteristics even in a further high-frequency signal region.
[0013]
The invention according to claim 2 is the wideband differential amplifier circuit according to claim 1, wherein the voltage level shift element is a diode .
[0014]
In the wide-band differential amplifier circuit configured as described above, the voltage level shift element can be easily configured with only a diode.
[0015]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Next, with reference to the drawings, the reference examples related to the present invention will be described prior first to the description of the embodiment of the present invention. FIG. 1 is a conceptual diagram showing an outline of a first reference example of a wideband differential amplifier circuit related to the present invention. As shown in FIG. 1, the differential amplifier circuit according to this reference example is arranged at the front stage to amplify the input signal Vin and output a current signal, and the voltage / current converter circuit 1 arranged at the rear stage. A current-voltage conversion circuit 2 that amplifies the current signal output from the output voltage and outputs a voltage signal Vout, a first load impedance circuit 3 connected between the output of the voltage-current conversion circuit 1 and the power supply voltage VREF2, A voltage level shift circuit 4 connected between an output of the voltage-current conversion circuit 1 and an input of the current-voltage conversion circuit 2, and an input of the voltage level shift circuit 4 and an output of the current-voltage conversion circuit 2 And a second load impedance circuit 5 which is connected in between and converts the current of the voltage-current conversion circuit 1 into a voltage.
[0016]
In the wideband differential amplifier circuit configured as described above, the input signal is converted into a current by being applied to the input of the voltage-current converter circuit 1. The converted current is output to the input of the first load impedance circuit 3 and the voltage level shift circuit 4 and to the second load impedance circuit 5, respectively. The second load impedance circuit 5 is connected to the current / voltage conversion circuit 2. Since the output signal is connected so as to be fed back to the input of the voltage level shift circuit 4, almost all the current from the voltage-current conversion circuit 1 flows to the second load impedance circuit 5, and the second load impedance The voltage generated in the circuit 5 becomes the output voltage Vout of this circuit. Here, the voltage level shift circuit 4 is connected between the output of the voltage-current conversion circuit 1 and the input of the current-voltage conversion circuit 2, and the output voltage of the voltage-current conversion circuit 1 that is the input of the voltage level shift circuit 4 By providing a voltage difference to the input voltage of the current-voltage conversion circuit 2 that is the output of the voltage level shift circuit 4, the maximum amplitude level of the input voltage Vin of the voltage-current conversion circuit 1 and the output of the current-voltage conversion circuit 2 It is possible to increase the maximum amplitude level of the voltage Vout.
[0017]
FIG. 2 is a diagram illustrating a specific configuration example in the first reference example illustrated in FIG. 1. In FIG. 2, R1 and R2 constitute a first load impedance circuit 3, and a voltage-current converter circuit using transistors Q1 and Q2, current sources I1 and I2, and emitter feedback resistor R7 of transistors Q1 and Q2. 1 is configured. The transistors Q3 and Q4, the resistors R3 and R4, the current source I3, and the transistors Q5 and Q6 constituting the current buffer and the current sources I4 and I5 constitute the current-voltage conversion circuit 2. The voltage level shift circuit 4 is composed of diodes D1 and D2 and current sources I6 and I7 connected between the output of the voltage-current conversion circuit 1 and the input of the current-voltage conversion circuit 2. However, in the voltage level shift circuit 4, the current sources I6 and I7 may not be used in the low frequency region. Further, the second load impedance circuit 5 is constituted by a parallel feedback resistor composed of resistors R5 and R6 connected between the input of the voltage level shift circuit 4 and the output of the current-voltage conversion circuit 2. In FIG. 2, VREF 1 indicates the lowest potential of the power supply voltage, VREF 2 indicates the highest potential of the power supply voltage, and VREF 3 indicates the input bias voltage of the voltage-current conversion circuit 1.
[0018]
The voltage gain GainA of the thus configured wideband differential amplifier circuit is mainly determined by the resistors R5 and R6 and the resistor R7, and is expressed by the following equation (1A).
GainA ≒ (R5 + R6) / (R7) (1A)
The maximum amplitude level VinMAXA of the input voltage of the voltage-current converter 1 is expressed by the following equation (2A),
VinMAXA <(R7 x I1) = (R7 x I2) ... (2A)
The peak value VinPEAKA of the maximum amplitude level of the input voltage is expressed by the following equation (3A),
VinPEAKA <VREF2-(R1 x I1) = VREF2-(R2 x I2) (3A)
The maximum amplitude level VoutMAXA of the output voltage of the current-voltage conversion circuit 2 is expressed by the following equation (4A),
VoutMAXA <(R3 x I3) = (R4 x I3) ... (4A)
However, it is necessary to satisfy the following formula (5A) at the same time.
