JP3940949B2

JP3940949B2 - Regenerative device and bicycle

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Publication number: JP3940949B2
Application number: JP2003053038A
Authority: JP
Inventors: 家年伊藤
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2003-02-28
Filing date: 2003-02-28
Publication date: 2007-07-04
Anticipated expiration: 2023-02-28
Also published as: JP2004266907A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、充電式電源部から駆動モータへの電力供給動作と駆動モータで発生した電力の充電式電源部への回生動作とを制御するための回生装置と、この回生装置を利用したアシスト型自転車に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、回生装置による充電式バッテリと助力用駆動モータを搭載したアシスト型自転車が知られている。また、回生装置を用いたシステムとしては、アシスト型自転車に限らず、電気自動車等に種々応用されている（例えば、特許文献１〜３参照）。
以下、アシスト型自転車を従来例として説明する。
一般に、この種のアシスト型自転車では、人力による走行を力行走行といい、下り坂等の重力や人力・外力による走行を回生走行という。
そして、力行走行時には、バッテリから駆動モータに流れる電流を一定の目標値に制御するＣＣ（Constant Current）制御を行うことで力行走行をアシストする。また、回生走行時には、駆動モータからの回生電圧（BEFM）を電源としてＣＣ制御充電が可能である。
また、この充電時には、バッテリの種類によっては安全/バッテリ寿命上、上限充電電圧ＯＶ（Over Voltage）を超えないようにする必要があり、充電電圧を一定の目標値に制御するためのＣＶ（Constant Voltage）制御を行い、同時に上限充電電流ＯＣ（Over Current）をも超えないように制御しつつ、バッテリに充電する必要があり、この一連の制御をＣＶＣＣ制御という。
【０００３】
そして、このようなＣＶＣＣ制御は、回生装置に設けられたＣＣコントローラ及びＣＶコントローラによって実行される。
すなわち、ＣＣコントローラは充放電経路より検出される電流値に基づくフィードバック制御によって充放電経路の電流値を目標値に制御する。なお、電流値の制御は、例えば駆動モータを制御するモータドライバを通して行う。また、回生（充電）時と力行（放電）時とで充放電経路に流れる電流の方向（電流値の極性）は逆になる。
また、ＣＶコントローラも充放電経路より検出される電圧値に基づくフィードバック制御によって充放電経路の電圧値を目標値に制御するものであるが、充放電経路の電圧値を目標値に一致させるための電流値を算出し、これを電流指令値として充放電経路の電流値を制御することにより、充放電経路の電圧値を目標値に制御する。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−６８７８号公報
【特許文献２】
特開２００２−５８１０６号公報
【特許文献３】
特開２００２−３４５１０６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述のような従来の回生装置において、バッテリの回生動作を行う場合、最終的に充放電経路に流れる電流値は、ＣＣコントローラで決定される電流目標値（最大で上限充電電流ＯＣ）に応じて固定的に制御されるようになっている。
しかしながら、このように充放電経路の電流値を限界電流値に制御しながら回生動作を行った場合、特に回生電圧が低い時（すなわちモータの低速回転時）にバッテリへの充電効率（回生電力）が低下するという現象が認められる。
つまり、回生電圧が十分大きい時（すなわちモータの回転速度が十分大きい時）はバッテリが適正な充電状態におかれ、充電電力の最大化が達成されているが、モータ速度の低下に伴い、徐々にバッテリへの充電電流量が減少し、やがてバッテリからの放電が始まってしまい、充電電力の最大化が達成できなくなる。
また、モータをさらに低速で走らせて充電した場合には、充電が不可能となる場合もあることが確認される。
なお、以上は充電式電源部に２次電池を用いた例で説明したが、最近では大容量のコンデンサが開発されてきており、このような大容量コンデンサを用いた場合にも同様の問題点が生じるものと推測される。
【０００６】
本発明は、上述のような実情に鑑みてなされたものであり、その目的は、充電式電源部の回生動作時に、最適な電流値でCVCC制御充電を行うことができ、充電効率を向上することが可能な回生装置及び自転車を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記目的を達成するため、駆動モータによる助力駆動時には駆動モータへの駆動電源を供給し、駆動モータによる回生時には前記駆動モータの逆起電圧によって充電を行う充電式電源部に対する回生動作を制御する回生装置であって、所定の電流指令値に基づいて前記充電式電源部に接続される充放電経路の電流値を制御する電流制御手段と、前記回生時に駆動モータの逆起電圧を検知する逆起電圧検知手段と、前記逆起電圧検知手段によって検知された逆起電圧値に基づいて前記電流制御手段に供給する電流指令値を決定し、前記電流制御手段に供給する電流指令値決定手段とを有し、前記電流指令値決定手段は、前記逆起電圧値を用いて最も大きい回生電力を得るための最適電流値を算出するとともに、前記最適電流値を前記充電式電源部の特性に対応する限界電流値と比較し、前記最適電流値が限界電流値の範囲内にある場合には前記最適電流値を電流指令値として決定し、前記最適電流値が限界電流値の範囲外にある場合には前記限界電流値を電流指令値として決定することを特徴とする。
【０００８】
また本発明は、車輪の助力駆動を行う駆動モータと、前記駆動モータに電力を供給する充電式電源部と、前記駆動モータにおいて生じた電力によって前記充電式電源部の充電を行う回生装置と、前記回生装置を制御する上位コントローラとを有し、前記回生装置は、駆動モータによる助力駆動時には前記駆動モータへの駆動電源を供給し、駆動モータによる回生時には前記駆動モータの逆起電圧によって充電を行う充電式電源部に対する回生動作を制御する回生装置であって、所定の電流指令値に基づいて前記充電式電源部に接続される充放電経路の電流値を制御する電流制御手段と、前記回生時に駆動モータの逆起電圧を検知する逆起電圧検知手段と、前記逆起電圧検知手段によって検知された逆起電圧値に基づいて前記電流制御手段に供給する電流指令値を決定し、前記電流制御手段に供給する電流指令値決定手段とを有し、前記電流指令値決定手段は、前記逆起電圧値を用いて最も大きい回生電力を得るための最適電流値を算出するとともに、前記最適電流値を前記充電式電源部の特性に対応する限界電流値と比較し、前記最適電流値が限界電流値の範囲内にある場合には前記最適電流値を電流指令値として決定し、前記最適電流値が限界電流値の範囲外にある場合には前記限界電流値を電流指令値として決定することを特徴とする自転車。
【０００９】
本発明の回生装置及び自転車では、充電式電源部の回生動作時に駆動モータの逆起電圧を検知し、この逆起電圧値に基づいて電流制御手段に供給する電流指令値を決定し、充放電経路の電流制御を行うようにしたので、充電式電源部を最適な電流値で充電を行うことができ、充電効率を向上することが可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による回生装置及び自転車の実施の形態例について説明する。
図１は本発明の実施の形態例による回生装置を搭載したアシスト自転車の駆動制御系の構成例を示すブロック図である。
また、図２は図１に示す駆動制御系の回生動作時の電流指令値決定動作を示すフローチャートであり、本発明の特徴となる動作例を示している。
本例の回生装置では、アシスト自転車の回生動作時にバッテリに供給する充電電流値を最適化することによって充電効率の向上を図るものである。
なお、本例ではバッテリの耐久特性等により、回生時の限界電流（負値の上限電流値）ＯＣは例えば−８Ａとなっており、この値を下回らない（絶対値で超えない）範囲で電流指令値Ｉｍを最適化するものである（すなわち、−８Ａ＜Ｉｍ＜０Ａ（０＞Ｉｍ＞−８Ａ））。
また、本例では、充電式電源部として２次電池（ここでは単にバッテリという）を用いた例で説明するが、同様に大容量コンデンサ等の手段を用いた場合にも同様に適用できるものとする。
【００１１】
まず、図１に基づいて本例の要部となる回路構成について説明する。
図１に示すように、本例の回生装置は、速度検出部１４、演算部１６、及び電流制御部１８を含んで構成される。
速度検出部１４は、駆動モータ１０に設けた周波数発生器１２を用いてモータの回転速度Ωｍを検出し、その検出値を演算部１６に出力する。
演算部１６は、この速度検出部１４によって検出された回転速度Ωｍを用いて駆動モータ１０に生じた逆起電圧Ｅｖを算出し、この値からバッテリへの充電電流が最大となる最適電流値Ｉｍ’を算出し、電流制御部１８に出力する。
電流制御部１８は、例えば図示しない上位コントローラからの入力あるいは予め設定された設定値による上限電流値ＯＣ（本例では−８Ａ）と演算部１６によって算出された最適電流値Ｉｍ’とを比較して最終電流指令値Ｉｍを決定し、この電流指令値Ｉｍに基づいてバッテリへの充電電流をモータ制御部２０を介して制御する。
なお、図１に示す例では、駆動モータの回転速度から逆起電圧を算出しているが、駆動モータで生成される逆起電圧を直接検出し、Ａ／Ｄ変換した値を取り込んで最適電流値Ｉｍ’を求めるようにしてもよい。
【００１２】
次に図２のフローチャートを用いて本例における動作例について説明する。なお、図２において（＜０）と記している部分は、負（極性）の値であることを示している。
まず、ステップＳ１は、逆起電圧Ｅｖと最適電流値Ｉｍ’を算出する処理を行う。図示のように、逆起電圧Ｅｖは、トルク常数Ｋｔと回転速度Ωｍを用いて、Ｅｖ＝Ｋｔ・Ωｍの式より、逆起電圧Ｅｖを求める。
次に、この逆起電圧Ｅｖから最適電流値Ｉｍ’を算出する。これは、後述する駆動モータの抵抗値Ｒｍとバッテリの抵抗値Ｒｂａｔを用いて、Ｉｍ’＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）の式より、最適電流値Ｉｍ’を求める。なお、上述のように、逆起電圧Ｅｖについては、直接Ａ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）から求めるようにしてもよい。また、抵抗値Ｒｍ、Ｒｂａｔは、例えば予め図示しない不揮発性メモリ内のテーブル等に記憶しておくものとする。
次に、ステップＳ２では、ステップＳ１で求めた最適電流値Ｉｍ’を限界電流値ＯＣ（−８Ａ）と比較する。そして、最適電流値Ｉｍ’が限界電流値ＯＣ以上（Ｉｍ’≧ＯＣ）である場合には、ステップＳ３に進み、最適電流値Ｉｍ’（＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ））を電流指令値Ｉｍとして決定し、この演算処理を終了する（ステップＳ５）。
また、最適電流値Ｉｍ’が限界電流値ＯＣ未満（Ｉｍ’＜ＯＣ）である場合には、ステップＳ４に進み、限界電流値ＯＣを電流指令値Ｉｍとして決定し、この演算処理を終了する（ステップＳ５）。
以上のようにして、限界電流値の範囲内で電流指令値Ｉｍを最適化し、充電電力量を最大化を達成することで、充電効率（回生効率）の向上を実現することができ、充電時間の短縮を図ることが可能である。
【００１３】
次に、以上のような回生電流の最適化を行うための詳細な回路構成とアルゴリズムについて説明する。
（Ａ）まず、本例で用いるモータ制御部（モータドライバ）の基本的構成例を説明する。
図３はＨ型ＰＷＭインバータによるモータドライバの構成例を示す回路図である。一般にモータ部の結線法には、例えば、デルタ結線、Ｙ結線等があり、インバータの各アームのスイッチ素子（例えばトランジスタやＦＥＴ等）のオン・オフ制御方式としては、１２０度／１８０度通電方式が用いられるが、いずれも電機角６０度毎に６回のスイッチ制御を行うのが一般的であり、本例のアルゴリズムはこれらの方式によらないので、以下は一例としてＹ結線／１２０度通電方式を念頭に説明する。
また、タイミング上、Ｕ／Ｖ相がアクティブとなって電流が流れている状況のみを考えるものとし、他のタイミングでの挙動は、このＵ／Ｖ相をＶ／Ｗ相、Ｗ／Ｕ相に変えれば全く同じである。また、ブラシモータに対しても以下の説明が適用可能である。
【００１４】
図３に示すように、インバータのＵ相アームには、上下に一対のスイッチ素子（ＦＥＴ）Ｑｕｈ、Ｑｕｌが設けられている。そして、このＵ相アーム側には、バッテリ部が接続されており、このバッテリ部は、等価的に内部抵抗Ｒｂａｔを有するバッテリ電圧Ｅｂａｔのバッテリ１０１と充電用の大容量コンデンサ１０２が並列に接続されたものとなっている。なお、バッテリ内部抵抗Ｒｂａｔに流れる電流がＩｂａｔ’、コンデンサ１０２に流れる電流がＩｃ’、このバッテリ部からインバータに流れる電流がＩｈ’（Ｈ型ＰＷＭインバータ電流ＰＡＭ；パルス増幅変調信号）である。なお、図３において、’を付した電流はパルス電流であることを示している。
また、バッテリ部の伝達関数が１／（Ｓ・Ｃ）となる。なお、Ｓはラプラス演算子、Ｃはコンデンサ１０２の容量である。
また、インバータのＶ相アームにも、上下に一対のスイッチ素子（ＦＥＴ）Ｑｖｈ、Ｑｖｌが設けられている。
そして、Ｕ相アームのスイッチ素子Ｑｕｈとスイッチ素子Ｑｕｌの接続点とＶ相アームのスイッチ素子Ｑｖｈとスイッチ素子Ｑｖｌの接続点との間に、駆動モータのコイルＳＬｍが配置されている。このコイルＳＬｍには等価的にＶ相側に逆起電圧Ｅｖの電圧源１０３を含み、Ｕ相側にモータ抵抗Ｒｍを含んでいる。そして、アシスト駆動時には、抵抗Ｒｍ側からコイルＳＬｍにモータ駆動電流Ｉｍが流れ、回生時には逆起電圧Ｅｖによる回生電流Ｉｍが抵抗Ｒｍを通してバッテリ部側に供給される。
このような構成において、インバータのＵ相アームとＶ相アームの各スイッチ素子がＰＷＭ信号によってオン・オフ制御され、モータコイルＳＬｍをドライブする。
【００１５】
（Ｂ）次に、以上のようなモータドライバの動作について詳細に説明する。なお、図３に示す回路は、オームの法則等、回路計算上、扱いづらいため、以下の説明では、高周波成分は無視して実用上便利なモデル化した例について説明する。
（Ｂ−１）電源と抵抗負荷と１つのスイッチ素子を有する場合
図４（Ａ）は電源Ｅに抵抗負荷Ｒがつながり、途中に理想的な動作特性を有するスイッチＳＷが存在する場合の回路例を示す。例えば、スイッチのＰＷＭデューティ比αが７５％：２５％でオン・オフ動作している場合の１サイクル間の本回路に流れるパルス状電流Ｉ’をタイムチャートで描くと、図４（Ｂ）に示すようになると考えられる。この電流信号をＰＷＭスイッチＳＷのオン・オフ周波数より十分に低い周波数応答をもつローパスフィルタにて平均化すると、図４（Ｃ）に示すようになるものと考えられる。
このことは、ＰＷＭキャリア周波数より十分低い周波数でこの回路を見ると、図５に示すような等価回路化できることを意味している。
したがって回路方程式は、
Ｉ＝α・Ｅ／Ｒ
となる。
【００１６】
（Ｂ−２）抵抗負荷と２つのコンプリメンタリスイッチ素子を有する場合
上述した図３に示す回路では、スイッチ素子が両側に一対ずつあり、しかも互いのスイッチのオン・オフ信号が反転した動作をする。したがって、この場合、図４に示した１つのスイッチ素子を有する構成で得られる等価回路（低周波）モデルは、重ね合わせの理より、図６（Ａ）に示すような等価回路化が可能である。そして、これをまとめると、図６（Ｂ）に示すような等価回路化が可能であることは自明である。
したがって、電流に含まれる情報の成分がＰＷＭのキャリア周波数より十分小さい場合には、図６（Ｂ）示す構成でもよい。実際には、このようになるようにＰＷＭキャリア周波数が選ばれる。結局、図３に示す回路方程式は、実用上、次の式を適用できる。
Ｉ＝｛（２α−１）・Ｅ｝／Ｒ ……式１１
なお、実際には、図３に示すＨ型ＰＷＭインバータドライバにおいて、モータをドライブするから、負荷Ｒは純粋抵抗ではなく、インダクタンスＬも含むこととなる。このことは本例のアルゴリズムとは無関係であるので、ここでは説明を省略するが、その場合でも図６の等価回路モデルは成立する。Ｌの影響は電流Ｉが多少三角波になるだけである。
【００１７】
（Ｂ−３）モータ負荷と２つのコンプリメンタリスイッチ素子を有する場合
モータ負荷の場合、インダクタンスの他に回転速度に比例した逆起電圧（ＢＥＭＦ電圧）Ｅｖが発生する。インダクタンスの影響の詳細は、本例の機能と直接関係しないので省略し、ここではＥｖの影響を検討する。ＥｖもＥと同様に電圧源であるので、図６（Ａ）と同様の影響を受けることから、この状況を図示すると、図７（Ａ）に示すような等価回路となる。ここで、ＥｖはＨ型ドライバの両側のスイッチ素子のオン・オフにかかわらず、Ｅの極性と逆になるため、図７（Ｂ）に示す等価回路化モデルが成り立つ。
なお、以下の説明において、電圧源Ｅの電圧極性を＋とする。したがって、Ｅｖの値は、−をとる。電流も同様であり、Ｅから流出する方向を＋、Ｅに流れ込む電流を−とする。また、ＥｖとＥの極性が同一方向を向く場合も同様に理論展開できるのが、ここでは図７に示す逆方向の場合のみで説明する。
以上の結果を利用すれば、Ｈ型ＰＷＭインバータを流れる電流値を実用上求めることができる。
【００１８】
（Ｃ）次に、パワー電源Ｅと平滑コンデンサＣの１次側の低周波等価回路モデルについて説明する。
上述したＨ型ＰＷＭインバータのパワー電源側（以下、１次側という）には、図８（Ａ）にも示すように、１００００［μＦ］程度の大容量のコンデンサが電源に並列に接続される。そこで、このコンデンサの低周波等価回路モデルを求める。
一般に、抵抗値が〜０．２［Ω］程度、容量値が〜１００００［μＦ］程度であるので、等価回路に含まれる時定数は〜０．５［ｍｓｅｃ］程度となり、ＰＷＭキャリア周波数〜１５［Ｋｈｚ］に比べて十分に周波数が低い。したがって、結局、低周波モデルとしては、図８（Ｃ）に示すような等価回路化が適用可能である。
【００１９】
（Ｄ）次に、図３に示す回路の各ノードにおける電流波形について説明する。