[VREF2 -− (R3 × I3)] − [VREF2 -− (R1 × I1) −VBEQ3−VD2] ≧ VCEsatQ3 = 0.5V
... (5A)
Here, it is assumed that the current flowing through the resistors R5 and R6 constituting the second load impedance circuit 5 is smaller than the currents of the current sources I1 and I2. VBEQ3 is a voltage between the base and emitter of the transistor Q3, VCEsatQ3 is a saturation voltage between the collector and emitter of the transistor Q3, and VD2 is a voltage between both terminals of the diode D2.
[0019]
For example, when the voltage generated at R1 is set to ½ of the power supply voltage VREF as in the description of the prior art, the following equation is established.
R1 x I1 = VCC ÷ 2 (however, supply voltage VCC is VCC = VREF2-VREF1)
The maximum amplitude level VoutMAXA of the output voltage can be calculated from Equation (4A) and Equation (5A).
[VCC− (R3 × I3)] − [VCC− (R1 × I1) −VBEQ3−VD2] −VCEsatQ3
= [VCC-(R3 x I3)]-[VCC-(VCC ÷ 2)-VBEQ3-VD2]-VCEsatQ3
= [VCC-(R3 x I3)]-[(VCC ÷ 2)-VBEQ3-VD2]-VCEsatQ3
... (6A)
VoutMAXA <(R3 x I3) = (VCC ÷ 2) + VBEQ3 + VD2-VCEsatQ3
... (7A)
It becomes.
[0020]
From the difference between the above equations (7A) and (7), the following equation (8) is established.
(VCC ÷ 2) + VBEQ3 + VD2 – VCEsatQ3 – [(VCC ÷ 2) + VBEQ3 – VCEsatQ3] = VD2
(8)
Therefore, the maximum output voltage level of the current-voltage conversion circuit 2 can be increased by the magnitude of the voltage level generated in the voltage level shift circuit 4 (the voltages of the diodes D1 and D2 in the configuration example shown in FIG. 2). .
[0021]
When the maximum amplitude level VoutMAXA of the output voltage Vout is set to the same value as that of the prior art, the peak value VinPEAKA of the maximum amplitude level of the input voltage Vin of the voltage-current conversion circuit 1 is the voltage level generated in the voltage level shift circuit 4. It can be increased by the magnitude of (the voltage of the diodes D1 and D2 in the configuration example shown in FIG. 2).
[0022]
FIG. 3 is a diagram showing another specific configuration example of the first reference example related to the present invention. In the configuration example shown in FIG. 3, the voltage level shift circuit 4 in the first reference example shown in FIG. 1 described above has a series configuration of a plurality of diodes (D1, D2, D3, D4). The wideband differential amplifier circuit configured as described above has basically the same effect as the configuration example shown in FIG. 2, but the voltage level generated in the voltage level shift circuit 4 can be set larger by the number of diodes. This configuration can also be applied to the second reference example described later and the voltage level shift circuit 4 in the embodiment of the present invention .
[0023]
FIG. 4 is a diagram showing still another specific configuration example of the first reference example related to the present invention. In the configuration example shown in FIG. 4, the voltage level shift circuit 4 in the first reference example shown in FIG. 1 described above is replaced with a transistor Q7 in which a resistor R8 is connected between the collector and the base, and a resistor R9 is connected between the base and the emitter. And a resistor R10 between the collector and the base, and a transistor Q8 having a resistor R11 connected between the base and the emitter. This configuration can also be applied to the second reference example described later and the voltage level shift circuit 4 in the embodiment of the present invention .
[0024]
The wideband differential amplifier circuit configured as described above has basically the same effect as the configuration example shown in FIG. 2, but the voltage level VS generated in the voltage level shift circuit 4 is expressed by the following equation (9): It can be set larger by the resistance ratio between R8 and R9 (R10 and R11).
VS = VBEQ7 ÷ R9 x R8 + VBEQ7 = VBEQ8 ÷ R11 x R10 + VBEQ8 (9)
[0025]
FIG. 5 is a conceptual diagram showing an outline of a second reference example related to the present invention. In the second reference example , the connection of the second load impedance circuit 5 in the first reference example shown in FIG. 1 is negatively fed back from the output signal of the current-voltage conversion circuit 2 to the output of the voltage level shift circuit 4. It is a configuration. The basic effect is the same as that of the first reference example. However, when the potential difference between the output signal of the previous voltage-current converter circuit 1 and the output signal of the current-voltage converter circuit 2 is large, the second load The current flowing through the impedance circuit 5 can be reduced, and the peak value VinPEAKA of the maximum amplitude level of the input voltage of the voltage-current conversion circuit 1 can be increased.
[0026]
FIG. 6 is a diagram illustrating a specific configuration example in the second reference example . In FIG. 6, the second load impedance circuit 5 including resistors R5 and R6 that are parallel feedback resistors in the specific configuration example of the first reference example shown in FIG. The output is connected to the output side of the voltage level shift circuit 4. The wideband differential amplifier circuit configured as described above has basically the same effect as that of the configuration example of the first reference example , but the output terminal of the voltage-current conversion circuit 1 in the preceding stage and the current-voltage conversion circuit 2 in the subsequent stage. When the potential difference at the output terminal is large, the current flowing through the parallel feedback resistors R5 and R6 can be reduced, and the peak value VinPEAKA of the maximum amplitude level of the input voltage of the voltage-current conversion circuit 1 can be increased. .