図９及び図１０は、図３に示す回路の各ノードにおける電流波形を示す説明図であり、図９は回生動作時の波形を示し、図１０はアシスト動作時の波形を示している。以下、これらの図を用いて各波形について説明する。
まず、図９（Ａ）に示す回生ＰＷＭ信号は、ハイ（Ｈｉ）とロー（Ｌｏ）の信号であり、ＰＷＭインバータのスイッチ素子のオン・オフを制御している。ＰＷＭのデューティ比をαとし、回生方向電流（図３のＩｍの−側）に流すスイッチ素子のオン期間をα値で表している。なお、図１０（Ａ）に示すアシスト時のＰＷＭ信号波形も同様であるが、この場合、アシスト方向のデューティ比は１−αである。
次に、図９（Ｂ）に示す回生時のモータ電流Ｉｍは−の値となる。また、図１０（Ｂ）に示すアシスト時のモータ電流Ｉｍは＋の値となる。電流がランプ（上昇／下降）しているのは、モータのインダクタンスＬｍの電流積分効果によるものである。
次に、図９（Ｃ）に示すインバータ電源部の電流Ｉｈ’は、パルス状のＰＡＭ信号となっている。これは、アナログ的なモータ回生電流Ｉｍが流れる方向がスイッチされ、そのまま見えている。つまり、電流Ｉｍがアンぺールの法則によってＩｈ’になる、換言すれば、Ｈ型ＰＷＭインバータがパルス状電流Ｉｈ’を連続電流Ｉｍに変換していることになる。したがって、正確に図を描くと、Ｉｈ’とＩｍとは電流波形は正確に同じでなければならない。ここでは簡単のために、Ｉｈ’として方形波を描いているだけである。
したがって、常に（任意の時刻に）、
Ｉｍ＝−ａｂｓ（Ｉｈ’） ……式１２
が成り立つ。
なお、図１０（Ｃ）に示すアシスト時のインバータ電源部の電流Ｉｈ’も基本的には同様であるが、この場合には、常に（任意の時刻に）、
Ｉｍ＝ａｂｓ（Ｉｈ’） ……式１３
が成り立つ。
【００２０】
次に、図９（Ｄ）に示す電源側大容量コンデンサに流れるパルス電流Ｉｃ’は、インバータ電流Ｉｈ’が分流して大容量コンデンサ側に流れるものであるが、パルス電流Ｉｃ’の平均値Ｉｃは０となる。なぜなら、０でなければ、コンデンサＤＣ電圧は上昇（下降）してしまうからである。
なお、図１０（Ｄ）に示すアシスト時のコンデンサ電流Ｉｃ’についても同様である。
次に、図９（Ｅ）に示すバッテリ電流Ｉｂａｔ’は、インバータ電流Ｉｈ’のうちのコンデンサ電流Ｉｃ’を差し引いた電流であり、これもパルス状電流である。したがって、常に（任意の時刻に）正確に次の式が成り立つ。
Ｉｈ’＝Ｉｃ’＋Ｉｂａｔ’ ……式１４
なお、図１０（Ｅ）に示すアシスト時のバッテリ電流Ｉｂａｔ’についても同様である。
【００２１】
（Ｅ）次に、バッテリ電流Ｉｂａｔ’とコンデンサ電流Ｉｃ’とインバータ電流Ｉｈ’の関係について説明する。
まず、モータ回生電流Ｉｍとバッテリ電流Ｉｂａｔ’は等しいと考えるのが自然ではあるが、図３に示すように、バッテリ側に大容量コンデンサが並列に挿入されている場合には異なる。インバータ電流Ｉｈ’はバッテリ電流Ｉｂａｔ’とコンデンサ電流Ｉｃ’に分流してしまうために、コンデンサ電流Ｉｃ’だけ充電電流が小さくなってしまうように思われるが、コンデンサ電流Ｉｃ’はデューティが１−αの期間でアシスト方向の電流として有効に再利用されている。つまり、コンデンサ電流Ｉｃ’はバッテリに充電されてはいないが、充電電流そのものである。例えば、コンデンサを外した回路構成にした場合（可能だとして）、インバータ電流Ｉｈ’全てがバッテリ電流Ｉｂａｔ’としてバッテリに充電されるが、１−α期間でちょうどコンデンサ電流Ｉｃ’分の電流がバッテリからアシスト方向の電流として消費されるからである。いずれにしても、コンデンサ電流Ｉｃ’はモータ回生電流Ｉｍの生成に必要な電流である。
したがって、充電電流は、式１４からもＨ型ＰＷＭインバータ電流Ｉｈ’そのものである。
【００２２】
（Ｆ）次に、平均モータ回生電流について説明する。
上述したように、充電電流とは、インバータ電流Ｉｈ’そのものである。しかし、インバータ電流Ｉｈ’及びバッテリ電流Ｉｂａｔ’は、いずれも非常に時定数の大きいコンデンサとバッテリに充電されるから、結局実質的な充電電流は、インバータ電流Ｉｈ’を平均化した（平滑化した）電流Ｉｈで次の式で表される。
Ｉｈ＝（２・α−１）Ｉｍ ……式１５
【００２３】
（Ｇ）次に、バッテリ充電電力Ｗｂａｔについて説明する。
まず、バッテリ電圧Ｅｂａｔ［Ｖ］、バッテリ電流Ｉｂａｔ［Ａ］（流出時＞０、流入時＜０）、バッテリ内部抵抗Ｒｂａｔ［Ω］、モータ逆起電圧Ｅｖ［Ｖ］、モータ電流Ｉｍ［Ａ］（アシスト方向＞０、回生方向＜０）、モータＤＣ抵抗Ｒｍ［Ω］、充電電力Ｗｂａｔ［ｗ］、モータ回生電流Ｉｍ［Ａ］、ＰＷＭデューティ比（０＜α＜１、αは図３に示すモータ回生電流方向を制御するＦＥＴのオン比率で表す）、回生電力Ｗ［ｗ］＝Ｉｍ・Ｅｖとする。
この時のＨ型ＰＭＷインバータの低周波等価回路は、図７（Ｂ）から図１１に示すようになる。
【００２４】
（Ｈ）次に、回路方程式と充電電力Ｗｂａｔについて説明する。
図１１から、次の式が求まる。
（２・α−１）Ｅｂａｔ＋Ｅｖ＝（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・Ｉｍ
ただし、回生モードより、Ｅｖ＜０、Ｉｍ＜０である。 ……式１６
両辺にＩｍをかけると、
（２・α−１）Ｅｂａｔ・Ｉｍ
＝（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・Ｉｍ・Ｉｍ−Ｅｖ・Ｉｍ
＝Ｗｂａｔ ……式１７
この式１７が充電電力を定義する式である。
【００２５】
（Ｉ）次に、この式１７の意義について検討する。
（Ｉ−１）回生電力Ｗｖ
Ｗｖ＝Ｅｖ・Ｉｍ＝（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・Ｉｍ・Ｉｍ−Ｗｂａｔ
ただし、Ｗｂａｔ＜０ ……式１８
左辺がモータ回転により発生する回生電力Ｗｖで、この電力の一部が回路抵抗（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）で消費され、残りが充電電力Ｗｂａｔとしてバッテリに蓄えられる。したがって、当然ではあるが、回路抵抗が小さい方が充電電力Ｗｂａｔは大きくなる。必要であれば、この式から充電効率の式を定義できる。
（Ｉ−２）（２・α−１）とαについて、
Ｗｂａｔ＝（２・α−１）・Ｉｍ・Ｅｂａｔ ……式１９
であることから、これは電流（２・α−１）・Ｉｍが電圧Ｅｂａｔのバッテリに流れ込み、電力Ｗｂａｔを充電するとも解釈できるし、あるいはバッテリ電圧（２・α−１）・Ｅｂａｔに電流Ｉｍが流れ込み、充電電力Ｗｂａｔが蓄えられるとも解釈できる。
いずれの解釈でも構わないが、回生電力がバッテリに充電されるためには、（２・α−１）は大きければ大きい方がよいのは明らかである。
【００２６】
ここで式１６より、以下の式が導かれる。
（２・α−１）＝−Ｅｖ／Ｅｂａｔ＋（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・Ｉｍ／Ｅｂａｔ ……式２０
０＜（２・α−１）＜１ ……式２１
そして、回生時は、Ｅｖ＜０、Ｉｍ＜０であるから、（２・α−１）ができるだけ大きく充電電力Ｗｂａｔが大きくなるためには、
（１）ａｂｓ（Ｅｖ）の値が大きいほど、つまり、モータ回転速度が大きいほどよい。
（２）バッテリ電圧Ｅｂａｔが小さい方がよい、つまり、バッテリが空の方がよい。
（３）回路抵抗Ｒｍ＋Ｒｂａｔが小さいほどよい。
（４）（２・α−１）＝０、つまり、ＰＷＭデューティα＝０．５の場合には、たとえモータ電流Ｉｍが大きくとも充電電力Ｗｂａｔは０となってしまう。
これらの結果はいずれも納得できるものである。
【００２７】
（Ｊ）次に、充電電力Ｗｂａｔの性質について説明する。
まず、充電電力Ｗｂａｔの定義式は以下のようになる。
Ｗｂａｔ＝（２・α−１）・Ｉｍ・Ｅｂａｔ
＝（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・Ｉｍ・Ｉｍ−Ｅｖ・Ｉｍ
＝Ｉｍ・［（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・Ｉｍ−Ｅｖ］ ……式２２
つまり、充電電力Ｗｂａｔは、モータ回生電流Ｉｍの２次式で放物線となっている。この状況を図１２に示す。なお、図１２において、横軸はモータ回生電流Ｉｍを示し、縦軸は充電電力Ｗｂａｔを示している。ただし、回生領域Ｉｍ＜０、Ｗｂａｔ＜０のみを示している。
この図１２より、充電電力Ｗｂａｔの以下の性質が読み取れる。
（１）充電電力Ｗｂａｔはモータ電流Ｉｍに対して下に凹の放物線特性を持つものである。
（２）最大充電電力Ｗｂａｔｍａｘは、
Ｗｂａｔｍａｘ＝Ｅｖ・Ｅｖ／４・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ） ……式２３
となり、この最大値は、
Ｉｍ＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ） ……式２４
で生じ、この時、
（２・α−１）＝Ｅｖ／２Ｅｂａｔ ……式２５
である。
したがって、モータ電流Ｉｍがこの値以上でも、以下でも充電電力Ｗｂａｔは減少してしまう。特に、
Ｉｍ＝Ｅｖ／（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ） ……式２６
では、Ｗｂａｔ＝０となり、これ以下では、逆にＷｂａｔ＞０となり、電力はバッテリから持ち出しとなってしまう。
【００２８】
（Ｋ）次に、具体例として、バッテリを電源にもちＣＣ制御系からＰＷＭインバータドライバ経由でモータを駆動するシステムでの充電電力の最大化について説明する。
図１３は、この場合のシステム構成を示すブロック図であり、３相ＰＷＭインバータによる３相ＡＣモータのＰＷＭドライバによるＣＣ制御系の構成を示している。
ここで、ＣＣ制御系２１０は、モータ電流Ｉｍを目標値に適切な応答で収束させるための制御則をもつコントローラである。なお、このＣＣ制御系２１０ではシステム全体の安全を確保する仕組みも内装されているものとする。
また、ＰＷＭ発生源２２０は、Ｈ型ＰＷＭインバータにＣＣ制御系からの入力を反映させたＰＷＭデューティを生成するとともに、モータ位相を基にモータ界磁位相を制御する。その他は、既に説明した内容であるので省略する。
【００２９】
（Ｌ）次に、バッテリへの充電電力Ｗｂａｔを最大化するためのモータ回生電流Ｉｍについて説明する。
まず、モータ回生電圧Ｅｖは、モータの回転速度をΩｍ［ｒａｄ／ｓｅｃ］としてトルク係数（＝逆起定数）をＫｔ［Ｎｍ／Ａ］とする時、
Ｅｖ＝Ｋｔ・Ωｍ ……式２７
となる。
したがって、バッテリへの充電電力Ｗｂａｔを最大化するためには、上述した式２４または図１２よりモータに流す電流Ｉｍを

とすればよい。
こうすれば、最大充電電力は式２３より、
Ｗｂａｔｍａｘ＝Ｅｖ・Ｅｖ／４・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ） ……式２９
となる。
当然、この関係はモータが一定速度で回転していようが、速度が変化していようが、式２８で得られるモータ回生電流値を流すように制御すれば、バッテリへの充電電力Ｗｂａｔを最大化できることを表している。
【００３０】
（Ｍ）次に、バッテリの充電電流Ｉｂａｔの限界電流ＯＣについて説明する。
上述した式２８のＩｍをバッテリに流せば充電電力Ｗｂａｔを最大化できるが、一般にバッテリには、その安全性や寿命を確保するために、バッテリへの充電電流及び充電電圧に各々限界値ＯＣ（Over Current）、ＯＶ（Over Voltage）を設けて制限している。そこで次に、本例の制御に関係する限界電流値ＯＣの制限がある場合の充電電力の最大化について説明する。
モータがある速度で回転している場合、ＯＣと図１２に示すＩｍ対Ｗｂａｔ特性との相互関係を図示すると図１４に示すようになる。すなわち、図１２はモータ電流Ｉｍを表す横軸を基準として１つの充電電力Ｗｂａｔの変化を表したものであるが、図１４は充電電力Ｗｂａｔの変化カーブを基準として想定されるＯＣの３つのケース（ＯＣ１、ＯＣ２、ＯＣ３）を併記したものである。
ここで３つのケースでは、ＯＣの大小に関し、
ａ）ＯＣ１＜Ｅｖ／（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）
ｂ）Ｅｖ／（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）＜ＯＣ２＜Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）
ｃ）Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）＜ＯＣ３＜０
である。以下、これらのケースについて充電電力を最大化するためのＩｍ決定方法について順番に説明する。なお、これらは図１４からも直感的に分かることである。
【００３１】
（１）ケースａ）
Ｉｍ＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ） ……式３０
においてＷｂａｔが以下の最大値になる。
Ｗｂａｔ＝Ｅｖ・Ｅｖ／４・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ） ……式３１
この場合、もしＩｍ＝ＯＣ１としてしまえば、Ｗｂａｔ＞０となり、バッテリから逆に電流を持ち出すことになってしまう。
ただし、もしＩｍ＝Ｅｖ／（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）とすれば、Ｗｂａｔ＝０とさえなってしまう。
（２）ケースｂ）
この場合は、ケースａ）と同じで、
Ｉｍ＝Ｅｖ／２・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ） ……式３２
において、
Ｗｂａｔ＝Ｅｖ・Ｅｖ／４・（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ） ……式３３
でＷｂａｔが最大値になる。
（３）ケースｃ）
この場合は、図１４から、
Ｉｍ＝ＯＣ３ ……式３４
において、Ｗｂａｔが最大値、
Ｗｂａｔ＝ＯＣ３｛（Ｒｍ＋Ｒｂａｔ）・ＯＣ３−Ｅｖ｝ ……式３４
をとる。ＯＣ値の絶対値を大きくとればとるほど、Ｗｂａｔも大きくできる領域でもある。
【００３２】
以上、本発明の実施例について説明したが、以上の例は一例であり、本発明は特許請求の範囲を逸脱しない範囲で種々変形が可能である。
例えば、上述の例では、モータの回転速度から逆起電圧を検出したが、Ａ／Ｄ変換器等を介してモータから直接逆起電圧を検出するようにしてもよい。また、充電式電源部としては、上述のようなバッテリに限らず、大容量コンデンサ（上述した回路説明では等価的に大容量コンデンサを表したが）として製品化されたものを実際に用いることも可能である。
また、上述した実施例では、アシスト自転車に適用した例で説明したが、本発明は単独の回生装置としても実現できるものであり、さらにモータやバッテリから分離した構成であっても本発明の範囲に含まれるものである。
【００３３】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の回生装置及び自転車では、充電式電源部の回生動作時に駆動モータの逆起電圧を検知し、この逆起電圧値に基づいて電流制御手段に供給する電流指令値を決定し、充放電経路の電流制御を行うようにしたので、充電式電源部を最適な電流値で充電を行うことができ、充電効率を向上することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態例による回生装置を搭載したアシスト自転車の駆動制御系の構成例を示すブロック図である。
【図２】図１に示す駆動制御系の回生動作時の電流指令値決定動作を示すフローチャートである。
【図３】図１に示す駆動制御系で用いるＨ型ＰＷＭインバータによるモータドライバの構成例を示す回路図である。
【図４】電源、抵抗負荷、及び１つのスイッチ素子の回路とその動作タイミングを示す説明図である。
【図５】図４に示す回路を等価回路化を示す説明図である。
【図６】電源、抵抗負荷、及び２つのコンプリメンタリスイッチ素子の回路とその等価回路化を示す説明図である。
【図７】電源、モータ負荷、及び２つのコンプリメンタリスイッチ素子の回路とその等価回路化を示す説明図である。
【図８】図３に示す回路のバッテリ部の等価回路化を示す説明図である。
【図９】図３に示す回路の回生動作時の各ノードにおける電流波形を示す説明図である。
【図１０】図３に示す回路のアシスト動作時の各ノードにおける電流波形を示す説明図である。
【図１１】図７に示す回路の回生時の等価回路を示す説明図である。
【図１２】図１に示す回路の回生動作時における充電電力Ｗｂａｔとモータ回生電流Ｉｍの関係を示す説明図である。
【図１３】図１に示す駆動制御系のＣＣ制御系から駆動モータまでのシステム構成を示すブロック図である。
【図１４】図１２に示すＩｍ対Ｗｂａｔ特性と限界電流ＯＣの相互関係を示す説明図である。
【符号の説明】
１０……駆動モータ、１２……周波数発生器、１４……速度検出部、１６……演算部、１８……電流制御部、２０……モータ制御部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a regenerative device for controlling a power supply operation from a rechargeable power supply unit to a drive motor and a regenerative operation of power generated by the drive motor to a rechargeable power supply unit, and an assist type using the regenerative device It is about bicycles.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, an assist type bicycle equipped with a rechargeable battery by a regenerative device and an assisting drive motor is known. In addition, the system using the regenerative device is not limited to an assist type bicycle, and is applied in various ways to electric vehicles and the like (for example, see Patent Documents 1 to 3).