[0027]
FIG. 7 is a conceptual diagram showing an outline of an embodiment of a wideband differential amplifier circuit according to the present invention. In FIG. 7, a current source 6 is connected between the output of the voltage-current conversion circuit 1 and the power supply voltage VREF2 in the first and second reference examples shown in FIGS. By setting the value of the current source 6 to the value of the current flowing in the voltage level shift circuit 4, the peak value VinPEAKA of the maximum amplitude level of the input voltage of the voltage-current conversion circuit 1 can be increased.
[0028]
FIG. 8 is a diagram illustrating a specific configuration example according to the present embodiment. FIG. 8 shows a configuration in which current sources I8 and I9 are connected between the output terminal of the voltage-current conversion circuit 1 and the power supply voltage VREF2 in the specific configuration example of the first reference example shown in FIG. To do. The wideband differential amplifier circuit configured in this way has basically the same effect as the configuration example of the first reference example , but by making the values of the current sources I6 and I7 and the current sources I8 and I9 the same. Since the current of the current sources I6 and I7 does not flow to the resistors R1 and R2 constituting the first load impedance circuit 3, the peak value VinPEAKA of the maximum amplitude level of the input voltage of the voltage-current conversion circuit 1 can be increased. It becomes possible.
[0029]
【The invention's effect】
As described in detail above based on the embodiment, according to the present invention, the voltage level shift circuit having the above-described configuration is connected between the output of the voltage-current conversion circuit and the current-voltage conversion circuit. The flow of current from the voltage level shift circuit to the voltage-current converter circuit and the first load impedance is suppressed, and the peak value V in PEAKA of the maximum amplitude level of the input signal of the voltage-current converter circuit is increased; and It is possible to increase the maximum amplitude level of the output voltage of the current-voltage conversion circuit, and to connect the first current source to one end of the voltage level shift element and the second current source to the other end. The influence of the parasitic capacitance on the input side of the level shift circuit is suppressed, and good characteristics can be secured even in a further high frequency signal region.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a conceptual diagram showing a first reference example related to a wideband differential amplifier circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit configuration diagram illustrating a specific configuration example of the first reference example illustrated in FIG. 1;
FIG. 3 is a circuit configuration diagram illustrating another specific configuration example of the first reference example illustrated in FIG. 1;
4 is a circuit configuration diagram showing still another specific configuration example of the first reference example shown in FIG. 1; FIG.
FIG. 5 is a conceptual diagram showing a second reference example related to the present invention.
6 is a circuit configuration diagram showing a specific configuration example of the second reference example shown in FIG. 5. FIG.
FIG. 7 is a conceptual diagram showing an embodiment of a wideband differential amplifier circuit according to the present invention.
8 is a circuit configuration diagram showing a specific configuration example of the embodiment of the present invention shown in FIG. 7;
FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing a configuration example of a conventional wideband differential amplifier circuit.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Voltage current conversion circuit 2 Current voltage conversion circuit 3 1st load impedance circuit 4 Voltage level shift circuit 5 2nd load impedance circuit 6 Current source

Claims

A wideband differential amplifier circuit that amplifies a pair of input signals input to a differential input end and outputs from a differential output end,
A voltage-current conversion circuit that converts each of the input signals into a corresponding pair of current signals according to the difference between the pair of input signals;
A first load impedance connected between each output of the voltage-current conversion circuit and a first power supply;
One end is connected to each of a pair of first input ends connected to each connection point between each output of the voltage-current conversion circuit and the first load impedance, and the other end is each of a pair of first output ends. A pair of voltage level shift elements connected to the first input terminal to shift the voltage level of the first output terminal with respect to the voltage level of the first input terminal, one end connected to the first power source and the other end A pair of first current sources connected to one end of the voltage level shift element, and a pair of second currents connected at one end to a second power source and connected to the other end of the voltage level shift element. A voltage level shift circuit comprising a source ;
A pair of second input terminals and a pair of second output terminals connected to each of the differential output terminals, and each of the second input terminals is connected to each of the first output terminals ; The current signal input to each second input terminal via the voltage level shift circuit is amplified, and a differential voltage level between the voltage level of the first power supply and the voltage level of each second input terminal A current-voltage conversion circuit that converts the amplified current signal into a corresponding voltage signal and outputs the voltage signal from each second output terminal;
Broadband and a pair of second load impedance having one the other end is connected is connected to each of said second output terminal to the connection point between the first load impedance and the output of the voltage-current conversion circuit Differential amplifier circuit.

2. The wideband differential amplifier circuit according to claim 1, wherein the voltage level shift element is a diode .