Hereinafter, an assist type bicycle will be described as a conventional example.
In general, in this type of assist-type bicycle, running by human power is called power running, and running by gravity such as downhill or by human power / external force is called regenerative running.
During power running, power running is assisted by performing CC (Constant Current) control for controlling the current flowing from the battery to the drive motor to a constant target value. Further, during regenerative travel, CC control charging is possible using a regenerative voltage (BEFM) from the drive motor as a power source.
In this charging, depending on the type of battery, it is necessary to prevent the upper limit charging voltage OV (Over Voltage) from exceeding the upper limit charging voltage OV (Over Voltage) for safety / battery life, and CV (Constant for controlling the charging voltage to a constant target value) It is necessary to charge the battery while performing control so as not to exceed the upper limit charging current OC (Over Current) at the same time, and this series of control is referred to as CVCC control.
[0003]
And such CVCC control is performed by the CC controller and CV controller which were provided in the regeneration apparatus.
That is, the CC controller controls the current value of the charge / discharge path to the target value by feedback control based on the current value detected from the charge / discharge path. The current value is controlled through a motor driver that controls the drive motor, for example. In addition, the direction of the current flowing through the charge / discharge path (the polarity of the current value) is reversed between regeneration (charging) and powering (discharging).
The CV controller also controls the voltage value of the charging / discharging path to the target value by feedback control based on the voltage value detected from the charging / discharging path. By calculating the current value and using this as a current command value to control the current value of the charge / discharge path, the voltage value of the charge / discharge path is controlled to the target value.
[0004]
[Patent Document 1]
JP 2000-6878 A
[Patent Document 2]
JP 2002-58106 A
[Patent Document 3]
JP 2002-345106 A
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the conventional regenerative device as described above, when the battery regenerative operation is performed, the current value finally flowing through the charging / discharging path is the current target value determined by the CC controller (upper limit charging current OC). Accordingly, it is controlled in a fixed manner.
However, when the regenerative operation is performed while controlling the current value of the charging / discharging path to the limit current value in this way, the charging efficiency (regenerative power) to the battery, particularly when the regenerative voltage is low (that is, when the motor rotates at a low speed). Is observed.
In other words, when the regenerative voltage is sufficiently large (that is, when the rotational speed of the motor is sufficiently large), the battery is properly charged and the charging power is maximized. At the same time, the amount of charge current to the battery decreases, and eventually the discharge from the battery begins, and it becomes impossible to maximize the charge power.
Further, it is confirmed that charging may be impossible when the motor is charged by running at a lower speed.
In addition, although the above demonstrated the example which used the secondary battery for the rechargeable power supply part, the large capacity | capacitance capacitor has been developed recently and the same problem is also in the case of using such a large capacity capacitor. Is estimated to occur.
[0006]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and its purpose is to perform CVCC control charging with an optimal current value during the regenerative operation of the rechargeable power supply unit, thereby improving charging efficiency. An object of the present invention is to provide a regenerative device and a bicycle.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides a regenerative operation for a rechargeable power supply unit that supplies drive power to the drive motor during assist driving by the drive motor, and charges by the back electromotive voltage of the drive motor during regeneration by the drive motor. A regenerative device for controlling, a current control means for controlling a current value of a charge / discharge path connected to the rechargeable power supply unit based on a predetermined current command value, and detecting a back electromotive voltage of the drive motor during the regeneration Determining a current command value to be supplied to the current control unit based on a back electromotive voltage value detected by the back electromotive voltage detection unit, and determining a current command value to be supplied to the current control unit Means and The current command value determining means calculates an optimum current value for obtaining the largest regenerative power using the back electromotive voltage value, and corresponds the optimum current value to the characteristics of the rechargeable power supply unit. When the optimum current value is within the limit current value range, the optimum current value is determined as a current command value, and the optimum current value is outside the limit current value range. Determines the limit current value as a current command value It is characterized by that.
[0008]
The present invention also includes a drive motor for assisting driving of the wheels, a rechargeable power supply unit that supplies power to the drive motor, a regenerative device that charges the rechargeable power supply unit with the power generated in the drive motor, A high-order controller that controls the regenerative device, and the regenerative device supplies drive power to the drive motor during assist driving by the drive motor, and is charged by a back electromotive voltage of the drive motor during regeneration by the drive motor. A regenerative device for controlling a regenerative operation to be performed on the rechargeable power supply unit, the current control means for controlling a current value of a charge / discharge path connected to the rechargeable power supply unit based on a predetermined current command value; The counter electromotive voltage detecting means for detecting the counter electromotive voltage of the drive motor sometimes, and the current control means based on the back electromotive voltage value detected by the counter electromotive voltage detecting means. The current command value determining a current command value determining means for supplying to said current control means The current command value determining means calculates an optimum current value for obtaining the largest regenerative power using the back electromotive voltage value, and corresponds the optimum current value to the characteristics of the rechargeable power supply unit. When the optimum current value is within the limit current value range, the optimum current value is determined as a current command value, and the optimum current value is outside the limit current value range. Determines the limit current value as a current command value Bicycle characterized by that.
[0009]
In the regenerative device and the bicycle of the present invention, the back electromotive voltage of the drive motor is detected during the regenerative operation of the rechargeable power supply unit, the current command value supplied to the current control means is determined based on the back electromotive voltage value, and charging / discharging Since the current control of the path is performed, the rechargeable power supply unit can be charged with an optimum current value, and the charging efficiency can be improved.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of a regenerative device and a bicycle according to the present invention will be described below.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a drive control system of an assist bicycle equipped with a regenerative device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a flowchart showing the current command value determination operation during the regenerative operation of the drive control system shown in FIG. 1, and shows an operation example that is a feature of the present invention.
In the regeneration device of this example, the charging efficiency is improved by optimizing the charging current value supplied to the battery during the regeneration operation of the assist bicycle.
In this example, the limit current (negative upper limit current value) OC at the time of regeneration is, for example, −8 A due to the durability characteristics of the battery, etc., and the current does not fall below this value (does not exceed the absolute value). The command value Im is optimized (that is, −8A <Im <0A (0>Im> −8A)).
In this example, a secondary battery (herein simply referred to as a battery) is used as the rechargeable power supply unit. However, the present invention can be similarly applied to a case using a means such as a large-capacity capacitor. To do.
[0011]
First, a circuit configuration that is a main part of this example will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 1, the regenerative device of this example includes a speed detection unit 14, a calculation unit 16, and a current control unit 18.
The speed detector 14 detects the rotational speed Ωm of the motor using the frequency generator 12 provided in the drive motor 10 and outputs the detected value to the calculator 16.
The calculation unit 16 calculates the counter electromotive voltage Ev generated in the drive motor 10 using the rotation speed Ωm detected by the speed detection unit 14, and from this value, the optimum current value Im that maximizes the charging current to the battery. 'Is calculated and output to the current control unit 18.
The current control unit 18 compares, for example, an upper limit current value OC (−8 A in this example) based on an input from a host controller (not shown) or a preset setting value and the optimum current value Im ′ calculated by the calculation unit 16. The final current command value Im is determined, and the charging current to the battery is controlled via the motor control unit 20 based on the current command value Im.
In the example shown in FIG. 1, the counter electromotive voltage is calculated from the rotational speed of the drive motor. However, the counter electromotive voltage generated by the drive motor is directly detected and the A / D converted value is taken in to obtain the optimum current. The value Im ′ may be obtained.
[0012]
Next, an operation example in this example will be described using the flowchart of FIG. In FIG. 2, the portion marked (<0) indicates a negative (polarity) value.
First, in step S1, a process for calculating the back electromotive voltage Ev and the optimum current value Im ′ is performed. As shown in the figure, the back electromotive force Ev is obtained from the equation Ev = Kt · Ωm using the torque constant Kt and the rotational speed Ωm.
Next, the optimum current value Im ′ is calculated from the back electromotive voltage Ev. This uses the resistance value Rm of the drive motor and the resistance value Rbat of the battery, which will be described later, to determine the optimum current value Im ′ from the formula Im ′ = Ev / 2 · (Rm + Rbat). As described above, the counter electromotive voltage Ev may be obtained directly from an A / D converter (ADC). The resistance values Rm and Rbat are stored in advance in a table or the like in a non-volatile memory (not shown), for example.
Next, in step S2, the optimum current value Im ′ obtained in step S1 is compared with a limit current value OC (−8A). If the optimum current value Im ′ is equal to or greater than the limit current value OC (Im ′ ≧ OC), the process proceeds to step S3, and the optimum current value Im ′ (= Ev / 2 · (Rm + Rbat)) is set as the current command value Im. And the calculation process is terminated (step S5).
If the optimum current value Im ′ is less than the limit current value OC (Im ′ <OC), the process proceeds to step S4, where the limit current value OC is determined as the current command value Im, and this calculation process is terminated ( Step S5).
As described above, by optimizing the current command value Im within the range of the limit current value and maximizing the charge power amount, the charge efficiency (regeneration efficiency) can be improved, and the charge time Can be shortened.
[0013]
Next, a detailed circuit configuration and algorithm for optimizing the regenerative current as described above will be described.
(A) First, a basic configuration example of a motor control unit (motor driver) used in this example will be described.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a motor driver using an H-type PWM inverter. In general, motor unit connection methods include, for example, delta connection, Y connection, and the like. As an on / off control method of a switch element (eg, transistor or FET) of each arm of an inverter, a 120 ° / 180 ° energization method is used. However, in general, the switch control is performed 6 times every 60 degrees of the electrical angle, and the algorithm of this example is not based on these methods, so the following is an example of Y connection / 120 degree energization. The method will be explained in mind.
Moreover, only the situation where the U / V phase is active and the current flows is considered for the timing, and the behavior at other timings is changed from the U / V phase to the V / W phase and the W / U phase. It is exactly the same if you change it. Also, the following description can be applied to the brush motor.
[0014]
As shown in FIG. 3, the U-phase arm of the inverter is provided with a pair of switch elements (FETs) Quh and Qul on the top and bottom. A battery unit is connected to the U-phase arm side. The battery unit is connected in parallel with a battery 101 having a battery voltage Ebat having an internal resistance Rbat and a large capacity capacitor 102 for charging. It has become. The current flowing through the battery internal resistance Rbat is Ibat ′, the current flowing through the capacitor 102 is Ic ′, and the current flowing from the battery section to the inverter is Ih ′ (H-type PWM inverter current PAM; pulse amplification modulation signal). In FIG. 3, the currents marked with 'indicate that they are pulse currents.
Further, the transfer function of the battery unit is 1 / (S · C). Note that S is a Laplace operator, and C is the capacitance of the capacitor 102.
Also, a pair of switch elements (FETs) Qvh and Qvl are provided on the top and bottom of the V-phase arm of the inverter.
A coil SLm of the drive motor is arranged between the connection point of the switch element Quh and the switch element Qul of the U-phase arm and the connection point of the switch element Qvh and the switch element Qvl of the V-phase arm. This coil SLm equivalently includes a voltage source 103 of a counter electromotive voltage Ev on the V phase side and a motor resistance Rm on the U phase side. During assist driving, the motor driving current Im flows from the resistor Rm side to the coil SLm, and during regeneration, the regenerative current Im by the back electromotive voltage Ev is supplied to the battery unit side through the resistor Rm.
In such a configuration, the switching elements of the U-phase arm and V-phase arm of the inverter are ON / OFF controlled by the PWM signal to drive the motor coil SLm.
[0015]
(B) Next, the operation of the motor driver as described above will be described in detail. Note that the circuit shown in FIG. 3 is difficult to handle in terms of circuit calculation, such as Ohm's law. Therefore, in the following description, an example of modeling that is practically convenient while ignoring high-frequency components will be described.
(B-1) When having a power source, a resistive load, and one switch element
FIG. 4A shows a circuit example in the case where a resistance load R is connected to the power source E and a switch SW having ideal operating characteristics is present on the way. For example, when a pulse current I ′ flowing through the circuit for one cycle when the switch PWM duty ratio α is 75%: 25% and on / off operation is depicted in a time chart, FIG. It seems that it comes to show. If this current signal is averaged by a low-pass filter having a frequency response sufficiently lower than the on / off frequency of the PWM switch SW, it is considered that the current signal is as shown in FIG.
This means that when this circuit is viewed at a frequency sufficiently lower than the PWM carrier frequency, an equivalent circuit as shown in FIG. 5 can be obtained.
Therefore, the circuit equation is
I = α · E / R
It becomes.
[0016]
(B-2) When having a resistive load and two complementary switch elements
In the circuit shown in FIG. 3 described above, there are a pair of switch elements on both sides, and the on / off signals of the switches are inverted. Therefore, in this case, the equivalent circuit (low frequency) model obtained by the configuration having one switch element shown in FIG. 4 can be converted into an equivalent circuit as shown in FIG. is there. Then, when this is summarized, it is obvious that an equivalent circuit as shown in FIG.
Therefore, when the information component included in the current is sufficiently smaller than the PWM carrier frequency, the configuration shown in FIG. Actually, the PWM carrier frequency is selected so as to be like this. As a result, the following equation can be practically applied to the circuit equation shown in FIG.
I = {(2α-1) · E} / R (11)
In practice, in the H-type PWM inverter driver shown in FIG. 3, since the motor is driven, the load R includes not only a pure resistance but also an inductance L. Since this is irrelevant to the algorithm of this example, the description is omitted here, but even in that case, the equivalent circuit model of FIG. 6 is established. The effect of L is that the current I is only somewhat triangular.
[0017]
(B-3) When having a motor load and two complementary switch elements
In the case of a motor load, a counter electromotive voltage (BEMF voltage) Ev proportional to the rotation speed is generated in addition to the inductance. Details of the influence of the inductance are omitted since they are not directly related to the function of this example, and the influence of Ev is examined here. Since Ev is also a voltage source as in E, it is affected in the same way as in FIG. 6A. Therefore, when this situation is illustrated, an equivalent circuit as shown in FIG. 7A is obtained. Here, since Ev is opposite to the polarity of E regardless of whether the switch elements on both sides of the H-type driver are on or off, the equivalent circuit model shown in FIG. 7B is established.
In the following description, the voltage polarity of the voltage source E is assumed to be +. Therefore, the value of Ev takes-. The same applies to the current. The direction of flowing out from E is +, and the current flowing into E is-. Further, the theoretical development can be similarly performed when the polarities of Ev and E are in the same direction, but only the case of the reverse direction shown in FIG. 7 will be described here.
If the above result is utilized, the value of the current flowing through the H-type PWM inverter can be obtained practically.
[0018]
(C) Next, a low-frequency equivalent circuit model on the primary side of the power source E and the smoothing capacitor C will be described.
On the power supply side (hereinafter referred to as the primary side) of the H-type PWM inverter described above, a capacitor having a large capacity of about 10000 [μF] is connected in parallel to the power supply as shown in FIG. 8A. . Therefore, a low frequency equivalent circuit model of this capacitor is obtained.
In general, since the resistance value is about 0.2 [Ω] and the capacitance value is about 10000 [μF], the time constant included in the equivalent circuit is about 0.5 [msec], and the PWM carrier frequency is about 15 The frequency is sufficiently lower than [Khz]. Therefore, after all, an equivalent circuit as shown in FIG. 8C can be applied as the low frequency model.
[0019]
(D) Next, the current waveform at each node of the circuit shown in FIG. 3 will be described.
9 and 10 are explanatory diagrams showing current waveforms at each node of the circuit shown in FIG. 3. FIG. 9 shows waveforms during the regenerative operation, and FIG. 10 shows waveforms during the assist operation. Hereinafter, each waveform will be described with reference to these drawings.
First, the regenerative PWM signal shown in FIG. 9A is a high (Hi) and low (Lo) signal, and controls ON / OFF of the switch element of the PWM inverter. The duty ratio of PWM is α, and the ON period of the switch element that flows in the regeneration direction current (Im negative side in FIG. 3) is represented by an α value. The PWM signal waveform at the time of assist shown in FIG. 10A is the same. In this case, the duty ratio in the assist direction is 1−α.
Next, the motor current Im during regeneration shown in FIG. Further, the motor current Im at the time of assist shown in FIG. 10B is a positive value. The current ramping (rising / falling) is due to the current integration effect of the motor inductance Lm.
Next, the current Ih ′ of the inverter power supply unit shown in FIG. 9C is a pulsed PAM signal. This is because the direction in which the analog motor regenerative current Im flows is switched and can be seen as it is. That is, the current Im becomes Ih ′ according to Ampere's law, in other words, the H-type PWM inverter converts the pulsed current Ih ′ into the continuous current Im. Therefore, when drawing a figure accurately, the current waveforms of Ih ′ and Im must be exactly the same. Here, for the sake of simplicity, only a square wave is drawn as Ih ′.
So always (at any time)
Im = −abs (Ih ′) (12)
Holds.
Note that the current Ih ′ of the inverter power supply section at the time of assist shown in FIG. 10C is basically the same, but in this case, always (at an arbitrary time)
Im = abs (Ih ′) ...... Formula 13
Holds.
[0020]
Next, the pulse current Ic ′ flowing through the large-capacity capacitor on the power source side shown in FIG. 9 (D) is the one in which the inverter current Ih ′ is shunted and flows toward the large-capacitance capacitor, but the average value Ic of the pulse current Ic ′. Becomes 0. This is because the capacitor DC voltage rises (falls) unless it is zero.
The same applies to the capacitor current Ic ′ at the time of assist shown in FIG.
Next, the battery current Ibat ′ shown in FIG. 9E is a current obtained by subtracting the capacitor current Ic ′ from the inverter current Ih ′, which is also a pulsed current. Therefore, the following formula always holds exactly (at any time).
Ih ′ = Ic ′ + Ibat ′ (14)
The same applies to the battery current Ibat ′ at the time of assist shown in FIG.
[0021]
(E) Next, the relationship among the battery current Ibat ′, the capacitor current Ic ′, and the inverter current Ih ′ will be described.
First, it is natural to think that the motor regenerative current Im and the battery current Ibat ′ are equal. However, as shown in FIG. Since the inverter current Ih ′ is shunted into the battery current Ibat ′ and the capacitor current Ic ′, it seems that the charging current is reduced by the capacitor current Ic ′. However, the capacitor current Ic ′ has a duty of 1−α. In this period, the current is effectively reused as the current in the assist direction. That is, the capacitor current Ic ′ is not charged in the battery, but is the charging current itself. For example, when the circuit configuration is such that the capacitor is removed (assuming that it is possible), all of the inverter current Ih ′ is charged to the battery as the battery current Ibat ′. This is because the electric current in the assist direction is consumed. In any case, the capacitor current Ic ′ is a current necessary for generating the motor regenerative current Im.
Therefore, the charging current is the H-type PWM inverter current Ih ′ itself from the equation (14).
[0022]
(F) Next, the average motor regenerative current will be described.
As described above, the charging current is the inverter current Ih ′ itself. However, since both the inverter current Ih ′ and the battery current Ibat ′ are charged to the capacitor and the battery having a very large time constant, the substantial charging current eventually averaged (smoothed) the inverter current Ih ′. ) The current Ih is expressed by the following equation.
Ih = (2 · α-1) Im Equation 15
[0023]
(G) Next, the battery charging power Wbat will be described.
First, battery voltage Ebat [V], battery current Ibat [A] (outflow> 0, inflow <0), battery internal resistance Rbat [Ω], motor back electromotive voltage Ev [V], motor current Im [A] (Assist direction> 0, regeneration direction <0), motor DC resistance Rm [Ω], charging power Wbat [w], motor regeneration current Im [A], PWM duty ratio (0 <α <1, α is shown in FIG. (Represented by the ON ratio of the FET that controls the motor regenerative current direction), and the regenerative power W [w] = Im · Ev.
The low-frequency equivalent circuit of the H-type PMW inverter at this time is as shown in FIG.
[0024]
(H) Next, circuit equations and charging power Wbat will be described.
From FIG. 11, the following equation is obtained.
(2.α-1) Ebat + Ev = (Rm + Rbat) · Im
However, Ev <0 and Im <0 from the regeneration mode. ...... Formula 16
When Im is applied to both sides,
(2 ・ α-1) Ebat ・ Im
= (Rm + Rbat) · Im · Im-Ev · Im
= Wbat ...... Formula 17
This expression 17 is an expression that defines the charging power.
[0025]
(I) Next, the significance of Equation 17 will be examined.
(I-1) Regenerative power Wv
Wv = Ev.Im = (Rm + Rbat) .Im.Im-Wbat
However, Wbat <0 (Formula 18)
The left side is regenerative power Wv generated by motor rotation, a part of this power is consumed by circuit resistance (Rm + Rbat), and the rest is stored in the battery as charging power Wbat. Therefore, as a matter of course, the charging power Wbat increases as the circuit resistance decreases. If necessary, an equation for charging efficiency can be defined from this equation.
(I-2) For (2 · α-1) and α,
Wbat = (2.multidot..alpha.-1) .Im.Ebat ...... Equation 19
Therefore, it can be interpreted that the current (2 · α-1) · Im flows into the battery of the voltage Ebat and charges the electric power Wbat, or the current Im to the battery voltage (2 · α-1) · Ebat. It can be interpreted that the charging power Wbat is stored.
Any interpretation is acceptable, but it is clear that (2 · α-1) is larger as long as regenerative power is charged to the battery.
[0026]
Here, the following expression is derived from Expression 16.
(2.multidot..alpha.-1) =-Ev / Ebat + (Rm + Rbat) .Im / Ebat.
0 <(2 · α−1) <1 Equation 21
Since Ev <0 and Im <0 during regeneration, (2 · α−1) is as large as possible and the charging power Wbat is large.
(1) The larger the value of abs (Ev), that is, the higher the motor rotation speed, the better.
(2) The battery voltage Ebat is preferably small, that is, the battery is preferably empty.
(3) The smaller the circuit resistance Rm + Rbat, the better.
(4) When (2 · α−1) = 0, that is, when the PWM duty α = 0.5, the charging power Wbat is 0 even if the motor current Im is large.
All of these results are satisfactory.
[0027]
(J) Next, the property of the charging power Wbat will be described.
First, the definition formula of the charging power Wbat is as follows.
Wbat = (2 · α-1) · Im · Ebat
= (Rm + Rbat) · Im · Im-Ev · Im
= Im · [(Rm + Rbat) ・ Im −Ev] ...... Formula 22
That is, the charging power Wbat is a parabola with a quadratic expression of the motor regenerative current Im. This situation is shown in FIG. In FIG. 12, the horizontal axis indicates the motor regenerative current Im, and the vertical axis indicates the charging power Wbat. However, only the regeneration region Im <0 and Wbat <0 are shown.
From this FIG. 12, the following properties of the charging power Wbat can be read.
(1) The charging power Wbat has a parabolic characteristic that is concave downward with respect to the motor current Im.
(2) The maximum charging power Wbatmax is
Wbatmax = Ev · Ev / 4 · (Rm + Rbat) ...... Formula 23
And this maximum value is
Im = Ev / 2 · (Rm + Rbat) ...... Formula 24
At this time,
(2.multidot..alpha.-1) = Ev / 2Ebat (Formula 25)
It is.
Therefore, even if the motor current Im is greater than or equal to this value, the charging power Wbat is reduced. In particular,
Im = Ev / (Rm + Rbat) ...... Formula 26
Then, Wbat = 0, and below this, Wbat> 0, and power is taken out of the battery.
[0028]
(K) Next, as a specific example, maximization of charging power in a system in which a battery is used as a power source and a motor is driven from a CC control system via a PWM inverter driver will be described.
FIG. 13 is a block diagram showing a system configuration in this case, and shows a configuration of a CC control system by a PWM driver of a three-phase AC motor by a three-phase PWM inverter.
Here, the CC control system 210 is a controller having a control law for causing the motor current Im to converge to a target value with an appropriate response. The CC control system 210 is also equipped with a mechanism for ensuring the safety of the entire system.
The PWM generation source 220 generates a PWM duty reflecting the input from the CC control system in the H-type PWM inverter, and controls the motor field phase based on the motor phase. Others are the same as those already described, and will be omitted.
[0029]
(L) Next, the motor regeneration current Im for maximizing the charging power Wbat to the battery will be described.
First, the motor regenerative voltage Ev is obtained when the rotational speed of the motor is Ωm [rad / sec] and the torque coefficient (= counting constant) is Kt [Nm / A].
Ev = Kt · Ωm Equation 27
It becomes.
Therefore, in order to maximize the charging power Wbat to the battery, the current Im flowing to the motor is calculated from the above-described equation 24 or FIG.

And it is sufficient.
In this way, the maximum charge power is
Wbatmax = Ev · Ev / 4 · (Rm + Rbat) Equation 29
It becomes.
Naturally, this relationship can be maximized by charging the battery power Wbat if the motor regenerative current value obtained by Equation 28 is controlled to flow regardless of whether the motor rotates at a constant speed or the speed changes. It represents what you can do.
[0030]
(M) Next, the limit current OC of the charging current Ibat of the battery will be described.
The charging power Wbat can be maximized by flowing Im in the above equation 28 to the battery. In general, however, the battery has a limit value OC ( Over Current) and OV (Over Voltage) are provided and limited. Then, next, the maximization of the charging power when there is a limit of the limit current value OC related to the control of this example will be described.
When the motor is rotating at a certain speed, the correlation between the OC and the Im vs. Wbat characteristic shown in FIG. 12 is shown in FIG. That is, FIG. 12 shows a change in one charging power Wbat with the horizontal axis representing the motor current Im as a reference, but FIG. 14 shows three cases of OC assumed based on a change curve of the charging power Wbat. (OC1, OC2, OC3) is written together.
In these three cases, regarding the size of OC,
a) OC1 <Ev / (Rm + Rbat)
b) Ev / (Rm + Rbat) <OC2 <Ev / 2 · (Rm + Rbat)
c) Ev / 2 · (Rm + Rbat) <OC3 <0
It is. Hereinafter, an Im determination method for maximizing charging power in these cases will be described in order. These are intuitively understood from FIG.
[0031]
(1) Case a)
Im = Ev / 2 · (Rm + Rbat) ...... Equation 30
Wbat has the following maximum value.
Wbat = Ev · Ev / 4 · (Rm + Rbat) ...... Formula 31
In this case, if Im = OC1, Wbat> 0, and the current is taken out from the battery.
However, if Im = Ev / (Rm + Rbat), then Wbat = 0.
(2) Case b)
In this case, it is the same as case a)
Im = Ev / 2 · (Rm + Rbat) ...... Formula 32
In
Wbat = Ev · Ev / 4 · (Rm + Rbat) ...... Formula 33
Wbat becomes the maximum value.
(3) Case c)
In this case, from FIG.
Im = OC3 ...... Formula 34
, Wbat is the maximum value,
Wbat = OC3 {(Rm + Rbat) .OC3-Ev} Expression 34
Take. The larger the absolute value of the OC value, the larger the Wbat can be.
[0032]
Although the embodiments of the present invention have been described above, the above examples are merely examples, and the present invention can be variously modified without departing from the scope of the claims.
For example, in the above-described example, the counter electromotive voltage is detected from the rotational speed of the motor, but the counter electromotive voltage may be detected directly from the motor via an A / D converter or the like. In addition, the rechargeable power supply unit is not limited to the battery as described above, but a product that has been commercialized as a large-capacity capacitor (in the above-described circuit description, equivalently represents a large-capacity capacitor) may be actually used. Is possible.
Further, in the above-described embodiment, an example in which the present invention is applied to an assist bicycle has been described. However, the present invention can also be realized as a single regenerative device, and the scope of the present invention can be configured even when separated from a motor or battery. Is included.
[0033]
【The invention's effect】
As described above, in the regenerative device and the bicycle of the present invention, the back electromotive voltage of the drive motor is detected during the regenerative operation of the rechargeable power supply unit, and the current command value to be supplied to the current control means based on the back electromotive voltage value is determined. Since it is determined and the current control of the charging / discharging path is performed, the rechargeable power supply unit can be charged with an optimum current value, and the charging efficiency can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a drive control system of an assist bicycle equipped with a regeneration device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a flowchart showing a current command value determination operation during a regenerative operation of the drive control system shown in FIG.
3 is a circuit diagram showing a configuration example of a motor driver using an H-type PWM inverter used in the drive control system shown in FIG. 1;
FIG. 4 is an explanatory diagram showing a circuit of a power source, a resistance load, and one switch element and its operation timing.
FIG. 5 is an explanatory diagram showing equivalent circuitization of the circuit shown in FIG. 4;
FIG. 6 is an explanatory diagram showing a circuit of a power supply, a resistance load, and two complementary switch elements and an equivalent circuit thereof.
FIG. 7 is an explanatory diagram showing a circuit of a power source, a motor load, and two complementary switch elements and an equivalent circuit thereof.
8 is an explanatory diagram showing equivalent circuitization of the battery unit of the circuit shown in FIG. 3; FIG.
FIG. 9 is an explanatory diagram showing current waveforms at each node during the regenerative operation of the circuit shown in FIG. 3;
10 is an explanatory diagram showing current waveforms at each node during the assist operation of the circuit shown in FIG. 3; FIG.
11 is an explanatory diagram showing an equivalent circuit during regeneration of the circuit shown in FIG. 7; FIG.
12 is an explanatory diagram showing the relationship between charging power Wbat and motor regenerative current Im during the regenerative operation of the circuit shown in FIG. 1;
13 is a block diagram showing a system configuration from a CC control system to a drive motor of the drive control system shown in FIG. 1; FIG.
14 is an explanatory diagram showing a correlation between Im vs. Wbat characteristics and limit current OC shown in FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Drive motor, 12 ... Frequency generator, 14 ... Speed detection part, 16 ... Calculation part, 18 ... Current control part, 20 ... Motor control part.

Claims

A regenerative device that controls a regenerative operation for a rechargeable power supply unit that supplies drive power to the drive motor during assist driving by the drive motor, and charges by a back electromotive voltage of the drive motor during regeneration by the drive motor,
Current control means for controlling a current value of a charge / discharge path connected to the rechargeable power supply unit based on a predetermined current command value;
Back electromotive voltage detection means for detecting the back electromotive voltage of the drive motor during the regeneration;
Determining a current command value to be supplied to the current control means based on the back electromotive voltage value detected by the back electromotive voltage detection means, and a current command value determining means for supplying to the current control means ,
The current command value determining means calculates an optimum current value for obtaining the largest regenerative power using the back electromotive voltage value, and uses the optimum current value as a limit current value corresponding to the characteristics of the rechargeable power supply unit. When the optimum current value is within the limit current value range, the optimum current value is determined as a current command value, and when the optimum current value is outside the limit current value range, the limit value is determined. Determining the current value as a current command value;
Regenerative device characterized by.

When the optimum current value is Im, the counter electromotive voltage value is Ev, the resistance value of the drive motor is Rm, and the resistance value of the rechargeable power supply unit is Rbat, the current command value determining means = Ev / 2 · (Rm + Rbat) regenerating device according to claim 1, wherein from that calculates the optimum current value.

The regenerative device according to claim 1, wherein the rechargeable power supply unit is a secondary battery.

The regenerative device according to claim 1, wherein the rechargeable power supply unit is a large-capacity capacitor.

A driving motor for assisting driving of the wheels; a rechargeable power supply unit that supplies power to the driving motor; a regenerative device that charges the rechargeable power supply unit with the power generated in the drive motor; and the regenerative device is controlled And a host controller that
The regeneration device is
A regenerative device that controls a regenerative operation for a rechargeable power supply unit that supplies drive power to the drive motor at the time of assisting drive by the drive motor, and charges by a back electromotive voltage of the drive motor at the time of regeneration by the drive motor,
Current control means for controlling a current value of a charge / discharge path connected to the rechargeable power supply unit based on a predetermined current command value;
Back electromotive voltage detection means for detecting the back electromotive voltage of the drive motor during the regeneration;
Determining a current command value to be supplied to the current control means based on the back electromotive voltage value detected by the back electromotive voltage detection means, and a current command value determining means for supplying to the current control means ,
The current command value determining means calculates an optimum current value for obtaining the largest regenerative power using the back electromotive voltage value, and uses the optimum current value as a limit current value corresponding to the characteristics of the rechargeable power supply unit. When the optimum current value is within the limit current value range, the optimum current value is determined as a current command value, and when the optimum current value is outside the limit current value range, the limit value is determined. Determining the current value as a current command value;
Bicycle characterized by.

When the optimum current value is Im, the counter electromotive voltage value is Ev, the resistance value of the drive motor is Rm, and the resistance value of the rechargeable power supply unit is Rbat, the current command value determining means 6. The bicycle according to claim 5, wherein the optimum current value is calculated from = Ev / 2 · (Rm + Rbat).

6. The bicycle according to claim 5, wherein the rechargeable power supply unit is a secondary battery.

6. The bicycle according to claim 5, wherein the rechargeable power supply unit is a large-capacity capacitor.